高压直流输电谐波（共8篇）
高压直流输电谐波 篇1
摘要：随着高压直流输电技术的日益成熟, 其运用的范围逐渐扩大。现阶段除了用于海底电缆输电外, 还经常被运用在非同步运行的交流系统中, 实现对其进行联络的功能。早在1954年, 瑞典诞生了全球首条高压直流输电的线路, 并且发展到至今经历了近60年的历程, 是电力电子技术中的一个重要应用领域。之所以远距离输电中运用高压直流输电较为常见, 其主要的原因是考虑到经济方面的因素。但是需注意的是, 在运用高压直流输电的过程中, 很容易出现谐波电压与电流的情况, 而此现象很可能对于用户或者系统本身产生一定的影响, 所以谐波及其抑制是高压直流输电中的重要技术问题之一。
关键词：高压直流输电,谐波分析,调制理论
1引言
随着经济与技术水平的不断提升, 促使高电压以及大容量晶闸管的水平日益提升的背景下, 其直流输电技术也上升到了一个新的高度。随着该领域的日益成熟, 现已将该技术运用到海底电缆输电、远距离输电以及大功率输电等多种情况。并且与交流输电相比较来看, 直流输电所具有的优势日益明显。与其相关的技术, 如电力电子、微电子、计算机控制、绝缘新材料、光纤、超导、仿真以及电力系统运行、控制和规划等技术的发展, 能够看出在未来阶段直流输电发展的过程中, 具有较为广阔的市场前景。
对此, 本文主要阐述了直流输电系统的相关内容后, 在此基础上分析了直流输电过程中, 产生谐波电压与电流的原因, 并讨论如何抑制的相关策略。
2直流输电系统的构成
2.1系统构成
高压直流输电系统:主要由换流装置 (即整流器和逆变器) 、直流输电线路、用于抑制谐波的电力滤波器、无功补偿装置、换流变压器、直流电抗器以及相应的过流过压保护装置、控制装置等构成。
2.2高压直流输电的分类
直流输电按输电的极数种类较多, 可以将其分为单极、双极、多端直流输电等多种类型。而通过对当前的直流输电技术的实际情况来分析, 能够看出只有很少的运用了多端直流输电, 但也只限于放射式。而当前主流的的线路为双极, 在双极线路中包含正与负两根导线。在正常运行的情况下, 该线路中的电流处于相等的情况, 并且正极与负极之间并不相互影响。
单极高压直流输电又分为一线一地和单极两线的方式, 一线一地是采用一根负极性的导线, 而由大地或水提供回路。出于对造价的考虑, 常采用这类系统。在大地电路率过高、或者不允许对地下金属结构产生干扰的情况下, 便可用单极金属回线方式代替大地回线。
直流多回输电分为线路多回输电方式和换流器并联方式的多回线输电。线路并联多回输电方式每极线都采用多回输电线路, 可提高输电的容量、输电的可靠性及可用率。
多端直流输电分为并联多端直流输电方式和串联多端直流输电方式。
3直流高压输电中的谐波
3.1谐波产生
关于谐波, 主要是指对周期性非正弦交流量进行傅里叶级分解所得到的大于基波频率整数倍的各次分量, 通常称为高次谐波。在换流站当中, 在对整流与逆变的过程进行分析后, 能够看出其直流在传输时的波形并不是一直不变的, 仔细研究能够看出是脉动电流。除此之外, 在直流高压输电的过程中进行换相的操作并不能达到理想的预期目标, 导致输出电流出现一定的变化, 而以上原因便是产生谐波的主要因素。
由电力电子器件组成, 具有将交流电变为直流电或将直流电变为交流电的设备统称为换流装置, 或称为换流器。其中, 在发电端, 换流器完成交流到直流的电能变换过程, 工作于整流状态, 称为整流器;在受电端, 换流器完成直流到交流的电能变换过程时, 处于逆变状态, 此时的换流器又称为逆变器。
现阶段较为主流的基本换流单元主要包含6脉动与12脉动两种类型的换流单元。
而从换流器的层面来分析, 主要是借助于三相桥式全控换流电路作为最基本单元由于该电路的直流侧整流电压在一个工频周期中具有6个波头, 所以三相桥式全控换流电路又称为6脉动换流器。其中交流侧产生6K±1次的特性谐波, 而直流侧所产生的是6K次特征胁逼。对此, 需要在不同的交流侧与直流侧当中, 需要配备不同类型的滤波器。而在有两个6脉动换流器串联的方式下, 那么其交流侧与直流侧分别对应的是12K±1次和12K次的特征谐波, 因此需要根据直流与交流的方式来配备不同的滤波器。采用串联的方式, 不但能够对滤波器装置进行简化, 并且在成本与占地面积方面都具有一定的优势。
在直流高压输电系统当中, 能够看出换流器在工作的过程中, 其直流侧采用的是谐波电压源, 而交流侧则采用的是谐波电流源。因此很容易出现电压畸变的情况, 最终对于谐波产生较大的影响。并且在换流站交流母线电压出现严重畸变的情况下, 必然会干扰到邻近通信线路。
3.2谐波的抑制
为了避免直流高压输电过程中所出现的谐波电流或电压产生的负面影响, 那么就需要制定相关对策来对其进行解决。
可通过对对换流装置当中的脉动数进行增加, 进而能够实现对谐波组成成分的降低, 最终实现对最低次特征谐波的次数进行有效的提升, 以达到降低特征谐波含量的目标。现阶段主流方式有借助于两组6脉动换流器串联的方式, 来构成滤波装置。并且绝大多数情况下, 滤波装置与换流变压器交流侧想并联, 意味着仅有少数能够与换流变压器的第三绕组进行连接。所有滤波器在工频频率下呈容性阻抗, 还可兼作无功补偿之用。
参考文献
[1]王建辉, 顾树生.自动控制原理[J].北京:清华大学出版社, 2005.
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[3]韩明晓, 文俊, 徐永海.高压直流输电原理与运行[J].北京:机械工业出版社.
高压直流输电谐波 篇2
关键词：特高压直流；输电发展；规划；研究成果
近年来，雾霾对环境和人们生活带来的影响越来越大，在今年，李克强总理在召开国务院会议时，对这一问题进行了探讨，认为解决雾霾问题的首要措施就是要实施跨区域的送电项目。有关人员认为，这一举措实质上就是预示着特高压提速的信息。直流输电技术是世界上目前解决高电压以及远距离输送的重要措施。直流输电是把交流电通过电流转换器变换成直流电，再由直流输送电路将电流送至受电的一端，并在最后通过换流器再将其变为交流电的过程
1.我国实施特高压直流输电技术的必要性分析
据有关调查结果显示，已经发现的煤炭有2/3部分在我国北部地区，有2/3的水电在我国西南地区，但是我国能源需求量最大的地区既不是西南地区也不是北部地区，而是在东南部的经济较为发达的地区。据测量，能源产地和需求地区间的距离大约在1000km～2500km 之间。一次能源的分布情况和能源需求明显存在很大的差异性，正因为这样，一定要探索出一种新型的能源需求方式，进而不断提高对能源的输送效率。于此同时，随着近年来雾霾给人们生活带来的影响越来越大的情况下，加快特高压输电技术是解决雾霾问题的首要措施。
2.我国实施特高压直流输电技术的可行性分析
为了找到对这一问题进行解决的良好措施，中国的电力企业正在积极规划对电网和电源的有关建设，并随着能源以及需求中心距离不断加大的趋势影响下，这种安全性高、节能环保的特高压直流输电技术逐渐走进了人们的视野之中。在我国特高压技术研究的不断推动之下，特高压输电技术在20世纪80年代的时候研究的热度又一次进行了升温，受到了越来越多人的关注。
20世纪80年代的时候，在我国对±800kV直流输电设备的研究基础之上，国内外的一些研究机构逐渐在特高压直流输电技术领域内的研究内容越来越深入化和科技化，经一些研究成果表明，目前已有一些制造的厂家研究成功了特高压直流输电设备。
3.我国特高压直流输电工程中的建设
依据我国特高压直流输电设备市场的需求分析，我国在未来要建设有以下15回的特高压直流输电工程。
金沙江下游水电站的施工项目可以分为两期，依据在一期中的可行性研究报告，在一期工程建设施工中选用了3回容量为6400MW的高压直流输电工程，这3回的总容量可达到19200MW，线路长度在5000Km以上，电压输出在±800kV，电流达到4000A，现在该期工程的设备采购工作已经基本完成，将要进入可行性的建设阶段。
另外，通过有关的数据显示情况来看，有五大风电的建设基地都在三北地区，在内蒙古等地区的风电装机量就有8000万千瓦，這就导致风电的消纳存在一定的问题。唯有借助特高压电网才能解决目前将不稳定的电力输送到华中等一些电量的负荷中心。经研究表明，在内蒙古特高压设备建成之后，就可进行大规模方式的发电，从而做到高效率方式的消纳。
4.特高压直流输电技术的研究成果
4.1专利成果
目前，我国已经申请了5项这方面的专利成果，并发布了8个特高压企业制定的有关标准，对±800kV换流变压器设计的主要参数以及对电磁环境选择的标准，包括对特高压直流电换流站无功功率的配置原则以及进行绝缘配合的有关导则等。
4.2污秽实地测量
在特高压直流输电设备的受端上建立起一个直流式的积污试验基地，并对特定下的交直流电压下的绝缘子泄电流的数据情况进行记录，并为以后的在交流线路中的污秽情况进行分析，从而判断出其直流情况下的有关试验依据。
4.3共用接地极的研究
金沙江一期工程中由于其送端的换流站相隔的距离不是很远，为了对接地极选择的压力进行减小，从而降低工程建设中的成本，并保证直流输电工程中的安全性，我国对送端接地极共用方案进行了研究。现在已经完成了对送端附近接地极处土壤深层上的电阻率的研究分析，并制定出了3个具有可行性的研究方案。
