无刷控制器(精选11篇)
无刷控制器 篇1
0 引言
无刷直流电动机是随着电子技术的迅速发展而发展起来的一种新型直流电动机,它是现代工业设备中重要的运动部件[1]。无刷直流电动机与有刷直流电动机的不同之处在于采用了电子换向装置替代机械换相装置,保留了有刷直流电动机宽广和平滑的优良调速性能,克服了有刷直流电动机机械换相带来的一系列缺点[2]。集交流电动机和直流电动机优点于一体,它既具有交流电动机结构简单、运行可靠、维护方便等优点,又具备直流电动机运行效率高、调速性能好的特点,同时无励磁损耗,是最理想的调速电动机[3]。
近年来无刷直流电动机在数码照相机、摄影机、打印机、手机以及汽车空调、洗衣机、电动车等领域获得广泛的应用[4]。在当今工业自动化领域中,有刷直流电动机已经逐步被无刷直流电动机所替代[5]。
高性能数字控制器是无刷直流电动机调速系统的关键技术[6],文中基于双闭环PI控制的策略,以MSP430F149 作为MCU设计了无刷直流电动机调速系统的数字控制器,实现了无刷直流电动机调速系统具有优良动、静态性能的运行。
1 数字控制器硬件设计
基于双闭环PI控制策略设计的无刷直流电动机数字调速系统结构如图1 所示。
1) 主电路结构
控制系统主要由驱动电路、逆变电路、无刷直流电动机本体、转子位置检测电路、控制电路、电流检测电路和参数设置及显示电路等部分组成。该控制器结构如图2所示。
2) 单片机控制电路
选用的控制芯片为MSP430F149,该单片机为TI公司的MSP430F1xx系列单片机。文中单片机的P1 口内含捕获单元,用于捕捉霍尔位置传感器送出的转子位置信号;将P4 口定义为PWM模式,用于产生PWM信号驱动逆变桥; P5 口用于产生无刷直流电动机的逻辑换相信号; P6口用于对母线电流进行采样; P2 和P3 口用于显示相应参数[7,8]。
设计的MSP430F149 最小系统,带32. 768 k Hz和8 MHz两种晶振,使用USB供电,可通过RS232 接口进行串口通信。
3) 驱动逆变电路
驱动逆变电路中,逆变桥由功率开关管Q1-Q6 组成,选取IR公司的SMPS MOSFET,IRF3205 构成三相逆变桥主电路,逆变器电路如图3 所示,图3 所示采用20Ω 的栅极电阻,Rs为直流侧电流采样电阻,其压降为电流采样电路提供信号。
MOSFET驱动芯片选用IR公司的IR2316,该芯片为常用的三相逆变桥驱动器集成电路。IR2136 的连接图如图4 所示。
为提高系统的安全性,采用光耦将电路中的控制信号和驱动信号隔离。考虑到IR2136 芯片的HIN1,2,3 和LIN1,2,3 引脚是反向输入端口,因此采用低电平驱动的接法。选取芯片HCPL-063 作为光耦隔离芯片。HCPL-063 的连接图如图5 所示。
4) 位置信号检测电路
实验用无刷直流电动机为有位置传感器的直流无刷电动机,即电动机转子上集成霍尔位置传感器。无刷直流电动机位置传感器的输出为+5 V的三路脉冲信号,用于检测无刷直流电动机转子位置的变化。MSP430F149 根据转子位置信号的变化,输出相应的无刷直流电动机驱动信号,驱动相应的功率管,以实现对无刷直流电动机转速和转动方向的控制。通过霍尔位置传感器输出信号的上升沿触发MSP430 相应端口的中断,从而控制转子位置和计算速度。对于单极对数的无刷直流电动机而言,每个机械周期产生6 个上升沿位置信号,每两个上升沿位置信号间的时间间隔代表1 /6 个机械周期。转子位置传感器信号输入端电路图如图6 所示。
在实际捕捉霍尔位置传感器的输出信号时,一些干扰信号的存在,使得MSP430F149 无法准确捕捉相应的上升沿位置信号,因而需对霍尔位置传感器的输出信号进行相应的滤波。选用阻容滤波电路和74LS14 芯片组合的方法进行滤波,使得霍尔位置传感器的输出信号经过两次反向后送入MSP430F149 芯片的相应捕捉端口,通过实验证明,该滤波方法达到了良好的滤波效果。
5) 定子电流检测电路
现通过在逆变桥主电路中串采样电阻的方法对无刷直流电动机定子电流进行检测,对采样电阻两端的电压依次进行滤波、放大后,送入MSP430F149 的AD采样端口,从而获得无刷直流电动机定子电流的大小。在采样电路与MSP430F149 引脚之间通过光耦进行隔离,选用HCNR200,该光耦具备线性度好、速度快等优点。无刷直流电动机定子电流采样电路如图7 所示,图中采样电阻Rs =0. 02 Ω,位于逆变桥电路的下端与地之间,Rs将通过的电流信号转换成电压信号。
由电路结构可以计算出电流采样电路输出端Vo表达式:
式中: i为直流侧电流,由于MSP430 F149 芯片A/D端口采样范围选择0 V ~ 2. 5 V,故可以线性测量电流范围为-15 A ~ 10 A。本文实验所用样机额定电流为2. 5 A,故能够满足所控无刷直流电动机的电流范围要求。为使电流信号转换成的电压信号平稳,采用阻容滤波电路。
2 数字控制器软件设计
双闭环无刷直流电动机控制系统的软件部分采用模块化结构设计思想,使用IAR Embedded Workbench开发环境进行软件的编写,具有良好的阅读性与移植性。
1) 主程序流程图
主程序流程图如图8 所示,首先是对各模块进行初始化。在初始化完成后,调用电动机启动模块,使电动机启动。每隔1 ms调用电流采样模块进行电流采样,获得电流后计算电流环PI值。每隔10 ms计算转速环PI值。若换相正常,则不停机,若换相不正常则停机。
2) 电动机启动程序
当无刷直流电动机运行正常时,电动机转子所处位置可以根据霍尔位置传感器的输出确定。MSP430F149 通过中断捕获霍尔信号传感器的上升沿,从而获得电动机的转子位置,进而确定逆变桥中相应MOSFET的导通顺序。但是当电动机处于停转状态时,霍尔位置信号传感器没有上升沿信号输出,因而MSP430F149 无法通过中断捕捉获得当前电动机转子的位置,因而无法正常启动电动机。在电动机从停止状态到正常运行状态的切换过程中,为了使电动机转子运转,从而让转子位置传感器产生上升沿输出,设计了电动机启动模块。MSP430F149 通过保存电动机前一次停止时的转子位置信号,从而使得电动机能在下一次启动时正常换相。
3) 电动机换相程序
当霍尔信号随电动机旋转一定角度而发生变化时,可以采用使用捕获单元CAP1-3 来发送捕获中断。系统检测到捕获中断后,将会根据当前霍尔信号状态控制MOSFET的导通与关断。电动机正常运行时,转速计数标志Speed Num+ +,若Speed Num = 6,说明电动机经过了一个换相周期。从而也可以通过计算获得电动机转速。
MSP430F149 内部具有定时器A( TIMER_A) ,通常将定时器作为程序设计的核心部分。该内部定时器由一个16 位定时器和多路比较/ 捕获通道组成。每个比较/ 捕获通道都具有16 位定时器的定时功能,并可以进行单独控制,互补影响。通过在捕获/比较控制寄存器中选择上升沿捕获模式,并使其中断,使得MSP430F149 能够成功的捕获电动机转子的位置信号。利用TIMER_A中的捕获/比较寄存器( CCR0) 来计算两个上升沿中断捕获之间的时间,从而对无刷直流电动机的转速进行计算。
4) 转速计算程序
采用霍尔位置传感器的信号来计算无刷直流电动机的转速,MSP430F149 的捕获单元捕捉到位置传感器的输出信号后,不仅记录其引脚上的跳变,还记录电平跳变发生的时刻。通过前面位置检测的分析知道,无刷直流电动机正常工作周期内有6 个跳变沿即换相时刻,又因霍尔传感器和电动机的位置固定不变,两两换相信号间的相位差也是恒定不变的,通过记录2 次换相的时间间隔,可计算电动机的转速。因为电枢绕组每60°电角度换相一次,所以速度信号为:
式中: Δθ 为机械转角的变化; ΔT为转过角度的时间间隔,可见只要测出两跳变信号间的时间间隔,通过简单的除法运算就能求出转速。实验所用样机的极对数为2,因此机械转角变化是30° 。 而对应时间间隔是由MSP430F149 芯片的捕获单元对每个霍尔元件输出信号的两个边沿检测计算。在本程序中,为6 次换相( 360°电角度) 的时间间隔,故为180°机械转角的变化。为了提高转速计算得精度,取10 次计算的转速平均值,作为采样转速结果输出。
5) PI控制策略
在无刷直流电动机调速系统中,调节方法众多,如PID控制、模糊控制、单神经元控制等。但在实际应用中,由于PID控制简单实用,因而被广泛采用。其他一些控制方法,如模糊控制和神经网络控制现在大多处于模拟仿真阶段,实际应用较少[9,10]。设给定值与实际输出值的偏差为e( t) ,则PI控制策略为:
式中: uk-1 为第k-1 次采样时刻的输出值; ek-1 为第k-1次采样时刻输入的偏差值。
将TKi合并为Ki,得到:
在转速环中,进行PI调节时,为了提高系统的稳定性,当转速误差小于5 r/min时,程序中强制转速误差为0。
6) PWM程序
MSP430F149 内部具有Timer Bd定时器,利用Timer_B定时器的计数器功能,将其内部设定为增计数模式,输出设定为模式7( 复位、置位模式) ,从而通过寄存器TBCCR0 设定PWM波形的周期,通过改变寄存器TBCCR1 的大小控制该PWM波的占空比。MSP430F149 产生出任意占空比的PWM波形用以调节电动机转速,文中PWM频率为8 k Hz。
3 实验结果及分析
