模块并联

模块并联（共7篇）

模块并联 篇1

引言

开关电源被誉为高效节能电源, 它代表着稳压电源的发展方向, 现已成为稳压电源的主流产品。但随着科技的快速发展, 对电源系统的要求也越来越高, 尤其是大容量、高安全性、不间断供电的电源。如果仅靠增大单一电源的容量来实现功率的增长, 不但不能满足大功率电子设备对功率增长的要求, 而且会增加大功率元器件的研制困难, 增加产品的研发周期, 增大研发成本。另外单一电源供电容易引起整个电源系统效率低下、降低电源系统供电可靠性。因此, 研发高可靠性、低成本、低开发周期的开关电源是当前电源技术的发展方向之一[1,2]。

相比于传统集中式电源供电系统, 模块化开关电源并联电源系统具有的优点非常显著:使电源系统的使用更加灵活;让电源系统能够达到兆赫级别的开关频率, 从而能够提高电源模块的功率密度, 能够减小电源系统的重量、体积;能降低各个电源模块的功率半导体器件的电流应力, 从而使系统的可靠性得到提高;能可靠的达到N+M冗余模式供电;可以减少产品种类, 便于标准化、模块化。但是, 由于单个电源模块的个性差异, 模块化分布式电源系统仍存在均流、环流、各模块间协调控制、启动等问题, 所以对模块化数控开关电源系统研究迫在眉睫[3,4,5,6,7,8,9]。

1 系统硬件设计

模块化数控开关电源并联系统主电路的单个子模块包括EMI滤波、三相不可控整流、基于BUCK的PFC降压、输出滤波等功能模块。用交流市电为系统提供输入电源, 通过整流模块转成DC, 再通过Buck调压器实现稳定的DC输出, 其系统的功能框图如图1所示。

模块化数控开关电源并联系统主电路采用基于BUCK变换器的模块并联结构。控制系统采用STC12C5A60S2型号单片机为控制核心, 单个模块采用双闭环控制策略。模块间采用平均电流模式实现各并联模块间的均流。模式切换控制器用来实现各模块之间的协调以及系统快速的加减载。系统的主要拓扑及控制电路原理框图如图2所示。

2 系统控制器及加载方案设计

2.1 系统控制器设计

模块化分布式数控开关电源控制系统将采用STC12C5A60S2型号单片机为控制核心, 通过检测各模块电流和负载电压, 由MCU的软件计算出误差信号, 调节各模块的PWM波占空比来实现均流和系统的监控及故障判断、处理。控制流程图如图3所示。

2.2 多模式切换加载控制方案

在如图4所示的双模块Buck变换器并联电路中, 假设所有电路元件均为理想元件。稳态工作时采用电压、电流双闭环控制策略。且在加载之前Modle-1已经工作在稳态模式下, 稳定输出电压为U0, 输出电流为I0。为了防止Modle-2在并入过程中由于两模块的输出电压不一致而产生电流冲击, 给Modle-2的电容预先充一定电荷使其空载输出电压等于其稳态值U0。在加载瞬间开关K和开关管S2同时导通, 然后通过控制器使开关管S2保持在开通状态, 再在某一特定时刻关闭S2, 并在电感电流iL2重新回到稳态时刻让控制器切换成双闭环控制模式, 两模块开始同时向负载提供额定大小功率, 在此期间开关管S1在控制器作用下始终以稳态时的占空比开通和关断。

3 仿真及实验结果

3.1 仿真分析

用matlab对多模式切换的加载控制方案进行仿真, 其中Buck并联系统中单模块的电路参数和设计指标如下:输入电压Vin=110V, 输出电压期望Vo=48V, 负载电阻R在t=0.1s时, 由4.8Ω跃变为2.4Ω, 滤波电感L1=L2=675μH, 滤波电容C1=C2=100μF。经计算可得该双模块Buck并联系统的加载时刻和各控制模式切换时间t0=0.1s;t2=0.10018s;tsi=0.10027s;Umin=45.3V。

基于多模式切换的快速加载控制算法研究和仿真实现, 如图5所示。

仿真结果如下:

图6、7分别为负载电流由10A跃变为20A的传统Buck并联加载控制和多模式切换加载控制的加载输出电压、输出电流、电感电流及开关管驱动仿真波形图。

由图6、图7对比明显可知基于多模式切换的双模块Buck变换器的瞬态特性优于传统模式控制下的Buck变换器。

3.2 实验结果及波形 (图8)

4 结束语

本作品为一款数控开关电源系统, 它具有:快速的加减载瞬态响应能够满足敏感用电器件用电要求, 提高其使用寿命;模块化结构, 支持在不停机的情况下进行故障模块更换;能够自动实现故障检测、输出功率等级的切换、冗余模块的并入和故障模块的切除;能够实时显示各模块运行状态及系统的耗电量情况;能够自动对负载进行识别以确定最优的模块个数及模块的工作模式等功能。而如何进一步提高系统的智能化程度、稳定性和可靠性以及加载瞬态响应速度, 将会是进一步研究的方向。

参考文献

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开关电源模块并联供电系统设计 篇2

2 主要模块设计方案

2.1 供电系统

桥式整流电路的工作原理如图2:e2为正半周时, 对D1、D3和方向电压, Dl, D3导通;对D2、D4加反向电压, D2、D4截止。电路中构成e2、Dl、Rfz、D3通电回路, 在Rfz, 上形成上正下负的半波整洗电压, e2为负半周时, 对D2、D4加正向电压, D2、D4导通;对D1、D3加反向电压, D1、D3截止。电路中构成e2、D2、Rfz、D4通电回路, 同样在Rfz上形成上正下负的另外半波的整流电压。

2.2 DC模块的选择

电源芯片采用美国国家半导体的LM2596—ADJ它是一款降压型的PWM调节方式的开关稳压电源的芯片, 内部振荡源频率为150KHZ, 最大输出电流3A, 最大输出电压40V, 基本可以满足题目要求。它通常被作为恒压电源应用, 此时其通过电压取样电压反馈稳压方式达到稳定电压的目的。

2.3 输出电流比例实现方案

输出电流比例实现有两种方案。一是通过单片机控制ucc29002来实现电流比例, 但电路极其复杂。二是调节内部参数使DC-DC模块输出电流1:2。当电流需要1:1的时候, 通过检测, 单片机识别选通, 让均流模块电路ucc9002工作, 实现电流1:1。

UCC29002采用一个高增益、高精度的放大器, 能检测到外面的输入的微小的电压变化量, 放大倍数的大小可以通过改变外电路的参数获得。UCC29002中的电流检测放大器的输入偏置电压极低, 使得它可以精确的检测到一个阻值很小的电流采样电阻上的微小电流变化量。而且, 它的共模范围介于接地电压和UCC29002供电电压之间。芯片电流读出放大器超低的输入补偿电压使得对通过低值电阻的电流信息的检测更加适宜。为防止错误的输出调整信号, 在误差放大器的反向输入端加一个比同向输入端高25m V的固定偏置, 当连输入端输入相等时不会做出调整。当芯片不能正常工作时调整放大器的同向输入端将被下拉到地 (相当于误差放大器输出为零) , 防止该单元被错误调整, 此外, 误差放大器的两个输入端还可作为使能。