4.4特高压直流输电对欢迎影响因素的研究
为了实现环境和工程相协调的目的，我国对特高压直流输电技术对环境的影响展开了深入性的调查，并由此提出了在特高压直流输电设备中对电磁环境的限制值，目前该项研究已经取得了国家环保局的认可。
5.我国特高压直流输电技术未来发展方向
在结合了我国对特高压输电系统的要求之后，我国目前正在进行对高压直流输电设备系统的成套设计研究、对特高压直流设备的试验标准性研究、对高压系统中架设平行式的线路研究以及对特高压直流输电技术工程中有关建设工程的施工、调试以及运行技术方面的研究等等。另一方面，针对现阶段雾霾对人类产生的影响越来越大的情况下，我国还要在特高压跨区域送电项目上提高其进行规划的力度，提高特高压输电技术的输送速度，进而有效地解决当下不断恶化的雾霾问题。
6.结语
随着我国研究的不断深入，目前，我国对特高压直流输电设备技术研究已经取得了一定的成果，直流输电设备的研究是解决我国输电问题以及雾霾问题的有效手段，也是减少输电设备中能源损耗的有效措施。并针对我国目前对直流输电设备研究的基础，对未来特高压直流输电设备的研究方向进行了规划，对我国特高压直流输电技术的发展具有十分积极的作用。
参考文献：
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高压直流输电谐波 篇3
随着高压直流输电的发展,各种相关的稳定性问题日显突出,其中,谐波不稳定现象已经越来越引起国内外专家学者的重视[1]。
高压直流输电系统引起的谐波不稳定是指在给定的运行条件下,当换流站附近有扰动后,换流站两侧的谐波通过换流器的调制作用在交流系统和直流系统间相互作用,其含量不能被抑制在合理的范围甚至不断放大的现象,主要表现为换流站交流母线电压严重畸变[2]。直流输电系统中,引起谐波不稳定现象[3,4,5,6,7,8,9,10]的因素较多,交流侧和直流侧混合谐振只是其中之一。发生谐波不稳定时谐波电流放大几倍甚至几十倍,对电力系统的危害十分严重,特别对换流变压器、电容器及电抗器等的损耗加大而产生过热并使其损坏[11],而电压畸变则会导致直流输电困难甚至系统闭锁。因此,继续研究谐波不稳定产生的机理有其必要性。
谐波不稳定分析的关键在于如何求取计及了换流器阻抗频率特性的系统谐振频率,而换流器的高度非线性使研究变得困难。文献[3]用传递函数和特征值分析来计及换流器的阻抗特性,文献[12]通过频域分析法对换流器的阻抗特性进行了计算,文献[6]用频率扫描法计算了换流器交流侧的频率阻抗特性,文献[4]通过小信号分析法研究了谐波交互影响,并提出了后来被称为混合谐振的概念。即在计算交流侧或直流侧的阻抗频率特性时,将换流器的等效阻抗考虑在内,这样得到的任意一侧阻抗频率特性已经包含了另一侧系统和换流器及控制系统的作用,因而反映了整个系统的综合性效果。因此如果在任意一侧发生谐振即为混合谐振。本文正是按照文献[4]的思路,根据自发式混合谐振的特点,采用仿真方法求取换流器两侧谐波关系的矩阵参数,推导混合谐振不稳定判据。
1 交互影响矩阵
文献[4]提出了一种“HMAT”方法来分析交流与直流之间的相互影响。由于谐波不稳定主要是由低次谐波引起,通过修改,可以得到用关联矩阵方程表示的交流侧正序二次谐波和直流侧基频电压电流之间的关系[8]为
其中:udc50是直流侧电压的基频分量(50 Hz);idc50是直流侧流入换流器电流的基频分量(50 Hz);uac2(10)是交流侧电压的正序二次分量(100 Hz);iac2(10)是交流侧流入换流器电流的正序二次分量(100 Hz)。系数H矩阵反映了各个变量之间的相互转换关系。
此系数矩阵参数可以通过计算得到[7,13],或者通过仿真得到。其中仅在交流母线注入正序二次谐波电压uac2(10),可求出系数Hac,Huu;相同地,仅在直流侧注入基频电流idc50,可求出系数Hdc,Hii。由于交流侧注入正序二次电压和直流侧注入基频电流,会在换流变压器绕组中引入直流电流,在仿真中uac2(10)和idc50必须足够小,以避免换流变压器饱和。
通过一系列仿真所得结果汇总在表1中。其中算例C1、C2和C3为仅在交流侧注入正序二次谐波电压uac2(10),通过对测得的交流电流和直流电压波形的快速傅里叶分解得到交流侧正序二次谐波电流iac2(10)和直流侧基频谐波电压udc50的幅值和相位;算例C4、C5和C6为仅在直流侧注入基频谐波电流idc50,通过对测得的交流电流和直流电压波形的快速傅里叶分解得到交流侧正序二次谐波电流iac2(10)和直流侧基频谐波电压udc50的幅值和相位。其中测量仿真回路如图1所示,其详细参数参见文献[8]。
实际工程中触发角由与等值交流系统恒定频率同步的锁相环振荡器确定,当电压源为正弦时可以得到理想的等间距触发。而在本文中仅考虑整流侧定触发角控制时系统发生混合谐振型谐波不稳定的可能性,在所有仿真中触发角都是恒定常数,忽略了控制系统对仿真结果影响。将控制系统的影响从交直流相互作用中独立开来是可行的[14]。根据表1中的算例C1、C2和C3,可以得到式(1)中的关联矩阵的系数为
根据表1中的算例C4、C5和C6,可以得到式(1)中的关联矩阵的系数为
2 混合谐振不稳定判据
直流侧存在基频谐波电流idc50时,经过换流器的开关作用后在交流侧将产生值为Hii idc50的正序二次谐波电流iac2(10),iac2(10)经过交流侧正序二次谐波导纳Yac2(10)将产生值为的正序二次谐波电压uac2(10)。根据式(1),由idc50与uac2(10)共同作用可以得到。从而得到在基频下,从直流侧看入的包含交流系统的换流器基频总阻抗为
其中:Yac2(10)为交流系统在二次谐波下的正序导纳;Zcov 50是从平波电抗器阀侧看入的换流器基频阻抗。其等效回路如图2所示。
交流侧存在正序二次谐波电压uac2(10)时,经过换流器的开关作用后在直流侧将产生值为Huu uac2+的基频谐波电压udc50,udc50经过直流侧基频阻抗Zdc50将产生值为的基频谐波电流idc50。根据式(1),由uac2+和idc50共同作用可以得到。从而得到在正序二次谐波频率下,从交流侧看入的换流器正序二次谐波下的总导纳为
其中:Zdc50为包含远端换流器和其交流系统的直流系统基频阻抗;Ycov 2(10)为从换流变压器交流侧看入的换流器正序二次谐波下的导纳。其等效回路如图2所示。
发生混合谐振谐波不稳定需满足以下两个条件:
(1)系统总的基频谐波阻抗或正序二次谐波导纳(7)Zcov 50(10)Zdc50(8)或(7)Ycov 2(10)(10)Yac2(10)(8)的实部小于0,虚部等于0。将从每个方向看入端口的等效谐波阻抗相加(7)Zn=Zcovn+Zsysn(8)即可获得整个系统的阻抗,其中Zcovn为换流器n次谐波阻抗,Zsysn为交流或直流系统的n次谐波阻抗。Zn可以表示为:Zn=R+j(nL-1/nC)。若Zn的无功分量等于0,表明发生了谐振。发生谐振时,阻尼系数a(28)R/2L,当a<0,为负阻尼,即可发生谐波不稳定现象,此时系统总的谐波阻抗或导纳实部小于0,虚部等于0。
(2)Zcov 50和Ycov 2(10)的实部小于0。由于换流器的非单一频率转换特性,使得换流器谐波阻抗难以定义。采用式(6)和式(7)定义的换流器谐波阻抗或导纳并非实际存在的物理量,但是同样满足A(10)j B的形式。由条件(1)知,Zcov 50和Ycov 2(10)实部必须小于0,才有发生谐波不稳定的可能。
综上所述,所提出判据的应用机制如下:(1)由谐波交互影响的测量回路通过多个算例得到的数据用式(2)～式(5)计算得关联矩阵中的各个系数;(2)根据式(6)、式(7)计算Zdc50和Ycov 2(10);(3)根据(7)Zcov 50(10)Zdc50(8)或(7)Ycov 2(10)(10)Yac2(10)(8)是否满足条件(1)和Zcov 50、Ycov 2(10)是否满足条件(2)从理论上判定是否发生混合谐振型谐波不稳定。
3 算例验证
三个算例的等值电路模型如图3所示,其参数见表2。交流系统在基频时呈现低阻抗(高有效短路比)。
算例DC1:交流系统在100.8 Hz处发生并联谐振,并且直流系统(包括远端换流器和交流系统)在56.2 Hz处发生串联谐振。交流系统在二次谐波下的导纳为0.001-j0.004 mhos,在此导纳下,由式(6)可以算得Zcov 50等于-58.3+j138.7 ohms。直流侧基频下的导纳为+j0.01 mhos,在此导纳下,由式(7)可以算得Ycov 2(10)等于-0.00233+j0.00393 mhos。仿真波形如图4所示。系统在无故障情况下谐波逐渐放大,最终使电压电流波形畸变。原因是在此系统条件下Ycov 2(10)(10)Yac2(10)满足混合谐振条件。实际的磁化曲线在非饱和区并不是绝对呈直线,因此在铁芯没有饱和情况下也含有谐波分量[15],且由于混合谐振,使二次谐波逐渐放大,到2 s时又激发了变压器饱和,等效于加入了一个谐波源,加快了谐波放大,最终使电压电流波形严重畸变。
