直流无刷电机驱动器

直流无刷电机驱动器（共10篇）

直流无刷电机驱动器 篇1

无刷直流电机以其体积小、效率高、寿命长、易于维护等优点, 广泛应用于家电、医疗器械、航空航天等各个领域。无刷直流电机一般采用方波驱动, 出力大, 但转矩脉动和噪声也比较大, 影响着无刷直流电机在高精度、低噪声环境下的应用。近年来, 国内外相关文献对无刷直流电机的正弦波驱动进行了研究, 当无刷直流电机采用正弦波驱动时, 电机的转矩脉动和噪声要小于方波驱动[1,2,3]。因此, 本文针对无刷直流电机方波驱动出力大, 正弦波驱动转矩脉动和噪声小的特点, 设计了无刷直流电机方波正弦波复合驱动器, 实现了无刷直流电机的方波驱动和正弦波驱动, 以及两种驱动方式的动态切换。

1 控制系统整体设计

无刷直流电机方波正弦波复合驱动器系统整体结构如图l所示。由图1可看出系统的组成与传统的无刷直流电机控制电路基本一致。驱动模式由外部的驱动模式按键状态决定, 可以通过驱动模式按键来实现驱动方式的动态切换。其中, 电机控制系统处理器采用微芯公司的dsPIC30F4011数字信号控制器, 通过对dsPIC30F4011进行编程实现无刷直流电机的方波与正弦波的复合驱动。控制器产生的PWM信号经光电隔离后传给IR2130驱动芯片。IR2130具有独特的自举电路, 一片IR2130就可以驱动一套典型的三相H桥式逆变电路。

2 方波驱动

无刷直流电机的方波驱动模式根据霍耳信号的6个状态控制电机绕组的导通与关断, 相对正弦波驱动而言控制更加简单。一般采用两两导通模式, 即每一时刻两相导通, 每相导通120° (电角度) 。dsPIC30F4011中集成了专门针对电机控制的PWM模块 (MCPWM) , 可以方便地控制各种电机。无刷直流电机的控制主要是根据霍耳信号进行换相, 而dsPIC30F4011中的PWM输出改写寄存器 (OVDCON) 可以很方便地控制PWM的输出, 通过修改OVDCON寄存器的值可以很容易地实现无刷直流电机的换相。表1给出了无刷直流电机方波驱动时的OVDCON换相表, 采用下斩上不斩的PWM方式。考虑到正弦波驱动时采用三三导通模式, 此处采用互补的PWM控制上下桥臂。

3 正弦波驱动

无刷直流电机的转子位置一般是通过霍耳传感器来检测的。方波驱动时只需几个离散的转子位置点即可, 但要实现电机的正弦驱动, 必须知道转子的准确位置。因此, 如何根据霍耳信号来计算转子位置是实现无刷直流电机正弦波驱动的关键之一。

3.1 转子位置检测与扇区细分

无刷直流电机位置检测为霍耳元件, 其输出脉冲波形是占空比为50%的方波信号。霍耳信号脉冲波形的上升沿和下降沿代表着0°和180° (电角度) 。因此, 可以通过测量霍耳信号的上升沿和下降沿之间的时间差来计算电机的转速, 并对扇区进行细分。如图2所示, 设前次捕获的霍耳信号时间为TD (双沿捕捉, 对应电机180° (电角度) , 180° (电角度) 的细分数设为N, 则有:

式中:P△为每次递增的相角量;D180表示180° (电角度) ;t△为PWM的周期。

由式 (1) 可推出每次递增的相角量为:P△=t△×D180/TD。因为PWM的频率固定且在程序初始化时就已知了, 所以t△实际上是个常量值。在PWM的周期中断中进行相角的累加计算 (即每产生一次PWM周期中断时, 电压空间矢量的相角增加P△) , 并按照SVPWM的方式进行占空比计算并实时更新PWM占空比。如此一来就可保证每一个TD周期内电压空间矢量的相角增加180°。每次霍耳信号的捕获中断 (双沿捕获) 进行电压空间矢量的扇区选择, 根据所选的扇区刷新电压空间矢量的相角值, 以此保证电压空间矢量的相角累加是在每个扇区初值相角的基础上进行的, 使电压空间矢量的相角累积误差降到最小。

3.2 SVPWM的产生

本文中无刷直流电机的正弦波驱动采用SVPWM调制方式, 由霍耳信号来进行扇区选择。图3给出了霍耳信号与扇区以及相电压之间的关系。

dsPIC30F4011具有DSP高速运算的特点, 同时具有专门针对电机控制的PWM模块, 可以很方便地产生SVPWM。SVPWM产生的总体思路为:在每次PWM的周期中断中, 进行电压空间矢量的相角累加, 然后根据电压空间矢量的相角判断所在的扇区, 根据所在扇区计算各路PWM的占空比。关于SVPWM占空比的方法, 很多文献都有详细的说明[4,5], 这里就不在叙述。

4 驱动方式的切换

无刷直流电机方波驱动时采用两两导通方式, 每一时刻只有2个功率管是导通的;而无刷直流电机的正弦波驱动采用三三导通模式, 每一桥臂的上下2个功率管是互补导通的, 每一时刻有3个功率管处于导通状态。因此, 要实现无刷直流电机的方波与正弦波两种驱动方式的动态切换, 就必须考虑每个时刻功率管的导通状态以及当前电机的转子位置。本文中采用软件编程的方法实现两种驱动方式的动态切换。软件切换的全部工作量都由dsPIC30F4011完成。由图2可得方波驱动和正弦波驱动时对应绕组的导通表, 如表2所示。

由表2可看出, 方波驱动与正弦波驱动每一时刻有两相绕组导通状态是相同的。单纯从绕组导通状态来讲, 方波与正弦波驱动方式的切换只是一相绕组的导通状态由导通到关断或由关断到导通。实现无刷直流电机方波与正弦波两种驱动方式动态切换的整体思路为:同时进行方波PWM和正弦波SVPWM的计算, 但同一时刻只有一种PWM形式输出有效, 至于选择哪种PWM进行输出, 由外部的驱动模式按键的状态决定。考虑到正弦波驱动时电压空间矢量的相角与实际电机转子位置存在误差, 当检测到外部按键变化需要进行切换时, 并不立即进行切换, 而是等到霍耳信号发生跳变时才进行驱动模式的切换。因为每一次霍耳信号的跳变, 表示电压空间矢量到达6个基本电压矢量中的一个, 都会进行一次电压矢量相角位置的校准, 如此一来可使每一次切换时, 电压矢量相角与转子位置误差最小。

5 实验结果

本次试验的无刷直流电机绕组为星型连接。在实验过程中, 逆变器母线电压恒定为28 V, 采用电机转速闭环控制, 转速恒定为486 r/min。用电流钳将电机的相电流信号转成电压信号, 再通过示波器来观察电机在不同驱动模式下的电流波形。

图4为电机不同驱动模式下的电流波形。图4中, 示波器中上路方波信号为电机霍耳C的输出信号波形, 下路波形为实验电机C相的相电流波形。将图4b的波形与图3中C路的波形对比分析可知, 实验中电机正弦波驱动实验结果与理论分析所得波形接近, 从而验证了前述理论分析的正确性。

图5为不同驱动模式动态切换的实验波形。由图5可看出电机可以在方波驱动模式与正弦波驱动模式间任意切换。

综上所述, 本文设计的无刷直流电机方波/正运行平稳可靠。弦波复合驱动器, 将无刷直流电机的方波驱动与正弦波驱动集成在一个控制器, 实现了无刷直流电机方波驱动与正弦波驱动, 以及两种驱动方式间的动态切换, 具有一定的工程应用价值和实际意义。

6 结论

本文研究了无刷直流电机方波驱动与正弦波动驱动复合控制问题, 详细讨论了两种控制模式下, 无刷直流电机的运行特点以及模式的切换。为验证理论分析结论, 本文设计了基于霍耳信号的无刷直流电机方波与正弦波复合驱动器。实验结果表明, 本文所设计的无刷直流电机方波驱动符合驱动方法切换方式灵活, 电机运行平稳可靠。

摘要：针对无刷直流电机方波驱动出力大, 正弦波驱动转矩脉动和噪声小的特点, 设计了基于霍耳传感器信号的无刷直流电机方波与正弦波复合驱动器。在不改动硬件电路的前提下, 利用软件编程实现了无刷直流电机的方波驱动与正弦波驱动以及两种驱动方式间的动态切换。实验结果表明, 无刷直流电机运行稳定, 切换方式灵活。该设计的方波正弦波复合驱动器可以有效拓宽无刷直流电机在高精度、低噪声环境下的应用。

关键词：无刷直流电机,方波驱动,正弦波驱动

参考文献

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[2]李建军, 邹继斌, 徐永向.无刷直流电动机噪声分析及其抑制[J].微特电机, 2009, 37 (3) :12-14.

[3]胡邦南.基于dsPIC30F3013的永磁同步电动机正弦波驱动[J].微特电机, 2007, 35 (10) :32-34.

[4]杨贵杰, 孙力, 崔乃政, 等.空间矢量脉宽调制方法的研究[J].中国电机工程学报, 2001, 21 (1) :79-83.

[5]程善美, 付中奇, 基于dsPic30F6010空间矢量PWM的实现[J].电力电子技术, 2006, 40 (6) :113-114.

