电压并联（共6篇）
电压并联 篇1
0 引言
在自动化生产的各种工业场合, 其中所用的精密用电设备对电能质量的要求很高, 电网电压暂降会导致设备停机、过程中止、材料报废, 造成巨大经济和社会损失。据统计, 在美国每年由于电压暂降导致的经济损失高达几百亿美元[1]。
电压暂降常见解决方案有在用户侧配备各种补偿装置, 如SSTS (Solid State Transfer Switch, 固态转换开关) 、UPS (Uninterruptible Power Supply, 不间断电源) 、DVR (Dynamic Voltage Regulator, 动态电压恢复器) 。其中DVR是目前公认对电压暂降最有效的解决方案, 它能在毫秒级时间内将电网暂降补偿至正常值, 对于提高敏感设备的供电质量有明显效果[2,3]。
DVR串联在电网和敏感用电负载之间, 在一些工业场合需要DVR能保护一段供电母线上的各种设备, 因此对DVR容量也提出了更高要求。单台DVR容量受限于电力电子半导体器件容量难以做大, 因此需多台装置并联实现扩容, 目前文献中对变流器的并联研究主要集中在UPS或光伏逆变器的并联, 还没有DVR并联方案, 本文提出了一种DVR的主从并联系统方案及其控制方法。
1 DVR工作原理和并联系统组成
1.1 DVR工作原理
DVR的电路拓扑有多种, 如三相桥拓扑、三单相桥拓扑、有耦合变压器拓扑、无耦合变压器拓扑等[4]。无论采用哪种拓扑, DVR都可由图1所示的几部分组成:机械旁路开关、检修开关、电子旁路开关、取能/储能单元、补偿单元、滤波单元[5]。
DVR运行状态包括等待补偿状态、补偿状态、停机检修状态。
当电网电压正常时, DVR装置处于等待补偿状态, 检修开关闭合、机械旁路开关打开, 经由电子旁路导通给敏感负载供电, 取能开关闭合, 补偿单元、取能/储能单元处于热备用状态, 等待跌落发生。
当电网电压出现跌落时, DVR装置从等待补偿状态无缝切换到补偿状态, 电子旁路断开, 同时补偿单元工作输出补偿电压, 取能/储能单元为补偿单元提供补偿能量, 滤波单元滤除补偿单元产生的开关频率次谐波, 从而保证敏感负载的电压正常。
当设备故障或需停机检修时, 可从等待补偿和补偿状态无缝切换到停机检修状态, 机械旁路开关闭合给负载供电, 打开检修开关和取能开关后, 设备进行检修同时不影响负载正常供电。
1.2 DVR并联系统组成
图2所示为所提出的采用主从架构的DVR并联系统。系统由开关柜部分、DVR补偿主机部分和若干个DVR补偿从机部分组成。
其中开关柜部分包括了机械旁路开关和检修开关, 这部分与单机运行时工作原理相同, 开关容量按照负载容量选取。
DVR补偿主机部分和DVR补偿从机部分组成部分完全相同, 都包括补偿单元、滤波单元、电子旁路单元、取能开关、取能变压器 (如补偿单元带耦合变压器, 可无需取能变压器) 及控制单元。
DVR补偿主机方案负责检测电压跌落和协调控制开关柜部分、DVR补偿从机部分, 补偿主机部分和若干个从机部分两两之间有双向通信, 主机给从机实时发送系统工作状态和从机电流指令, 从机给主机实时发送从机状态和从机电流。
当电网电压在正常范围时, DVR并联系统处于等待补偿状态, 机械开关断开, 检修开关、取能开关闭合, DVR补偿主机和从机部分的电子旁路都处于导通状态给负载供电, 补偿单元、取能单元都处于热备用状态等待电压跌落发生。
当电网电压出现跌落, DVR补偿主机检测到电压跌落后, 控制系统从等待补偿状态无缝切换到补偿状态, 补偿主机给补偿从机发送进入补偿状态指令和从机电流指令。补偿主机和从机的电子旁路关闭, 补偿主机被控制为电压源, 输出补偿电压;补偿从机被控制为电流源, 输出部分负载电流, 实现负载电流主机和从机之间的分配。
当设备进行停机检修时, 补偿主机部分控制机械旁路开关闭合, 检修开关打开, 从而实现对补偿从机和主机进行检修且不影响负载供电。
2 主从并联的控制策略
2.1 补偿主机电压跌落检测算法
电网电压跌落可分为三相对称跌落和三相非对称跌落两类, 除了三相短路或三相对地短路故障外, 其它故障类型均为非对称电压跌落。为检测所有可能的电压跌落情况, 在电压跌落检测判据中必须同时考虑正序分量和负序分量的幅度。因此, 需快速和有效地计算三相电压的正序和负序分量幅度。现有文献中, 给出了几类计算三相电压正序和负序分量的方法:T/4传输延迟消去法、求导法、低通或带阻滤波器法、DFT (离散傅里叶分析) 法等[6,7]。由于判据中只需正序分量和负序的分量幅度、无需正序和负序分量的dq (两相旋转坐标) 分量, 因此可采用DFT分析方法获得。三相电压经过adc/dq (三相静止/两相旋转) 变换后, 正序分量变为直流分量, 而负序分量转化为2倍频波动的交流分量, 利用滑动窗口DFT分析方法, 就可得到正序分量的幅值Vp和负序分量的幅值Vn。
在得到Vp和Vn得到后, 按照式 (1) 的判据就可判断是否出现了电压跌落。其中, 第一项1-Vp表征了正序分量幅度的减小量, 第二项Vn表征了负序分量幅度:
式 (1) 中, ΔV为电压幅值的减小量, V;第一项1-Vp表征了正序分量幅度的减小量, 第二项Vn表征了负序分量幅度, V;A、B为2个常数, 当A和B取不同值时, 可得到不同检测判据;Vp为正序分量幅度, V;ΔVth为设定的检测阀值, V;大于号表明当前者大于后者条件成立时, 则判定位出现了电压跌落。
2.2 补偿主机电压补偿控制策略
电压DVR的电压控制方法可分为电压开环控制和电压闭环控制两种, 开环控制对扰动的抑制能力较差, 补偿效果不佳。采用电压闭环控制能得到较好的补偿精度, 同时对电网、负载扰动的抑制能力强。