算例DC2:交流等值电路与算例DC1相同,其在100.8 Hz处发生并联谐振,而直流系统(包括远端换流器和交流系统)在56.2 Hz处发生串联谐振,只是增加直流系统阻尼使直流电路在基频谐波下的导纳为0.0003+j0.01 mhos,在此导纳下,由式(7)可以算得Ycov 2(10)等于-0.0021+j0.00398 mhos,仿真波形如图5所示。系统在无故障情况下到20 s后电压电流波形逐渐畸变,其原因由于系统依然满足混合谐振条件,但由于直流系统阻尼增加使系统总阻尼较算例DC1有所增大,系统需要经过更长的时间才能使电压电流波形畸变。
算例DC3:交流系统在100.2 Hz处发生并联谐振,而直流系统在56.3 Hz处发生串联谐振。交流系统在二次谐波下的导纳为0.002-j0.001 mhos,在此导纳下,由式(6)可以算得Zcov 50等于109.87+j253.4 ohms。直流侧基频下的导纳为0.0028+j0.0091 mhos,在此导纳下,由式(7)可以算得Ycov 2(10)等于-0.00073+j0.00464 mhos。由于Zcov 50(10)Zdc50或Ycov 2(10)(10)Yac2(10)均不符合混合谐振的条件且其阻尼皆为正,其结论可由仿真结果图6证实。仿真时在1 s处加入非永久性单相接地故障以激发变压器铁芯饱和使系统中存在大量的谐波。
从发生不稳定现象的算例设置(DC1,DC2)可看出,混合谐振型谐波不稳定和交流系统在二次谐波下呈现的高阻抗(Yac2(10)(28)0.001-j0.004 mhos)与同时发生的直流系统在基频下呈现的低阻抗(Zdc50(28)-j100)可联系在一起,且根据算例DC1、DC2、DC3不同交直流阻抗角与相应计算得到的系统阻尼证实了当交直流系统的阻抗角越大,对系统阻尼越小的结论[1]。抑制混合谐振型不稳定的措施可通过破坏交直流侧系统的谐振条件,如整流桥输出端与整流变压器副方中性点间引入谐波滤波器[16]、在直流侧加装工频电流阻隔装置等实现。
4 结论
(1)本文表明混合谐振型谐波不稳定可由AC-DC转换过程中的相互作用引起。可采用仿真方法求出换流器两侧谐波的关系矩阵,且易于实现。
(2)仿真证明了本文提出的混合谐振型谐波不稳定判断依据的有效性。该判据可用于由系统混合谐振引起的谐波不稳定分析,在HVDC的设计阶段只要避免低次谐波总阻抗满足混合谐振的条件,就能有效地避免此类不稳定现象的发生。
摘要：高压直流输电中交流侧二次谐波分量和直流侧基频分量通过换流器相互调制形成混合谐振,从而使换流变压器铁芯饱和并最终导致混合谐振型谐波不稳定。研究了混合谐振型不稳定产生的机理,并采用仿真方法求取换流器两侧谐波关系的矩阵参数,然后推导了混合谐振型不稳定判据。最后采用PSCAD/EMTDC自建电磁暂态仿真模型,对自发式混合谐振型不稳定进行了仿真研究,验证了混合谐振型不稳定判据的有效性。
高压直流输电谐波 篇4
在理想化的条件下对于脉动的换流器, 电网侧的线电流中只含有12k±1 (k=1, 2, 3…) 次的谐波分量, 而5、7、17等次谐波仅在换流变的阀侧绕组中环流, 在网侧绕组中相互抵消。[1]12k±1次的谐波分量称为12脉动换流器交流侧的特征谐波;而在12脉动换流器的直流侧电压中, 只含有12k (k为自然数) 次的谐波电压, 称为12脉动换流器的直流侧的特征谐波。
在实际系统中, 平波电抗器的电感值不可能为无穷大, 因此直流电流有一定的纹波。在交流系统发生故障的情况下, 交流电压不再是三相对称、平衡的正压。触发角α由于控制系统的作用也不再是恒定值, 而控制系统的作用也将同时改变直流电压和直流电流。交流系统中一些负荷或元件参数的不完全对称、换流变压器三相的换相电感可能不完全相同、换流阀的触发脉冲间隔不完全相等、换流器直流侧连接的平波电抗器的电感值为有限值等原因, 换流器的交流侧和直流侧不仅存在着特征谐波, 还会产生其它次数的谐波分量, 这些谐波分量称为非特征谐波。[2]
换流装置产生非特征谐波最重要的原因是由于各阀的触发角或触发的时间间隔不相等, 而这又多为交流系统三相不平衡等原因所致。因此, 交流电势的畸变对非特征谐波影响是较为关键的。
触发角α的大小与非特征谐波电流的关系, 在直流输电线路实际运行中, 当输送的直流功率小、直流电流小时, 则需要换流桥阀的开度小, 触发角α大此时桥阀触发角的不对称对谐波影响较大, 谐波含量较高。奇次非特征谐波电流随α减小, 直流输送功率增大而减小。但是, 由于交流侧谐波的影响, 使得偶次非特征谐波呈相反趋势, 即α越小, 偶次非特征谐波电流越大。[3]这是因为随着输送功率的增大, 交流电势的畸变的影响越大, 如前所述, 交流侧的主导谐波一一低次的奇次谐波反映到直流侧均为偶数次非特征谐波, 这样, 触发角α越小, 直流输送功率越大, 偶数次非特征谐波就越大。
a.降压运行会产生较大的谐波分量, 电压下降越多, 谐波总畸变率也越大;
b.单极降压70%运行时, 谐波总畸变率都会超出性能要求;
c.双极运行时, 无论是单极降压还是双极同时降压70%运行, 谐波总畸变率都会超标;
d.双极同时降压80%运行时谐波总畸变率已超标, 而双极降压水平不一致时畸变率会更大, 故不提倡双极同时降压运行。
1 换相失败后谐波的变化
换相失败故障发生和恢复的暂态期间内非周期分量急剧增加, 但特征谐波幅值不大;低次非特征谐波分量谐波幅值均不小, 其中以2, 3次谐波最严重, 对保护算法准确性有一定影响。因为非周期分量和非特征谐波分量果含量较大且超高压电网的衰减时间常数较大, 在某些故障情况下非周期分量衰减缓慢, 易造成电流互感器出现饱和, 影响保护设备的正确动作。
常用保护算法中半周积分法计算量小, 有一定滤波能力, 但对非周期分量无抑止作用。傅里叶算法能滤除一切整数次谐波, 但短路电流中如含有按指数衰减的非周期分量, 则计算误差较大。[4]解微分方程算法可消除衰减非周期分量的影响, 但受高次谐波的影响大, 同时算法稳定性不够理想。傅氏算法的数据窗长度为一个周期, 只有在短路20m s后数据窗才全部是短路后的数据。如要提高响应速度, 可采用缩短数据窗的半周傅里叶算法。目前, 为提高其对非周期分量的抑止能力及精确度, 一般要补偿非周期分量或用差分算法抑止, 但需增加采样数据, 计算量有所增加, 动作速度略有降低。为保证交流系统保护的正确动作, 需根据故障所引起的谐波分量和非周期分量特点改进保护算法。对于一些保护除采用常规的滤波算法和固定门槛外, 可采取浮动门槛技术, 根据所需时问窗的长短自适应调整保护灵敏度, 从而躲开换相失败对保护的影响。
可以说在直流系统附近发生的所有交流故障几乎都会对谐波的构成有影响, 但我们知道, 电力系统中有80%以上的故障为单相接地故障, 线路重合闸的成功率很高。从直流输电的总体要求出发, 在单相接地及线路重合闸的过程中, 通常不应闭锁换流阀, 要求换流站继续运行, 因此就分别针对在整流站、逆变站的交流侧发生单相接地故障并可能引起的换相失败来研究。
在逆变站交流侧发生单相故障将会引起交流电压的下降, 以及直流电流的增大。交流电压下降和直流电流增大又会引起换相角的增大, 根据换相角的计算公式
式中α为触发角, Xr为换相电抗。
当逆变站交流侧发生故障时, 直流电流增大, 同时交流电压减少, 这就导致了换相角变得很大。换相角发生变化会导致直流电压、电流以及交流电流的波形发生相应的变化。
基于CIGRE[5]的基本模型进行高压直流输电换相失败仿真研究。其中二、三、九次谐波分量图如图1-图3所示:
当逆变站交流侧故障相电压降至接近于0时, 会导致逆变器换相失败。逆变站交流侧电流2, 3, 9次非特征谐波幅值较大, 可以说是比较严重的, 如果不采取相应的措施, 将会对系统造成较大的影响。在故障发生的瞬间, 直流电流有一个忽然跃升的过程, 然后控制系统马上动作, 将触发角大幅增加。从图中可以看出, 这促使直流电流马上下降, 降至比正常运行值还低, 然后再缓慢恢复正常, 同时交流电压也有一定的波动 (应该指出, 这一过程会因控制系统的不同而不同) 。
2 谐波影响以及降低影响的技术措施
2.1 谐波对保护算法的影响
变压器的差动保护通常都采用突变量作为起动判据。对于差动电流速断和比率差动保护, 由于微机保护在VFC插件中都采用了滤波电路, 在软件计算中采用了全周傅氏算法, 具有较好的滤波特性。由于采用分相差动, 穿越性的谐波分量对保护的影响不大。通过对CST141B型差动保护实际加入含有50%的3次谐波的内部、外部故障电流进行试验, 未发现误动和拒动。
在系统中谐波含量较大时, 采用相电流突变量或工频变化量作为起动元件的线路保护存在与变压器保护类似的问题, 会使保护和收发信机不正常起动。LFPO900系列保护中采用的工频变化量阻抗继电器 (ΔZ) 动作速度很快, 易受谐波分量的影响。在谐波含量较大的情况下, 应在整定时给予适当的考虑。对于CSL101A/102A型保护, 如果突变量起动元件不断起动, 使程序长时间处于振荡闭锁模块之中, 此时如发生区内故障, 将影响保护的快速性。因此, 对于直配线路, 建议距离Ⅰ、Ⅱ段不经振荡闭锁。3次及其倍数次的谐波三相相位一致, 与系统零序分量相序相同。3k-1次 (k为正整数) 谐波相序反转, 与系统负序分量相似, 可能对各类采用零序、负序分量组成启动元件的保护产生一定的影响。对于实测谐波含量较大的线路, 建议适当提高高频零序、负序保护的门槛值, 或利用阻抗元件把关。距离保护中的测距元件是按照线路或变压器的基波阻抗整定的。在故障情况下, 当有谐波电流存在时 (特别是三次谐波) 所测得的阻抗值相对于基波阻抗值有误差。因此动作区的边缘可能出现一定的误差。
