谐波控制论文（共7篇）
谐波控制论文 篇1
0 引言
高能耗企业中的大功率电力电子负荷由于工况变换频繁且谐波含量较高,为了保证供电质量,防止谐波的各种危害,往往在进行大容量无功功率补偿的同时还需采取有效措施抑制各次谐波[1,2]。目前,主要采用的方法是使用LC无源滤波器PF(Passive Filter)[3,4],但其通常只能滤除固定频率的谐波电流,不但性能受电网参数变化的影响比较大,而且在谐波情况复杂的电网中也易与系统发生谐振[5],因而并非理想的选择。
近年来,结合有源电力滤波器APF(Active Power Filter)和PF优点的并联混合型有源电力滤波器HAPF(Hybrid Active Power Filter)作为大容量谐波抑制和无功补偿的理想装置成为研究的热点,但在相关实用技术的研究上尚不十分充分,尤其在控制方面基本上是借鉴单独使用的APF的控制方法,但由于结构差异此类方法并不一定适合于实际应用中的混合型装置,而在基本控制策略的选择上更是少有涉及。
针对以上问题,以江西某铜箔厂设计的串联谐振注入式有源滤波器为基础,结合并联型无源滤波器的谐波和无功综合补偿装置为例,从结构分析出发,提出一套从基本控制策略选择到具体控制方法实现的综合补偿装置控制系统设计与实施的完整方案,并在实际装置中进行了应用,其设计思路和应用经验可为类似装置的推广应用提供一定的指导和借鉴作用。
1 综合补偿装置的结构分析
在广大工矿企业的配电系统中,经常出现需要进行大容量无功补偿的同时又需要对谐波进行有效治理的情况。以江西某铜箔厂为例,在其电网中除普遍存在的电力电子装置之外,主要负载是挂在10 k V进线上反星形连接的整流装置,其工况复杂且负荷变化频繁,同时背景谐波含量也较高,若单纯使用无源滤波器进行谐波抑制和无功补偿将很难获得比较理想的效果。
针对铜箔厂的实际情况,考虑到混合型有源滤波器的优点,将单独的串联谐振注入式滤波器与并联型无源滤波器相结合构成如图1所示的谐波和无功综合补偿装置。
从图1可以看出,该装置只由无源部分补偿无功功率,有源部分和无源部分共同抑制谐波,这使得其兼具较大容量的无功补偿和谐波抑制能力以及较小的逆变器容量的特点,同时实现对电网谐波先由无源滤波器进行“初滤”,再由有源滤波器进行“精滤”的谐波治理思路。其结构特点决定了它比较适合应用于中高压系统进行大容量的谐波抑制和无功补偿,既可提高滤波效果,又能确保投入的无功补偿容量具有一定的灵活性,从而满足铜箔厂在不同工况下对电能质量的要求。
若设电源谐波电压为US,电网阻抗为ZS,将负载看成谐波电流源Ih,无源滤波器组滤除的谐波电流为Ix,将电压型逆变器看成电压源UF,同时假设隔离变压器为理想变压器[6,7],其电压变比为n:1(网侧电压∶阀侧电压),则由图1可得如图2所示的单相等效电路,其中Z2和ZLO分别表示注入电容CC和输出滤波电感LO的谐波阻抗,Z1为输出滤波电容与基波谐振电路并联后的等效谐波阻抗,IC为流经Z1的电流。
由图2,根据基尔霍夫电流和电压定理,有
化简方程组(1)并消去变量UL、ILO、IF、IC得:
由式(2)可知,对于综合补偿装置,通过合理控制电压型逆变器输出谐波电压UF的大小可有效降低电网谐波电流IS的含量。
2 综合补偿装置的基本控制策略选择
对综合补偿装置的基本控制策略选择,由式(2)可知实际上是相当于讨论用一个什么样的量来对UF进行控制的问题。一般而言,对电流谐波进行治理主要有2种基本控制策略,分别是对有效输出谐波电压UF采取根据负载谐波电流IL来进行控制的策略和根据电源谐波电流IS来进行控制的策略[8,9],以下分别进行讨论。
首先,分析采用根据负载谐波电流IL来进行控制的策略,即控制UF=KIL。由图2和式(2)可得:
化简为
运用电源叠加原理,由式(4)可反推出综合补偿装置的单相等效电路,如图3所示。
由图3可知,在这种控制策略下,可通过控制有源电力滤波器在改善无源滤波器的谐波阻抗特性的同时又增大电网谐波阻抗,从而可极大提高滤波效果。但由于电网中的n KK1和滤波支路中的-n KK1可相互抵消,即电网阻抗ZS与滤波装置回路等效阻抗Z2+K2存在产生谐振的可能,因此这种控制策略下对滤波装置的参数设计要求比较高,并且不太适合于电网情况复杂、谐波阻抗变化频繁的场合。
对于采用根据电源谐波电流IS来进行控制的策略,即控制UF=KIS。同样由图2和式(2)可得:
化简为
同于以上分析,由式(6)可反推出此时综合补偿装置的单相等效电路,如图4所示。
由图4可知,在这种控制方式下综合补偿装置相当于在电网上增加了一个可调的谐波阻抗n KK1,可通过控制有源部分来增大电网谐波阻抗,从而使大部分负载的谐波电流进入滤波支路而不是注入电网造成谐波污染。另一方面,正是由于综合补偿装置有源部分带来的可调阻抗n KK1的存在,使所有无源滤波支路与电网产生谐振的可能性大为降低,从而极大提高了整个系统在复杂电网环境中的安全稳定性。
由以上分析可以看出,在工况复杂、负荷变化频繁的场合,从提高装置的安全稳定性能出发,相对而言采用根据电源谐波电流IS来进行控制的策略更具有优势。
3 综合补偿装置的分频控制方法研究
在基本控制策略选定之后,为取得较好的补偿效果,具体控制方法的研究与应用也是非常重要的。单独使用的APF控制一般是通过检测出电网中的谐波含量,根据一定的控制算法将其转化为逆变器的开关量,从而使得逆变器发出与电网谐波大小相等方向相反的谐波达到补偿目的,在此基础上一系列的新型控制方法被提出,如滞环电流控制、单周控制、变结构控制等[10,11],虽然它们都具有各自的优势,然而对于综合补偿装置却由于其结构特点,上述先进算法并不一定很适用。
参考图1可知,除有源部分之外,主网络中还并联有其他无源支路以改善滤波效果并兼作无功补偿,因此,当有源部分发出与PF谐振次数相同的谐波时,可能抵消PF的滤波效果,还可能导致PF过流而造成事故,就综合补偿装置而言,对某些次数的谐波进行控制是没有必要的,也容易造成补偿容量的浪费,甚至降低无源支路的滤波效果,因此根据网络的实际情况对特定频率的谐波进行分频控制是有必要的。另一方面,综合补偿装置不同于单独使用的APF,其有源部分的输出必须经过不同阻值的容性和感性元件才能注入电网,对于不同频率的谐波,其角度偏转是不一致的,此相位偏移既与综合补偿装置的主电路设计参数相关又与具体的谐波补偿次数有关,是一个具有个体特性的数据,因此为保证补偿装置的效果同样有必要对具体的补偿量进行有效的分频处理。
在具体的分频控制方法选择上,可采用基于直流分量的PI分频控制方法或基于广义积分的PI分频控制方法,以下分别进行介绍。
要使得被控对象在控制器的作用下,其输出能够无差地跟踪给定信号,控制器必须要包含积分环节。通常当参考信号为直流信号或者是常量时,控制器只要包含一个常规的积分器就能保证系统无稳态误差。然而,综合补偿装置有源部分的参考信号为交流周期信号,常规的积分器无法起到很好的效果。为解决此问题,同时实现分频控制,可以通过坐标变换将正弦信号化为一个直流信号,然后在新的坐标内采用常规积分器对直流信号进行PI控制,同时实现不同次数谐波的相位偏移的补偿,如图5所示(图中虚线箭头是指2~n次中间各次谐波直流分频PI控制)。
图5中C12和C1n分别为基波和n次谐波的单位正弦和余弦分量,按根据电源谐波电流IS来进行控制的策略的要求,与低通滤波器一起完成对母线电流谐波的分频检测,获得所需要进行补偿控制的谐波的直流分量和相位参数,对直流分量应用PI进行幅值控制,同时结合各次输出谐波相位偏移的分析,调整输出谐波相位,确保输出谐波和补偿谐波的相位相反,而后综合幅值和相位2方面因素,将反变换后的补偿谐波叠加,从而获得进行PWM调制的电压量。
由于有源部分的参考信号实际上是由多个频率的正弦波叠加而成的,因此基于直流分量的分频PI控制首先需要进行分频检测,即必须实现多个频率的旋转坐标变换和低通滤波,然后对变换后的多个直流信号分别进行常规PI控制,经过相位补偿并反变换后再叠加起来,故而这种方法坐标变换多,计算相对复杂,但若系统只要求对几个主要次数的谐波进行治理,那么这种方法还是非常有效的。
针对基于直流分量的分频PI控制方法中存在的问题,结合广义积分可实施对周期量的分频积分的特点[12,13],可采用基于广义积分的模糊自整定PI分频控制方法,从而有效避免分频检测的环节,极大降低计算量,其控制框图如图6所示。
