谐波电压测量

谐波电压测量（精选7篇）

谐波电压测量 篇1

0 引言

电力系统中某些设备和负荷的非线性特性导致的谐波问题已经严重威胁电力系统安全和稳定运行。获取准确的谐波测量信息是研究分析谐波问题的主要依据和出发点[1,2,3,4]。高电压的谐波测量需要通过互感器转换至低压来测量，互感器对谐波的传感精度，构成了影响谐波测量准确度的重要环节。因此，掌握电压互感器谐波传变特性，明确其对电网谐波电压测量的影响具有十分重要的意义。

目前，110 k V及以上电压等级电网中通常装设电容式电压互感器(CVT)测量系统电压，但其频率响应特性为非线性的，因此，公用电网谐波国标中明确指出CVT不能用于谐波测量[5,6]。传统的电磁式电压互感器频率响应范围窄，一般仅适用于20次及以下谐波的测量，并且在高压系统中使用数量较少，不能满足现代系统谐波测量要求。文献[7]推荐采用电流互感器的末屏构成电容分压器来实现谐波测量，但该方式存在需停电接线的问题，并且对于倒立式SF6电流互感器不适用，无法进行谐波测量。随着智能化电网建设，电子式电压互感器(EVT)使用数量逐渐增多。通常认为，电子式互感器的谐波特性优于传统电磁式互感器，其频率响应宽，适合于电网谐波测量[8,9]，但该结论一直缺乏试验验证。并且，其后续的传输系统、信号处理系统等环节以及电磁环境与温度等因素都可能对EVT谐波特性产生影响。因此，从理论上获得其准确的谐波特性、进而实现准确的谐波测量还存在一定困难。在此背景下，对入网电压互感器开展谐波特性测量试验，获得其实际的谐波传变特性具有重要的现实意义与工程价值。

现阶段电子式电压互感器谐波准确度试验存在的主要问题之一是：缺少高电压的谐波电压标准源，试验用谐波源的构建成为了开展互感器谐波特性研究所需要解决的关键问题。受电网运行条件的限制，决定了试验或检测用高压谐波电压源很难直接取自电网，而必须自行构建。文献[10]对电子式互感器谐波特性试验中的谐波激励有如下规定：理想情况下应在额定频率和额定一次电压上叠加所要求的各次谐波频率分量(一般要求50次谐波)，该分量为额定一次电压的某一百分数。可知该谐波激励需要满足容量大，谐波次数丰富及可控三个方面的要求。现有的标准谐波源的电压输出几乎都在数百伏以内，难以满足电子式互感器的试验或检测要求。在高压试验领域中使用的三极管式变频电源可产生大容量，谐波次数丰富的电压谐波，但需在纯阻性负载情况下才能输出较理想的波形，如将其用做电子式互感器谐波特性检测的谐波源，则需要在各谐波频率下配置补偿装置，投资巨大。文献[11]提出了一种电子式电压互感器谐波特性检测方法，其中的高压谐波源采用整流负荷法的方式产生，但该方式不能根据需要定制谐波次数和幅值。

为解决上述技术困难，本文提出了采用逆变器法构建试验用谐波电压源，通过理论分析与仿真论证了所提方案的可行性。并搭建了谐波特性测量平台验证了其输出特性，试验结果表明，该方案能实现基波和谐波的合成输出，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

1 逆变器法构建谐波电压源的基本原理

1.1 基本原理

以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的原理图如图1所示。三相二极管整流桥对三相交流电压进行整流后向逆变器直流侧电容C充电，得到大小等于Vdc的直流电压，该电压基本恒定。单相IGBT全控桥逆变器采用SPWM调制，对Vdc进行逆变获得交流电压Vinv。Vinv经滤波电感Lf和滤波电容Cf滤波后获得交流负载电压Vld，其滤波频带根据电压互感器谐波准确度要求选择。考虑到LC滤波器很容易发生振荡，设计LC滤波器时串入了很小的阻尼电阻Rf，用于有效抑制振荡。逆变器交流侧输出电流为iinv，滤波电容电流为iC。交流负载电压Vld经升压变压器T2升压至试验电压，该电压即可作为电压互感器谐波特性测量用的谐波电压。将待检测电压互感器试品与溯源用电容分压器并联接于T2输出侧，测量装置接收试品与电容分压器的待检测信号与溯源信号，对其进行频谱与测差分析，即可获得待测电压互感器的谐波特性。

1.2 控制系统设计

单相全控桥逆变器中的IGBT动作规律由图2所示的控制系统实现。该控制系统为电压电流环，采用交流负载电压Vld和滤波电容电流iC作为被控量，电压环采用PI控制器，该PI控制器的输出与指令电压V*ld的微分运算之和作为电流环参考电流IC*(的指令值为、其拉式变换为的拉式变换为IC)。再经电流环比例控制环节后得到可控调制信号̃m，用于驱动IGBT动作[12,13,14]。Kvp和Kvi为PI控制器的比例系数和积分系数，K为电流比例环节的比例系数。

以IC*为输入，IC为输出，相应电流环的传递函数为

式中：为电流比例增益传递函数；GIld为电流比例干扰传递函数。

电流环设计要求为：IC输出能跟踪并保持为参考电流IC*,Ild基本不影响IC。图3给出了不同K值情况下，的频响特性。从中可以看出：在1～10 kHz频带内的幅值等于1且无相位移动。此时Ild变化对IC的影响很小，基本可以忽略。由控制理论可知，比例系数K越大，电流环的动态响应越好，但K太大会引起系统的不稳定。

以V*ld为输入，Vld为输出，相应电压环的传递函数为

其中：G(s)为电压比例增益传递函数；Z(s)为逆变器等效输出阻抗。

图 4 给出了G(s)和Z(s)在Kvp发生变化时的频响特性。从中可以看出：在10 kHz频带内，G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Z(s)随着Kvp的变大逐渐变为感性阻抗。因此Kvp取值不宜过大，本文选择Kvp=30。同样分析可得到，Kvi取值不宜过大，本文选择Kvi=100，此时G(s)的幅值基本保持1且无相位移动，Ild变化对Vld的影响很小，可以忽略。

2 仿真分析

为了验证本文所提方法的可行性，利用Matlab/Simulink软件对图 1 进行了仿真。仿真系统的基本参数为：系统工作电压为Us=380 V，频率f=50 Hz，直流侧电容C=4 700μF。考虑滤波频带要求，选择。升压变压器T2额定容量为125 kVA，额定变比为380 V/110 kV。控制器参数选择为：K=5,Kvp=30,Kvi=100。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V的基波以及谐波含有率为HR3=10%、HR5=5%、HR7=3%的谐波，图5(a)为被控量Vld跟随指令值V*ld变化的仿真波形，两者波形基本能保持一致。图5(b为升压变压器T2输出电压波形，其基波幅值为89.6 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%。在上述指令电压V*ld中加入9次谐波，设定HR9=3%，仿真结果为：升压变压器T2输出电压基波幅值为89.71 kV,HR3=9.94%、HR5=4.91%、HR7=2.90%、HR9=2.86%。从中可以看出，所提方法可以根据需要定制谐波次数和幅值，产生可控的电压谐波。

需要指出的是，仿真中的升压变压器使用了线性变压器模型。如果考虑到变压器的非线性变化，则标幺值下的Vld与T2输出电压之间的误差可能加大，电压环PI控制参数的调节难度可能增大。

3 谐波特性试验平台输出性能测试

基于1.1节原理搭建了110 k V电压等级电压互感器谐波特性试验平台，其平台组件主要包括谐波电压源、升压变压器、分压器、谐波测试仪、互感器谐波特性测试装置等，谐波电压源的输入为50 Hz三相四线制220 V/380 V电压。单相IGBT全控桥逆变器容量100 kVA，开关频率6 k Hz。升压变压器的设计充分考虑了其运行电压中含有谐波的情况，最终选择了充气式无局放高压试验变压器，额定容量为125 kVA，额定电压为380 V/110 kV。分压器选用电容型分压器，分压比为2 000。谐波特性测量平台输出性能测试的实物接线如图6所示。谐波测试仪和数字示波器接至分压器低压侧。使用谐波测试仪测量平台输出结果，并使用数字示波器进行录波，录波数据经Matlab处理，获得的傅里叶分析结果与谐波测试仪的输出结果相比较。

以谐波电压为基波叠加3次谐波和基波叠加5、13、15次谐波两种情况为例进行平台输出性能测试。设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR3=13%的3次谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图7所示，各次谐波含量及大小如表1所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和3次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为66.82 kV,HR3=13.04%。