实验中采用的无刷直流电动机为57BL52-230,该无刷直流电动机参数分别如下: 额定功率P = 60 W,额定电压U= 24 V,额定转速V = 3 000 r/min,额定扭矩Te =0. 18 N·m,极对数P = 2。
通过构建数字控制器的实验平台并进行运行实验,获得了在不同给定转速下的实验数据,如表1 所示。
给定转速为500 r/min时,上位显示参数如图9 所示。
整个系统调试过程是软件和硬件相结合进行调试的。实验结果表明,在该控制器下,无刷直流电动机的转速超调小,调节时间短,具有优良的动静态控制性能。
4 结语
无刷直流永磁电动机利用电子换向器取代机械电刷,不仅保留了有刷直流电动机的优点,且结构简单、运行可靠、维护方便、效率高,经不断发展在各个领域获得广泛的应用。文中选用MSP430F149 作为控制器核心,进行了无刷直流电动机数字控制器软硬件设计,针对高精度调速,设计了转速电流双闭环PI控制算法,为无刷直流电动机有位置传感器控制提供了一种低成本解决方案。控制器电路结构简单,实现方便,并通过实验验证了设计的正确性和有效性。
摘要:选用MSP430F149单片机作为控制器核心,设计了一种无刷直流电动机双闭环调速系统数字控制器,采用转速电流双闭环PI控制策略,使无刷直流电动机调速系统具有优良的动、静态性能。
关键词:无刷直流电动机,调速系统,双闭环,PI控制,数字控制器
参考文献
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无刷控制器 篇2
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无刷控制器 篇3
摘要:为提高伺服系统中无刷直流电机的控制效果,设计了以DSP为核心的无刷直流电机控制系统方案。本控制系统的主要优势在于利用数字信号处理器的高速实时运算处理功能,易于实现各种高效的控制算法,很好地解决了伺服系统中PWM信号的生成、电动机速度反馈和电流反馈等问题。并结合模糊控制算法进行了仿真研究,达到无刷直流电机的高精度伺服控制的目的。
关键词:无刷直流电机;DSP;PWM控制;Simulink仿真
在伺服传动系统中,无刷直流电动机(BLDCM)是一种新型的无级变速电动机,其结构简单可靠、维护方便、运行效率高及惯量小和控制精度高等优点,广泛应用于伺服控制精密数控机床、加工中心、机器人等领域[1]。随着BLDCM应用领域的推广,对系统的动静态性能、鲁棒性、控制精度等要求越来越高。
本文以三相四极无刷直流电动机为研究对象,结合PID控制和模糊控制各自的优势,设计了一套基于TI 公司的C2000系列TMS320F2812 DSP为核心的全数字永磁无刷直流电动机的闭环调速系统,以期满足BLDCM伺服控制系统的高精度、快速性、稳定性和鲁棒性的要求。
1总体方案设计
系统设计采用三相四极无刷直流电动机PWM控制方案,逆变桥的通电方式采用两两导通方式。该系统主要由三相四极无刷直流电动机、控制器、电子开关电路和位置检测器四部分组成[2]。其结构框图如图1所示。
功率驱动方式采用三相Y型全桥驱动电路,如图2所示。本系统实现的关键就是通过位置环、速度环和电流环三闭环结构最终实现位置的伺服控制。从闭环结构上看,位置环在最外面,是本系统的主环,电流调节环和速度调节环在里面,两者都是为位置环而服务,电流调节器和速度调节器采用PI调节器,位置调节器采用PID调节器,以TMS320F2812微控制器为控制核心,以功率MOSFET管构成逆变器。通过改变逆变器开关器件的PWM占空比来改变电机电枢端电压,以实现电机转速的调节[2-4]。
2硬件设计
图3给出了基于TMS320F2812 DSP的无刷直流电机控制系统硬件结构框图。
本系统主要由辅助电源、控制器及外围电路、电动机驱动电路、检测电路和系统保护电路等几部分组成。无刷直流电动机的调速原理为:TMS320F2812控制器通过捕获单元捕捉无刷直流电动机转子位置传感器HALL1、HALL2、HALL3高速脉冲信号,检测转子转动位置,并根据转子的位置发出相应的指令改变PWM信号的当前值,进而改变直流电机驱动电路(三相桥式逆变电路IGBT)中功率管的导通顺序,实现电机转速和转动方向的控制。
下面重点介绍系统中的转子位置检测电路、相电流检测电路、驱动电路、系统保护电路等。
2.1转子位置检测电路
本设计方案中,位置检测环节采用了3个位置间隔120°分布的霍尔传感器,由霍尔器件所输出的转子位置脉冲信号送到功率变换电路后,经处理后送入DSP的CAP单元,DSP通过读取霍尔元件的状态值,来确定转子的当前位置,再通过改变PWM的占空比改变MOSFET管的导通顺序,改变 IGBT 的导通顺序,实现电机的换相和电机转速的调节[5]。
霍尔位置传感器输出的信号先由阻容滤波电路处理,然后再经过六路施密特触发反相器SN74HC14N整形后送入DSP的CAP单元进行处理计算。由于霍尔位置传感器输出为5V电平信号,为了与DSP的3.3V电平相匹配,需要进行电平逻辑转换,在此通过施密特触发器输出端串联匹配电阻的方法来实现。三相霍尔位置检测电路如图4所示。
2.2相电流检测电路
在对电路中电流信号进行检测时,由于霍尔元件输出的电流较小,故采用在直流侧母线中串采样小电阻的方法,先将电流信号转化为电压信号,然后再经过放大隔离处理后送入模数转换器A/D。其中光耦隔离器件选择的是6N137。电流检测电路图如图5所示。
其中R22(0.05Ω/3W)为直流侧母线端的采样电阻,首先将电阻两端的压降信号经过阻容滤波电路滤波,然后经过运算放大器放大,以满足TMS320F2812中A/D转换单元的采样范围(0~3V) 的要求。电路中采用了单路高精度双极性运算放大器OP07。图中的二极管D6起稳压保护作用,确保AD0的输入电压在0~3V的范围内,另外,通过光藕合器6N137将干扰路径切断,减小噪声的干扰。
2.3驱动电路
驱动电路采用IR公司生产的高性能三相桥式逆变器驱动芯片IR2136,它只用一路驱动电源便可同时输出6路驱动信号,且IR2136拥有完善的保护功能,使整个电路更加简单可靠。
由于IR2136芯片本身没有逻辑信号与功率信号之间相互隔离功能,因此本设计中DSP产生的6路PWM脉冲信号经光耦隔离后才作为IR2136的6路脉冲输入,进而控制MOSFET管的导通和关断。通过输出端口HO1、HO2、HO3分别控制三相逆变桥电路的上桥臂T1、T3、T5的导通和关断,通过输出端口LO1、LO2、LO3分别控制三相逆变桥电路的下桥臂T4、T6、T2的导通和关断,从而实现控制电机转速的正反转。图6为由IR2136构成的驱动电路。
2.4系统保护电路
在无刷直流电动机控制系统中,保护电路可以保护控制器DSP免受过压、过流的影响,还可以保护电机的驱动电路免遭破环[6]。整个系统的保护电路由隔离电路和驱动保护两部分组成。
(1)隔离电路的设计
光耦隔离电路的作用是避免主回路中的强电信号对控制回路中的弱电信号造成干扰,实现不同电压之间的信号传输。如图7所示(以一路PWM信号为例),该隔离电路可实现对DSP的6路PWM输出信号与IR2136之间光耦隔离,并实现驱动和电平转换功能。
(2)功率驱动保护电路的设计
功率驱动保护电路包括自保护电路和过电流过电压保护电路。为保证系统中功率转换电路和电机驱动电路安全可靠工作,DSP还提供PDPINTA输入信号,利用它可方便地实现系统的各种保护功能[6]。各路故障信号经过光耦隔离后送入到PDPINTA引脚,图8给出具体保护电路。例如:当有过压或过流现象时,IR2136的引脚FAULT会输出制动信号,拉低PDPINTA引脚输入电平,此时DSP 内部定时器停止计数,所有的PWM输出引脚全部置为高阻态,同时也产生一个中断信号,通知CPU有异常情况发生,这就是IR2136的硬件保护功能。
3系统与上位机的通讯
系统中用 SCI 接口完成与上位机的通讯功能,采用RS-232接口实现通信。通过上位机可以给定位置量,同时控制过程中电机的速度、电流、位置反馈量等参数,也可以实时地发送给上位机显示;SPI接口完成串行驱动数码管显示的功能。通过数字 I/O 扩展的键盘设定位置给定量,并由数码管显示。
4系统仿真
本文对速度环采用增量式PID控制和参数自整定模糊PID控制两种控制算法,利用北京雅合全公司生产的型号为45ZWN24-25的三相四极无刷直流电动机,对实验结果进行分析。图9、图10分别对应两种算法在电机启动时的转速响应曲线。
分析电机启动时转速启动曲线可知,两种控制算法都有一定的超调。增量式PID控制算法电机启动达到稳态的时间大约为2.8s,超调量为8.27%;而参数自整定模糊PID控制算法电机启动达到稳态的时间大约为2.2s,超调量为4.58%,可见,采用参数自整定模糊PID控制算法之后,有效地降低了超调量,缩短了电机启动的时间,提高了电机的控制精度。
5结束语
本文设计了以TMS320F2812为核心的数字直流伺服系统,很好地解决了高精度伺服控制系统中PWM信号的生成、电机速度反馈及电机电流反馈问题,并实现了保护功能,使系统硬件得到了极大地简化,提高了系统的可靠性。并结合参数自整定模糊PID控制算法实现了电机的高精度伺服控制,实验结果验证了该方法的有效性。
参考文献
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作者简介