控制系统的目的是为了将电网谐波控制为最小,因此控制框图中给定r为零,采用根据电源谐波电流来控制的基本控制策略,通过检测实际电网谐波电流ISh,由基于广义积分的模糊PI控制算法计算出逆变器期望输出电压,然后经过PWM调制,触发逆变器,控制其谐波输出,最终达到滤除电网谐波电流的目的。使用模糊参数调节器主要是为实现PI控制器的参数在线整定[14,15],即根据系统的采样信息,将得到的偏差e和计算出的偏差变化率ec输入控制器,通过模糊参数调节器,在PI参数预整定的基础上实时在线整定PI参数,以达到最佳控制效果。
广义积分的最大特点是能够实现对周期量的分频控制,具有分频积分功能的广义积分器传递函数可表示为
为减少计算量提高实时性,将式(7)离散化,可得广义积分输出的表达式为
于是可得广义积分PI控制器的算式如下:
式中k表示当前时刻采样值,k-1为上周期采样
值;KP、KI分别为PI控制器的比例系数和积分系数;H为需要控制滤除的谐波次数的集合。为有效消除干扰,式中的离散微分ec(k)采用下式获得:
对于PI参数的模糊自整定,目的是为了提高整个系统的动态性能,在具体结构和方法的选择上,模糊参数调节器采用简单而实用的二维结构,预整定值采用Ziegler-Nichols方法求解,解模糊采用重心法。考虑到模糊算法方面选用的都是比较成熟的方法,因此在文中就此部分不再赘述。
4 仿真实验与现场应用
采用PSIM软件搭建仿真平台,负载为三相整流桥,运用文中所提出的控制策略与方法主要治理5、7次谐波,对如图1所示的综合补偿装置的效果进行验证,其中以上所述2种方法的控制仿真模块及其仿真结果如图7所示,IS为母线电流。
由图7可知,2种控制方法对谐波的治理都是较为有效的。为作进一步验证,采用IPM模块PM300C LV120在实验室中搭建了综合补偿装置的有源部分,控制部分以DSP2407A为核心,采用根据电网谐波电流进行控制的模糊广义积分PI算法。谐波负载采用三相全控整流模块MJYS-QKZL-200,电流数据由FLUKE43B电能质量分析仪进行采集,图8所示为实验中获得的补偿前后电流波形。
目前采用以上控制策略与方法的综合补偿装置已在江西某铜箔厂的谐波抑制和无功补偿项目中成功应用,将系统平均功率因数由0.7提高到约为0.94,同时谐波含量也有效降低。
5 结论
以串联谐振注入式有源滤波器为基础结合并联型无源滤波器的综合补偿装置兼具谐波抑制和大容量无功补偿的功能,是现场工程应用中的理想结构。但由于其结构上的特点,在基本控制策略和具体控制方法的选择上也有其特殊之处。比较分析表明,采用根据电源谐波电流IS来进行控制的基本策略相对具有优势,更适合于在工况复杂、负荷变化频繁的场合中应用。在具体控制算法上,进行有效的分频控制对综合补偿装置而言是有必要的。
文中提出的基于直流分量的PI分频控制方法和基于广义积分的PI分频控制方法都能满足综合补偿装置的特殊要求,仿真实验和实际应用表明其对谐波的治理是有效的,由此形成的一套从基本控制策略选择到具体控制方法实现的综合补偿装置控制系统设计与实施的完整方案将可对先进并联补偿装置的推广应用起到一定的指导和借鉴作用。
摘要：针对高压大容量负荷谐波抑制和无功补偿的要求,以串联谐振注入式有源电力滤波器为基础结合并联型无源滤波器的谐波和无功综合补偿装置为例,通过结构分析,对常用基本控制策略进行比较。基于此,针对结构特点和应用需求进行有效的分频控制方法的研究,形成一套从基本控制策略选择到具体控制方法实现的综合补偿装置控制系统设计与实施的完整方案。为适应负荷变化频繁的复杂工况,提出采用根据电源谐波电流进行控制的基本策略以提高装置的安全稳定性能,同时利用基于直流分量的PI控制和基于广义积分的模糊自整定PI控制2种方法分别实现谐波电流的有效分频控制,后者不但避免了分频检测的环节,降低了计算量,而且很好地保证了控制效果。
关键词：谐波抑制,无功补偿,控制策略,分频控制
谐波控制论文 篇2
在众多基于周期的控制方案中,基于内模原理[1]的重复控制对于解决谐波补偿问题是一种简单有效的方法。传统的重复控制[2,3](CRC)在开环系统的前向通道上嵌入周期为L0的任意周期信号的内模e-s L0(1-e-s L0),有效实现对各次谐波分量的无差补偿,从而实现零稳态误差。然而,传统的重复控制在谐波补偿中还存在两方面不足:一方面,从重复控制器内模的数字实现形式[4,5,6]z-N/(1-z-N)可以看出,其输入到输出滞后了一个基波周期,响应速度较慢,且需要的内存单元数至少为N;另一方面,在很多实际应用中,需要补偿的谐波信号往往集中在某些特定频率处,例如整理性负载给单相逆变器带来的谐波成分主要是奇次谐波,给三相逆变器带来的主要是6l±1(l=1,2,3,…)次的谐波成分。而传统的重复控制没有选择性地对各次谐波都进行了补偿,势必导致内存浪费、补偿速度减慢,难以满足实际系统对控制性能的要求。针对上述问题,文献[7]和文献[8]分别提出了一种奇次谐波补偿重复控制器和6l±1次谐波补偿重复控制器。
文献[7-8]采用类似的谐波补偿重复控制器,是一个值得研究的课题。目前,也没有一种通用的重复控制可以将所有的重复控制统一起来。为此,本文提出一种nl±m次谐波补偿重复控制(HCRC),以增强重复控制对谐波补偿的选择性。该重复控制可以实现对nl±m次谐波的无差补偿,通过给n和m赋以不同的数值,以适应各种不同场合对特定谐波的补偿需求。与传统的重复控制相比,该重复控制具有占用内存单元数目更少、动态性能更佳的优点,并为各种场合的重复控制器提供了一种通用的表达式。最后将谐波补偿重复控制应用于单相逆变器的波形控制中,并进行了仿真验证,表明了谐波补偿重复控制的优越性。
2 谐波补偿重复控制
2.1 内模改进
传统的重复控制器通过构造周期为L0的任意周期信号的内模,并将其嵌入闭环控制系统中,以实现对周期输入信号和扰动的无差跟踪补偿。传统重复控制的内模为
这是一个正反馈延迟环节,其等效结构原理图如图1所示。
将该内模嵌入开环系统的前向通道上便构成了传统的重复控制系统。本质上,内模的作用是为系统提供了无穷多个位于各谐波频率的极点,且在这些极点处内模的增益为无穷大,从而能够对谐波信号实现无静差补偿。将L0=2π/ω0(ω0为基波角频率)带入式(1)可得:
由式(2)可知,常规重复控制器的极点位于lω0(l=1,2,3,…)处,即包含了基波频率和所有的谐波频率。因此,如果将基波频率设置为nω0(n=1,2,3,…),重复控制器的极点将位于nlω0,此时重复控制器内模变为
本文将以式(3)作为内模的重复控制器定义为nl次谐波补偿重复控制器。由自动控制原理的频移特性可知,将Gnl(s)分别向左、右平移mω0(m=1,2,3,…)可得:
由式(4)可见,Gnl±m(s)的极点在Gnl(s)的基础上分别向左、右平移了mω0,位于(nl±m)ω0处,即在nl±m倍频处。由于以Gnl±m(s)作为内模的重复控制器在nl±m倍频处具有无穷大的增益,因此可以对nl±m次谐波实现无静差补偿。式(4)在理论上虽然成立,但是实现起来较为困难。为此,还需要寻求一种易于实现的内模形式。
由内模原理可知,只要描述内模的传递函数包含了周期输入信号的某些特定极点,即可对这些特定频率的谐波实现无静差补偿。为此,采用文献[8]和文献[9]的方法,将Gnl+m(s)与Gnl-m(s)作如下形式的加和
式(5)表示的内模,其极点仍然处于nl±m倍频处,同样可以实现对nl±m次谐波的无静差补偿。根据实际系统的需要,可为n和m设置不同的数值,即可得到相应的特定谐波补偿重复控制器。值得注意的是,这里的n和m需满足一定的约束条件,即n>m≥0,n和m均为整数。例如,将n和m的数值分别设置为1和0,就可得到传统的重复控制器内模;将n和m分别设置为4和1,就将得到奇次谐波补偿重复控制器内模;而将n和m分别设置为6和1,此时将得到6l±1次谐波补偿重复控制器内模。可见,nl±m次谐波补偿重复控制器内模为所有重复控制器提供了一个通用的形式,而传统的重复控制器内模可看作是nl±m次谐波补偿重复控制器内模的一个特例,因此本文将Gn′l±m(s)定义为nl±m次谐波补偿重复控制器内模。nl±m次谐波补偿重复控制内模的频域等效结构如图2所示。