2.4 单片机检测实现方案

用霍尔传感器 (ACS712) 检测负载上电流, 把电流变为电压, 然后经过D/A把信号传给单片机。

2.5 单片机过流控制方案

用单片机实现对模拟开关CD4051控制选通实现电路调整如过流保护, 如图3所示。

使用低功耗单片机MSP430实时监测电流。因为UCC29002的8脚电压与系统的输出电流成正相关, 我们用MSP430片内12位ADC定时采样该电压。并把它与预先设定的电压比较来判断过流。当连续两次检测到电流过大时, 关断TPS5430使系统不输出电压, 6秒延时后使能TPS5430, 并继续检测电流。

3 系统测试与误差分析

3.1 性能指标

实验过程:在实验室220v交流点下分别测量CD模块空载输出 (测量数据及结果如表1) 和负载输出。

3.2 比例均流性能指标

实验过程:把CD模块的输出端后接均流电路分别测量两路的输出电流。

3.3 单片机调节电路性能

实验过程:调节可视负载使输出总电流由1A逐渐增大到6A再减小到4A观察各电路电流量。

3.4 均流效率

实验过程:改变负载电阻测量负载功率P1和CD模块输出功率P2由P1/P2计算均流效率。

从测试结果来看, 均流偏差在0.5%以内。但是电源均流时两路的电流仍有一定的误差, 并非绝对均流;而且均流偏差变化不是线性的, 即输出电流增大时, 均流偏差不是单调变化。主要原因是由于我们均流方法是UCC29002, 通过能检测到外面的输入的微小的电压变化量, 放大调节。但由于电路本身和焊接等原因, 造成一定误差。若需要进一步减小误差, 则需采用更为精确的平均电流均流法。均流误差的非单调变化, 主要是由于采样电阻等分立元件的温漂及杂散噪声引起, 当温度变化或工作频率变化时, 电阻会偏离原来的阻值, 导致UCC29002内部调节信号偏离理论计算值, 从而使调制的信号和理论值有差异, 产生均流偏差波动。

摘要：选用开关电源芯片LM2596和load sharing芯片UCC29002, 并选用两片load sharing芯片UCC29002的配合使用, 通过调节上路电路中连接在UCC29002电位器, 使上下两路对称, 实现自动均流。并由单片机监控调节, 确保电路安全, 灵活变换。

关键词：LM2596,UCC29002,反馈

参考文献

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模块电源并联常用均流方法及比较 篇3

1 输出阻抗法

输出阻抗法也叫电压调整率法,它是通过调节模块电源电路自身的输出阻抗来改变模块电源的输出电流,从而实现电流均等。

每个模块电源都具有一定的差异性,当模块电源输出电流变化量为ΔI时,模块电源的负载电压随之变化量为ΔU,则模块电源的输出阻抗R=ΔU/ΔI,R也是模块电源的电压调整率。

多个模块电源并联的系统中,负载电流IR=I1+I2+I3+…+In,当负载电压为Uo时,系统将按照每个模块的输出阻抗,来自动分配负载电流,模块之间的电压调整率不等,模块所分配到的电流也不同。模块的输出阻抗越大,电压调整率越大,分配到的负载电流也就越小;模块的输出阻抗越小,电压调整率越小,分配到的负载电流也就越大。输出阻抗法就是尽可能地调整各个模块电源的输出阻抗,缩小模块电源之间电压调整率的差异,从而达到均流的目的。

输出阻抗法是依据开环控制的均流方法,其缺点是在并联系统中,每个模块电源都要根据自身的输出阻抗单独调整,而且输出阻抗法针对小电流的均流特性比较差。同时,元器件的容差、老化和物理条件的改变等很多因素会导致电流分配的不均匀性。并联的模块电源系统在运用输出阻抗法实现了电路均流后,随着电源系统某个元器件的变化,电流分配又会变得不均匀。因此,使用输出阻抗法获得均流的系统电压调整率比较差。

2 主从控制均流法

主从控制均流法是在多个模块电源并联的系统中,将其中一个模块设置为主模块,其他模块都是从模块。所有从模块都以主模块的输出电压误差作为电流基准,跟随主模块分配各自的负载电流。因此,并联的模块电源系统中的主模块和若干个从模块,按照同一个电压值对电流进行调制时得到相同的结果,从而能得到相同的输出电流。

主从控制均流法的均流精度比较高,但是,系统各个模块电源之间的通信线路比较复杂。而且由于主模块是设置好的,系统十分依赖主模块,当主模块发生故障,整个系统也就会发生故障。因此,主从控制均流法并不适合对冗余性要求比较高的模块电源并联系统中。此外,系统很容易受到外界干扰,由于所有模块的均流都是按照一个误差电压值来调制的,系统受到干扰时会导致均流发生比较大的偏差。因此,采用主从控制均流法时,均流母线带宽要尽可能窄,同时也要保证各个模块之间的连接比较短。

3 最大电流自动均流法

最大电流自动均流法与主从控制均流法有相似点,只是最大自动均流法的主模块不是固定的,而是可以自主设定的,因此,它也被称为自动主从控制均流法。它是从所有并联的模块电源中,自动比较识别输出电流最大的模块电源,将其设置为主模块,其他模块为从模块。各个从模块电源根据自身与主模块电源的电压误差,校正输出电流。

最大电流自动均流法的控制电路原理图如图1所示。

图1中,Vr’是由基准控制电压Vr和均流控制电压Vc计算得出的,它与反馈电压Vf经过电压放大器放大后,得到电压误差Ve来控制PWM整流控制器。Vi为电流放大器的输出信号,它和模块电源所提供的负载电流成正比。Vi与均流母线电压Vb经过均流控制器得到均流控制电压Vc,从而控制负载电流。

由于图1中二极管是单方向导通的,电流只能从电流放大器的输出端流向均流母线,只有电流放大器输出电流比其他模块电源电流放大器输出电流都大的那个模块电源的二极管才能导通,均流母线与该模块电源均流控制电路中的a点相连。电流放大器输出电流与模块电源输出电流是成正比的,因此,均流母线电压Vb会跟随输出电流最大的模块电源的控制电路中的Vimax。

在多个模块电源并联的系统中,如果某个模块电源的输出电流超过其他模块电源的电流,电流放大器的输出值Vi会上升成为最大的,并且该模块二极管导通,连接均流母线。此时,这个模块自动成为主模块,其他模块为从模块,均流母线电压Vb等于Vimax,即该模块的电流放大器输出值为Vi。各个从模块的电流放大器输出值Vi与Vb比较,通过均流控制器调整均流控制电压Vc,从而得到电压误差Ve来控制PWM整流控制器,实现自动均流。

在使用最大电流自动均流法时,电流放大器输出电流与模块电源输出电流成正比,由于二极管是单向导通的,所有模块电源中,只有电流放大器输出电流最大的模块电源的二极管才会导通,这个模块电源就会成为系统的主模块。如果有一个新的模块电源的输出电流超过了主模块电源的输出电源,那么这个模块会成为新的主模块,原来的主模块会设置成从模块。各个模块电源通过比较输出电流的大小,调整放大器的基准控制电压,从而实现输出电流的均匀分配。