刘恩涛(1986-),男,中北大学硕士研究生,研究方向为直流电机伺服控制。
无刷控制器 篇4
关键词:双转,无刷直流电机,位置检测
普通永磁无刷直流电机仅驱动转子磁极旋转, 其电枢是静止不动的, 而双转式永磁无刷电动机的电磁转矩要驱动内外两个转子向相反的方向旋转, 这是基于作用力与反作用力的原理[1]。双转式永磁无刷直流电机主要应用在水下对转推进系统中, 电机的两个输出轴带动按相反方向旋转的两个螺旋桨, 后螺旋桨回收前螺旋桨传递到螺旋桨伴流中的一些旋转能量[2], 因此, 两个输出轴所传递的能量将更多地转化为推进力, 双转方式的使用显著提高了推进效率。
1电机结构
双转式永磁无刷直流电机的结构如图1所示, 与普通永磁无刷直流电机结构相差较大, 普通无刷电机的定子在双转式电机中成为两转子之一, 此台样机基本结构为内转子 (电枢转子) 、外转子 (磁极转子) , 由于内转子电枢也要旋转, 故采用三个滑环给电枢三相绕组馈电。值得注意的是, 双转式永磁无刷直流电机的“无刷”的概念是指没有换向器及其电刷而由自控式逆变器馈电之意, 而并非没有与滑环联接的电刷, 这种说法是相对于有电刷和换向器的普通有刷直流电机的
位置传感器是双转式永磁无刷直流电动机的重要组成部分, 作用是检测转子磁极对电枢绕组的相对位置, 从而为逆变器提供正确的换向信息。双转式永磁无刷直流电动机系统中, 换向信息的获得有旋转式位置传感器、静止式位置传感器及无位置传感器三种方式, 旋转式位置传感器的作用原理与在普通单转的永磁无刷电动机中是完全相同的, 两者的控制策略也相同[3]。
此台样机采用静止式位置传感器, 即霍尔元件是静止的, 旋转的是传感器的转子磁钢, 这就使得电机的结构简单化, 但在控制策略上相对普通单转无刷电机要复杂一些。如图1所示, 要获得内外转子各相对于电机静止部分的绝对位置就要有各自的位置传感器, 最终解算出相对位置及相对转速。
以两相导通星形三相六状态为例, 普通无刷直流电机采用3个霍尔元件检测转子磁极的位置, 相邻两霍尔元件之间的机械夹角为60°/p 或120°/p (p为极对数) 。为缩小电机的体积, 此台样机的p取为10, 位置传感器的转子磁极对数pps=p。为提高位置检测的精度, 这里采用6个霍尔元件, 合理的计算夹角使得6个位置信号的状态组合将磁极转子的一个旋转电气周期等分成12份, 如图3所示。霍尔元件空间配置如图2, 内转子与外转子的位置传感器霍尔分布图及波形完全相同, 为便于描述, 外圈表示位置传感器的转子, 内圈表示位置传感器的定子, 实际安装时位置传感器的转子磁钢和定子霍尔元件是正对着的, 6只实心小圈代表霍尔元件 (锁定型霍尔集成电路) 。假设磁极转子从图2示位置θ=0处逆时针旋转, 则6只霍尔元件的输出波形如图3所示, Hu1、Hv1、Hw1互差120°电角度, Hu2、Hv2、Hw2互差120°电角度, 并且Hu2、Hv2、Hw2分别滞后Hu1、Hv1、Hw130°电角度。
由于位置传感器可确定电枢转子和磁极转子各自处于12种位置状态的哪一种, 因此电枢转子和磁极转子的相对位置就可以用144种状态中的一个来表示。知道了相对位置就可以根据电机获得平均电磁转矩最大的原则推算出电枢绕组的导通相。
2控制器设计
2.1控制系统原理图
本控制系统采用电流环、速度环、位置环三闭环的控制策略, 三闭环原理图如图4所示。相对普通单转无刷直流电机, 位置参数改为相对位置参数, 速度改为相对速度, 速度参考值为普通无刷电机转速值的2倍, 其它控制策略相同。
2.2硬件框架设计
控制系统如图5所示, 主要有控制模块DSP、逻辑处理模块CPLD、智能功率模块IPM、位置传感器、电流检测装置、键盘及显示电路等组成。
核心控制芯片采用TI公司32位定点数字信号处理器TMS320F2812, 其优化的事件管理器、快速灵活的中断管理、多标准的通讯端口、高效率的C/C++编译程序、独特的IQmath程序库和数字电机控制软件包为电机调速系统提供了更加灵活、高效的控制方案[4]。
为能同时处理多路位置信号, 并减少印制板空间及提高可靠性, 选用ALTERA公司MAX7000AE系列CPLD器件EPM7512AEQ C208, 它具有176个IO口, 是业界标准的3.3VCPLD, 非常适合TMS320F2812的IO口扩展。CPLD的时钟频率由DSP提供, 它完成位置信号的采集、IO口扩展、地址译码及控制信号分配。
电机驱动模块选用MITSUBISHI公司IPM模块PM300CLA060, 它配合DSP产生的6路PWM驱动双转式永磁无刷直流电机。PM300CLA060内含6个600 V/300 A的IGBT管, 管导通压降小 (VCE (sat) =1.5 V) , 开关频率最高达20 kHz, 模块内部带有欠压UV、过流OC、过热OT、短路SC四种保护功能, 当IPM发生UV、OC、OT、SC中任一故障时将输出故障信号Fo, 但是IPM自身产生的故障信号是非线性的, 如果故障信号输出持续时间结束后故障源仍就没有排除, IPM就会重复自动保护的过程, 一旦IPM模块自保护动作次数超过极限数值IPM就会损坏, 因此仅仅靠IPM内部保护电路还不能够完全实现器件的自我保护。这里将IPM的4路故障信号Fo送给CPLD做逻辑与处理后再给TMS320F2812的功率保护引脚PDPINTA (如图5所示) , 由于功率保护中断的优先级高, DSP一旦检测到Fo信号就立即将PWM输出引脚置为高阻态, 实现了软保护。
2.3位置检测
普通无刷直流电机由于大多采用三个霍尔元件, 位置信号在经过硬件滤波和消抖后直接送到DSP的捕获单元, 如Capture1、Capture2、Capture3, 通过捕获各路位置信号的上升及下降沿, 引发捕获中断, 在中断中读取位置信号, 进入换向表, 导通相应的电枢相序。对于双转式永磁无刷直流电机, 由于内外转子各有6路即共有12路位置信号需采集, 这就需要CPLD来辅助处理, 对内、外转子各自的6路位置信号分别做二进制加法后送给DSP的捕获单元Capture1和Capture 4, 处理后的波形如图6所示, 使得任一转子每转过30°电角度就产生一次捕获中断, 即位置传感器检测的最小电气角度为30°。另外, DSP的数据线及地址线也与CPLD相连, 经CPLD地址译码, 在捕获中断中, 将全部12路位置信号通过数据线送入DSP的相应地址单元, 从而获得了相对位置, 就可推算出电枢绕组的导通相。
2.4电流检测
电流检测是非常重要的环节, 它反应了电机当前的带载情况, 并参与电机速度、电流闭环控制, 这里采用电流传感器, 型号为LEM公司的BLF200-S7, 额定测量电流200A, 额定输出电压4 V。由于 LEM的输入是具有正负极性的电流, 而TMS320F2812的A/D转换单元输入是单极性的 (0~3 V) , 所以在检测信号送入DSP的ADCIN0与ADCIN08通道之前, 要经过加减运算电路, 同时加以滤波以消除干扰, 如图7所示。选用运放TL084组成的两级运放电路, 首先把范围是±4V的检测信号缩放为±1.5 V, 后级电路完成求差功能, 把信号转化为0~3 V, 再经过简单的一阶低通滤波, 最后送给DSP。这里只检测U相和W相电流, 由三相定子电流的对称性可知iV=- (iU+iW) , 计算出定子三相电流, 为系统控制和保护提供实时信号。
2.5速度检测
速度是利用DSP的捕获单元Capture1、Capture4检测转子转过30°电角度的时间来计算的, Capture1、Capture4分别选择通用定时器T2、T3作为时基, 在Capture1、4捕获中断服务程序中先将T2和T3清零, 以便下一次捕获中断到来时能重新记数, 再启动T2和T3, 读CAP1FIFO、CAP4FIFO的值ncap1、ncap4, 计算当前速度的公式如下:
外转子转速:
内转子转速:
相对速度 v=vS+vR。
式中 TPS2、TPS3分别是通用定时器T2、T3的输入时钟预定标系数, Tclk是DSP的时钟周期, p为电机极对数。
3结束语
本文分析了双转式永磁无刷直流电机
的工作原理, 重点研究了静止式霍尔位置传感器的位置检测方法, 与普通单转无刷直流
电机进行了比较, 基于上述原理及方法, 开发了双转式永磁无刷直流电机的控制器, 本文重点阐述了系统的硬件设计部分, 实践表明这种位置检测方法能成功应用于双转电机领域, 这对于双转式永磁无刷直流电机在水中兵器甚至其它民用领域的应用具有广泛的参考价值, 应用前景广泛。
参考文献
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[3]葛明, 邱建琪, 储俊杰, 等.双转式永磁直流电动机控制系统的仿真研究.中小型电机, 2004;31 (6) :24—27
直流无刷电动机的工作原理 篇5
直流无刷电动机的工作原理
永磁同步电动机的转子采用永久磁铁,使得转子磁场在空间的`分布可分为正弦波和梯形波两种:一种为正弦波形;另一种为梯形波.习惯上将正弦波永磁同步电动机组成的调速系统称为正弦型永磁同步电动机(PMSM)调速系统;而由梯形波(方波)永磁同步电动机组成的调速系统,在原理和控制方式上基本与直流电动机类似,故称这种系统为直流无刷电动机(BLDcM)调速系统,方波同步电动机又称为直流无刷电动机(或方波电动机).