由图2可见,从nl±m次谐波补偿重复控制器内模的输入到输出的最大时间延迟为2L0/n,只要n>2,其时间延迟将比传统的重复控制器内模更小。因此,nl±m次谐波补偿重复控制的动态响应速度要比传统的重复控制更快,将显著提高对谐波扰动的补偿速度,这是它相对于传统重复控制器内模的一大优点。
随着高性能的数字信号处理器的出现,重复控制大都采用数字化控制的方式来实现。与传统的重复控制一样,nl±m次谐波补偿重复控制器内模也采用数字方式。图3给出了nl±m次谐波补偿重复控制内模的离散等效结构。
其离散传递函数为
式中:N为每周期的采样次数,N=fs/f0,fs,f0分别为采样频率和基波频率。
由式(6)可见,nl±m次谐波补偿重复控制器内模所需要的内存数目为2N/n,只要n>2,将节约很大的内存空间,这是它相对于传统重复控制器内模的另一大优点。
与传统重复控制器类似,式(6)所示的nl±m次谐波补偿重复控制器内模是一种理想形式,它给系统引入的极点均位于单位圆上,因此极易出现失稳的情况。为此,可采用与传统重复控制器相同的方法,为分母上的各周期延迟环节串联一个Q加以改进,将极点限制在单位圆内,以增强系统的稳定性。改进后的nl±m次谐波补偿重复控制内模等效结构图如图4所示。
改进后nl±m次谐波补偿重复控制器内模的离散传递函数为
其中,Q可取小于1的常数或低通滤波函数。
改进后的nl±m次谐波补偿重复控制器内模在nl±m倍频处的增益将变为有限值。由式(7)可得:
以n=4,m=1时的奇次谐波补偿重复控制为例,当基波频率f0=50 Hz、采样频率fs=10 k Hz时,其内模分别在Q=0.8和Q=0.95时的增益如图5所示。从图5中可以看出,奇次谐波重复控制内模在(4l±1)ω0处的增益分别为5 d B和22 d B。
可见,随着Q的减小,nl±m次谐波补偿重复控制器内模增益也逐渐降低,对谐波的补偿效果变差,跟踪误差变大。与常规重复控制器一样,这也是为增强稳定性而牺牲零静差特性的表现。
2.2 谐波补偿重复控制系统
在上述改进内模的基础上添加稳定化补偿器Gc(z)和相位补偿环节Gf(z)即可构成nl±m次谐波补偿重复控制器。将该重复控制器嵌入闭环控制系统的前向通道上便构成了nl±m次谐波补偿重复控制系统,如图6所示。其中,r(z)为周期参考输入信号,e(z)为跟踪误差,ur(z)为重复控制器输出的控制信号,d(z)为扰动信号,u(z)为系统输出信号,Gc(z)为稳定化补偿器,Gf(z)为相位环节,GCHRC(z)为nl±m次谐波补偿重复控制器,Gp(z)为被控对象。
由图6可得nl±m次谐波补偿重复控制系统的实际输出为
其中,GCHRC(z)=Gn′l±m(z)Gf(z),H(z)为未插入nl±m次谐波补偿重复控制器前的系统传递函数,其表达式为
由式(9)和式(10)可得nl±m次谐波补偿重复控制系统的稳定性条件:1)Q是稳定的;2)H(z)是稳定的有理函数,即Gc(z)和Gp(z)没有零极点对消;3)‖[2Q-H(z)]cos(m2π/n)-[Q2+H(z)]z-N‖∞<1。
为了获得最佳的零相移补偿效果,Gf(z)通常选作H(z)的逆传函[10,11]。但是,在实际应用中,由于对象建模的诸多不确定因素和负载的变化,因而无法获得H(z)的精确传递函数。为此,可将H(z)的实际逆传函表示如下[11]:
式中:Gfn(z)为H(z)的理想逆传函,Gfn(z)=1/H(z);△(z)为描述系统不精确性的稳定变量,且△(z)有界,|△(ejω)|≤ε,ε为大于零的常数。
将式(8)和式(11)带入式(9)可得nl±m次谐波补偿重复控制系统的实际输出为
其中
当Q=1时,式(12)的第1项在nl±m倍频处等于r(z),第2项等于0,因此,nl±m次谐波补偿重复控制可以实现无差补偿nl±m次谐波的控制目标。
3 仿真实验
为了验证谐波补偿重复控制的正确性和有效性,将其应用到单相逆变器的波形控制中,并在Matlab/Simulink仿真平台下进行一系列仿真实验。由于整流负载给单相逆变器带来的主要是奇次谐波,因此在nl±m次谐波补偿重复控制器中令n=4,m=1,4l±1次谐波补偿重复控制能够对所有奇次谐波实现高精度补偿。实验中用到的逆变器参数为:直流输入电压Udc=380 V,额定输出电压U0=220 V,基波频率f0=50 Hz,采样频率fs=10 k Hz,滤波电感L=0.7 m H,滤波电感等效电阻r=0.1Ω,滤波电容C=36μF,突加阻性负载4.4Ω,整流负载输出电阻24.2Ω,整流负载输出电感2 m H,整流负载输出电容470μF。
单相逆变器的离散传递函数为[3,12]
由于控制对象存在高谐振峰,给控制器的设计带来极大不便。为了简化控制器的设计,采用文献[13]中的输出电压微分反馈控制方法。其中,反馈系数k=6.136 1。由此设计相位补偿环节Gf(z)=z6。
本文采用的稳定化补偿器为
图7给出了仅采用式(14)所示的稳定化补偿器Gc(z)时逆变器的稳态输出电压、电流和相应的谐波分析。由图7a可以明显看出,输出电压有严重的平顶现象,波形畸变严重;通过谐波分析发现,引起输出电压畸变的谐波分量主要集中在4l±1次频率处,如图7b所示。
图8所示为逆变器在传统重复控制作用下带整流负载时的稳态输出电压、电流及谐波分析。由图8a可见,引入重复控制以后,逆变器带整流性负载时的输出电压波形得到了明显的改善,其波形的正弦性较好,平顶现象得到了消除;由图8b可见,重复控制器对于原有的奇次谐波的抑制效果非常明显,总谐波畸变率被降至0.91%。
图9为逆变器在4l±1次谐波补偿重复控制作用下带整流性负载时的稳态输出波形及输出电压谐波分析。从图9a可以看出,逆变器在奇次谐波补偿重复控制下仍然有着良好的稳态输出,说明该控制方案对于整流性负载给逆变器带来的奇次谐波扰动具有较好的补偿效果;从图9b显示的输出电压谐波分布可以看出,与图8b相比,在4l±1次谐波补偿重复控制下,输出电压波形中4,6,8,10,12次谐波成分有少量的增加,因而总谐波畸变率也有所上升,但是只有1.30%,仍然较低。因此,奇次谐波补偿重复控制同样保证了逆变器的稳态输出质量。
图10示出了逆变器分别在传统重复控制和4l±1次谐波补偿重复控制作用下突加阻性负载时输出波形的动态恢复过程。从图10a可以看出,在传统的重复控制作用下,输出波形大约需要4~5个基波周期才能恢复稳定状态;从图10b可以看出,在4l±1次谐波补偿重复控制作用下,输出波形大约需要2~3个基波周期即可恢复稳定状态。由此可见,4l±1次谐波补偿重复控制的动态响应速度比传统重复控制要快,其误差收敛所需时间更短。
4 结论
相比于传统的重复控制,本文提出的谐波补偿重复控制具有占用内存单元少、动态响应速度快、误差收敛时间短的优点。
仿真结果表明,尽管4l±1次谐波补偿重复控制在降低输出电压THD上比传统重复控制稍显逊色,但是其误差收敛速度却快了近2倍,而数字化控制系统占用的内存空间也减少了一半。因此,谐波补偿重复控制在基于周期的控制系统中是一种高性价比的控制方案。
摘要：提出了一种nl±m次谐波补偿重复控制,以增强重复控制对谐波补偿的选择性。在传统重复控制的基础上对内模加以改进,使得重复控制仅对nl±m次谐波进行补偿,从而无需在实际系统中进行不必要的谐波补偿。该重复控制可以针对不同场合的需求给n和m赋以不同的数值,从而实现对特定谐波的高精度补偿。与传统的重复控制相比,该重复控制具有占用内存数目更少,动态响应更快,误差收敛时间更短的优点,并且提供了一种通用的表达式。最后,将该谐波补偿重复控制应用于单相PWM逆变器的波形控制中,通过仿真实验证明了其正确性和有效性。
谐波控制论文 篇3
关键词：多电平逆变器,非线性方程组,多波段调制,特定谐波消除,SHEPWM
0 引言
特定谐波消除脉宽调制 (Selected Harmonics Elimination Pulse Width Modulation, SHEPWM) 技术在同样的开关频率条件下, 输出电压波形质量最好, 在相同的波形质量条件下开关频率最低, 自提出以来, 便得到广泛关注, 具有良好的研究价值[1]。