4 平均电流自动均流法

平均电流自动均流法的控制原理图与最大电流自动均流法比较相似,最大电流自动均流法使用二极管连接电流放大器与均流母线,而平均电流自动均流法则是使用电阻将电流放大器与均流母线相连接。

在平均电流自动均流法的控制电路中,并联的各个模块电源的电流放大器输出端与公用均流母线上中间都有一个电阻R,各个模块电源的负载电流通过各自的窄带电流放大器,得到与自身电流信号成正比的电压信号,并且经过电阻值相同的电阻R与均流母线相连。当电流放大器的输出电流为0时,电阻R两端的电压为0,各个模块就实现了均流。反之,如果电阻上有压降,则系统会通过控制电压误差放大器来控制输出电流,从而实现各个模块电源之间的均流。

平均电流自动均流法的均流精度比较高,但是,可靠性和冗余性却不是很好。如果均流母线短路,母线电压下降或者模块电源输出电流达到上限时,模块电源的输出电压下降,会导致模块电源系统发生故障。

5 热应力自动均流法

热应力自动均流法根据模块电源的输出电流和温度设置各个模块电源的输出电流。热应力自动均流法的回路带宽较窄,能够较好地屏蔽噪声。但是,使用热应力自动均流法时,系统中每个模块电源所处的外部环境有差异,导致均流精度不高。

6 外加均流控制器均流法

并联的模块电源系统由多个模块组成,可以为每一个模块电源加上一个外加均流控制器,检测各个模块电源的输出电流,从而比较发现各个模块电源之间电流不均衡的情况,并根据模块电源之间输出电流的差异产生一个反馈信号,来调节各个模块电源的输出电流,从而实现各个模块电源输出电流的均流。

如果并联系统中有一个模块电源发生故障,外加均流控制器会自动识别,并断开该模块电源与系统之间的联系,不影响系统其他模块电源的工作。剩余的模块电源能够自动实现均流,并且各个模块电源的电流不均衡度在5%以内。

外加均流控制器均流法的均流精度非常高,但是,每个模块电源都有一个独立的外加均流控制电路,这会导致整个分布式模块电源系统的拓扑结构会很复杂。并且这些控制电路要满足环路的总体要求,否则会降低整个模块电源并联系统的稳定性。

7 均流控制方案的比较及选择

前文介绍的六种常用的均流控制方法都有各自的特点,下面就简要分析这些均流方法的优点和缺点,并且找出最适合模块电源并联系统的均流方法。

输出阻抗法是一种最简单的可以实现模块电源并联系统均流的方法,它主要是依靠内部的输出阻抗或者外部的阻抗来实现各个模块间的输出电流均流。输出阻抗法的各个模块电源不需要控制总线,模块化特性比较好。但是,使用输出阻抗法实现均流时,电压调整率会下降,轻负载时电流的均衡分配特性比较差。如果各个模块电源的功率不同,则无法使用输出阻抗法实现均流,因此,输出阻抗法不适合应用在对均流精度要求比较高的模块电源并联系统中。

主从控制均流法的电路非常简单,均流精度很高也很容易实现,但是,各个模块电源之间的连线比较复杂,而且一旦主模块发生故障停止工作,系统无法很快自动设置一个新的主模块,系统的均流也会失败,因此,主从控制均流法不适合应用在对冗余性要求比较高的模块电源并联系统中。

最大电流自动均流法的均流精度很高,而且可以满足系统的冗余性要求,该方法通过调节给定电压来调节输出电流,在影响稳压精度的同时会造成系统输出电压的波动,因此,给定电压的调节范围通常被限制在某个范围内。系统中的主模块和从模块不断交替,导致各个模块电源的输出电流会存在低频振荡。当设置合理的参数时,低频振荡的影响并不大。在采用最大电流自动均流法的系统中,并联的各个模块电源通过均流母线连接,它们通过同一个电流基准值来调节自身的输出电流,从而实现系统中各个模块电源的输出电流的精确均衡分配。

平均电流自动均流法的均流精度比较高,并且很容易实现,但是在实际应用中,如果均流母线短路或者系统中某个模块电源出现故障,会导致均流母线的电压降低,可能使各个模块电源的输出电压下降甚至到达极限状态,导致整个系统崩溃。

热应力自动均流法受外界环境影响较大;外加均流控制器均流法的精度很高,但是,连线比较复杂,并且动态控制也比较复杂,使用这两种方法都会增加系统设计的难度。

8 结语

综上所述,最大电流自动均流法具有很高的均流精度,并且该方法可以满足系统的冗余性要求,因此,最大电流自动均流法相比其他五种均流控制方法,更加适合对分布式模块电源并联系统进行均流控制。

参考文献

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模块并联 篇4

关键词：低压大电流输入,高增益,软开关,电子负载

0 引 言

移相全桥变换器在大功率直流变换领域有着广泛应用[1],技术应用成熟,并有多种方式实现软开关以提高效率[2,3,4,5],在电子负载系统中也得到了应用[6,7],全桥变换器用在电子负载系统中主要有3点不足:①全桥变换器的输入电流断续[8],难以满足输入电流纹波小于3%的要求;②输入大电流情况下原边电解电容流过较大的电流纹波,降低变换器效率和电解电容的寿命;③全桥变换器一般会在变压器原边串联一个隔直电容以防止磁偏造成变压器饱和,大电流流过电容的等效串联电阻(ESR)会造成很大的损耗。

使用交错并联的拓扑形式可以实现较小的输入电流纹波和电路的软开关,利用耦合电感可以提高拓扑的升压比[9]。在此思路下,本研究采用了交错并联和耦合电感的方式,文献[10]提出一种新颖的输入并联输出串联变换器,该变换器采用有源箝位技术并利用变压器漏感与主开关管并联电容的谐振实现软开关。输入端两个变压器的原边励磁电感并联并采用交错的控制方式,总电流是两路变压器原边励磁电流交错叠加的结果,其电流纹波只有单路励磁电流纹波的一半,该特点使其满足了输入电流脉动小的要求。输出端采用串联的方式来得到高的升压比,有源箝位电路不仅抑制了开关管的电压尖峰,而且回收了漏感的能量到输入端,漏感与主开关管并联电容谐振实现了所有主开关管的零电压开通,副边二极管反向恢复造成的电压尖峰也因漏感的存在而得到改善。欲设计的电子负载用直流变压器要求输入电流纹波小、高增益、高效率,在该电路中均可以实现。但文献[10]中的电路难以满足3 kW的功率要求,因此本研究采用两组交错并联的方式,同时进一步减小输入电流纹,并以TMS320F2808为控制核心,实现系统的恒流输入控制。

本研究设计的直流变换器应用于能馈式直流电子负载,该电子负载用来取代电阻负载对通信电源等电源出厂前进行试验考核。一方面,以恒流源模式拉载被测电源的输出电流,要求电流纹波小于3%;另一方面,该系统要实现能量回馈电网,直流输出电压必须达到400 V(单相电网的峰值电压为380 V),但输入电压只有48 V,这就要求设计一个高增益的直流升压变换器。