图3所示为输出电压闭环和电压前馈控制的框图, 其中, Gv为电压环调节器;kfv为电压前馈系数;Td为PWM (脉宽调制) 环节的延时, s;ki为逆变器输出端口基波电压相对于调制波的等效增益;Vref为参考电压, V;Vs为电网电压, V;VL为负载电压, V;Lf为输出逆变器的滤波电感, H;Rf为输出逆变器的滤波电感内阻, Ω;Cf为输出逆变器的滤波电容, F;s为复频率;Vi为逆变器输出电压, V;Ii为滤波电感上电流, A;Ic为滤波电容电流, A;Vc为滤波电容电压, V。
由图3可得到, 负载电压VL由参考电压Vref、负载电流IL和电网电压Vs三部分共同影响, 如式 (2) 所示:
式 (2) 中, Goref (s) 为参考电压Vref对负载电压VL的跟踪特性;Gos (s) 为输出电压VL对电网扰动Vs的抑制特性;Goi (s) 为输出电压VL对电流扰动IL的抑制特性。分别如式 (3) 、式 (4) 、式 (5) 所示。
式 (3) ~式 (5) 中, Gv为电压环调节器;Gf为式 (6) 所定义的一个传递函数表达式。
其中,
可得到电压闭环的开环传递函数Gvloop (s) 如式 (7) 所示:
电压环调节器Gv可采用比例谐振控制器 (Proporti-onal Resonant, PR) 来实现, 可在静止坐标系实现无静差跟踪[8], 其频域表达式如式 (8) 所示:
式 (8) 中, Gv_PR (s) 为PR控制器的频域形式;Kp为比例环节增益;Ki为谐振器增益;ωc为谐振器的剪切频率, rad/s;ω0为谐振器的谐振频率, rad/s。
2.3 补偿从机电流源控制策略
补偿从机工作在电流源模式, 其控制框图如图4所示。图4中, Iref为参考电流, A;Gi为电流环调节器;Vc为滤波电容电压, V;Ii为电抗输出电流, A。
其开环传递函数Giloop (s) 为式 (9) :
式 (9) 中, Gi为电流环调节器;Td为PWM (脉宽调制) 环节的延时, s;ki为环路增益;Lf为输出逆变器的滤波电感, H;Rf为输出逆变器的滤波电感内阻, Ω;Cf为滤波电容, F。
电流环调节器可为简单的比例环节。
3 仿真验证
在仿真软件PSCAD/EMTDC条件下搭建了1台主机、1台从机的并联系统仿真模型, 仿真模型参数如表1所示, 在仿真中对于补偿主机电压环调节器采用PR控制器, 其中比例增益Kp=20, 剪切频率wc=6.28 rad/s, 谐振频率wo=98 596 rad/s, 而对于补偿从机的电流环调节器采用单比例控制, 形式为Gi=2。
图5所示为0.4 s至0.7 s时间段, 三相电压同时跌落30%时, 电网电压波形、负载电压波形和DVR补偿输出电压波形, 可见在跌落过程中负载电压被补偿到额定电压。图6所示为补偿过程中主机和从机的A相电流波形, 两者波形基本重合, 主机和从机实现了很好的均流。
4 结语
针对动态电压恢复器DVR这种串联的电能质量设备, 在大容量情况下, 需采用多机并联的形式。以2台装置并联为例, 提出了主从式的并联系统架构, 由补偿主机负责协调控制整个系统在不同状态切换, 在补偿过程中主机被控制为1个电压源, 而从机被控制为1个电流源。从仿真结果可看出, 主从式控制架构的DVR补偿装置, 负载电压在电网跌落过程中可实现较好的补偿, 同时实现了并联主机和从机之间的均流。
摘要：提出了一种动态电压恢复器 (DVR) 的主从并联系统架构及补偿主机和从机的控制策略。系统架构由开关部分、补偿主机部分、补偿从机部分组成, 补偿主机采用三相电压的正序负序幅值来判断电压跌落, 在补偿状态下, 补偿主机被控制为一个受控电压源, 从机被控制为一个受控电流源, 实现补偿主机和补偿从机之间的均流运行。仿真结论验证了提出的并联架构及其控制策略。
关键词：动态电压恢复器,主从控制,跌落检测,闭环控制调节器
参考文献
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电压并联 篇2
以那中学 杨雄
教学目标：
知识与技能：
1、经历串并联电路的连接，体验实验操作的基本技能。
2、掌握串并联电路的电压规律。
过程与方法：
经历串并联电路的连接，体验实验操作的基本技能。培养学生实事求是的科学态度。情感、态度与价值观：
通过串并联电路的电压规律的探究，培养学生尊重实验事实、尊重科学的科学的研 究方法和态度。教学重点：
探究串并联电路的电压规律 教学难点：
掌握串并联电路的电压规律。教学设计：
复习：
1、如何认识电压及电压表？
2、串并联电路的电流由什么特点？ 问题探究1：如何正确无误的连接电路？ 交流：1）、连接电路的过程中，开关应是断开的。2）、从电源正极出发，沿电流方向将电路元件逐个依次连接起来，并把余下的元件补接到相应的位置。
3）、电路接好后，要测谁的电压，就把电压表与谁并联。4）、测不同电路的电压时，要选择合适的量程。并采用“试触发”检查电路连接是否正确、量程是否适合。
问题探究2：探究实验有哪些要素？
交流：七要素：提出问题；猜想或假设；设计实验；进行试验；分析与论证；评估；交流。
问题探究3：串并联电路的电压规律是什么？ 交流：串联电路的电压规律：串联电路两端的总电压等于各部分电路两端的电压之和。即：U=U1+U2+......+Un；
并联电路的电压规律：在并联电路中，各支路两端的电压相等。即：U=U1=U2=......=Un。
巧学妙记：串联特点，电流相等电压和；并联特点，电压相等电流和。“串流等压和，并压等流和”。
作业布置：P13 2题
教学反思：
电压并联 篇3