为了获得一组消谐开关角, 可对输出电压波形进行傅里叶级数分析, 建立消谐非线性方程组, 根据所要消除的指定低频次谐波进行求解。参考文献[2]对基于SHEPWM的牛顿迭代法进行了研究, 牛顿迭代法建立过程简单, 求解速度快, 每迭代一步, 即构建一次切向量, 若将多个迭代步骤相组合, 可建立具有高阶收敛速度的修正牛顿法。参考文献[3]通过分析传统修正牛顿法的求解模型, 进行了算法改进, 论证了改进后算法的求解收敛性。实际上, 在基于SHE (Selected Harmonics Elimination) 的求解中, 根据所提出的修正法进行求解, 往往会因为不适用的步长值使得求解偏离, 导致不收敛, 若考虑在求解初始对步长进行条件限制, 设定求解方向, 可建立收敛范围较大的直接搜索法。参考文献[4-5]对迭代算法的求解模型进行了深入的研究, 分析并给出了算法求解的限制条件。参考文献[6-7]改良了算法求解的计算步骤, 求解时不断修正迭代步长, 提出了适用性更好的阻尼牛顿法。
上述文献对传统SHEPWM消谐模型进行了相关研究, 本文通过研究多种迭代算法的求解特点, 建立了基于七电平级联H桥逆变器多波段SHEPWM的求解模型, 并对各个波段所得到的开关角度进行分析, 获得了一些具有普遍意义及参考价值的结论, 考虑到多波段调制模式的特殊性, 相关算法的研究成果也适用于三电平和其他多电平结构。
1 多电平逆变器多波段SHEPWM消谐模型
图1 (a) 为传统的七电平梯型调制半周期波形, 由于传统阶梯波的调制比可变范围比较窄, 当调制比较小时, SHEPWM非线性方程组会因为不收敛而无解。为此, 参考文献[8-9]提出了多波段开关模式, 该模式不仅可以在较低的开关频率下消除特定低频次谐波, 而且调制比也拓宽到0~1, 其对应的波段模式阶梯波分别如图1 (b) , (c) 所示。图中UH1, UH2和UH3分别为级联H桥各单元直流侧电源电压;θ1, θ2, θ3为SHEPWM的开关角度。
从波形演变过程不难看出, 整个调制比范围分为3个部分。当调制比较高时, 使用图1 (a) 的波段模式, 即传统的阶梯波。当调制比低于0.485时, 可用图1 (b) 的模式所代替, 该波段是通过图1 (a) 中阶梯波形沿着图1 (b) 中虚线部分向下镜像折叠波段获得。依此类推, 即可求解到调制比在0~1的范围内消谐方程组的所有解。
2 各迭代算法数学模型的建立
2.1 牛顿迭代法数学模型的建立
牛顿迭代法是一种通过构造切向量将非线性方程组逐步线性化, 不断逼近目标解的数值求解算法。设要求的非线性方程为
对式 (1) 用泰勒公式在x0处构造切向量:
对式 (2) 进行归纳分析可建立一般迭代模式:
不断递推式 (3) 直至满足一定条件, 如2组解之间差量的绝对值小于某一定值。上述算法即为求解式 (1) 的牛顿迭代法。
由式 (3) 所构建的算法构造简单, 由于切向量的引入, 比二分法等分段式求解收敛速度快、精度高, 但步长具有单一性, 若求解时初值与结果间差值较大, 则迭代次数会增多。为了改进不足, 可将多个迭代步骤进行组合, 获得具有高阶收敛速度的修正牛顿法, 如式 (4) 所示。
上式将2个迭代步骤组合在一起, 具有三阶收敛速度, 参考文献[3]给出了另一种具有三阶收敛速度的修正牛顿法, 如式 (5) 所示。
其中:
同理还可以组合更多的迭代步骤来获取较高收敛速度的牛顿迭代法。
2.2 直接搜索法数学模型的建立
前面建立的迭代模式虽然收敛速度快, 但在实际求解中, 初值往往与结果偏离较大, 不在所构建算法的收敛域内, 为了减少盲目求解, 可进行条件设定, 即迭代过程满足单调性要求[4,5]:
同时在式 (3) 中引入搜索因子λ (0<λ≤1) , 有
λ初始化为0.5, 求解时将其逐次减半, 直至满足式 (7) 。这种逐次搜索满足条件的算法称为直接搜索法 (Direct Searching, DS) 。
实际上还可对搜索条件进行改进, 设置如下的搜索方向:
式中:0<μ<1。
求解时若条件满足则进入下一步迭代, 且将搜索因子λ重新设定为
当不满足条件时将λ减半, 直至满足为止。这种具有较大收敛域的算法称为阻尼牛顿法[6,7] (Damping Newton, DN) 。
在式 (4) 中已经提到, 组合多个迭代步骤能够加快算法的收敛速度, 故可以考虑在DN法的基础上对式 (8) 进行改进:
将式 (11) 所述的迭代模式称为阻尼修正法。分析可知, 由于迭代变量增大, 搜索因子λ对不收敛情况的抑制力减小, 方程求解的不确定性增大, 此时可对步长ΔH进行条件设定:
3 各算法多波段求解
本文以七电平逆变器为例, 对建立的几种算法在多波段调制下的SHE开关角进行求解。消除5次和7次谐波, A, B, C各波段调制下的初值分别设置为[15°, 30°, 60°], [40°, 60°, 80°], [15°, 30°, 40°], 搜索因子λ初始化为0.5, 求解结果见表1。
由表1可知, 将多个迭代步骤相组合, 不仅使传统牛顿法在收敛速度上有所提高, 无解情况也更少, 但在低调制比下, 由于步长值较大, 使得C波段下的收敛性较差, 此时算法便不适用。引入搜索因子后, 直接搜索法中C波段下的收敛情况得到改善, 但在整个调制比下收敛速度有所下降, 为了提高求解速度, 可对搜索条件及搜索因子的设定进行改进, 建立收敛速度更快的阻尼牛顿法。
4 仿真分析
在前面算法的建模中, 搜索因子λ统一初始化为0.5, 下面以阻尼牛顿法为例, 将λ初值改为其他值, 测试其对收敛情况的影响, 结果如图2所示。
由图2可知, λ初值为0.5时比初值为1时的迭代次数更多, 收敛情况更好。当λ初值进一步降低到0.3, 高调制比区间[0.4, 0.5]的收敛情况较好, 而低调制比区间[0.1, 0.2]的收敛情况较差。且随着λ初值的减小, 算法的消谐精度增高。求解时可根据需要设置合适的搜索因子, 相关消谐精度比较结果见表2。
在式 (11) 、 (12) 中讨论过组合迭代步骤与引入搜索因子λ对算法的影响, 相关比较结果如图3所示。
从图3可知, 阻尼牛顿法相比阻尼修正法在[0, 0.8]的调制比区间内总体的迭代次数更少, 2种算法不收敛的情况相当。由于搜索因子λ与组合迭代步骤均会对算法产生影响, 并未达到提高收敛速度的效果。在有解的情况下, 两类修正牛顿法迭代次数普遍比阻尼牛顿法少, 实际上, 若了解各算法的求解区间, 可设置切换模式, 在两类修正牛顿法与阻尼牛顿法之间投切, 满足收敛性与求解速度的要求。
为了验证求解结果及理论分析的正确性, 本文利用Matlab/Simulink仿真软件对七电平逆变器多波段SHEPWM控制进行了建模及仿真研究。仿真参数:独立直流电压源电压为50V。由于各算法间求解结果相同或相近, 且不同的求解值对消谐结果无影响, 故本文统一以阻尼牛顿法下的求解结果进行仿真研究。A, B, C波段分别取调制比为0.67, 0.30和0.23时求解的开关角度。图4—图6分别给出了上述3个波段下所对应的七电平逆变器输出电压 (相电压UAN, 线电压UAB) 仿真波形及频谱分布。
图7给出了整个调制波段下相电压的5次和7次谐波电压含有率。由图7可知, 由于计算及算法精度的影响, 各调制模式下的5, 7次谐波电压含量并未完全消除, 且不同调制比下求得的消谐角度存在的误差不同。上述结果表明, 进行SHE的开关角求取并不能达到百分百精确, 而这些微小的误差在实际工程控制中可忽略不计, 故本文所建立的各算法的求解结果是正确的。
5 结语
对多电平逆变器特定谐波消除控制技术进行了仿真研究, 得出以下结论:
(1) 组合算法的迭代步骤能够提高消谐求解速度, 在一定程度上扩大了求解区间。限制迭代步长和设定求解条件, 可以扩大算法的收敛域。
(2) λ初值小, 收敛情况较好, 若进一步减小, 在一些低调制比区间段反而不收敛, 且迭代次数增大。λ初值越大, 求解速度越快, 但收敛性较差, 且一些调制比区间段下求得的结果消谐精度更低。
(3) 所建立的各算法在求解特点上有所不同, 修正牛顿法收敛速度快, 收敛性较差, 阻尼牛顿法收敛性较好。
(4) 采用多波段的调制模式能够求得低调制比下消谐非线性方程组的解, 但不同调制比下消谐精度有所不同。
参考文献
[1]RAU N S, NECSULESCU C.Probability distributions of incremental cost of production cost[J].IEEE Transactions on Power Apparatus and Systems, 1985, 104 (12) :3493-3500.