作 者:李靖宇 沈焕泉 穆伟斌 作者单位:黑龙江省齐齐哈尔医学院,医学技术学院刊 名:农机使用与维修英文刊名:FARM MACHINERY USING & MAINTENANCE年,卷(期):2009“”(2)分类号:S2关键词:
无刷控制器 篇6
关键词:直流无刷电机;纯电动汽车;动力总成;控制器
中图分类号:U469 文献标识码:A 文章编号:1009-2374(2012)26-0019-04
1 概述
1.1 研究背景
目前,汽车用油大量消耗了我国有限的石油能源,也严重污染了环境,从国民经济发展战略出发,现在非常有必要制订和实施汽车新能源发展计划,将能源结构调整为环保型、可持续发展型的新能源。国外电动汽车用电机驱动系统技术趋于成熟,以博世公司、大陆公司为代表的国外企业在电动汽车领域相对积累充足,控制策略成熟度高,驱动系统产品通过市场检验证实了其可靠性,而我国大部分车企推出量产电动汽车时更倾向于选择国外动力总成及驱动系统硬件供应商,所以积极发展民族汽车品牌,大力提高自有核心技术,构建具有自身特点的汽车工业,是中国汽车工业的发展之路。
1.2 研究意义
直流无刷电机是永磁电机的一种,具有效率高、体积小、重量轻、起动转矩大、结构简单、工作可靠、调速性能好等优点,能够很好地满足纯电动汽车频繁起动/制动、能量回馈和高效率的要求,是理想的电动汽车驱动电动机。表1从机械特性、过载能力、可控性等九个方面对交流异步电机、有刷直流电机和直流无刷电机作定性的比较。
直流无刷电机和其他电机相比具有高可靠性、高效率、优良的调速性能等诸多优越性,并且随着新型稀土永磁材料性能的提高与价格的下降,带来直流无刷电机成本的降低,这种优越性将更加明显。
2 直流无刷电机动力系统研究
2.1 总体技术方案
以我公司自行研发的JHWZT-72400A型直流无刷电机动力总成来说,该直流无刷电机动力总成,主要包括直流无刷电机、直流无刷控制器、电子油门踏板等。系统根据微型纯电动汽车对动力总成性能及功能的要求,综合运用电流及转速双闭环智能控制,系统软、硬件保护,故障诊断与处理,CAN通讯等技术可以实现电动汽车要求的各项功能,达到电动汽车对电机动力系统的特殊要求,这些要求包括:瞬时功率大,短时过载能力强,以满足爬坡及加速的需要;调速范围宽广;在运行的全部速度范围和负载范围内具有较高的效率;可靠性高,使用方便简单,性价比高;功率密度高,体积小,质
量轻。
在实现阶段,本项目基于成本考虑,功率驱动部分采用MOSFET并联方式,并采用IR公司的专用驱动芯片;采用自主研发的电流、电压传感器等;软件方面,选取汽车级MCU作为核心控制器,利用CAN总线进行通信,遵循国际上的汽车软件设计标准,实现控制电机的正反向运转、稳定的转矩输出以及控制系统的各项保护、再生制动、CAN通讯、故障检测及故障存储等功能。
2.2 直流无刷电机动力总成设计
直流无刷电机动力总成结构图如图1所示。该控制器以汽车主控MCU为核心,通过MOSFET全桥电路与直流无刷电机连接构成闭环回路。控制器将油门、温度、电压、电流等模拟信号,钥匙门、前进/后退等输入/输出信号采集到MCU中,进行数学计算和分析,从而实现故障诊断、智能化运行等功能;通过实时检测电机位置传感器的输出信号,判断出电机的定、转子相对位置,根据此位置,转换功率部分的输出,保证电机的持续运转;通过CAN总线与行车监控仪进行通讯,将实时数据传送到监控中心,使控制器保持在最优的状态。
图1 直流无刷电机动力总成结构图
2.3 直流无刷控制器设计
直流无刷控制器主要功能有:
驱动控制:根据直流无刷电机位置传感器的信号,转换功率部分的输出,保证电机的持续运转,并采用电流、转速双闭环控制做出反馈,快速实现对电机的转矩控制。
保护功能:保证控制器在初始化及后续电机的持续运行中,实现电机电流、电压、温度的实时采样及处理;实现油门、档位及各种传感器的故障检测功能,并做到详尽有效的故障管理措施。
能量回馈制动:根据电动汽车运行过程中对制动力的需求,判断油门踏板的信号自动开启能量回馈功能,减少对刹车片的磨损,提高电动汽车的续驶里程。
故障信息存储:故障发生时,控制器将发生故障时的详细情况记录在外部EEPROM中,防止控制器掉电时信息的丢失,以便后续分析。
CAN通讯:通过CAN总线实现控制器的对外通讯,以实现电机和控制器状态的检测、显示,并实现控制器在线参数标定。
直流无刷控制器程序流程图如图2:
图2 程序流程图
2.4 测试结果
图3和图4为5.5kW直流无刷电机及控制器在测功机上实测的特性曲线。
图3 转速-转矩特性及效率外特性曲线
图4 过载能力和峰值功率曲线
JHWZT-72400A型直流无刷电机动力总成应用于实际,安装于某微型纯电动车中,该车的具体参数如表2所示:
测试后整体性能指标如下:最高车速:
>50km/h;最低稳定车速:1.95km/h;系统效率:在常用的50%以上的工作区间范围内,大于80%;0~30km/h的加速时间:3.4s;10.5%坡度的爬坡车速:>40km/h;坡道起步能力:>20%。
3 前景分析
从汽车行业节能减排趋势看,发展电动汽车是汽车技术进步与产业升级的必然选择。《节能与新能源汽车产业发展规划》(2012~2020年)总目标提出,纯电動汽车将是我国汽车产业转型的重要战略方向。规划到2020年,新能源汽车产业化和市场规模达到全球第一,形成2~3家具有自主知识产权和国际竞争力的关键零部件骨干企业,而且国家政府已出台一系列鼓励新能源汽车发展的主要政策。
3.1 社会效益
电动汽车的发展会带来更多的社会效益:
环保:电动汽车不会排出有毒气体,造成空气污染。
节能:同样行走100公里路程,汽车一般需要5~15公升的汽油,摩托车一般需要2~6升油,但电动汽车只要费1~3度电。
省钱:由于节能,电动汽车的使用就比其他交通工具要省钱很多。比如,以每月约1000公里算,使用汽车者要花600元人民币,使用摩托车者要200元,而使用电动汽车者才要30元。
轻便:微型电动汽车体积小、重量轻。特别是在
那些寸土寸金的城市,电动汽车可以发挥更大的作用。
安全:电动汽车比较轻、速度相对较慢,电动汽车驾驶安全性能已经得到提高。
保护我国能源安全:随着我国汽车拥有量的急剧增加,石油的消耗量也急剧增加,再加上近年来国际石油的急剧涨价,对我国的能源已经产生很大的危害和威胁。积极发展电动汽车,就可有效地避免在石油和能源问题上受外国的制约和打压。
因此微型电动汽车将是未来的主要新能源车型之一,是适合我国国情的。
3.2 可适用车型
该直流无刷电机动力总成可适用于各种低速微型纯电动汽车,具体有:
观光车:2008北京奥运会、2010上海世博会、2010广州亚运会、2011深圳大运会都有这样一批观光车在行驶,以后盛大节日都将离不开观光车的
参与。
运输车:公司搬运货物有集装箱,而一般城市搬运货物不需要大的集装箱,这种情况下,微型纯电动运输车可以派上用场。
环卫车:这类电动车能够保护城市的环境,清洁扫地,2010上海世博会有将近500辆这样的纯电动汽车在世博会周围清理垃圾,保护环境。
巡逻车:许多大城市有很多警察维持秩序、巡逻,电动巡逻车可以有两人、四人、六人座等。
4 结语
综上,随着电动汽车的不断发展,将需要更多的直流无刷电机动力总成配套,为本动力总成提供了更广阔的市场需求。目前为止,各大跨国公司也都是刚刚介入这个新兴起的行业,技术也不完全成熟,我国与国外在新能源汽车领域差距还不大,如果能够得到更多的政府支持,加大投资力度,逐步改进电机控制器技术,提高控制策略成熟度,减小故障率,增强可靠性,完全有可能涉及大中城市的公交、出租、公务、市政、邮政等领域,进而取代进口产品,加速市场的占有率,抢占未来制高点,牢牢掌控住中国市场,走出一条符合我国国情的新能源战略路线。
参考文献
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作者简介:李兴全(1975-),男,吉林农安人,锦州海伯伦汽车电子有限公司工程师,工程硕士,研究方向:汽车电子。
无刷控制器 篇7
关键词:汽车电动助力转向系统,无刷电机控制器,有限体积法,数值模拟
0 引言
近年来, 伴随着汽车工业的迅速崛起, 汽车电动助力转向系统 (EPS) [1]得到蓬勃发展, 然而, 消费大众对汽车相关的技术要求也越来越高, 与汽车配套的EPS也逐步向大功率、高性能方向发展。通过增大控制器的输出电流以及电机功率, EPS功率、性能的虽有所改善, 但同样也带来控制器电子元器件性能降低、发热过大的新问题, 控制器发热过度, EPS整体功率提升也就不显著。可见, 控制器电子元器件的发热与温控问题是制约EPS向大功率、高性能方向发展的重要因素之一。
