Vienna

Vienna（共4篇）

Vienna 篇1

0 引言

目前, LCL滤波器已经大范围的应用于整流和逆变电路中。其对开关频率能提供较大的衰减, 但是其固有的谐振峰影响系统的稳定性。

三相四线制的vienna整流电路在满载时具有很高的功率因数, 开关管的电压应力仅为直流输出电压的一半。同时, 作为三电平整流电路[1], 其比两电平整流电路更容易得到较小的输入电流谐波, 并且其三相物理解耦, 三相可单独控制, 控制和驱动电路简单。vienna整流电路每相只需要一路控制, 不存在开关桥臂直通问题, 也没有开关管反并二极管反向恢复问题。因此, 可以工作于很高的开关频率下。

传统的三桥臂的整流电路[2]由于存在较为严重的反向恢复问题, 其开关频率往往设置的比较低, 因此在开关纹波要求较高时, 需要采用前端LCL滤波器。为解决前端LCL滤波器系统稳定性的问题, 传统整流电路往往通过在电容支路串电阻的无源阻尼[3,4]或虚拟电阻[5,6]、电容电压反馈[7]、电容电流反馈[8,9]等有源阻尼方法。无源阻尼会降低LCL滤波器对开关频率的衰减效果同时带来额外损耗, 而有源阻尼往往要添加额外的传感器。尽管不少文献提出了不添加额外传感器的阻尼方法[10,11,12,13], 但其同时大大增加了控制算法的复杂度并且对数字控制延迟时间敏感。

本文将LCL滤波器引入到vienna拓扑整流电路前端, 首先根据奈奎斯特稳定性原理, 针对较高开关频率变流器的数字控制系统, 提出了LCL滤波器谐振频率和电流反馈位置的设计原则。vienna拓扑整流电路可以工作在高开关频率下, 其提供了宽广的LCL滤波器的谐振频率设置范围, 可以使系统在满足一定的开关频率衰减的前提下同时保持系统稳定, 这样可以避免传统三相整流器中无源和有源阻尼带来的增加功耗或传感器、控制复杂等问题。最后本文通过仿真和实验验证了理论的正确性。

1 原理及分析

1.1 前端LCL滤波器的vienna整流器

在vienna拓扑整流器前端用LCL滤波器取代传统的L或LC滤波器得到如图1拓扑。

图1的vienna拓扑采取输出电容中点和输入电网中线相连的三相四线制结构。由于中线的存在, 其实现了三相的物理解耦, 每相可以等效为单相三电平PFC电路。其中每相的开关采取两个MOS管共源极的双向开关形式, 共用一个驱动信号。假设电流方向如图2所示。

当双向开关开通时, 电流流过左侧MOS管, 此时右侧MOS管处于同步整流状态;所以当其关断时, 几乎没有反向恢复电流。因此, 只要我们选取前级整流二极管为快恢复的二极管, vienna拓扑的整流电路可以工作在很高的开关频率下。

1.2 LCL滤波器的建模

基于三相四线制的vienna拓扑, 我们可以建立LCL滤波器的数学模型。其中忽略了电感和电容的寄生电阻。

其中:k=a, b, c;igk、ugk分别为第k相网侧电流、电压;isk、usk分别为第k相变换器侧电流、电压;ick、uck分别为第k相电容电流、电压。

将上述数学模型通过Laplace变换, 在s域中得到如图3所示控制框图。

控制回路基于电压电流双环控制[14], 电流采样网侧电流采样 (图中实线ig) 和变换器侧电流采样 (图中虚线is) 两种。根据不同的电流采样位置, 利用梅逊公式得到两个输出电流到变换器侧电压的传递函数为

可以推得其谐振频率为

因此, 增大电容C、网侧电感和变换器侧电感都可以减小谐振频率。

1.3 前端LCL滤波器的整流电路稳定性分析

由于LCL滤波器存在谐振峰, 其对系统的稳定性带来影响。下面我们利用奈奎斯特稳定性准则去判断在不同的LCL参数下系统的稳定性。由于系统采用数字控制, 为保证分析和真实实验的一致性, 分析时在传递函数中加了一拍延时环节。