1 基本原理

主电路如图1所示,采用两组电路交错并联的方式,共使用了4组变压器。开关管的控制时序如图2所示,S1相位为0°,S2滞后180°,S3滞后90°,S4滞后270°。

开关管的控制时序及关键波形如图2所示,输入总电流iin是由4路励磁电流交错并联叠加而成,纹波很小并且脉动周期是开关周期的1/4。采用两组交错并联的方式不仅使样机满足了3 kW的功率等级,更使其满足了输入电流纹波小于3%的需求。

本研究在输出端也采用了交错并联的方式。二极管电流i1Do和i2Do分别向输出电容传递能量,i1Do和i2Do波形如图3所示,可见采用了交错并联的方式后,输出电容的充电电流纹波也减小了。在同样的功率等级下,两路交错并联电路比单路电路需要的输出滤波电容更小,有助于减小电路的体积,较小的电流纹波也延长了电容的寿命,同时也有助于减小输出电压的脉动。

交错并联采用移相的控制方式,保证4个变压器原边励磁电流的相位各差90°,总的输入电流是4路励磁电流交错叠加之和,总电流的纹波只是单个变压器原边励磁电流纹波的1/4,大大地减小了输入电流纹波。

从磁性元件的设计角度出发,若只使用单路电路会增大磁性元件的设计难度,因为这里的变压器要起到储存能量的作用;同时单路设计也会增加流过主开关管的电流值,在增加导通损耗的同时也使开关管的选择更加困难。

单路电路的基本原理在文献[10]已有详细描述,为方便后面的参数设计说明,下面给出简要概述。

主开关管S1实现零电压开通的原理是在S1开通前SC1关断,此时漏感电流的方向是流向输入端的,漏感Lk1与S1的并联电容CS1谐振,待CS1储存的电荷降为零后,S1的寄生二极管导通,此时开通S1即可实现零电压开通。

根据电感的伏秒平衡原理,变压器原边励磁电感的正向电压和反向电压由下式给出:

得出该电路的电压增益比:

有源箝位电压值等于主开关管的耐压值,是由副边的电压发射回原边。设变压器匝比为N,则主开关管的耐压值为:

2 参数设计

2.1 死区时间

要实现软开关,漏感需要有足够的能量使Vds在Lk1与CS1谐振中达到的最低值小于零,才能使S1的寄生二极管导通。Lk1与CS1开始谐振后,经过1/4周期Vds达到最小值,所以应在此时开通S1。即使在轻载和半载情况下Vds的最小值无法达到零也可以减小损耗。

死区时间为:

2.2 占空比D和匝比N

由公式(4)可以看出,N与Vstress_main成反比,但D>0.5才可保证较小电流纹波。D<0.5电路也可工作但会造成输入电流断续,增加了电流纹波。综合考虑,设计的原、副边匝比N=11:18,理想情况下,由公式(3)可得D=0.6。

2.3 开关频率

开关频率大可以减小磁性元件的体积,提高功率密度,选用较大的开关频率有助于减小电路的输入电流纹波。但大电流下过大的开关频率也会产生很大的电压尖峰和EMI问题,同时考虑到使用的DSP主频为100 MHz,开关频率过高也会给控制带来困难,选定开关频率为100 kHz。

2.4 变压器的设计

原边励磁电感的选择目的主要为满足纹波电流要求,总电流是各变压器原边励磁电流之和。以单组电路的仿真结果为例,虽然变压器漏感电流波动较大,但合成的总电流只是励磁电流之和,纹波较小,电流的仿真波形如图3所示。

主电路采用4路交错并联的方式,则总电流的纹波ΔI=ΔILM/4,额定电流为62.5 A,依据3%电流纹波的要求,ΔI≤1.875 A,ΔILM≤7.5 A。

原边励磁电感决定了电路的纹波特性。励磁电感电流纹波:

根据式(6)计算得,LM≥38.4 μH既可。

3 输入电流恒流控制

主电路部分由两组并联,每组电流都是其两个励磁电流的叠加,总电流与boost电路的输入电感电流相似,可将其简化为boost电路模型进行闭环控制的设计。每组电路分别作电流检测以进行单路的恒流控制,可以很好地实现两路均流。

4 实验结果及波形

为验证以上分析的合理性和有效性,笔者研制了一台3 kW的试验样机。采用了两组电路移相交错并联的方式,电路具体的设计参数如下:Vin=48 V,Vout=400 V,Pin=3 kWm,原副边匝比n1/n2=11/18,Cc=4.7 μF,Cs=4.7 μF,开关管选用IPP110N20N3,副边二极管选用MUR3060WT;变压器磁芯选用 EE55型,原边使用铜箔,副边使用多股漆包线并绕。

在满载情况下Vds和Vgs的波形如图4 所示。可见在满载情况电路很好地实现了软开关,有效地提高了能馈负载系统的效率,并且减小了变换器的EMI,系统多级连调时减小对其他模块的干扰;流过副边开关电容的电流波形如图5所示 ,利用开关电容不同时期的充放电实现副边的进一步倍压;效率曲线如图6所示,在全范围的负载范围内都保证了较高的效率,在实际应用中,会有很多时间对测试电源进行半载或者轻载测试,全范围的高效率很有意义。

5 结束语

本研究设计的电路经实验证明可以很好地满足能馈负载系统中直流增益模块的要求。该电路通过有源箝位抑制了开关管的电压尖峰,利用漏感实现软开关,提高效率。其输入并联模式很好地减小了输入电流纹波,满足了拉载电流纹波要求;输出串联增大了变流器的增益,满足高增益要求。

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模块并联 篇5

UPS (uninterrupted power supply)经历了40多年的发展,无论从容量、结构、性能和可靠性等方面都在发生深刻的变化,采用多个中小容量的模块化UPS构成并联冗余供电系统,可以获得容量和可靠性的双双提高。模块化UPS不仅要求提供大于等于负载容量的电能,通常还要求故障UPS模块可在线退出,修复后可在线并入系统,不影响系统连续可靠运行。

多个模块UPS并联工作,采用均流技术,各模块共同分担负载电流,一旦其中某个模块失效,其它模块再平均分担负载电流。本文较详细地阐述了一种实用的模块化UPS并联数字均流控制技术,通过对并联系统环流[1]、功率调节特性、数字功率检测技术分析,得到通过检测并联系统的瞬时平均电流和各个逆变模块的输出电流,并对这两个电流进行分解,以电流的分解量进行反馈调节控制输出电压实现模块化UPS并联系统的均流,并在2×3 kV·A模块化UPS实验样机进行了实验。该控制方案简洁,实用。

1 系统结构

模块化UPS并联系统结构图如图1所示。该系统采用分散逻辑的控制方式,模块之间通过并机通信总线相连交换信息。通信总线有同步总线、瞬时平均电流检测总线等。各模块的输出直接连接供给负载。

在并联系统中,每个模块均检测各自的输出电流io,然后送到并机总线上计算所有模块电流io的瞬时平均值ioav,ioav由检测硬件电路实现实时的检测$i{}_{\text{o}}={\displaystyle \sum _{i=1}^n/}n$。输出的均流和稳压控制都是在各模块内部完成的。