设定指令电压V*ld中包含幅值为250 V基波和HR5=8%、HR13=4.4%、HR15=12%的谐波。谐波测试仪输出的波形及其频谱、数字示波器输出的波形及其录波数据的频谱如图8所示，各次谐波含量及大小如表2所示。从中可以看出，谐波测试仪与数字示波器的测量结果基本一致，两者的差别在合理范围之内，系统输出主要为基波和5、13、15次谐波。此时，升压变压器T2输出电压基波有效值为63.32 kV,HR5=8.11%、HR13=4.36%、HR15=12.08%。

由图7、图8及表1、表2的测试结果可知，基于逆变器法构建的电压互感器谐波特性试验平台可产生3～17次奇次谐波，既可以输出基波与单次谐波的叠加电压，也可以输出基波与多种谐波的叠加，且谐波含量可控，可以用于电压互感器的谐波特性试验或检测。

4 结论

(1) 提出了以IGBT单相逆变器为核心部件构成的高压谐波电压源的方法，仿真结果验证了所提方案的可行性。

(2) 基于逆变器法构建了VT谐波特性测量平台,输出性能测试结果表明，所提方法正确有效，可以实现基波电压与谐波电压的合成，且谐波含量可控,可以用于VT的谐波特性测量。

(3) 变压器非线性特性会增加电压环PI控制参数的调节难度，影响可控谐波源的输出，其解决方法将作为本文今后的研究方向。

谐波电压测量 篇2

由于现有的设备不能通过二次侧直接测量得到电网真实谐波水平, 云南电力试验研究院、华北电力大学开展了“电网电压谐波准确测量关键技术研究及运用”项目研究。分析现有的网络参数法、高压谐波法并对CVT的传输特性进行测量, 对比发现存在的问题。研究了CVT传输特性和谐波测试方法, 结合CVT的原理和电容容抗随频率变化的特性分析, 提出通过测量流过CVT高、低压电容电流计算电网电压的方法, 并通过实验室测试验证了方法的可行性, 研制了基于电容电流法的谐波测试系统。基于电容电流法的谐波测试安全可靠性高, 抗干扰性强, 可以准确地测量电网谐波, 消除了由于CVT在谐波测量中带来的失真情况。

本项目共申请专利4项, 其中发明专利2项 (已受理) , 实用新型专利2项 (1项已授权、1项已受理) , 发表学术论文1篇。

项目首次提出了通过测量CVT电容电流进行电压谐波测量的方法 (电容电流法) , 应用电流传感器研制出基于该方法的电压谐波测量系统。

通过项目研究, 明确了高压电网谐波测量实现技术方案和要求, 为不同频率下CVT变比差异导致的谐波测量不准问题的解决奠定了基础。依托关键技术的研究成果, 在超高压基地、玉溪供电局开展了110kV、220kV CVT的现场测试。结果表明基于电容电流法的测试系统较传统方法具有更高的测量准确度。

此外, 基于电容电流法对CVT进行传输特性测试时, 对CVT的内部构件不需要拆卸, 不破坏内部电磁单元。该方法对上述CVT测量后, 能很好的反应一次侧电网的真实谐波水平。与此同时, 电容电流法能在在线状态下通过二次侧直接测量, 并且不会对其余带电运行设备产生影响。

通过对实际CVT测试结果的波形对比验证了电容电流法测量电网电压谐波的有效性, 准确度较传统方法测得结果有显著提高, 相对误差在4%以内, 可以更好测量电网侧的各次谐波, 解决了国家标准GB/T14549-1993《电能质量公用电网谐波》规定的CVT不能用于谐波测量的问题。研究成果可直接应用于电网谐波监测、谐波成分评估方面, 相关成果可在保障电网供电质量、维护设备正常工作、用户人员健康方面具有重要意义, 解决高频谐波监测的问题, 为谐波治理奠定基础。

项目成果可以推广到相关输电系统, 提出的测试方法及测试设备可以准确获得高次谐波的成分, 然后进行谐波治理工作, 能有效的抑制谐波干扰, 提高电能质量。该研究成果的完成有望奠定南方电网在国际、国内谐波检测领域的领先地位, 为准确进行谐波治理提供了强有力的技术支撑。

谐波电压测量 篇3

高压直流输电的换流站在其换流过程中会产生大量谐波。大量谐波注入交直流网络,将会对电力系统自身的设备及负荷带来一系列危害: 直流输电闭锁、旋转电机和电容器等设备的附加谐波损耗和发热; 谐波谐振过电压造成电气元器件及设备的故障与损坏; 谐波会恶化换流器的工作条件,引起逆变器换相失败或换流器控制不稳定; 谐波计量产生错误; 谐波在200 ~ 35000Hz范围内,会对通信设备产生比较严重的干扰; 保护装置误动作[1]。因此,谐波分析与控制成为高压直流输电的基本问题。随着中国高压直流输电工程的增多,特别是特高压直流输电的投入运行,谐波问题越来越严重,曾导致直流系统的停运。所以,对直流系统而言,如何准确地测量和评估谐波水平成为重要的研究课题。

在直流输电系统中,直流电压互感器( DCVT)是非常重要的电压测量设备。依据DCVT不同的电压测量位置,可以分为中性线用和极线用直流电压互感器两种类型。相对于中性线用直流互感器,极线用直流电 压互感器 有较高的 工作电压 和准确度[2]。

分压器是DCVT的重要部分之一,按其测量原理可分为电阻 分压器、电容 分压器和 阻容分压器[3]。虽然电阻分压器可实现高精度测量[4],但其频率特性对杂散电容非常敏感。电容分压器的分压比会随着负载变化而变化,杂散电容对电容分压器的影响很小; 但由于寄生电感的存在,使电容分压器的分压比与电路参数有关,同时此分压比会随着被测信号频率的改变发生变化。阻容分压器将电阻分压器和电容分压器结合起来,它有良好的频率特性,在直流输电系统中是唯一用于电压测量的装置[2]。Erik Sperling在文献 [5]中指出,直流电阻分压器采用阻容分压的形式,拥有良好的频率响应,但没有考虑其他器件对整套电压互感器的影响。

本文针对极线用阻容式直流电压互感器,研究了其基本结构原理,分析各个环节的特性以及各参数对直流谐波电压测量误差的影响,通过仿真和实验分析指出了削弱误差的方法。

2 直流电压互感器结构原理

直流电压互感器的结构原理图如图1所示[6],其一般由一次传感器和二次直流放大及辅助装置两部分组成。一次传感器为直流阻容式分压器,由多级电阻和电容进行串并联构成。这些电阻由环氧树脂密封在真空的状态下,内部充满绝缘油或SF6气体,外部有复合绝缘子,其顶部安装均压环来均压。

直流分压器由高压和低压两部分集合而成。高压部分由一些电阻和电容先并联,然后再串联在一起组成。低压部分的设计原理与高压部分相似,并配有保护放电间隙保证低压回路的元件安全。分压器输出电压作为直流放大器的输入电压信号,经过放大后取得与被测直流电压成比例的电压输出,通过光纤送至控制保护屏柜内[6]。

分压器电阻部分的主要作用是测量直流电压,电容部分的主要作用是均匀分布雷电冲击电压。在雷电冲击情况下,受到寄生电容的影响,分压器电阻上的电压将不均匀地分布,靠近高压侧的电阻承受很高的冲击电压,这极有可能使单个电阻由于过电压而损坏,进而导致整个分压器的损坏。并联电容能够有效减小寄生电容的影响,使冲击电压分布均匀[2]。

由此可知,直流电压测量的准确性主要由电阻元件自身的特性所决定。电阻的阻值一般选得比较大,但选得太大将会削弱电阻的作用,使阻容分压器变成了电容分压器。电 阻应该具有温度系数小( 高、低压臂电阻的温度系数应相同) 、电感量小、在高电压作用下阻值稳定且能够耐高压和冲击电压等特点。

同轴电缆将分压器和电子隔离装置( 放置在控制室内) 连接起来,使分压器输出的低压测量信号传送到电子隔离装置,保证该信号不会受到电磁干扰和其他环境因素的影响。

3 各部分频率特性分析

3. 1 分压器

阻容分压器的结构如图1所示,其中R1为高压臂电阻,R2为低压臂电阻,与电容C1和C2并联组成RC网络实现分压功能。

复数传递函数H( jω) 为:

从式( 1) 可看出,在高频段下电容分压器主导着传递函数的幅值,而在低频段由电阻分压器主导。所以,当f = fx≠0 ( ωx= 2πfx) 时,选取合适的电容和电阻使ωxC2R2>> 1和ωxC1R1>> 1成立,这样在( fx,∞ ) 频段,阻容分压器变为电容分压器。

当式( 2) 所示条件满足时,传递函数为一个与频率无关的定值。

式( 2) 所以被称为补偿条件。从谐波角度讲,补偿条件满足时,分压器能够使被测电压中各种频率成分顺利通过。分压器不同补偿条件下的频率响应如图2所示。图2中,R1= 400MΩ,R2= 50kΩ,C1=400p F,若满足式( 2) ,则当C2= 3200n F时将得到平坦响应( a线) ; 若C2取8350n F[2]将使阻容分压器过度补偿( b线) ; 若C2取1950n F将使阻容分压器欠补偿( c线) 。

实际上,由于元件的非线性,如电阻和电容存在杂散电感等,式( 2) 中的条件很难得到,电压测量会有一定误差。

电压幅值相对误差为:

式中,U1和U2分别为在测量条件下的一次和二次电压; K为分压器的额定分压比。

假如二次电压相位超前一次电压相位,相位移计算的定义为:

3. 2 同轴电缆

一般的同轴电缆有四个参数,分别为电阻、电感、电容和电导,如图3所示。由于集肤效应,随着频率的增加电阻的阻值会增加,而电感值将下降。在频率依赖性的介电损耗的影响下,电导值将变化。只有电容值不是频率依赖性的[7]。为了保证同轴电缆的传输特性,运行中的频宽不能超过它自己的截止频率fc,其表达式为:

式中,Di、da分别为电缆的内径与外径( mm) ; vr为相对传播速率( % ) 。

图3中,Rc、Lc、Gc、Cc分别为同轴电缆单位长度的电阻、电感、电导、电容; ZL是负载阻抗。U1和U2的传递函数为:

式中,Zc为特征阻抗; γ为传播常数; l为电缆的长度。

另外电压反射系数( Γ ) 也是同轴电缆的重要参数之一,其表达式为:

如果式( 9) 中满足ZL= Zc,则电缆末端的负载就是匹配负载,功率在电缆上实现无损传输,同轴电缆的传递函数只取决于电缆自身参数。同轴电缆的频率响应如图4所示,当ZL< Zc时电缆频率响应不是很好。实际上,选取的ZL比Zc大得多。

3. 3 电子隔离装置

为了提高测量的精度,被测量的输入信号需要先通过一个低通抗混叠滤波器来滤除噪声的影响,其截止频率设为1 /3倍采样频率。之后,再通过模拟-数字转换、低通滤波器等来滤除大于1 /2采样频率的信号,取得与输入信号成比例的输出信号,作为控制保护和测量系统所需要的信号。光耦合器在A / D转换与D / A转换之间,使输入 ( A / D输出) 和输出( D/A输入) 两端实现绝缘和隔离,无反馈作用,信号只能从输入单向传输到输出,具有抗扰能力强、响应速度快、工作稳定可靠等优点[8]。另外,分压器输出电压作为直流放大器输入信号,经过放大后取得与输入信号电压成比例的输出电压信号。可以认为整个电路建立了一个电子光耦合隔离放大器。

一般来说,现在使用的直接AD转换器( ADC)技术已经比较成熟和完善,转换精度不受系统谐波分量变化及频 率波动的 影响,采样方法 相对可靠[9]。

一般DAC均有“保持”输出,这就意味着当接收新的数字采样时,DAC输出会立即变为相应的新值并保持不变,直到下一个采样到来为止。这会导致阶梯型的输出并引起非平坦的频率响应,即响应下降问题。此外,作为DAC输入信号的ADC输出信号是有限数目的样本,信号的样本越少响应下降问题越严重。可以同时采用数字滤波器和模拟滤波器来减少这个影响[10]。

典型光耦合器输入部分是砷化镓红外发光二极管( LED) ,输出部分是硅光电三极管( OPT) ,如图5所示。光耦合器的参数可分为输入参数、输出参数和传输参数。其中,传输参数为电流传输比CTR,指在直流工作状态下,光耦合器的输出电流IC与输入电流IF之比值,即:

光耦合器的频率特性由最高工作频率f0表征,它受发光二极管的频率响应、光电三极管的入射光信号的响应速度、LED与OPT之间的寄生电容等因素的影响。光电耦合器输出电流与输入电流交流传输比为[11]:

f0可由测试光电耦合器对脉冲信号的响应时间获得,其公式为:

式中,tr为脉冲信号响应的上升时间。

从式( 12) 可以看出,tr越小f0越大。在实际应用中,通过选择适合放大器( 集合光耦合) 电路元件的参数可得到较宽的频带[11]。

4 DCVT 频响与影响因素的分析

由第3节可知,对于互感器频率特性的影响,阻容式分压器占主导地位,在一定条件下电阻或电容起决定作用。每个电阻自身都存在杂散电容和杂散电感,这种非线性特征会使电阻在一定的频率下出现谐振现象。但电阻并联电容时,电阻的纵向杂散电容比并联电容小很多,可以忽略不计,只考虑对地杂散电容。另一方面,分压器在运行过程中往往会产生参数偏差,影响到测量精度。下面分析该参数偏差如何影响测量精度。

4. 1 电阻杂散电感的影响

考虑到杂散电感的影响,电阻并联电容的结构变成了电阻先串联杂散电感然后再并联电容。这样结构的有效串联阻抗如下:

可以看出,当ω << ωr,阻抗Z显示电容性。在比ωr更高的频段,电感L很小,可以忽略不计。

4. 2 分压器的对地杂散电容的影响

分压器的各电阻元件都会有对地杂散电容和纵向杂散电容[12],其中纵向杂散电容比并联电阻的电容小很多,可忽略不计。假定分压器电阻和对地杂散电容是沿分压器均匀分布的,分压器的等值电路采用分布电路的模型,如图6所示。

图6中,分压器的总长度为l,低压臂离接地点距离为x,总电阻为R = R0l( R = R1+ R2) ,对地杂散总电容Ce= Ce0l,并联电阻的总电容为C =C0/ l( C = C1+ C2) ; 它们对应的单位长度上的数值为R0、Ce0、C0。R1、R2、C1、C2分别为高压臂和低压臂的电阻和电容。

根据加在高压端的电压U1得出在x( x /l =R2/ R) 处的电压为:

式中

由式( 14) 和式( 15) 可见,如果总电阻和总并联电阻的电容已知,当频率ω、对地杂散电容增加时,分压器的分压比误差将增大。

仿真结果如图7所示。可以看出,Ce越大对频率特性的影响越明显。为了克服Ce的影响可选择适合的并联电容,并联电容选得越大,对Ce的控制效果越好。实际上,低压臂并联电容C2比高压臂并联电容C1大得多,所以调整C2将会有较明显的效果。

4. 3 影响测量误差的因素分析

分压器的测量误差问题主要由系统频率偏差、电阻值偏差和电容值偏差引起。电阻和电容并非恒定值,而是受很多因素影响,它们在生产过程中产生的误差值将会引入测量误差。电阻值的偏差和电容值的偏差表示如下:

式中,R0和C0是电阻和电容额定值; ΔR和ΔC是电阻和电容的偏差度( % ) 。

另外,在实际运行过程中,电阻值和电容值随环境温度的变化 而改变,从而影响 互感器的 稳定性[13]。环境温度对电阻和电容的影响表示为:

式中,αr和αc分别为电 阻和电容 的温度系 数( ppm/℃) ; Δt为环境温度变化( ℃) 。

分压器的高压臂电阻( R1) 、低压臂电阻( R2) 应该选取具有 较高精度 和较小温 度系数的 电阻[8,14,15]。在测量直流电压时,分压器由电阻部分起决定作用。如能使R1和R2的温度系数或者精度近似相等,则分压比误差可减小甚至抵消。分压器在高频段由电容起决定作用,电容值取决于温度和精度。从式( 16) ~ 式( 19) 可见电阻、电容的偏差值和温度对测量误差影响的机理相同,所以下面的分析中将参数值误差通过温度偏差值进行分析。另一方面,通常电力系统在运行过程中的频率最大变化范围为Δω = ±1% ,频率的变化也将引起电容值的偏差,带来测量误差。

在恒定的温度和稳定的频率条件下,分压器的分压比为:

式中,δr1( 2)= 1 + ΔR1( 2)/100, δc1( 2)= 1 +ΔC1( 2)/100; 下标1、2分别代表高压臂和低压臂的相应参数。

考虑频率偏差( Δω) 时,分压器的分压比为:

式中,ω0为额定频率; δω= 1 + Δω /100。

使用Monte Carlo分析法分 析式 ( 20 ) 和式( 21) ,电阻的精度为±1% ,电容的精度为±5% ,频率偏差为±1% ,仿真结果如图8所示。

从图8( a) 可以看出,在低频段分压器的分压比由电阻部分主导,电容的影响很小,这使得分压比误差在±2% 范围内。如果电阻精度达到±0. 1% ,将使测量误差在±0. 2% 范围内,但如果频率偏离额定值将会使误差超过此范围,如图8( b) 所示。在高频段,电容的影响越来越明显,但不会超过电容精度的两倍,如图8( c) 所示。总之,可以通过选取精密的电阻和电容来减少分压器的电压测量误差,增大互感器的测量准确度。

4. 4 实验结果与分析

阻容分压器的实验电路如图9所示。图中,R1和R2分别为高、低压臂电阻,C1和C2分别为高、低压臂电容,RL为同轴电缆末端的匹配电阻。在实验室的条件下,使用单相变频电源产生0. 1Hz ~ 10k Hz的10V正弦电压信号作为输入。输出电压通过示波器测量,结果如图10和图11所示。

由图10和图11可知,分压器的频率响应良好,频宽达到10k Hz,电压幅值误差在±0. 2% 范围之内。综上所述,阻容分压器可用于谐波测量。

5 结论

谐波电压测量 篇4

在电力系统中,随时存在着各种各样的干扰问题,这些干扰以多种方式对电力用户产生危害性的影响,其中灯光的闪烁即电压闪变的问题就是最容易被电力用户察觉到的影响之一[1]。电压闪变源于电压的波动,而电压波动与叠加在工频电压上的间谐波信号有着内在的关系[2,3]。间谐波通常被定义为非基波频率整数倍的谐波分量。当实际电压波形含有间谐波成分时,由于间谐波的周期与基波分量的周期不是同步的,电压波形的有效值和峰值就会出现波动,而不再是一个定值。当波动的幅度较大并且该波动频率在人眼的觉察频率范围之内时,人眼就会感觉到白炽灯的闪变现象。因此,产生间谐波的装置被认为是一种主要的电压闪变源[4]。实际中,各种波动性负荷、变频装置、同步串级调速装置以及感应电动机都会产生间谐波[5]。

目前,在国际上被大家普遍接受的电压闪变测量标准是国际电工委员会(IEC)推荐的闪变测量标准(即IEC标准61000-4-15),该标准规定了闪变仪器的功能和设计规范。我国的闪变指标在2000年以前主要参考日本∆V10标准,但由于∆V10标准(由60/100 V白炽灯的闪变试验得到)不太适合我国的供电情况,因而我国在2000年出台了新的电压闪变国家标准GB12326-2000,将闪变指标改为IEC的短时间闪变值Pst和长期闪变值Plt[6]。

本文研究了IEC闪变仪测量电压闪变的原理,用频谱分析的方法分析了该闪变仪在测量间谐波引起的电压闪变方面存在的不足之处,为电压闪变测量方法的改进做了有益的探讨。

1 IEC闪变仪

我国国家标准在参考了IEC标准后推荐采用的闪变仪原理框图如图1所示[7]。从图中可以看出,

该闪变仪是通过平方检测的方法将引起电压闪变的调幅波信号解调出来,进而求得闪变视感度。通常我们将电压闪变信号看作是调幅波对工频载波的调制。假设电压闪变信号为单一频率的调幅波对工频载波的调制,则电压闪变信号为:

式中:Um为工频电压的幅值,V;fN为工频电压的频率,Hz;m为调幅波电压的幅值系数;fF为调幅波电压的频率,Hz。

将u(t)平方,可以得到

从式(2)中可以看出,u2(t)除了有直流成分外,还包含以下频率分量,fF,2 fF,2 fN,2(fN±fF),2 fN±fF。经过0.05~35 Hz的带通滤波器滤去直流分量和工频及以上的频率分量,并且考虑到,m≪1,即使调幅波的倍频分量存在,倍频分量远比调幅波的幅值小,故可以将其忽略,从而得到解调出来的间谐波信号v(t),即

经过以上的平方解调环节之后,频率在0.05∼35 Hz的调幅波就可以从工频电压信号中解调出来。再经过加权滤波、平方、一阶低通滤波环节,就可以获得瞬时视感度s(t),然后对至少10 min的s(t)做分级统计(分级应不小于64级),获得各级瞬时闪变视感度的概率分布直方图,对概率分布直方图进行累加计算,可以得到累积概率函数(CPF)曲线,由CPF曲线获得短时间闪变值;

式中:P0.1,1P,3P,5P,P50分别为10 min内瞬时闪变视感度s(t)超过0.1%,1%,3%,10%和50%时间的觉察单位值。

长时间闪变值Plt可由N个Pst的立方和求根得到:

2 不同频率间谐波对电压闪变的影响分析

对式(1)进行变换可以得到

即我们可以将该电压闪变信号看作是由工频电压、频率为(fF+fN) Hz以及频率为(fN-fF) Hz的间谐波的合成信号。由于IEC推荐的闪变测量仪中包含截止频率为0.05~35 Hz带通滤波器,从理论上讲,频率大于85 Hz小于15Hz的间谐波成分将很少会对闪变的测量结果产生影响。但经过研究发现,频率大于85 Hz,小于15 Hz的间谐波存在时,也会引起电压幅值和有效值的波动。图2为幅值为1的50 Hz工频信号和幅值为0.2的95 Hz的间谐波叠加后的电压波形,图3为幅值为1的50 Hz工频信号和幅值为0.1的3 Hz的间谐波叠加的电压波形。从图中的波形包络线中可以清楚地看到有电压波动存在。当波动的幅度足够大并且波动的频率在人眼的感觉范围(0.05~35 Hz)之内时,人就会觉察到白炽灯亮度的变化。如果波动频率在8~10 Hz之间,由于人眼对灯8~10 Hz的亮度变化频率比较敏感,即使电压波动的幅度较小,也会感觉到有电压闪变现象发生[8]。

为了便于进一步地分析和研究,在这里假设电压信号中除工频电压以外只含有单一频率的间谐波,电压信号的表达式为

式中:U0、fN、m、fIH、θ分别为基波的幅值、基波的频率、间谐波的相对幅值系数、间谐波的频率以及间谐波的相位。电压的波动的定义如式(8)所示。

式中:Vmax,Vmin分别表示电压有效值或电压峰值的最大值,最小值,Vfundamental表示基波电压的有效值或者峰值。考虑到m≪1和|(sin/x)x|≤1,电压有效值的波动可以由式(9)来近似表示[9]。

式中:α=π∆f T1,从上式中可以发现∆f对波动的大小有直接的影响。图4为间谐波相对幅值m=0.5%的情况下,电压有效值的波动大小与间谐波频率之间的对应关系图。从图中可以看出间谐波的频率与基波频率越接近,间谐波对电压有效值波动的影响就越大,间谐波的频率与基波频率的偏离越大,其对电压有效值波动的影响就越小。

电压峰值的波动可由式(10)来表示。

从式(10)中可以发现,只要间谐波的相对电压幅值固定,电压峰值的波动就是一个定值,而与间谐波的频率大小没有关系。电压的波动频率,可以由式(11)求得。

式中:fh是最接近fIH的谐波频率。由式(11)可以知道,对于工频为50 Hz的供电电压来讲,41 Hz和59 Hz的间谐波引起的电压波动频率是相同的,均为9 Hz。电压波动频率与间谐波频率之间的关系如图5所示。

结合对图4和图5的分析,我们可以得到这样的结论,在间谐波频率小于15 Hz或者间谐波频率大于85 Hz的情况下,只要电压的波动足够大,同样可以引起电压的闪变现象。但通过研究发现,IEC推荐的闪变仪在测量频率小于15 Hz或者频率大于85 Hz的间谐波引起的电压闪变过程中,由于其解调出来的波动信号频率不在0.05~35 Hz的频率范围之内,因而使得解调出来的波动信号会受到很大的抑制作用,从而使测量出来的电压闪变结果不能真实地反应实际的电压闪变严重程度。