据奈奎斯特稳定性准则[15], 在开环系统稳定的条件下, 系统闭环稳定的充要条件是:在系统开环增益的Bode图中, 幅频特性曲线大于0 d B的频率范围 (L (ω) ≥0 d B) 内, 相频曲线正穿越-180°个数N+等于负穿越-180°个数N-或者没有-180°穿越, 那么其闭环系统是稳定的。如果我们采取网侧电流反馈, 取三组不同谐振频率的LCL滤波器参数, 绘制得到网侧电流反馈控制系统开环波特图如图4。

根据奈奎斯特稳定性准则, 我们可以判断出图4中点划线的LCL参数下, 系统是稳定的 (N+=N-=0) , 而虚线和实线参数下得LCL滤波器系统 (N+-N-=1≠0) 是不稳定的。如采取变换器侧电流反馈, 取相同LCL滤波器和控制系统参数, 绘制得到不同的谐振频率LCL滤波器的Bode图如图5。

同理, 可以判断出图5中, 实线的LCL参数下, 系统是稳定的, 而虚线和点划线参数下的LCL滤波器系统是不稳定的。

从图4、图5中可以看出, 在采用较高开关频率的vienna拓扑整流器中, 系统的稳定与否与开环系统相频特性中-180°穿越密切相关。从本质上而言, 网侧电流反馈控制的LCL滤波器要想达到系统稳定需要将其相频特性曲线的-180°穿越提前到谐振频率之前完成。相反变换器侧电流反馈控制的LCL滤波器需要将其相频特性曲线的-180°穿越滞后到谐振频率之后完成。

1.4 基于数字延时的系统控制设计

通常, 超前或滞后可以通过在控制回路引入相位补偿完成来实现, 本文针对网侧电流反馈控制, 提出一种新的LCL滤波器谐振频率的设计方法, 可通过数字系统固有的相位延时来保持系统的稳定, 从而避免复杂的有源阻尼算法。

考虑DSP数字控制系统从采样处理到EPWM生效输出具有延时的特性, 定义延时传递函数为

式中:m为延时拍数, m=1, 2, …;Tsp为采样周期。

图6显示引入不同延时拍数后, 系统的Bode图。延时函数对系统的幅频特性没有任何影响, 但对系统相频会产生滞后的作用。在特定的LCL参数下, 不同的延时拍数影响系统的稳定性。为了方便看清系统相频-180°穿越, 图6中 (选取Lg=70μH, C=10μF, Ls=70μH) 相频被限制在-180°~180°之间。当引入一拍数字延时, 系统-180°穿越提前 (图6中圆形交点) , 系统稳定。但引入3拍数字延时, 不但相位裕量下降, 而且过多的相位滞后导致在L (ω) ≥0 d B范围内引入新的-180°穿越 (图6中右侧矩形交点) 。因此以下推导基于数字延时的稳定性准则。

图6显示, 系统开环传递函数与0d B交点一般有三个, 即谐振峰之前系统开环传递函数穿越频率和谐振峰附近和0 d B的两个交点。因此定义系统幅频的穿越频率为

式中:GOpen (s) 为系统除滞后函数之外的开环传递函数;A (|G (s) |) 为传递函数G (s) 的幅频特性;ωc为谐振峰之前系统开环传递函数穿越频率;ωc_i为谐振峰附近的第i个与0 d B交点。

对于网侧电流反馈控制的LCL滤波器, 要求将-180°提前穿越, 同时要保证系统在第一个穿越频率处有正的相位裕度。为了避免在谐振峰附近引入新的穿越点, 在谐振峰附近的固有相位衰减和数字延时距上一个-180°穿越点累计的相位滞后之和必须在-360°之内。利用穿越频率处的相频特性, 得到系统达到稳定的条件为

φ (G (s) ) 为传递函数G (s) 的相频特性, n=1, 3, 5…。

为保证系统具有一定的相位裕度, 一般n取1。一般PI环节的转折频率相对较低, 如忽略其在谐振频率处对系统相频的影响, 由式 (4) 、式 (6) 和图6得到

根据式 (5) ωc_1<ωc_2得到m拍数字延时下, 系统穿越频率的约束条件

由于ωc_1和ωc_2比较靠近谐振频率, 假设ωc_1≈ωc_2≈ωres, 可以近似得到网侧电流反馈系统稳定的设计必要参考值:

