数字电压测量

数字电压测量（精选12篇）

数字电压测量 篇1

一、测量方法

根据直流数字电压表检定规程 (JJG 315-83) , 采用直流标准电压发生器法检定直流数字电压表直流电压的示值误差。多功能校准器作为标准电压发生器, 将多功能校准器与被检直流电压表对接, 由多功能校准器输出直流标准电压给被检表, 在被检表读得相应的读数。由此可知, 其示值误差的测量不确定度来源于被检表读数和多功能校准器。本文以FLUKE 5520A多功能校准器检定U3402A型数字多用表 (5位半显示模式) 的直流电压1.2V量程1V测试点为例进行分析。

二、数学模型

设多功能校准器输出的标准直流电压为VN, 被校表上相应的显示值为VX, 在我们的实验室环境条件下, 标准温度为 (20±2) ℃, 由温度系数带来的不确定度因素可以忽略, 被校表示值误差表示为:

式 (1) 中, Δ为示值误差, 单位是V;VX为被检表示值, 单位是V;VN为标准电压值, 单位是V。

三、方差和灵敏系数

按式子 (2) 计算。

由 (2) 式得方差:

灵敏系数:

四、计算分量标准不确定度

检定不同的电压值时, 各自的不确定度分量数值不同, 这里以1.2V量程1V测试点为例。

1. 由被检表读数引入的标准不确定度u (VX) 。

(1) 由被检表读数的重复性引入的标准不确定度分量为u (V ix) 。由FLUKE5520A多功能校准器输出标准直流电压给被检U3402A型数字多用表, 读取被检表10次读数, 如表1所示。

按照贝塞尔公式:

实际检定中取一次读数作为测量结果, 故标准不确定度为:

其自由度n1=n-1=9。

(2) 由被检表的分辨率引入的不确定度分量u (VX2) 。被检多用表在示值为1V时的分辨率为10μV, 其在±5μV的区间内为均匀分布, VX2取任一值, 故标准不确定度为:

其自由度为n2→∞。

以上两项各不相关, 合成得:

其有效自由度为:

代入数据得neff1=13。

2. 由多功能校准器引入的标准不确定度u (VN) 。

(1) 由多功能标准器输出值的不确定度引入的标准不确定度分量为。由多功能校准器用户手册查得输出值为1V时, 1年变化为u0.95=± (0.000 011×1V+2μV) =±13μV, k=1.96。该不确定度包含了在标准条件下 (20±2) ℃的稳定性、温度补偿、线性度、电源调整率和负载调整率等因素的影响。其在±13μV的区间内为均匀分布, 故标准不确定度为:

其自由度由k=1.96, 查得t分布值其自由度为n3→∞。

(2) 由多功能校准器输出分辨率引入的不确定度分量为 。FLUKE5520A多功能校准器输出1V电压的最小分辨率为1μV, 其中半宽0.5μV区间内为均匀分布, 其标准不确定度为:

自由度为n4→∞。

以上两项各不相关, 合成得:

以上两项的自由度均为∞, 故其有效自由度为neff2→∞。

五、标准不确定度

U3402A型数字多用表的不确定度见表2。

六、合成标准不确定度

合成有效自由度:

七、扩展不确定度

相对不确定度:Urel=20.6μV/1V×100%=20.6ppm。

八、测量不确定度报告

直流数字电压表示值误差的测量不确定度如下:

数字电压测量 篇2

兴趣是最好的老师，是进行探究的最直接动力。可以从学生的生活经验、经历中，或从社会关注的物理教材有关问题中选择探究性学习内容，引发学生的好奇心，并引导发现问题，造成悬念，激发学生的内在动力。那么如何创设问题情境呢?可以通过某个生动的小故事、新奇的实验演示，或用教材中的“?”等，都能激发学生的好奇心、求知欲，从而激发学生的探究兴趣。

在学习《测量电压》一课时，我考虑到学生对“电压”这一物理概念有所了解，但对电压的作用不够明确，在学习新课之前，我有刺激发学生兴趣，让学生带着疑问阅读教材走进文本。通过阅读教材，学生们了解了电压的作用，接着出示电压表和电流表让学生进行区分，并分析讨论他们使用时的异同点，最后让学生动手操作巩固电压表和电流表的使用，取得了较好的效果。

通过上述个方法，激发了学生的兴趣，简化了课堂教学内容，降低了问题的难度，调动了学生的积极性、主动性，加速了学生完成认知的挂、过程，达到了培养学生能力，促进学生全面发展的目的。

再探电压表内阻的测量方法 篇3

1 伏安法

原理 电路如图1所示，设电压表和电流表的示数分别为U、I，用r表示是电压表V的内阻.则有r=UI.

误差分析 从原理上讲，没有误差.但由于电压表的满度电流（电压表满偏时对应的电流）很小，会造成电流表偏转很小，从而产生很大的读数误差.

改进 在电压表上并联一个定值电阻或电阻箱，作为分流电阻，从而使电流表有较大的示数，如图2所示.设电压表和电流表的示数分别为U、I，定值电阻或电阻箱的阻值为R，则有

r=UIR-UR.

2 串伏法

原理 电路如图3所示，设电压表V和电压表V1的示数分别为U、U1，内阻分别用r和r1表示，则有r=UU1r1.

对器材的要求 要求已知电压表V1的内阻，另外，两表满度电流相近.

创新点拨 由于已知电压表V′的内阻，故电压表V′相当于一只电流表，如图4所示.

3 并伏法

原理 电路如图5所示，设电压表V和电压表V1的示数分别为U、U1，R是电阻箱的阻值，电压表V的内阻用r表示，则有

r=UU1-UR.

对器材的要求 要求电压表V′比V的量程稍大或差不多.

创新点拨 由于能求出加在电阻箱上的电压，故能求出通过它的电流，电阻箱在这里相当于一个电流表.如图6所示.

例题 量程为3 V的电压表，其内阻约为3 kΩ，现要求测出该电压表内阻的值，并有尽可能高的测量精确度，现有下列器材

请选用给定的一些器材，设计两种易于操作的实验方案，画出实验电路，简要说明需要测量的物理量并写出测量结果的表达式.

复习与解

方案Ⅰ 由于待测电压表的满度电流约为3 V/3 kΩ=1.0 mA，故可以选择伏安法，电路如图7所示.

闭合电键，调节R2，使电压表V和电流表A1示数均较大，读出它们的示数分别计作U和I，则电压表内阻为r=UI.

方案Ⅱ 由于电源内阻很小，而电压表内阻约为3 kΩ，所以把电压表串联一个电阻接到电源上，电源的路端电压可认为等于电源的电动势，这种方法相当于前面讲到的并伏法，电路如图8所示.

闭合电键，调节R4，使电压表V示数较大，读出其示数为U，读出电阻箱的阻值R4，则电压表的内阻为r=UE2-UR4.

练习 现有器材如下：电池E：电动势3 V，内阻约1 Ω；电压表V1：量程30 V，内阻约为30 kΩ；电压表V2：量程3 V，内阻约为3 kΩ；电压表V3：量程2.5 V，内阻约为2.5 kΩ；电阻箱R1：最大阻值9999.9 Ω，阻值最小改变量为0.1 Ω；滑动变阻器R2：最大阻值为50 Ω；电键S，导线若干.

（1）用如图9所示的电路，测定其中某只电压表的内阻.实验中，要读出电阻箱的阻值R1，两只电压表的示数U、U′，请用所测物理量写出所测电压表内阻的表示式rg=________________________________________.

（2）在题中所给的三只电压表中，能用如图所示电路较准确地测出其内阻的电压表是________________________________________.

参考答案 （1）因为R1与电压表串联，电流相等，故有U′-UR1=Urg，即rg=UU′-UR1.

（2）本实验采用并伏法测电压表内阻，要求待测电压表V的量程，不能比电压表V′的量程大得太多，否则会造成电压表V′示数过小.故能较准确测出内阻的电压表是：电压表V2和电压表V3.