2 并联均流控制技术

环流是并联系统难以正常运行的关键所在。只有并联的各逆变电源均分负载电流而不产生环流,并联系统才能够正常、高效的工作。

2.1 环流分析

2台逆变电源并联工作的等效电路如图2所示。

图2中$\dot{V}{}_1‚\dot{V}{}_2$为并联电源各自的输出电压;R1,R2表征逆变电源的阻尼电阻,等效于死区损耗、开关管损耗以及线路损耗的总和;L1,L2分别为两逆变器的滤波电感, Z为滤波电容和两电源的公共负载的等效阻抗。假设两逆变器

R1=R2=R ωL1=ωL2=X

定义环流

${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{{\rm I}{}_1-{\rm I}{}_2}{2}(1)$

则并联系统中环流为${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{\dot{V}{}_1-\dot{V}{}_2}{2(R+\text{j}X)}=\frac{\text{Δ}\dot{V}}{2(R+\text{j}X)}(2)$

各并联电源输出电流表示为

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_1=\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{2}+{\rm I}{}_{\text{Η}}\\ {\rm I}{}_2=\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{2}-{\rm I}{}_{\text{Η}}\end{array}(3)$

可见,两电源并联运行时,各电源模块的输出电流由负载电流Io/2和环流IH两个部分组成,前者是相同的分量,由负载决定,体现了相互间均分负荷的趋势;后者则大小相等,方向相反,由各并联模块输出电压的差异决定。考虑到逆变电源等效于死区损耗、开关管损耗以及线路损耗的阻尼电阻R远小于逆变器的滤波电感,故通常假设R=0,则

${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{\dot{V}{}_1-\dot{V}{}_2}{2\text{j}X}(4)$

并联逆变器1的输出电流[2,3],为

$\begin{array}{l}\dot{{\rm I}}{}_1=\frac{U{}_1(\cos \phi {}_1+\text{j}\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_1)-U{}_0}{\text{j}X{}_1}\\ =\frac{U{}_1\sin \phi {}_1-\text{j}(U{}_1\cos \phi {}_1-U{}_0)}{X{}_1}(5)\end{array}$

并联电源并联运行的目的在于各电源模块均分负载,从而实现电源系统的扩容。其实质是各电源输出平衡的功率,从而避免某些模块承担过多负载超出单机容量出故障。逆变电源输出电压差$\text{Δ}\dot{U}$形成了环流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{Η}}$,环流的存在使得各逆变电源的输出功率不平衡。

2.2 并联系统功率调节特性分析

并联逆变器1及输出功率为

$\begin{array}{l}S{}_1={\rm P}{}_1+\text{j}Q{}_1=\dot{U}{}_0\dot{{\rm I}}{}_1\\ =U{}_0\cdot \frac{U{}_1\sin \phi {}_1+\text{j}(U{}_1\cos \phi {}_1-U{}_0)}{X{}_1}(6)\end{array}$

由此得到逆变器1输出的有功功率和无功功率分别为

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_1=\frac{U{}_{1}U{}_0}{X{}_1}\sin \phi {}_1\\ Q{}_1=\frac{U{}_{1}U{}_0\cos \phi {}_1-U{}_0^2}{X{}_1}\end{array}(7)$

一般地,逆变器输出电压$\dot{V}{}_1$与系统电压$\dot{V}{}_{\text{o}}$之间的相位差很小,所以有sin φ1≈φ1,则得到逆变电源的输出功率调节特性为

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}{\rm P}{}_i=\frac{U{}_{1}U{}_0}{X{}_1}\text{Δ}\phi {}_i\\ \text{Δ}Q{}_i=\frac{U{}_{1}U{}_0\cos \phi {}_1}{X{}_1}\text{Δ}U{}_i\end{array}(8)$

由此得到了并联均流的控制措施:各逆变模块根据自身的容量和输出的有功、无功功率Pk,Qk与综合后的系统平均功率$\overline{{\rm P}}$和$\overline{Q}$进行比较,即可得到本模块在系统中的有功分量差ΔPk和无功分量差ΔQk,然后对其相位φ、电压幅值给定Ur进行相应的调节来实现负载电流的均分和环流的抑制[4]。

2.3 并联系统功率检测技术

如果设逆变电源输出的电压和电流的有效值分别为U和I,初相角分别为φu和φi,忽略直流分量和谐波成分,则它们的表达式分别为

$\begin{array}{l}u=\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}(\omega t+\phi {}_u)\\ =\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_u\cos (\omega t)+\sqrt{2}U\text{c}\text{o}\text{s}\phi {}_u\sin (\omega t)\\ i=\sqrt{2}{\rm I}\sin (\omega t+\phi {}_i)\\ =\sqrt{2}{\rm I}\sin \phi {}_i\cos (\omega t)+\sqrt{2}{\rm I}\cos \phi {}_i\sin (\omega t)\end{array}(9)$

定义

$\{\begin{array}{cc}U{}_{\alpha }=\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_u& U{}_{\beta }=\sqrt{2}U\text{c}\text{o}\text{s}\phi {}_u\\ {\rm I}{}_{\alpha }=\sqrt{2}{\rm I}\sin \phi {}_i& {\rm I}{}_{\beta }=\sqrt{2}{\rm I}\cos \phi {}_i\end{array}(10)$

则逆变电源输出的有功和无功功率[5]为

$\{\begin{array}{l}{\rm P}=U{\rm I}\cos \phi =U{\rm I}\cos (\phi {}_u-\phi {}_i)\\ =\frac{1}{2}(U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\beta }+U{}_{\alpha }\cdot {\rm I}{}_{\alpha })\\ Q=U{\rm I}\sin \phi =U{\rm I}\sin (\phi {}_u-\phi {}_i)\\ =\frac{1}{2}(U{}_{\alpha }\cdot {\rm I}{}_{\beta }-U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\alpha })\end{array}(11)$

采用基于DSP的数字控制技术。通过将u,i进行傅立叶分解,上述计算式数字化后得到

$\{\begin{array}{l}U{}_{\alpha }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}u}(n)\text{c}\text{o}\text{s}n\\ U{}_{\beta }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}u}(n)\text{s}\text{i}\text{n}n\\ {\rm I}{}_{\alpha }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}i}(n)\text{c}\text{o}\text{s}n\\ {\rm I}{}_{\beta }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}i}(n)\text{s}\text{i}\text{n}n\end{array}(12)$

式中:N为一个正弦周期采样次数。

在上面的并联均流的控制措施中,对电压进行调节要用到有功调节量ΔP和无功调节量ΔQ,功率计算就显得比较繁琐,为快速而准确地检测出逆变器的有功、无功功率,现对上式再作进一步的分析。通常,作逆变器的波形控制时,可以保证φu很小;又常采用输出电压的均值反馈,故输出电压的幅值变化也不大,由此可以得到如下推导:

$\begin{array}{l}U{}_{\alpha }=\sqrt{2}U\cdot \sin \phi {}_u\\ [JX-*2]=\frac{1}{\text{π}}[JX*2]{\displaystyle {\int }_0^{2\text{π}}u}\cdot \cos (\omega t)\cdot \text{d}(\omega t)\approx 0\end{array}(13)$

$\begin{array}{l}U{}_{\beta }=\sqrt{2}U\cdot \cos \phi {}_u\\ [JX-*2]=\frac{1}{\text{π}}[JX*2]{\displaystyle {\int }_0^{2\text{π}}u}\cdot \sin (\omega t)\cdot \text{d}(\omega t)\\ \approx \sqrt{2}U={\rm K}\end{array}(14)$

$\{\begin{array}{l}{\rm P}=U{\rm I}\cos \phi \approx \frac{1}{2}U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\beta }=\frac{1}{2}{\rm K}\cdot {\rm I}{}_{\beta }\\ Q=U{\rm I}\sin \phi \approx -\frac{1}{2}U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\alpha }=\frac{1}{2}{\rm K}\cdot {\rm I}{}_{\alpha }\end{array}(15)$

这样不必计算P,Q,而用Iα,Iβ就可以简单快捷地实现负载电流的均分和环流的抑制。

2.4 并联系统的均流控制

图3所示为单模块UPS控制系统的结构框图。

图3中,内环是瞬时值电压反馈控制环,实现对输出电压的波形进行控制;外环是一个输出电压的平均值反馈环,在此基础上,通过检测到的输出电流io和所有模块的io的平均值ioav,将这两个电流通过AD采样后进行分解,分别得到了它们的Iα,Iβ。由瞬时电流平均值的分量Ioavα、本机电流的分量Ioα去补偿逆变器输出电压的幅值;由瞬时电流平均值的分量Ioavβ、本机电流的分量Ioβ去补偿逆变器输出电压的幅值,从而抑制在逆变器之间流动的环流。

3 实验结果

将上述控制思想应用于两台功率容量为3 kV·A模块化UPS实验样机中,并联控制系统采用TI公司生产的数字信号处理器TMS320F2812作为主控芯片,完成逆变器的电压瞬时值、均值反馈,锁相控制等。每台UPS电源的主要参数为:输入电压范围是三相AC 330～430 V,(50±4)Hz,容量3 kV·A,开关频率20 kHz,输出电压是单相AC 220 V/50 Hz,直流母线电压±540 V。图4～图6分别给出了2台UPS并联空载、带线性满载波形、带非线性满载波形。电流波形采用电流霍尔测量,20 V对应6 A的比例。

两机输出电流差是环流的2倍,可见,采用这种新型的数字均流控制策略的2台UPS并联系统在空载、带线性负载、带非线性负载情况下,各模块UPS间负载电流的均流性效果较好,环流较小。

4 结论

本文经过分析、推导,采用新型的数字均流控制技术,通过在2台输出功率为3 kV·A的模块化UPS并联系统上进行了实验研究。该实验研究表明,采用本文提出的功率检测技术对逆变器并联系统进行环流抑制控制,可以获得良好的并联均流特性,并联系统具有良好的长期工作稳定性。采用这种环流抑制控制策略,控制方案简洁,实用,并联均流效果好,具备实用价值。

摘要：较详细地阐述了一种模块化UPS并联系统的数字均流控制技术,给出了并联系统的结构,通过对并联系统环流、功率调节特性、并联系统数字功率检测技术分析,得到一种新型的功率检测方法。通过对并联系统的瞬时平均电流和各个逆变模块的输出电流检测,并对这两个电流进行分解,以电流的分解量进行反馈调节控制输出电压幅值和相位,以实现模块化UPS并联系统的均流控制,实验结果证明了该控制技术的有效性。

关键词：并联UPS,环流,功率检测,均流控制

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模块并联 篇6

随着非线性负载在配电网中的应用日益广泛,电能质量严重恶化,而工业发展对电能质量提出了更高的要求,对电网谐波的限制也越来越严格[1]。有源电力滤波器(APF)理论上可以补偿任意次谐波电流和无功功率,具有良好的动态性能,受到广泛的关注。但因其造价和技术原因,特别是容量的问题,在大功率应用领域受到制约[2,3]。目前,大容量APF的研究取得了较多成果,如混合型APF,但因其无源部分参数设计难度大,而且容易发生谐振等缺陷,缺乏通用性;多电平APF具有单机容量大的优点,但电路控制不仅复杂而且可靠性要求很高,价格也偏昂贵。多模块并联APF则比较灵活,可以应用于不同容量的谐波抑制场合,而且有利于标准化大规模生产[4,5,6]。

利用现有的小容量APF的成熟技术,通过模块化并联的方式来解决大容量谐波补偿问题成为研究的热点。对于模块化APF,谐波电流检测算法主要是基于瞬时无功功率理论的p-q法和ip-iq法[7],但当系统电压为非正弦信号时,以上方法均会产生很大检测误差,甚至不能正常检测[2]。

本文提出基于自适应检测算法的按容量比例均流控制策略,自适应检测算法能够抑制非正弦电压信号对电流检测的影响;按容量比例均流控制策略不仅可以有效抑制谐波电流,而且大大增加了系统的可靠性和安全性。理论分析和仿真结果验证了所提出控制策略的有效性。

1 模块化APF并联系统的运行方案及稳定性分析

现阶段APF的模块化研究中,主要有以下实现方案。

1)多个电力电子器件串并联扩容。这种方式下,主电路拓扑结构和控制策略不会发生太大的变化,但器件的均压均流问题将成为一个难点,因此在实际的使用中,这种方法并不常用[8]。

2)多台小容量APF串并联扩容。每台APF具有独立的补偿能力,易于实现。针对不同的电流检测和控制策略可以分为集中控制和分布式控制。集中控制[9]使用一套电流互感器检测,通过中心控制单元,分配每台APF的补偿指令电流;分布式控制采用多组电流互感器,每台APF可以独立工作,根据互感器的安装位置不同分为:(1)安装到该模块补偿电流注入点靠近负载侧;(2)均安装于负载侧[5]。

集中控制仅使用一套检测装置,可以节省成本,但会降低系统的可靠性,给整套系统的安全运行带来隐患。分布式控制的安全性远远超过了集中控制,而且更有利于扩容。采用均流控制策略,当出现随机故障时,不会影响整套系统,可以实现冗余控制。本文采用方案2的结构模式,如图1所示。

主电路由N台APF并联组成,直流侧电容并联在一起,使用一组直流电容器。图中:ij(j=1,2,…,N)为第j台APF的输出电流;Lj为第j台APF的平波电抗;is,ic,il分别为电网电流、总谐波补偿电流和负载电流。模块化APF工作时,各APF根据控制电路的指令电流,产生补偿电流,注入电网来抵消负载产生的谐波电流。

图2为模块化APF的等效电路。图中:Z为电网的等效阻抗;uk为理想系统电压源与等效阻抗之间的电压;PI为比例—积分控制器;uj,irefj,Zj(j=1,2,…,N)分别为第j台APF的输出电压、指令电流和交流侧电感阻抗。由于每个APF的容量参数特性一致,满足Z=Z1=…=ZN。