直流无刷电机驱动器 篇2

摘要：介绍了一种利用双口RAM实现DSP与单片机高速数据通信的方法，给出了它们之间的接口电路以及软件实现方案。

关键词：DSP；双口RAM；接口电路；数据通信

直流无刷电机实际属于永磁同步电机，一般转子为永磁材料，随定子磁场同步转动。这种电机结构简单，而且由于移去了物理电刷，使得电磁性能可靠，维护简单，从而被广泛应用于办公自动化、家电等领域。直流无刷电机运行过程要进行两种控制，一种是转速控制，也即控制提供给定子线圈的电流；另一种是换相控制，在转子到达指定位置改变定子导通相，实现定子磁场改变，这种控制实际上实现了物理电刷的机制。因此这种电机需要有位置反馈机制，比如霍尔元件、光电码盘，或者利用梯形反电动势特点进行反电动势过零检测等。利用光电编码器的系统在软件实现上更方便。电机速度控制也是根据位置反馈信号，计算出转子速度，再利用PI或PID等控制方法，实时调整PWM占空比等来实现定子电流调节。因此，控制芯片要进行较多的计算过程。当然也有专门的直流无刷电机控制芯片；但一般来说，在大多数应用中，除了电机控制，总还需要做一些其他的控制和通信等事情，所以，选用带PWM，同时又有较强数学运算功能的芯片也是一种很好的选择。Motorola的数字信号处理器DSP568xx系列整合了通用数字信号处理器快速运算功能和单片机外围丰富的特点，使得该系列特别适合于那些要求有较强的数据处理能力，同时又要有较多控制功能的应用中，对直流无刷电机的控制就是这一系列DSP的典型应用之一。

直流无刷电机结构和连接

三相直流无刷电机采用二二导通、三相六状态PWM调制方式。电机定子绕组轴向示意图如图1所示。

当电流从A到B时，定子绕组产生的磁场为图1中A－B方向，如果电机顺时针运行，此时，永磁转子磁场应位于III区，产生的扭矩最大。当转子转过III区和IV区的交界，到达IV区时，定子绕组电流应相应改变成为从A到C，即产生的磁场成为图1中A－C方向。

这样，定子磁场总超前转子磁场约90°，使转子不断的向前跟进。实现这个过程的关键是取得转子位置，积分编码器就起这个作用，如它的三路输出：PHASEA、PHASEB、PHASEC，在转子分别位于图1中的I到VI各区时，输出信号相应为：011、001、101、100、110、010。这样，通过捕捉积分编码器任一路输出上的跳变沿，读取跳变沿后的积分编码器输出状态，就可以确定转子的新位置，实现定子绕组电流换向。同时，利用定时器检测两次换向之间的时间间隔，计算出电机运行的速度，再通过调整PWM信号的占空比，调整定子电流，实现调速。

DSP568xx中使用到的主要模块

在Motorola的DSP568xx系列数字信号处理器的软件开发包中，给出了一个利用上述思路对直流无刷电机控制的应用程序：bldc_sensors。主要用到了DSP的脉宽调制PWM模块、定时器模块、相位检测器DECODER模块。

PWM模块共有六路输出，分别用来控制三相的顶底共六个功率管。

模块可以被配置成互补通道模式，即PWM0与PWM1为一对互补对，共三对互补对，如图2所示。互补对内的两个信号可以在芯片内部被互相交换，如图2中C相所示；也可以同时被屏蔽，使得输出全为0，该相就关断，如图2中A相所示。

定时器模块是最普通的外设，在这个应用中，使用了5个定时器模块，它们分别是A0、A1、A2、A3和D0。前3个分别接积分编码器的一路输出，利用它们的输入捕捉功能，产生中断，在中断子程序内检测新的积分编码器输出状态，实现换相。A3接的也是积分编码器的一路输出，它用来测量某路霍尔信号两个跳变沿间的时间间隔，计算转子速度。D0用来产生20ms间隔的节拍，周期性的对系统状态进行转换和检测。

相位检测器DECODER模块对于电机控制非常有用，它不仅能用于本文所说的六状态积分编码器，还能用于转子每转一圈产生相当多数目脉冲的积分编码器。该模块框图如图3所示。

但在本应用中，只用到了它的干扰信号滤波器，即使用了积分编码器的三路输出经过滤波后的值。六状态积分编码器的三个输出PHASEA、PHASEB、PHASEC分别接到相位检测器的PHASEA、PHASEB、INDEX三个输入端上。

控制算法

对于无刷直流电机的控制，软件上的内容是主体。

程序是一种前后台结构，前台是一个死循环，死循环内作两个工作，一个是程序状态转换ApplicationStateMachine，另一个是20ms时钟节拍触发的LED控制、直流电压数字值读取和速度控制等服务性工作ServiceLedISR()。程序中有一个全局变量ApplicationMode，取值可以是Init、Stopped、Running和Fault，用来指示系统的状态。main()函数一开始在初始化函数Initialize()中先把系统状态设置为Init，然后在程序状态机ApplicationStateMachine()里实现如图4所示的转换。

状态之间转换的各种条件均标在图4的各个箭头上。硬件上的其他事件：定时器A0、A1、A2的输入捕捉，A3的输入捕捉和溢出，D0的输出比较以及加减速按键都是通过中断的方式打入。所以整个软件的结构如图5所示。

系统一加电，程序进入初始化函数Initialize()，在这个函数中，做了以下工作：

◆启动直流电压ADC；

◆初始化Led，开始20ms的周期时钟中断D0；

◆开关状态初始化；

◆PWM参数初始化；

◆捕捉积分编码器跳变沿的定时器A0、A1、A2初始化；

◆相位检测器初始化；

◆ApplicationMode=Init；

◆取得转子位置，设好初始的导通相；

◆PI控制器初始化；

◆用于测量转速的定时器A3的初始化。

从Initialize()返回后，立刻进入前台死循环。

在转子运行过程中，定时器A0、A1、A2输入捕捉的发生，标志着转子运行到了一个需要换相的位置。输入捕捉事件触发中断ISRQTimer()，在这个中断服务程序中，完成以下的工作：

◆从相位检测器取得当前积分编码器的三路输出状态；

◆根据当前积分编码器输出状态，判断转子运转方向；

◆并调整PWM模块的.交换和屏蔽，即定子电流换相。

所以说，定子电流的换相，是在紧随着积分编码器输出跳变沿的中断服务子程序中完成的。在判断转子运转方向的时候，使用了一个常数组：DIRECTION_TABLE[8]={0,5,3,1,6,4,2,0}。这个数组元素的下标和元素的值对应转子在顺时针运转情况下，当前编码器状态和下一个编码器状态（见图1）。比如，当前编码器输出011，转子磁场位于I区，那么顺时针运转时，下一个编码器状态应为001，这正好对应于上述数组中，下标为011的元素值为001。这样，通过比较以编码器上一个状态作为下标的数组元素值与当前状态是否相同，就可以判断转子运转方向。在实现定子电流换相时，也以当前状态为下标，从专门数组中取得PWM模块通道交换与屏蔽所需的参数。在本应用中，将三对PWM互补通道对的参数设成一致，通过屏蔽某一相，交换另外一相，实现定子绕组电流状态的控制，如在图2中，A相被屏蔽，B相顶功率管开关占空比为70％，而将C相两个PWM通道交换，C相的底功率管开关占空比就由原来的30％成为70％，从而使电流由B相流入定子绕组而从C相流出，确定定子绕组B－>C的电流状态。

积分编码器的某一路输出，比如PHASEC的跳变，还触发了定时器A3的输入捕捉中断。在输入捕捉中断中，取得各个跳变沿之间的时间间隔，用来计算转子速度。定时器A3的溢出中断，也是为取得各个跳变沿之间的时间间隔服务。

在Initialize()函数中调用的LedInit()函数内部已经将定时器D0进行了初始化，所以从那时开始，定时器D0开始运行，每20ms产生一个中断，触发中断服务子程序LedISR()的运行。在LedISR()中，只是设了一个标志位bLedISROccurred为真。但这会使得死循环内ServiceLedISR()函数的具体内容被执行，而不是直接返回。ServiceLedISR()函数的具体代码完成以下工作：

◆Led闪烁周期计算和控制；

◆UpButton、DownButton按键延时控制；

◆从ADC读取直流电压值并重启ADC；

◆取得一路积分编码器的跳变沿间隔并计算速度，进行速度控制。

所以，转子运转的速度控制是在几乎每20ms周期的ServiceLedISR()内完成。

加减速按键也触发中断，在中断服务子程序内，调用相应函数，实现系统设定速度的改变。

结束语

无轴承无刷直流电机的运行控制 篇3

【关键词】电机；无轴承；无刷直流

1.无轴承无刷直流电机概况

在了解无轴承无刷直流电机的运行控制策略前需要先对其基本组成、结构和工作原理有一个整体的认知。

1.1基本组成

无轴承无刷直流电机是基于磁轴承电机和无刷直流电机的结合体，悬浮力绕组直接安装在定子磁轭中，悬浮力绕组和转矩绕组一起共用一个定子，从而达到转速快、无磨损和无需励磁、高效可靠的目的。其组成部分包括控制器、转子角位置传感器、径向位移传感器和电机本体等，其中控制器又包括了逆变器及其控制和驱动电路，它所起的作用是根据转子角位置及径向位移信号经数字处理器运算后驱动电机运行；转子角位置传感器的功能是测量转子的位置信号，并将信号经滤波放大后传给控制器，基于此实现电机的电子换向和电流常数的选择；径向位移传感器的主要作用是测量转子的径向位移，并经滤波放大后传回给控制器经处理后将转子拉回轴心。

