直流侧谐波抑制（共6篇）
直流侧谐波抑制 篇1
0 引言
随着高压直流输电(HVDC)的发展,相关的谐波问题日益突出。在理想条件下,当从交流侧和直流侧看入时,换流器分别被视为电流源和电压源。然而,实际的高压直流运行条件并非理想,在某些特定条件下,还有可能引发谐波放大甚至谐波不稳定[1]。
直流输电引起的谐波不稳定是指在换流站附近有扰动时,谐波振荡不易衰减甚至放大现象,主要表现为换流站交流母线电压严重畸变,从而导致直流输电系统运行困难甚至系统关闭[2,3]。
目前,关于谐波不稳定的抑制方法主要有:非特征谐波滤波器、附加谐波阻尼电路、在原有控制系统基础上进行协调和修改[4,5,6,7]。综合上述现有谐波不稳定抑制措施,这里提出了一种新型换流变压器及其滤波系统[8],这种方案可以很好地抑制直流输电的谐波不稳定,避免出现谐波振荡放大,提高交流系统稳定性。首先,概述了谐波不稳定现象产生的机理,阐述了新方案的工作原理,通过对拟建立的直流输电研究开发平台进行计算机仿真,验证新型换流变压器及其滤波系统对谐波不稳定的抑制效果。
1 谐波不稳定的产生机理
导致HVDC谐波不稳定发生的原因主要有2种:一种是按相控方式[9];另一种则是因为交流系统为非无穷大系统、直流系统的平波电抗器非无穷大[10]。
HVDC按相控制又称分相控制或等触发角控制。其特点是每一换流阀都有各自独立的触发相位控制电路,直接以加在每个阀上的参考电压为参考,即以它的瞬时值变正的过零点为相位基准,以决定该阀触发时刻的相位,保持各阀的触发相位相等。在交流系统三相电压对称时,按相控控制的各阀相继触发脉冲时间的相位差在稳定运行时是相等的。实际上,加在换流器上的三相电压难免有一定程度的不对称,此时各阀的触发角彼此相等,而各阀相继触发脉冲间的相位间隔也就彼此不等。触发脉冲相位间隔不相等,将在换流器的交流侧和直流侧产生非特征谐波电流和电压。未被滤除的低次非特征谐波电流流入交流系统,将进一步导致交流电压发生畸变和过零点相位的相对移动,从而造成触发脉冲间隔更加不相等,产生更大的非特征谐波,由此形成恶性循环。特别在交流系统谐波阻抗较大时,有可能产生增幅的谐波振荡,甚至造成HVDC系统工作的不稳定。此外,触发脉冲间隔不等,还会使换流变压器产生直流偏磁,产生大量非特征谐波,进一步使换流母线电压畸变。
因此,可用一种基于锁相倍频电路的等间隔触发脉冲控制方式作为解决的方法,目前,等间隔触发脉冲控制方式已经完全取代了按相触发控制方式。
由交流系统为非无穷大系统、直流系统的平波电抗器非无穷大产生的谐波不稳定无论从表现形式还是形成机理上都比较复杂。这一形式的谐波不稳定大致又可分为2种,一种由换流变压器的铁心饱和引起,另一种由交、直流系统间的谐振引起。这种分类只是相对而言,实际上HVDC系统一旦发生谐波不稳定,2种原因常常同时出现。
当换流变压器发生铁心饱和时,会向交流系统注入大量的谐波,如果交流系统存在某些频率分量的谐振点,则会引起换流母线谐波电压的异常增大,同时如果这些谐波经换流器作用后被进一步放大,则有可能形成正反馈,最终导致HVDC的闭锁。
简单而言,换流器交、直流两侧的频次转换关系为从交流侧变换到直流侧正序电压频次减1,负序电压频次加1,而直流侧电流变换到交流侧后成为2种频率分量,频次加1的正序分量和频次减1的负序分量。这种频率转换关系决定了如果交流侧和直流侧的谐振频率相差一个频次时则容易发生谐波不稳定,如图1、2所示(图中,Z为阻抗,f0为基频)。例如,如果交流母线电压存在100 Hz正序谐波,则在直流系统中会产生50 Hz谐波,此50 Hz谐波会在交流母线上再产生100 Hz正序谐波,当交直流系统中存在100 Hz和50 Hz谐振点,且控制系统参数满足某些条件时这一过程形成正反馈,最终发生谐波不稳定。
2 新型换流变压器及其滤波系统工作原理
现以图3所示新型换流变压器及其滤波系统为例阐述其绕组接线方案及其工作原理[8]。
新型换流变压器要满足12脉波换流要求时,I桥和Ⅱ桥相电压分别左移15°、右移15°。设变压器网侧、阀侧线电压比为1,原边匝数为1 p.u.,参考电压相量如图4所示,根据正弦定理,可计算求得:
式中W1、W2、W3分别为网侧绕组、公共绕组和延边绕组匝数;kc、ke分别为延边绕组、公共绕组与网侧绕组之间的匝比。
新型换流变压器在设计制造时,要求确保公共绕组短路漏电感接近为零。这样,在忽略绕组电阻时,使得公共绕组短路阻抗接近零。
在选择新系统滤波器L、C参数时,取其支路的谐振点。理论和实验表明,这种参数选择不会引起谐振过电压[11]。
新型换流变压器单相等值电路见图5,U3为与换流阀组相接的变压器延边绕组电压,U1为网侧绕组电压,绕组1为延边绕组,其等值阻抗为r1+j x1;绕组2为公共绕组,其等值阻抗为r2+jx2;绕组3为原边绕组,其等值阻抗为r3+jx3。
由换流阀组产生的谐波电流通过延边绕组3,再经过绕组1、2分流,流过绕组1、2的谐波电流与其等值电抗的大小成反比,当绕组2的等值电抗远小于绕组1的等值电抗时,大部分谐波电流通过绕组2。此时,在绕组处接入滤波器时,谐波电流通过滤波支路对地短路,从而达到谐波抑制目的。且要滤除的谐波电流不流过网侧绕组,只流过阀侧绕组。
另外,对某次谐波而言,由于滤波支路谐振点的选择及公共绕组零阻抗的设计,使得短路回路谐波阻抗电压接近为零,因此,该短路回路中与谐波阻抗电压相平衡的谐波电势也接近为零,即所需的铁心谐波磁通接近为零,从而达到抑制铁心中谐波磁通的目的。
3 新方案谐波不稳定抑制效果分析
3.1 仿真模型
结合拟建立的直流输电研究开发平台的设计参数,建立基于新型换流变压器的交直流输电系统模型如图6所示。
直流侧的额定电压Ud=1 000 V,额定功率Pd=100 k W,采用12脉波换流器,系统单极接线,触发角α=15°,换相角μ=20°。
整流侧采用新型换流变压器及其滤波系统,由6台单相三绕组变压器按延边三角形接线组成。滤波器分为2组,一组为DT11/13双调谐滤波器和ST2单调谐滤波器并联接于阀侧三角形绕组抽头处;另一组为接于网侧的二阶高通滤波器HP2。三相滤波器为Y型接法。
逆变侧为传统直流输电系统,其2组双调谐滤波器DT11/23和DT13/25接于网侧,三相滤波器为Y型接法。
用于纯无功补偿的电容器分别接于内部电网两侧。
3.2 仿真结果分析
