并联均流

并联均流（通用5篇）

并联均流 篇1

1 引言

在大功率电源系统中,如果采用单台电源供电,该变换器势必处理巨大的功率,电应力大,给功率器件的选择、开关频率和功率密度的提供带来困难,并且一旦单台电源发生故障,则导致整个系统崩溃。采用多个电源模块并联运行,提高电源的容量和可靠性是电源技术发展的一个方向[1,2]。

然而在实际使用中并不能简单地把各电源模块并联使用就可以让电源平均承担功率,这是由于各电源模块的特性并不一致。一方面,各电源模块的输出电压调整不可能完全相等,那么输出电压较高的模块将会提供较大甚至全部的负载电流;另一方面,即使两个电源模块的输出电压调整完全相等,也会由于两者不同的输出阻抗及其随时间和温度不同产生的变化,将造成两个电源模块的负载电流不平衡。其结果必然使电源可靠性降低,寿命减小,因此在电源并联系统中需要使用均流措施,来保证模块间电流应力和热应力的均匀分配,防止单个电源模块运行在电流极限值状态[3,4]。

2 传统的模拟控制均流方法[2,3,4,5]

传统的均流方法以模拟控制为主,方法多种多样,其均流精度及均流原理也是各不相同。其中常用的有外特性下垂法、主从设置法、平均电流法、最大电流法等。

2.1 外特性下垂法

外特性下垂法又称改变输出阻抗法,是最简单的一种均流方法。其实质是利用各单元模块自身的电流反馈信号,调节单元模块的输出阻抗,使外特性的斜率趋于一致,达到并联模块均流的目的。该方法易于实现和扩展,属于开环控制,小电流时均流效果差,大电流时效果较好,一般应用于均流精度大于或等于1 0%的场合。而且外特性下垂法是以降低电压调整率为代价来获取均流,系统电压调整率差,因此在电压调整率要求较高(等于或小于3%)时,一般也不采用该方法。

2.2 主从设置法

主从设置法是在并联的若干个电源模块中选择一个作为主模块,而其余作为从模块跟随主模块工作。主模块工作于电压型控制工作方式,从模块工作于电流型控制工作方式。主模块误差电压决定整个系统的误差电压,通过各自的电流反馈控制,使所有的模块分担相同的负载电流。该方法是由电压环和电流环构成电流控制型的双环控制,均流精度很高。但主从模块间必须有通讯联系,使整个系统变得复杂;如果主模块失效,则整个电源系统不能工作,不适于冗余并联系统;电压环的工作频带宽,易受外界噪声干扰。

2.3 平均电流法

平均电流法需要用一根公用电流母线(均流母线)连接所有单元模块,而各单元模块的电流放大器的输出端都通过1个电阻接到均流母线上。该方法均流效果较好,精度高。但由于引入了均流母线,致使系统的可靠性下降。当均流母线短路或接在母线上的某个单元模块出现故障时,将导致均流母线电压降低,使得其它单元模块的输出电压下降,甚至达到其下限值,造成整个系统发生故障,可靠性较差,且不适于冗余并联系统。

2.4 最大电流法

最大电流法又称自主均流法,是一种能自动设定主模块和从模块的方法。这种方法在结构上与平均电流法相似,只是将后者与均流母线相连的电阻换成了二极管。由于二极管的单向导电性,只有输出电流最大的单元模块的电流信号能使二极管导通,与均流母线相通,使得均流母线上的电压反映的是各单元模块中输出电流最大模块的电流信号,从而实现了主模块的自动选择,而其他模块则成为从模块。系统运行时,并不固定某个模块为主模块,而是随时根据实际情况,自动选择电流最大的模块作为主模块,解决了主从设置法中主模块发生故障而导致整个系统瘫痪的缺点,实现了系统总电流在各单元模块中的精确分配。而且该方法能将故障单元模块自动隔离,便于实现系统冗余和热插拔,提高了系统的可靠性。但由于主模块二极管的导通电压存在离散性,使主模块的均流总有误差,而从模块的均流效果较好。目前Unitrode公司推出的负载分配控制器UC3902、UC3907等都是基于该方法的基本原理开发的均流控制芯片。