对于LCL电容, 一般由系统无功功率限制。定义基频为f0, 限制电容上的无功功率为额定功率P的10%:

由式 (3) 、式 (9) 得到LCL参数的Lg限定值。

而网侧电感关系到系统功率因数校正的效果, 其应具有一定的数量值, 据式 (11) 分式分母大于零得到其限定的下限值为

相反, 对于变换器侧电流反馈控制的LCL滤波器, -180°滞后穿越达到系统稳定的条件为

化简得-ωc_1m Tsp>-π- (π/2)

同理近似得到

充分利用数字延迟, 可以达到使系统稳定的目的。经如上分析, LCL滤波器的设计原则总结如下:

1) 由式 (9) 、式 (15) 得一定范围内, 对于网侧电流反馈控制的LCL滤波器, 谐振频率越高越趋于稳定。变换器侧电流反馈控制的LCL滤波器, 谐振频率越低越趋于稳定。

2) 在不采取有源或无源阻尼的情况下, 协同设计LCL参数和数字延时, 可以使系统稳定。

3) 在一定的LCL参数下, 充分利用DSP数字延时的特性, 通过设置采样更新时刻控制延时拍数系统可趋于稳定。如图7, 其中假设Ts=Tsp。但是考虑系统具有足够的相位裕量, 一般取m<3。

从原理上分析, 以上原则也适用传统的三相整流器, 但是由于传统三相整流器的开关频率比较低, 如果采取变换器侧电流反馈控制, 要将LCL滤波器的谐振频率设置的比较低, 会增加滤波器的体积和重量, 同时其在谐振频率附近其相位裕度很低, 因此变换器侧电流反馈控制的LCL滤波器往往需要采取阻尼措施。若其采取网侧电流反馈控制, 设置较高的谐振频率使系统趋于稳定和滤波器对开关频率的衰减是相互权衡制约的。因此, 对于低开关频率的传统三相整流器, 由于对开关纹波抑制的要求和开关频率的限制, 其LCL滤波器的谐振频率无法提升到使系统稳定的位置, 使系统不得不引入无源或有源阻尼。

相反, vienna整流器的开关频率可以相对设置的较高, 此时若采用网侧电流反馈控制, 使其可以在较高的谐振频率下稳定, 同时又满足开关频率的纹波衰减要求。基于以上分析, 出于减小滤波器体积同时使系统稳定的目的, 本文采用网侧电流反馈控制技术;因此只要选择合适的延时拍数和LCL参数满足式 (5) 、式 (8) ~式 (12) , 系统稳定。

2 仿真和实验结果

本论文LCL参数按输出5 k W, 输入220 V, 输出720 V, 开关频率50 k Hz, 采样频率25 k Hz设计。首先对系统进行了仿真, 然后在小型样机上进行实验。为了保证传递函数不变, 将实验样机的参数等比例缩小3.6倍。实际试验中, 控制系统的数字延时不可避免。但是在仿真系统中, 可以实现无数字延时的控制系统;借此可以验证数字延时对系统稳定起到的作用, 如图8所示。

图8 (a) 中系统无数字延时, 输入电流振荡不稳定;但在相同的电路和控制参数下, 引入一个采样时间的数字延时 (z-1) 之后, 系统稳定。图8 (c) 引入过度的数字延时 (z-3) , 系统不稳定。

基于之前分析的网侧电流反馈控制的LCL滤波器稳定原则式 (9) ~式 (12) , 得C<10.96μF, 基于减小滤波器体积考虑取m=1, C=9.4μF, 得Ls>68.98μH, 取Ls=70μH。在一拍数字延时下, 同时兼顾LCL滤波器对开关频率衰减的效果, 本文选取几组实验参数和实验结果测量值如表1所示。

·∆Is/I0:电流开关纹波占基波百分比

图9 (a) 、 (b) 分别表示了两组实验参数下变换器网侧输入电流和输入电压的波形。

在两种实验参数下, 系统都是稳定的。但是随着LCL滤波器的谐振频率增大, 从表1可以看出开关纹波会有所上升, 因此在设计LCL滤波器参数时, 在系统稳定的前提下, 应根据开关纹波的具体要求来确定实验参数。