由PWM逆变器供电的交流电机,当逆变器和电机之间的导线长度大于一定数值时,电机端会出现2倍于逆变器直流母线电压的过电压[1]。如果电机端过电压超过了电机的允许电压,将会导致电机绝缘失效。电机和线路的阻抗不匹配是产生过电压的主要原因。导线的长度和传播速率决定了逆变器供给电机的脉冲延迟。当延迟大到足够和电压上升和下降时间相比的时候,就会产生过电压。现在的逆变器大多采用IGBT作为开关器件,IGBT的开关断时间小于100 ns[2]。IGBT的迅速开关断在减少逆变器损耗的同时,也使得过电压产生更加频繁。
近年来,抑制电机过电压的方法得到发展和改进,无源滤波器、正弦滤波器以及缆线终端器都用来消除电机过电压。无源滤波器通过增加电压脉冲的上升时间来消除过电压。正弦滤波器对逆变器输出脉冲波形进行滤波重组正弦波来消除过电压。缆线终端器通过匹配线路与电机的阻抗来抑制过电压[3]。这些滤波器装置由于采用无源滤波器而体积庞大,为电机控制增加了很多负担。多逆变器并联供电的电机同样存在电机端过电压的问题,通常在逆变器输出端增加电阻来减少循环电流,这些电阻会在一定程度上起到抑制过电压的作用,但是由于它们并不是为抑制过电压而设计,所以通常效果并不明显。
本文提出了一种多逆变器并联供电的交流电机过电压抑制方法,在不使用任何滤波器的情况下,通过对各逆变器PWM脉冲宽度进行调整,达到抑制电机端过电压的目的。通过对2个和3个逆变器并联供电情况的分析,给出了奇数和偶数逆变器供电的交流电机过电压抑制方法。实验结果证明了本文所提供方法的有效性。
2 过电压抑制
2.1 过电压产生原理
在逆变器-电机调速系统中,在电机与导线的连结处,存在电压反射现象,从而产生过电压。电机导线的作用与传输线相同,因此导线反射现象可以用传输线理论来解释。首先在单逆变器供电的情况下来解释电机连结端的电压反射现象。
在供电系统中导线的两端都存在阻抗不匹配,阻抗不匹配导致电压脉冲在电机端和逆变器端分别发生反射,最终产生了电机端过电压。反射系数由导线和电机或逆变器的阻抗决定。在电机端,导线的阻抗小于电机的阻抗,反射系数ГM为
在实际中,电机端反射系统由电机功率决定,通常小功率电机取0.95,大功率电机取0.6。在逆变器端,逆变器的阻值为开关器件或者开关器件和电容的阻值,因此逆变器阻值接近于0。由于逆变器的阻值小于导线的阻值,所以逆变器端的反射系数Γs为负值,通常为-1。
当电压沿传输到导线上后,经过1个延迟传输到电机端。电压在电机端反射后到达逆变器,再次反射到达电机端,形成了电机端的过电压。脉冲的这种反射方式在电机端产生了一定频率的过电压,过电压的幅值和频率由下式得到:
式中:up为逆变器输出脉冲幅值;l为导线的长度;v为反射速率,由导线的材料决定。
多逆变器并联供电的电机端过电压可以用依据单逆变器的情况根据图1分析得到。
假设各个逆变器延迟时间、导线阻抗、逆变器反射系数均相同。将多个逆变器并联到电机端,多个逆变器反射系数对电机端阻抗产生影响,这时电机端输入阻抗为
式中:Zc为各个导线的阻抗;n为逆变器的数目;Zm为电机阻抗。
这时从一根导线看电机端反射系数为
用单逆变器时电机端反射系数代替各导线阻抗可得:
此时电机端过电压为
2.2 过电压抑制
在多逆变器并联供电的电机调速系统中,电机端导线的特性阻抗起到了分流器的作用,逆变器1输出的电压脉冲在电机端发生反射的同时,在其他逆变器传输线上产生了一个电压脉冲,这个脉冲的幅值是原脉冲的TL倍,TL=1+ГL。这个电压脉冲到达各个逆变器后再次反射,最后到达电机端,所以电机端的过电压是各个反射电压的叠加值。电机端过电压与逆变器的数目、导线的长度及各电压脉冲到达电机端的时间有关。在逆变器数目和导线长度固定的情况下,通过改变各逆变器输出脉冲的宽度,从而改变各脉冲到达电机端的时间,达到抑制电机端过电压的目的。
在2个逆变器供电时,逆变器1产生的电压脉冲经过时间延迟td到达电机端,发生发射,同时在其它逆变器传输线上产生电压脉冲,当电压脉冲经过时间延迟td到达逆变器时,即tSW=2td时,逆变器2的电压脉冲产生,同时由逆变器1产生的电压脉冲在逆变器2端发生发射,反射系数为ГS,电压为相反相位,2个电压的叠加使得电机端的过电压得到抑制。
3个逆变器供电情况与2个时相似,只是逆变器开关动作时间tSW=td。图2为n=2和n=3时各逆变器脉冲宽度示意图。
下面以2个和3个逆变器供电的情况对这种通过改变各逆变器脉冲宽度抑制过电压的方法进行量化分析。US,UL代表的电压脉冲如图1所示,同样在其他逆变器端也存在同样的脉冲电压标示。
当t=0时,逆变器1端产生电压脉冲,此时:
当t=td时,电压脉冲到达电机端发生反射并传入逆变器2的线路中,此时:
当t=2td时,经过反射的电压脉冲到达逆变器1端再次发生反射,在逆变器2端,由逆变器1传输来的电压脉冲发生反射,同时逆变器2产生自己的电压脉冲,2个电压脉冲经过叠加传向电机,此时:
当t=3td时,各个电压脉冲同时到达电机端,产生了最终的电机端过电压,此时:
由式(8)～式(11)得:
同样的分析适用于3个逆变器供电的情况,n=3,在t=3td时,电机端瞬时过电压为
3 实验结果
在实验平台上对应用改变脉冲宽度的方法对n=2与n=3时逆变器并联供电的电机系统进行实验,并与不使用过电压抑制方法的结果进行对比。在实验中,导线阻抗ZC=100Ω,电机负载ZM=1 500Ω,导线长度L=20 m,传输延迟td=0.133μs,n=2时,逆变器开关时间TSW=2td,n=3时,逆变器开关时间TSW=td。图3为不使用过电压抑制方法时电机端电压结果。图4和图5分别为n=2和n=3时电机端过电压波形图。
由图4、图5可以看出,n=2时,电机端瞬时过电压最大值为759 V,过电压程度为133%。n=3时电机端瞬时过电压最大值为916V,过电压程度为161%。在不使用任何过电压抑制方法时,电机过电压幅值为1 120 V,过电压程度为186.7%。通过对比可以看出,本文所提出的方法可以很好地抑制多逆变器供电时电机端的过电压。
4 结论