1.2本体结构

无轴承无刷直流电机的本体构成包括了定子磁轭、定子齿、转矩绕组、悬浮力绕组、永磁体、转子铁芯和转轴。定子磁轭呈圆筒形状，在内部套有转轴，在转轴外部套有转子铁芯，在转子铁芯的表面上均匀的分布着永磁体，定子磁轭、转轴和转子铁芯三者在同一个轴子上，另有12个定子齿均匀固定在定子磁轭的内圆周面上，悬浮力绕组和转矩绕组则缠绕在定子齿上；转矩绕组由三相转矩绕组组成，采用短矩集中绕组，每相转矩绕组由四个线圈组成；悬浮力绕组由三相悬浮力绕组组成，采用短矩集中绕组，每相悬浮力绕组由两个线圈组成。

1.3工作原理

无轴承无刷直流电机处于工作状态的时候，转子是呈逆时针方向旋转的，三相转矩绕组通电的顺序是由转子角位置决定的，在转矩绕组通电的时候，同齿的悬浮力绕组是不通电的，承受转子的的力量主要来自于另外两个悬浮力绕组通电时产生的可控制悬浮力，由于集中绕组的互感很小，可以通过在电机绕组布置上实现转矩与悬浮力之间的解耦，有效降低控制系统复杂程度和节约控制的成本。

2.无轴承无刷直流电机特征

无轴承无刷直流电机兼具了无轴承电机和无刷直流电机两者优越的特征，在实际工程应用有着独特的价值，以下主要介绍了其几点特征。

2.1效率高

一方面，这种电机的无刷直流设计主要是采用永磁体做为转子，永磁体的特性使得它所产生的磁场是恒定的，不会发生忽大忽小的变化，基于这个特点它本身就具有很高的运行效率；另一方面，采用悬浮绕组结构提供悬浮力可以避免采用轴承时产生的机械摩擦力，可以腾出更多的轴向空间，大幅度减少能力的损耗，这些结构特点都大大地提高了电机运行的效率，并且为电动机更高的临界转速提供了可能性。

2.2控制操作便捷

电机在一个电磁周期内会有6个关键位置信号，检测到这些关键位置信号之后，就可以通过控制无轴承无刷直流电机转矩绕组从而实现对电机的控制。最近几年来，市场有研发出了更加专业的控制芯片，通过对这些芯片的应用可以大幅降低控制成本，操作也越来越方便简单。

2.3机械噪声小、使用寿命长、养护方便

无轴承无刷直流电机的结构设计中没有安装机械电刷，在使用的过程不会因为机械在转向的时候产生噪音、火花，也避免了由于换向摩擦给电机带来的磨损；无轴承的设计结构也可以避免摩擦、磨损，不需要定期更换碳刷、不需要经常润滑，维修养护起来比较简单方便，同时也延长了使用的寿命。

3.无轴承无刷直流电机的运行控制技术策略

无轴承无刷直流电机的控制方法概括起来讲是分别对转矩绕组和悬浮绕组进行控制，然后总过解耦的技术手段将两者组合起来。对转矩绕组和悬浮绕组的控制可以采用不同的控制方法，在实际应用中，还是以PID控制方法比较常见，具体控制策略如下。

3.1直接转矩控制策略

直接转矩控制方法，它是指直接在定子坐标系下对电机的链条、转矩进行观测，并将观测值记录下来跟设定值进行比较，得到一个差值后，这个差值会通过滞环比较器对电机发出控制信号，最后再根据当前的磁链状态确定对电压空间矢量的选择，从而来达到直接控制电机转矩的目的。这种技术控制策略已经有很长的应用历史，发展到现在其技术是相对比较成熟的了。但是转矩控制策略既它的优点也有它的缺点。

（1）优点。它不需用到旋转坐标系，可以省去对矢量旋转变换进行计算的复杂环节，且电机参数不会对其产生太大的影响；对转矩进行直接的控制，控制模型的建立不会太复杂，而且可以动态响应速度比较快；对电机本体、逆变器和开关的模式进行了全面的优化，处理信号相对比较便捷。

（2）缺点。首先，无轴承无刷直流电机的磁场是呈非正弦分布特征的，因此也带来了一些问题。该种电机的反电势呈梯形波分布，一般比较匹配的电流波形为矩形，定子和转子的磁势也是呈非正弦分布特征，电枢的反应磁场和永磁体磁场的旋转方式是不一样的，前者呈跳跃式旋转，后者呈连续旋转，因此相对来说最终合成的磁场要比正弦分布磁场复杂的多。其次，关断相带来的问题。无轴承无刷直流电机是二二导通的，无论什么时刻都会有一个关断相的存在。在关断相反电势处于梯形波的斜坡阶段，它的电压是浮动的，是一个变量，所以正是这个变量的存在，才使得在计算电压空间的时候增加了难度。就算是保持逆变器的开关状态始终处于开关状态，电压空间矢量的幅度、位置也会随时间发生变化，这也是导致对转矩进行直接控制的关键原因。

3.2电机悬浮绕组控制策略

通过采用电机悬浮绕组的方法可以实现对无轴承无刷直流电机进行独立控制，悬浮绕组由永磁体组成，可以提供支撑力。在转子悬浮控制系统中，转子径向位置的横向轴和纵向轴是处于相互垂直状态的，用气隙传感器探测转子径向位置和参考值，得出的差别用积分微分控制器来调节产生悬浮力参考值，根据悬浮力与转子电流之间的关系和坐标的变化可以得到电流参考值，通过2/3坐标变化得到悬浮绕组的电流参考值，通过电流调节器控制悬浮力的电流，最终实现对电机运行的控制。

3.3数字系统控制策略

无轴承无刷直流电机数字系统控制策略，其組成包括了硬件系统和软件系统，通过对硬件和软件的应用来共同完成对电机控制的所有工作，包括测量电机运行过程的各项信号，对这些信号进行滤波处理、整流信号产生和处理的顺序，并采用核心算法完成对信号的驱动。这里的硬件主要有电机本体、位移和速度传感器、逆变器控制电路板、DSP数字控制电路板及接口电路。软件系统主要是应用转子磁场定向控制策略，包括速度计角度计算子程序、转速环调节子程序、坐标变换子程序、A/D转换子程序、位置环调节子程序及PWM子程序。在该控制系统中，电机转速和电流的监测是实现闭环控制的决定性条件，把这两者的数值精确地采集到DSP控制器中就能实现系统整体性能的提高。

4.结束语

无轴承无刷直流电机在我国发展的时间比较晚，虽然这种电机在生产活动中已经得到了广泛的应用，但是关于控制技术策略方面的研究还不够深入，特别是对关键技术难点的研究。本文在分析了电机系统构成和工作原理的基础上，提出了电机运行控制的策略：转矩控制策略和悬浮绕组控制策略，希望对无轴承无刷直流电机的运行控制应用能起到指导作用。 [科]

【参考文献】

[1]张琛.直流无刷电动机原理及应用[J].微电机，2012（37）：25.

[2]贾磊.无轴承无刷直流电机原理与控制技术[J].机电产品开发与创新，2011（21）：87.

直流无刷电机驱动器 篇4

目前,国内无刷直流电机控制器设计大都采用分立元件,使得控制系统的设计和调试复杂,导致了电路板的体积变得愈加庞大,与将控制器内嵌到电机内部的要求相矛盾。随着单片机在工业控制方面的广泛应用和伺服电动机运动控制专用芯片的推出,以单片机为主控制器结合运动控制专用芯片应用于直流电动机的运动控制越来越受到重视。使用专用芯片能大大简化系统的软件和硬件,让主控制器有更充裕的时间来处理上层的算法及任务,从而提高了系统的运行速度和可靠性。利用美国Ns公司的LM629芯片和Motorola公司MC33035专用芯片设计小功率伺服无刷直流电机驱动器。

1 电机控制专用芯片

1.1 LM629专用芯片

LM629的系统框图如图1所示。它通过I/O口与主处理器通信,输入运动参数和控制参数,输出状态和信息。用一个增量式光电编码盘来反馈电动机的实际位置。来自增量式光电编码盘的位置信号A、B经LM629四倍频,使分辨率提高。A、B逻辑状态每变化一次,LM629内的位置寄存器就会加(减)l。编码盘的A、B、Z信号同时低电平时,就产生一个Index信号送入Index寄存器,记录电动机的绝对位置。

1.2 控制器芯片MC33035

MC33035的引脚如图2所示。MC33035译码电路将电动机的转子位置传感器信号转换成6路驱动输出信号,3路上侧驱动输出和3路下侧驱动输出,以驱动逆变桥的通断。用脚3逻辑电平来确定电动机转向;用脚7功能端来实现电动机的起/停控制;用脚23逻辑电平来进行电动机的制动操作,当加到脚23上的制动信号为高时,它使得3个上侧驱动输出开路,下侧3个驱动输出为高电平,外接逆变桥下侧3个功率开关导通,使3个绕组端对地短接,实现能耗制动;芯片内设一个四与门电路,其输入端是脚23的制动信号和上侧驱动输出的3个信号,它的作用是等待3个上侧驱动输出确实已为高电平状态后,才允许3个下侧驱动输出变为高电平状态,从而避免逆变桥上下开关出现同时导通的危险。