由文献[5]可以得到总谐波补偿电流ic到总指令电流id的传递函数为:

式中:Z(s)=sL;系统阻抗Zs(s)=sLs;K(s)=Kj(s)=uj(s)/(irefj(s)-ij(s))。

系统闭环特征方程为:

由对K(s)的定义可知,其中包含PI控制器,脉宽调制(PWM)逆变器的传递函数为:

式中:k1为逆变器的增益;Td1=10-7为控制信号的延时;kP和kI为PI控制器的比例系数和积分系数;N(A)为PWM逆变器的描述函数;A为输入三角波的正弦控制信号的幅值;k′为三角波的斜率;h为三角波宽度的一半。

由于Z(s)=sL,Zs(s)=sLs,将式(4)代入式(3)化简可得:

令

这里以2台APF为例进行说明,L=5×10-4H,Ls=2×10-5H,k1=1 000,kP=10,kI=2。由Nyquist曲线图可知,系统G(jω)和曲线没有交点,模块化并联系统是稳定的。

2 自适应谐波检测算法

APF谐波电流补偿性能的好坏,很大程度上取决于谐波检测算法。本文引入了自适应谐波检测算法,可以抑制电压谐波对电流检测的影响,具有快速可靠的优点。

以A相电压为例,由文献[10]采用误差反向传播学习算法,k步训练后的参数为:

式中:xi为相应神经元的输入;yv=wv1x1+wv2x2为神经元的输出;Vsa为A相的系统电压;η为学习率。

文献[10]中的学习率η为常量,影响参数学习的收敛速度。本文采用了变学习率的自适应学习算法,学习率定义为:

式中:m′和α均为比例系数,0<α<1。

由此,学习率可以根据误差变化情况来调节,能够加快参数的收敛速度。得到与A相基波电压同相位的单位正弦和余弦信号:

式中:αa为A相基波电压的初相位;电压的基波分量v1和与之正交的分量v1′分别为v1=wv1x1+wv2x2,v1′=wv1x2-wv2x1;wv1和wv2为滤波后的常量部分。

三相四线制配电系统中,当存在不平衡负载时,负载电流ila,ilb,ilc中会含有零序分量,因此在检测电流之前,先要剔除其中的零序分量。剔除零序分量后的三相电流为:

式中:x=a,b,c;零序电流i0=(ila+ilb+ilc)/3。

定义电流的目标函数为:

式中:误差函数eia=ila-yi;yi为电流检测中神经元的输出。

根据上述的自适应学习算法,可以得到基波电流以及电流的幅值为:

式中:x3和x4为电流检测神经网络的输入。

三相基波电流的平均幅值为:

则平衡的三相基波电流分别为:

因此得到需要补偿的三相电流为:

3 模块化均流控制策略

有关模块化补偿控制策略的研究有很多,根据指令电流的不同可分为按谐波次数补偿和均流补偿2类策略。而在实际工程应用中,最大的障碍在于数字信号处理器的速度和存储空间的问题。对于指定次谐波补偿策略,随着谐波次数的增加,相应需要增加多个指定次电流谐波的谐波指令,大大耗费了处理器的资源,致使补偿精度不高,甚至无法达到谐波补偿的标准[11,12]。

本文采用按容量比例补偿的均流控制策略。均流控制的指令电流易于得到,耗费处理器和存储空间都相对较少。由于每台APF容量、阻抗特性一致,则易于实现APF的冗余控制,有利于APF的长期运行,从而提高了系统的安全性。并联模块化均流控制图如图1所示。

设负载谐波电流有效值总和为Ih,有N台APF可供使用,单台APF最大补偿电流为IAPF。id为检测到需要补偿的电流,且满足

首先,考虑到实际并联APF容量的利用率,当所需要的APF系统的并联台数为m(m<N)时,应满足:

则均流补偿的指令电流为:

剩余的N-m台APF,当运行中出现故障或者负载容量增大时可以作为备用冗余,只需要调整每台APF的控制指令电流。

其次,考虑到所需要的APF系统的并联台数为N,即满足:

则均流补偿的指令电流为:

最后,当

考虑到每台APF自身的容量,从参考电流的角度提出了按容量比例补偿的均流控制策略,处理后的指令电流为:

式中:j=1,2,…,N;irefj为按容量比例均流补偿策略处理后每台APF的电流指令。

再考虑到模块化并联系统的安全性问题,当其中n(0≤n<N)台APF出现故障,或者负载谐波电流ih突然增大时,系统的APF可能出现过流,而且要保证每台APF容量的利用率,则输出补偿的指令电流为:

上述按容量比例补偿的均流控制策略不会增加拓扑结构和控制的复杂性,但可以大大提高系统的安全性和稳定性。

4 仿真分析

为了验证自适应谐波检测算法在非正弦电压下仍然能准确地检测出谐波电流,在MATLAB下进行了仿真研究。

仿真中采用传统神经网络检测算法[10]和自适应谐波检测算法对参考信号分别进行跟踪。畸变的电压波形如图3所示。图4为电流的跟踪曲线。可以看出,本文提出的检测算法比传统的神经网络检测算法收敛速度更快。

基于上述检测算法搭建了2台APF并联系统,具体参数如下:电网电压为380V/50Hz,内阻抗为0.02Ω,10μH;滤波电抗器的阻抗为0.2Ω,0.5mH;直流侧电容为10 000μF,电压值为1 000V;三相负载1电阻为2.5Ω,电感为5 mH;三相负载2电阻为5Ω,电感为8mH;单相整流桥电桥电阻为10Ω;三相不平衡负载电阻分别为5,10,15Ω,以此模拟了不平衡负载。

假设每台APF额定电流为25A。仿真中通过负载1与负载2的接入与切出模拟负载电流的变化。图5(a)—(c)分别为A相节点电压、负载电流和中线电流的波形。由图可知,负载电流已严重畸变,含有大量谐波电流,总谐波电流有效值为40A。

2台APF在0.04s同时投入工作。2台APF总的额定补偿电流为50A>40A,所以每台APF的控制指令信号是谐波电流的一半。图6(a)—(c)是2台APF运行时的系统电流、中线电流和直流侧电压的波形。由图可知,三相电流和中线电流都得到很好的补偿,直压侧也能稳定在1 000V左右,每台APF输出电流的有效值为19.76A。

0.14s时,其中一台APF出现故障而停止工作,另一台APF单独工作。单台APF的最大补偿电流仅为25 A,而谐波电流有效值为40 A,则0.14s后采用按容量比例均流的控制策略。补偿后系统电流、中线电流和直流侧电压波形如图7所示。

图8是APF输出电流有效值波形。可以看出,单台APF在0.14s后以额定补偿电流输出,最大程度地消除谐波电流,其输出电流的有效值为24.36A。在大容量环境下,如果不根据负载电流按容量合理分配,会出现APF容量利用率降低或者过流的情况,因此选择按容量比例均流控制策略是必要的。

图9(a)—(c)分别是负载电流、2台APF同时工作时系统电流以及0.14s单台APF按容量均流控制策略补偿系统电流的频谱分析。由图可知,该策略不仅可以很好地补偿谐波电流,而且当其中一台APF出现故障时,也会使其他的APF尽量补偿更多的谐波。