3 结论

相比单纯的前级L滤波器, LCL滤波器对开关纹波带来大幅度的衰减, 同时LCL滤波器自身的谐振峰对系统的稳定性带来影响。基于奈奎斯特稳定性准则, 在一定范围内, 网侧电流反馈控制的LCL滤波器谐振频率越高, 相比谐振频率其相频-180°穿越提前, 系统越趋于稳定。而变换器侧电流反馈控制的LCL滤波器谐振频率越低, 其相频-180°穿越滞后, 系统越趋于稳定。充分利用控制系统的数字延迟, 可以避免谐振峰附近的-180°穿越, 从而在不引入有源或无源阻尼情况下, 使系统稳定。

传统三相整流器由于开关频率的限制, 很难在开关频率范围内设置LCL滤波器的谐振频率, 同时满足一定的纹波衰减和系统稳定。基于vienna拓扑三相整流器可以工作于高开关频率下, 采用网侧电流反馈, 合理提高LCL滤波器谐振频率设置数字延时拍数, 这样不但可以保持系统稳定, 同时有利于减小滤波器体积及有效滤除开关纹波。

Vienna 篇2

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Vienna 篇3

传统的二极管或晶闸管整流电路输入电流中含有丰富的谐波,功率因数降低,造成电网供电质量的下降和谐波污染的增加。为了提高输入电流的功率因数,功率因数校正(PFC)技术,特别是基于单周期控制PFC技术得到了广泛的研究。单周期控制技术是一种非线性控制技术,其突出特点是无论稳态还是暂态,都能保持受控量的平均值恰好等于(或正比于)给定值,因而得到了广泛的研究[1,2,3,4,5,6]。

为避免三相3线制下,电网不对称时复杂的控制[2,3],本文采用三相4线制的单周控制VI-ENNA整流器很好地解决了这个问题。仿真和实验结果表明三相4线制即使在缺相的情况下,仍然能够获得很好的效果。

2 三相4线制VIENNA整流器

2.1 VIENNA整流器构成

VIENNA整流器在三相3线制下,如果三相电网对称时,单周控制技术可以对整流器实现三相间的解耦控制,具有控制简单、易于实现的优点。但当三相电网不对称时,三相之间解耦控制的前提将不复存在,输入电流将出现畸变,为了实现PFC,控制方法将变得复杂[2,3]。因此,VIENNA整流器在三相3线制条件下的应用将受到限制。

三相4线制VIENNA整流器(见图1),由于输出串联电容的中点接中线,所以VIENNA整流器可物理解耦成3路单相3电平PFC输出并联[4,5],单相3电平PFC电路拓扑如图2所示。

2.2 原理分析

主开关管Sa与二极管Da1,Da2组成的整流桥一起构成双向开关,快恢复二极管Dap与Dan分别连接到正负输出母线。电路工作原理是:1)电网处于正半波时,Sa开通,电网通过Da1,Sa,Da4对La充电,Da2,Da3,Dap均承受反压而截止;当Sa关断,La通过Dap对正母线的直流滤波电容Cp充电,并对负载供电。2)电网处于负半波时,Sa开通,电网通过Da2,Sa,Da3对La充电,Da1,Da4,Dan均承受反压而截止;当Sa关断,La通过Dan对负母线的直流滤波电容Cn充电,并对负载供电。

为了进行稳态特性分析,简化推导过程,不妨先作以下假定:1)电感电流的纹波可以忽略,电路运行在CCM模式;2)开关频率远大于电网电压频率,输入电压ua、电感电流iL、输出电压U。在几个连续的开关周期可以近似认为是恒定值,电路运行在准稳态;3)推导过程中忽略开关器件的导通压降和开关损耗,忽略分布参数的影响,不考虑能量损耗。

图3给出单相三电平结构单周控制PFC闭环控制原理图。其工作过程为:每个开关周期开始,由时钟信号将RS触发器置位,boost开关管Sa开通,同时可复位积分器A2开始积分,因为反向积分器输出为负值,加法器A3输出电压幅值下降,当低于电流采样信号时,比较器A4翻转,RS触发器复位,关断开关管Sa,同时复位积分器输出。比较器A4翻转时刻两输入端信号关系(假设连续几个开关周期内电压PI调节器A1输出Vm为一恒定值):