EPS安装在汽车仪表下方, 受汽车结构及工作性质的限制, EPS控制器无法按理想结构实现散热要求, 加装风扇进行散热更加不切实际, 由此更降低了控制器的散热能力, 进而影响到EPS工作性能乃至相关元器件的寿命。因此, 控制器散热的理论分析、结构设计及试验研究是大功率控制器开发面临的重大问题。
本文以匹配1 000 kg以上前轴载荷的新型大功率EPS无刷控制器结构的研制为基础, 完成了对新型EPS控制器散热性能的数值模拟以及试验验证, 为产品的批量生产提供了可靠的参考依据。
1 新型EPS控制器散热结构设计
EPS控制器须具有一定的防水、防潮功能, 因此必须保证其结构紧凑, 密闭, 更因EPS控制器多数情况位于汽车驾驶室内, 空气流通性差, 因此控制器电子元器件产生的热量只能依靠传导和辐射的方式耗散[2]。
图1所示为新型EPS控制器散热结构。控制器由压铸的铝制壳体、钢制的镀锌壳盖、铝基板、控制板以及三个尼龙插座组成。钢制壳盖紧扣在壳体上, 形成一个安装铝基板以及控制板的密闭空间, 铝基板上装有6个功率MOSFET管。
在其他条件一定的情况下, 物体传导系数越大, 传热效率越高[2,3,4], 因此将铝制壳体作为传热介质, 散热效果最好。在铝制壳体上, 设计了一大小与铝基板面积相当的光洁平面, 铝基板则采用导热硅胶粘结在铝制壳体上, 这样驱动器产生的热量, 通过铝制壳体传导至外界。如表1为所用材料的273 K时热传导系数λ。
W/ (m·K)
2 数值模拟理论模型
2.1 控制器三维温度场模型
根据傅里叶导热原理:控制器任一微元体的导热微分方程可以用下式表达[5]:
式中:t为物体温度 (单位:K) ;λ为材料的导热系数 (单位:W/ (m·K) ) ;qv为物体的内热源 (单位:W·m3) ;ρ为物体的密度 (单位:kg·m-3) ;c为材料定压比热 (单位:J·kg-1·m-1) 。
假定导热系数为常数, 控制器各个部分均是各向同性、连续的、有内热源、物性参数已知。上式可以写成:
式中:a=λ/ (ρc) 为热扩散系数 (导温系数) 。
本文主要探讨控制器结构的稳态温度场, 那么式 (1) 中:;则有:
式 (2) 为以温度为变量的代数方程, 本文采用基于有限体积法的数值计算法对式 (2) 进行数值分析。
2.2 边界条件以及初始条件处理
(1) 边界条件
根据前述的分析, 控制器边界均为自由换热面, 计算时假定所有自由换热面Γ热流均单向流出[5]:
式中:α为表面对流换热系数 (单位:W/ (m2·K) ) ;TΓ为表面温度 (单位:K) ;T∞为环境介质温度 (单位:K) 。
(2) 初始条件
初始条件就是计算初始给定的参数, 即t=t0时各个未知量的函数分布, 很明显, 控制器内部、外部的流体运动为定量的常数, 即:
2.3 基于有限体积法的离散模型
有限体积法是目前流动与传热问题的数值计算中应用最广泛的一种方法, 这种方法具体是将所计算的区域划分为一系列控制体积, 每个控制体积都有一个节点作代表, 通过将守恒型的控制方程对控制体积作积分来导出离散方程[6]。主要包括计算区域的离散和控制方程的离散。控制器由多个部件构成, 各个部件结构复杂, 例如壳盖最小厚度尺寸为0.7 mm, 因此必须采用非结构化网格对此这种复杂边界区域进行离散。采用非结构化网格离散方法所生成的模型如图2所示。
3 数值模拟结果与试验验证分析
试验验证采用如图3所示试验台架进行, 试验台架包括有控制器存放区、加载电机、ECU输出电流检测仪、PCB板温度监测仪组成。
通过试验证明:在环境温度为85℃、控制器运行10 h以及控制器工作电流保持在80 A Peak的情况下, 控制器的温升为43℃, 控制器PCB板最高温度为128℃。
经过数值模拟计算出控制器在高温环境下的温度场以及空气流速分布, 如图4所示。从计算结果分析, 控制器在85℃的环境下, 工作电流为80 A Peak, 控制器的温升为46℃, MOSFET最高温度为138℃, PCB板温度为131℃。实测数据与数值模拟对比如表2所示。
对比数值模拟与控制器试验验证, 此控制器结构合理, 散热性能最好。
4 结语
根据热传导的基本原理, 基于有限体积法进行数值模拟, 结合试验验证, 分析了新型EPS无刷控制器结构散热性能, 结论如下:
(1) 运用控制器离散模型, 以热传导能量控制方程为基础, 能够实现控制器温度场的数值模拟, 模拟结果与试验结果吻合较好。
(2) 压铸铝壳体是EPS控制器热量耗散的关键部分, 换句话说, 传导散热是控制器散热的主要形式之一, 数值模拟验证了上述判断。
(3) 以热传导系数高的材料为导热基体、增大热源与导热基体的接触面积是提高控制器散热的有效方法。
(4) 本文所建立的基于有限体积法的控制器三维温度场模型、采用的数值模拟以及试验验证方法, 对此类型控制器的研究是正确、可靠的。
参考文献
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无刷控制器 篇8
在当前过程控制行业中,许多复杂的控制方案都是在PI控制基础之上进行的,因此,PI控制被运用于各种控制器中[1]。无刷直流电机是采用半导体开关器件来实现电子换向的,即用电子开关器件代替传统的接触式换向器和电刷。它具有性能可靠、维护简单、无换向火花、机械噪声低等优点[2]。
1电机控制系统总体方案
图1为电机控制系统原理图。 整个系统的控制方案采用闭环控制,以两相电流的测量值(Ia、Ib)以及电机的位置系数为基础。在系统中设置了速度调节单元和电流调节单元,分别对电机的转速和电流进行调节,两者之间串级连接。霍尔传感器将产生一个60°的位置信号,通过这一位置信号和Ia、Ib就可以计算出电动机内部的等效电流。速度和电流控制器均为PI离散控制器。电压换向器通过软件调节三相电压的相位,并将电压信号传给PWM逆变器,DSP(数字信号处理器)利用电压信号生成6路PWM输出来控制电机。
2电机驱动模块
TMS320LF2407A通过内置AD采样电位器输出电位,设定电机的旋转方向和转速,通过事件管理器的捕获功能检测输入传感器信号的变化,然后读取传感器的编码进行转速计算[3],并与反馈值比较,进行驱动信号的更新,同时调整输出信号的占空比进行PWM调速控制。
驱动模块采用TMS320LF2407A事件管理器模块的6个PWM输出引脚PE1~PE6作为控制端的输出,经过反相器缓冲后,送入驱动器IR2130来驱动6个场效应管。电机驱动模块电路如图2所示。
3系统建模
BP神经网络是目前应用最广的人工神经网络之一[4],其能学习和存储大量的输入-输出模式映射关系,而无需事前揭示描述这种映射关系的数学方程。本实验需要利用已知的输入、输出数据进行建模,从而获得理想的输出值,因此采用该神经网络是非常适合的。本系统的神经网络结构如图3所示。其中,Mo为超调量,Ts为调整时间。表1为按照经验得出的20组输入-输出数据。表2为神经网络参数。
4优化过程
遗传算法一般需反复进行复制、交叉、变异3个基本操作。首先随机产生一个初始群体,然后进行选择操作把优化的个体直接遗传到下一代或通过配对交叉产生新的个体再遗传到下一代;接着将交叉算子作用于群体,即把两个父代个体的部分结构加以替换重组而生成新个体;最后将变异算子作用于群体,即对群体中的个体串的某些基因座上的基因值作变动。如此反复进行,直到得到具有最大适应度的个体作为最优解输出[5]。设本系统PI控制器的传递函数为:
undefined。
将20对Kp、Ki值作为随机产生的一个群体,最优Kp-Ki对由遗传算法得出,Mo、Ts由BP神经网络输出。将函数undefined作为适应度函数来判断种群染色体是否为最优值。本次优化过程我们选定的遗传算法参数如下:
Population size:20 ;
Number of generations:100 ;
Crossover rate:0.60 ;
Mutation rate:0.04 。
5实验结果
表3为 实际输出值与神经网络输出值,可以看出误差值不大,基本能够满足要求,表明BP网络训练成功。
图4为最优PI值下电机转速与时间仿真图。由图4可以看出超调量和调节时间已经很小。
图5为改变电机转速后,系统的仿真波形(Kp=1 500,Ki=103)。由图5可以看出当参考转速改变后,系统响应速度较快,准确度较高,波动不大,基本能够满足预期要求。