本文提出了一种多逆变器并联供电的交流电机过电压抑制方法,在不使用任何滤波器的情况下,通过对各逆变器PWM脉冲宽度进行调整,达到抑制电机端过电压的目的。通过对2个和3个逆变器并联供电情况的分析,给出了奇数和偶数逆变器供电的交流电机过电压抑制方法。通过实验与不使用过电压抑制的电机端过电压结果进行对比,结果证明了本文所提出方法在抑制多逆变器并联供电电机端过电压方面的有效性。
摘要：在PWM逆变器供电的交流电机调速系统中,当逆变器与电机之间的电缆超过一定长度后,在电机端可能出现2倍于逆变器直流母线电压的过电压,过电压可能会导致电机绝缘失效。这一现象同样存在于多逆变器并联供电的交流电机调速系统中。提出了一种多逆变器并联供电的交流电机过电压抑制方法,在不使用任何滤波器的情况下,通过对各逆变器PWM脉冲宽度进行调整,达到抑制电机端过电压的目的。通过对2个和3个逆变器并联供电情况的分析给出了奇数和偶数逆变器供电的交流电机过电压抑制方法。实验结果证明了按照该方法能够很好地抑制电机过电压。
关键词：交流电机保护,并联逆变器,过电压保护
参考文献
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电压并联 篇4
并联型有源电力滤波器(PAPF)作为一种先进的谐波电流补偿器应用广泛[1,2,3,4]。PAPF包含一个电压型逆变器,直流电压环控制其直流侧电压为一个恒定值,这个恒定的直流侧电压值对谐波的补偿特性影响很大。要想得到满意的补偿效果,直流侧电压值必须足够高;但是直流侧电压越高,对半导体器件的耐压要求也就越高,同时损耗也越大。在实际应用中,希望尽量降低直流侧电压值。直流侧电压值的选取非常重要,需要详细分析。
文献[5]详细分析了直流侧电压对5次和7次谐波的补偿特性的影响,但对含有多次谐波的系统没有详细分析。针对直流侧电压的近似选择方法,文献[6]选取直流侧电压为1~1.3(标幺值);文献[7]提出变流器输出电压必须小于直流侧电压值的一半,电源电压的增加会导致变流器饱和,进入非线性工作区。文献[8]给出了输出电压的矢量图,得出了在空间矢量脉宽调制(SVPWM)控制方法时最大输出电压矢量,进而可以分析直流侧电压最小值,该方法在实际分析直流侧电压取值问题时非常有用,但需进一步分析直流侧电压低于这个理论最小值时补偿特性与直流侧电压的关系。
已有文献对直流侧电压与谐波补偿特性之间的关系缺乏详细的定量分析。本文分析了直流侧电压与谐波补偿特性之间的定量关系,从而给出典型负载下的直流侧电压理论最小值,同时给出当直流侧电压低于这个理论最小值时,补偿后电源电流总谐波畸变率(THD)与直流侧电压值之间的关系。
1 系统结构及分析方法
PAPF分2种系统结构:单相系统和三相系统。系统结构图分别如图1和图2所示。其中:us为电源电压;uk(k取a,b,c)为电源相电压;iL和iLk为负载电流;is和isk为电源电流;ic和ick为输出电流;Udc为直流侧电压。
在单相等效电路(三相系统中假设三相对称)中,逆变器输出电压如式(1)所示:
式中:us为电源电压;uI为逆变器输出电压;ich为补偿电流的谐波部分。
逆变器最大输出电压(uI_max)与直流侧电压的关系如式(2)所示:
式中:单相系统时k=1,三相系统SPWM调制时k=0.5[9];调制比m=1。
2 直流侧电压取值分析
直流侧电压对补偿特性的影响分析分为2种情况:一种情况是当完全补偿时的直流侧电压理论最小值分析;另一种情况是直流侧电压在小于理论最小值时补偿后电源电流THD分析。
在图3和图4中,晶闸管整流加阻感负载作为系统负载;在图3中,负载电流波形为方波;在图4中,负载电流波形在换相角小于10°时等效为梯形波[10],ia和iah分别为a相负载电流和输出电流。
2.1 单相系统直流侧电压分析
当PAPF完全补偿电源谐波电流时,对负载电流进行傅里叶分解可得谐波分量,进而得出输出电流指令,如式(3)所示:
电感两端电压值uL如式(4)所示:
当只考虑前25次谐波时,前25次谐波的有效值可表示为式(5)。通过数学软件可求出逆变器输出电压,再根据式(2)可得直流侧电压理论最小值,如式(6)所示。
设标幺值基准为Us。为了工程应用方便,引入参数kL,kL=ωLIc/Us,式(6)就可表示为式(7)所示的标幺值形式:
由式(7)可知,直流侧电压值与电源电压和电流之间的相位差有关,也与输出电流有效值有关。根据式(7)可得直流侧电压理论最小值与kL的关系,如图5所示,图中给出了典型的相位角下的曲线。利用图5可读出直流侧电压理论最小值。曲线转折处是电感两端电压的峰值起主导作用与电源电压起主导作用之间的转折位置。
当直流侧电压小于理论最小值时,调制方法是非线性调制方法,调制波限幅,针对这种情况,进行理论分析较为繁杂,本文利用仿真软件,得出不同直流侧电压下的一组曲线,根据这个曲线可以判断直流侧电压值与补偿特性之间的关系。不同的kL和φ有不同的补偿效果(见附录A图A1),本文用一些典型值来分析问题。可以看出,当直流侧电压降到电源电压峰值以下时,电源电流THD呈现先变小后变大的趋势,原因是在相同直流侧电压、不同输出电流情况下,调制波的基波部分都达到了限幅值;而随着输出电流的增大,输出的谐波电流和基波电流同时增大,但输出谐波电流与输出基波电流的比值是先减小后增大,因此THD曲线呈现先变小后变大的趋势。
2.2 三相系统直流侧电压分析
在SPWM控制情况下,由图2可得在0~π区间内负载电流为:
式中:γ1为换相角。
在区间0~2π内进行傅里叶分解,可得式(9)。输出电流与Id的关系如式(10)所示。
uL与输出电流有效值Ic有关,即
其中
设f1(ωt)的最大值为f(γ1),根据γ1的值并利用数学软件可得式(12)的值。图6给出了f(γ1)和γ1的关系,根据图6可得f(γ1)。