通过对电流表、电压表内阻的测量的方法的探究，我们不难得到几点启示：

启示一：在已知电压表内阻时，电压表可以当电流表用，如串伏法测电压表的内阻时，电压表等同于电流表；已知电流表内阻时，电流表可当电压表用，如并安法测电流表内阻时，电流表等同于电压表.

启示二：在已知电阻箱或定值电阻的电压时，电阻箱或定值电阻可以当电流表使用，如并伏法测电压表的内阻；在已知电阻箱或定值电阻的电流时，电阻箱或定值电阻可以当电压表使用，如串安法测电流表内阻.

数字电压测量 篇4

关键词：数字电压测量,AT89S51,TLC549

0 引言

电压测量的数字化显示是将连续的模拟量,如交流电压转换成不连续的离散的数字形式并加以显示,这有别于传统的以指针加刻度盘进行读数的方法,避免了读数的视差和视觉疲劳。本文A/D转换器采用TLC549对输入的模拟信号进行转换,控制核心AT89S51再对转换的结果进行运算和处理,最后驱动输出显示数字电压值。

1 数字电压测量装置硬件电路设计

硬件电路设计主要包括:AT89S51单片机系统,A/D转换电路,显示电路。测量最大电压为500V,显示最大值500.0V。

1.1 AT89S51单片机系统和显示电路

由于单片机体积小、重量轻、价格便宜,所以本测量装置采用AT89S51单片机。AT89S51是一个低功耗,高性能COMS 8位单片机,片内含4KB ISP(In System Programmable)的可反复擦写1000次的Flash只读程序存储器,器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术制造,兼容标准MCS-51指令系统及80C51引脚结构,芯片内集成了通用8位中央处理器和ISP Flash存储单元,功能强大的微型计算机的AT89S51可为许多嵌入式控制应用系统提供高性价比的解决方案。

AT89S51具有如下特点:40个引脚,4KB Flash片内程序存储器,128字节的随机存取数据存储器(RAM),32个外部双向输入/输出(I/O)口,5个中断优先级2层中断嵌套中断,2个16位可编程定时计数器,2个全双工串行通信口,看门狗(WDT)电路,片内时钟震荡器。

AT89S51的P0、P1.0、P1.1、P2.3、P2.6端口作为四位LED数码管显示控制,数码显示电路如图1所示。P2.2端口作TLC549的A/D转换数据读入用,P2.1、P2.3段口用作TLC549的A/D转换控制。

1.2 A/D转换电路TLC549模拟输入电压由图2整流稳压电路提供。

A/D转换由德仪的TLC549完成。TLC549是8位的AD转换器,转换速度最大可到17us,TLC549芯片引脚中,VCC为芯片工作电源正电压,电压范围为3V到6V。REF+为正参考电压,电压范围为2.5V到VCC+0.1V,REF-为负参考电压,电压范围为-0.1V到2.5V。AIN引脚是模拟输入电压,电压范围为0到VCC,CS为芯片使能,IOCLK为输入时钟,DOUT是转换数据输出引脚。如图3是A/D转换电路。

2 数字电压测量装置软件设计

系统上电后,A/D转换子程序用来控制模拟输入电压的A/D转换,显示子程序采用动态扫描实现四位数码管的数值显示。该装置的程序流程图如图4所示。

3 结束语

数字电压测量装置可以测量0~500V的电压值,89S51为8位处理器,当TLC549输入电压为5V时,输出数据为255。因此最大分辨率为1.96V(5/255)。如要获得更高的精度要求,应采用位数更高的A/D转换器。

参考文献

[1]李翔,朱从乔.用单片机测试超声波传感器的性能.微计算机信息,2009,13期.

[2]戴丽霞,马铁华,刘双峰.基于PS021的微小电容测量模块.光电技术应用,2009,02.

直流电路的电位、电压测量实验 篇5

2.加深对电压、电流参考方向的认识。

3.熟悉Multisim软件的使用。

二、实验原理

1.安装步骤

2.操作步骤

新建文件---放置元器件——连线—仿真----修改调试

三、实验内容及步骤

（1）在Multisim14.0工作环境下，按实验图1-1所示连接电路。其中电阻在Basic库（放置基本库），直流电压源、接地在Source库（放置源库），电压表在Indicators（放置指示器库）。连接好基本电路后，按照电路图中要求设置电阻和电源数值。并将从指示器件库中取出电压表并联在电路中，注意电压表的正负

实验图1-1 实验电路

1.新建文件

2.放置元器件

3.连线

4.仿真

5.数据展示

（2）点击工具栏中的“运行(F5)”按钮，启动电路，观察电压表的读数。

（3）记录下各电压的值填入实验表中。

（4）分别以a、b、c、d作为零电位点，记录测量实验表中各点电位及电位差。

实验表 实验数据记录表

根据测量数据，验证电位和电压的关系，如Uab= Va-Vb。

四、总结与讨论

基于单片机的数字电压表 篇6

[关键词] AT89S51；单片机；数字电压表；ADC0804

【中图分类号】TM933 【文献标识码】 A 【文章编号】 1007-4244（2013）11-318-1

一、研究意义

数字电压表相对于指针式电压表而言，具有显示直观，由精度高、使用方便等优点。目前，由各种数模转换器构成的数字电压表，被广泛用于电子、电工、自动化仪器仪表、自動智能测试等领域。与此同时，由数字电压表扩展而成的各种通用及专用数字仪器仪表，也把它提高到崭新水平。

二、总体结构框图

基于单片机的数字电压表测量0到5V的直流电压，通过模拟量输入电路把信号送给AD0804，转换为数字信号再送至AT89S51单片机，通过其P1口经数码管显示出测量值。本设计由单片机最小系统、模拟量输入电路、AD转换电路、数码管显示等电路构成。

三、系统硬件设计

该系统采取AT89S51单片机作为主控模块，以ADC0804作为模数转换芯片，其模拟量输入可以通过电位器而得到，利用七段共阴级数码管构成显示电路，该数字电压表能够测量0到5V之间的模拟电压。对8位ADC0804共有256种，即它的分辨率是1/256，假设输入信号Vin为0～5V电压范围，则它最小输出电压是5V/256=0.01953V，这代表ADC0804所能转换的最小电压值。其工作原理如下：通过电位器的调节，得到一定的电压值，将该电压值输入到ADCO8O4的输入引脚VIN中，启动装换引脚，0804开始转化，转换完成后，单片机读取结果，并经过数据处理，送到数码管显示当前电压。当输入端模拟电压发生变化，又将结果送到模数转换电路，结果经单片机处理，送到数码管显示，以此进行不断地循环。

四、系统软件设计

（一）AD转换程序

ADC0804分为复位中断触发信号，启动A/D转换，读取转换结果。般情况下，启动A/D转换前应该把这个信号先复位，以等待新的转换完成后ADC0804发出新的信号，这样才能读到新的转换结果。

启动A/D转换：ADC0804在满足实现片选为0的前提下，引脚上出现的一个上升沿的条件时开始一个转换过程。

读取转换结果：在A/D转换结束以后，ADC0804的引脚将会给出一个低脉冲，把这个引脚直接连接到单片机的外部中断引脚INT0或者INT1上，这个低脉冲将引起单片机的中断，单片机就可以在中断处理程序中读取ADC0804的转换结果。

（二）数码管显示程序

本设计采用共阴极数码管，用高电平点亮，不点亮就应该送低电平，要显示为0，则需要点亮A、B、C、D、E、F段，所以给这6段送高电平，给G段送低电平；如果显示为1，则需要点亮B，C段，所以给这两段送高电平，给A、D、E、F、G这五段送低电平。显示3、4、5、6、7、8、9原理同上。

显示函数首先是调用数据处理的结果，再把调用的数据通过数码管显示出来。首先点亮第一个数码管，显示个位和小数点，再逐个点亮第二个数码管显示小数点后第一位，第三个数码管显示小数点后第二个，第四个数码管显示小数点后第三个，这样就把电压显示出来了。

（三）数码管仿真

本设计的仿真是通过仿真软件Protues得到，控制电位器来调整输入模拟电压，再通过AD0804模数转换经单片机数据处理由七段共阴极数码管显示出被测电压，最终达到仿真的目的。

五、结束语

本设计主要实现了数字电压表测量电压的功能，详细说明了从各功能模块设计、硬件的设计，C语言软件的设计，用Proteus7.6软件实现了仿真，通过比较，验证了本设计的正确性，比较成功。

参考文献：

[1]牛昱光.单片机原理和接口技术[M].北京：电子工业出版社，2008.