5 结语

本文对大容量APF模块化方法进行了研究,提出了一种新型的自适应谐波检测算法。该算法不仅可以抑制非正弦电压对电流检测的影响,而且比传统的神经网络算法收敛速度更快,更适合APF的谐波检测。其次提出了按容量比例均流控制策略,不仅易于扩大系统的容量,而且显著提高了系统的安全性。最后分析了并联APF模块化系统的稳定性。理论分析和仿真结果证明,大容量模块化APF适用于大容量谐波的补偿和抑制,而且具有较高的安全性和稳定性。今后将在样机中实验,进一步验证这种模块化控制策略的有效性。

摘要：针对大容量非线性负载谐波补偿问题,提出了基于自适应谐波检测算法的有源电力滤波器(APF)模块化控制策略。自适应谐波检测算法不仅可以抑制非正弦电压对电流检测的影响,而且能够快速跟踪谐波电流。基于容量的比例均流控制策略具有补偿灵活,易于实现冗余控制的优点;当补偿量超过装置容量时,根据自身容量对谐波进行补偿。最后对模块化并联系统进行了稳定性分析。理论分析和仿真结果表明,所提出的APF模块化控制策略适合于大容量谐波补偿,并且可以提高系统的稳定性和安全性。

关键词：有源电力滤波器,自适应谐波检测,模块化,均流控制

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模块并联 篇7

多逆变模块并联方式的逆变电源系统,可以满足不同的负载功率需求,有冗余备份功能,可靠性高,易于扩展,维修方便,是目前大功率、高性能逆变器的一个发展趋势。目前,实现逆变器并联的控制方法很多如:集中控制方式、主从控制方式、分散逻辑控制技术、无互联独立控制方式等[1,2,3,4,5]。在分析和借鉴上述并联控制方案利弊的基础上,在实践中摸索和采用了一种基于数字信号处理器(DSP)的无主从的并联控制方案。与其他并联方式相比,无主从模块的并联方式有以下优点:

a.各逆变模块只需检测自己的输出电压、电流,以及负载母线上电压的相位和频率,就可以实现各模块的输出电压同步和功率均分控制;

b.各模块完全等价,没有主从之分,模块之间相对独立,既可并联运行,也可单模块独立工作;

c.构成并联系统时不用附加额外的控制模块,通过模块间的少量信号线(CAN总线)实现各模块之间的参数传递,以及与监控模块通信。

1 功率均分与有功、无功控制原理

图1是2个逆变模块并联向同一负载供电的电路模型[6]。其中,U1∠φ1、U2∠φ2和I1、I2分别为2个逆变模块的输出电压和电流,Z为负载;UL∠0°为负载电压,其中UL为负载电压有效值;jX为线路阻抗。

可设:1号逆变模块供给负载的复功率为

输出电流为

故

由此可得出输出有功功率P和无功功率Q分别为

由于一般逆变模块输出电压U1∠φ1和负载电压间的相位差φ1很小,即sinφ1≈φ1,且令U1=k1UL,则

令U2=k2UL,则2号逆变模块的输出功率为

由式(5)和式(6)可以看出,单逆变模块的输出有功功率主要取决于功率角φ1和φ2,而输出无功功率则主要取决于输出电压幅值(U1,U2),因此可以采用有功调相、无功调幅的方法实现有功和无功的调节,只要保证各逆变模块的无功功率和有功功率一致,就可以实现并联控制。

2 控制实现方案

2.1 系统结构框图

系统结构框图如图2所示。

采用TMS320LF2407A作为并联系统的核心控制单元,利用其中的CAN总线单元实现各逆变模块之间的通信和与监控模块的通信,而无均流互联线。同步信号产生电路产生与负载母线上电压同频率、同相位的方波同步信号。电压和电流采样电路用于DSP对逆变模块输出的电压和电流进行瞬时采样,实现恒压控制和保护。

2.2 逆变并联控制框图及实现功率均分控制

双逆变模块并联控制系统框图如图3所示。

DSP对逆变模块的输出电压和电流进行瞬时采样,并计算出本模块的电压和电流有效值、有功功率和无功功率,且通过CAN总线,发送出本模块的电压、电流、有功功率、无功功率、频率等参数;同时获得其他模块的相应参数[7,8,9,10,11,12,13,14]。这样可以方便地计算出所有并联逆变模块的有功功率均值和无功功率均值。本模块的有功功率与并联模块的有功功率均值的误差信号经过PI控制,PI调节器的输出与基准频率fR相加,用以调整本模块的频率,也就调整了本模块电压相位。据此,实现所有并联逆变模块输出的有功功率相等。

本模块的无功功率与所有并联逆变模块的无功功率的平均值的误差信号,也经过PI环节,并与基准电压UR相加,确定本模块的电压幅值,从而实现所有并联逆变模块输出的无功功率相等。其中,当2个PI控制器的输出为0时,则完全由基准频率fR和基准电压UR确定本模块的输出频率和电压幅值。本系统中,fR=50 Hz,UR=220 V。

2.3 有功与无功检测

设单相逆变电源的瞬时电压为

u=Umsinωt (7)

瞬时电流为

其相位关系如图4所示。

因此,无功功率可表示为

并联运行时,各逆变电源输出电压是强制一致的,Imsinφ直接反映了各机所承担的无功功率信息。

为获得Im sinφ,可用如下方法:在图4中相电压u的T/4～3T/4内,对相电流i积分,令k=1/ω,可得:

式(10)直接反映了无功分量。在相电压u的0～T/2内,对相电流i积分,可得:

由式(10)(11)可解出无功分量和有功分量。

2.4 并机及同步锁相控制[15]

并联控制中,任一逆变模块开机时,DSP的捕获单元捕获由同步信号产生电路输入同步信号。有同步信号时,说明有其他模块已开机且负载母线有电压,DSP对同步信号进行锁相,当锁相稳定且误差很小时,闭合输出继电器;无同步信号时,则直接闭合输出继电器,输出电压频率为50 Hz。

锁相环[3]控制框图如图5所示,其中φi为逆变模块输出电压的相位,φ为负载母线上电压相位。TR为基准周期,即当PI控制器K1+K2/s输出为0时的逆变模块输出电压周期,本系统中TR=20 ms。当锁相稳定时,可以实现φi=φ。即逆变模块输出电压相位可以完全跟踪负载母线电压的相位。

3 实验结果

为验证上述理论分析,设计了2台样机,每台逆变器的容量为3 kV·A,开关频率为20 kHz,输出额定电压为220 V/50 Hz。LC滤波电路参数:L=0.5mH,C=80μF。实现了2台逆变器的并联,图6为阻性负载时的实验结果,2台逆变器输出电流分别为13.2 A、13.4 A。其中,图6(a)为负载母线电压波形,图6(b)为2台逆变器输出的电压波形,由安捷伦双通道数字示波器测得。

只要CAN总线通信能力能满足系统要求,利用上述原理和方法,逆变器并联数量是没有限制的,而且很容易的实现(N+X)冗余热插拔并联系统。

4 结论