在此依据GIGRE first benchmark模型标准[12,13],对开发平台整流与逆变侧滤波器进行无功分配,并通过该方案,对滤波器参数进行设计[14],通过计算机仿真,得到实验平台的整流侧与逆变侧网侧的电流波形如图7所示,其2、3、11、13次谐波含量λ2、λ3、λ11、λ13如表1所示。
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对比分析可知,由于传统换流变压器副边绕组采用Y-△接线,对于△接法的阀侧绕组为3倍数次谐波电流提供通路,而Y接法绕组则无法阻止3倍数次谐波电流窜入网侧;新型换流变压器及其滤波系统的阀侧绕组均采用延边三角形接线方案,结构非常对称,上下阀侧绕组中的公共三角形绕组均可为3倍数次谐波电流提供通路,其含量较传统方案低得多,同时由于阀侧绕组所并接的滤波装置的谐波屏蔽作用,注入网侧的2次非特征谐波和11、13次特征谐波含量趋近于零,因此在新型换流变压器及其滤波系统作用下,可以完全忽略谐波不稳定的出现,同时滤波装置的电容器在基波条件下为换流器就近提供无功功率补偿,从而改善系统动态稳定性[15]。
4 结语
谐波不稳定是HVDC特有的一种稳定问题,文中对谐波不稳定的机理和当前控制措施进行了综述,并简要阐述了新型换流变压器及其滤波系统的工作原理。
为了验证新型换流变压器及其滤波系统能够对直流输电系统的谐波不稳定进行有效抑制,对拟建平台进行了仿真研究,仿真结果表明,新型换流变压器原理正确,能够很好地抑制谐波不稳定现象的出现,同时还能够为换流器提供无功功率补偿。但新方案接线方式较为复杂,在变压器套管的制造、绝缘等方面难度比较大,运行中阀侧滤波装置抽头处一旦发生电压击穿,则后果严重。
关于高压直流输电中的谐波抑制 篇2
关键词：高压直流输电,谐波分析,调制理论
1引言
随着经济与技术水平的不断提升, 促使高电压以及大容量晶闸管的水平日益提升的背景下, 其直流输电技术也上升到了一个新的高度。随着该领域的日益成熟, 现已将该技术运用到海底电缆输电、远距离输电以及大功率输电等多种情况。并且与交流输电相比较来看, 直流输电所具有的优势日益明显。与其相关的技术, 如电力电子、微电子、计算机控制、绝缘新材料、光纤、超导、仿真以及电力系统运行、控制和规划等技术的发展, 能够看出在未来阶段直流输电发展的过程中, 具有较为广阔的市场前景。
对此, 本文主要阐述了直流输电系统的相关内容后, 在此基础上分析了直流输电过程中, 产生谐波电压与电流的原因, 并讨论如何抑制的相关策略。
2直流输电系统的构成
2.1系统构成
高压直流输电系统:主要由换流装置 (即整流器和逆变器) 、直流输电线路、用于抑制谐波的电力滤波器、无功补偿装置、换流变压器、直流电抗器以及相应的过流过压保护装置、控制装置等构成。
2.2高压直流输电的分类
直流输电按输电的极数种类较多, 可以将其分为单极、双极、多端直流输电等多种类型。而通过对当前的直流输电技术的实际情况来分析, 能够看出只有很少的运用了多端直流输电, 但也只限于放射式。而当前主流的的线路为双极, 在双极线路中包含正与负两根导线。在正常运行的情况下, 该线路中的电流处于相等的情况, 并且正极与负极之间并不相互影响。
单极高压直流输电又分为一线一地和单极两线的方式, 一线一地是采用一根负极性的导线, 而由大地或水提供回路。出于对造价的考虑, 常采用这类系统。在大地电路率过高、或者不允许对地下金属结构产生干扰的情况下, 便可用单极金属回线方式代替大地回线。
直流多回输电分为线路多回输电方式和换流器并联方式的多回线输电。线路并联多回输电方式每极线都采用多回输电线路, 可提高输电的容量、输电的可靠性及可用率。
多端直流输电分为并联多端直流输电方式和串联多端直流输电方式。
3直流高压输电中的谐波
3.1谐波产生
关于谐波, 主要是指对周期性非正弦交流量进行傅里叶级分解所得到的大于基波频率整数倍的各次分量, 通常称为高次谐波。在换流站当中, 在对整流与逆变的过程进行分析后, 能够看出其直流在传输时的波形并不是一直不变的, 仔细研究能够看出是脉动电流。除此之外, 在直流高压输电的过程中进行换相的操作并不能达到理想的预期目标, 导致输出电流出现一定的变化, 而以上原因便是产生谐波的主要因素。
由电力电子器件组成, 具有将交流电变为直流电或将直流电变为交流电的设备统称为换流装置, 或称为换流器。其中, 在发电端, 换流器完成交流到直流的电能变换过程, 工作于整流状态, 称为整流器;在受电端, 换流器完成直流到交流的电能变换过程时, 处于逆变状态, 此时的换流器又称为逆变器。
现阶段较为主流的基本换流单元主要包含6脉动与12脉动两种类型的换流单元。
而从换流器的层面来分析, 主要是借助于三相桥式全控换流电路作为最基本单元由于该电路的直流侧整流电压在一个工频周期中具有6个波头, 所以三相桥式全控换流电路又称为6脉动换流器。其中交流侧产生6K±1次的特性谐波, 而直流侧所产生的是6K次特征胁逼。对此, 需要在不同的交流侧与直流侧当中, 需要配备不同类型的滤波器。而在有两个6脉动换流器串联的方式下, 那么其交流侧与直流侧分别对应的是12K±1次和12K次的特征谐波, 因此需要根据直流与交流的方式来配备不同的滤波器。采用串联的方式, 不但能够对滤波器装置进行简化, 并且在成本与占地面积方面都具有一定的优势。
在直流高压输电系统当中, 能够看出换流器在工作的过程中, 其直流侧采用的是谐波电压源, 而交流侧则采用的是谐波电流源。因此很容易出现电压畸变的情况, 最终对于谐波产生较大的影响。并且在换流站交流母线电压出现严重畸变的情况下, 必然会干扰到邻近通信线路。
3.2谐波的抑制
为了避免直流高压输电过程中所出现的谐波电流或电压产生的负面影响, 那么就需要制定相关对策来对其进行解决。
可通过对对换流装置当中的脉动数进行增加, 进而能够实现对谐波组成成分的降低, 最终实现对最低次特征谐波的次数进行有效的提升, 以达到降低特征谐波含量的目标。现阶段主流方式有借助于两组6脉动换流器串联的方式, 来构成滤波装置。并且绝大多数情况下, 滤波装置与换流变压器交流侧想并联, 意味着仅有少数能够与换流变压器的第三绕组进行连接。所有滤波器在工频频率下呈容性阻抗, 还可兼作无功补偿之用。
参考文献
[1]王建辉, 顾树生.自动控制原理[J].北京:清华大学出版社, 2005.
[2]戴熙杰主编.直流输电基础[M].北京:水利电力出版社, 1990.