以电压或电流量的变化而动作的装置, 在基波分量未达到整定动作值时, 会与较大的谐波分量叠加, 其合成的综合值超过整定值时会使装置误动。[6]这些装置中, 电磁型或感应型的装置对谐波作用较不敏感 (铁芯磁阻的影响) , 而整流型和晶体管型的装置对谐波的作用非常敏感, 即使对短时谐波的作用也很敏感。整流型继电保护装置对谐波电流的敏感性随谐波频率的升高而增加。此时, 可以采用在整流回路中装入适当并联电容器滤去谐波, 降低谐波的影响。
接于差动回路、零序回路或负序回路的继电器或自动装置, 对谐波的作用很敏感, 因它所接受的动作电流或电压仅为相电流或电压的一个很小的百分数, 即整定的动作值都很小, 而它的动作电压和动作电流中的谐波含有率却能达到很高值, 故降低了装置的灵敏性, 同时还存在如下几个问题:
a.本身即为非线性负荷的变压器所产生的谐波电流构成高压侧和低压侧的差电流。变压器合闸产生的励磁涌流和谐波电流含量能达到很大数值, 且在变压器中性点接地时, 还会产生很大的零序谐波电流。
b.利用负序滤序器装于负序电路中, 其元件参数是按照工频量来选择的, 对谐波根本无滤序作用。负序滤序器中的电抗互感器型比阻容型对谐波影响更敏感, 因为前者输出电压中的谐波含有率大于输入端的谐波分量与基波负序分量的比例, 而后者则不然。负序滤序器的输出, 一般经整流回路再加到执行元件上, 故输出谐波量在正半周有助增作用, 在负半周时却减少。如果谐波源是不平衡负荷, 例如电气化铁道, 它同时产生较大谐波分量和基波负序分量, 如利用负序量启动装置所受到的干扰就更强了。
c.反应“增量”的装置, 由于执行元件前接入一个微分电路, 它只反应突变量而不反应稳态量, 能有效地减小稳态谐波量的影响, 但仍会受到暂态和动态谐波 (如变压器涌流) 的干扰。
d.整流型方向阻抗继电器的阻抗特性, 理想状态下其动作特性曲线是一个圆, 但输入电流中谐波含量较大时, 其动作曲线将出现凹凸, 从而导致动作阻抗值和最大灵敏角发生变化。
e.晶体管方向阻抗继电器中采用了“绝对值比较式”的方向元件和具有“记忆”初始电压的元件, 谐波含量及谐波频率仍能影响其动作特性, 谐波频率愈高或谐波含量愈大, 特性曲线在X轴方向缩短愈多。
2.2 降低谐波对继电保护及自动装置影响的措施
2.2.1 技术防范措施
a.变压器差动保护中的差动继电器, 利用速饱和变流器以及二次谐波制动;
b.相差高频保护采用把半波比相改为正、负半波均比相和“与”门出口, 即全波比相或采用加装谐波闭锁环节;
c.在某些用于超高压电网的高级保护中采用对输入信号能有效滤波的技术;
d.通过“过零点检测”来判断或控制的装置改用其他方式来判断或控制;
e.110 kV线路保护的负序振荡闭锁元件加装不致过长延迟动作时间的小滤波器, 可以大幅度减少 (但不能完全免除) 谐波引起的误启动;
f.采用“增量”型启动元件可以避免稳态谐波和负序的影响, 但不能避免动态谐波和负序的影响, 并在稳态负序作用下, 会降低故障响应灵敏度;
线路纵差保护用两侧电流差值判别故障, 不受功率倒向的影响, 但受谐波分量和非周期分量的影响较大, 可通过比率制动来消除。高频距离保护用方向阻抗元件判别故障方向, 根据需要可用解微分方程的算法消除非周期分量的影响, 并可与突变量方向元件相结合来提高判断故障方向的正确性, 从而避免功率倒向时非故障线路的保护误动。高频零序方向保护是经大电阻接地的补充保护, 仅在突变量选相元件选出单相接地故障而接地阻抗方向元件不动作时才投入, 一般不会误动。
2.2.2 谐波不稳定的控制措施
谐波不稳定源于非特征谐波的放大, 而非特征谐波一般是由于地磁效应等因素导致变压器直流偏磁而产生的, 目前的抑制措施包括合理设计直流接地极、优化配置变压器中性点接地电阻等。[7]根据实际系统需要, 还可以考虑安装低次非特征谐波滤波器、APF等先进装置。
(1) 降低谐波源的谐波含量。
即在谐波源上采取措施, 最大限度地避免谐波的产生。这种方法比较积极, 能够提高电网质量, 可节省因消除谐波影响而支出的费用。具体方法有: (1) 增加整流器的脉动数。整流器是电网中的主要谐波源, 增加整流脉动数, 可平滑波形, 减少谐波。 (2) 三相整流变压器采用Y/Δ或Δ/Y的接线, 可消除3的倍数次的高次谐波, 这是抑制高次谐波的最基本的方法。
(2) 在谐波源处吸收谐波电流。这是对已有的谐波进行有效抑制的方法, 是目前电力系统使用最广泛的抑制谐波方法。主要方法有以下几种: (1) 将无源滤波器安装在电力电子设备的交流侧, 由L、C、R元件构成谐振回路, 当LC回路的谐振频率和某一高次谐波电流频率相同时, 即可阻止该次谐波流入电网。无源滤波是目前采用的抑制谐波及无功补偿的主要手段。但无源滤波器存在着许多缺点, 如滤波易受系统参数的影响;对某些次谐波有放大的可能;耗费多、体积大等。 (2) 有源滤波器 (APF) 。即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流, 使电源的总谐波电流为零, 达到实时补偿谐波电流的目的。与无源滤波器相比, APF具有高度可控性和快速响应性, 具有自适应功能, 可自动跟踪补偿变化着的谐波。 (3) 防止并联电容器组对谐波的放大。在电网中并联电容器组起改善功率因数和调节电压的作用。当谐波存在时, 在一定的参数下电容器组会对谐波起放大作用, 危及电容器本身和附近电气设备的安全。可采取串联电抗器, 或将电容器组的某些支路改为滤波器, 还可以采取限定电容器组的投入容量, 避免电容器对谐波的放大。 (4) 加装静止无功补偿装置。
3 结束语
通过仿真发现当逆变站交流侧发生换相失败的时候。逆变站交流侧电流2, 3, 9次非特征谐波幅值较大, 同时也对降低谐波影响提出了基于技术性的防范措施以及由于非特征谐波所引起的谐波不稳定方面也提出了一系列的控制措施, 采用非特征滤波器, APF等, 可以为今后同类型的直流输电工程的设计、调试和运行提供有用的参考和技术积累。
摘要：本文利用pscad分析了高压直流输电过程中发生换相失败后非特征谐波的变化以及谐波对保护算法影响, 并提出了相关的解决措施来避免谐波的影响并探讨了不稳定谐波的控制措施, 为今后直流输电工程的设计、调试和运行提供有用的参考和技术积累。
关键词：高压直流输电 (HVDC) ,换相失败,谐波
参考文献
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高压直流输电谐波 篇5
高压直流输电系统HVDC(High Voltage Direc Current transmission system）广泛应用于远距离大容量输电、区域电力联网和新能源并网等领域[1]。由于晶闸管换流器的非线性特性，HVDC在运行过程中会产生大量谐波及无功[2]。为解决这些电能质量问题，传统的治理方案为在换流变压器的网侧母线上装设无源滤波器，但该方法并不完善。首先，谐波和无功全部流经换流变压器的一次和二次绕组，换流变压器的铁芯和结构件中通过较强的谐波磁通，使得变压器绝缘难度加大，损耗和发热增加，振动和噪声变大，从而影响系统的运行效率及稳定性[3,4]；其次为避免与系统阻抗发生并联谐振，无源滤波器常常进行偏调谐设计，从而影响滤波器的滤波效果[5]。
文献[6,7,8]提出了一种基于感应滤波技术的高压直流输电系统HVDC-IF(HVDC based on Inductiv Filtering),HVDC-IF的换流变压器阀侧绕组采用延边三角形接线方式，且在公共绕组的抽头处接入全调谐感应滤波器。HVDC-IF不但能更加有效地抑制谐波电流流入网侧绕组，改善电网的电能质量，而且能减小谐波和无功功率给换流变压器带来的不良影响。
一些文献对HVDC-IF做了相关研究，验证了其所具有的优势。文献[9]的研究结果表明投入感应滤波器后，能有效地减少换流变压器的谐波损耗及其铁芯谐波磁通。文献[10]的研究结果表明新型换流变压器能够有效地抑制绕组的电磁振动。文献[1113]的研究结果表明HVDC-IF能够改善换相特性防止换相失败。文献[14,15,16]的研究结果表明HVDC IF有助于提高故障恢复特性及其稳定性。HVDC-IF虽然有众多的优点，但仍然存在的一些不足之处，严重制约着其工程化应用。目前，HVDC主要以12脉波系统为基本单元，其需要2台换流变压器。针对12脉波系统，传统HVDC只需在网侧母线上装设套滤波器组，且滤波器组中不需要含有5、7次滤波器；而HVDC-IF的每个换流变压器都要配置1套滤波器组（共2套滤波器组），且为消除网侧绕组和铁芯的5、7次谐波，每套滤波器组必须配置5、7次滤波器[6,7,8]。由此可见，相比传统HVDC,HVDC-IF的滤波器及其相应的开关等设备的投入将大幅增加。