[2]ENJETI P, LINDSAY J F.Solving nonlinear equations of harmonic elimination PWM in power control[J].Electronics Letters, 1987, 23 (12) :656-657.
[3]王晓锋.两类修正的3阶收敛的牛顿迭代格式[J].哈尔滨理工大学学报, 2011, 16 (1) :113-115.
[4]TORCZON V.On the convergence of the multidirectional search algorithm[J].SIAM Journal on Optimization:a Publication of the Society for Industrial and Applied Mathematics, 1991, 1 (1) :123-145.
[5]ALEFELD G, GIENGER A, POTRA F.Efficient numerical validation of solutions of nonlinear systems[J].SIAM Journal on Numerical Analysis, 1994, 31 (1) :252-260.
[6]DEENIS J E.Numerical methods for unconstrained optimization and nonlinear equations[M].Philadelphia:SIAM, 1996:86-106.
[7]BELLAVIA S, GASPARO M G, MACCONI M.A Switching-method for nonlinear systems[J].Journal of Computational and Applied Mathematics, 1996, 71 (1) :83-93.
[8]GUAN E Y, SONG P G, YE M Y, et al.Selective harmonic elimination techniques for multilevel cascaded H-bridge inverters[C]//IEEE PEDS'05, Kuala Lumpur, 2005:1441-1446.
谐波控制论文 篇4
电力系统向用户提供的电压一般都是正弦波, 但某些家用电器中应用的整周波控制 (IntegralCycle Control) 技术使得电器输出信号中产生大量的谐波和间谐波。其中低于基频的间谐波可能是威胁人体健康的最主要因素。
本文在简单介绍FFT算法和ICC技术后, 对ICC的输出波形分别做了三种分析:FFT分析, 有效值和有效值的FFT分析, 以及给一个标准正弦信号乘上开关函数后的FFT分析。
1 间谐波和ICC技术简介
IEC61000-2-1对间谐波的定义如下:在工频电压和电流的各种谐波成分之间, 存在着与基波频率不成整数倍关系的信号, 它们表现为离散频率或宽带频谱。最近的IEC61000-2-2将间谐波定义为:任何非整数倍基波频率的频率。ICC技术是一种有效的降低电压的方式, 它使用一种简单的电力装置将输入电压的一个或几个 (或半个) 周期减小为0, 此时输出电压就会失去几个周波, 因此在一段时期内输出电压的频率要低于输入电压。ICC技术近年来得到广泛的应用, 典型应用于调光器 (dimmers) 、烤炉 (oven) 、熔炉 (furnaces) , 铸钢加热器 (die he ate rs) 等等。ICC输出波形如图1所示:
2 对ICC输出波形的分析
本文采用电烤炉 (cooking oven) 的电流数据进行分析, 电烤炉是一种典型的ICC设备。其基频为国外标准60Hz。
2.1 直接对ICC波形进行FFT分析
电烤炉的电流波形如图2所示, 其中空白部分是电流为零的部分, 蓝色部分为正弦电流。由FFT算法得到的信号频谱如图3所示。
由其频谱可以看出:基频60Hz的成分最多;60Hz左右频率的间谐波次之, 其中低于60Hz的间谐波含量较高;大于100Hz的谐波和间谐波成分快速衰减甚至到0。
2.2 对ICC输出波形进行有效值分析
在本文中, 对以上数据以128个点的宽度进行有效值分析, 然后对有效值用FFT算法进行间谐波分析。图4为有效值分析的结果, 图5为其频谱。
由图可以看出, ICC输出波形的有效值分析结果是一个矩形波。从其FFT分析结果可以看出来, 除了直流分量, 其中也含有大量的低于基频的间谐波, 由于是矩形波的FFT分析, 因此结果中偶次间谐波分量大于奇次间谐波分量。
2.3 s (t) ×sin (wt+φ) 的FFT分析
为了对比, 本文对z=s (t) ×sin (wt+φ) 进行FFT分析, 即给正弦信号乘上一个开关函数, 使其成为一个类似ICC输出电流的信号, 然后再对其进行FFT算法分析。如图6所示, 其中
从图中可以看出, 其频谱与ICC输出信号的频谱基本相同。
3 总结
某些家用电器的输出电流中含有大量的低频间谐波成分, 这些低频间谐波的存在可能对人体健康产生一定的影响。本文以电烤炉为例, 对ICC输出波形做了FFT分析和有效值分析, 并对有效值进行FFT分析, 由此证明其中确实含有大量的低于基频的间谐波信号, 这为以后研究间谐波对人体健康的影响提供了理论依据。
参考文献
[1]Gunther E W.Interharmonic in Electrical[C].IEEE Power Engineering Soci-ety Summer Meeting, Vancouver, BC Canada, 2001.