直流侧谐波抑制 篇3
近年来, 随着电力电子技术的发展, 基于全控型器件的模块化多电平换流器 (MMC) 极大地促进了高压直流输电 (HVDC) 技术的发展。作为电压源型换流器 (VSC) 的一种, MMC在具有VSC所有优势的同时, 还兼具器件一致触发动态均压要求低、扩展性好、开关频率低以及运行损耗低等诸多优势, 在新能源并网、改善城市配电以及海岛供电等场合下得到了广泛的使用[1,2,3,4]。
柔性直流输电应用于远距离、大容量架空线路输电的一个主要问题是直流侧故障的自清除问题[5], 由于目前还没有真正商业化应用的高压大容量直流断路器, 柔性直流输电系统在直流侧故障时采用的是跳交流侧开关的方法来清除直流侧故障。根据ABB公司在Caprivi Link工程[6,7]中的经验, 这种方法从故障开始到清除故障并恢复到故障前功率水平的时间为1~2s, 与传统直流输电处理类似故障时间为0.5s左右还有差距。为此, 文献[8-9]提出了一种在整流侧和逆变侧分别采用电网换相型换流器 (LCC) 和MMC型换流器的混合式直流输电系统拓扑结构。为了使得这种混合式直流输电系统具有直流侧故障自清除能力, 必须在逆变器直流侧出口处串联单向导通的二极管阀。这种混合结构被认为是解决中国远距离、大容量输电问题的一个极具竞争力的方案。因此, 迫切需要对上述结构的直流输电系统设计技术进行研究。
正常运行时, 由于换流器的非线性特性, 直流输电线路上会产生大量音频范围内的谐波电压和谐波电流。通过容性耦合、感性和阻性耦合, 谐波电压和谐波电流会对电信线路中的音频电话回路产生干扰, 降低通话质量[10]。一般需在直流输电系统的直流侧加装直流滤波器, 将音频范围内的干扰控制在允许水平之内。为了能够合理而有效地配置直流滤波器, 通常需根据工程的实际特性在理论上计算沿线各点的各次谐波电流, 然后折算为等效干扰电流进行衡量[11]。因此, 各次谐波电流计算的准确性直接关系到滤波器设计的准确性, 谐波电流计算也就相应地成为了直流滤波器设计的基础。从理论上来说, 可以基于时域仿真软件搭建足够精确的仿真模型, 然后计算其谐波电流。尽管该方法可以提供较为精确的计算结果, 但是数字仿真需要耗费大量时间和计算机硬件。考虑到直流滤波器设计必须满足在所有运行工况和功率水平下的谐波特性要求, 数字仿真并不太适合于此时的谐波电流计算。因此, 本文针对LCC-MMC混合直流输电系统, 提出了使用解析公式计算其直流侧谐波电流的一套完整流程。然后, 基于电磁暂态仿真计算软件PSCAD/EMTDC, 搭建相应的数字仿真平台, 验证了所提出方法的有效性。
1 混合直流输电系统的数学模型
以双端单极直流输电系统为例, LCC-MMC混合直流输电系统的接线如图1所示。图中:Usr, Usi分别为整流侧和逆变侧的网侧母线电压;Zsr, Zsi为交流系统的等值阻抗;Tar, Tbr为整流侧变压器;Ti为逆变侧变压器。整流侧由12脉动换流器构成, 逆变侧则由MMC构成。Dp为装设在逆变侧直流母线出口处的大功率二极管阀, 用于阻断发生直流故障时的故障电流通路, 正常运行时Dp可以用一个短路支路等效。
1.1 整流侧换流器的数学模型
参考现有LCC-HVDC工程, 整流侧采用12脉动换流器。稳态运行状态下, 整流侧LCC满足以下关系[12]:
式中:Ur为换流变压器阀侧空载线电压有效值;Udr为整流站直流电压;Idr为换流器输出直流电流;Pdr为直流功率;Qcr为换流器吸收的无功功率;Xr1为每相换相电抗;cosr为功率因数;α为触发角;μ为换相重叠角。
1.2 逆变侧换流器的数学模型
在稳态运行状态下, 根据能量守恒原理, 换流器交、直流侧的电压、电流存在以下关系[13,14]:
式中:Pi, Qi分别为交流系统注入MMC的有功功率和无功功率, 对应的功率因数角为φi;Pdci为换流器的直流输出功率;Ui为换流器交流侧线电压有效值;Udci为换流器直流侧正负极之间直流电压;Ii为换流器交流侧线电流有效值;Idi为MMC输出的直流电流;ipk, icirck分别为k相的桥臂电流和环流, k (取a, b, c) 表示三相交流系统中的某一相;ik为换流器交流侧k相电流瞬时值。
1.3 直流线路的数学模型
定义传播常数矩阵为:
式中:Z, Y分别为输电线路的单位长度串联阻抗矩阵和并联导纳矩阵。
根据多相耦合线路非解耦模型的推导结果[15], 输电线路的导纳矩阵为:
式中:Ys, Ym分别为对应多相耦合输电线路的自导纳矩阵和互导纳矩阵;l为线路长度。
2 混合直流输电系统直流侧谐波电流的计算方法
本文考虑的直流侧设备主要包括:换流器、平波电抗器、直流滤波器以及直流线路等, 下面将分别对其中几个关键的直流侧设备进行分析建模。
2.1 直流线路首末端节点电压计算
2.1.1 LCC三脉动谐波电压源的计算
三脉动谐波电压源[16,17,18]是计算直流侧各次谐波电流的前提条件。12脉动换流器相对应的三脉动模型结构如图2所示。
文献[16]根据图1三脉动组1中3个阀的导通情况, 将一个周期的电压波形分为6段, 利用傅里叶分解, 得到三脉动模型各次谐波电压源。按相似的计算过程, 可方便获得12脉动换流器中另外3个三脉动组的各次电压, 其差别仅在于它们的交流初相角不同。
2.1.2 MMC直流侧等效电路的计算
根据文献[19], 在直流谐波分析中, MMC可以等效成谐波电压源。但是在电平数较大的MMC-HVDC场合下, MMC产生的等效干扰电流非常小[19], 与LCC-HVDC[20]相比, 可以忽略不计。因此, 在本文的研究中, 不考虑MMC产生的谐波, 把MMC等效成无源元件处理。
只考虑直流侧谐波电流, 在图3所示的MMC中, 考虑到MMC的3个相单元在结构上的完全对称性, 直流电流Idi中的n次谐波分量Idi (n) 会平均分配到每个相单元中。
只考虑直流侧谐波电流对MMC输出电压的影响, 能够得到:
式中:C=2C0, 其中C0为子模块电容大小;L=2L0, 其中L0为桥臂电抗大小;Udci (n) 为在MMC两端的n次谐波电压分量;N为每个桥臂上的子模块个数。
从直流侧往MMC看过去, 则式 (11) 可以转化为:
式中:C′=6C0/N。
因此, 若不考虑MMC产生的谐波, 在直流侧谐波电流的计算过程中, MMC可以等效成为一个大小为6C0/N的电容和一个大小为2L0/3电抗的串联形式的无源元件。
2.1.3 混合直流输电系统直流侧网络
根据上文内容, 与传统直流系统[21]类似, 混合直流输电系统直流侧网络如图4所示。对于12脉动换流器, 等效的杂散电容反映了套管、阀绕组以及变压器的交流绕组与阀绕组之间对地的电容, 且换流器星形绕组和三角形绕组对应的电容值略有不同。三脉动谐波电压源是考虑了各种不对称因素之后的理论计算量。平波电抗器、直流滤波器以及中性线接地电容组成了直流侧的滤波系统。在本文的假设条件下, MMC在直流侧可以等效成为无源元件。