本文提出了一种改进型感应滤波高压直流输电系统IHVDC-IF(Improved HVDC-IF）。和传统HVDC相同，IHVDC-IF也只需要1套滤波器组且不含有5、7次滤波器。IHVDC-IF不但保持了HVDC-IF所具有的优良特性，同时大幅减少了滤波器等设备的投入有助于实现感应滤波技术在直流输电系统中的应用。本文首先给出了IHVDC-IF的接线方案；其次对这种新型接线方案的谐波传递特性进行了分析，验证了IHVDC-IF能够有效地将谐波屏蔽于阀侧绕组，减少网侧绕组的谐波电流；最后通过IHVDC-IF试验平台验证了理论分析的正确性。
1 接线方案
HVDC-IF的拓扑结构如图1所示。IHVDC-IF的拓扑结构和具体接线方案分别如图2和图3所示IHVDC-IF和HVDC-IF的相同之处有以下几点：换流变压器的阀侧绕组都采用延边三角形移相；换流变压器的绕组都是按照延边绕组靠近铁芯、网侧绕组离铁芯最远、公共绕组在中间进行布置，且通过调整绕组的结构和布局实现公共绕组的等值阻抗为零；为实现12脉波系统，2个换流变压器阀侧绕组线电压必须有30°的移相，则延边绕组和公共绕组的匝数比应为1∶姨3。相比图1中的HVDC-IF，图2中的IHVDC-IF的改进有如下几点：IHVDC-IF换流变压器阀侧绕组的具体移相方法不同，其2个换流变压器公共绕组的电压矢量对应相等，即Ua1c1=Ub2a2、Ub1a1=Uc2b2、Uc1b1=Ua2c2，所以2个换流变压器的公共绕组可进行对应并联连接；2个换流变压器的公共绕组并联后接1套全调谐感应滤波器组，且滤波器组中不含5、7次滤波器，仅为11、13次双调谐滤波器。
根据图3中IHVDC-IF的具体接线方案可以得到2个换流变压器阀侧绕组线电压的矢量图，如图4所示。由图中可以看出阀侧绕组的线电压相位也同样彼此相差30°，它们共同组成了12脉波换流器所需的换相线电压，可见本文移相方案的正确性。
2 谐波传递特性
由图2和图3可以得到IHVDC-IF的等效电路模型，如图5所示。其中三相晶闸管整流桥用谐波电流源进行等效代替，h为谐波次数，则h=6k±1(k=1,2，…）。
由多绕组变压器理论[17]，可以得到如下等式：
其中，N1、N2、N3分别为网侧绕组、延边绕组和公共绕组的匝数；Zh12为网侧绕组和延边绕组之间的短路阻抗；Zh13为网侧绕组和公共绕组之间的短路阻抗；Zh23为延边绕组和公共绕组之间的短路阻抗；Zh3为公共绕组的等值阻抗，其值设计为零。
忽略励磁电流，可以得到换流变压器的磁势平衡方程：
由基尔霍夫电压定律可以得到如下等式：
其中，Zfh为滤波器的阻抗。
由基尔霍夫电流定律可以得到如下等式：
联合式（1)—(5）可以得到换流变压器的网侧绕组及滤波器的电流表达式，分别如下：
(1）当不投入感应滤波器时，此时相当于滤波器的阻抗为无穷大，即：
此时，网侧绕组的电流表达式可以表示为：
又由图4中的阀侧绕组电压矢量图可以得知阀侧绕组线电流具有如下关系：
联合式（8)—(10），且，可以得到，当h=12 k-5,12 k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：
即不投入滤波器时，IHVDC-IF换流变压器网侧绕组也不含有12k-5和12k-7次谐波，这是HVDC IF所不具备的优势。
(2）当投入感应滤波器时，由于滤波器为11、13次双调谐滤波器，所以Zfh=0(h=11,13），结合式（6）、（7）、（10），可以得出当h=11,13或者12k-5,12k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：
当h=12k-5,12k-7(k=1,2，…）时下面等式成立：
即投入滤波器后，IHVDC-IF网侧绕组不但没有12k-5和12k-7次谐波，含量较大的11、13次谐波也被滤除。同时，滤波器中也不含有12k-5和12k-7次谐波。
综上分析可见，IHVDC-IF虽然只配备了1套11、13次双调谐感应滤波器，但是同样实现了HVDC-IF（配备了2套滤波器组，且每套滤波器组由1个5、7次双调谐滤波器和1个11、13次双调谐滤波器并联组成）所具备的功能，即消除换流变压器的网侧绕组的谐波电流，减小谐波对换流变压器的不良影响。不投入和投入滤波器时IHVDC-IF的谐波传递路径示意图如图6所示。
3 单极运行及线路故障运行特性
由第1节中的接线方案可以看出，本文所提出的IHVDC-IF只是对HVDC-IF的谐波治理的不足之处进行了有效的改进，IHVDC-IF和HVDC-IF的区别主要在于谐波的传递路径的不同，由于都是采用了感应滤波技术，其他工况下的有关运行特性，如无功补偿、换相失败、线路故障特性、单极运行等两者并没有本质上的区别，所以文献[11,12,13,14,15,16]中有关HVDC-IF的相关运行特性的结论同样适用本文所提出的IHVDC-IF系统。文献[11,12,13,14,15,16]已经对HVDC-IF的各种工况下的运行特性进行了分析，由文献的研究结果可以看出实施感应滤波技术后，当线路故障和单极运行时，不但不会对直流系统造成明显的不良影响，还由于感应滤波技术本身无功功率的就进补偿作用，会在一定程度上改善直流系统的换相特性及故障恢复特性等。
需要说明的是，与传统直流输电和HVDC-IF相比，IHVDC-IF的2个换流变压器的公共绕组并联工作，其谐波流通路径不同，当单极运行时也是如此此时IHVDC-IF中的2个换流变压器的网侧绕组都会有谐波电流流过，谐波传递示意图如图7(a）所示这和HVDC-IF的谐波流通路径不同。可采用断开停运极换流变压器的并联开关，这时停运极换流变压器不会有电流流过，谐波传递示意图如图7(b）所示这时和HVDC-IF的谐波流通路径一致。
4 仿真及试验验证
建立了背靠背的12脉波IHVDC-IF试验平台IHVDC-IF系统直流侧额定电压为1 000 V，直流额定功率为100 kW，换流变压器由3台单相三绕组变压器构成，单台变压器的额定容量为17.9 kV·A，额定电压为220 V/196.7 V/113.6 V，公共绕组的等值阻抗为0.005%，基本为零阻抗设计。基于IHVDC-IF试验平台对换流变压器的网侧绕组电流进行了测试。另外根据文献[9]中换流器的谐波模型及其本文第节中的相关公式，可以得到换流变压器网侧绕组电流的理论计算波形图。换流变压器网侧绕组电流的计算及测试波形如图8所示。由图8可以看出理论计算波形与测试波形基本一致，验证了文中谐波传递特性分析的正确性。
换流变压器网侧绕组具体谐波电流含量如表1所示。由表1可以看出，IHVDC-IF在不投入感应滤波器时，网侧绕组也不含有5、7次谐波，这是HVDC-IF所不具有的特性；投入11、13次双调谐感应滤波器后，网侧绕组5、7、11、13次等主要谐波被滤除。滤波器的谐波电流数据如表2所示，可见滤波器中基本不含有5、7次谐波。试验结果和上文中理论分析相符合，说明本文所提出的IHVDC-IF的可行性。
5 结论
本文提出了一种IHVDC-IF，其采用新型的接线方案，2个公共绕组并联后接一套11、13次双调谐感应滤波器。推理了IHVDC-IF的谐波传统特性，分析结果表明即使不投入感应滤波器，网侧绕组也不含有12k-5、12k-7次谐波，投入感应滤波器后，11、1次谐波也被滤除。试验验证了文中的理论分析。相比传统的HVDC-IF,IHVDC-IF投入的滤波器、开关等设备较少，但是同样能够实现改善电能质量、减少谐波对换流变压器的不良影响等效果。
摘要：提出了一种具有特殊接线方案的改进型感应滤波高压直流输电系统,其2个换流变压器的公共绕组并联后接1套全调谐感应滤波器组,且滤波器组中不含有5、7次滤波器,仅为11、13次双调谐滤波器,大幅减少了滤波器和开关等设备的投入。分析了改进型感应滤波高压直流输电系统的谐波传递特性,分析结果表明此系统同样能够有效地将谐波电流屏蔽于换流变压器的阀侧绕组,减小网侧绕组的谐波电流。最后对一背靠背的12脉波改进型感应滤波直流输电系统试验平台进行试验测试,测试结果验证了理论分析的正确性,说明了改进型感应滤波直流输电系统的可行性。
直流输电谐波不稳定抑制新方法 篇6
随着高压直流输电(HVDC)的发展,相关的谐波问题日益突出。在理想条件下,当从交流侧和直流侧看入时,换流器分别被视为电流源和电压源。然而,实际的高压直流运行条件并非理想,在某些特定条件下,还有可能引发谐波放大甚至谐波不稳定[1]。
直流输电引起的谐波不稳定是指在换流站附近有扰动时,谐波振荡不易衰减甚至放大现象,主要表现为换流站交流母线电压严重畸变,从而导致直流输电系统运行困难甚至系统关闭[2,3]。
目前,关于谐波不稳定的抑制方法主要有:非特征谐波滤波器、附加谐波阻尼电路、在原有控制系统基础上进行协调和修改[4,5,6,7]。综合上述现有谐波不稳定抑制措施,这里提出了一种新型换流变压器及其滤波系统[8],这种方案可以很好地抑制直流输电的谐波不稳定,避免出现谐波振荡放大,提高交流系统稳定性。首先,概述了谐波不稳定现象产生的机理,阐述了新方案的工作原理,通过对拟建立的直流输电研究开发平台进行计算机仿真,验证新型换流变压器及其滤波系统对谐波不稳定的抑制效果。
1 谐波不稳定的产生机理
导致HVDC谐波不稳定发生的原因主要有2种:一种是按相控方式[9];另一种则是因为交流系统为非无穷大系统、直流系统的平波电抗器非无穷大[10]。