当RintCint=Ts时,

式中:k为输入电流检测LEM增益。

电网电压正半周时,电感La、二极管Dap、开关管Sa与输出电容Cp组成一组boost PFC;电网电压负半周时,电感La、二极管Dan、开关管Sa与输出电容Cn组成另一组boost PFC。CCM模式下Boost电路中输出电压U。与输入电压ua的关系为

将式(2)代入式(1),有:

整理得:

电路稳态工作时,Vm与U。可看作恒定不变,即式(3)中系数2Vm/(k×Uo)为一常数,输入电压ua波形为正弦波,电感电流iL波形亦为正弦波,PFC得以实现。

当负载突卸时输出电压Uo↑,PI调节器输出Vm↓,由式(1)知,此时(1-d)↑;由式(2)知,Uo↓,形成负反馈,输出电压得以控制。

物理解耦VIENNA整流器等效为3路单相3电平结构在输出电容并联,3路控制电路共用同一个电压PI环,电流环相互独立,实现了三相之间的解耦,当三相电网不对称时,仍能实现对输入电流的正弦化校正,提高了VIENNA整流器的电网环境适应性。

3 仿真研究

为了验证理论分析的正确性,在Saber仿真环境下建立了系统的仿真电路,仿真参数为:输入三相4线制115 V/50 Hz,输出DC 400 V;开关频率50 kHz,输出功率1.5 kW,输入电感取550μH,输出滤波电容各取1 000μF。

图4a给出a,b,c三相均输入115 V条件下VIENNA整流器输入电压、输入电流波形。图4 b给出a相与b相均输入115 V、c相缺相条件下VIENNA整流器输入电压、输入电流波形。

可以看出,a,b,c三相之间相对独立,在三相电网不对称(甚至缺相状态),各相的电流仍能正弦化,提高了高功率因数整流器的环境适应性。

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性,采用3片单周控制芯片IR1150S制作了一台1.5 kW单周控制VIENNA整流器(三相4线制输入)实验样机,进行了实验验证。

图5a给出500 W输出,a,b,c三相对称输入100 V条件下,输入电流波形、输出电压纹波波形。图5b给出500 W输出,a相与b相均输入100 V、c相缺相条件下输入电流波形、输出电压纹波波形。

从图5中可以看出,a,b,c三相之间相对独立,在三相电网不对称(甚至缺相状态),各相的电流仍能正弦化,提高了高功率因数整流器的环境适应性。

表1给出额定输入不同负载条件下三相中的a相的实验数据,其中输入功率、输出功率、PF值和THD值由功率分析仪测得。从实验数据可以看出:当输出功率增大后,PF值变高、输入电流THD值减小,可见随着输出功率的增加,输入电流增大,输入电流的纹波影响减小,畸变因数减小。

5 结论

本文分析了在三相4线制输入条件下单周控制VIENNA整流器的工作原理。仿真验证了单周控制VIENNA整流器的可行性。通过对整流器实现物理上的解耦,控制电路可利用市场上已有的单相集成专用芯片,极大简化了电路的设计,并且在三相电网不对称(甚至缺相状态)情况下,整流器仍能正常工作,提高了单周控制VIENNA高功率因数整流器的环境适应性。

参考文献

[1]Chongming Qiao,Keyue M Smedley.Unified Constant-frequency Integration Control of Three-phase Standard Bridge Boost Rectifiers with Power-factor Correction[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2003,50(1):100-107.

[2]Chongming Qiao,Keyue M Smedley.Three-phase Unity-powerfactor Star-connected Switch(VIENNA) Rectifier with Unified Constant Frequency Integration Control[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2003,18(4):952-957.

[3]金爱娟,李航天,李少龙.基于单周期控制的三相PFC整流器在输入电压不对称时的改进策略[J].电工技术学报, 2006,21(7):78-80.

[4]王林兵,张超.单相三电平功率因数校正变换器研究[J].电力电子技术,2006,40(2):15-19.