谐波控制论文 篇5
近年来, 在医院中配电网中非线性负载的使用越来越多, 如变频水泵、变频电梯、变频空调设备、晶闸管整流直流驱动设备、重要负载所用的不间断电源 (UPS) 、EPS、系统电容补偿、晶闸管控制的双电源切换系统等, 这些非线性负载将导致电网污染, 电力品质下降, 产生大量的谐波和电磁辐射干扰, 引起供配电设备故障, 电压波动, 电气设备过热, 引发火灾, 敏感医疗和检测设备不能正常工作, 数据出错或丢失, 甚至给医护、病员的健康和生命带来危害。
1谐波对供配电网络造成的危害
当系统中有很多非线性负载时, 由于整流, 逆变, 换路, 在电网中会产生很多高次谐波, 这些谐波在电网中传播, 会对电力系统或并联的负载产生种种危害, 会使所有接于电网中的设备的损耗增加, 温升增加。谐波使得电动机负载加重, 产生振荡转矩, 转速周期性变化。由于谐波的逆序作用而导致输出扭矩下降。集肤效应使电动机和变压器铜损、铁损增加而过热;使变压器铁芯产生磁滞伸缩现象, 噪声增加。电压波形畸变使电动机和变压器绝缘产生游离 (局部放电) 过程, 引起绝缘介质强度降低, 使用寿命缩短。谐波使电力电缆容量减少, 损失增加, 老化加剧, 泄漏电流加大, 引起单相对地击穿, 或引起局部过热而发生火灾。谐波对通讯设备、自动和远动装置、继电保护、测量设备和仪表等有各种危害, 造成继电保护机构由于谐波而产生误动或拒动故障。对邻近的通信系统产生干扰, 产生噪声, 降低通信质量;甚至导致信息丢失, 使通信系统无法正常工作。医用电子设备, 精密电子设备会被严重干扰, 导致不能正常工作, 甚至烧毁。谐波对用以补偿无功功率的并联电容器发生谐振, 对原有的谐波产生放大, 甚至使电容器爆炸。
2谐波对医用设备的危害
谐波在供配电网络中传输时, 会产生大量的电磁辐射, 这些电磁辐射对灵敏的医用设备有很大的干扰。如:心脑电图机、监护仪、超声诊断仪、针灸电疗仪或银针直接接触人体的仪器设备等, 特别是检测人体生物电信号的仪器设备, 由于信号非常的微弱, 受到干扰, 就会在检测结果如波形、图形、图像上叠加一种类似于某些病变的畸变 (谐波) 造成误诊, 同时还会引起微电击, 严重时还有生命危险。如果是带有计算机系统的医学仪器设备, 当共模干扰中的尖峰干扰幅度达到2 V～50 V, 时间持续数微秒时, 可引起计算机逻辑错误、信息丢失等。强磁场会使显像管、X线影像增强管显示图像变形失真;加速器射线偏移;计算机磁盘、磁卡记录数据破坏;呼吸机工作失灵;心脏起搏器工作失效等。
3解决方案
首先, 在传统电容补偿系统中使用串联电抗器串入电容器回路中, 通过LC串联回路以抑制相应频率的谐波, 使得电容器能平安地投入。其次, 在电容补偿投切开关方面采用由晶闸管、保护电路、过零触发电路、大功率磁保持继电器等构成的智能低压电子复合开关, 作为低压无功补偿电容器的投切器件, 取代传统机械式接触器或机电一体化投切开关, 来克服传统机械式接触器或其他机电一体化开关投切电容器过程中产生的高倍涌流、过电压、噪声以及开关不可以频繁动作, 不可以分相补偿的弊病。同时也克服了纯粹晶闸开关投切过程中产生的高温、高能耗、高谐波电流的弊病。达到确保过零投切、无涌流、无过电压、继电器触电不烧结、功耗极小、不产生谐波, 可以频繁投切, 方便地实现分相补偿的目的。
摘要：分析了谐波对供配电网络造成的危害及谐波对医用设备的危害, 提出了抑制谐波的方案, 以解决现代化医院中谐波的污染问题, 保证配电网络和医用设备的正常运行。
关键词：非线性负载,谐波,电磁辐射
参考文献
[1]YY 0505-2005, 医用电气设备电磁兼容性要求和试验[S].
[2]GB 50052-95, 供配电系统设计规范[S].
[3]GB/T 14549-1993, 电能质量——公共电网滤波[S].
[4]GB 10229-1988, 电抗器[S].
谐波控制论文 篇6
电力系统的谐波主要是非线性负载引起的,特别是近年来得到广泛应用的电力电子装置在根据需要进行功率变换的同时,将流经它们的基波功率中的一部分转化为谐波功率,变成注入电网的谐波电流。而采用有源电力滤波器可以补偿非线性负荷所产生的谐波,防止其对电力系统的污染。
随着电力电子技术和计算机控制技术以及相关谐波理论的发展,人们将滤波研究方向也逐步转向了有源电力滤波器(Active Power Filter——APF)。其基本原理是:APF向电网注入与原有谐波和无功电流大小相等但方向相反的补偿电流,使电网的总谐波和无功电流为零,从而达到净化电网的目的。与无源电力滤波器相比,有源电力滤波器具有明显的优越性。它能对变化的各次谐波和无功电流同时进行跟踪补偿,补偿特性受电网阻抗和电网频率变化的影响较小,控制电路容易实施限流保护以提高系统的安全性,因而受到了极大的关注[1]。
控制策略和谐波电流的检测是有源电力滤波器的两大关键技术,文中就目前这两项关键技术的研究现状分别予以比较分析。
1 有源电力滤波器的控制策略
有源电力滤波器的控制策略已经有了大量的研究,可以概括分为两类:一类是传统的控制方法,如滞环电流控制、空间矢量控制、单周期控制、无差单拍控制等;二是新型控制方法,如自适应控制、神经控制、预测控制等。下面分别介绍它们控制APF的原理,并指出其各自的优缺点[2]。
1.1 滞环电流控制
滞环电流控制HCC(Hysteresis Current Control)是目前应用最广的一种非线性闭环电流控制方法[3,4],它利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的滞环[3],通过反馈电流与给定电流的滞环比较误差来控制逆变器的开关动作。
滞环电流控制是基于电流暂态的控制,具有动态速度响应快、鲁棒性好的特点,且对负载适应能力强,输出电压中不含特定频率的谐波分量。但开关频率、损耗及控制的精度受滞环宽度的影响,滞环宽度越小,控制精度就越高,同时开关频率和开关损耗也越大。
针对滞环电流控制的一些缺点,有关文献提出了一种基于优化电压矢量的有源电力滤波器定频滞环电流控制,该方法的特点:
(1)能快速正确判定参考电压矢量的区域,从而选择优化电压矢量去控制电流。
(2)可选择逆变器中的两个适当的开关去独立控制相应的两个相间电流,不需估计阻抗值即可实现开关的定频化。
在达到较高的控制精度,保证较高的输出电压的同时,还能实现开关的定频化,从而使有源电力滤波器的综合性能有明显提高。
1.2 空间矢量控制
空间矢量控制SVC(Space Vector Control)是建立在交流异步电动机磁场理论基础上的一种控制策略,开始时其使用范围仅局限于电机应用场合,但现在它已发展成一种能够普遍应用的PWM技术。它是将三相整流器作为整体来考虑,通过控制与参考量相邻的两个开关矢量及零矢量的作用时间,使一个控制周期内开关矢量输出的平均效果与参考量相等;其基本思想是在矢量空间中用有限的静止矢量去合成和跟踪调制波的空间旋转矢量,使合成的空间矢量含有调制波的信息。
空间矢量控制方法在电压的利用率、电流谐波和过调制等方面具有一定优势,而对零矢量的合理控制可以明显地降低逆变器的开关损耗。但是,传统空间电压矢量控制方法比较复杂,运算量大,占用了大量的系统控制时间。参考文献[5]介绍了一种自适应空间矢量控制法,该方法结合了空间矢量和滞环控制实时跟踪的优点,根据系统跟踪误差的大小,分为环内、环间和环外三部分,当误差范围在环内时,则认为系统瞬时跟踪性能良好,保持前一刻的控制状态。当误差已经控制在环间,应该做快速调整。如果误差已经控制在一定范围内时,开关管应该尽量少动作,以减少开关次数,从而减少有源电力滤波器造成的谐波。当误差值很大时,说明还没有控制好,给最大的控制信号,使得系统电流跟踪误差尽可能以最大程度减小,而不再考虑开关状态的切换多少。仿真证实了这种控制策略可有效地跟踪指令电流,抑制了负载谐波,显著减小了电源侧电流的电流畸变率,是一种有效的电流跟踪控制方案[5]。
1.3 单周期控制
单周期控制OCC(One Cycle Control)是一种非线性控制方法,最早由美国学者提出。其基本思想是:控制开关占空比,在每个周期内使逆变器开关变量的平均值与控制参考值相等或成比例,从而消除稳态和瞬态误差,它具有反应快、控制精度高、控制电路简单、控制性能对系统参数变化不敏感等优点。
1.4 无差拍控制