HVDC按相控制又称分相控制或等触发角控制。其特点是每一换流阀都有各自独立的触发相位控制电路,直接以加在每个阀上的参考电压为参考,即以它的瞬时值变正的过零点为相位基准,以决定该阀触发时刻的相位,保持各阀的触发相位相等。在交流系统三相电压对称时,按相控控制的各阀相继触发脉冲时间的相位差在稳定运行时是相等的。实际上,加在换流器上的三相电压难免有一定程度的不对称,此时各阀的触发角彼此相等,而各阀相继触发脉冲间的相位间隔也就彼此不等。触发脉冲相位间隔不相等,将在换流器的交流侧和直流侧产生非特征谐波电流和电压。未被滤除的低次非特征谐波电流流入交流系统,将进一步导致交流电压发生畸变和过零点相位的相对移动,从而造成触发脉冲间隔更加不相等,产生更大的非特征谐波,由此形成恶性循环。特别在交流系统谐波阻抗较大时,有可能产生增幅的谐波振荡,甚至造成HVDC系统工作的不稳定。此外,触发脉冲间隔不等,还会使换流变压器产生直流偏磁,产生大量非特征谐波,进一步使换流母线电压畸变。
因此,可用一种基于锁相倍频电路的等间隔触发脉冲控制方式作为解决的方法,目前,等间隔触发脉冲控制方式已经完全取代了按相触发控制方式。
由交流系统为非无穷大系统、直流系统的平波电抗器非无穷大产生的谐波不稳定无论从表现形式还是形成机理上都比较复杂。这一形式的谐波不稳定大致又可分为2种,一种由换流变压器的铁心饱和引起,另一种由交、直流系统间的谐振引起。这种分类只是相对而言,实际上HVDC系统一旦发生谐波不稳定,2种原因常常同时出现。
当换流变压器发生铁心饱和时,会向交流系统注入大量的谐波,如果交流系统存在某些频率分量的谐振点,则会引起换流母线谐波电压的异常增大,同时如果这些谐波经换流器作用后被进一步放大,则有可能形成正反馈,最终导致HVDC的闭锁。
简单而言,换流器交、直流两侧的频次转换关系为从交流侧变换到直流侧正序电压频次减1,负序电压频次加1,而直流侧电流变换到交流侧后成为2种频率分量,频次加1的正序分量和频次减1的负序分量。这种频率转换关系决定了如果交流侧和直流侧的谐振频率相差一个频次时则容易发生谐波不稳定,如图1、2所示(图中,Z为阻抗,f0为基频)。例如,如果交流母线电压存在100 Hz正序谐波,则在直流系统中会产生50 Hz谐波,此50 Hz谐波会在交流母线上再产生100 Hz正序谐波,当交直流系统中存在100 Hz和50 Hz谐振点,且控制系统参数满足某些条件时这一过程形成正反馈,最终发生谐波不稳定。
2 新型换流变压器及其滤波系统工作原理
现以图3所示新型换流变压器及其滤波系统为例阐述其绕组接线方案及其工作原理[8]。
新型换流变压器要满足12脉波换流要求时,I桥和Ⅱ桥相电压分别左移15°、右移15°。设变压器网侧、阀侧线电压比为1,原边匝数为1 p.u.,参考电压相量如图4所示,根据正弦定理,可计算求得:
式中W1、W2、W3分别为网侧绕组、公共绕组和延边绕组匝数;kc、ke分别为延边绕组、公共绕组与网侧绕组之间的匝比。
新型换流变压器在设计制造时,要求确保公共绕组短路漏电感接近为零。这样,在忽略绕组电阻时,使得公共绕组短路阻抗接近零。
在选择新系统滤波器L、C参数时,取其支路的谐振点。理论和实验表明,这种参数选择不会引起谐振过电压[11]。
新型换流变压器单相等值电路见图5,U3为与换流阀组相接的变压器延边绕组电压,U1为网侧绕组电压,绕组1为延边绕组,其等值阻抗为r1+j x1;绕组2为公共绕组,其等值阻抗为r2+jx2;绕组3为原边绕组,其等值阻抗为r3+jx3。
由换流阀组产生的谐波电流通过延边绕组3,再经过绕组1、2分流,流过绕组1、2的谐波电流与其等值电抗的大小成反比,当绕组2的等值电抗远小于绕组1的等值电抗时,大部分谐波电流通过绕组2。此时,在绕组处接入滤波器时,谐波电流通过滤波支路对地短路,从而达到谐波抑制目的。且要滤除的谐波电流不流过网侧绕组,只流过阀侧绕组。
另外,对某次谐波而言,由于滤波支路谐振点的选择及公共绕组零阻抗的设计,使得短路回路谐波阻抗电压接近为零,因此,该短路回路中与谐波阻抗电压相平衡的谐波电势也接近为零,即所需的铁心谐波磁通接近为零,从而达到抑制铁心中谐波磁通的目的。
3 新方案谐波不稳定抑制效果分析
3.1 仿真模型
结合拟建立的直流输电研究开发平台的设计参数,建立基于新型换流变压器的交直流输电系统模型如图6所示。
直流侧的额定电压Ud=1 000 V,额定功率Pd=100 k W,采用12脉波换流器,系统单极接线,触发角α=15°,换相角μ=20°。
整流侧采用新型换流变压器及其滤波系统,由6台单相三绕组变压器按延边三角形接线组成。滤波器分为2组,一组为DT11/13双调谐滤波器和ST2单调谐滤波器并联接于阀侧三角形绕组抽头处;另一组为接于网侧的二阶高通滤波器HP2。三相滤波器为Y型接法。
逆变侧为传统直流输电系统,其2组双调谐滤波器DT11/23和DT13/25接于网侧,三相滤波器为Y型接法。
用于纯无功补偿的电容器分别接于内部电网两侧。
3.2 仿真结果分析
在此依据GIGRE first benchmark模型标准[12,13],对开发平台整流与逆变侧滤波器进行无功分配,并通过该方案,对滤波器参数进行设计[14],通过计算机仿真,得到实验平台的整流侧与逆变侧网侧的电流波形如图7所示,其2、3、11、13次谐波含量λ2、λ3、λ11、λ13如表1所示。
%
对比分析可知,由于传统换流变压器副边绕组采用Y-△接线,对于△接法的阀侧绕组为3倍数次谐波电流提供通路,而Y接法绕组则无法阻止3倍数次谐波电流窜入网侧;新型换流变压器及其滤波系统的阀侧绕组均采用延边三角形接线方案,结构非常对称,上下阀侧绕组中的公共三角形绕组均可为3倍数次谐波电流提供通路,其含量较传统方案低得多,同时由于阀侧绕组所并接的滤波装置的谐波屏蔽作用,注入网侧的2次非特征谐波和11、13次特征谐波含量趋近于零,因此在新型换流变压器及其滤波系统作用下,可以完全忽略谐波不稳定的出现,同时滤波装置的电容器在基波条件下为换流器就近提供无功功率补偿,从而改善系统动态稳定性[15]。
4 结语
谐波不稳定是HVDC特有的一种稳定问题,文中对谐波不稳定的机理和当前控制措施进行了综述,并简要阐述了新型换流变压器及其滤波系统的工作原理。
高压直流输电谐波 篇7
随着直流输电工程的快速建设,多馈入直流输电系统逐渐增多［1］。 目前华东电网已有葛南直流、龙政直流、宜华直流、林枫直流、向上特高压直流5 条直流输电工程馈入,广东电网已有江城直流、天广直流、贵广Ⅰ回、贵广Ⅱ回、云广特高压直流5 条直流输电工程馈入。 多馈入直流输电系统作为一个典型的系统,各条直流由于电气距离较近,其谐波交互影响现象突出［2］,且各条直流线路输送的电力容量巨大,其安全可靠的运行将对电网具有重大影响［3-6］,多馈入直流输电系统中谐波交互影响特性及机理值得深入研究。
文献[7]对多个换流站的不同类型滤波器进行组合投切仿真时,发现不同逆变站之间由于电气距离较近所产生的谐波交互影响可能造成投切效果和预期不同、甚至相反。 文献[8]详细描述了换流器引起谐波不稳定机理,指出谐波不仅在同一换流器的交直流侧交互影响,还通过交流线路在不同换流站之间传递,增加了谐波不稳定风险。 文献[7-9]均描述了谐波交互影响的现象,但没有深入探究谐波交互影响的规律。
本文首先介绍了多馈入直流输电系统中交流侧谐波传递现象,并利用谐波阻抗分析方法,揭示了其产生机理。 利用EMTDC电磁暂态仿真软件,建立华东电网多馈入直流输电系统简化模型,通过对各换流站交流滤波器组合投切、交流侧故障的仿真和录波数据分析,验证了各换流站之间存在谐波吸收、放大现象,并对各换流站交流侧谐波自阻抗和谐波相角进行了扫描分析,验证了谐波吸收、谐波放大的产生机理。
1 谐波交互影响介绍
多馈入直流输电系统中交流侧谐波交互影响的现象可分为谐波吸收、谐波放大、谐波失稳3 种,下面给出了这3 种现象的定义及产生原因,并介绍了谐波阻抗分析方法。
一个换流站交流侧谐波因交流滤波器投切或故障等原因,谐波传递到相邻的换流站,或吸收了相邻换流站传递过来的谐波,导致相邻换流站相应次数谐波幅值增大或减小,称为谐波传递现象。 换流站交流侧和直流侧之间也存在谐波传递现象,从一侧传递到另一侧时,谐波次数会发生变化［10-11］。 谐波电压、谐波电流与基波电压、基波电流一样,满足基尔霍夫定律、欧姆定律,需要构成回路［12-13］,当谐波未被滤波器及时吸收时,就会沿交流网络传递到其他换流站［14］。谐波传递可分为谐波吸收、谐波放大或谐波失稳2 种现象。
1.1 谐波吸收
一换流站交流滤波器的投入引起了相邻换流站谐波含量的减少,称为谐波吸收现象。 交流滤波器的投入首先吸收了本站交流侧的谐波和邻站传递过来的谐波,本站谐波水平降低后,邻站的谐波会进一步传递过来,滤波器再次吸收谐波后,邻站的谐波含量会明显降低。
1.2 谐波失稳或谐波放大
滤波器投切、直流侧或交流侧故障、运行方式变换等诱发谐波振荡放大以致系统不能正常运行,称为谐波失稳现象。 本文暂不讨论谐波失稳现象。
谐波放大分2 种情况:第一种是交直流侧谐波互相作用引起的谐波放大,因交直流侧电压、电流通过换流站非线性环节的互相调制,构成了一个AC /DC之间的正反馈闭环,造成谐波放大或失稳［15- 16］;第二种是两换流站交流侧谐波互相影响引起的谐波放大。 第二种谐波放大又分为2 种情况:一种是相邻换流站交流滤波器切除后,未吸收的谐波沿交流网络传递到本站,引起本站谐波放大;另一种是相邻换流站交流滤波器投入反而引起本站谐波放大。