[2]赵茂泰.智能仪器原理及应用[M].北京：电子工业出版社，2009.

[3]肖洪兵.跟我学用单片机[M].北京：北京航空航天大学出版社，2002.

[4]姜志海.单片机原理及应用[M].北京：电子工业出版社，2005.

[5]张富编.C及C++程序设计[M].北京：人民邮电出版社，2009.

[6]夏继强.单片机实验与实践教程[M].北京：北京航空航天大学出版社，2001.

[7]沙占友.新型数字电压表原理与应用[M].北京：机电工业出版社，2004.

电压相角测量算法综述 篇7

电压相量是电力系统的一个重要参数,其中母线电压相量是系统运行的主要状态变量,是系统能否稳定运行的标志之一[1]。由于相角涉及到电力系统的监视、控制和保护等诸多领域,因此,对相角的有效及精确测量,无论是对电力系统的静态稳定,还是暂态稳定都有极其重要的意义。

随着通信技术的发展,特别是全球定位系统(GPS)的出现,为电力系统提供了统一的时钟标准,使电压相量的同步测量成为可能[2]。西方国家从九十年代之后开始把电压相量测量装置(PMU)应用于电力系统的监测、稳定控制和保护的理论及应用研究工作中。国内的一些单位和学者也开展了PMU的研究开发工作,并取得了一些成果[3]。

本文主要讨论了电压相角测量各种算法,通过简单的分析,确定了几种电压相角测量算法的优缺点,提出了母线电压相角在电力系统稳定运行中的应用。

2电压相角测量的各种算法

2.1过零测量法

过零测量法是比较直观的一种同步相角测量方法,只需要将被测工频信号的过零点时刻与某一时间标准相比较即可得出相角差。目前市场上GPS-OEM接收模块的秒脉冲(1PPS)上升沿的精度误差在±1μs之内,对于50Hz的工频其相位误差在±0.018°,在允许的相位误差范围之内。国内目前RTU通信网络的速率比较低,传送一次数据需0.5~1.5s,因此只要将正序电压过零点时刻与1PPS相比较,便能得到相对于UTC绝对时间的各节点正序电压相角,如图1(a)所示。再以系统中的主力发电厂或中枢变电站作为参考站,各子站根据自身的相角和参考相角即可得到各子站相对于参考点的角度,此角度可用于子站的控制,如发电机的调速、切机等等。

图1(a)中,对于50Hz的工频信号,子站相对于参考站的电压相角差为:

若要提高相角测量的实时性,在每一个周波内都能进行相位比较,则需要以GPS的1PPS为基准,在CPU内由精确晶振时钟建立标准50Hz的信号,由CPU对电压的过零点时刻打上时间标签,求出各节点电压相对于标准50Hz的相角差。如图1(b)所示,第k个测量点时被测电压的过零时刻分别为Ti及Ti+1,那么在Ti时刻相对于标准50Hz信号过零时刻20i ms的角度为:

子站相对于参考站的角度可表示为:

其中k表示第k个测量点,θi0表示Ti时刻参考站相对于标准20ims的角度。

过零相角测量法不要求数据同步、实时的采样和处理,只要有周期的去采集电压的过零点并为其打上精确的时间标签就可以得到精确的相角差,从而大大减小了数据的传输量也不会对相角差的精确测度产生影响。传输信息量小、更新速度快,这是此方法的主要优点。过零测量法原理简单,硬件软件上较易实现,但它只适用于静态电力系统即系统频率是稳定不变的。

2.2离散Furier算法

对于(5),由离散Fourier变换可得:

假设对50Hz的工频进行24点采样,采样角为15°,则(7)、(8)式可写为:

将(9)式分别乘以对称分量法中的算子α逆时针旋转120o及α2顺时针旋转其中可得:

对于Xc也可作同样的处理,这里略去公式。

设正序电压相量表示为:

X 1=X1 s+X1 c=X1l其中、可由对称分量法表示为:

72k=1其中xA(k)、xB(k)、xC(k)分别是A、B、C三相电压在一个周波内的采样值,k=1的采样值对应于GPS的1PPS脉冲上升沿。

2.3递归Fourier算法

若需要每一个采样点都能实时地计算出电压相角,可采用如下的递归Fourier算法。在实时测量中得到两个采样集:

其中,N为一个周波的采样点数,r为测量中的任一时刻。式(16)(17)的离散Fourier变换分别表示为:

其中,则式(19)可变换为:N

式(20)即为电压相量DFT递归算法的迭代计算公式。

对于纯工频的电压信号,上述递归算法计算出的相量在复平面上是一个固定的量。利用GPS提供的精确时标,即能计算出不同地域同一时刻的相角差,在理论上计算结果也很精确。但是此方法对数据采集装置部分要求比较高,要求实时进行数据采集,数据传输量也相当得大,这就大大增加了数据通信网的负担,而且一旦有数据丢失将不能得到正确的相角差。

2.4变采样率的相角测量算法

即使在稳定运行时,电力系统中的频率也是在小范围内波动的,因此一般交流采样中都采用同步采样技术,以防止DFT处理数据时带来的泄漏误差。同步采样是指工频周期T、采样间隔TS、以及采样点数N严格满足T=NTS。目前软件同步的一般实现方法是:首先测量工频周期T,然后计算采样周期TS并确定定时器的计数值,最后用定时中断方式实现同步采样。

设采样点数为N,理论计算得出的采样间隔为tls,由定时器给出的采样间隔为:

式中INT()为取整函数,TD为定时器的分辨率。由于TD不可能无限小而存在截断误差:

显然有δ

在高精度的测量场合,N通常取得较大,如96点采样甚至更高时,同步误差可能累积达到一个比较大的数值,从而影响测量的精度。

从式(23)可以看出,减小同步采样误差的一种直观的方法是减小TD,采用高性能的CPU(如TMS320F206),其晶振频率可达40M,内部定时器的分辨率TD为25ns,在大部分测量场合,由周期误差造成的测量误差是在允许的精度范围之内。

减小同步采样误差的另一种方法是在一个周期内采用变采样速率,如双速率采样,令:

M=INT(ΔT/TD)(24)可得:

将ΔT以TD为间隔等分为M份加到N个采样点中的前M个,即前M个点的采样间隔为TS+TD,后N-M点的采样间隔为TS,则周期误差将变为ΔT′,远小于前面单采样速率的时间误差ΔT。

变采样率的相角测量算法在一周期内采用两种间隔采样,大大减小了由于实际采样时间小于工频周期T所造成的误差。另外,我们也可采用如下的变采样速率方法来减小同步误差,对于式(21)中的取整函数,设定时器计数值P=INT(T/NTD),截掉的小数部分为偏差λ,显然在采样过程中,随着采样点i的增大,采样点偏离理想同步采样点的程度也不断加剧。因此要减小周期误差ΔT,必须消除采样过程中偏差λ的累积效应。在具体的采样过程中,可作如下处理:在内存中设一单元W对偏差λ进行累加,首次采样时,W=0,其后W=W+λ,若W<1,则此次采样的定时器计数值取为P;若W≥1,则计数值取为P+1,W重新归零。在一个工频周期内重复上述过程,可使偏差λ不产生累积,保证在一个工频周期内的周期误差ΔT