为了进一步说明该问题,分两种情况进行讨论:一种情况是fIH>85 Hz;另一种情况是fIH<15 Hz。

情况一:假设式(7)中的fIH=fN+∆f,∆f>35 Hz,则fIH>85 Hz。

U(t)经过平方后,包含5个不同频率的分量:直流、2 fN、∆f、2 fN+∆f和2(fN+∆f)。由于各频率成分均在带通滤波器的通频带范围之外,因而在经过带通滤波器和加权滤波器滤波之后,各频率成分均将大大减少,无法反映出频率fB的电压波动实际产生的影响,从而造成测量结果的不准确。

为了验证分析的准确性,假设U(t)含有一频率为108 Hz的间谐波,U(t)=cos(2π⋅50t)+0.3cos(2π⋅108t),U(t)的波形图如图6所示。

从图6中可以很容易地观察到有频率为8 Hz(fB=108-2×50)的电压波动,但从图7对U2(t)的频谱分析结果来看,U2(t)含有直流、58 Hz、100 Hz、158 Hz以及216 Hz的频率成分,然而这些频率成分都不在0.05~35 Hz的频率范围内。这就意味着U2(t)经过带通滤波之后,U2(t)中的所有频率成分都将被滤除,而无法真实地反应出8 Hz的电压波动产生的影响。

情况二:假设式(7)中的fIH=fN-∆f,35<∆f<50 Hz,则0IH

由于35<∆f<50 Hz,因而U2(t)在经过带通滤波器之后,将只有2(fN-∆f)的频率成分存在,而该频率成分并不能真实地反映出实际频率为fB的电压波动产生的影响,虽然在m值比较大的情况下,用IEC闪变仪会测得比较严重的Pst值,但该值并不能够反应真实的闪变严重度。

为了对上述分析进行验证,假设U(t)含有一频率为4 Hz的间谐波,U(t)=cos(2π⋅50t)+0.2cos(2π⋅4t),U(t)的波形图如图8所示。

从图8中可以看出,电压波形的波动频率为4 Hz(fB=4-0×50),U2(t)的频谱分析图如图9所示,从图9的分析结果中可以看出,U2(t)包含直流、8 Hz、46 Hz、64 Hz、100 Hz的频率成分,虽然8 Hz的频率成分在0.05~35 Hz的频率范围之内,但该频率成分并不能真实地反映实际频率为4 Hz的电压波形波动产生的影响。

3 结论

IEC闪变仪是基于供电电压有效值波动制定的电压闪变测量标准,其测量对象主要是针对白炽灯引起的电压闪变问题,但随着各种荧光灯的大量使用,IEC闪变仪的对闪变测量的局限性也逐步显现出来,相对于白炽灯对电压有效值的波动较为敏感而言,荧光灯对电压峰值的波动更为敏感,这就使得频率较高的间谐波存在时也会引起各种荧光灯的闪变问题,而IEC闪变仪的测量却无法反映出这种电压的闪变现象。本文用频谱分析的方法分析了在工频电压叠加任意频率间谐波的情况下,IEC闪变仪对该间谐波引起的电压波动的分析结果,指出了该闪变仪在测量电压闪变严重度方面存在的不足,为今后电压闪变测量方法的改进提供了有益的参考。

摘要：IEC推荐的闪变仪是以白炽灯的闪变问题作为测量分析的对象,由于荧光灯的闪变与白炽灯的闪变在机理方面有本质的不同,因而随着各种节能荧光灯型的大量使用,这种测量原理的局限性将随之显现出来。用频谱分析的方法分析了IEC推荐的闪变仪在测量间谐波引起的电压闪变方面的不足之处,进而引起大家对该问题的关注,以促进电压闪变测量原理和测量方法的进一步改进。

关键词：电压闪变,有效值,峰值,间谐波,频率

参考文献

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[5]林海雪.电力系统中的间谐波问题[J].供用电,2001,18(3):6-9.LIN Hai-xue.Inter-harmonic Problems in Power System[J].Power Supply and Use,2001,18(3):6-9.

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[7]肖湘宁,韩民晓,徐永海,等.电能质量分析与控制[M].北京:中国电力出版社,2004.XIAO Xiang-ning,HAN Min-xiao,XU Yong-hai,et al.Power Quality Analysis and Control[M].Beijing:China Electric Power Press,2004.

[8]IEEE Interharmonic Task Force Working Document.Draft3[EB/OL].http://grouper.ieee.org/groups/harmonic/iharm/docs/ih519c.pdf.2001-7-14.

谐波电压测量 篇5

电网背景谐波电压(也称背景谐波)是谐波研究中的一个重要特征参数,它直接关系到电网的谐波承受能力、用户谐波发射限值和用户滤波器设计等技术经济问题[1,2]。背景谐波一方面来自上级电网谐波电压的渗透,另一方面来自本级电网其他谐波源的影响[3,4]。目前,大多学者关注的是高压交直流输电系统、牵引供电系统的背景谐波电压[5,6,7]。

在工程应用中,电网背景谐波电压的影响不可忽视。文献[8]中介绍了用户投运无功补偿装置后,出现由于背景谐波引起“另类”谐波电流超标的现象。文献[9,10]中介绍背景谐波电压对有源滤波装置和静止无功装置性能的影响。然而,如果用户采用交流滤波装置装设在高压进线侧的供电方式,用户投运交流滤波装置后,背景谐波就会影响用户PCC的谐波电流,使其出现超标的现象。

本文通过系统谐波分析阐明背景谐波的影响,并通过该类典型工程实例的测试结果加以研究,并提出解决问题的相关措施。

1 系统谐波分析模型

1.1 模型建立

某用户的供电系统简化谐波分析模型[11]如图1所示。Zs为电网系统阻抗,ZR为用户负载阻抗,Zf为滤波支路阻抗,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}$为用户谐波源,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}$为供电系统其他用户谐波源,$\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}$为电网谐波电压源,PCC为用户公共连接点(即谐波电流考核点)。其中,$\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}‚{\rm Z}{}_{\text{s}}$和$\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}$组成用户供电系统背景谐波;ZR数值远大于Zf,谐波分析时可以忽略不计。谐波分析时只计及供电系统阻抗、滤波支路阻抗。

1.2 谐波分析

如果背景谐波含有m次谐波,用户滤波装置设置了h次支路,当m<h时,则对m次谐波,滤波支路阻抗为容性,此时

${\rm Z}{}_{\text{f}}=R-\text{j}(-mX{}_{\text{L}}+\frac{X{}_{\text{C}}}{m})$

系统m次谐波电流会被放大。本文主要分析m=h时系统谐波潮流影响。

假设背景谐波和用户谐波电流都以n次谐波为主,且滤波装置有n次支路,系统阻抗为

Zs=Rs+jnXs

滤波器阻抗为

${\rm Z}{}_{\text{f}}=R+\text{j}(nX{}_{\text{L}}-\frac{X{}_{\text{C}}}{n})$

根据电路迭加原理知识,可求得图1所示各部分谐波电流和谐波电压。

下面结合用户不同的工作情况,以n次谐波为例,进行系统谐波潮流分析。

1)用户谐波源负荷未工作,未投运滤波装置PCC的谐波电压

$\dot{U}{}_{\text{n}}=\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}(1)$

PCC的谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=0(2)$

滤波支路谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{z}\text{f}\text{n}}=0(3)$

2)用户谐波源负荷未工作,投运滤波装置PCC的谐波电压

$\dot{U}{}_{\text{n}}=\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}\frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}(4)$

PCC的谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}(5)$

滤波支路谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{z}\text{f}\text{n}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}(6)$

3)用户谐波源负荷工作,未投运滤波装置PCC的谐波电压

$\dot{U}{}_{\text{n}}=\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}(\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}})(7)$

PCC的谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}(8)$

滤波支路谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{z}\text{f}\text{n}}=0(9)$

4)用户谐波源负荷工作,投运滤波装置PCC的谐波电压

$\dot{U}{}_{\text{n}}=\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}(\frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}})(10)$

PCC的谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=\frac{{\rm Z}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}(11)$

滤波支路谐波电流

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{z}\text{f}\text{n}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}(12)$

用户谐波源未工作,未投运滤波装置时,PCC的谐波电压为背景谐波,如式(1)所示;滤波装置投运后,PCC的谐波电流和滤波支路谐波电流为吸收系统的谐波电流,比较式(1)和式(4),得出此时PCC的谐波电压数值减小,其数值变化量取决于用户滤波装置吸收系统谐波电流。