随后, 把已经求得的LCC三脉动谐波电压源、直流线路等效导纳矩阵以及MMC直流侧等效电路等引入混合直流输电系统网络中, 利用诺顿等效, 将电压源转化为电流源, 作为注入电流I注入直流网络, 根据节点方程I=YU, 即可得到直流网络各节点电压, 也就得到了直流输电线路始端和终端的电压。
2.2 直流线路谐波电流和沿线等效干扰电流的计算
2.2.1 直流线路谐波电流的计算
在已经求得整条直流输电线路首末端节点电压的基础上, 可以根据以下两个步骤求解直流输电线路上任意位置上 (设该点为图5中的节点r, s) 谐波电流。
1) 首先求解输电线路首末端 (节点1, 2, 3, 4) 的谐波电流。因为图5中节点1, 2, 3, 4的电压已经求得, 那么根据式 (8) 可以得到:
式中:I1-2, I3-4分别为直流线路始端和终端的谐波电流;U1-2, U3-4分别为直流线路始端和终端的谐波电压。
2) 显然, 对于节点1, 2, r, s构成的那部分线路 (如图5中虚线框所示, 记为k) , 结合文献[22]与电网络理论, 可以通过节点1, 2的电流电压求解节点r, s的电流电压, 如下所示:
式中:Ur-s, Ir-s分别为节点r, s的电压和电流;Ysk, Ymk分别为线路k的自导纳矩阵和互导纳矩阵。
对于本文讨论的2根直流极线和2根架空地线的结构, 假设其架空地线始端节点编号为g1和g2;节点r, s处架空地线节点编号为gr和gs。那么对应于这8个节点, 存在着相应的关系:
式中:Ysk′, Ymk′分别为这4条线路的自导纳矩阵和互导纳矩阵, 均为4×4阶;Ug1-g2, Ugr-gs分别节点g1, g2和gr, gs的谐波电压;Ig1-g2, Igr-gs分别节点g1, g2和gr, gs的谐波电流。
由于架空地线可靠接地, 那么Ug1-g2和Ug3-g4都等于0。因此架空地线任意点gr和gs上的谐波电流可以通过式 (15) 计算得到。
2.2.2 沿线等效干扰电流的计算
参照实际LCC-HVDC工程, 直流谐波水平普遍采用等效干扰电流来描述。等效干扰电流是所有谐波频率即50~2 500 Hz的噪声加权残余电流[21]。鉴于MMC产生的谐波电流非常小, 且本文没有考虑MMC自身产生的谐波, 因此本文定义直流线路上任意一点x处的等效干扰电流为:
式中:Irec (n, x) 为距离整流侧x的n次残余电流均方根值;P (n) 为n次谐波噪声加权系数;Hf为耦合系数, 表示典型明线耦合阻抗对频率的标幺化关系。
2.3 直流侧谐波电流的计算流程
综上所述, LCC-MMC混合直流输电系统直流侧谐波电流的计算流程如下。
步骤1:对于整流侧LCC, 根据系统工况, 利用傅里叶分解, 计算12脉动换流器三脉动模型各次谐波电压源。对于逆变侧MMC, 根据2.2节内容, 计算其直流侧等效参数。对于直流输电线路, 根据1.3节内容计算仅考虑其首端和末端的等效导纳矩阵。
步骤2:利用节点分析法, 通过求解混合直流输电系统的直流侧网络, 得到直流输电线路的首端节点和末端节点的电压。
步骤3:在已知直流线路首末端口节点电压的基础上, 利用式 (13) , 求解分段直流输电线路首末端节点的电流。而后根据式 (14) 和式 (15) , 就可以求得直流输电线路和架空地线任意点的谐波电流。沿线的等效干扰电流可以通过式 (16) 求得。
步骤4:通过重复步骤1至步骤4的过程, 依次求解需要考虑的所有工况下直流线路上的谐波电流和沿线等效干扰电流。
3 仿真验证及分析
为了验证所提出的LCC-MMC直流侧谐波电流计算方法的正确性, 验证算例基于一个额定电压为±500kV、额定功率为3 000 MW的双极混合直流输电系统。该系统未配置直流滤波器, 运行于双极全压状态下。利用本文算法计算线路入口处谐波电流, 同时在PSCAD/EMTDC中搭建相应的系统模型进行仿真计算, 然后对两者的结果进行比较。主要系统参数见附录A表A1。整流侧谐波源采用三脉动电压源模型, 其中, YYP, YYN, YDP, YDN分别代表4个串联的三脉动谐波电压源, 整流侧正负极三脉动谐波电压源电压幅值如表1所示。谐波电流对比测试点为图4中节点1, 2, 3, 4, 对比结果如表2所示。
由表2可见, 本文算法与PSCAD/EMTDC仿真结果偏差较小, 验证了本文算法的正确性和适用性。
4 沿线等效干扰电流和谐波电流计算结果
本节内容基于对双极全压额定直流功率该工况中LCC侧不装直流滤波器、装设1组直流滤波器以及装设2组直流滤波器3种情况的计算。本文考虑在直流侧装设12/24/36三调谐滤波器来限制直流线路上的谐波电流和等效干扰电流。滤波器结构如图6所示, 初步配置参数见附录A表A2。
图7给出了2种情况下沿线等效干扰电流水平。
图8和图9给出了2种情况下正极直流输电线路上部分次数谐波电流有效值的沿线分布。
5 结语
本文针对LCC-MMC混合直流输电系统, 提出了计算其直流侧谐波电流的频率分解计算完整方法和流程。通过与基于PSCAD的时域仿真结果进行对比, 两种计算方法的计算结果较为一致, 从而验证了本文所提出方法的有效性。
附录见本刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) 。
摘要：针对一种在整流侧和逆变侧分别采用电网换相型换流器和模块化多电平换流器 (MMC) 的混合直流输电系统, 提出了直流侧谐波电流频率计算方法和完整流程。在整流侧采用三脉动谐波电压源, 等效了12脉动换流器的谐波输出特性;在逆变侧使用电容串联电感的无源结构, 作为MMC直流侧等效电路;线路参数计算中采用了全相非解耦模型的改进算法。与基于PSCAD/EMTDC搭建数字仿真模型进行直流侧谐波电流计算结果的比较, 验证了提出方法的准确性。
直流侧谐波抑制 篇4
直流电动钻机采用晶闸管可控整流设备给直流电机供电以达到调速目的, 这样造成了系统低功率因数运行和电网含有大量谐波。
直流电动钻机系统在运行时有许多劣势:功率因数低, 占用机组容量大, 由于无功大, 无功的冲击量大, 电网电压稳定性差, 电网电压谐波含量高, 对电网的其他用电设备影响大。
2 直流钻机没有无功补偿时的典型钻进工况
50D钻机有3台柴油发电机组, 每台的可用有功输出为950 k W, 可用容量输出为1200k VA。实际上由于整流器的低功率因数运行, 发电机组的容量大部分被无功占用, 有功输出最大只能达到540 k W (按照0.45系统功率因数考虑) 。