无差拍控制方法是一种全数字化的控制技术,它利用前一时刻的指令电流值和实际补偿电流值,根据空间矢量理论计算出逆变器下一时刻应满足的开关模式。无差拍控制的优点是动态响应快,易于计算机执行。其缺点是计算量大,且对系统依赖性大。随着数字信号处理器的不断发展,这是一种很有前途的控制方法。据有关文献反映用无差拍控制的串联有源电力滤波器(APF)变流器的输出可以很好地跟踪参考谐波电压信号,使负载端的电压波形接近于正弦波。无差拍控制的有源电力滤波器即使在开关频率较低的情况下也有着良好的动静态响应。
1.5 自适应控制
自适应控制(Adaptive Control System)可分为模型参考自适应控制系统和自校正控制系统[6]。
模型参考自适应控制系统中参考模型的输出反映了设计者对被控对象输出的要求,调节机构根据某种设计准则来调节控制器的参数,使参考模型的输出和对象的输出误差趋于零。
自校正控制系统的典型结构如图1所示。参数估计器利用对象的输入输出量的测量值所提供的信息,迭代地估计对象参数值,来估计控制器的参数,从而获得有效的控制作用。
参考文献[6]提出了一种基于自适应智能控制的混合有源电力滤波器复合控制方案。其中对谐波电流比例系数采用神经元自适应PD控制算法,根据电网参数的变化自动调节PD控制器的参数;对谐波电压比例系数则采用基于自适应神经网络的解耦控制,仿真和工程应用表明采用这种复合控制混合有源电力滤波器能达到较好的滤波效果。
1.6 神经网络控制
基于神经网络控制的有源电力滤波器如图2所示,其基本原理:采用进化算法来完成神经网络的训练数据,神经网络控制电路产生合适的开关信号,从而产生需要补偿的谐波电流[7]。计算机仿真证明可以达到理想的补偿效果。该控制方法避免了对于给定补偿电流的复杂计算,且具有广泛的实用性,可用于补偿单相、三相三线制和三相四线制非线性负载的APF系统。但大量神经网络用于控制APF的研究还仅限于仿真,没有真正出现应用的实例。
1.7 预测控制
预测控制(Predicted Control)作为一种新型的计算机控制算法,它的算法种类多,表现形式多种多样,但是具有三大本质特征:预测模型、滚动优化和反馈校正。其基本原理是:在当前时刻,基于过程的动态模型预测未来一定时域每个采样周期的过程输出,这些输出作为当前时刻和未来一定时域内控制量的函数。按照基于反馈校正的某个优化目标函数计算当前及未来一定时域的控制量大小。为了防止控制量激烈变化及超调,一般在优化目标函数中考虑使用未来输出以一定轨迹最优地跟踪期望设定值,计算出当前控制量后输出给过程实施控制,至下一时刻,根据新测量数据重新按上述步骤计算控制量[8]。
1.8 模糊控制
模糊控制(Fuzzy Control)是以模糊数学、模糊语言形式的知识表示和模糊逻辑的规则来推理作为理论基础,主要包括模糊化、模糊推理与模糊判决三部分。模糊控制最大的特点是将专家经验和知识表示成语言控制规则,然后用这些规则去控制系统。模糊控制理论只需要获得丰富的人工控制经验,应用模糊理论和计算机技术就可以对没有准确数学模型或数学模型极其复杂,一般控制理论不能进行有效控制的系统加以控制。参考文献[8]将模糊控制用于滞环电流控制的电力滤波器,提出模糊变环宽度的控制,滞环的宽度随电流误差和电流误差的变化率而变化,使得开关频率得到有效地控制。
有源电力滤波器控制策略的发展方向是:
(1)传统控制方法逐渐改进;
(2)智能控制方法进一步完善,且与传统控制方法逐渐结合;
(3)控制策略的数字化。
2 谐波电流检测方法
由于谐波电流检测是有源滤波器控制系统的首要环节,不同的谐波检测方法决定了不同的控制策略,所以下文就当前的各种检测方法予以分析和论述。
2.1 基于频率运算的检测方法
基于频率运算的检测方法是最早用于补偿电流检测的一类方法[1],其基本思想是用频率滤波器首先分离出负载电流中的基波分量和谐波分量,然后再用电路理论中的计算方法将基波电流分解为基波有功分量和基波无功分量。由于需采用锐截止的高阶带通滤波器,所以附加相移较大。另外,滤波器特性对电网频率波动和电路元件参数比较敏感,所以该方法现在已经很少采用,而转向以快速傅里叶变换为基础的全数字滤波方法。该法能自动跟踪电网频率的波动而自适应地提取基波分量,但仍存在较大的延迟、实时性差、补偿效果不好等问题。
2.2 瞬时空间矢量法
基于瞬时无功功率理论[9]的瞬时空间矢量法是目前APF中应用最为广泛的一种补偿电流检测方法。最早由日本学者H.Akagi于1984年提出,仅适用于对称三相电路,经过不断的改进,现在已经包括p-q法,ip-iq法以及d-q法等。其中p-q法最早应用,它仅适用于对称且无畸变的电网;而ip-iq法不仅对电源电压畸变有效,也适用于不对称三相电网;基于同步旋转park变换的d-q法不仅简化了对称无畸变下的指令电流运算,而且也适用于不对称有畸变的电网。
2.3 基于现代控制理论的检测方法
最早应用的有基于PI控制器的方法,因为PI控制器的特性不能适应负载及电网的变化,后来又有学者提出滑模控制及模糊控制理论等现代控制方法。它们都是直接根据逆变器直流侧的电压或电流,求出所需电网的基波有功分量幅值,从而求出所需补偿电流的值。
2.4 自适应检测法
该方法基于自适应滤波中的自适应干扰抵消原理,从而负载电流中消去基波有功分量,从而得到所需补偿电流值。该方法的优点是对电网电压畸变、频率及电网参数变化有较好的自适应能力,但其动态响应较慢。
2.5 基于神经网络的检测法
该方法是随着神经网络理论在系统中的应用而发展起来的一种新型智能控制检测手段。人工神经网络以自学习功能性强、进化算法和反向传播用于神经网络的训练,不但避免了对于给定补偿电流的复杂计算,而且有广泛的适应性。可以用于单相、三相三线或三相四线制非线性负载的有源电力滤波器系统。
从以上检测方法看,基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法简单可行,性能良好,并已经趋于完善和成熟,目前占主导地位。自适应检测和基于神经网络控制方法等新型检测法是否能应用于工程实际,还有待进一步的研究验证。
3 有源电力滤波器的发展动向
有源电力滤波器作为改善电能质量的一项关键技术,在日本、美国、德国等发达国家已经得到了高度重视和日益广泛的应用。然而,有源电力滤波器技术目前还不十分完善,在实际应用中还有许多问题需进一步研究解决,如提高装置容量,解决控制系统的延时,降低设备损耗,提高补偿效果及性能,提高性价比等。基于解决这些问题的要求,APF技术近期的研究主要集中在谐波理论的进一步研究、控制系统的简化和数字化及补偿装置的多功能化。
4 结语
对有源电力滤波器的控制策略和谐波电流检测方法进行了归纳分析,指出了各种方法的优缺点,最后展望了这一领域的发展方向。可以看出,目前APF控制策略和谐波检测方法是这一领域研究的热点。
摘要：有源电力滤波器(APF)是补偿电力系统谐波的重要装置,其控制策略与谐波检测方法对其性能有很大影响。介绍了滞环电流控制、空间矢量控制等多种有源电力滤波器的控制策略;分析了基于频率运算的谐波检测及瞬时空间检测等各种检测方法,指出了各种技术的优缺点。展望了有源电力滤波器的发展方向,近期主要集中在对谐波理论、控制系统的简化和数字化及补偿装置的多功能化等方面的研究。
关键词：有源电力滤波器,控制策略,谐波检测
参考文献
[1]姜齐荣,赵东元,陈建业.有源电力滤波器[M].北京:科学出版社,2005.
[2]张桂斌,王广柱,魏殿杰.有源电力滤波器综述[J].山东电力技术,1998(1):13-20.
[3]李建林,张仲超.有源电力滤波器控制策略综述[J].电力建设,2003(6):44-49.
[4]王伟,周林,徐明.有源电力滤波器控制方法综述[J].继电器,2006(20):81-86.
[5]田大强,蒋平,唐国庆.空间矢量控制在有源滤波器中的应用研究[J].电力电子技术,2003,37(4):1-3.
[6]付青,罗安,王莉娜.基于自适应智能控制的混合有源电力滤波器复合控制[J].中国电机工程学报,2005,25(14):46-51.
[7]童梅,童杰,蒋静坪.有源滤波器的神经网络控制[J].电工技术学报,2000,15(1):57-60.
[8]FAN Shao-sheng,WANG Yao-nan.Fuzzy Model Predictive Control for Active Power Filter[C]//IEEE International Conference on Electric Utility Deregulation,2004:296-300.