用户谐波源工作,未投运滤波装置时,PCC的谐波电压数值变大,PCC的谐波电流为用户实际注入系统的谐波电流;滤波装置投运后,从式(11)可以知道PCC的谐波电流包括用户注入系统的谐波电流和吸收系统的谐波电流,从式(12)可以知道滤波支路中谐波电流包括吸收用户谐波电流和吸收系统的谐波电流,比较式(7)和式(10),PCC的谐波电压数值减小,其数值变化量取决于用户滤波装置吸收用户谐波电流和系统谐波电流。

2 背景谐波的影响及策略

2.1 背景谐波的影响分析

由于背景谐波的存在,用户滤波装置吸收系统的谐波电流。在实际工程应用中,一般谐波测试仪不能很好地反映谐波相角和方向,PCC的谐波电流测量值不能区分用户注入系统的谐波电流和吸收系统的谐波电流,不能正确反映用户谐波实际水平。通常情况下,谐波管理部门以PCC的谐波测量值考核用户谐波电流水平,PCC的谐波电流测量值比用户实际注入系统的谐波电流值大,如果滤波装置吸收系统的谐波电流再比较大,则用户谐波电流易超标。所以背景谐波影响用户谐波电流考核,是可能影响用户谐波电流超标的重要因素。

2.2 用户实际注入系统的谐波电流计算

为了正确考核用户谐波电流水平,很有必要计算出PCC用户实际注入系统的谐波电流Isjn。从式(11)中可以知道,PCC谐波电流包括用户实际注入系统的谐波电流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}\text{s}\text{j}}$和吸收系统的谐波电流Ixtn,即

$\begin{array}{l}\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}\\ =\dot{{\rm I}}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}+\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{j}\text{n}}(13)\end{array}$

比较式(5)与式(13),PCC用户吸收系统的谐波电流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}$等同于用户谐波源未工作滤波装置投运后PCC的谐波电流。把$\dot{{\rm I}}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}$和$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{j}\text{n}}$分别看成2个谐波电流源的n次谐波,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}$是$\dot{{\rm I}}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}$和$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{j}\text{n}}$在PCC合成谐波电流,由国标[12]附录公式知道,相位角不确定时,2个谐波源的同次谐波电流Ixtn和Isjn在PCC叠加,进行合成计算公式为

${\rm I}{}_{\text{n}}=\sqrt{{\rm I}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}^2+{\rm I}{}_{\text{x}\text{t}\text{n}}{\rm I}{}_{\text{s}\text{j}\text{n}}{\rm K}{}_{\text{n}}+{\rm I}{}_{\text{s}\text{j}\text{n}}^2}(14)$

式(14)中Kn 数值见表1。

式(14)中,已知In和Ixtn的条件下,可以计算出Isjn。

实际工程应用中,可以根据In和Ixtn测试数值,近似计算出Isjn。

2.3 消除背景谐波影响的策略

从式(11)可以看出PCC谐波电流的大小与$\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}‚\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}‚\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}‚{\rm Z}{}_{\text{s}}‚{\rm Z}{}_{\text{f}}$有关。所以,消除背景谐波影响有2种措施:1)减小$\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}$和$\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}$的有效值,即治理电网背景谐波;2)在PCC串联一组电抗器,通过改变系统阻抗,减小滤波装置吸收系统的谐波电流。

第1种措施中,由于$\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}$即电网谐波电压源来自上级电网谐波电压的渗透,谐波治理工作比较复杂。而$\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}$即供电系统其他用户谐波源,针对谐波源用户谐波治理,就可以减小影响。

第2种措施中,在PCC串联一组电抗器,设电抗器的基波阻抗为XLS,则PCC的谐波电流为

$\begin{array}{l}\dot{{\rm I}}{}_{\text{n}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}+nX{}_{\text{L}\text{s}}}\dot{U}{}_{\text{s}\text{h}}+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}}}{{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}+nX{}_{\text{L}\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}\text{x}}+\\ \frac{{\rm Z}{}_{\text{f}}}{nX{}_{\text{L}\text{s}}+{\rm Z}{}_{\text{f}}+{\rm Z}{}_{\text{s}}}\dot{{\rm I}}{}_{\text{h}}(15)\end{array}$

比较式(11)与式(15),可以得出PCC的谐波电流值变小,受背景谐波的影响大幅度减小。

2.4 讨论

如果用户采用交流滤波装置装设在主变的低压侧母线方式,当背景谐波含有m次谐波,用户滤波装置也设置了m次支路,则PCC的谐波电流与式(15)相似,受背景谐波影响比较小。如果用户滤波装置也设置了h次支路且m<h或者用户只装设无功补偿装置,则PCC的谐波电流受背景谐波影响也比较大,与文献[8]介绍相似。

3 工程实例分析

3.1 用户的供电情况

用户(下称C厂)10 kV进线由上一级变电所10 kV母线直接供电。C厂主要负荷为2台整流变、3台动力变,整流变为6脉动整流,产生的谐波电流以5次、7次、11次、13次为主。PCC点最小短路容量为220.6 MV·A,供电设备容量为2×31.5 MV·A。C厂用电协议容量为5.0 MV·A。为了治理谐波和提高功率因数,C厂在10 kV装有1套由5次、7次、11次3支路组成的交流滤波装置。

3.2 用户的谐波限值

C厂的5次、7次、11次、13次谐波限值如表2所示。其中, 谐波电压限值是根据国标规定的10 kV公用电网谐波电压(相电压)限值,谐波电流限值是按照国标所规定的方法换算,根据C厂供电系统最小短路容量、供电设备容量和C厂用电协议容量, 换算得到。表2中THD为总谐波电压畸变率。

3.3 测试结果及分析

3.3.1 背景谐波

因为C厂主要谐波源为整流负荷,动力变负荷谐波电流比较小,当整流负荷不工作时可认为10 kV母线谐波电压为电网10 kV系统背景谐波。背景谐波测试结果见表3。从表3可以看出,PCC 10 kV母线电压总畸变率2.41%,5次电压含有率1.83%,7次电压含有率0.91%。PCC的谐波电流比较小,其中5次、7次电流分别为2.005 A,0.815 A。

系统背景谐波以5次、7次为主,各次谐波电压低于国标要求限值。

3.3.2 整流负荷未运行投入滤波装置时的谐波

在整流负荷未运行的情况下,投入滤波装置5次和7次支路,PCC测试结果见表4。从表4可以看出,PCC 的10 kV母线电压总畸变率2.25%,5次电压含有率1.60%,7次电压含有率0.85%。PCC 5次、7次电流谐波电流比较大,数值分别为13.32 A、4.357 A。可以认为此时PCC谐波电流主要为滤波装置吸收系统其他用户的谐波电流和背景谐波,如果不考虑方向,流经C厂10 kV总进线的5次谐波电流已超过国标限值。

3.3.3 整流负荷运行时的谐波

3台整流变负荷运行后,C厂满负荷运行。在滤波装置投运前、后分别测试PCC谐波,测试结果分别见表5、表6。滤波装置投运后,分别测试流入装置每支路的谐波,测试结果见表7。

从表5可以看出,PCC的10 kV母线电压总畸变率2.93%,5次电压含有率1.66%,7次电压含有率1.37%。PCC的5次、7次电流谐波电流比较大,数值分别为17.61 A,16.26 A,都超过国标限值。其他各次谐波电流都符合国标限值。

从表6看出,PCC的10 kV母线电压总畸变率2.66%,5次电压含有率1.36%,7次电压含有率0.65%。PCC的10 kV进线5次、7次电流谐波电流比较大,数值分别为18.42 A,10.75 A,都超过国标限值。其他各次谐波电流都符合国标限值。

从表7看出,5次滤波支路中5次谐波电流A,B,C三相数值分别为20.78 A,19.4 A,23.54 A。7次滤波支路中7次谐波电流A,B,C三相数值分别为9.111 A,7.237 A,9.567 A。11次滤波支路中11次谐波电流A,B,C三相数值分别为8.687 A,7.5 A,7.992 A。其他各次谐波电流都很小。

测试结果表明,投运滤波装置后,PCC的10 kV进线5次、7次电压含有率下降;10 kV进线 5次、7次谐波电流仍然超过国标限值。滤波装置5次滤波支路中5次谐波电流很大,7次滤波支路中7次谐波电流比较大。