6结论
本文论述了一个可以自动调节PI参数的直流无刷电机控制系统,并且介绍了PI参数的优化方式。结果表明:运用神经网络能够有效地提高系统的动态性能,同时遗传算法在优化控制器参数方面有着非常重要的作用。
参考文献
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无刷控制器 篇9
在一般的电机调速系统中,通常使用PI控制器就能满足系统的性能指标。当调速系统的动态性能要求相对较高时,可以引入微分环节来组成PID控制器,从而改善系统的动态性能,但需要指出的是,电机是主要的谐波源之一,运行时会产生大量的电磁干扰,微分环节在改善动态性能的同时,也会对干扰信号进行放大,过大的微分系数会使系统的稳态性能变坏。另外,控制器各个参数的整定和系统的参数密切相关,当被控对象是非线性系统,参数易发生变化或存在扰动时,控制器的性能就变得较差[1]。
单神经元具有自学习和自适应能力,而且对对象模型精度要求不高,抗干扰能力强。将单神经元和传统PID控制器结合在一起,能有效解决传统PID控制器不易在线实时整定参数、难于对一些复杂过程和参数慢性时变系统进行有效控制的不足。为了改善单神经元PID控制器在响应的快速性方面的不足,引入专家系统的思想,建立规则库,根据不同的系统运行状态,采用不同的调整规则,从而获得快速响应的能力。
将这种基于专家系统的单神经元PI控制器应用于无刷直流电动机调速系统,有效地解决了负载扰动和参数变化时无刷直流电动机系统的不稳定性。
2 基于专家系统的单神经元PI控制器[2,3]
2.1 控制器基本原理
基于专家系统的单神经元PI控制器结构如图1所示,图1中x1=e为转速偏差,x2=∫edt为转速偏差的积分,x3=-dn/dt为实际转速变化率的负值,n*为控制器的给定,y*为控制器的输出。根据转速偏差、转速偏差的积分和实际转速变化率的负值所在区间确定调整规则,并根据其大小决定调整的强度,使PI控制器随着偏差的变化而有选择的变化。当偏差大时,停止积分,并调整比例系数KP,使系统以最大的能力消除偏差;当偏差小时,投入积分,并且逐步调整比例系数KP和积分系数KI,使系统以最佳的过程达到稳态。
2.2 控制器调整规则
2.2.1 大偏差范围调整规则
取δ为(10%~20%)nN,当e>δ时,停止积分,并对积分值清零,只保留比例部分,调整KP,使
则控制器输出达到限幅值,系统以允许最大的能力快速减小偏差。nN为电机的额定转速,n*max为给定的最大值。
2.2.2 小偏差范围调整规则
当e≤δ时,系统进入小偏差范围,及时调整KP和KI的值,可避免过调现象的产生,使系统平稳进入稳定运行状态。下面分3种情况讨论小偏差范围调整规则,为了不产生歧义,应使KP≥0,KI≥0。
1)x1x3<0。
当x1>0,x3<0或x1<0,x3>0时,表明偏差正向零趋近,应逐步减少KP,削弱比例部分的控制作用。当偏差越接近于零,且接近零的速度越快时,KP的衰减越快。
当x2>0时,积分部分产生加速转矩,而x2<0时,积分部分产生制动转矩。若x1>0,x2>0,积分部分产生的加速转矩使偏差减小,若x1<0,x2<0,积分部分产生的制动转矩同样有利于消除偏差;反之,若x1>0,x2<0时,积分部分产生的制动转矩使偏差继续增大;若x1<0,x2>0,积分部分产生的加速转矩不利于消除偏差。因此,当x1x2>0时,应增大KI,利用积分部分消除偏差;当x1x2<0时,则应减少KI,以避免偏差继续增大。因此,调整规则为
式中:q为学习次数;ηP1,ηI分别为比例系数KP和积分系数KI的学习速率。
2)x1x3>0。
当x1>0,x3>0或x1<0,x3<0时,偏差e≠0,且|e|继续增大,快速增大KP,可以快速有效地减少偏差。偏差离零越远,且离开零的速度越快时,KP增大的越快。KI的调整规则与x1x3<0时相同。
调整规则为
式中:q为学习次数;ηP2为比例系数KP的学习速率。
3)x1x3=0。
当x1=0,x3=0时,即系统的偏差和转速的变化率都为0,系统必然处于平衡状态,故保持KP,KI不变。当x1=0,x3≠0或x1≠0,x3=0时,仍采用保持KP,KI不变的方式,系统在原先的控制参数作用下,最终将离开平衡状态 。一旦离开平衡状态,又成为x1x3≠0,则KP,KI重新进入学习调整状态。
综上所述,该控制器调整规则归纳如下:
RULE 1:IF e>δ
RULE 2:IF e≤δ AND x1x3<0
THEN KP(q+1)=KP(q)+ηP1x3/x1;
RULE 3:IF e≤δ AND x1x3>0
THEN KP(q+1)=KP(q)+ηP2x1x3;
RULE 4:IF e≤δ AND x1x3≠0
THEN KI(q+1)=KI(q)+ηIx1x2;
RULE 5:IF e≤δ AND x1x3=0
THEN KP(q+1)=KP(q),KI(q+1)
=KI(q)
式中:q为学习次数。
为了进一步改善系统的动态性能,减少系统的超调,降低积分项带来的影响,当e>δ时,对积分项设置积分上下限,并且当积分值到达限幅值时,停止对积分系数的调整。
3 Matlab仿真模型的建立
3.1 无刷直流电机控制系统总体模型[4,5]
无刷直流电机控制系统的模型如图2所示,主要包括以下几个部分:无刷直流电机模块(DC Brushless Motor)、三相逆变模块(Three-phase Inverter)、直流电压源(DC Voltage Source)、电流控制器模块(Current Controller)、速度控制器模块(Speed Controller)以及三相相电流测量模块(Measures)。另外,图2中Speed为速度给定,TL为负载转矩。下文将主要针对电流控制模块和速度控制模块进行说明。
3.2 电流控制器模块[5]
电流控制器模块模型如图3所示,其中有3个输入量:T*,Hall,I_abc;有一个输出量:gates。T*为速度控制器模块输出的参考转矩,Hall为无刷直流电机模块输出的霍尔信号,I_abc为三相相电流测量模块(Measures)输出的A,B,C三相相电流,gates输出三相逆变模块的三相逆变控制信号。
此外,该模块主要包含以下4个主要子模块:转矩-电流转换模块(T to I)、霍尔信号译码模块(Decoder)、电流调节模块(Current Regulator)以及逆变器开关频率控制模块(Switching Control)。
首先,转矩-电流转换模块(T to I)将参考转矩T*转换成峰值参考电流。其次,霍尔信号译码模块(Decoder)将无刷直流电机模块输出的霍尔信号Hall进行译码,从而获得电机的反电动势。Product将以上2个子模块的输出相乘,得到电流调节模块输入量I*abc,此输入量为电流调节模块的给定值,结合实际的相电流I_abc,电流调节模块对三相相电流进行滞环控制,输出三相逆变器的控制脉冲,而在控制脉冲送出电流控制器模块之前,需经过逆变器开关频率控制模块,该子模块将对三相逆变器控制信号的最高频率进行限制,防止逆变器产生过高的开关频率。最终,到达gates端的信号将作为三相逆变模块的控制信号输出。
3.3 速度控制器模块
速度控制器模块模型如图4所示。该模块的输入N*为给定转速,N为电机实际转速;输出T*为控制器输出的参考转矩。在该模块中使用低通滤波器(Low pass filter)对电机实际转速的输入量进行滤波,然后计算转速偏差,偏差值与电机实际转速值经过Mux输入控制核心单元(Control Core)进行数据处理,在控制核心单元中应用基于专家系统的单神经元PI控制器来进行速度控制,控制器根据输入信号,求得相应的转矩控制值输出。
本模块中使用了S-函数来实现控制核心单元的功能。用户可以采用Matlab的M语言,C,C++,FORTRAM等语言编写S-函数。使用S-函数可以方便快捷地构建用户自己的功能单元,并且可以在仿真过程中对仿真进行更精确的控制。设计中采用了M语言编写S-函数,其mdlOutputs以及mdlUpdata函数的程序流程图分别如图5a和图5b所示。
4 仿真结果与分析
本文通过Matlab/Simulink进行仿真实验。永磁无刷直流电机的参数为:R=0.2Ω,L=8.5mH,KE=0.175Wb,pn=4,J=0.089kg·m2,B=0.005。在仿真过程中,主要把使用基于专家系统的单神经元PI速度控制器的无刷直流电机,在负载转矩突然增大的情况下,与传统的PID速度控制器的性能进行仿真对比。