谐波控制论文 篇7
关键词：微电网,逆变器,谐波检测,虚拟阻抗回路,谐波抑制
近年来,微电网得了越来越多的研究和广泛应用[1,2,3]。微电网中微电源不仅种类繁多,而且数量也越来越大。微电网的容量一般较小,通常需要电力电子设备与常规配电网联网运行。因电压等级和自身的原因,微电网一般位于低压配电网的末端。低压电网中有大量的非线性负载,所以微电网具有特殊的网络性质和运行特点[4]。
微电网在实际运行中需要解决的问题之一就是抑制谐波污染问题[5,6]。如何对谐波和三相不对称电压进行抑制与补偿,保证微电网能提供稳定的优质电能,文献[7]给出了一个能够提高电压波形的单相分布式电源,用一个有源电力滤波器来补偿电压谐波,但不能直接应用于三相三线制或三线四线制的微网系统。文献[8]提出用逆变器作为一个固有电感来吸收一定频率的谐波电流,但如果非线性负载离逆变器较远,可能导致不同分布式电源的逆变器间不能共享谐波电流。
本文针对微电网内的微电源大都通过逆变器接到馈线上的特点[1],根据逆变器与静止无功发生器(SVG)和有源电力滤波器(APF)相似的拓扑结构,在逆变器的控制系统中加入了对谐波抑制与补偿的相应控制算法,选择提取馈线公共连接点(PCC)的电流和较为精确的基于同步坐标变换的谐波检测方法,以U/f控制单元[9]采用基于下垂特性的控制基础为例,给出了相应的控制器设计方法。利用PSCAD/EMTDC软件搭建微电网仿真实验平台,仿真结果表明,本文提出的谐波抑制策略能对微电网中的谐波进行有效抑制,有利于微电网在提高电能质量的同时减少电力投资。
1 微电网结构
本文研究的微电网结构如图1所示。图中含有3个分布式电源,都假设为直流源或整流后的直流源,且一般需要配备储能装置来提高供电质量。后经正弦脉冲调制(SPWM)的逆变器逆变为三相交流电,滤波器用于滤掉微电网中的高次谐波,再与电力电子设备、控制装置、负荷和开关组构成微电网,也可经变压器连接到配电网络。为方便分析谐波,本文的分布式电源逆变器均采用U/f控制方法。
2基于同步坐标变换的谐波电流检测
由于微电网中的分布式电源较多和电力电子装置的广泛应用,微电网系统中谐波和三相不对称问题日益严重,其谐波电流的检测效果直接关系到系统的谐波抑制与补偿性能。因此本文选用较为精确的基于同步坐标变换的谐波电流检测方法[10],在三相电压不对称或畸变时,无须对三相电压进行锁相和滤波,避免了由此带来的检测误差,更可直接应用于三相三线或四线系统的谐波综合抑制与补偿。
假设馈线公共连接点(PCC)电压的a相初相角为φu,经推导后可知,三相电压和电流的基波正序分量在dqo轴上的值为常量。因此abc坐标系下时变的基波正序电压和电流可分别表示为dqo空间的静止矢量U和I,如图2所示。
由图2可知,将dqo坐标系逆时针旋转φu角度后,d轴便与基波电压矢量U重合,此时矢量I在d和q轴上的分量即为基波正序有功电流Ifp和无功电流Ifq,T′为从abc到dqo坐标系的新变换矩阵。
所以,静止坐标系下的ifp和ifq分别为
当对微网中谐波进行抑制时,其谐波抑制参考指令i*a、i*b、i*c为
式中i*a、i*b、i*c分别为母线5处的三相负载电流。
整个谐波检测原理如图3所示。
3 微电网中谐波抑制策略的实现
由于分布式电源一般配备储能装置来维持直流电压的稳定,分布式电压所在的支路可用图4的等效电路进行分析。图5为功率控制器的结构框图,图6为具有谐波抑制功能的控制系统。
在图5中,因频率信号易于测量,故采用频率代替相角控制。分布式电源的输出功率作为功率控制器中的输入功率,其中P和Q的上下限如图5所示。参考电压相角和幅值经过矢量变换,作为电压电流环的负载电压参考值。
在图6中,负载参考电压经过派克变换为两相旋转电压,同时将检测并经派克变换后的谐波电流增益为电压,作差后再采用PI控制器以提高系统的稳态性能,同时为了提高系统的动态响应速度,电流环采用P控制器。最后得到逆变器需要的电压调制信号,通过派克变换为静止坐标系下的三相电压。逆变器不仅可以输出稳定的功率,而且可以实现微电网中的谐波抑制。
4 仿真实验与分析
4.1 仿真参数
采用PSCAD/EMTDC仿真软件搭建了微电网仿真实验平台,对微电网中的谐波抑制与补偿进行仿真研究。共有3个算例,采用图1中的微电网结构,微电网侧的3条线路均为380 V线路,其参数为R= 0.641 Ω/km,X = 0.101 Ω/km,3条线路长度分别 200、400和200 m。配电网侧线路为10 kV线路,其参数R=0.347 Ω/km,X =0.234 5 Ω/km,长度为 1 000 m。4个负载参数分别为P1= 10 kW,Q1= 5 kVar,P2= 5 kW,Q2=0 kVar,P3= 15 kW,Q3=5 kVar,P2= 30 kW,Q2=10 kVar。电网系统频率为50 Hz,载波频率为 3 000 Hz,滤波电感Lf和电容Cf的值分别为0.6 Hm,1 500 μF。下垂控制系数为1/a=10-5,1/b=3×10-4。虚拟阻抗回路参数K3=K4=15,逆变器均采用V/f控制方式,控制参数为K1=K2=5,Kvp1= Kvp2=10,Kvi1= Kvi2=100。
4.2 仿真结果
仿真1:微电网正常运行且负载无变化,谐波抑制在0.4 s时投入运行,仿真结果如图7所示。
图7a表明,母线5处A相电流在谐波抑制前明显有谐波畸变。0.4 s时投入谐波抑制,A相电流波形得到了明显的改善,谐波电流也得到了明显的抑制,其波形基本与基波保持一致。
图7b更清晰地表明,各相的谐波电流得到了明显的抑制。图7c也表明了母线5处的电压在谐波抑制后,电压波形得到了明显的改善。由此可见,本文提出的谐波抑制策略在抑制微电网中的谐波和提高供电质量方面均十分有效。
仿真2:谐波抑制投入运行,负载4在0.4 s时接入微电网,相应结果如图8所示。
在谐波抑制策略下,由图8a可知,负载4在接入时,A相电流波形虽然出现了很小的冲击电流,但在短时间内得到了抑制。图8b表明,在接入负载后,增加的谐波电流在短时间内得到了明显的抑制。图8c也说明三相电压波形依旧平滑,并没有出现电压闪变现象。由此可见, 谐波抑制策略在负载变化时响应迅速,对微电网中的谐波电流抑制的效果不受干扰。
5 结 论
提出的基于逆变器控制的谐波抑制策略,选用基于同步坐标变换的谐波检测方法,在三相电压不对称或谐波畸变时均能对微电网中的谐波进行实时和精确的检测,为有效抑制谐波提供了条件。在逆变器的电压环设计中加入虚拟阻抗回路约束逆变器在所有阶次的谐波前呈强电阻性阻抗,使逆变器不仅能够正常输送功率,而且充分利用其冗余容量对谐波进行有效抑制。在降低投资和提供高质量电能的同时,能够更促进微电网的广泛应用。
参考文献
[1]黄伟,孙昶辉,吴子平,等.含分布式发电系统的微网技术研究综述[J].电网技术,2009,33(9):14-18,34.
[2]王成山,郑海峰,谢莹华,等.计及分布式发电的配电系统随机潮流计算[J].电力系统自动化,2005,29(24):39-45.
[3]朱鹏程,刘黎明,刘小元,等.统一潮流控制器的分析与控制策略[J].电力系统自动化,2006,30(1):45-51.
[4]雷力之,鲁希娟.微网电能质量特点及有源滤波方式研究综述[J].湖南电力,2009,29(5):59-62.
[5]ENSLIN J H R,HESKES P J M.Harmonic interaction between alarge number of distributed power inverters and the distributionnetwork[J].IEEE Trans.Power Electron,2004,19(6):1586-1593.
[6]丁明,郭学凤.含多种分布式电源的弱环配电网三相潮流计算[J].中国电机工程学报,2009,29(13):35-40.
[7]CIRRINCIONE M,PUCCI M,VITALE G.A single-phase DGgeneration unit with shunt active power filter capability by adaptiveneural filtering[J].IEEE Trans.Ind.Elec,2008,55(5):2093-2110.
[8]BORUP U,BLAABJERG F,ENJETI P N.Sharing of nonlinarload in parallel-connected three-phase converters[J]IEEETrans.Ind.Applicat,2011,37(6):1817–1823.
[9]王成山,肖朝霞,王守相.微网综合控制与分析[J].电力系自动化,2008,32(7):98-103.
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