直流侧电压值如式(13)所示,标幺值形式如式(14)所示。
当输出谐波电流为0时,直流侧电压近似为电源相电压有效值的2.828倍。典型的γ1和φ值下的直流侧电压理论最小值与kL的关系见附录A图A2,根据该图可以选择直流侧电压理论最小值。
当直流侧电压小于理论最小值时,本文利用仿真软件,得出不同直流侧电压下的一组曲线,见附录A图A3。图中不同的kL和φ有着不同的补偿效果,根据这组曲线可以判断直流侧电压值与补偿特性之间的关系。可以看出,当γ1为10°时,在电流增大时理论最小值不是近似为0,原因是γ1为10°时将负载电流波形等效为梯形波有一些误差。
3 仿真和实验
为了验证所得的结论,本文进行了仿真研究。单相系统仿真结果如图7所示,负载为二极管整流加阻感负载,逆变器电感为0.4mH,电源相电压有效值为220V,输出相电流有效值为136.6A,调制比为1,应用了三角波SPWM调制方法。在图7中,当完全补偿前25次谐波时,直流侧电压理论最小值为628V。在仿真中,当直流侧电压为628 V时,补偿后电源电流THD为1%(考虑5次到25次谐波),THD近似为0%,仿真验证了所得结论的正确性。
图8给出了一组仿真结果,仿真结果近似与理论值相等,仿真结果中的电源电流THD小于1%。仿真验证了式(7)所得结果的正确性,根据式(7),如果已知输出电流有效值,则可得直流侧电压理论最小值。
为了验证式(13),本文进行了仿真研究。在三相系统中,逆变器电感为0.4mH,电源相电压有效值为220V,输出电流有效值为93.6A,调制比为1,应用了三角波比较SPWM控制。在图9中,换相角γ1=0°。根据式(13),完全补偿时直流侧电压为1 104V。仿真结果显示在1 104V直流侧电压下,THD为0.5%(考虑5次到25次谐波),与理论值近似相等,仿真验证了结论。图10给出了三相系统仿真值与理论值的比较,仿真值与理论值近似相等。
为了验证所得的结论,本文做了实验研究。换相角为5.9°,f(γ1)≈22.03。附录A图A4给出了负载电流和快速傅里叶(FFT)分析结果。输出电流为0.086(标幺值),理论直流侧电压最小值为6.90(标幺值)。死区时间为4μs,开关频率为15kHz,近似6%的影响,因而直流侧电压取7.34(标幺值)。附录A图A5给出了在直流侧电压理论最小值时的补偿后电源电流,谐波含量很小。
在图11中,当直流侧电压小于理论最小值时,补偿后电源电流THD实验值与THD理论值近似相等,由于系统延时和开关频率的影响,实验值与理论值有一些误差,这也说明理论值是理想实验条件下的值,实验值可以很接近这个理论值,本文得出的直流侧电压与补偿特性之间的关系曲线是所能达到的最佳补偿效果。
4 结语
本文分析了直流侧电压与谐波补偿特性之间的定量关系。分别在单相和三相系统中,得出了完全补偿谐波时直流侧电压理论最小值;当直流侧电压小于理论最小值时,利用仿真曲线,得出了补偿后电源电流THD与直流侧电压的关系,这个理论关系曲线是理想实验条件下的值,实际系统的实验值可以很接近这个理论值,这些曲线对有源电力滤波器直流侧电压的选取及所能达到最佳补偿效果的评估具有重要参考价值。
摘要：并联型有源电力滤波器直流侧电压值直接影响谐波补偿特性,文中分析了直流侧电压的取值对补偿特性的影响。首先,分别在单相和三相系统中,针对典型的晶闸管整流加阻感负载为系统负载的负载电流,通过对等效电路的分析,得出完全补偿谐波时所需的直流侧电压理论最小值;然后,当直流侧电压小于理论最小值时,考虑在正弦脉宽调制方法下,通过仿真曲线,给出了补偿后电源电流总谐波畸变率(THD)与直流侧电压之间的定量关系,这些曲线为直流侧电压的选择提供了参考。仿真和实验验证了所述直流侧电压值选取方法的正确性。
关键词：有源电力滤波器,直流侧电压,谐波特性,补偿特性
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电压并联 篇5
随着电力电子技术在电力系统中的广泛应用, 电力系统中的非线性负载大量增加, 由此产生的谐波污染日益严重, 使得电能质量大大下降, 因此如何抑制谐波就引起人们的重视。有源电力滤波器 (APF) 是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置, 它能够对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿, 可克服LC滤波器等传统的谐波抑制和无功补偿方法的缺点 (传统的只能固定补偿) , 实现了动态跟踪补偿。
根据接入电网的方式不同, APF可以分为串联型、并联型和混合型, 其中并联型APF应用最为广泛[1]。并联型APF由指令电流检测电路、电流跟踪控制电路和主电路三部分组成。主电路通常由电压型逆变器及其驱动电路、输出电感组成的变流器构成, 为保证其有良好的补偿电流跟随性能和APF安全可靠运行, 必须将变流器直流侧电容的电压控制为一个适合的值。对APF直流侧电压的控制通常采用PI控制, 但PI控制依赖于系统的精确数学模型, 鲁棒性较差, 容易引起电压超调、电流冲击, 导致系统过压、过流保护动作, 严重时会导致绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 等器件的过压击穿、过流烧坏, 而模糊控制不依赖于被控对象的数学模型, 适用于非线性系统, 鲁棒性强, 因而在有源滤波器中得到广泛应用[2]。
本文在传统PI控制方法的基础上, 结合模糊控制理论, 设计了一种参数自调节模糊PI控制方法。该方法同时具有PI控制的结构简单、精确度高的特点和模糊控制不依赖于系统模型参数、鲁棒性强的特点, 能充分发挥模糊控制与PI控制的优点, 具有动态响应快、超调小、静态误差小等特点, 并且算法实现简单, 能满足负载变化情况下的直流侧电压控制要求。