本文提到的交流侧电流是指经过交流滤波器滤波后流入交流电网的电流,虽然由于换流器的电流源性质,交流侧输出电流幅度变化不大,但经过交流滤波器后各次谐波大小发生了变化,并进而受交流侧故障或相邻换流器滤波器的投切而继续发生变化。所以,逆变站交流侧电压、电流谐波都可能发生谐波吸收、谐波放大现象。
2 谐波阻抗分析方法
双馈入直流输电系统中,n次谐波交互影响分析模型如图1 所示。 图中,IS1（n）、IS 2（n）为换流器作为谐波源产生的n次谐波电流;IM1（n）、IM2（n）为流入等效交流电网的n次谐波电流;IX（n）为从直流1 交流侧流入直流2 交流侧的n次谐波电流;U1（n）、U2（n）为直流1、直流2 交流侧n次谐波电压;ZM1 （n）、ZM2（n）为直流1、直流2 交流电网等效谐波自阻抗;ZX（n）为直流1、直流2 交流电网等效联络谐波阻抗。
由图1 可得如下3 个规律。
(1) 当U1（n）、U2（n）不相等时,联络阻抗ZX（n）两端存在电压差,IX（n）不为0,即发生了谐波传递现象。假设:
当IX（n）与IM2（n）相位相差较小时,如图2(a)所示,I′M 2（n）相比IM 2（n）幅值增加,表明直流2 交流侧n次谐波发生了谐波放大现象。
当IX（n）与IM2（n）相位相差较大时,如图2(b)所示,I′M2（n）相比IM2（n）幅值减小,表明直流2 交流侧n次谐波发生了谐波吸收现象。
(2) 2 个直流之间谐波影响程度与其等效联络阻抗大小有关。 由图1 可得:
假设联络阻抗ZX （n）两端电压不变,由式(2)可知,ZX（n）越大,2 条直流之间电气距离越远,则IX（n）越小,2 条直流之间的谐波交互影响就小。
(3)为了简化分析,找出谐波交互影响的一般发生条件,假设两换流站产生的n次电流谐波IS1（n）、IS2（n）相等,因滤波器n次谐波阻抗远大于交流电网等效n次谐波自阻抗,两者并联计算结果可忽略计入滤波器n次谐波阻抗,换流器电流源可转换为电压源表示如下:
由图1 可得:
将式(3)、式(4)代入式(5),并根据
可得:
设联络阻抗ZX （n）为一固定值,则IX （n）的大小仅与交流电网等效谐波自阻抗ZM1 （n）、ZM2（n）有关。 当2个等效谐波自阻抗相等时,IX（n）为0。 令:
由图3(a)可见,2 个等效谐波自阻抗相位差值较大时,ΔZ也相对较大,由式(7)知,IX （n）也会较大;由图3(b)可见,2 个等效谐波自阻抗幅值差值较大时,ΔZ也相对较大,由式(7)知,IX（n）也会较大。 可见,发生明显谐波放大、谐波吸收现象的前提条件是2 个等效谐波自阻抗幅值差值较大或相位差值较大。
3 谐波交互影响现象仿真及录波数据验证
3.1 仿真模型
利用EMTDC电磁暂态仿真软件建立简化的华东电网多馈入直流系统仿真模型,如图4 所示。 三峡水电通过龙政直流、宜华直流、葛南直流3 条直流输送到华东电网。 换流器统一采用12 脉动模型,交流侧特征谐波次数为12k±1(k=1,2,…)次［2］。 各逆变站交流侧都配置了电容器组、11 次交流滤波器、13次交流滤波器、24 次交流滤波器各1 组。 电容器组只用于提供无功功率,不具有滤波作用。
针对图4 所示的多馈入直流输电系统仿真模型,研究各换流站投切交流滤波器时,各换流站交流侧谐波交互影响情况,总仿真时间1.5 s。 0.8 s时华新站切除24 次交流滤波器,政平站投入13 次交滤波器;1.1 s南桥站投入24 次交流滤波器;各站所有其他交流滤波器及电容器一直保持投入状态。 3 条直流一直保持满功率运行状态。
3.2 谐波扫描分析
针对图4 所示的多馈入直流输电系统仿真模型和滤波器投切时间设置,对各换流站交流侧进行了频率扫描分析,各站谐波自阻抗及相角曲线如图5—7所示。
换流站交流侧一般特征谐波较大,本文选取13次和23 次电压谐波、电流谐波进行分析。 根据谐波阻抗分析理论,在谐波阻抗取得极大值、谐波阻抗角由正变负时易发生并联谐振;在谐波阻抗取得极小值、谐波阻抗角由负变正时易发生串联谐振。 由图5 — 7 可见,各换流站13 次谐波均满足谐振条件,只有南桥站23 次谐波靠近谐振点。
由图5—7 可见,政平站13 次谐波对应谐波自阻抗约为250 Ω,相角约为75°;华新站13 次谐波对应谐波自阻抗约为0 Ω,相角约为- 40°;南桥站13次谐波对应谐波自阻抗约为0 Ω,相角约为-50°;政平站23 次谐波对应谐波自阻抗约为40 Ω,相角约为- 40°;华新站23 次谐波对应谐波自阻抗约为35 Ω,相角约为-35°;南桥站23 次谐波对应谐波自阻抗约为100 Ω,相角约为75°。
下文第3.3、3.4 节将验证第2 节提出的第3 个规律。
3.3 谐波吸收现象
华新站交流侧A相13 次电流谐波幅值波形图如图8 所示(谐波幅值为标幺值,后同)。 0.8 s政平站13 次交流滤波器的投入引起华新站交流侧13 次电流谐波的大幅减小,这说明政平站吸收了华新站的13 次电流谐波。 1.1 s南桥站24 次交流滤波器的投入引起华新站13 次电流谐波的短时扰动,随后恢复到之前水平。
由第3.2 节谐波自阻抗数值可知,华新站和政平站13 次谐波自阻抗相差约250 Ω,相角相反,相差约115°,满足发生明显谐波吸收的前提条件。
华新站交流侧A相23 次电压谐波幅值波形图如图9 所示,0.8 s华新站24 次交流滤波器切除后,华新站交流侧23 次电压谐波急剧增加,1.1 s南桥站24 次交流滤波器投入后,吸收了大部分23 次电压谐波,使得华新站交流侧23 次电压谐波含量恢复到较低水平。
由第3.2 节谐波自阻抗数值可知,华新站和南桥站23 次谐波自阻抗相差约65 Ω,相角相反,相差约110°,满足发生明显谐波吸收的前提条件。
3.4 谐波放大现象
3.4.1 邻站交流滤波器切除引起的谐波放大
南桥站交流侧A相23 次电压、电流谐波幅值波形图如图10、图11 所示,仿真表明,0.8 s华新站24次交流滤波器切除后,华新站交流侧23 次电压和电流谐波快速增加,部分谐波沿交流网络传递到了南桥站,导致南桥站交流侧23 次电压、电流谐波急剧增加,1.1 s南桥站投入24 次交流滤波器后,南桥站交流侧23 次电压、电流谐波又大幅下降。
由第3.2 节谐波自阻抗数值可知,华新站和南桥站23 次谐波自阻抗幅值相差约65 Ω,相角相反,相差约110°,满足发生明显谐波传递的前提条件。
3.4.2 邻站交流滤波器投入引起的谐波放大
华新站交流侧A相23 次电流谐波幅值波形图如图12 所示。 0.8 s华新站24 次交流滤波器的切除引起华新站23 次电流谐波的增加,但1.1 s南桥站投入24 次交流滤波器后,不但没有出现第3.3 节描述的谐波吸收现象,华新站23 次电流谐波反而进一步增大,出现了谐波放大现象。
由第3.2 节谐波自阻抗数值可知,南桥站和华新站23 次谐波自阻抗相差约65 Ω,相角相反,相差约110°,满足发生明显谐波放大的前提条件。
3.5 录波数据验证
某日,龙政直流满功率运行,交流滤波器、电容器组全部投入,0 s政平换流站交流线路政武5273线A相发生瞬时短路故障,0.29 s政平站13 次交流滤波器自动切除,与此同时,华新换流站正在进行功率调整,0.41 s华新站24 次交流滤波器切除,0.5 s政平站13 次交流滤波器自动投入。 政平站交流侧政武5273 线A相23 次电流、电压谐波幅值波形图分别如图13、图14 所示。
由图13 可知,故障发生后,政平站交流侧A相23次电流谐波瞬时振荡增加,随后振荡幅度减小,0.41 s华新站切除24 次交流滤波器后,23 次电流谐波明显增加,0.5 s政平站13 次交流滤波器投入短时引起23 次谐波电流增加,后又恢复原来水平。
由图14 可知,故障发生后,政平站交流侧A相23次电压谐波发生瞬时振荡,随后振荡幅度减小,0.41 s华新站切除24 次交流滤波器后,23 次电压谐波明显增加,0.5 s政平站13 次交流滤波器投入短时引起23 次电压谐波下降,后又恢复原来水平。
华新站24 次交流滤波器的切除引起政平站23次电流、电压谐波的增加,验证了换流站交流侧存在明显谐波传递现象。
另外,笔者还选取了政平站、华新站、南桥站交流侧故障时的电压、电流录波数据进行分析,并进行了仿真对比。 仿真和录波数据都表明,交流侧接地等故障时,交流侧特征谐波、非特征谐波都可能放大,且非特征谐波放大的倍数更大,但非特征谐波受交流滤波器的投切影响较小,变化幅度明显小于特征谐波。 这主要是因为非特征谐波滤波器一般不安装或滤波容量较小,交流侧故障时,谐波未被充分吸收,放大倍数较大;同时非特征谐波受特征谐波滤波器的投切影响也较小,变化幅度相应也较小。
4 结语
高压直流输电谐波 篇8
高压直流输电系统在电能传输的过程中会在交直流侧产生各种谐波,在对电力系统电能质量及通信系统产生影响的同时也给换流变压器造成了影响,使其噪音过大、局部过热,甚至损坏［1，2］。高压直流输电系统还有可能在交直流侧引起谐波放大现象,造成系统不稳定［3］。由于我国能源与负荷分布的特殊性,高压直流输电工程在我国得到了极大的发展［4］,使得上海等地区形成了多条直流同时馈入的格局,即多馈入直流( Multi-Infeed DC,MIDC) 输电系统。而从直流接入点注入到交流侧的谐波通过交流电网的传递必然会对系统中其他直流接入点产生一定的影响［5，6］。