钻机有二台直流驱动泥浆泵。每台泥浆泵配置了2台800 k W (0~750V, 1150A) 的直流串励电机。
每台泥浆泵需要约600 k W的有功输入, 要求直流电机输出600 k W的有功功率到泥浆泵。即
P=1200k W (这是典型工况的较重的负荷) , cosφ=0.45
直流传动系统需要占用机组容量S=P/cosφ=2666k VA
顶驱有功约250 k W, 功率因数0.93, 占用容量为270 k VA
M C C负荷大约2 0 0 k W, 功率因数为0.85, 占用容量240 k VA
系统总共占用容量为S总=2666+270+240=3180 k VA, 这已经接近3台机组可以有效输出的容量之和。
传动系统需要机组提供无功功率Q=S×sinφ=2666×0.89=2372k Var
可以看出, 机组低功率因数运行, 占用机组容量大, 机组有功功率输出能力受到限制。
3 直流钻机典型工况下采用无功补偿设备时的工作状态
功率因数的补偿范围在0.85~0.95。功率因数一般不能补偿超过0.95, 否则容易引起过补偿而引起母线跳闸或者母线电压不稳定。在大负荷时考虑补偿到0.85。在小负荷时考虑补偿到0.95。
(1) 设置无功补偿装置:按照典型工况下将传动系统补偿到0.85计算。
系统有功仍然为P'=1200k W。
则无功补偿装置需要提供补偿容量为△Q=2372-750=1622 k Var
系统总共占用容量为S总=1410+270+240=1920 k VA
可见采用无功补偿装置, 只需要补偿1622 k Var, 即可将系统功率因数从0.45补偿到0.85, 使机组容量占用值从3180k VA下降到1920 k VA, 即可达到只需要开动两台机组即可在具有 (2400-1920) /1 9 2 0*1 0 0%=2 5%的备用裕量的条件下运行, 第三台机组可以作为备用机组。
(2) 少开启一台机组时的节能效果
每台机组的运行的自身损耗大约100k W, 每年按照连续运行9个月来考虑, 机组每发出1 k W·h需要耗油量不低于0.25kg/ (k W h) , 一台机组一年的自身损耗的柴油质量大约:
按照国内油价6.0元/L, 约合人民币1300 000元, 即130万元。
按以上算法大致来说, 少开启一台机组的效益最明显, 大致占到综合效益的70%。
4 无功补偿的方案—TSC+有源电力滤波器 (APFC)
无功补偿的主要工况为泥浆泵运行时的钻井工况。同时也满足绞车运行的工况。无功补偿需要配置有源电力滤波器 (APFC) 消除流过补偿器的谐波电流以保护补偿器, 使其稳定可靠工作。
(1) 无功补偿装置采用晶闸管无触点开关的通断投切电容器 (TSC) , 系统控制电路对系统的母线电压, 无功电流, 总电流进行实时检测以确定所需要的补偿容量。
(2) 直流电动机调速系统是非线性开关整流设备, 电网侧会产生大量的谐波, 以前许多无功补偿设备不能可靠运行的主要原因是系统谐波过高, 没有滤波措施, 或者采用静态单调谐滤波器不能始终保持有效的滤波效果。而且, 静态单调谐滤波器本身的滤波作用就很不理想。
因此要配置无功补偿装置 (TSC) , 就须配置有源动态滤波器。
(3) 目前, 电力有源动态滤波器已经得到了大量的成功应用。有源动态滤波器采用全数字微控制器控制, 实时检测系统的谐波电流并作出谐波水平分析, 然后发出反向谐波抵消系统原有谐波, 达到谐波抑制的目的。
通过实际监测记录滤波器工作前后系统中电流电压波形和相关参数的变化, 可以明显见到使用该设备使输出电流波形接近正弦波, 基本上消除了谐波及其干扰。另外从节能的角度也能给用户带来非常明显的收益。如果考虑因滤除谐波后变压器损耗的降低, 那整体的节能效果将更明显。
5 总结
本文比较系统地阐述了APFC有源电力滤波器+TSC动态无功调节装置的主要原理及特点, 再结合我们实际现场工况, 对直流钻机系统谐波的处理和无功需求等方面提出了比较充分的理论依据, 再从工程运用的角度出发, APFC有源电力滤波器既解决了系统谐波对自身设备在运行控制、继电保护、通讯等方面的影响, 也从源头上解决了谐波对公共电网的污染。同时, TCS动态无功调节装置解决了电机在运行过程中无功需求及电压波动等问题, 保证了系统有功的最大输出。
摘要：本文介绍了直流电动钻机的功率因数、无功补偿、谐波等方面存在的问题及控制策略, 针对直流钻机使用时产生的谐波和无功分量作了分析, 提出了解决方案, 通过实际运行评比得出了最佳解决方式。
关键词：无功补偿,谐波拟制,电网质量,滤波器,节能
参考文献
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[2]ABB中国有限公司:有源动态滤波器技术资料
[3]中国电工技术学会电力电子学会.电力电子设备设计和应用手册[M].机械工业出版社
[4]王兆安, 等.谐波抑制和无功功率补偿, 机械工业出版社
[5] (奥地利) George J.Wakileh著, 徐政译:电力系统谐波—基本原理、分析方法和滤波器设计.机械工业出版社
直流侧谐波抑制 篇5
高压直流输电(HVDC)技术在远距离、大容量输电方面具有强大的优势,但其在换流过程中会产生大量谐波,不仅严重影响电能质量,而且威胁到直流输电系统的安全稳定运行［1-2］。 为了掌握高压直流输电系统的实时谐波状况,分析直流滤波器设计的正确性和实行运行状态,迫切需要对高压直流输电系统直流侧的谐波进行准确测量,开展相应谐波电压测量方法的研究具有现实意义和实用价值。
目前的高压基波电压测量主要采用电容式电压互感器(CVT),但谐波情况下CVT的工频谐振条件被打破,谐波电压测量存在较大误差［3］。 总体而言, 目前缺乏准确可靠且性价比高的高压谐波电压测量手段。 高压直流输电系统直流滤波器并联于直流母线上,为实现直流测谐波电压的测量提供了必要的条件。 文献[4]提出了一种改进的任意整数次谐波电压检测方法,提出采用双dq变换方法分别检测出正序电压分量和负序电压分量,通过预设双dq坐标变换矩阵中的频率实现对特定次谐波的检测,但该方法实现过程复杂。 文献[5]提出了一种基于两谱线的加权平均来修正幅值的双峰谱线修正算法, 利用距谐波频点最近的2根离散频谱幅值估计出待求谐波的幅值; 利用多项式逼近方法获得频率和幅值的修正公式,可进一步降低泄漏和噪声干扰,提高谐波分析的准确性。 但该方法需要高精度的数模转换器,且检测速度较慢。 文献[6]提出了一种电力系统谐波检测的抗混叠小波分析方法,通过将谐波信号分解成不同频带的子频带信号, 再利用连续小波变换对非零子频带信号进行分析,提取谐波分量特征。 但该方法提取的谐波分量特征精度不高。