2 控制器的硬件电路

图3为所设计的驱动器系统原理图。

主处理器接收来自键盘的控制命令,经过计算后转换成LM629专用芯片能识别的控制信号,并将信号发送LM629。LM629内部的梯形图发生器按照给定的数据以及光电编码器的反馈,通过芯片内置的PID等算法计算出速度和位置模式下所需要的运行轨迹,之后将相应的PWM信号和SIGN方向信号输出到MC33035芯片。MC33035芯片是集成了自动换向功能的智能功率驱动芯片,该芯片在接收到来自LM629的信号后,结合来自BLDC的霍尔位置信号,驱动MPM3003功率模块工作,通过各个功率MOSFET管的有序导通与关断,实现直流无刷电机的驱动。

控制系统采用PWM方式控制电机的转速及位置,分工明确。主处理器负责通过总线对LM629发放指令以及各运动参数和PID参数,并从LM629接收各运动状态信息实现监控并将BLDC的转速及位置进行显示;MC33035通过采样BLDC电机自带的霍尔元件进行转子位置检测;LM629利用光电编码器进行位置检测,运行时LM629进行给定位置(速度图发生器计算的位置)与实际位置的减法运算,此位置误差处理后产生一定的PWM波形输出,供给功率驱动电路,通过控制MOSFET功率管的开关时间,即可驱动电动机使电动机达到给定位置,进而实现对电机位置的控制。

3 控制器的软件设计

只需要对LM629正确的设定,其内部的梯形图发生器和PID控制器便能自动获得整个伺服所需要的各种计算[2]。其内部的PID算法表示为:

式中,u(k)为第k次采样时刻的输出值;e(k)为第k次采样时刻的输入的偏差值;e(k-1)为第(k-1)次采样时刻输入的偏差值;KP为比例系数;KI为积分系数;KD为微分系数。

主处理器在每次向LM629写命令或读写数据前必须首先读LM629的状态字,查询LM629是否处于“忙”状态。当LM629状态字为逻辑“1”时表示忙,主程序应等待状态字“0”的出现,再开始进行读写操作。

复位也是LM629操作中一个重要的环节,复位程序流程图如图4所示。

系统的主程序流程图如图5所示。

4 结语

通过模块化设计,单片机可以得到最大程度的解放,使其可以有更多的时间从事其它控制任务,可以有效地简化系统硬件与软件设计,节省了时间和人力,同时使系统显得更紧凑、更简洁。

调试时使用的小型无刷直流电动机的额定功率为125W,额定电压为24V,额定转速n=3000r/min。经实验表明,系统定位符合控制精度要求,并且运行速度快,稳定性好。

参考文献

[1]李先详,斯燕跃.无刷直流电机的单片机监控系统的研制[J].电气传动自动化,2002,(6)

[2]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京:机械工业出版社,1997

[3]谭建成.电机控制专用集成电路[M].北京:机械工业出版社,2002

直流电机总结 篇5

直流电机的工作原理是建立在电和磁相互作用的基础上。为此，必须熟练地运用在电工原理中所学习过的基本电磁定律，结合换向器和电刷的作用去理解，并且充分注意到无论在直流电动机还是直流发电机中，电机的外电路中电压、电流及电势都是直流电性质的，但每个元件中的电压，电流及电势都是交流电性质的。任何类型的旋转电机都必须有静止部分与旋转部分，在这两部分之间存在着一定大小的空气隙，使电机中磁场与电路能发生相对运动，以便顺利地进行机电能量的变换。

直流电机的基本结构主要由静止的磁极和旋转的电枢两大部分组成，这个静止的和旋转的部分还各自由一些主要的部件构成。这些主要的结构部件有一定的结构型式和一定的作用。其中须特别予以关注的是直流电机的特殊部分——换向器。额定值是保证电机可靠地工作，并具有优良性能的依据。特别是运行人员，要十分重视额定值的涵义，以便很好地选择和使用电机。直流电机的额定值有额定功率、额定电压，额定电流、额定转速和额定励磁电流等。电枢绕组是直流电机的主要电路。机电能量变换就是在这里面进行。因此电枢绕组应该说是直流电机的“心脏“。

直流电机的电枢绕组是由许多完全相同的绕组元件以一定的规律联接起来的一种闭合绕组。按元件串联的特点与端接部分的形状，分为叠绕组与波绕组两大类。单叠绕组与单波绕组是两种基本形式。从构成电枢电路的支路情况来看，单叠绕组中，上层边处于同一磁极下的元件构成一条支路，而单波绕组则是将上层边处于所有同一极性磁极的元件构成一条支路，虽然电枢在转动，每个瞬时组成支路的元件在变换，但电枢绕组通过电刷并联的支路数始终是不变的。因此单叠绕组的支路对数始终等于极对数，而单波绕组的支路对数与极对数无关，总是等于l，直流电机的复绕组就是几个单绕组的组合。所以直流电机的电枢绕组实质上是一种多支路(支路数是偶数)的电路。电机中的磁场是机电能量变换的耦合介质。磁场与电路发生相对运动而产生感应电势，与电流相互作用而产生电磁转矩。感应电势与电磁转矩都是机电能量变换的要素。为此，我们不仅需要理解电机中磁场是怎样产生的了而且更重要的是理解其性质怎样?直流电机中的磁场由磁极上的励磁磁势与电枢上电枢磁势联合产生，它是属于双边励磁的系统。因此存在电枢磁势对气隙磁场的影响，即所渭电枢反应问题。直流电机的电枢反应作用，不仅使气隙磁场发生畸变，而且还有一定的去磁作用。因此电枢反应直接影响感应电势与电磁转矩的大小，它对电机的性能关系很大。

直流电机的磁场是直流电机理论中重要的一部分，必须学会对磁场的定性和初步定量分析，并联系到与感应电势和电磁转矩的关系，由此可进一步理解直流电机的电磁功率与总机械功率相等的机电能量变换的客观规律。在理解直流电机的电路及磁场形成及其性质的基础上，用电势平衡方程式、转矩平衡方程式及功率平衡方程式综合分析内部电磁过程。运用这些基本方程式去分析各种励磁方式直流电动机的工作特性。并励电动机的特点是，在励磁电流不变的情况下，磁通基本不变，所以负载变化时转速变化很小，基本上是一种恒速电动机；电磁转矩基本上正比于电枢电流。串励电动机的特点是，负载(电枢电流)变化时励磁电流及主磁通同时改变，所以负载变化时转速变化很大，电磁转矩则近似正比于电枢电流二次方(不计饱和时)。这种电动机的起动转矩和过载能力较大，空载时则会产生飞速现象。复励电动机的特性介乎二者之间。从电力拖动的观点来看，转速与转矩这两个物理量是最重要的，在下一章里尚须把直流电动机的转矩与转速之间的关系直接表示出来。这种转矩与转速的直接关系称为机械特性。机械特性决定着拖动系统是否能稳定运行，以及能否平滑而经济地调速等等。直流发电机的特性主要表现在端电压的建立，变化及调节上。励磁方式不同，直流发电机的外特性亦不同。外特性不同，应用场合亦不同。所以直流电机电枢绕组元件内的电流波形是一种平顶波的交流电流，从这里使我们进一步认识到直流电机中电刷与换向器的作用。换向是直流电机在运行和制造中必须予以重视的问题。特别是在运行中需经常观察

直流无刷电机驱动器 篇6

1 直流无刷电机工作原理

为了便于理解本驱动电路的设计及优化方法,首先简单描述一下直流无刷电机的驱动控制原理。

1.1 三相桥式逆变电路

目前,对于普及的三相直流无刷电机,大多采用三相桥式逆变电路驱动[2],其结构如图1所示。

图1中底部的3个电感为电机线圈的简单等效模型,6只功率MOSFET作为开关器件使用,组成三相桥式结构。如果将他们按照一定的组合方式和频率进行开关,即能驱动三相无刷直流电机转动。

功率MOSFET的导通顺序如图1所示,由图可知,系统采用三相六拍制单极控制,电动机每转一周都要经过六次换相,每一相都有一个上管和一个下管为导通状态,但同一对上下管不能同时导通,否则相当于电源短路。这六相分别为:Q1+Q6,Q3+Q6,Q3+Q2,Q5+Q2,Q5+Q4,Q1+Q4。在每相中,电流根据导通的功率MOSFET不同,按不同方向流经电机的不同线圈,由此产生持续的旋转磁势,推动电机的转子转动。

1.2 直流无刷电机驱动电路的设计要点

驱动直流无刷电机就是合理驱动各桥臂的功率MOSFET开关,使其按次序导通,设计过程中要注意如下几点:

(1) 功率MOSFET的栅极驱动

一般功率MOSFET的栅极驱动电压VGS为10～15 V,且在开关态中,需要较大的电流驱动,否则上升下降时间会变得很慢,影响驱动效率。从MCU出来的数字信号是不能达到要求的,需要设计外围电路加大驱动能力。

在电机驱动电路中,由于电流较大,上管都采用N型MOSFET。从图1可看出,每个上管源极的电压是浮动的,因此,上管的栅极驱动电压也必须浮置在源极的电压之上才能有效地开启上管。实现这样的方法有多种,如自举法、隔离电源法、脉冲变压器法、充电泵法、载波驱动法等[3]。

(2) 脉宽调制控制

直流无刷电机的速度控制一般是由脉宽调制(PWM)来实现。在每一相中,采用恒定频率,不同占空比的脉宽信号控制功率MOSFET的导通时间,调节流过电机的电流,改变其转动速度,这个PWM信号的频率一般为数十kHz。常用的PWM模式如表1所示。