1 三相并联型APF的工作原理
典型的三相并联型APF的原理图如图1所示, 工作原理是在合适的谐波电流检测方法下, 对检测负载电压、负载电流及直流侧电压等参数的运算处理, 得到负载电流中所含有的谐波电流分量, 即指令电流ic*, 再选用合适的补偿电流控制算法, 对指令电流ic*和补偿电流ic进行运算处理, 得到APF主电路开关器件的PWM脉冲信号, 经驱动电路控制开关管的动作, 使得主电路输出补偿电流ic, 进而使电源电流中的谐波电流分量减少, 让电源电流接近正弦波。
2 APF直流侧电压的PI控制方法
传统PI控制方法在APF直流侧电压控制中被广泛使用, 并具有良好的效果[3]。PI控制工作原理是将ΔUdc (给定电压值Uref与实际电压值Udc的差值) 经PI调节器后得到调节信号Δip, 把Δip叠加到瞬时有功电流的直流分量上, 使得运算得到的指令电流ic*中包含一定量的基波有功电流, 从而使补偿电流ic中包含一定量的基波有功电流分量, 实现了APF直流侧能量与交流侧能量交换, 将直流侧电压Udc调节至给定值Uref, 其原理图如图2所示, 基本关系式为:Δip=KpΔUdc+Ki∫0tΔUdcdt, 其中Kp是PI控制器的比例系数, Ki是积分时间常数。
3 APF直流侧电压的模糊PI控制方法
3.1 参数自调节模糊控制器的原理
模糊控制的概念是由查得 (L.A.Zadeh) 首先提出的, 它是以模糊集理论、模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的智能控制方法, 它是从行为上模仿人的模糊推理和决策过程的一种智能控制方法。该方法首先将操作人员或专家经验编成模糊规则, 然后将来自传感器的实时信号模糊化, 将模糊化后的信号作为模糊规则的输入, 完成模糊推理, 将推理后得到的输出量加到执行器上[4]。
参数自调节模糊PI控制是运用模糊数字的基本理论和方法, 把规则的条件、操作用模糊集表示, 并把这些模糊控制规则及有关信息作为知识存入计算机知识库中, 然后计算机根据控制系统的实际响应情况, 运用模糊推理, 即可自动实现对PI参数的最佳调整。
参数自调节模糊P I控制是在常规P I控制的基础上, 应用模糊逻辑推理理论建立PI参数ΔKp、ΔKi同偏差绝对值e和偏差变化率ec之间的二元函数关系:ΔKp=f1 (e, ec) , ΔKi=f2 (e, ec) , 并根据不同的e、ec在线调节参数Kp、Ki, 从而使被控对象具有良好的动、静态性能[5], 其原理如图3所示。
图中αe为偏差e的量化因子, αec为偏差变化率ec的量化因子。
在参数自调节模糊PI控制下, 控制器输出为:Kp=Kp*+ΔKp, Ki=Ki*+ΔKi, 其中Kp*、Ki*分别为PI控制器Kp、Ki参数初始值, ΔKp、ΔKi分别为二维模糊控制器的输出值。
3.2 参数自调节模糊PI控制规则设计
对直流侧电压采用参数自调节模糊PI控制方法的APF而言, 要从直流侧电压的响应速度、超调量、稳态精度等各方面来考虑, PI控制器中Kp、Ki的作用[6]:
(1) Kp的作用是加快系统的响应速度, 提高系统的调节精度。Kp越大, 系统的响应速度越快, 系统的调节精度越高, 但易产生超调, 甚至会导致系统不稳定。Kp取值过小, 将使系统静态误差难以消除, 影响系统的调节精度。
(2) Ki的作用是消除系统的稳态误差。Ki越大, 系统的静态误差消除越快, 但Ki过大, 在相应过程的初期会产生积分饱和现象, 从而引起相应过程的较大超调。若Ki过小, 使系统静态误差难以消除, 影响系统的调节精度。因此, 在PI参数的自调节过程中必须考虑到在不同时刻两个参数的作用及相互之间的关系。
参考文献[2]中归纳了在控制过程中对于不同的|e|和|ec|及PI参数Kp、Ki的自调节规则:
(1) 当系统偏差e较大时, 为使系统尽快消除偏差, 不管ec的符号如何, 都应取较大的Kp、Ki, 以达到快速缩小偏差的目的。
(2) 当系统偏差e适中时, 可分两种情况:当e和ec同号时, 被控量会朝着偏离给定值的方向变化, 为了使系统响应具有较小的超调, Kp值应取得大一些, Ki的取值也要适当大;当e和ec异号时, 被控量会朝着接近给定值的方向变化, 在这种情况下应逐渐减Kp和Ki的值。
(3) 当系统偏差e较小或偏差为零时, 为缩短系统的调节时间, 可取适中的Kp, 较小的Ki。
3.3 参数自调节模糊控制器设计
3.3.1 模糊输入、输出变量的选择
本文设计一个二维模糊控制器, 这种模糊控制器一般以偏差e和偏差的变化率ec作为输入变量, 以控制量的变化量作为输出变量。对于APF直流侧电压控制而言, 应选择检测电压与给定电压的差值ΔUdc及其变化率dΔUdc/dt作为输入变量, 选择比例系数的自调节量ΔKp和积分系数的自调节量ΔKi作为输出变量。
3.3.2 模糊变量隶属度函数的建立
设定模糊输入变量ΔUdc、dΔUdc/dt的模糊论域均为[-3, 3], 并将其量化为7个等级{-3, -2, -1, 0, 1, 2, 3}。设定输出变量ΔKp的模糊论域为[-0.3, 0.3], 并将其量化为7个等级{-0.3, -0.2, -0.1, 0, 0.1, 0.2, 0.3}, 设定输出变量ΔKi的模糊论域为[-0.06, 0.06], 并将其量化为7个等级{-0.06, -0.04, -0.02, 0, 0.02, 0.04, 0.06}。模糊输入变量、输出变量的语言值集合均可设定为{NB (负大) , NM (负中) , NS (负小) , ZO (零) , PS (正小) , PM (正中) , PB (正大) }。考虑到对论域的覆盖程度、准确性和系统的稳定性、鲁棒性, 模糊语言变量NB采用Z形隶属度函数, PB采用S形隶度属函数, 其他变量语言均采用三角形隶属度函数, 利用MATLAB软件绘制ΔUdc、dΔUdc/dt、ΔKp、ΔKi语言值隶属度函数如图4所示。