[5]王春杰,马小亮.基于单周期控制的分离式三相PFC系统仿真[J].系统仿真学报,2006,18(11):3259-3262.

Vienna 篇4

电力电子装置广泛应用在电能变换中, 是电力系统重要的谐波源之一。本文研究的VIENNA整流器, 是近些年使用较多的一种新型三电平整流拓扑, 常常作为通信电源和电动汽车充电桩[1,2]的前级。与两电平PWM整流器相比, VIENNA整流器具有三电平电路的优点:电平数的增加使得电流波形畸变显著减小, 具有更好的电能质量;对于功率器件, 开关管的电压应力明显降低, 减少了开关损耗;使得输入电流THD可以显著降低[3,4,5]。另外VIENNA整流器不存在桥臂直通问题, 不用考虑死区补偿, 开关频率可以更高[4]。因此, 对VIENNA整流器进行研究是非常有必要的。在所有的整流器控制策略中, 电网电压定向的直接电流控制最常用的[6]。三电平整流器在使用这种控制方式时, 由于电流内环和电压开环只关注于功率因数和输出电压的控制, 会导致大量的三次谐波注入直流侧中点, 引起中点电压的周期性波动[7,8]。

基于上述情况, 本文分析了VIENNA整流器拓扑的工作原理, 推导了其在同步旋转坐标系下的数学模型, 引入了VIENNA整流器的一种三电平空间矢量降阶为两电平空间矢量的调制方法。并且通过分析基础矢量对整流器中线电流的影响, 引入了小矢量作用系数形成闭环控制策略, 通过增加一个中线电流控制器对中线电流进行补偿, 减小中点电压的周期性波动。

1 VIENNA整流器的数学模型和空间矢量调制

1.1 VIENNA整流器的数学模型

VIENNA整流器的电路拓扑图如图1所示。在建模过程中, 假定电网电压对称, 所有的开关管和二极管均为理想开关, 将电感和导线的串联等效电阻记为, 并且不考虑电感饱和。

Ka, Kb, Kc是三个交流开关, 通过与二极管配合, 相当于一个单刀三掷开关, 可以用函数Sk表示, 其定义如式 (1) 。

其中, k=a, b, c, ik为第k相的电流。由于每个单刀三掷开关Sk都有正 (p) 、零 (0) 、负 (n) 三种状态, 可以将Sk拆分为三个开关函数Skp, Sk0, Skn, 并使Sk=Skp+Sk0-Skn。

则图1中的电压电流用开关函数表示, 在三静止坐标系下, 可以写出VIENNA整流器的状态方程如式 (3) 。

式 (3) 是VIENNA整流器在三相静止坐标系下的数学模型, 这种模型虽然物理意义明确, 但模型包含三相交流变量, 不利于控制器的设计, 通常将模型转换成三相电网电压矢量同步旋转坐标系中进行设计[6,9]。由三相静止坐标系变换到同步旋转坐标系的变换方程如式 (4) 。

将式 (3) 按式 (4) 转换到同步旋转坐标系下, 整理可得式 (5) 。

根据式 (5) 容易得出同步旋转坐标系下的VIENNA整流器的等效电路模型如图2。

根据VIENNA整流器的数学模型, 建立电网电压定向直接电流控制的框图如图3。

1.2 VIENNA整流器的空间矢量调制

VIENNA整流器的基础矢量共有27个, 其在复平面上的分布如图4 (左) 所示, 图中标明了每个基础矢量对应的开关管的状态, 1为开通, 0为关断。在使用基础矢量合成目标矢量时, 需要计算出每个基础矢量的作用次序和作用时间, 进而推导出每个开关管的开通和关断时刻。为了减少运算量, 此处介绍一种将三电平降阶为两电平的计算方式。

由于开关与电流方向有关, 按照稳态时电流的方向对基础矢量进行分区, 可以将整个复平面划分成6个大扇区 (H1~H6) , 如图4 (右) 所示。

然后对目标矢量和所在扇区的基础矢量原点进行坐标平移, 以第一大扇区H1为例, 平移如图5所示。可以看出, 矢量平移之后, 三电平空间矢量调制完全降阶为两电平空间矢量调制, 两电平空间矢量调制的各种方式均可应用在三电平空间矢量调制中。两电平的空间矢量调制, 可以参考文献[6]。