在本文提出的利用直流滤波器实现高压直流输电系统直流侧谐波电压测量的方案中,滤波器的元件的实际运行值会由于环境因素、元件老化以及制造误差等偏离标称值,导致滤波器实际调谐频率与设计值存在一定偏差［7-8］,不仅达不到预想的滤波效果,而且将给本文所提谐波电压测量方法带来误差。 文献[9]分析了直流和交流滤波器的调谐特性以及滤波器参数失谐的概率关系;文献[10]从灵敏度的角度分析了单调谐和双调谐滤波器的元件参数变化率与等值失谐度的关系;文献[11]指出滤波器参数失谐将会对高压直流输电系统的可靠运行产生重要的影响;文献[12]论述了一种基于滤波器等效原则的适用于工程实际的直流滤波器参数可调节的设计方法;文献[13-14]提出了高压直流交流滤波器参数的计算与直流滤波器的设计方法;文献[15- 16]提出了滤波器失谐检测的方法。 这些为本文分析谐波电压测量误差提供了参考。
本文提出了一种在传统直流侧滤波器各支路中串入电流互感器的高压直流输电系统直流侧谐波电压测量的新方法。 该方法对测量得到的电流进行傅里叶分解, 根据各次谐波电流并结合已知的滤波器的阻抗-频率特性即可计算得到直流侧的各次谐波电压。 本文重点研究了滤波器元件失谐度与各次谐波电压测量误差关系的理论表达式, 分析了不同元件失谐对谐波电压测量的影响。 通过灵敏度分析法, 研究了谐波电压测量相对元件参数微变的敏感度。 最后通过仿真计算验证了本文提出方法的正确性和有效性。
1基于滤波器的谐波电压测量方法
1.1测量原理
本文所提出的谐波电压测量原理如图1所示。
目前高压直流输电系统直流侧滤波器的主电路可分为上、下2个部分,上半部分通常只含有1条支路,如图1中所示的基波阻抗为ZH（1）的部分。 下半部分通常由多个支路并联构成, 基波阻抗分别为ZL1（1）、 ZL 2（1）、…、ZLn（1）。 本文提出的直流侧谐波电压测量方法为在直流侧滤波器的下半部分的各并联支路中分别串入电流互感器TA1、TA2、…、TAn。 同时为了降低对TA1、TA2、…、TAn的绝缘要求,各电流互感器需串入各并联支路靠近接地点的部分。
1.2谐波电压计算方法
首先可根据测量得到的电流求解得到上半支路流过的电流iZH:
然后对iZH进行傅里叶分解,求解得到电流iZH的第h次谐波的有效值IZ H（h）和相位角 θZH（h）(h=1,2, …,m,其中m为所关注的谐波最高次数)。
直流滤波器的阻抗-频率特性在设计时即已经获知,通过该特性曲线可得到h次谐波下直流侧滤波器的阻抗幅值Z（h）和相位角 φ（h）,则高压直流输电系统直流侧电压us中的第h次谐波电压的计算方法为:
对所有次谐波均进行上述所示的计算,即可计算得出us的各次谐波电压。
以图2所示的常规直流双调谐滤波器为例来说明上述方法的具体实现。 图2中的TA1和TA2为串入的电流互感器。 图3为该双调谐滤波器的阻抗- 频率特性。 例如可查出在15次谐波下该滤波器的阻抗幅值和相位角分别378 Ω 和89°,结合计算得到的第15次谐波的有效值IZH（15）和相位角 θZH（15）,根据式(2),则直流侧电压us的15次谐波电压为:
可以看到,该方法可快速方便地实现高性价比的高压直流输电系统直流侧电压的各次谐波电压计算。
本文提出的高压直流输电系统直流侧谐波电压测量方法仅需在常规直流侧滤波器的基础上进行简单的改造,计算简单方便,为实现高压直流谐波电压的精确测量提供了较好的技术手段。
2参数失谐时的谐波电压测量误差计算
在实际运行中,由于允许的制造误差、元件老化、 环境温度变化等将造成滤波器中电抗器及电容器实际运行值偏离标称值,此外系统工作频率的波动,也会导致滤波器实际调谐频率与设计值存在一定偏差,直流滤波器达不到预想的滤波效果。 本文将以图4(a)所示12 / 24次单调谐滤波器来分析滤波器元件失谐对谐波电压测量的影响,12 / 24次单调谐滤波器的阻抗频率特性如图4(b)所示。 图中,Z1、φ1和Z2、φ2分别为12次和24次单调谐滤波器的阻抗幅值和阻抗相角。
该滤波器的阻抗为:
发生谐振时 ω=ω1;当 ω < ω1时,Z(ω)呈容性;当 ω > ω1时,Z(ω)呈感性。
定义滤波器元件C的失谐度为:
其中,Cnew和Cref分别为电容C失谐后的值和设计值。 滤波器中其他元件的失谐度的定义类似式(4)。
定义h次谐波电压幅值的测量误差为:
其中,Us（h）（mis）为根据式(2)并利用未失谐时滤波器阻抗-频率特性计算得到的h次谐波电压幅值;Us（h）（real）为实际h次谐波电压的幅值。
根据式(2)和式(3)并结合电容C的失谐度,式(5)可改写为:
其中,ZL（h）为h次谐波下滤波器的电感幅值;ZC（h）为h次谐波下滤波器的电容幅值。
类似式(6)也可求得电感L失谐时的谐波电压测量误差。 图5给出了L和C不同失谐度下6次和24次谐波电压测量误差的变化。
通过分析图5可发现如下规律。
a. 不同元件失谐对谐波电压幅值测量误差的影响不同。 在失谐度相同时,对谐波次数低于12次的谐波电压,C失谐时的测量误差均比L失谐时的大。 例如当失谐度的大小为5 % 时,C失谐时6次谐波电压测量误差为7%,而L失谐时误差最大为1.8%。 对谐波次数高于12次的谐波电压,L失谐时的测量误差均比C失谐时的大。 例如,当失谐度的大小为5 % 时,L失谐时24次谐波电压测量误差最大为6.8 % , 而C失谐时误差最大为1.9 %。
b. 同一元件失谐时对不同次数谐波电压测量误差的影响不同。 在失谐度相同的情况下,谐波次数越低时的谐波电压测量误差越大。 例如在失谐度为-5% 时,C失谐时6和24次谐波电压测量误差分别为7% 和-1.9%。
c. 失谐度越大时,各次谐波电压的测量误差也越大,且测量误差关于0点不对称。 例如,L失谐时,失谐度为-5 % 和5 % 时24次谐波电压的测量误差分别为-6.6% 和6.8%。
d. 谐波次数大于12次和小于12次时的谐波电压测量误差的方向不同,例如,当C失谐且失谐度在-5%~0之间时,高于12次的谐波电压测量误差为负,而低于12次的谐波电压测量误差为正。
综合以上分析可知,滤波器元件失谐将会给本文提出的谐波电压测量方法引入一定的误差,且不同元件失谐时的影响不同。 对于小于12次的谐波电压, 电容C失谐时引入的测量误差较大;对于大于12次的谐波电压,电感L失谐时引入的测量误差较大。
3电压测量误差对参数失谐的灵敏度分析
当12次滤波器的元件参数发生微小变化时,谐波测量方法所得到的电压测量误差也会发生变化, 进行谐波电压幅值测量误差对元件失谐的灵敏度分析有助于了解对测量误差影响最大的元件。