3.3.3 模糊控制规则表的建立
模糊控制器设计的核心是建立合适的模糊规则表, 根据前面设计的参数自调节模糊PI控制规则, 可得到ΔKp、ΔKi两个参数的模糊规则表分别如表1、表2所示。
3.3.4 模糊推理算法和解模糊化方法的确定
模糊推理的实质就是一种近似变换, 在模糊控制理论中, 模糊推理是模糊决策的前提, 是形成模糊控制规则的理论依据[5]。本文采用Mamdani推理法, 它在模糊控制中是一种普遍使用的重要方法。在实际使用时, 根据模糊语言的表达形式不同, Mamdani推理法可分为三种表示形式, 本文采用“ifΔUdc is A and dΔUdc/dt is B thenΔKp is C andΔKi is D”这种推理形式, 其中A、B、C、D是模糊变量的语言值, 根据模糊规则表在MATLAB下共建立49条规则。
解模糊化将模糊控制器输出的模糊值转化为非模糊值, 本文解模糊化方法采用加权平均法, 它较适合输出模糊集的隶属度函数是对称情况, 其计算公式为, 式中ωj为对称肃属度函数的质心，μj (ωj) 为肃属度值。
3.3.5 参数自调节的过程
参数自调节过程中, 通过对模糊逻辑规则的结果处理、查表和运算, 达到调节的目的, 其工作流程图如图5所示。
图中, Uref (k) 为直流侧给定电压在第k个采样时刻的值, Udc (k) 为直流侧实际电压在第k个采样时刻的值, ΔUdc (k) 为第k个采样时刻时直流侧给定电压与实际电压的差值, dΔUdc (k) /dt为ΔUdc (k) 的变化率。
4 仿真结果与分析
为验证APF直流侧电压在参数自调节模糊PI控制方法下具有较好的稳态和动态特性, 在突加负载和突减负载的两种情况下, 分别对采用参数自调节PI控制方法和传统PI控制方法在MATLAB下进行仿真比较。该仿真模型由五个部分组成三相电源及非线性负载部分、主电流部分、谐波检测部分、直流侧电压模糊PI控制部分、补偿电流部分。
相关参数设置如下:
(1) 电源和负载。三相电压为380 V/50 Hz, 整流桥选用三相二极管整流桥, 两个负载均为阻感负载, 其中一个负载电阻值为30Ω, 电感值为1 m H, 在仿真设定时间内一直工作;另一个负载电阻值为15Ω, 电感值为1 m H, 在0.1 s时投入工作, 在0.2 s时退出工作。
(2) 主电路。直流侧电容为1 m F, 主控开关管选用IGBT管反并联二极管, APF输出电感为1 m H。
(3) 参数自调节模糊PI控制器。二维模糊控制器采用MATLAB提供Fuzzy Logic Toolbox仿真工具箱, 取αe=0.075[7]、αe c=0.075, 输出比例因子分别为0.06和0.3, 模糊推理算法选择Mamdani推理法, 解模糊方法选择加权平均法。
谐波检测部分采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq法, 补偿电流部分采用滞环比较法, 采样时间设为2×10-6s, 直流侧电压的给定值设为800 V。
仿真结果如图6、图7所示。
经比较明显看出突加和突减负载时参数自调节模糊PI控制下的直流侧电压超调较小, 且响应时间短, 其控制效果明显优于传统PI控制。
5 结语
针对并联型APF直流侧电压的传统PI控制方法, 本文设计了一种参数自调节模糊PI控制方法, 并在MATLAB软件下进行仿真验证, 仿真结果表明与传统PI控制方法比较, 在该方法控制下直流侧电压超调量更小, 响应时间更短, 能满足在负载突加和突减情况下直流侧电压控制的要求。
摘要：在并联型有源电力滤波器直流侧电压的传统PI控制基础上, 设计了一种参数自调节模糊PI控制方法。通过对模糊输入变量运用模糊控制规则来控制模糊输出变量, 从而达到参数自调节的目的。仿真结果表明:该方法超调量较小、响应较快, 在负载突变情况时能满足直流侧电压控制要求, 其效果明显优于传统PI控制方法。
关键词：有源电力滤波器,直流侧电压控制,模糊PI控制,参数自调节
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电压并联 篇6
关键词：超级电容器储能,光伏发电,电压稳定性,双并联Boost-Buck电路
0 引言
目前,世界各国开始高度重视新能源的开发及其相关技术研究[1]。太阳能光伏发电以其资源可再生、清洁无污染等优点受到了人们的高度重视[2]。但是,在光伏发电系统中,由于日照强度、环境温度等自然条件的变化而不能持续地、稳定地输出电能,导致系统稳定性问题增加,而且难以很好地跟踪负荷的变化[3]。文献[4-5]设计的蓄电池储能电路和系统能量管理控制方案,一定程度上提高了光伏发电系统的稳定性。在储能系统端电压变化不大时,文献[5]设计的双向DC/DC变换器可以实现储能系统与直流母线的能量双向流动。超级电容器作为新兴电力储能器件,近年来国内外的研究和产品日趋增多,利用其功率密度大的特点,在短时间、大功率放电场合可以部分或全部取代蓄电池[6]。
本文从超级电容器的储能机理出发,以超级电容器作为储能本体,提出了双并联双向Boost-Buck电路,通过该电路控制能量在超级电容器与光伏发电系统母线之间相互传递,使得光伏发电系统母线电压稳定性控制更加有效、快速,提高了光伏发电系统的供电电能质量。
1 光伏电池工作特性与储能装置
1.1 光伏电池特性
光伏电池(电流I-电压U)特性随太阳辐射强度、温度而变化的规律如图1、图2[7]所示。