(3) 上下开关管互补导通时的死区时间

从图1可以看出,假设某一相为Q1Q4导通,则当Q1进行PWM调制关断时,电机线圈为了保证电流方向不变,会产生感生电势,A端为负,B端为正。由于A端电势比地电位低,电流会通过Q2的寄生二极管放电,如果此时使Q2反相导通辅助放电,则可以大大减小功率MOSFET的温升。所以,当电流较大时,应采用互补开关模式。采用此模式时,为了避免桥臂直通,一般要求上下管栅极控制信号有一个死区时间,以确保在换流时上下管不会同时导通。这个死区时间太长会造成输出电压谐波成分增加,太短则不能发挥应有的作用[4]。其长短可根据电路性能及功率MOSFET的开通关断时间来确定。

(4) 振荡现象

由于电机经常工作在恶劣的环境下,且流过的电流较大,容易在驱动电路中产生振荡,严重时会损坏控制板,故需要在电路设计和布板上进行优化,消除或减弱这些振荡现象,在下面一节中将会根据实际电路进行此方面的讨论。

2 驱动电路的设计与优化

2.1 控制驱动电路原理

本文设计的直流无刷电机驱动电路,采用自举法驱动高压侧开关管,全部采用分立元件,其中一对上下功率MOSFET的驱动电路如图2所示,其余两对开关管的驱动电路与之完全相同。

在图2所示的电路中,HPWM和LPWM分别为驱动上下开关管的5 V数字逻辑PWM信号。

对于Q2管,不需要浮置栅,驱动方法比较简单。当N2基极的LPWM为低电平时,N2不导通,N1和P1导通,使得Q2的栅极被15 V电源直接驱动,Q2导通。当LPWM为高电平时,N2导通,N1,P1关断,Q2栅极电位被拉到地,Q2关断。

对于Q1管,需要栅极浮置驱动,原理如下。当N3基极的HPWM信号为低电平时,N3和P2都不导通,此时Q1是关断的,而Q2互补导通。15 V电源电压经D1向自举电容C1充电,使得C1两端电压为15 V减去D1的管压降,大概为14 V。当HPWM信号为高电平时,N3和P2相继导通,自举电容C1两端的电压通过P2加到Q1的栅极上,浮置于源极之上,电压差为14 V左右,保证Q1饱和导通,此时Q2必须是互补关断的,否则将造成桥臂导通,使电源短路。当HPWM信号再次转为低电平时,P3导通,使Q1的栅极电容迅速放电,及时关断Q1。

2.2 上下开关功率MOSFET互补PWM的实现

提供互补PWM信号可利用具有两路PWM输出的MCU,死区时间由软件给定,但这样成本会比较高。本文设计一种硬件电路实现此功能,并且死区时间可调,其电路结构如图3所示。

图3中的输入信号为MCU给出的一路PWM调制信号,LPWM和HPWM为具有死区时间的一对互补PWM控制信号,与图2中相对应。

当PWM信号从低到高时,通过R11对C11充电,C11上端电压逐渐升高,当大于后级反门的门限电压时,信号得以传输过去,其间有个时间差T1。同时,PWM信号也通过R13对C12充电,当C12上端电压大于与门的门限时,信号得以传输过去,其时间差为T2。T1和T2可以通过改变各自RC的值进行改变。

电容上电压为:

Us为单片机输出的5 V电压,假设逻辑门的门限电压为Vth,则令Uc(t)=Vth即可算出给定延迟时间t的情况下,RC的取值。

在本应用中,设置T2>T1。当PWM信号从高到低时,C11要通过R11放电,电压缓缓下降到反门的门限电压以下时,信号才能传输过去,其延时为T3。而对于HPWM,只要PWM一变为低,与门特点是有低出低,所以信号会立刻传输过去,基本没有延迟。又从图2可知,LPWM信号与Q2栅极驱动信号反相,HPWM信号与Q1栅极驱动信号同相,这样变得到了图3中的Q1,Q2栅极波形VGS1和VGS2。两个死区时间分别为T2,T1和T3。在以上分析中,门级延迟相对于RC延迟可以忽略不计。

2.3 驱动电路中的振荡现象及优化

MOS管的转换频率一般可以到200 MHz以上,所以由于封装和线路上的各种寄生电抗,会产生寄生振荡问题。同一桥臂上的两个功率MOSFET在开通和关断的转换过程中,由于较高的dv/dt,栅极驱动信号会产生振荡,导致功率MOSFET产生很大的开关损耗。当上管开通时,会在下管栅极产生阻尼衰减振荡信号。更严重的是若振荡的幅值达到功率MOSFET的门限电压,下管将开通,而上管正处于开通状态,此时将造成上下功率管的直通现象,损坏功率管。

开通时间是影响驱动信号振荡幅值的主要因素,二者成反比关系。适当延长器件的开通时间,即可很大程度上减小振幅。因此需在功率MOSFET的栅极前加一个缓冲电阻[5],人为增加器件的开通时间,在功率MOSFET的栅源极间并联电容以延长栅极电容的充电时间,降低电压变化率,如图2中的C2,C3。缓冲电阻的阻值要设置适当,因为过大的电阻会引起更长的开通和关断时间,不但与减小死区时间的要求相违背,而且还会增加功率MOSFET的开关损耗,因此要根据电流容量和电压的额定值以及开关频率选择合适的缓冲阻值。图2中缓冲电阻为R3,R8,其阻值一般在100 Ω左右。

缓冲电路参数通常的选取原则为:

式中f为功率MOSFET的工作频率。

此外,从布板的角度来说,驱动电路必须靠近MOS管,如图2中的N2应靠近Q2,当Q2关断,其漏极电压从低到高时,栅漏电容的放电电流会使栅极驱动的连接阻抗压降升高,若N2离Q2较远,即连接阻抗过高,则栅极电压过高,容易产生误开启。另外N2应选择电流能力较强的三极管,提高放电速度,可减小上述振荡现象。

3 测试波形

根据本文的设计与优化思路,搭建了直流无刷电机控制驱动的实际电路板,并用一台250 W的三相直流无刷电机作为负载进行了测试,以下是一些测试波形。

图4为一对上下功率MOSFET进行互补PWM时的波形。VG1为上管Q1的栅极电压,VS1为其源极电压,波形分辨率都为13.2 V/div;VG2为下管Q2的栅极电压,3.30 V/div;三个波形的时间分辨率都为7.5 μs/div。

从图4中可以看出当上管Q1导通时,栅极电压是浮置在源极电压上的,压差为14 V左右,上升下降沿也较为理想。上下功率MOSFET的栅极驱动波形VG1,VG2显示为互补导通,有明显的死区时间,保证了两开关管不会同时导通,该电路较为优秀地完成了电机驱动任务。

图5为对系统中出现的振荡现象进行优化前后的测试波形。VD2为下管Q2的漏极电压,20 V/div;VG2为Q2栅极电压,10 V/div;时间分辨率都是100 ns/div。

图5(a)为优化前的情况,可见当下管Q2漏极电压上升时,其栅极由于上文所述的原因产生较大振荡,振幅最大15 V左右,这完全能把Q2开启,造成上下开关管同时导通。

针对该振荡问题,按照优化思路进行调整,适当加大缓冲电阻值,减小驱动三极管到下管栅极的走线长度,增大驱动三极管的拉电流能力等。再次进行测试,由图5(b)可以看出,改进非常明显,基本消除了振荡现象,这对增加系统的稳定与可靠性有非常大的作用。

4 结 语

本文介绍了一种应用于三相无刷直流电机的控制驱动电路,主要分析了此类电路设计中的注意要点以及优化方法。本电路由分立元件组成,简单可靠、易实现、成本低,并且从测试波形可以看出其性能也较为优异,可以广泛应用。在今后的设计中,若能将该电路集成化,则可更进一步简化电机控制驱动系统的设计,提高稳定性。

摘要：设计了一种用于直流无刷电机的控制驱动电路,该电路完全采用分立元件构成,具有成本低、易实现、可靠性高等特点。在简单阐述直流无刷电机工作原理的基础上,分析了其驱动电路的设计要点。结合设计的控制驱动电路,讨论了功率MOS管栅极浮置驱动、互补脉宽调制死区时间设置的问题,分析了驱动电路中振荡产生的原因,并给出优化方法。在最后的实际测试中,验证了该电机驱动电路的各种功能及优化改进后的效果。

关键词：直流无刷电机,驱动电路,功率MOS管,脉宽调制

参考文献

[1]谭建成.新编电机控制专用集成电路与应用[M].北京:机械工业出版社,2006.

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[4]吴凤江,高晗璎,孙力.桥式拓扑结构功率MOSFET驱动电路设计[J].电气传动,2005,35(6):32-34.