1.3 VIENNA整流器的中点电压平衡

与两电平的整流器不同的是, 除了保证输出电压稳定和输入电流正弦化, 三电平整流器往往还要控制直流侧中点电压的稳定。中点电压控制的目标是使上下两个电容上的电压相等, 上下电容电压相等是交流侧产生三种电平的前提, 中点电压的波动, 不但会影响交流侧电流的波形, 还会影响直流侧电容的滤波和容量选择[7]。在1.1节的数学模型中, 可以看出, 上下电容的电压差只受中线电流影响, 通过控制中线电流的流动, 就可以对中点电压进行控制。在使用空间矢量调制时, 开关状态是以基础矢量为单位进行变化的, 只要弄清每个基础矢量如何影响中点电流, 通过对基础矢量的适当调整, 就可以实现中点电压的控制。

将图4中的基础矢量根据其模值大小分为:大矢量, 中矢量, 小矢量和零矢量。容易看出, 大矢量和零矢量作用时, 不存在中线电流, 则对中点电压的波动无影响。中矢量处于两个大扇区分区的边界上, 中线电流在分界线处过零, 对两个相邻的不同分区, 其对中点电压的影响相反。小矢量较复杂, 对中线电流的影响如图6, 两个开关状态对中线电流影响相反。

由于同一大扇区的两个小矢量对中线电流的影响是相反的, 则可以通过合理控制小矢量两个开关状态的作用时间, 来对中线电流进行补偿, 以求减小中点电压的波动。在进行七段式SVPWM合成时, 以第一大扇区的第一小扇区为例, 如图5, 使用矢量, 和两个零矢量、进行合成。矢量合成图如图7所示。可以看出, 两个零矢量、共享零矢量的作用时间, 此处的零矢量是小矢量平移后的结果。由于、对中线电流的影响是相反的, 此处引入一个小矢量作用系数 () , 对中线电流进行补偿, 如图7 (右) 所示。系数与上下电容的压差成正比, 见图5中的均压控制环。

2 VIENNA整流器的MATLAB仿真结果

为了验证上一节提出的补偿方式的可行性, 借助数学工具MATLAB/Simulink进行了仿真验证, 主要的仿真参数如表1所示。

图8给出了无中线电流补偿时的仿真结果。图8 (a) 为交流侧相电压与相电流的波形, 可以看出此时的电流已经正弦化, 电压与电流基本同相位, 经过傅立叶分析可知, 此时的THD约为6.18%。图8 (b) 为直流侧的输出电压和输出电流, 可以看出, 直流输出电压有一个很高的过冲, 但可以稳定在给定电压。图8 (c) 为直流侧串联电容的电压波形, 可以看出, 两个电容上电压存在互补的电压抖动, 在实际选择电容时, 一般需要考虑这个电压抖动。由于没有中点电压平衡电路, 两个电容上的平均电压不等, 即中点电压存在偏移。

图9给出了添加中线电流补偿后的仿真结果。图9 (a) 为交流侧的输入电压和电流, 可以看出电流已经正弦化, 经傅立叶分析可知, 其THD为5.2%, 相对于不加中线电流补偿的方式, 谐波畸变率降低了约一个百分点。图9 (b) 为直流侧的输出电压和输出电流, 其同样稳定在给定电压, 但电压过冲明显低于图8 (b) 。图9 (c) 为直流侧电容的电压波形, 经过中线电流补偿之后, 两个电容的电压波动降低至1V以下, 且两电容上的平均电压相等, 达到了电压均衡的目的。

3 总结

本文详细分析了VIENNA整流器拓扑, 建立了其在同步旋转坐标系下的数学模型, 利用矢量原点的平移, 简化了三电平空间矢量的调制, 并根据基础矢量对中线电流的影响, 提供了一种中线电流的补偿方法。最后通过MATLAB/Simulink搭建仿真模型对提出的策略进行了验证。结果表明, 利用空间矢量的小矢量对中线电流进行补偿可以提高输入电流的谐波畸变率和功率因数, 减小输出电压启动过程中的电压过冲, 实现输出侧电容的电压均衡, 提高了VIENNA整流器的性能。

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