由式(2)可知,当测量的电流相同时,电压幅值误差只与阻抗幅值有关,即电压测量误差对元件失谐的灵敏度可转化为阻抗幅值对元件失谐灵敏度的分析。
根据式(3),分别对各元件参数求导取模,可得:
根据相对灵敏度公式:
可得到本文中分析的双调谐滤波器的相对灵敏度为:
其中,S|Z|L、S|Z|C分别为该双调谐滤波器阻抗幅值Z对元件L、C的相对灵敏度。 图6为上述灵敏度随谐波次数变化的规律。
根据图6可得出如下规律。
a. 滤波器阻抗幅值对元件参数的相对灵敏度因元件的不同而不同。 谐波次数小于12次时,该12次滤波器的阻抗幅值对元件C的微变最为灵敏;谐波次数大于12次时,该12次滤波器的阻抗幅值对元件L的微变最为灵敏;仅在12次谐波时变化较大,这主要是由于这2个元件决定了双调谐滤波器的12次谐振频率,当元件参数微变时阻抗变化较大。
b. 对同一元件而言,滤波器阻抗幅值对元件参数的相对灵敏度与谐波频率相关,谐波次数小于12次时,滤波器阻抗幅值对L和C的相对灵敏度随着谐波次数的增大而逐渐增大,谐波次数为12次时,出现陡增;而谐波次数小于12次时,滤波器阻抗幅值对L和C的相对灵敏度随着谐波次数的增大而逐渐减小至趋于0。
4电流测量精度的影响
高压直流输电系统的直流侧可能具有不同特性的滤波器,本文提出的谐波电压测量方法可应用于任一滤波器中。 但由于不同的滤波器的阻抗-频率特性不同,在电流测量具有一定误差时,将会对谐波电压测量的精度产生影响。
由式(2)可知,对于第h次谐波,计算得到的谐波电压幅值为:
谐波电压相位为:
设电流测量所引入的第h次谐波电流幅值的测量误差为 Δi（h）,则h次谐波电压的测量误差为:
可见,h次谐波滤波器的阻抗幅值越小,相应地该次谐波电压幅值的测量误差也越小。
通过具有图4所示阻抗-频率特性的12次和24次滤波器分别测量直流输电系统直流侧第6次和第36次谐波电压。 为了验证上文的分析结果,分别对电流表测得的电流值加入一微小误差, 该误差为流过2个电流表较小电流的0.5 %。 图7和图8分别为2个滤波器测量得到的6次和36次谐波有效值。
由图4可知,测量6次谐波时24次谐波滤波器的阻抗值较大,而测量36次谐波时12次谐波滤波器的阻抗值较大。 根据上述分析,对6次谐波电压的测量,采用12次滤波器测量的结果较为准确;而对36次谐波电压的测量,采用24次谐波滤波器测量的结果较为准确。
由图7可以看出,12次滤波器测得的6次谐波电压更接近其实际值,而由图8可以看出24次滤波器测得的36次谐波电压更接近其实际值。 仿真结果验证了分析结论的正确性。
通过以上的理论分析与仿真验证,结合图4可以得出结论如下:对于本文所应用的2个单调谐滤波器,对17次及以上较高次数谐波电压的测量,由于24次谐波滤波器的阻抗值较小,故24次滤波器的测量结果更为准确;而对于低于17次的谐波电压的测量,则12次滤波器的测量结果更为准确。
5仿真计算
利用PSCAD自带的HVDC Benchmark模型进行仿真计算。 该系统整流侧与逆变侧均采用2个6脉冲换流桥组成的12脉冲换流装置,在直流侧系统中将产生12、24次等特征谐波,故在直流侧分别接入调谐频率分别为12次和24次的2个单调谐滤波器。
以12次滤波器为例,分别考虑其电容值偏离额定值 ±5% 和电感值偏离额定值 ±5% 的情况,电容和电感的取值如表1所示。 同时也给出所测24次谐波电流、谐波电压的数据如表2所示。
图9、10分别为仿真得到的电容和电感失谐时测量得到的24次谐波电压的有效值。
根据仿真结果可以看到: 滤波器各元件参数分别失谐±5% 时,δUs（24）与理论推导基本相符,如L失谐5 % 时,仿真得到的 δUs（24）为6.9 %,而理论推导的结果为6.8%;失谐-5% 时,仿真得到的 δUs（24）为-6.7%, 而理论推导的结果为- 6.6 %;仿真验证了当L失谐时对24次谐波电压幅值测量的影响最大,而C失谐时对24次谐波电压幅值测量的影响较小。
6结论
直流侧谐波抑制 篇6
统一电能质量调节器(unified power quality conditioner,UPQC)作为一种综合电能质量补偿装置,可以解决大部分电能质量问题,如消除电压的波动、跌落、上升、闪变、不对称,以及电能的中断、谐波及无功等,因此得到了国内外科研工作者的极大关注[1,2,3,4]。
从结构上看,串、并联补偿器共用的中间直流环节担当了电压源的作用。直流侧电压波动将影响2个补偿器之间有功功率的交换,对补偿器的正常运行形成干扰,因此常规的UPQC直流侧电压控制目标为维持其电容电压恒定。一般通过设置直流电压调节器来控制直流侧电容电压,使其接近于理想直流电压源[3,4,5,6]。这种方法对电源电压和负载电流平衡的情况以及三相三线UPQC是有效的[5,6,7,8,9]。但在不平衡及非线性工作情况下,即系统电压、负载电流三相不对称且畸变时,直流侧电压波动不可避免,这种波动无疑会影响串、并联补偿器的正常运行,进而影响UPQC的补偿效果。因此,这种情况下,除了采用常规的直流侧电压控制方法外,还要考虑直流侧电压波动带来的影响。
本文针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压波动产生的机理,提出了消除直流侧电压波动影响的方法,并将其应用于实际的控制策略。
1 直流侧电容电压波动的机理分析
本文研究的三相四线UPQC基本结构如图1所示。
在不平衡及非线性情况下,并联补偿器的输出电流i3用于补偿负载电流的无功电流、负序、零序及谐波分量,串联补偿器用于补偿电源电压与额定负载电压之间的差值,其输出电压vc也包含正序、负序、零序及谐波分量。因此,并联补偿器的输出电压v2和电流i2以及串联补偿器的输出电压v1和电流i1也包含了基波正序、负序、零序及谐波分量。
考虑UPQC已经稳定运行,负载端电压、电源侧电流已经被补偿为三相正弦对称且与系统电压正序同相的波形。为简化分析,仅考虑不平衡的情况,串联补偿器的输出电压和输出电流可用式(1)和式(2)表示:
式中:下标p表示正序,n表示负序,0表示零序,s表示系统侧分量,m表示最大值,l表示负载侧分量;k为调制比。
根据能量守恒定理[10], 可得:
从式(4)可以看出,直流侧电流idc1包含了直流分量和2次谐波分量,而2次谐波分量与系统电压的负序和零序分量有关。
类似地可以推导出idc2也包含了直流分量和2次谐波分量。
常规的直流侧电压控制方法就是通过设置直流电压调节器,保证idc1和idc2的直流分量相同,实现有功功率平衡,从而保证直流侧电压平均值Vdc恒定。在不平衡及非线性工作情况下,采用这种控制方法同样有效,但直流侧电压对串、并联补偿器的影响并没有得到完全考虑,现分析如下。
由图1可知:
可见,如果idc1和idc2的直流分量通过直流电压调节器的调控已相等,即有功功率已达到平衡,则电压vC1将以2次谐波频率波动,即有:
由于要保证电源侧中线电流isN=0,所以,
如果负载零序电流ilN和系统零序电压vs0产生的零序电流无法抵消,vC1会包含基波分量,所以考虑畸变的情况,在UPQC稳定运行时,直流侧电流idc1和idc2包含了谐波分量,不平衡及畸变程度越大,vC1和vC2波动就越大。电容电压的波动将会严重影响串、并联补偿器输出电压v1和v2,进而影响补偿效果。
上面的结论是在已经采用了常规直流电压的控制方法,即idc1和idc2的直流分量已经相同的情况下得出的,可见,常规直流电压的控制方法无法消除直流侧电压的这部分波动分量。从式(5)和式(7)可以看出,系统电压和负载电流的不平衡及畸变是造成电容电压vC1和vC2波动的原因,即使UPQC已经稳定运行,直流侧电压已经经过常规的控制方法维持平均值恒定,但vC1和vC2中的波动也无法避免,换句话说,要保证isN=0,需要直流侧电压vC1和vC2波动。因此,仅仅从控制直流侧电压稳定这个角度来试图减少其波动对串、并联补偿器输出电压的影响是不够的,还需要找到一种方法,使得串、并联补偿器对直流侧电压波动不敏感,即这种方法可以消除直流侧电压波动对补偿器正常变换的影响。
2 直流侧电容电压波动影响的抑制方法
为减少直流侧电压波动的影响,常考虑的方法是增大直流电容量和采用2次谐波滤波器的方法消除电容电压波动[10],但这2种方法都有局限性。本文考虑用另一种方式来降低直流侧电压波动的影响。
理想情况下,即vC1=vC2=Vdc/2时,根据图2(a)所示的脉宽调制(PWM)波的产生原理图[11],以a相为例,其输出电压的理想电压vaN为:
式中:Vcm为载波的峰值;Vrm为调制波的峰值;ma为调制比。
当直流侧电容电压不等,即vC1-vC2=ΔV时,近似地,其输出电压为:
比较式(8)、式(9),当直流侧电压波动时,要保证输出电压vaN′=vaN,参考波的峰值必须满足:
这里把ε称为直流电压调节系数。在直流侧电压波动的情况下,只要将原调制波vr乘以一个调整系数ε得到vr′,用vr′作为正弦脉宽调制(SPWM)的调制波,就可以保证补偿器的输出电压vaN′仍为理想值vaN,可见,直流侧电压波动对补偿器的输出无影响。如图2(b)所示,这种方法实际上是通过改变SPWM波形形成时的调制波来改变每个周期的脉冲宽度,通过这种方法,消除了直流侧电压波动对补偿器输出电压的影响,其开关器件的开关频率仍然是载波的频率。
3 引入直流电压调节系数的控制策略
3.1 并联侧补偿器控制策略
将并联侧补偿器控制为电流源,用于补偿负载的谐波电流,同时提供UPQC本身消耗的有功功率。将图1中的各电量通过同步坐标变换[10],可获得并联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:
与常规的UPQC控制策略一样,利用直流电压调节器保证直流侧电压的平均值Vdc跟踪恒定给定值V*dc,实现有功功率的平衡,维持直流侧电压平均值恒定。因此,直流电压调节器GdPI(s)的输出及负载电流的谐波分量作为并联侧补偿器输出电流d轴分量的给定值,如下所示:
将负载电压作为干扰量,将其引入前馈控制,由式(11)～式(13)可获得直接电流控制策略方程为:
式中:Gcn(s)=(L2C2s2+R2C2s+1)/(1+0.5Tcs)2;Tc为采样周期。
这种带负载电压前馈的直接电流控制策略如图3(a)所示。为了消除直流侧电压波动产生的影响,引入了直流电压调节系数ε。检测直流侧两电容电压,计算获得ε,将同步坐标反变换获得的并联侧补偿器的三相输出电压指令v*2a,v*2b,v*2c乘以调节系数ε后,作为三相SPWM的调制信号。
3.2 串联侧补偿器控制策略
串联侧补偿器控制为电压源,提供理想负载电压与电源电压的差值。串联侧补偿器在dq0坐标系下的表达式为:
式中:N为串联侧变压器变比。
考虑理想情况下负载电压为与电源电压正序同相的三相平衡基波电压,因此,其q轴、0轴上的分量为0,则串联侧补偿器输出电压的指令值为:
将电压控制设为外环,采用PI调节器;将电流控制作为内环,采用比例控制器,则由式(15)、式(16)可得到双闭环控制策略方程如下:
由式(18)、式(19)得到的串联侧补偿器的双闭环控制框图如图3(b)所示。与并联侧补偿器的控制策略一样,将串联侧补偿器的三相输出电压指令值v*1a,v*1b,v*1c乘以直流电压调节系数ε,作为三相SPWM的调制信号。
4 实验结果分析
为了分析控制策略的控制效果,在UPQC的实验装置上对控制方法进行了验证,实验装置及负载参数见附录A表A1。
图4是采用本文提出的加入直流电压调节系数ε用来消除直流侧电压波动影响的控制策略实验波形。图5是采用与图4相同的控制策略,但没有引入直流电压调节系数ε的实验波形。可以看出,负载电流不平衡且具有较大的畸变,电源电压不平衡且畸变。2种情况下各电量有效值和总谐波畸变值见附录A表A2。可以看出,经过UPQC补偿后,与负载电流相比,电源电流平衡性更好,畸变更小;与电源电压相比,负载电压平衡性较好,更接近额定值。可见,本文提出的串、并联补偿控制策略有效。
由附录A表A2比较可看出,控制策略中引入ε后,电源电流和负载电压的平衡性更好、畸变更小,可见,在不平衡及非线性工作情况下,控制策略中引入ε来消除直流侧电压波动影响的措施有效。
5 结语
本文以三相四线UPQC为研究对象,针对电源电压和负载电流不平衡及畸变的情况,分析了直流侧电容电压出现波动分量的不可避免性,提出了在控制策略中利用直流电压调节系数ε来消除直流侧电压波动对串、并联补偿器正常变换影响的方法,获得了良好的补偿特性。这种方法除了用于UPQC以外,对直流侧电压波动的电力电子变换器的控制都具有参考价值。
摘要：当三相四线统一电能质量调节器(UPQC)工作于不平衡及非线性条件下时,直流侧电容电压波动不可避免,将直接影响串、并联补偿器的正常变换,进而影响UPQC的补偿性能。文中详细分析了这种波动不可避免的原因,提出了直流电压调节系数的概念,推导出其表达式,分析了利用其消除电容电压波动影响的原理,并将其作为抑制直流侧电压波动的措施应用于带负载电压前馈的并联侧直接电流控制策略和串联侧双闭环控制策略。实验结果表明,采用这种方法可以抑制直流侧电容电压波动对串、并联补偿器的影响,与未加入此种抑制措施的控制策略相比,UPQC的补偿性能得到了提高,表明了这种措施的有效性。
关键词：统一电能质量调节器,直流电压波动,直流电压调节系数,控制策略
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