直流无刷电机驱动器 篇7

无刷直流电机(B L D C M)以其优越的控制性能获得了迅猛发展,其控制器的效率、电磁干扰(EMI)、体积重量问题日益突显,成为制约其快速发展的主要因素。传统的无刷直流电机通常采用硬开关逆变器驱动,逆变器的系统效率低,散热器的体积和重量较大,而且硬性通断产生的过高du/dt和di/dt将给系统带来非常严重的电磁干扰,并影响电机的绝缘寿命,功率开关器件开通和关断瞬间的电压和电流尖峰可能使功率器件的运行轨迹超出安全工作区,从而导致功率开关器件的损坏,影响系统的可靠性。

与硬开关逆变器相反,软开关逆变器的功率开关在零电压(ZVS)或零电流(ZCS)条件下进行通断工作,理论上开关损耗为零。将软开关逆变技术应用到无刷直流电机驱动系统,可以提高系统的效率和装置的功率密度,减小系统的EMI,提高无刷直流电机的性能和可靠性[1]。

数字仿真为现代电机调速系统的分析、设计和调试提供了有效的手段。ORCAD公司的PSpice是著名的计算机辅助分析设计中的电路模拟仿真软件。它主要用于对所设计的电路硬件进行计算机模拟仿真分析。本文介绍了一种谐振型软开关逆变技术,通过PSpice 9.2版本,建立大功率大电流无刷直流电机系统的PSpice模型,并对整个系统进行仿真验证,为实现软开关无刷直流电机驱动系统的高效、安全、可靠运行提供了一定的理论基础。

1 谐振电路

无刷直流电机由电动机、转子位置传感器和控制器三部分组成[2],借助位置传感器来检测转子的位置,所检测的信号去触发控制器中相应的功率开关元件以实现电机的转动。

本文在参考文献[3]所提出的谐振型软开关电路的基础上,针对于大功率大电流的无刷直流电机控制系统进行了改进,加入谐振网络后的主电路拓扑如图1所示,谐振网络包括了3个辅助开关(SL、Sa、Sb)、1个谐振电感Lr和1个谐振电容Cr,其中Da与Db两个二极管是为了阻止相应MOSFET开关管的反向续流。可以通过控制辅助开关的通断,使Lr和Cr之间发生谐振,得到主开关器件的零电压条件。

由于谐振过程非常短,负载电流Io可以假定是恒定的,等效电路如图2所示。相对应的辅助开关门信号的波形、谐振电容两端电压uCr、电感电流iLr和SL的电流iSL波形如图3所示。直流环节电压减小到零,然后又上升到电源电压的过程就是一个零电压转换(ZVT)的过程,可以分成以下6个阶段。

阶段0[0,t0]:SL导通,Sa、Sb截止,Cr两端的电压uCr大小为Vs,直流电源通过SL直接对负载供电。

阶段1[t0,t1]:由于逆变电路主开关管要求关断,在t0时刻触发Sa(由于Lr的作用零电流开通),同时关断SL(由于Cr的作用零电压关断),Sb仍截止。Cr与Lr之间通过Sa发生谐振,Cr同时对负载放电,iLr反向增大。因为谐振频率ωr很高,ωrLr远远大于RL,所以因RL引起的压降及损耗可以忽略不计。同时不考虑Sa与Da的导通压降,可得电路的等效方程:

由初始条件uCr(0)=Vs,iLr(0)=0,解方程组得:

令uCr(t1)=0,可得Cr的放电时间:

将式(3)带入式(2)可得iLr(t1)=0。故在t1时刻,放电结束,uCr减小到0,iLr从反向最大值回到零点,Sa可在零电流条件下关断。

阶段2[t1,t2]:在t1时刻,PWM信号由1跳变为0,SL、Sa、Sb均截止,uCr等于0,该过程中主开关器件任何动作均符合零电压条件,负载电流Io通过二极管D进行续流。

阶段3[t2,t3]:由于逆变电路主开关管要求导通,在t2时刻触发Sb(由于Lr的作用零电流开通),SL、Sa仍截止,同时PWM信号由0跳变为1。Lr进行充电,iLr线性增大直至iLr=Io,D中电流线性减小,Lr和D中的总电流等于Io。可得电路的等效方程:

令起始时刻iLr(t2)=0,在t3时刻,iLr等于Io,D中电流同时减小至0截止。可得Lr的充电时间:

阶段4[t3,t4]:Sb导通,SL、Sa仍截止,Cr与Lr之间通过Sb发生谐振,对Cr进行充电,iLr则从Io开始继续上升。此时电路的等效方程同式(1),以t3时刻为零时刻,初始条件为uCr(0)=0,iLr(0)=Io,解方程组得:

计算Cr的充电时间:

t4-t3=ωrπ(7)

由于uCr(t4)=Vs,iLr(t4)=Io,故t4时刻,iLr又落回至Io,同时uCr升至Vs。从式(6)可得该谐振过程中iLr的电流峰值iLr,max为:

阶段5[t4,t5]:Sb导通,同时在t4时刻触发SL(由于Cr的作用零电压开通),Sa仍截止,电源直接向负载供电。iSL线性增加,iLr则线性减小,两者电流之和为Io。t5时刻,iSL增至Io,iLr减小到0,Sb在零电流条件下关断。至此,逆变电路主开关管的一个脉宽调制PWM关断-导通过程结束,谐振电路为其提供了零电压转换(ZVT)的条件。在设计谐振电路时,应尽量减小各谐振阶段的工作时间,使逆变器具有较大的PWM调制范围。

2 无刷直流电机驱动器的PSpice模型

无刷直流电机气隙磁场感应的反电动势和相电流之间的关系,如图4所示。图4中,Ba为电机气隙磁场的磁感应强度,ea为电机定子相绕组反电动势,ia为电机定子相绕组电流。由于PSpice库中的无刷直流电机模型只适用于正弦波无刷直流电机系统的仿真[4],根据无刷直流电机的特性,可建立其电压、转矩、状态方程以及等效的无刷直流电机电路,并用其作为PSpice仿真模型,用于研究方波无刷直流电机系统。由于转子磁阻不随转子位置变化而变化,因而定子绕组的自感L和互感M均为常数。

当三相绕组为Y连接,且没有中线时,假设磁路不饱和,忽略涡流和磁滞损耗,三相绕组完全对称,则三相绕组电压平衡方程可表示为:

其中,ua、ub、uc为定子相绕组电压,Rs为定子绕组电阻,ia、ib、ic为定子相绕组电流,ea、eb、ec为定子相绕组反电动势,则可得电机的等效电路如图5所示。电机运行过程中,任一时刻只有两相绕组导通,另外一相绕组悬空,悬空相绕组的电流为零。

在PSpice仿真的建模时,选用脉冲波VPULSE信号源来模拟图5的各定子相绕组反电动势。电机直接采取定转速位置闭环控制,在电机转速给定的前提下,DSP芯片发出的驱动信号也可通过设定VPULSE信号源的相关属性参数值,同时搭配部分简单逻辑电路来进行模拟输出。

3 PSpice仿真实验及结果

谐振电路参数选取的主要任务就是确定谐振电感Lr及谐振电容Cr的参数值,应尽量保持在谐振电流冲击不是很大的情况下减小谐振阶段的工作时间。

逆变器的PWM载波频率选择5 kHz,采取上半桥载波方式控制[5],谐振频率f应远高于载波频率,选择为100 k Hz。

由谐振频率可得,LrCr=2.53×10-12H·F。

用于仿真的大功率大电流三相无刷直流电机模型参数如下:极对数p=2,额定电压UN=24 V,额定电流IN=100 A,额定转速nN=1 000 r/min,定子绕组电阻Rs=5.5 mΩ,连接方式为Y型。

故额定转速下位置传感器输出信号频率fN的计算如下:

综合以上因素,可选取Lr=1.15μH,Cr=2.2μF。则阶段1的工作时间为0.523 2μs,阶段3的工作时间为9.583 3μs,阶段4的工作时间为4.997μs,相对与200μs所占的载波周期比重不是很大,其中PWM载波的占空比设定为50%。

经过PSpice仿真,可得电机A相定子绕组电流波形如图6a)、b)所示,在加了谐振网络后,定子相绕组电流脉动与电流峰值明显减小了,同时电流波形的正负对称性也得到一定程度的提高,能得到良好的方波相电流。

图7所示的是谐振网络的PSpice仿真实验波形,阶段1的工作时间为0.523 2μs,远远小于200μs的PWM载波周期,并且此阶段的谐振电流也远远小于其它几个阶段的工作电流,因此在图中无法显示。在一个PWM载波期间,iLr与uCr的波形与图3所分析的理论波形基本上保持一致。由此可以证明该谐振网络在大功率大电流的无刷直流电机控制系统中是具有可行性的。

在整个大功率大电流无刷直流电机系统中,逆变器上半桥臂MOSFET开关管S1上相关参数的PSpice仿真波形如图8所示。

在仿真过程中采用+15 V/-5 V的电压信号对其进行驱动控制。从图中可以明显看出,加上谐振网络后,当开关管S1的门极驱动电压uG1跳变时,其端电压uS1均为0,即开关管S1的导通与截止均在零电压条件下完成的。

由此可证明,该谐振网络可实现主开关器件的零电压条件。

4 结论

采用谐振型软开关后,逆变器虽然增加了三个开关管,但是所有的开关管都工作在软开关的状态下,且开关管的开通压降损耗大大低于开关管的开关损耗,因此大大降低了逆变器的开关损耗,提高了大功率大电流无刷直流电机的工作效率。另外,采用此种方法,也可以应用于交流电机的控制系统中,且当实际负载电流值小于系统所给定的负载电流值Io时,谐振网络的工作情况基本上不受影响。

其特点是:(1)所有的开关均工作在软开关条件下,开关损耗比较小;(2)每个PWM周期只需要1个直流环节电压缺口,辅助开关控制电路简单,;(3)开关器件的电压应力减少,绝缘的要求也可降低;(4)该拓扑结构也可以用于感应电机系统。