传统PID速度调节器的参数分别为KP=1.8,KI=20,KD=0.01。基于专家系统的单神经元自适应PI控制器参数KI的初值为0.025,KP的初值可任意设定。KI的学习速率ηI为3×10-6,由于当速度偏差e>δ(一般δ为额定转速的10%~20%)时,该控制器的动态性能主要取决于KP的学习速率,特别是学习速率ηP2的大小,为了便于比较和了解KP的学习速率ηP2对系统性能的影响,这里采用了3组不同的ηP2初值进行仿真实验,分别是0.02,0.05,0.1,与此同时,ηP1的数值为0.35。
图6给出了在0.6s时,负载转矩突然增大为25N·m(机械角速度为ω=100rad/s)的响应性能对比曲线。图6a与图6b分别为采用传统PID控制的转速和转矩响应曲线;
图6c~图6h分别为采用基于专家系统的单神经元PI控制器采用不同ηP2参数时的转矩和转速响应曲线。
由仿真结果可见,当参数选择适当时,基于专家系统的单神经元PI控制器在负载突然波动时转速响应相对于传统PID控制器更加迅速,负载转矩变化时电磁转矩能更快地达到稳定,因而自适应能力更好。此外,当负载突然波动时,比例项学习速率ηP2对系统的转矩波动影响显著。如图6c~图6h所示。当系统在0.26s达到给定转速(机械角速度为ω=100rad/s)时,ηP2的取值越小,所产生的转矩波动也就越小;当系统在0.6s负载转矩突然增加到25N·m时,随着ηP2取值的减
小,所产生的转矩波动幅值对应减小,但转矩到达稳定的时间明显增加,调整速率明显下降,与此同时,转速波动却随着ηP2取值的减小而增大。由此可见,在确定ηP2的取值时,需要考虑转矩波动与转速波动的平衡问题,在减小转速波动的同时,减小系统的转矩波动。
5 结论
与传统PI控制器控制系统相比较,基于专家系统的单神经元PI控制器控制系统响应速度快、超调量小、动态性能指标优秀,而与传统PID控制器相比,减少了微分项,又能降低微分项在实际电机运行中干扰信号被放大所产生的影响。在该控制器中,系统的动态性能仅取决于系统的实际偏差及其变化率,与控制对象的参数无关,因而鲁棒性很强,当学习速率ηP1,ηP2,ηI合理选择时,能够满足无刷直流电机调速系统的要求,且算法简单,易于实现。
参考文献
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无刷控制器 篇10
滑模变结构控制具有响应快速、控制精度高及物理实现简单等特点, 但是其存在抖振现象, 影响了控制系统的平稳性和稳态精度, 在系统中突加负载后, 存在明显的静差[1]。大量研究对传统滑模控制方法进行改进以消除抖振, 提出如边界层方法、滑模控制器后加积分环节、动态滑模控制等方法, 但这些方法都需要在系统的跟踪精度和鲁棒性之间折衷[2]。反演控制方法是一种非线性的控制方法, 其在交流电动机调速系统中的应用日益普遍。反演控制通过引入虚拟的控制量, 将复杂的非线性系统分解为简单和阶数更低的系统, 然后选择适当的Lypunov函数来保证系统的稳定性, 并逐步导出最终的控制律及参数自适应律, 实现对系统的有效控制。利用反演算法设计控制器具有很高的灵活性和鲁棒性, 尤其对于非线性系统的控制器的设计很有效。
本文将积分反演自适应滑模变结构控制和模糊控制相结合, 设计了一种积分反演自适应模糊滑模控制器:1在设计滑模面时引入积分项, 这样只需知道被跟踪信号即可, 消除了滑模控制中被跟踪信号的一阶及高阶导数已知的假设, 同时使跟定速度实现了无静差跟踪。2引入自适应控制。自适应控制不需知道参数的界, 利用自适应律对系统参数进行在线辨识, 并以此来改变控制器的控制参数, 使控制系统对参数变化具有抗干扰能力, 且自适应律是连续的, 从而也减弱了系统的抖振。3针对滑模控制中切换控制律的控制增益, 用模糊控制进行估计, 实现了增益在线调整, 达到了减小抖振的效果。 4趋近方法中趋近律的设计对于减小抖振也很重要。设计滑模变结构控制律时常用的趋近律包括等速趋近律、指数趋近律、幂次趋近律、一般趋近律等4种, 但这些趋近律各有缺点, 因此, 本文重新设计了趋近律[3]。
将积分反演模糊滑模控制方法应用到无刷直流电动机 (Brushless Direct Current Motor, BLDCM) 调速系统中, 并与PID控制方法进行了比较, 仿真结果表明, 系统采用积分反演滑模自适应控制后, 具有更好的控制性能及更强的抗干扰性。
1 BLDCM系统描述
以两相导通星形三相六状态为例, 分析BLDCM的数学模型及电磁转矩特性。假设电动机磁路不饱和, 不计涡流和磁滞损耗, 三相绕组完全对称, 忽略齿槽、换相过程和电枢反应的影响, 且反电势波形为120电角度的梯形波[4], 则三相绕组的电压平衡方程式为
式中:Ua, Ub, Uc为电动机三相绕组的相电压;R为绕组电阻;ia, ib, ic为电动机三相绕组的相电流;L= Ls-M, 其中Ls为三相绕组的自感, M为绕组间的互感;Ea, Eb, Ec为电动机三相绕组的相反电动势。
永磁无刷直流电动机的电磁转矩是由定子绕组中的电流与转子磁钢产生的磁场相互作用而产生的。定子绕组产生的电磁转矩为
式中:ω 为电动机机械角速度。
当电动机运行在120°导通模式下时, 不考虑换相的暂过程, 三相Y形接线的定子绕组中只有两相是导通的, 其电流大小相等、方向相反, 因此, 式 (2) 可以化简为
式中:KT为转矩系数;i为电枢绕组电流。
机械运动方程为
式中:J为转动惯量;ωm为电动机转动的角速度; B为阻尼系数;TL为负载转矩。
忽略无刷电动机绕组中因换向引起的电流波动以及二极管的压降和续流, 同时把电动机看成一个整体, 则BLDCM的电压平衡方程式可表示为
式中:U为电动机绕组端头的电压值;ra和La分别为电枢绕组的电阻和电感;ke为反电动势系数。
根据式 (3) —式 (5) 及BLDCM原理, 推导出BLDCM的二阶动力学模型, 设状态变量x1=ω, 为ω 的一阶导数, 则状态方程为[5]
2积分反演自适应模糊滑模控制器设计
积分反演自适应模糊滑模控制器的设计包括积分反演自适应滑模控制器和模糊控制器2个部分。 设计反演自适应滑模控制器的基本思想:将复杂的非线性系统分解成不超过系统阶数的子系统, 然后为子系统分别设计Lyapunov函数和中间虚拟控制量, 采用反向递推的思路, 利用中间虚拟控制量, 将一个已知的Lyapunov函数的镇定函数与系统状态的变化以及参数的调节联系起来, 实现系统在Lyapunov意义下的渐近稳定, 从而推导出控制律函数, 实现系统的高精度控制, 完成控制器的设计。模糊控制器设计:设计模糊系统来逼近系统中的不确定函数, 并设计模糊系统的参数自适应律, 使模糊系统的参数能够随被控对象参数的变化而自动调节, 从而实现控制系统的控制目标。BLDCM控制原理如图1所示。
2.1积分反演自适应滑模控制器设计
为了便于推导证明, 设BLDCM的二阶非线性系统模型为[4]
式中:为不确定项;为系统输入;d (t) 表示系统的外部干扰。
将式 (7) 改写为其中 Δf (x) , Δβ分别表示系统建模时的不确定部分。
设计一个跟踪器使被控对象的期望输出值即给定值和被控对象的实际输出值之间的误差为零, 即其中ωd为电动机转速的给定值, 即期望输出值, ωr为电动机实际转速的输出值。
跟踪器设计步骤:
(1) 定义跟踪误 差z1=x1-xd, 则定义Lyapunov函数为
定义其中c1为正常数, z2为虚拟控制项,设计积分切换函数:
式中:k0, k1为大于零的常数。
由于则
式中:k1+c1为大于零的常数。
(2) 设计Lyapunov函数:
设计Lyapunov函数:
式中:为估计误差, 即估计值与F之间的误差;γ为正常数。
则
设计控制律:
式中:η为保证系统运动达到滑模面的切换增益; h为趋近律参数。
设置η的目的是为了消除系统不确定性的影响。η设置得过大会使系统的抖振过大, 设置得过小则达不到抗干扰的效果, 所以本文在2.2节提出了设置模糊切换增益的方法。
自适应律为
将式 (13) 和式 (14) 代入式 (12) , 得
可得
保证Q为正定的 条件为通过选取h, c1, k1的值, 即可保证︱Q︱为大于零 的数, 从而保证Q为正定的。
2.2模糊控制器
滑模控制律可表示为u=ueq+usw, 其中ueq表示等效控制, usw表示切换控制。为了获得更好的控制效果, 提高控制精度, 减小滑模控制过程中的抖振, 切换控制律中的切换增益的选取很重要。但由于干扰是未知量, 很难确定, 在实际应用中往往是根据设计者的经验来设定切换增益, 这样设计出来的控制器就比较保守。如果切换增益选得太大, 会产生很大的抖振;如果切换增益选得过小, 则会造成系统不稳定。