3用母线电压相角来监控电力系统稳定运行

正如前面所述电压相量是电力系统的一个重要参数,其中母线电压相量是系统运行的主要状态变量,是系统能否稳定运行的标志之一。所以对相角的有效及精确测量,无论是对电力系统的静态稳定,还是暂态稳定都有极其重要的意义。利用以上所论述的算法都可以计算出两母线电压相角差,在2002从事变电站综合自动化研究的专家们已经用变采样率的相角测量算法仿真出来了电压相角[4],然后根据两母线的相角差的变化来监控电力系统运行的实时变化,当相角差大于特定的值时说明系统已经出现了问题必须采取一定的措施,保证系统的正常运行,这对电力系统的安全运行有很重要的意义。

4结束语

基于GPS的母线电压相角测量方面的研究和应用被称为当今电力系统的三项前沿课题之一[5],同时母线电压相角是电网运行中的一个重要参数,在电力系统中的许多领域如电力系统监测、电力状态估计、稳定预测控制、自适应继电保护中有着广阔的应用前景[6]。本文所讨论的电压相角测量算法正确且能满足精度要求,下一步的工作重点是广域实时数据通讯问题,这也是全电网实时数据采集并决策的一个前提条件。

摘要：本文讨论了基于GPS统一时钟的电压相角测量的实现技术,探讨了过零测量法、离散Furier算法、递归Fourier算法和变速度同步采样的电压相角测量算法,提出了母线电压相角在电力系统稳定运行中的应用。

关键词：GPS,过零测量法,DFT,RFT,变速度同步采样

参考文献

[1]IEEE Power Engineering Society.IEEE Standard for Synchro-phasors for Power Systems,Sponsored by the Power System Relaying Committe[S].1995.

[2]刘东,单渊达.GPS在电力系统稳定控制中的应用[J].东南大学学报,1997,(2):67-71.

[3]郭茂,彭白杨,冯旭.电力系统实时相角测量新方法[J].电测与仪表,2000,37(419):21-22.

[4]周捷,陈尧,崔建中.母线电压同步相角测量算法研究及实现[J].继电器,2002,30(3):13-16.

[5]韩英锋,王仲鸿.电力系统的三项前沿课题,基于GPS的动态安全分析与监测系统[J].清华大学学报,1997,37(7):1-6.

小电压电源噪声的测量 篇8

影响电源噪声测试结果的主要因素

影响电源噪声测试结果的主要因素有:在电源噪声测试中, 通常有如下几个问题导致测量不准确。

是否需要增加20MHz的滤波

过去我们在进行电源纹波测试过程中, 由于电源导致的噪声频率通常比较低, 因此通常默认需要加20MHz的滤波, 目的是滤除高于20MHz以上的噪声, 来验证主要由于电源因素引起的噪声大小。但是在实际情况下, 往往还需要验证在所有频段上电源上的噪声情况如何, 因此我们需要提前弄清楚是否需要增加20MHz的滤波。如下图所示为某DDR2/DDR3对电源纹波的要求:

量化误差

示波器存在量化误差, 通常实时示波器的ADC为8位, 把模拟信号转化为2的8次方 (即256个) 量化的级别, 当显示的波形只占屏幕很小一部分时, 则增大了量化的间隔, 减小了精度, 准确的测量需要调节示波器的垂直刻度 (必要时使用可变增益) , 尽量让波形占满屏幕, 充分利用ADC的垂直动态范围。在图3中蓝色波形信号 (C3) 的垂直刻度是红色波形 (C2) 四分之一, 对两个波形的上升沿进行放大 (F1=ZOOM (C2) , F2=ZOOM (C3) ) , 然后对放大的波形作长余辉显示, 可以看到, 右上部分的波形F1有较多的阶梯 (即量化级别) , 而右下部分波形F2的阶梯较少 (即量化级别更少) 。如果对C2和C3两个波形测量一些垂直或水平参数, 可以发现占满屏幕的信号C2的测量参数统计值的标准偏差小于后者的。说明了前者测量结果的一致性和准确性。

另外为了更加精确的测量小电压的电源噪声, 可以选择使用具有更高ADC位数的示波器, 如力科新推出的12位HRO系列的示波器。

避免使用衰减因子大的探头测量小电压

通常测量电源噪声, 使用有源或者无源探头, 探测某芯片的电源引脚和地引脚, 然后示波器设置为长余辉模式, 最后用两个水平游标来测量电源噪声的峰峰值。这种方法有一个问题是, 常规的无源探头或有源探头, 其衰减因子为10, 和示波器连接后, 垂直刻度的最小档位为20mV, 在不使用DSP滤波算法时, 探头的本底噪声峰峰值约为30mV。以DDR2的1.8V供电电压为例, 如果按5%来算, 其允许的电源噪声为90mV, 探头的噪声已经接近待测试信号的1/3, 所以, 用10倍衰减的探头是无法准确测试1.8V/1.5V等小电压。在实际测试1.8V噪声时, 垂直刻度通常为5-10mV/div之间。

对于小电源的电压测试, 我们推荐衰减因子为1的无源传输线探头。使用这类探头时, 示波器的最小刻度可达2mV/div, 不过其动态范围有限, 偏移的可调范围限制在+/-750mV之间, 所以, 在测量常见的1.5V、1.8 V电源时, 需要隔直电路 (D C-Block) 后再输入到示波器。

如图4为力科的PP066传输线探头, 该探头的地与信号的间距可调节, 探头的地针可弹性收缩, 操作起来非常方便。通过同轴电缆加隔直模块后连接到示波器通道上。

在电源噪声测试中, 还存在示波器通道输入阻抗选择的争议。示波器的通道有DC50/DC1M/AC1M三个选项可选 (对于高端示波器, 可能只有DC50一个选项) 。一些工程师认为应该使用1MΩ的输入阻抗, 另一些认为50Ω的输入阻抗更合适。

在测试中我们发现:如果使用1倍衰减的探头测试, 当示波器通道输入为1MΩ时, 通常其测量出的电源噪声大于50Ω输入阻抗的。原因是:高频电源噪声从同轴电缆传输到示波器通道后, 当示波器输入阻抗是50Ω时, 同轴电缆的特性阻抗50Ω与通道的完全匹配, 没有反射;而通道输入阻抗为1MΩ时, 相当于是高阻, 根据传输线理论, 电源噪声发生反射, 这样, 导致1MΩ输入阻抗是测试的电源噪声高于50Ω的。所以, 测量小电源噪声推荐使用50Ω的输入阻抗。

减少探头地环路路径

另外, 探头的GND和信号两个探测点的距离也非常重要, 当两点相距较远, 会有很多EMI噪声辐射到探头的信号回路中 (如图2所示) , 示波器观察的波形包括了其他信号分量, 导致错误的测试结果。所以要尽量减小探头的信号与地的探测点间距, 减小环路面积。

电源噪声的频谱成分分析

在准确测量到电源噪声的波形后, 可以计算出噪声的峰峰值, 如果电源噪声过大, 则需要分析噪声来自哪些频率, 这时, 需要对电源噪声的波形进行FFT, 转化为频谱进行分析。FFT中信号时间的长度决定了FFT后的频谱分辨率, 在力科示波器中, 支持业界最大的128M个点的FFT, 能准确定位电源噪声来自于哪些频率 (其频谱分辨率是同类仪器的40倍以上) 。

如图6所示为某光模块的3.3V电源的噪声。其噪声的频谱最高点的频率为311.6kHz。这个光模块输出的1.25Gbit/s光信号的抖动测试中发现了同样的312kHz的周期性抖动。在图7中可以看到, 把1.25G串行信号的周期性抖动分解后 (Pj breakdown菜单) , 发现312kHz的周期性抖动为63.7ps, 在眼图中也明显可以观察到抖动。通过这个案例说明, 电源噪声很可能导致一些高速信号的眼图和抖动变差。对电源噪声进行频谱分析, 能有效定位噪声的来源, 指引调试的方向。