摘要：传统无刷直流电机的驱动逆变器一般工作在硬开关状态下,导致产生了较大的开关损耗,降低了电机的整体效率。介绍了一种用于大功率大电流无刷直流电机控制系统中结构简单、控制方便的软开关逆变器方案,通过PSpice仿真软件,建立数学模型对整个系统进行仿真实验。给出了仿真结果,验证了该方案的合理性和可行性,为实现软开关无刷直流电机驱动系统的高效、安全、可靠运行提供了一定的理论依据。

关键词：无刷直流电机,谐振型软开关,PSpice仿真

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直流无刷电机驱动器 篇8

1 总设计方案

以stm32主控芯片为控制系统, 其余组成部分为驱动电路、电源电路、检测电路、显示电路、通信电路等。该驱动器拟设计成双电机驱动模式, 在根据指令完成保护、驱动操作的同时还能对电机运行参数进行实时监测显示和反馈, 如图1所示。

2 电路硬件设计

2.1 控制系统

本驱动器采用STM32F103RCT6微处理器, 基于Cortex-M3内核, 最高的时钟频率为72MHZ, 拥有丰富的外设资源, 包含了DMA控制器、ADC、还拥有专用于电机控制的高级定时器, 有强大的边沿捕获能力和PWM功能, 可以使设计大大的简化, 系统总功耗降低;采用SWD仿真接口, 引脚更少, 连接更为简单安全, 代码也能以更快的速度下载到Flash当中。

2.2 驱动电路

驱动器采用VNH3SP30芯片作为电机驱动单元, VNH3SP30是意法半导体公司生产的专用于电机驱动的大电流功率集成芯片, 最大电流为30A、电源电压高达40V, 内含欠压、过压保护电路, 具有过热报警输出和自动关断等功能。

STM32单片机通过光耦隔离来实现对驱动芯片的控制和信号反馈, 单片机通过控制INA和INB管脚高低电平来实现电机的正反转及制动, 通过PWM信号控制电机转速, ENA和ENB管脚实现芯片的过热、过压、欠压及过流反馈, 如图2所示。

2.3 电源电路

电源电路设计参数值具体包括如下:

(1) stm32微处理器和通信芯片供电电压3.3V;

(2) VNH3SP30芯片驱动和检测电路供电电压5V;

(3) 增量式码盘供电电压12V;

(4) VNH3SP30芯片电机驱动供电电压24V。

在电源电路中, 电源输入电压为24V, 通过LM2576S-12.0, LM2576S-5.0以及SPX1117IMPX-3.3稳压芯片将电压分别降为12V、5V、3.3V后供给各电路。

2.4 检测电路

检测电路包括电流检测、电压检测以及转速检测, 主要用于对流过电机的电流、电机两端电压以及电机转速进行检测。电压、电流、转速信息不仅可对电机运行提供保护, 而且还能用于对电机运行特性参数进行调整。

电流检测元件使用电流传感器 (ACS712) , 在该传感器内设置有高精准性的低偏置线性霍尔传感器电路, 可对交流、直流电流成比例的电压进行输出和检测。电压检测则以分压电路实现, 将直流电机并联到电阻上, 将电阻输出电压调节到stm32的ADC采集范围内。转速检测预留增量式码盘接口, 将码盘固定于电机上, 电机轴和码盘转子相连, 处理器通过采集码盘信息从而计算出电机转速。

2.5 显示电路

驱动器预留LCD显示电路接口, LCD分别接在stm32的PA8~12、PB6~7等共计16个端口, 对电机驱动时的转速、电压、电流以及故障等运行情况进行显示。

2.6 通信电路

通信电路设计采用SP3232芯片, 实现上位机与电机驱动器之间的通信, 用于实现控制器对电机的转向、转速的控制及电机运行电压、电流、转速、运行状态等情况的反馈。

3 软件设计

软件设计以stm32自带的固件库为基准, 与直接控制寄存器相比可有效降低编程难度和耗时, 驱动器功能主要包含PWM控制和ADC信号采集。驱动器控制以脉宽调制实现, 通过对占空比进行调节, 达到控制电机转速的目的。考虑到电压波动负载变化会对转速产生影响, 因此本设计中以PID算法对转速波动进行调节;由于ADC采集会受到电压和电流波动的影响, 因此可将每秒采集的数据量累积到10求均值, 再将均值与电机欠压、过压、过流的临界值进行比对, 若超过临界值则反馈故障状态;232通信主要实现上位机对电机转向、转速的实时控制和运行状态的反馈。

4 总结

本文基于stm32微控制器对直流电机驱动器的驱动和运行控制进行了设计, 实现了驱动部分对电机运行状态的监测和反馈, 同时节约了控制系统的程序空间, 提高控制精度, 赋予了驱动系统可移植性。

参考文献

[1]吴勇, 王友仁, 王强, 等.基于STM32的无刷直流电机正弦波驱动控制系统设计[J].微电机, 2015 (09) :39-42.

[2]邱恒.基于STM32单片机的直流电机调速系统设计研究[J].电子世界, 2016 (07) :156-156.

直流无刷电机驱动器 篇9

关键词：矩阵变换器(MC),无刷直流电机(BLDC),虚拟直流环节,仿真

1 引言

矩阵变换器是一种直接从输入到输出的电能转换装置,依靠双向开关(bi-directional switches)阵列,产生频率与幅值可调的输出电压,是真正的“pure silicon converter”,矩阵变换器无任何中间直流环节,结构紧凑,体积小,效率高,易于实现集成化和模块化,其具有控制自由度大,输出电压可调,输出频率不受输入频率的限制,输入功率因数可调且不受负载限制等优点,通过采用不同的控制策略,可使其分别实现整流器、逆变器、斩波器以及变频器的功能,因此,亦被称为“万能变换器”。无刷直流电机(brushless DC motor 简称BLDC)既保持着有刷直流电动机的优良控制特性,又具有交流电机结构简单、运行可靠、维护方便的特点,再加上体积小、转动惯量小、速度高、输出转矩大、可靠性好等优点,在电气传动领域得到广泛的应用。

目前对矩阵变换器驱动电机的研究主要集中在矩阵变换器驱动正弦电机(感应电机、永磁同步电机),矩阵变换器驱动无刷直流电机充分利用二者的优点是电气传动一个崭新的发展领域。本文采用基于矩阵变换器“虚拟直流环节”的思想,结合无刷直流电机的运行原理实现矩阵变换器的输出换相,使矩阵变换器的输出符合具有梯形波反电势无刷直流电机三相6状态运行的驱动电压。仿真结果表明本文提出的控制方法简单可行。

2 矩阵变换器驱动无刷直流电机拓扑结构

矩阵变换器的主回路是由9个双向开关构成的3×3开关阵列。由于双向开关目前尚未实现,目前一般采用两个全控器件共发射极反向并联构造(图1中S所示)。为了滤除输入电流波形中因开关频率引起的高次谐波,矩阵变换器输入侧需要设置输入滤波器。为了消除上电时因输入滤波器引起的LC振荡,同时为了防止因停机以及短路所产生的过电压对开关器件造成的损坏,矩阵变换器需要设置钳位保护电路。矩阵变换器的拓扑电路如图1所示。

3 基于虚拟直流环节的MC驱动BLDC

MC间接控制的虚拟直流环节思想为:将MC等效为由虚拟电压源型整流器(FVSR)和虚拟电压源型逆变器(FVSI)的连接,即虚拟交-直-交结构,如图2所示。

基于虚拟直流环节的MC驱动BLDC的思路为:通过调节虚拟整流侧开关(SaP,SbP,ScP,SaN,SbN,ScN)的状态,得到虚拟直流母线电压;通过调节虚拟逆变侧开关(SAP,SBP,SCP,SAN,SBN,SCN)的状态,实现BLDC的换相逻辑控制。

3.1 虚拟整流设三相输入电压为

Va=Vpcos(ωt)

Vb=Vpcos(ωt-2π/3)

Vc=Vpcos(ωt+2π/3)

式中:Vp为相电压幅值;ω为输入电压角频率。

在任何时刻三相输入都有一相电压为Vmax、一相电压为Vmid、一相电压为Vmin。

取

其中mod()为求余函数,输入电压一个电周期被分为6个区域,每个区域中

虚拟直流环节的P,N在三相输入Vmax,Vmid,Vmin间切换,要求满足P,N不开路且三相输入不短路。在一个开关周期内近似认为Vmax,Vmid,Vmin 保持不变,通过虚拟整流侧开关状态不同组合,合成出虚拟直流母线电压。

开关规则如下:直流母线正端P在Vmax,Vmid间切换,令变量p表示P端状态,p=0表示P端与Vmid导通,p=1表示P端与Vmax导通;直流母线负端N在Vmin,Vmid间切换,令变量n表示N端状态,n=0表示N端与Vmid导通,n=1表示N端与Vmin导通。

开关状态(p,n)有4种有效组合,令δpn为(p,n)的占空比函数,为得到母线电压为2Vm的输出,在一个开关周期内通过4种开关状态组合得到

将式(2)代入式(3)得:

令占空比函数与相应开通的两相线电压成正比

m为电压调制比,将式(5)代入式(4)得:

显然有m≤0.5,直流母线电压undefined,若三相输入相电压有效值为220 V,则输出直流电压的最大值为404 V。

调制策略采用式(5),可以证明MC输入电流与输入电压同相位,如果对式(5)表达的占空比函数加入相移因子,即可调节输入功率因数。

3.2 BLDC换相逻辑控制

BLDC采用三相6状态120°(电角度)两相导通方式驱动,在任何时刻定子绕组一相正向导通,一相反向导通,另外一相由续流状态转变为不导通。根据BLDC转子位置判断换相信息,令

section=floor[mod(Me_angle,360°)/ 60°]

其中,Me_angle为电机电角度,floor()为取整函数,则电机各相状态与转子位置的关系如表1。

由此推演到由矩阵变换器构成的虚拟直流环节中,正向导通相与虚拟直流环节P端导通;反向导通相与虚拟直流环节N端导通;正向导通相关断以后,经由虚拟直流环节N端正向续流,即正向续流相与该时刻反向导通相开关状态同步但仅正向导通(电流从电网流入BLDC),直至续流过程结束,该相自然关断;同理,反向导通相关断以后,经由虚拟直流环节P端反向续流,即反向续流相与该时刻正向导通相开关状态同步但仅反向导通(电流从BLDC流入电网),直至续流过程结束,该相自然关断。

4 驱动信号的产生与换流策略

为了减少每个开关周期内的开关次数,相邻的两个开关状态仅有一个开关的状态发生变化。图3表示了两个开关周期内的开关状态顺序以及相应的PWM时序,按照这种时序产生PWM波的方法便于采用TI C2000 系列DSP的事件管理器来实现。从图3可以看出,虚拟直流环节开关状态p=PWM3,n=PWM1⊕PWM3。根据式(5)占空比函数和图3表达的开关状态顺序,可得到一个开关周期内开关切换状态;根据(p,n)状态和角度θ即可得到虚拟直流环节与三相输入之间的切换关系;根据BLDC的电角度Me_angle判断电机的换相状态,确定电机A,B,C三相绕组与虚拟直流环节间的切换关系。

在具体调制过程中,组成双向开关的全控器件之间的安全换流是矩阵变换器实现的关键。为了保证安全切换,同一相输出的任意两组开关不能同时导通,否则将造成输入两相短路;3组开关不能同时断开,否则将造成感性负载开路而产生高电压。矩阵变换器换流的双向开关都是由两个单向开关组合而成并可独立控制,因此可以采用4步换流方式实现器件间的安全切换。

以输入a相换流到b相,负载电流IL>0为例说明,如图4a所示。第1步关断a相的负导通部分SaA2;第2步开通b相的正导通部分SbA1;第3步关断a相的正导通部分SaA1;第4步开通b相的负导通部分SbA2,这样就完成了两个双向开关之间的换流,其换流控制信号波形如图4b所示,其中SaA和SaB为两个双向开关的理想控制信号。

4步换流成功地构成了对两个双向开关的换流控制,既禁止了可能使电源发生短路的开关组合,又保证了在任意时刻给负载提供至少一条流通路径。在实际的电路设计中,文章提出的PWM调制方式以及相应的控制策略可采用TI C2000系列DSP实现,4步换流策略可采用复杂可编程逻辑器件(CPLD)来实现。

5 系统仿真

在Matlab 6.5 Simulink环境下利用SimPowerSystems库模块建立矩阵变换器功率主回路模型和无刷直流电机模型[3],利用M函数实现PWM信号产生、电机换相逻辑控制和4步换流策略。建立的仿真模型如图5所示。

仿真的BLDC参数采用某厂70BL3A60型电机,定子绕组电阻0.4 Ω,电感1mH,额定电压36 V, 额定转矩0.55 N·m, 额定转速3 000r/min。PWM开关频率为10 kHz,电网相电压有效值为220 V,取m=0.08,根据式(6)得出虚拟直流环节电压为32.13 V,图6a为虚拟直流环节电压波形,图6a波形通过低通滤波得到直流电压约为32 V与式(6)相符合。

仿真了MC驱动BLDC带0.5 N·m负载启动的过程,稳态转速达到2 700 r/min与实际情况相符。图6b为BLDC输出电磁转矩与电机转速;图6c为BLDC A相电流,由于BLDC各相绕组电感对电流的阻碍作用,引起换相过程相电流和转矩波动;图6d为电网a相电压与电流,可以看出输入电流正弦且与电压同相位,通过在占空比函数中加入相移因子亦可使输入电流超前或滞后于输入电压,实现输入功率因数调节。

6 结论

仿真结果表明,所提出的基于虚拟直流环节的控制算法简单可行,用MC驱动BLDC充分结合了二者的优点,是电气传动一个新的发展领域。应用该控制方法,通过对MC驱动BLDC的进一步研究可实现BLDC的闭环控制,容易实现BLDC 4象限运行,也可探讨出新的控制方式如无位置传感器控制方式等。

参考文献

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[2]Christian Dufour,Wei Lixiang,Thomas A Lipo.Real TimeSimulation of Matrix Converter Drives[C]∥Power Elec-tronics and Applications,EPE,2005:10.

[3]纪志成,沈艳霞,姜建国.基于MATLAB无刷直流电机系统仿真建模的新方法[J].系统仿真学报,2003,15(12):1745-1749.

[4]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社,2006.

浅谈直流伺服电机的驱动与应用 篇10

关键词：单片机,伺服电机,控制,PWM信号

前言

本文以直流伺服电机为核心, 研究其在自动控制系统中的驱动与应用, 伺服电动机可以分为直流伺服电机与交流伺服电机, 直流伺服电机又分为有刷伺服电机与无刷直流伺服电机。本文针对目前市场中性价比较高的一款直流有刷伺服电机为例进行研究。

一、直流伺服电机的组成及工作原理

标准的直流伺服电机内部包括了一个直流电动机、一组变速齿轮组、一个反馈可调电位器及一块电子控制板。其中, 高速转动的电动机提供了原始动力, 带动变速齿轮组, 使之产生高扭矩的输出。齿轮组的变速比越大, 伺服电动机的输出扭矩也越大, 也就越能承受更大的重量, 但转动的速度也越低。一般标准的伺服电动机有三条连接线, 分别为:电源线、地线及控制线。电源线与地线用于提供内部电动机及控制线路所需的能源, 电压通常介于4V与6V之间。甚至伺服电动机在重负载时也会拉低放大器的电压, 所以整个系统的电源供应比例必须合理。

直流伺服电动机会接收由外部传来的PWM控制信号, PWM信号由伺服电动机控制线传输进入伺服电动机内部电子控制板上的信号调制芯片, 获得直流偏置电压;然后, 直流偏置电压与电位器的电压比较, 获得电压差输出;最后, 由正负极性的电压差输出到电动机驱动芯片决定电动机的转动方向。当电动机转动时, 通过级联减速齿轮带动电位器旋转, 使得电压差为零, 电动机停止转动。也有360度连续旋转的直流伺服电机, 其转动时不带动电位器旋转, 而是电位器给一个特定值。

二、直流伺服电机的驱动与控制原理

直流伺服电机的驱动与控制, 就要通过外部电路和给直流伺服电机控制端传输特定的控制信号, 即PWM信号, 对于PWM信号有一定的要求, 一般要求PWM信号周期为20ms, 高电平持续时间在0.5ms到2.5ms之间 (部分伺服电机对PWM信号周期时间要求并不是十分严格) , 而且在控制过程中还要对直流伺服电机进行零点校正。

对于直流伺服电机控制器以AT89S51单片机与外围器件为核心, 该控制器中单片机可以产生8个通道的PWM信号, 由单片机端口输出, 输出的8路PWM信号通过光耦隔离传送到下一级电路中。因为信号通过光耦传送过程中进行了反相, 因此从光耦出来的信号必须再经过反相器进行反相。方波信号经过光耦传输后, 前沿和后沿会发生畸变, 因此反相器采用CD40106施密特反相器对光耦传输过来的信号进行整形, 产生标准的PWM方波信号。PWM信号产生由单片机软件完成, 本文中程序用C语言开发完成。直流伺服电机在运行过程中要从电源吸纳较大的电流, 若直流伺服电机与单片机控制器共用一个电源, 则直流伺服电机会对单片机产生较大的干扰。因此建设在使用直流伺服电机时要与单片机控制器采用两个电源供电, 两者不共地, 通过光耦来隔离, 并且给直流伺服电机供电的电源最好采用输出功率较大的开关电源, 这样控制效果比较理想。

三、直流伺服电机的应用

直流伺服电机的控制与维护比较方便, 而且其控制精度高、体积小、重量轻、速度高、响应快、转动平滑、力矩稳定、惯性小、电磁辐射很小、寿命长等很多优点, 可以应用于敏感的普通工业、民用场合、高精度的工业控制等领域。通过对直流伺服电机研究的不断完善, 它可以应用于恶劣的工作环境和危险的工作场合, 也可以用于枯燥单调的重复性劳作机器人的动力执行部件, 具有一定的实际意义与社会价值。

我们将直流伺服电机作为机械臂的动力来源与执行部件, 实现一组高精度的机械臂运动控制。为高等学校教学提供机器人教学系统, 为学生提供一个开放性、创新性的实验教学展示平台, 通过对机械臂的亲自组装、调试和应用开发等创新实验, 让学生全面掌握机电一体化技术的应用开发和集成技术, 从而掌握机电控制系统的组成、功能及控制原理;掌握机械传动部件的选择, 结构件的设计, 传感器的选择和使用, 电机的选择和使用, 计算机编程和调试等, 重点让学生了解关于机械臂运动控制及其执行机构的工作原理, 加深了对直流伺服电机的了解与应用。

结束语