3.3.4 分析

依据测试结果分析,C厂供电系统背景谐波以5次、7次为主;C厂谐波源负荷未运行时,滤波装置投运后,吸收了系统5次、7次谐波电流;C厂谐波源负荷运行时,投滤波装置后,电压畸变率下降,说明滤波装置吸收谐波电流。根据测试结果,C厂谐波源负荷运行时,投运滤波装置后,10 kV进线 5次谐波电流三相数值由15.29 A,17.46 A,15.18 A变为12.6 A,18.42 A,13.02 A,而5次滤波支路中5次谐波电流三相分别为20.78 A,19.4 A,23.54 A。由于滤波支路中5 次谐波电流比C厂谐波源负荷产生的谐波电流还大,可认定5次滤波支路除吸收大部分C厂5次谐波电流外,还吸收部分供电系统的5次谐波电流。同理可分析,7次滤波支路除吸收大部分C厂7次谐波电流外,也吸收部分供电系统的7次谐波电流。

从而可以得出测试点(PCC)谐波电流有2部分叠加组成:一部分是吸收系统的谐波电流(背景谐波引起的);另一部分是C厂实际注入系统的谐波电流。

3.3.5 用户实际注入系统的谐波值计算

假设整个测试过程中背景谐波变化很小,认为用户PCC吸收系统的谐波电流不变,可按照式(14)近似计算C厂PCC的实际注入系统5次、7次谐波电流,见表8。从中可以得出,C厂注入系统的实际谐波电流符合国标限值。所以,背景谐波引起C厂PCC的谐波电流超标。

3.4 相关措施

为了消除电网背景谐波的影响,可行的措施有:1)进行背景谐波治理;2)在C厂10 kV总进线处串联一组电抗器,通过电抗器再接入10 kV变压器和滤波装置。

4 结论

本文通过谐波潮流分析和典型工程实例测试结果,阐明背景谐波电压影响用户PCC的谐波电流的机理,并提出工程中用户PCC的实际注入系统的谐波电流的计算方法和消除影响的相关措施。理论分析和实践结果表明分析方法的有效性和可行性,在工程应用中可分析、解决同类问题。因此,建议用户在交流滤波装置设计时,应尽可能考虑到背景谐波的影响,同时供电部门在进行谐波管理时应该重视电网背景谐波水平。本文计算用户实际注入系统的谐波值是假设在理想状态下,是一种工程计算方法。实际工程应用中,电网背景谐波电压、供电方式、用户谐波源和滤波装置对于用户PCC的谐波电流都有一定关系,因此有必要充分研究这些问题,根据具体情况采取相应措施,准确测试和计算用户实际注入系统的谐波值。

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谐波电压测量 篇6

为确保电动机、变压器、电容器安全运行, 必须彻底抑制或治理谐波。针对平煤股份六矿主要提升机1 140 V侧供电系统谐波现状, 找出了谐波产生的根源及特征, 通过对该矿电网的综合分析, 采用直挂式电压电力有源滤波谐波治理技术, 将矿井谐波控制在国标规定范围内, 实现了660 V至10 kV电压等级的高压电力有源滤波器的产业化、标准化。

1直挂式电压电力有源滤波原理

直挂式高压有源电力滤波器是一种基于电压源逆变器, 用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置。该装置可实时检测负荷电流中的谐波分量、基波无功分量, 经计算机快速运算, 通过由大容量IGBT管组成的三相并联变流器向系统注入补偿电流, 该补偿电流与负荷电流中的谐波电流大小相等、方向相反而互相抵消, 保证流入电源变压器的系统电流及其他负荷的电流是纯净的正弦波。该装置可克服LC滤波器等传统谐波抑制设备的缺点, 实现动态跟踪补偿。有源滤波原理如图1所示。

有源电力滤波器由主电路、指令电流运算电路、电流跟踪控制电路和驱动电路4部分构成。基本工作原理:通过检测补偿对象中含有谐波的电流, 经指令电流运算电路运算得出补偿电流的指令信号, 该指令信号经过跟踪控制电路, 控制主电路得出补偿电流, 补偿电流与负载电流中要补偿的谐波电流相互抵消, 最终得到不含谐波的电源电流。即有源滤波器将负载谐波电流限制在负载端, 阻塞其向电力系统扩散[2]。

当负载产生谐波电流时, 有源电力滤波器检测出负载电流中的谐波分量, 将其反极性后作为指令信号, 由补偿电流发生电路产生补偿电流, 因补偿电流与负载电流中的谐波分量大小相等、方向相反, 可互相抵消, 使得电源电流i中只含基波, 不含谐波补偿电流, 在连接点相互抵消。并联型有源电力滤波器的原理可以用以下公式来描述:

iS=iL+iC;iL=iLf+iLh;iC=-iLh

故 iS=iL+iC=iLf

其中, iLf为负载电流的基波分量。

2直挂式电压电力有源滤波的实现

应用电网的建模与仿真是电力系统计算与分析的基础。通过建模计算, 分析实际含谐波源配电网的运行特性以及电能质量改善设备接入后配电网的运行情况, 研究配电网谐波补偿控制策略, 对指导现场运行有重大意义。因此, 以电力电子技术及理论的最新研究成果为基础, 借助最新的电子控制技术、综合自动化技术及微电脑技术, 使用有源电力滤波器 (APF) , 结合智能综合管理系统等后台软件的使用, 可提高供电可靠性及供电质量, 减少电网损耗, 减少或消除因电能质量问题对煤矿带来的严重危害, 进一步提高供电服务水平。

2.1建模与仿真

根据现场电网谐波控制计算分析的需要, 对六矿主要提升机电网结构、线路参数状况进行了调研, 深入了解矿井现状, 分析存在的问题, 在此基础上建立了六矿主要提升机模型;根据采集的数学模型, 研究其电网的运行特性, 分析加入谐波的电网运行特性, 提出谐波补偿技术措施及实际可行的控制方案;根据谐波补偿方案, 研究谐波补偿技术手段和具体措施, 计算优化调节后的电网谐波畸变率, 分析优化效果。

2.2有源电力滤波器

APF以并联的方式接入电网, 通过实时检测负载的谐波分量, 采用PWM变换技术, 将与谐波大小相等、方向相反的电流注入供配电系统, 实现抑制谐波、动态补偿谐波的功能 (图2) 。

2.3智能综合管理系统

智能综合管理系统包含能源管理专家、设备运行智能管理、电网自愈控制等部分, 通过先进的传感和测量技术、设备技术、控制方法以及决策支持系统技术的应用, 实现电网可靠、安全、经济、高效、环境友好和使用安全的目标。系统在采用计算机网络技术、通信技术、传感器技术、分布式信息处理技术、无线传感网络技术等国内外先进成熟技术的基础上, 研发计算无线传感网络协调器/路由/终端器的配电专网用有线接入和无线通信系列产品, 构建满足电力生产管理服务需求的配电专用数据通信组网方案。通过对各个检测节点实施综合电能质量在线监测, 初步建立起电能质量的监测系统, 做到电能质量管理实时化与网络化。对电能质量进行实时监测, 为综合治理谐波污染源、无功容量不足和运行工况分析提供详细的实时数据, 为掌握地区电网的谐波及其他电能质量水平与状况、发现谐波源负荷的动态时间分布情况, 从而为电能质量“污染”的分析、控制、治理提供不可缺少的技术支持。①为研究各种储能设备 (电容器、电抗器) 和非线性负载的运行对电网电能质量产生的影响, 进一步开展电网电能质量综合治理工作奠定良好的基础;②投入电能质量治理设备并分析使用后的电网电能质量改善情况, 为地区电网的规划设计、运行工作提供大量极有价值的参考数据。

3主要特点

直挂式电压电力有源滤波器能够自动侦测跟踪谐波, 并在0.5 ms内发出大小相等方向相反的谐波与之抵消, 可消除50次以下的各种谐波分量;同时可适量补偿无功功率, 提高功率因数, 消除三相不平衡电压闪变。同等电压等级的SVG是以补偿无功基波为主, 所以, APF较之软件运算和控制更复杂。

(1) 技术先进。

采用全数字化及先进的基于瞬时无功理论的控制算法, 实时以及精确地补偿系统中的谐波和无功电流, 可同时滤除2～50次谐波, 也可选择滤除指定次谐波, 可以选择多种补偿电网系统谐波, 拥有先进的双DSP技术, 动态响应时间小于0.5 ms。输出采用从国内知名厂家订制的高频输出电抗器, 有效滤除了开关次频率谐波, 使装置补偿效果更佳, 同时, 该装置运行时被控制为电流源, 不存在与系统发生谐振的问题。

(2) 主要保护功能齐全。

装置软件程序里面含有直流电压过电压保护、装置输出电流过电流保护、GBT故障保护、过热保护等多种功能。除此之外, 装置硬件也设计有直流电压过电压保护电路, 最大输出电流限制电路和IGBT故障保护电路, 整个装置保护功能完善, 显示实时电能质量状况, 界面友好, 设通信接口, 便于智能化监控运行时安全可靠。

4结语

平煤股份六矿主要提升机采用直挂式电压电力有源滤波装置后, 将电流畸变率由原来的69%降低到国家规定的5%以内, 设备事故率明显降低, 社会和经济效益可观。

参考文献

[1]陈建业.工业企业电能质量控制[M].北京:机械工业出版社, 2008.