在使用示波器测量电源噪声时, 为了保证测量精度, 需要选择足够的采样率和采集时间。推荐采样率在500MSa/s以上, 这样奈科斯特频率为250M, 可以测量到250MHz以下的电源噪声, 对于目前最普及的板级电源完整性分析, 250M的带宽已足够。低于这个频率的噪声可以使用陶瓷电容、PCB上紧耦合的电源和地平面来滤波。而高于这个频率的只能在封装和芯片级的去耦措施来完成了。

波形的采集时间越长, 则转化为频谱后的频谱分辨率 (即delta f) 越小。通常我们的开关电源工作在10KHz以上, 如果频谱分辨率要达到100Hz的话, 至少需要采集10ms长的波形, 在500MSa/s采样率时, 示波器需要500MSa/s*10 ms=5M pts的存储深度。

12位ADC示波器对电源噪声测量的应用价值

力科在推出其新款高带宽示波器 (45GHZ的带宽、120GS/s的采样率、768MS的存储深度) 的同时, 也在提升其低中端示波器的性能。不仅对老款型号的WaveSurfer Xs系列、WaveRunner Xi系列示波器进行了更新 (WaveSurfer Xs-B, WaveRunner 6Zi) , 新款产品不仅指标有了进一步的提升, 而且速度性能、分析能力、触发方法都有了相当程度的提升。除此以外, 为了应付电子行业越来越多的小信号的测量, 力科还划时代的推出了其12为ADC的实时数字示波器WaveRunner HRO 6Zi。具体型号和指标如下:

●有400MHZ带宽和600MHZ带宽两种型号;

●每个通道2GS/S的采样率;

●最大存储深度256MS;

●12位ADC位数 (ERES软件增强为15位) ;

●具有和高端示波器相当的速度性能、函数测量及分析功能、高级FFT运算功能、高级触发功能等。

使用12位示波器测量电源噪声等小幅度信号时可得到更好的量化误差, 信噪比更好, 能够更好的分辨出电源噪声。如图8所示为8位的示波器和12位的示波器对噪声测试结果的的对比。

参考文献

[1]GrahamM.High-Speed Digital Design[M].Howard Johnson,

[2]INTEL DDR2400/533JEDEC SPECIFICATION ADDENDUM[D]

[3]SAMSUNG2Gb C-die DDR3SDRAM[D]

[4]LECROY WaveRunner6Zi[D]

数字电压测量 篇9

1 CVT常见在线监测技术分析

1.1 结构分析

CVT由于有较好的阻尼铁磁谐振性能和优良的瞬变相应特性,已被广泛应用于电力系统,并有逐步取代电磁式电压互感器的趋势。典型的电容式电压互感器结构如图1所示。

图中:C1,C2分别为多个电容单元串联而成的等效电容,C1为上节主电容,C2为下节分压电容;L为补偿电抗;B为中间变压器。

1.2 常见在线监测方法

CVT常和高压电容式套管、电容式电流互感器、耦合电容器等一起归类为电容型设备,合并研究和开发在线监测技术。影响较广泛的有早期的三相不平衡电流法、三相不平衡电压法以及运行时电容量C、电容电流Ic、绝缘介质损耗值tanδ数字化在线测量等方法,近期发展成熟的红外测温、紫外成像等方法也为设备故障检测提供了较好的补充。众多监测方法中,运行时电容量C、电容电流Ic、介质损耗值tanδ的数字化在线测量得到比较广泛的应用,其在线测试原理如图2所示。

通过电容型设备接地引下线上加装电流互感器,检测设备的电容电流;通过分压器或电压互感器二次测量值,测得电源电压,通过相关软硬件的处理,自动算出电压和电流之间的相角差δ及tanδ[1]。采用该方法进行设备绝缘在线监测,常发现其抗干扰能力较差,其误差根源在于引入了电压互感器和电流互感器的综合误差以及非同相设备和系统谐波的影响。

虽然在线监测更多的是强调监测数据的横向和纵向比较,但是由于受电压互感器和电流互感器精度的影响,以及相间杂散电容或者环境因素、设备外绝缘的污秽情况等综合影响,现场采集到在线监测数据表现出较大的离散性。因此对于tanδ较小的CVT等电容型设备,总结出成熟的在线分析和诊断方法还有待时日。文献[2]介绍了澳大利亚研制的电容型电力设备介质损耗在线监测装置,利用过零点相位比较法测量介质损耗,测量分辨率达0.01%,且在实际中应用。

2 电压测量值在CVT故障检测中的应用

2.1 CVT与其他电容型设备的差异

以电容式电流互感器为例,在一次导电杆周围,套装由电容型材料组成的电容芯子,依靠电容芯子内部的多节电容串联单元将绝缘层分割成多个同轴电容器,使得导电杆与地电位间的电场得到比较均匀的分布。当电容芯子内部出现单节电容屏击穿等绝缘缺陷时,更多的是反应在绝缘材料的介质损耗和电容电流等特征量,而电流互感器导电杆上的电位及电流不会有明显变化。

CVT内部由多个电容单元元器件串联而成,分压电容利用分压比,经中间变压器、补偿电抗器以及消谐装置,测量系统一次侧电压。与电容式电流互感器电容芯子不同的是,其电容单元还将影响CVT的分压比。当CVT内部存在单节或多节电容击穿故障时,其故障特征不仅反应在电容电流和设备介质损耗上[3],还将引起分压比k的变化,从而导致CVT测量电压发生显著变化。

2.2 CVT单节电容击穿后的故障特征

CVT上下节电容分别由多节电容单元串联而成,当其中某一电容单元发生击穿等绝缘缺陷后,将会引起CVT分压比k和电压测量值的变化,并由此衍生出相应的监测方法。

以图1为分析基础,令单只电容单元电容量为CN,上、下节电容分别由N1,N2节电容单元串联组成,则上节主电容电容量为:

下节分压电容电容量为:

从而得到电容分压单元的分压比为:

令中间变压器B的变比为kB,则CVT的电压测量值Ua x为:

其中Ux为待测量电压,当它和中间变压器变比为恒值时,电压测量值仅和电容分压单元的分压比成正比,于是分压比的变化将直接体现在电压测量值的变化上。

当上节主电容C1中某一电容单元发生击穿短路后,其所包含的电容单元个数改变为N1-1个,从而电容分压器的分压比变为:

此时,分压比的变化量为:

当下节分压电容C2中某一电容单元发生击穿短路后,其所包含的电容单元个数改变为N2-1个,从而电容分压器的分压比变为:

此时,分压比的变化量为:

以某厂家的110 kV和220 kV CVT内部串联单元数量为例,当其上节电容发生单节击穿后引起测量电压的变化量如表1所示。

需要说明的是,CVT内部采用补偿电抗L在工频情况下与上下节电容的并联等效电容形成了串联谐振,即:

此时中间变压器电源内阻抗最小,提高了CVT测量精度。表1中的计算数据并未考虑CVT内部电容单元击穿时谐振条件受到破坏引起的测量电压幅值和相角的变化[4]。

2.3 CVT电压测量值的应用方法

以江苏省为例,目前普遍采用OPEN-2000或OPEN-3000系统对电网运行状态进行实时监控,各项数据采集周期为5 min。利用电网实时监控系统采集的CVT测量值,经过数据处理判断,对设备内部进行绝缘监督,其工作逻辑如图3所示。

根据不同厂家生产的CVT电容单元结构,计算出电压偏差,作为设置报警限值的参考。报警限值的计算以三相电压的绝对值偏差和百分比偏差以及电压大小的角度进行设置。以三相CVT的电压测量值为例,设UA,UB,UC为某一采样周期的测量值,则不同相电压偏差幅值分别为:

三相电压测量值绝对值偏差取ΔU1,ΔU2,ΔU3三者中的最大值。三相电压百分比偏差为:

三相电压百分比偏差取ΔU1%,ΔU2%,ΔU3%三者中最大值。

需要注意的是,设置报警限值时,要有足够的灵敏度,即设置的限值应比计算值小,灵敏度大于1;不会因电网电压的扰动频繁报警,即设置限值的大小应根据电网电压的稳定水平,不宜过低,可根据误报警次数逐步修正。根据现场使用情况,建议110 kV和220 k V测量电压偏差绝对值设置在0.5～0.8 kV为宜。

3 故障实例分析

3.1 故障实例简述

2005年和2008年先后对某变电站110 kV正母CVT(WVB110-20H)进行预防性试验,各项试验数据均满足江苏省电力设备交接和预防性试验规程要求,结果如表2所示。

可见,B相上节的电容量增大了约3%,初步怀疑内部存在绝缘缺陷。经调用110 kV正母电压遥测值曲线(如图4所示),发现2006年8月16日14:15电压测量信号有1个突变,其后电压曲线未再出现异常波动,基本可以认为此突变为CVT内部故障的特征信号。

返厂修理证实该CVT上节第二串联电容单元发生击穿,其解体信息与现场理论分析基本一致。由于当时没有相关在线监测装置,对该故障信号未能及时捕获,导致设备带缺陷运行长达2年。

3.2 在线监测模拟监测效果

现利用本文所述的电压测量值的诊断方法,对上述故障进行模拟监测,报警限值取三相电压绝对值偏差,设置为0.5 kV。在电压曲线上采集故障前后的电压测量值,并计算相关偏差,数据如表3所示。故障前电压绝对值偏差仅为0.39 kV,小于报警限值,判断正常;故障后电压偏差1.16 kV,大于报警限值,判断越限并报警。

4 结束语

通过对CVT在线监测与诊断技术的分析,提出了利用电网实时监控系统,引入CVT电压测量值,完善现有在线监测技术,其具有显著优势:不需加装设备,仅在电网实时监控系统中植入判断分析软件;测量值本身不会遇到其他监测方法很难解决的抗干扰问题。分析表明,利用CVT电压测量值能够有效监测CVT内部电容单元击穿故障,现场实践表明,该方法制定的报警限值对于CVT中间变压器匝间绝缘击穿等缺陷同样有效。

参考文献

[1]朱德恒,严璋,谈克雄,等.电气设备状态监测与故障诊断技术[M].北京:中国电力出版社,2009.

[2]陈天翔,鲁华祥,张宝会,等.电力设备tanδ在线监测技术[M].北京:中国电力出版社,2008.

[3]侍海军,汪飞,连振东.电容式电压互感器故障实例及分析[J].江苏电机工程,2009(4):14-15.

数字电压测量 篇10

高压直流输电的换流站在其换流过程中会产生大量谐波。大量谐波注入交直流网络,将会对电力系统自身的设备及负荷带来一系列危害: 直流输电闭锁、旋转电机和电容器等设备的附加谐波损耗和发热; 谐波谐振过电压造成电气元器件及设备的故障与损坏; 谐波会恶化换流器的工作条件,引起逆变器换相失败或换流器控制不稳定; 谐波计量产生错误; 谐波在200 ~ 35000Hz范围内,会对通信设备产生比较严重的干扰; 保护装置误动作[1]。因此,谐波分析与控制成为高压直流输电的基本问题。随着中国高压直流输电工程的增多,特别是特高压直流输电的投入运行,谐波问题越来越严重,曾导致直流系统的停运。所以,对直流系统而言,如何准确地测量和评估谐波水平成为重要的研究课题。

在直流输电系统中,直流电压互感器( DCVT)是非常重要的电压测量设备。依据DCVT不同的电压测量位置,可以分为中性线用和极线用直流电压互感器两种类型。相对于中性线用直流互感器,极线用直流电 压互感器 有较高的 工作电压 和准确度[2]。

分压器是DCVT的重要部分之一,按其测量原理可分为电阻 分压器、电容 分压器和 阻容分压器[3]。虽然电阻分压器可实现高精度测量[4],但其频率特性对杂散电容非常敏感。电容分压器的分压比会随着负载变化而变化,杂散电容对电容分压器的影响很小; 但由于寄生电感的存在,使电容分压器的分压比与电路参数有关,同时此分压比会随着被测信号频率的改变发生变化。阻容分压器将电阻分压器和电容分压器结合起来,它有良好的频率特性,在直流输电系统中是唯一用于电压测量的装置[2]。Erik Sperling在文献 [5]中指出,直流电阻分压器采用阻容分压的形式,拥有良好的频率响应,但没有考虑其他器件对整套电压互感器的影响。

本文针对极线用阻容式直流电压互感器,研究了其基本结构原理,分析各个环节的特性以及各参数对直流谐波电压测量误差的影响,通过仿真和实验分析指出了削弱误差的方法。

2 直流电压互感器结构原理

直流电压互感器的结构原理图如图1所示[6],其一般由一次传感器和二次直流放大及辅助装置两部分组成。一次传感器为直流阻容式分压器,由多级电阻和电容进行串并联构成。这些电阻由环氧树脂密封在真空的状态下,内部充满绝缘油或SF6气体,外部有复合绝缘子,其顶部安装均压环来均压。

直流分压器由高压和低压两部分集合而成。高压部分由一些电阻和电容先并联,然后再串联在一起组成。低压部分的设计原理与高压部分相似,并配有保护放电间隙保证低压回路的元件安全。分压器输出电压作为直流放大器的输入电压信号,经过放大后取得与被测直流电压成比例的电压输出,通过光纤送至控制保护屏柜内[6]。

分压器电阻部分的主要作用是测量直流电压,电容部分的主要作用是均匀分布雷电冲击电压。在雷电冲击情况下,受到寄生电容的影响,分压器电阻上的电压将不均匀地分布,靠近高压侧的电阻承受很高的冲击电压,这极有可能使单个电阻由于过电压而损坏,进而导致整个分压器的损坏。并联电容能够有效减小寄生电容的影响,使冲击电压分布均匀[2]。

由此可知,直流电压测量的准确性主要由电阻元件自身的特性所决定。电阻的阻值一般选得比较大,但选得太大将会削弱电阻的作用,使阻容分压器变成了电容分压器。电 阻应该具有温度系数小( 高、低压臂电阻的温度系数应相同) 、电感量小、在高电压作用下阻值稳定且能够耐高压和冲击电压等特点。

同轴电缆将分压器和电子隔离装置( 放置在控制室内) 连接起来,使分压器输出的低压测量信号传送到电子隔离装置,保证该信号不会受到电磁干扰和其他环境因素的影响。

3 各部分频率特性分析

3. 1 分压器

阻容分压器的结构如图1所示,其中R1为高压臂电阻,R2为低压臂电阻,与电容C1和C2并联组成RC网络实现分压功能。

复数传递函数H( jω) 为:

从式( 1) 可看出,在高频段下电容分压器主导着传递函数的幅值,而在低频段由电阻分压器主导。所以,当f = fx≠0 ( ωx= 2πfx) 时,选取合适的电容和电阻使ωxC2R2>> 1和ωxC1R1>> 1成立,这样在( fx,∞ ) 频段,阻容分压器变为电容分压器。

当式( 2) 所示条件满足时,传递函数为一个与频率无关的定值。

式( 2) 所以被称为补偿条件。从谐波角度讲,补偿条件满足时,分压器能够使被测电压中各种频率成分顺利通过。分压器不同补偿条件下的频率响应如图2所示。图2中,R1= 400MΩ,R2= 50kΩ,C1=400p F,若满足式( 2) ,则当C2= 3200n F时将得到平坦响应( a线) ; 若C2取8350n F[2]将使阻容分压器过度补偿( b线) ; 若C2取1950n F将使阻容分压器欠补偿( c线) 。

实际上,由于元件的非线性,如电阻和电容存在杂散电感等,式( 2) 中的条件很难得到,电压测量会有一定误差。

电压幅值相对误差为:

式中,U1和U2分别为在测量条件下的一次和二次电压; K为分压器的额定分压比。

假如二次电压相位超前一次电压相位,相位移计算的定义为:

3. 2 同轴电缆

一般的同轴电缆有四个参数,分别为电阻、电感、电容和电导,如图3所示。由于集肤效应,随着频率的增加电阻的阻值会增加,而电感值将下降。在频率依赖性的介电损耗的影响下,电导值将变化。只有电容值不是频率依赖性的[7]。为了保证同轴电缆的传输特性,运行中的频宽不能超过它自己的截止频率fc,其表达式为:

式中,Di、da分别为电缆的内径与外径( mm) ; vr为相对传播速率( % ) 。

图3中,Rc、Lc、Gc、Cc分别为同轴电缆单位长度的电阻、电感、电导、电容; ZL是负载阻抗。U1和U2的传递函数为:

式中,Zc为特征阻抗; γ为传播常数; l为电缆的长度。

另外电压反射系数( Γ ) 也是同轴电缆的重要参数之一,其表达式为:

如果式( 9) 中满足ZL= Zc,则电缆末端的负载就是匹配负载,功率在电缆上实现无损传输,同轴电缆的传递函数只取决于电缆自身参数。同轴电缆的频率响应如图4所示,当ZL< Zc时电缆频率响应不是很好。实际上,选取的ZL比Zc大得多。

3. 3 电子隔离装置

为了提高测量的精度,被测量的输入信号需要先通过一个低通抗混叠滤波器来滤除噪声的影响,其截止频率设为1 /3倍采样频率。之后,再通过模拟-数字转换、低通滤波器等来滤除大于1 /2采样频率的信号,取得与输入信号成比例的输出信号,作为控制保护和测量系统所需要的信号。光耦合器在A / D转换与D / A转换之间,使输入 ( A / D输出) 和输出( D/A输入) 两端实现绝缘和隔离,无反馈作用,信号只能从输入单向传输到输出,具有抗扰能力强、响应速度快、工作稳定可靠等优点[8]。另外,分压器输出电压作为直流放大器输入信号,经过放大后取得与输入信号电压成比例的输出电压信号。可以认为整个电路建立了一个电子光耦合隔离放大器。

一般来说,现在使用的直接AD转换器( ADC)技术已经比较成熟和完善,转换精度不受系统谐波分量变化及频 率波动的 影响,采样方法 相对可靠[9]。

一般DAC均有“保持”输出,这就意味着当接收新的数字采样时,DAC输出会立即变为相应的新值并保持不变,直到下一个采样到来为止。这会导致阶梯型的输出并引起非平坦的频率响应,即响应下降问题。此外,作为DAC输入信号的ADC输出信号是有限数目的样本,信号的样本越少响应下降问题越严重。可以同时采用数字滤波器和模拟滤波器来减少这个影响[10]。

典型光耦合器输入部分是砷化镓红外发光二极管( LED) ,输出部分是硅光电三极管( OPT) ,如图5所示。光耦合器的参数可分为输入参数、输出参数和传输参数。其中,传输参数为电流传输比CTR,指在直流工作状态下,光耦合器的输出电流IC与输入电流IF之比值,即:

光耦合器的频率特性由最高工作频率f0表征,它受发光二极管的频率响应、光电三极管的入射光信号的响应速度、LED与OPT之间的寄生电容等因素的影响。光电耦合器输出电流与输入电流交流传输比为[11]:

f0可由测试光电耦合器对脉冲信号的响应时间获得,其公式为:

式中,tr为脉冲信号响应的上升时间。

从式( 12) 可以看出,tr越小f0越大。在实际应用中,通过选择适合放大器( 集合光耦合) 电路元件的参数可得到较宽的频带[11]。

4 DCVT 频响与影响因素的分析

由第3节可知,对于互感器频率特性的影响,阻容式分压器占主导地位,在一定条件下电阻或电容起决定作用。每个电阻自身都存在杂散电容和杂散电感,这种非线性特征会使电阻在一定的频率下出现谐振现象。但电阻并联电容时,电阻的纵向杂散电容比并联电容小很多,可以忽略不计,只考虑对地杂散电容。另一方面,分压器在运行过程中往往会产生参数偏差,影响到测量精度。下面分析该参数偏差如何影响测量精度。

4. 1 电阻杂散电感的影响

考虑到杂散电感的影响,电阻并联电容的结构变成了电阻先串联杂散电感然后再并联电容。这样结构的有效串联阻抗如下:

可以看出,当ω << ωr,阻抗Z显示电容性。在比ωr更高的频段,电感L很小,可以忽略不计。

4. 2 分压器的对地杂散电容的影响

分压器的各电阻元件都会有对地杂散电容和纵向杂散电容[12],其中纵向杂散电容比并联电阻的电容小很多,可忽略不计。假定分压器电阻和对地杂散电容是沿分压器均匀分布的,分压器的等值电路采用分布电路的模型,如图6所示。

图6中,分压器的总长度为l,低压臂离接地点距离为x,总电阻为R = R0l( R = R1+ R2) ,对地杂散总电容Ce= Ce0l,并联电阻的总电容为C =C0/ l( C = C1+ C2) ; 它们对应的单位长度上的数值为R0、Ce0、C0。R1、R2、C1、C2分别为高压臂和低压臂的电阻和电容。

根据加在高压端的电压U1得出在x( x /l =R2/ R) 处的电压为:

式中

由式( 14) 和式( 15) 可见,如果总电阻和总并联电阻的电容已知,当频率ω、对地杂散电容增加时,分压器的分压比误差将增大。

仿真结果如图7所示。可以看出,Ce越大对频率特性的影响越明显。为了克服Ce的影响可选择适合的并联电容,并联电容选得越大,对Ce的控制效果越好。实际上,低压臂并联电容C2比高压臂并联电容C1大得多,所以调整C2将会有较明显的效果。

4. 3 影响测量误差的因素分析

分压器的测量误差问题主要由系统频率偏差、电阻值偏差和电容值偏差引起。电阻和电容并非恒定值,而是受很多因素影响,它们在生产过程中产生的误差值将会引入测量误差。电阻值的偏差和电容值的偏差表示如下:

式中,R0和C0是电阻和电容额定值; ΔR和ΔC是电阻和电容的偏差度( % ) 。

另外,在实际运行过程中,电阻值和电容值随环境温度的变化 而改变,从而影响 互感器的 稳定性[13]。环境温度对电阻和电容的影响表示为:

式中,αr和αc分别为电 阻和电容 的温度系 数( ppm/℃) ; Δt为环境温度变化( ℃) 。

分压器的高压臂电阻( R1) 、低压臂电阻( R2) 应该选取具有 较高精度 和较小温 度系数的 电阻[8,14,15]。在测量直流电压时,分压器由电阻部分起决定作用。如能使R1和R2的温度系数或者精度近似相等,则分压比误差可减小甚至抵消。分压器在高频段由电容起决定作用,电容值取决于温度和精度。从式( 16) ~ 式( 19) 可见电阻、电容的偏差值和温度对测量误差影响的机理相同,所以下面的分析中将参数值误差通过温度偏差值进行分析。另一方面,通常电力系统在运行过程中的频率最大变化范围为Δω = ±1% ,频率的变化也将引起电容值的偏差,带来测量误差。

在恒定的温度和稳定的频率条件下,分压器的分压比为:

式中,δr1( 2)= 1 + ΔR1( 2)/100, δc1( 2)= 1 +ΔC1( 2)/100; 下标1、2分别代表高压臂和低压臂的相应参数。

考虑频率偏差( Δω) 时,分压器的分压比为:

式中,ω0为额定频率; δω= 1 + Δω /100。

使用Monte Carlo分析法分 析式 ( 20 ) 和式( 21) ,电阻的精度为±1% ,电容的精度为±5% ,频率偏差为±1% ,仿真结果如图8所示。

从图8( a) 可以看出,在低频段分压器的分压比由电阻部分主导,电容的影响很小,这使得分压比误差在±2% 范围内。如果电阻精度达到±0. 1% ,将使测量误差在±0. 2% 范围内,但如果频率偏离额定值将会使误差超过此范围,如图8( b) 所示。在高频段,电容的影响越来越明显,但不会超过电容精度的两倍,如图8( c) 所示。总之,可以通过选取精密的电阻和电容来减少分压器的电压测量误差,增大互感器的测量准确度。

4. 4 实验结果与分析

阻容分压器的实验电路如图9所示。图中,R1和R2分别为高、低压臂电阻,C1和C2分别为高、低压臂电容,RL为同轴电缆末端的匹配电阻。在实验室的条件下,使用单相变频电源产生0. 1Hz ~ 10k Hz的10V正弦电压信号作为输入。输出电压通过示波器测量,结果如图10和图11所示。

由图10和图11可知,分压器的频率响应良好,频宽达到10k Hz,电压幅值误差在±0. 2% 范围之内。综上所述,阻容分压器可用于谐波测量。

5 结论

用数字测量纽约 篇11

若是你想在纽约开一家商铺或餐厅，不需要向地产中介咨询或雇佣一间调查公司，只要登录政府的开放数据平台，就可查到某个街区上具体的人流量。

2002年1月，布隆伯格就任纽约第108任市长时，纽约刚刚经历了“9·11”恐怖袭击，布隆伯格所接手的这座国际头号都市正面临前所未有的危机。不过，经过这十二年，纽约已重新焕发健康的活力。在布隆伯格看来，纽约是最适合运用数据的地方，而管理就是测量……

数字城市的目标是利用科技手段把纽约建设成一座“数码城”——让楼宇更智能，让政府更有效率，让市民更有活力。2013年，对于纽约消防队员来说，除了救火他们多了一项新任务：检验全纽约各栋建筑物的安全性。目前纽约约有 100 万栋建筑物，平均每年约有 3000 栋会发生严重级别的大火。是否有方法能够预防悲剧发生呢？纽约消防局的数据分析师说，每栋建筑物拥有独特的属性，他们通过数据分析，为城市中 33 万栋需要检验的建筑物单独进行打分，得出危险指数高低，消防员每周出勤检验时，数据系统都会列出建筑物的详细资料和危险指数，决定哪些是优先“照顾”的对象。整个纽约城的消防数据因系统的检测和防范得到更新。

此外，纽约还在发起人与政府互动情况的调查，推动私人技术公司参与公共事务，培训政府官员如何使用社交网络，尽量用市民们觉得舒服的方式把信息集中起来，同时推荐官员和市民把视频上传到YouTube ，把照片上传到 Flickr ，把信息和评论上传到 WordPress 和 Tumblr，使沟通起来更方便、更有效。而在过去，纽约各个政府部门需要雇佣约 200 人来维护他们的独立主页。如今在纽约市政府的网站上，任何人都可下载数据并与他人分享。

打造第二个硅谷

纽约环境部曾一直想找到向下水道非法倾倒食用油的人，因为半数以上下水道堵塞的情况都由这些凝固油脂产生。但问题在于到哪里去找到这些“作恶者”？传统的解决办法是由健康局派出监察员，到各个街区路口守株待兔，期待能正好遇到一个餐馆小工，拿着一盆用过的油向下水道倾倒。但纽约有2.5万个餐馆，这个数字每天都在变化，这样做显然不现实。

于是相关人员先向商业诚信局索取到必要数据——该部门的功能之一是为所有餐馆颁发运送地沟油的许可证，接下来将餐馆名称和拿到许可证的名单进行数据比对，那些不在册的餐馆被列入“重点怀疑对象”。这份可疑名单随后被递给监察员，对方就可以有的放矢地去蹲点，成功率最终高达95%。

数据帮助纽约尊重每个街区的细微差别。通过数据分析找到非法出售香烟的店铺，或是不当售卖处方药的药店，加快转移因飓风倒掉的树木？？最重要的是，数据还能帮助城市监察员在面对超过2万幢房屋时，迅速判断哪幢楼可能发生火灾，将资源合理分配以减少伤亡。

从多样化的数据当中洞察到最有价值的信息，让政府和城市运转得更有效率，更加年轻。《纽约邮报》刊登的一长串数字最能说明问题：十二年间，纽约市常住人口增加30万，到访纽约的游客增长54%，犯罪率下降35%，婴儿死亡率降低23%，烟民减少22%……

一份名为《打造数字城市》的报告显示，技术已成为纽约的第二大产业，创造了26.2万个工作机会。纽约技术气氛日渐浓厚， Facebook纽约办公室决定搬到面积两倍于原来的地方——百老汇770号，并签下了十年租约。雅虎在收购Tumblr时，也希望将纽约的人员增加60%，其中大多数是工程师。来得更早的Google在这个城市有3200名员工…… 纽约已步入真正的信息时代，有望变成第二个硅谷。

大型汽轮发电机组轴电压的测量 篇12

1 产生轴电势的原因

1.1 由于发电机磁通的不平衡, 导致的轴电势, 称谓“单极效应”。磁通的不平衡大致有以下原因:

由于定子铁芯局部磁阻较大, 如定子铁芯的锈蚀, 或分裂式定子铁芯 (大部是水轮发电机) , 现场组装接合不好等原因造成局部磁阻过大;

由于定子与转子气隙不均匀造成磁通的不对称;由于分数槽电机的电枢反映不均匀, 引起转子磁通的不对称。

1.2 由于汽轮发电机的轴封不好, 沿轴高速蒸汽泄漏或蒸汽缸内的高速喷射等原因使轴带电荷。这种性质的轴电势有时很高, 当人触及时感到麻手, 但它不易传导至励磁机侧, 在汽机侧也有可能破坏油膜和轴瓦, 通常在汽机轴承上接引碳刷和轴短路即可消除。

2 轴及轴承电压的测量

2.1 如图1所示, 用交流电压表测量发电机轴的电压U1, 然后将发电机轴承与轴经铜丝刷短路, 消除油膜的压降, 在励磁机侧, 测量轴承支座与地之间的电压U2。 (见图1)

当U1≈U2时, 说明绝缘垫的绝缘情况较好;U1>U2时 (低于U1的10%) 说明绝缘垫的绝缘不好;

U1

轴电压一般不超过2~3伏, 通常在1伏以下, 旧电机有时达到20伏左右, 有些氢冷发电机, 轴颈密封, 测量时无法触及, 只能在励磁机侧将轴承与轴短路后, 测量U2与前一次结果比较。

测量时用高内阻的常用电压表, 可以在发电机各种工况下测量, 包括空转无励磁, 空载额定电压, 短路额定电压, 以及各种负荷进行。

对于水轮机测量, 和汽轮发电机大致相同, 测U1时, 电压引线经铜刷触及到下导轴承上边, 和上导轴承下边, 注意伞式水轮发电机在靠近下支架的轴颈测量即可。

2.2 实例说明 (如图2)

以QFSN-300-2型汽轮发电机转轴测量结果如下: (见图2)

2.2.1 U1:1-4.6伏, 2-4.6伏, 平均4.6伏;

2.2.2 U2:1-4.6伏, 2-4.6伏, 平均4.6伏;

2.2.3 短接汽机侧轴与轴承:U2=0.13伏;

2.2.4 短接励磁机侧轴与轴承:U2=4.5伏。

U1=4.6伏;U2=4.6伏;U1=U2说明励磁机侧绝缘垫块的绝缘良好。

励磁机侧第四轴承油膜压降ΔU=4.5-0.13=4.35V, 所以如果第四轴承座绝缘不好, 很可能将轴承油膜击穿放电。

第三轴承油膜压降ΔU=4.6-4.5=0.1V, 说明汽机侧轴电压降较小。

测量轴承电压时应将轴上原有接地保护电刷临时提起。

摘要：大型汽轮发电机转轴由于某种原因会产生轴电压, 介绍了轴电压的原因、测量及消除的方法。