本文主要研究了MIDC输电系统谐波的相互影响。首先介绍了各元件谐波频率下的数学模型,通过Ward多端等值法推导出MIDC输电系统各直流接入点间谐波频率下的节点导纳矩阵,进而得到各直流接入点的谐波电压。在以上理论的基础上,对上海电网500k V电压等级电网进行了等值,通过计算得到上海地区MIDC输电系统在不同运行方式下各直流接入点电压总谐波畸变率的范围,分析得知上海地区MIDC输电系统中某一直流线路接入点的电压总谐波畸变率主要受自身直流线路谐波的影响,而受其他直流线路的影响很小。
2 各元件谐波频率下的数学模型
在对系统谐波影响进行分析时,系统元件的谐波模型对分析结果的准确性和可靠性具有关键性的作用［7，8］。而对于一个已知电网,想要对它进行完整的描述是不可能的,所以需要将电网进行合理的等值［9］。以下给出主要网络元件的谐波模型。
2. 1 输电线路模型
文献[10]指出,在谐波分析中,架空线路的模型主要取决于线路单位长度参数的频率特性及线路长度。对于是否采用线路的分布参数模型取决于线路长度和谐波次数,其临界长度为( 241. 39 /h) km,其中h为谐波次数。可见,谐波次数越高,线路的分布参数特性影响越显著。为了计算准确,本文在各次谐波下均采用输电线路的分布参数模型。
假设潮流数据给出的输电线路数据是集总 π模型参数,线路在基频下总的串联阻抗为R + j X,对地导纳为j B,令线路长度为l,线路单位长度参数为［11，12］:
谐波分析时,第h次谐波频率下线路单位长度的参数为:
因此,第h次谐波频率下的传播常数为:
第h次谐波频率下的波速为:
则线路的等效 π 模型如图1 所示,参数分别为:
其中,为h次谐波下的波阻抗。
式( 7) 和式( 8) 表明,任意谐波频率下,考虑分布参数效应的等效π 模型参数与线路长度l无关。因此,若已知输电线路的潮流计算数据,可以利用式( 7) 和式( 8) 直接导出用于谐波分析的等效 π 模型参数。
2. 2 负荷模型
通常情况下,集中负荷所吸收的功率是十分容易获得的,在谐波分析中,可以用图2 所示的并联模型来模拟负荷的阻抗。
假设在基波频率下负荷的等效模型为
其中,RL为负荷的等效电阻; XL为负荷的等效电抗。二者可用式( 10) 得出:
在谐波分析中,当负荷为感性负荷时,第h次谐波下的等效阻抗可用式( 11) 表示,当负荷为容性时,第h次谐波下的等效阻抗可用式( 12) 表示:
2. 3 无功补偿模型
在实际分析中,当负荷点外接有较大容量的无功补偿装置时,由于电容的频率特性和电感全然不同,此时应将电容从综合负荷中分离出来作为一个独立支路对待［13］。其容抗可表示为:
如果已知电容器组的额定电压V ( k V) 和额定容量QC( Mvar) ,则其容抗为:
电容在第h次谐波下的等效容抗为:
3 MIDC输电系统直流接入点谐波电压的计算
已知MIDC系统接入受端交流系统的节点在第h次谐波下的节点电压方程为:
其中,I( h) 为注入各节点的第h次谐波电流矢量;Y( h) 为在第h次谐波下电网的节点导纳矩阵;U( h) 为第h次谐波下各节点的电压矢量。
利用Ward多端等值法［14，15］,假设电网中共有n个节点,其中直流接入点为p个,并编号为1 ~ p,则将式( 16) 展开得:
将式( 16) 表示成分块矩阵:
写成方程式为:
假设交流侧不存在背景谐波,所以I″h= 0,由此可以得到:
其中,Yh= Y1h- Y2hY4h－1Y3h为1 ~ p节点的节点导纳矩阵。在式( 19) 两侧同时乘以Yh－ 1得:
其中,Zh= Yh－1,为1 ~ p节点的节点阻抗矩阵。由此,就可以得到各直流接入点的第h次谐波电压。再由式( 21) 可以得到各直流接入点的电压总谐波畸变率,从而可以判断各节点不同情况下的电能质量。
MIDC输电系统中的多回直流线路可以有多种不同的运行方式。不同谐波源作用下的同一节点的同一谐波频率分量存在相角差,在已知各直流线路注入交流侧谐波电流有效值的情况下,由于各分量之间的相角差不能确定,所以不能准确得到直流接入点在各谐波频率下的谐波电压,但是可以得到单回直流线路运行方式下各直流接入点的谐波电压有效值。多回直流线路运行方式下同一直流接入点同一谐波频率下的谐波电压有效值可以由所有参与运行的直流线路单独运行时此节点同一谐波频率下的谐波电压分量在不同相角下组合得到,通过Matlab程序可以求出所有组合下的最小谐波电压有效值Uh-min和最大谐波电压有效值Uh-max,再由式( 22) 和式( 23) 可以计算出多回直流线路同时运行方式下直流接入点的绝对最小电压总谐波畸变率THDu-min和绝对最大电压总谐波畸变率THDu-max,那么此运行方式下直流接入点的电压总谐波畸变率就界于绝对最小电压总谐波畸变率和绝对最大电压总谐波畸变率之间。
4 MIDC输电系统谐波相互影响的计算和分析
经过多年的发展,上海地区已经成为典型的含有多馈入直流输电系统的交流电网,其系统示意图如图3 所示。其中包括 ± 500k V的葛洲坝-南桥南、宜都-华新、荆门-枫泾以及 ± 800k V复龙-奉贤四回直流线路。以下将在上海电网四回直流及500k V电压等级电网的基础上进行谐波计算和分析。
4. 1 电网等值
上海电网包含的多馈入直流输电系统中包括16 个500k V站点以及4 个直流线路受端站点,其中葛南直流工程通过220k V线路经变压器升压后接入到500k V电压等级电网中。本文主要研究接入上海电网的直流线路间谐波的相互影响,所以必须保留葛南站点,但需将其相关参数换算至500k V再进行电网等值。电网中220k V及以下电压等级电网与500k V电压等级电网具有电气联系,为了保证电网等效的完整性及计算结果的精确性,将其等效成负荷接入500k V电压等级电网。
按照第2 节中各元件谐波频率下的数学模型,将500k V电压等级电网中各主要元件进行等效,并得到节点导纳矩阵; 通过3. 2 节的Ward多端等值法在Matlab软件中计算得到4 个直流接入点在不同谐波频率下的节点阻抗矩阵。
4. 2 MIDC输电系统谐波相互影响分析
假设MIDC输电系统中交流电网不存在背景谐波,给定4 个直流接入点注入交流侧的谐波电流源频谱如表1 所示,可以得到在四回直流线路单独运行方式下各直流接入点的各次谐波电压有效值,根据第3 节的介绍通过Matlab程序得到不同运行方式各直流接入点在不同谐波频率下的最小电压有效值和最大电压有效值,再由式( 22) 和式( 23) 计算得到不同运行方式下各直流接入点的绝对最小电压总谐波畸变率THDu-min和绝对最大电压总谐波畸变率THDu-max,那么各直流接入点的电压总谐波畸变率就界于THDu-min与THDu-max之间。
表2 给出了上海电网所包含的MIDC输电系统不同运行方式下的各直流接入点THDu-min和THDu-max,其运行方式包括以下几种:
( 1) 运行方式1 ~ 4 表示MIDC输电系统中只有单回直流线路运行,包括华新站、枫泾站、南桥南站及奉贤站接入的直流线路分别单独运行;
( 2) 运行方式5 ~ 10 表示MIDC输电系统中有两回直流线路同时运行,包括华新站-枫泾站、华新站-南桥南站、华新站-s奉贤站、枫泾站-南桥南站、枫泾站-奉贤站及南桥南站-奉贤站接入的直流线路同时运行;
( 3) 运行方式11 ~ 14 表示MIDC输电系统中有三回直流线路同时运行,包括华新站-枫泾站-南桥南站、华新站-枫泾站-奉贤站、华新站-南桥南站-奉贤站及枫泾站-南桥南站-奉贤站接入的直流线路同时运行;
( 4) 运行方式15 表示MIDC输电系统中所有直流线路同时运行。
多馈入交互作用因子( MIIF) 是CIGRE WG B4工作组提出的用于衡量多馈入直流输电系统中换流站之间相互作用强弱的指标［16］。由文献[17]可知:
由式( 24) 可以计算得到上海电网4 个直流接入点的MIIF矩阵,如表3 所示。
单位: %
文献[15]指出,当多馈入直流输电系统各直流接入点间MIIFji< 0. 1 时,各回直流间的谐波相互影响可以忽略不计; 当0. 1≤MIIFji≤1 时,随着MIIF值的增大,各回直流间的谐波影响越大。表2 中,运行方式1 ~ 4 下各直流接入点的THDu的变化与表3 中MIIF值的变化一致,所以用本文方法得到的各直流接入点的电压总谐波畸变率是符合实际情况的。由表2 可以得出以下结论:
( 1) 在表1 所示的谐波电流源频谱下,各直流接入点在MIDC输电系统不同运行方式下的电压总谐波畸变率都小于直流工程的限值1. 75% ;
( 2) 在各种运行方式下,各直流接入点的电压总谐波畸变率只有在接入自身的直流线路参与的运行方式下较大,其余情况均较小;
( 3) 对某回直流线路来说,在所有其参与运行的运行方式下,其接入点的电压总谐波畸变率的变化范围很小,且与其单独运行时的电压总谐波畸变率相近,所以可以认为其他直流线路的运行方式对其节点的电压总谐波畸变率影响很小,直流接入点电压的畸变主要受自身直流线路谐波的影响。
5 结论