谐波电压测量 篇7

关键词：矢量变频器,逆变器,谐波

0绪论

高速电主轴的电路结构与感应电动机相类似, 通过电机理论可知, 感应电动机的定子绕组通入三相工频交流电压为正弦波电压时, 不存在其它次谐波, 电动机很少受到谐波干扰, 若高速电主轴直接利用三相交流电压, 调速非常困难, 必须采用变频调速控制, 当使用变频器驱动高速电主轴完成主轴转速调节时, 变频器的输出电压是PWM波形, 由傅里叶级数得知, 其中包含有各阶次的谐波, 这将对高速电主轴产生异步寄生转矩和同步寄生转矩等影响, 由于谐波电流的影响, 高速电主轴的能量损耗将增加。同时, 当定子谐波磁场和不同次数的转子感应电流相互作用时会产生脉动转矩, 这些脉动转矩的平均值为零, 除了产生寄生转矩和脉动转矩外, 由于高次谐波的出现引起了谐波电流, 这些谐波电流将引起额外的损耗, 主要有定子铜损耗和转子铜损耗, 如果谐波含量过高, 将会直接导致高速电主轴的工作效率降低, 电主轴的温度升高过快, 还有产生振动和噪声问题等。

1 DTC-SVPWM矢量变频器输出电压谐波分析

基于DTC-SVPWM矢量变频器的逆变器采用电压空间矢量调制控制方法, 在一个PWM周期内, 非零电压空间矢量和零电压矢量相互组合, 合成参考电压矢量, 对逆变器各桥臂开关进行导通和关断控制, 使逆变器输出的PWM波近似为正弦波, 控制系统中以电主轴转速和转矩为被控对象, 引入了转速和转矩负反馈, 使变频器的性能提高, 转速和转矩的波动小, 但变频器的输出电压仍为PWM波, 输出电压波形如图1所示。

从图1中看到, 电压空间矢量调制方式变频器输出电压波形与恒定压频比变频器的输出波形相似, 采用SVPWM控制方式变频器输出电压中包含有多次谐波, 谐波分析时, 载波频率关取2550Hz, 调制深度m为0.8, 傅里叶变换的最高分析频率为11 KHz, 基波电压频率为50Hz, 归一化计算后, 得到各次谐波幅值分布。其谐波分布与使用双极性SPWM控制逆变器输出电压谐波分布相类似, 都是成簇分布。载波频率整数倍附近的谐波簇变宽, 但是谐波的幅值降低, 变频器输出的基波电压大约为424V, 总谐波畸变率为76.75%。

2 谐波抑制策略

如果谐波含量过大可能会降低高速电主轴的效率, 增加能量损耗等, 进而对变频器的输出电压进行了傅里叶分析, 得出了采用脉宽调制技术的变频器输出电压谐波分布情况, 为了尽量减小电压谐波对高速电主轴的影响, 必须采取一些谐波抑制策略。

前面通过改变脉宽调制过程中的载波比和调制深度可以改变变频器输出电压谐波簇的位置, 通过增大载波比值, 使最低次谐波的次数远离基波, 降低调制深度, 谐波幅值最大的谐波频率远离基波, 并且总谐波畸变率降低, 但是并不能完全消除谐波, 通过图1知道, 在低次数谐波中, 恒定压频比变频器输出电压中5次谐波的幅值较大, 而矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些次数确定的谐波可以采用带阻滤波器进行滤波。

带阻滤波器也称为陷波器, 能够通过大部分的频率值, 只有位于阻带频率内的信号会被严重衰减, 它相当于一个低通滤波器和高通滤波器的叠加组合, 位于阻带两侧频率内的信号会通过陷波器, 利用陷波器的这种特性, 可以消除逆变器输出电压中的指定次谐波或者谐波带, 从而减小输出电压谐波对高速电主轴的影响。

自适应滤波器是参数可调节能够根据对象自适应变化的时变滤波器, 自适应滤波器可分为自适应有限长冲击响应滤波器和自适应无限长冲击响应滤波器, 图2所示为一个多输入自适应滤波器, 其结构一般由滤波子系统和自适应算法两部分组成, 滤波子系统根据滤波对象不同其系统结构个不行同, 自适应算法就是根据使某个预先确定的准则或者目标函数最小化而自动调整滤波子系统参数的方法目前国外己经将自适应算法应用在电力系统谐波的研究与分析之中。

自适应噪声对消系统是自适应滤波的一种变形, 图2中用自适应滤波器的输出W (n) 逼近噪声信号V (n) , 这种结构能够将被噪声污染的信号与参考信号相抵消, 从而得到原始信号。图2中, X (n) 是原始信号, V (n) 是噪声信号, W (n) 是参考输入信号。

根据最小均方算法, 自适应滤波器的输出信号W (n) 和噪声信号V (n) 的均方差最小, 则e (n) 是原始输入信号X (n) 的最佳估计。

变频器输出电压为PWM波, 可以看做是多个正弦波的叠加, 正弦波的基础频率为50Hz, 在前面分析中, 除谐波簇分布外, 基于恒定压频比的变频器输出电压5次谐波幅值较大, 矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些单个的谐波, 在载波频率改变时, 这种谐波的次数也会改变, 如果采用时不变单一谐波滤波器滤波, 当载波频率改变时就不能够起到滤波的作用, 采用自适应滤波可以解决这一问题。依据自适应噪声对消原理和带阻滤波器的特性, 设计能消除指定次谐波的自适应陷波器, 自适应算法为最小均方 (LMS) 算法, 这种陷波器结构具有很窄的阻带, 能够消除特定频率的谐波接近于理想滤波器, 其中心频率能够跟随谐波变化。假设待消除的谐波次数为k, 通过前面对变频器输出电压谐波的分析可得知当改变载波频率时幅值较大的谐波次数, 必是第次谐波的相角, A是k次谐波的幅值, w和Wz是权系数, 由自适应算法给出并调整其值的大小。

根据自适应噪声对消原理可知, 误差信号。是输入信号 (n) 的最优估计, 也就是经过滤除第k次谐波后的变频器输出电压信号, 滤波器中k的值由信号处理器根据载波频率计算得出。对于这种单一谐波, 即使载波频率改变, 自适应陷波器通过自适应调整参数也可以将其滤除, 使输出电压中不在包含该次谐波, 从而达到良好的滤波效果。假设待消除的谐波频率是基波频率的5倍, 也就是5次谐波, 对自适应陷波器进行仿真分析, 滤波器的输入信号选择基波和5次谐波信号的叠加。

仿真后, 自适应陷波器的输出信号在起始时, 自适应滤波器的输出和混有5次谐波的叠加信号波形相同, 随着迭代次数增加, 滤波器的输出信号逐渐逼近原始基波信号, 消除了5次谐波, 在自适应陷波器器滤波开始时, 误差较大, 这是因为要对权系数进行最大调整, 迭代次数增加后, 误差变小, 最后误差的绝对值小于1, 在设计滤波器时要设定权系数初始值, 当误差为零时, 权系数重新调整为初始值, 造成误差曲线成正弦振荡波形。

从自适应陷波器的仿真波形图中看出, 对于指定次数的谐波, 陷波器对其进行滤波, 滤波的误差在允许的结果范围内, 但对于待滤除谐波的次数和相角需要有处理器预先给定, 所以要对输出电压的波形进行谐波分析。

3 结束语

变频器输出电压谐波对高速电主轴的影响, 主要包括异步寄生转矩、同步寄生转矩和脉动转矩, 谐波电压也会导致高速电主轴各种损耗增加, 降低主轴的工作效率, 为了减小或者消除变频器驱动电主轴时谐波电压的影响, 因此, 需要通过合理的选取载波频率和调制深度来降低总谐波畸变率, 改变谐波簇分布, 提高直流电压利用率, 自适应滤波是一种智能滤波方式, 通过这种滤波方式可以消除确定次数的谐波, 减少变频器电压低频段中谐波对高频电主轴的影响。

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