由图1、2可以看出光伏电池的电流、电压输出特性受自然环境和负载的影响较大,而且与太阳辐射强度、环境温度和负载之间的关系是高度非线性的。因此,在系统中配置一定容量的储能装置,对光伏发电系统电压稳定具有非常重要的作用[8]。
1.2 超级电容器储能系统
在光伏等可再生能源发电系统中,储能装置不但要面临负载功率脉动的问题,还会经常处于发电功率不稳定或脉动的状态[9]。
超级电容器是介于传统电容器和充电电池之间的一种新型储能器件。与传统电容器相比,它具有较大的容量、较高的能量、较宽的工作温度范围和极长的使用寿命;而与蓄电池相比,它又具有较高的比功率,且对环境无污染。因此,超级电容器是一种高效、环保的能量存储器件[10,11,12],非常适合应用在独立的太阳能光伏发电系统中,取代光伏发电系统中寿命最短的蓄电池[13]。将超级电容器应用于光伏发电系统中能够很好地发挥本身的优点,解决其他储能器件的一些问题。
基于超级电容器储能系统的光伏发电系统如图3所示。直流母线可以直接向直流负载供电;通过双向DC/DC功率变换器与超级电容器储能单元进行能量交换;还可以通过DC/AC变换器向交流负载供电。由于光伏发电系统输出的电能质量较差,因此,为了维持系统的稳定运行,本文以性能相对较高的超级电容器作为储能本体,但是,超级电容器储能单元在充放电时端电压会发生变化,所以,设计的双向DC/DC变换器采用工作范围相对较宽的双向Boost-Buck电路,通过超级电容器储能单元的储能、释能来控制直流母线电压的稳定。
2 具有提高光伏发电系统电压稳定性的双向Boost-Buck电路
2.1 基于双并联控制的双向Boost-Buck电路
为了能够使能量双向流动,使用2个Boost-Buck电路反并联,主电路如图4所示。
当光伏电池阵列输出电压Upv低于额定值时,超级电容器储能单元通过并联Boost-Buck电路Ⅰ释放能量传输给直流母线以提高直流母线电压;反之,光伏电池阵列输出电压Upv高于额定值时,在满足负载用电需求的前提下,将直流母线多余的电能通过并联Boost-Buck电路Ⅱ向超级电容器端传输,此时对超级电容器进行充电,控制直流母线电压下降到额定值附近。
2.2 Boost-Buck电路工作原理与状态空间方程
图4中并联Boost-Buck电路Ⅰ和并联Boost-Buck电路Ⅱ的结构完全一样,故本文只对其中一个Boost-Buck电路进行分析。当全控器件IGBT处于通态时,电源经IGBT向电感L供电使其储存能量,同时,电容C维持输出电压基本恒定并向负载供电,此后IGBT关断,电感L中储存的能量向负载释放,由此可见,输出电压极性与输入电压极性相反[14]。其输入、输出电压关系如式(1)所示:
其中,Uin、Uo分别为Boost-Buck电路输入、输出电压,α为全控器件IGBT的导通比,负号表示输出电压极性与输入电压极性相反。
改变全控器件IGBT的导通比α,输出电压既可比输入电压高,也可比输入电压低。当0<α<1/2时为降压;当1/2<α<1时为升压;如果不计器件损耗,当α=1/2时,输入、输出电压相等。
根据Boost-Buck电路的工作原理,可以得到2种开关状态下的状态方程。
IGBT导通时的状态方程为
IGBT关断时的状态方程为
对式(2)(3)进行状态平均得Boost-Buck电路的空间状态方程:
其中,IL为电感电流,L为电感值,C为电容值,α为导通比,R为负载电阻。
2.3 控制策略
为了提高独立光伏发电系统的电压稳定性,以光伏发电系统直流母线电压为控制目标。光伏电池阵列输出电压Upv低于额定值时,控制并联Boost-Buck电路Ⅰ释放能量传输给直流母线以提高直流母线电压,PI闭环控制控制框图如图5所示。将检测到的直流母线电压Ud与参考电压Uref比较,得到偏差信号e,以此作为PI调节器的输入,PI调节器的输出结果与超级电容器储能单元的端电压Uc经过计算、限幅环节得到导通比α,通过导通比α与三角波相比较调制出驱动并联Boost-Buck电路Ⅰ的PWM信号,以达到控制直流母线电压的目的。
当光伏电池阵列输出电压Upv高于额定值时,控制并联Boost-Buck电路Ⅱ将多余的能量传输给超级电容器储能单元以降低直流母线电压,PI闭环控制框图如图6所示。将检测到的直流母线电压Ud与参考电压Uref比较,得到偏差信号e′,经过PI调节器、计算、限幅、比较等环节得到驱动并联Boost-Buck电路Ⅱ的PWM信号。其中U′c为超级电容器储能单元的充电电压,α′为导通比。控制原理与光伏电池阵列输出电压Upv低于额定值的控制方法相似。
3 仿真研究
为验证所设计的基于双并联控制的Boost-Buck电路的参数和控制策略的有效性,在光伏电池阵列输出电压波动时,通过Matlab/Simulink进行仿真研究。电路参数如下:光伏发电系统直流母线额定电压为300 V;超级电容器储能单元总电容量0.56 F,电压400 V;并联Boost-Buck电路Ⅰ和并联Boost-Buck电路Ⅱ的电感为33 m H,电容为15μF;PWM开关频率为10 k Hz。
图7和图8分别为光伏电池阵列输出电压低于和高于额定值300 V时的仿真波形,当光伏电池阵列输出电压低于额定值300 V时,控制超级电容器单元向直流母线反馈能量;当光伏电池阵列输出电压高于额定值300 V时,控制能量由直流母线向超级电容器单元传送,超级电容器进行储能。Upv为光伏电池阵列的输出电压波形,Uc为超级电容器储能单元端电压的变化波形,Ud为超级电容器储能系统投入使用后直流母线电压波形。
由上述仿真结果可知,当光伏电池阵列输出电压降低或者升高时,超级电容器储能单元通过双并联Boost-Buck电路释放、储存能量,可以快速地使直流母线电压稳定在额定值附近,有效地提高了光伏发电系统的电压稳定性。
4 结论