分析系统相平面可得, 系统运动点到滑模面的距离为对其求导可得点靠近滑模面的速度, 系统的相点通过滑模面速度直接影响系统的抖振程度。因此, 在相点接近滑模面时要尽量减小通过速度, 当相点离滑模面较远时, 应尽量增大切换控制律的切换增益, 这样可以保证系统的鲁棒性和可达性[6]。根据以上分析, 选择s, 作为模糊控制系统的输入, 输入论域为[-15 15], 输出量 Δη的论域为[-1.5 1.5], 语言变量取{NB, NM, NM, ZE, PS, PM, PB}。模糊输入及模糊输出的隶属度函数分别如图2、图3所示。
进行模糊推理时, 采用2个输入、1个输出的二维模糊控制器结构。模糊控制设计规则:1保证滑模存在且到达条件成立;2在相点离滑模面较远时, 取较大的切换控制幅值;而在相点距滑模面较近时, 取较小的切换控制幅值, 以尽量减小相轨迹穿越滑模面s=0的速度。
去模糊化时采用重心法, 以隶属度为加权系数求出加权平均值, 并以此作为控制输出的 精确量。采用积分法对的上界进行估计:
式中:G为比例系数, 是正常数。
控制律最终可表示为
2.3趋近律优化
为了获得更好的调节特性, 重新设计趋近律。 研究表明, 通过调整趋近律的参数h, 会导致滑动模态到达滑模面过程的动态品质与高频抖振之间的矛盾。通过研究, 结合幂次趋近律得出新的趋近律, 其中σ2σ 起平滑作用, kσ 保证了趋近速度。新的控制律可表示为
3仿真研究
为了验证积分反演模糊滑模控制方法的有效性, 在Matlab/Simulink平台搭建BLDCM调速系统进行仿真。系统参数设置:J=0.000 3kg·m2, B=0.000 1, KT=0.93N·m/A, L=0.006, ke= 0.95V/ (rad·s-1) , 定子绕组电阻值R=2.3 Ω。 转速误差变化如图4所示, 其中误差即设定转速与实际转速的差值。相轨迹如图5所示, 其中纵坐标表示误差对时间的导数。可以看出, 积分反演模糊滑模控制方法调节速度很快。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的速度控制曲线如图6所示。从图6可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时电动机启动更快, 在突加10N负载时, 能很快地回复到原来的转速, 而且几乎没有静差。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通滑模控制的速度控制曲线如图7所示。从图7可以看出, 采用普通滑模控制时, 曲线虽然没有超调, 但是调节时间明显要慢, 而且在加入负载后不能完全地回到原来设定的转速, 存在一定的静差, 而积分反演自适应模糊滑模控制则几乎没有静差, 调节时间也比普通滑模控制快很多。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的转矩变化曲线如图8所示。从图8可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时的转矩更小。
积分反演自适应模糊滑模控制与普通PID控制的电流变化曲线如图9所示。从图9可以看出, 采用积分反演自适应模糊滑模控制时, 定子电流更加平稳, 而且在加入负载后定子电流很快达到预定值并且保持平稳, 这就很大程度地降低了电动机的转矩抖动。
不同控制策略的性能对比见表2。从表2可以看出, 积分反演自适应模糊滑模控制在控制BLDCM时有很大的优势, 具有实际应用价值。
4结语
基于滑模变结构控制理论并结合反演控制、积分滑模和模糊控制等方法, 设计了BLDCM积分反演自适应模糊滑模控制器。该控制器具有抗扰能力强、控制精度高、响应速度快等优点。仿真结果表明, 该控制器用于对快速性要求很高的运动控制场合, 是很有效的, 且其继承了传统控制策略的优点, 对系统参数变化和外界扰动表现出很强的鲁棒性, 在电动机运动控制领域具有广阔的发展前景。
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论无刷直流电动机模糊控制系统 篇11
关键词:无刷直流电机,工作原理,设计,控制
无刷直流电动机已在各个领域取得日益广泛的应用, 产量大, 是电机的主要发展方向, 现已成功应用于军事、航空、计算机、数控机床、机器人和电动自行车等多个领域, 由于无刷直流电动机是一种多变量非线性的系统, 如电枢反应的非线性、转动惯量和相电阻的变化等, 使经典控制器难以满足控制系统的性能要求。近年来, 作为智能控制技术的主要方法, 模糊控制器的研究和发展, 已经深入到电气传动系统领域, 将模糊控制引入, 无刷直流电机调速系统不但可改善系统的性能, 还可取得良好的控制性能和较高的可靠性。
一、无刷直流电机的工作原理
无刷直流电动机基本上是一个永磁同步电动机, 定子三相绕组通过交流方波, 转子为永磁体。励磁由转子的永磁体提供, 定子的三相绕组中的交流电产生旋转磁场。电枢磁势和转子磁势共同作用产生电磁转矩。仿照直流电机特性, 如果两个磁场始终垂直, 则产生的电磁转矩为最大。由于转子是转动的, 其磁场方向也是旋转的, 因此必须通过控制三相定子的通电顺序来改变定子磁场使其与转子磁场基本垂直 (即转矩角为90°) 。实际上, 定子换相逻辑是使其转矩角的平均值为90°。首先应知道目前转子的位置, 再根据换相要求确定三相定子的通电顺序, 这也就是无刷直流电动机需要转子位置传感器的原因。转子磁极位置由敷贴在定子铁心表面的霍尔元件来检测。电机采用y型连接, 三对桥式逆变电路驱动, 工作在相导通三相六状态方式。三个霍尔元件给出60°电度角位置信息, 即它们互差120°脉冲宽度为180°。三个霍尔元件的组合在一个周期可给出6个状态 (另两个状态一般不出现) , 即每60°就变换一个不同的状态。根据传感器状态信息, 结合换相逻辑控制, 使三相定子的PWM逆变器模块的6个功率晶体管导通或截止, 就可以满足转矩角要求, 使转子持续获得稳定电磁转矩。由于任一时刻只有两相导通, 其电流大小相等, 方向相反, 因此可以认为其效果等同于直流电流。整体上, 定子电流为方波, 只要按照转子的磁极位置进行适时的换相, 就可以保持这种直流驱动的特性, 又因为换向是通过电子电路或软件而不是电刷完成, 其为无刷直流电动机。
二、硬件电路整体设计
通过霍尔位置传感器, 得到电机转子的位置信号, 构成位置闭环来控制电枢绕组的换相。同时, 通过一记录两次换相的时间间隔来计算电机的转速。由DSP控制器输出六路PWM信号 (PWMI—PWM6) 来控制逆变器的开关管, 电流信号通过电流霍尔传感器获得, 电流信号一方面输入到DSP的ADCINx (x=1, 2) 引脚, 通过A/D转换单元转换为数字信号, 用于电流环的调节;另一方面则用于过流保护。要达到良好的系统控制效果需要在硬件电路的设计中非常注意它的抗干扰性和可靠性口。文中所实现的控制系统由于采用高速DSP作为核心处理器, 它的高频信号不仅容易受到干扰, 而且也会成为系统的干扰源, 因此有必要对整个系统, 特别是DSP部分的抗干扰及保护做更多的处理。控制系统的电源及功率驱动部分抗干扰措施主要就是从防和抗两方面入手。其总原则是:抑制或消除干扰源:切断干扰对系统的耦合通道;降低系统对干扰信号的敏感性。抗干扰设计的具体措施包括:隔离、接地、屏蔽、滤波等常用方法。该系统中主要采用硬件看门狗来进行抗干扰处理。
三、控制系统的软件设计
无刷直流电机模糊控制主要由两部分组成:主程序、中断服务程序。主程序进行整个系统的初始化, 在系统上电时即执行, 直到有故障复位时才被重新执行;中断服务程序包含整个控制系统算法, 将在等待循环中被唤醒执行。整个系统的初始化工作主要包括:DSP内核的初始化 (如系统时钟、系统控制寄存器、系统状态寄存器、中断寄存器) 、中断服务程序的周期设定、DSP通用I/0口配置、ADC初始化及启动、速度环调节参数初始化、电流环调节参数初始化、程序控制标志初始化及中断配置等。所有的初始化工作完成后, 主程序进入背景循环中, 等待中断事件的发生, 从而去响应中断服务子程序。另外在背景循环中复位看门狗, 防止程序跑飞或进入死循环, 增加系统的可靠性。
四、无刷直流电动机控制方法