3 数字化均流

各种传统的模拟控制均流方法都存在一定的固有缺陷。随着数字技术的发展和嵌入式处理器(单片机、DSP、ARM等)的普及,若将其应用于均流控制,研究出新一代的数字化均流方法无疑成为电源技术发展的新方向[6,7]。

数字化均流是一种以软件控制为主的强迫均流方法,通过以嵌入式处理器为控制核的监控模块实现均流控制的方法。具体工作原理如下:监控模块采用适当方式实时对所有并联单元模块及整个系统的电压、电流值等进行采样,控制核通过软件求得系统平均电流值,并在预先设定的系统精度内与单元模块电流值比较,若不符合要求,控制核选定相应的单元模块发出指令,并通过一定的驱动电路微调其输出电压,从而改变各单元模块的输出电流,重复检测及调节过程直至满足精度要求[1,6,7]。

4 基于单片机数字化均流的开关电源并联系统的实现

4.1 系统概述

为简化系统设计,只对两路D C-D C开关电源模块构成的并联系统进行数字化均流,系统框图如图1所示。其中D C-D C单元模块采用开关电源常用芯片LM2576-ADJ实现,而监控模块以51系列单片机为控制核,并包含ADC、DAC、显示等子模块。由于本系统的程序量较大,监控模块的控制核采用STC89C58芯片;为全面显示各单元模块及整个系统的电压、电流值,显示模块采用LCD12864;为确保整个系统的精度和节省单片机的I/O资源,采用TI公司的12位串行模数转换器TLC2543对各单元模块及整个系统的电压、电流值实时测量,并采用TI公司的12位电压输出型的4线可变串行接口数模转换器TLV5616输出控制信号给单元模块的反馈控制端,对各单元模块的输出电压进行微调,从而实现电流的分配。

4.2 DC-DC单元模块

采用开关电源芯片LM2576-ADJ实现额定输出功率为1 6 W、输出电压为8 V的D C-D C单元模块,电原理图如图2所示。其中,Vi和Vo分别为单元模块的输入、输出端;D1为两个肖特基二极管MBR20100并联构成的续流二极管;L1为储能滤波电感;L2与C2、C3、C4、C5构成π型滤波器增强滤波效果;Vrf为反馈控制端,接至DAC模块的输出端,可改变单元模块的输出电压;BH为过流保护控制端,为高电平时单元模块工作,否则关断,起保护作用;Rs为单元模块的输出电流采样电阻。

4.3 监控软件设计

数字化均流主要是通过软件实现电流的分配,其程序流程如图3所示。

该系统除了使两单元模块输出电流均流,还扩展了故障检测功能,当Io≥4.5A时,输出过流保护信号BH,使单元模块停止工作,延迟数秒后解除保护。而实测时,当电流为4.51A时,过流保护启动,与软件设定基本一致。在均流程序中,通过设定允许误差范围,可以确定电流分配的调整精度,但允许误差范围不能设的太小,否则调节时间过长。而且由TLC2543测得的总电压及模块电流都应采用多次测量求平均值,并用一次曲线拟合的方法进行处理,否则调整频率过快,测量误差较大。在对两路TLV5616模块的输出电压进行微调时,只需对电流大的模块的控制字加1,而对另一模块减1即可。

4.4测试结果

通过改变负载,实测系统的输出电流及其精度,其测试结果如表1所示。由此可以看出,数字均流的精度较高,每个单元模块的输出电流相对误差的绝对值不大于2%。

5 结束语

实践表明,数字均流能较好地实现各单元模块间的均流,精度高,而且其扩展性强,在需要增加并联单元模块数量时,硬件上只需对监控模块做相应扩展,而重点是对软件部分进行修改。

数字化均流具有如下特点[[1,6,7]:

(1)软件控制方式易于实现,控制方法灵活,通用性强,均流精度高;

(2)既可简化硬件电路,又可不改变硬件通过修改软件来实现系统升级,实用性更强;

(3)容易实现故障单元模块的隔离,便于实现系统冗余和热插拔,系统的可靠性高;

(4)可提供实时故障查询和诊断,既便于维护又可实现远程系统监控;

(5)可与各种先进的控制方法和智能控制策略相结合,提高电源的智能化程度;

(6)依赖监控模块,如果监控模块失效,则系统崩溃;

(7)在均流精度要求高时,其瞬态响应较差,调节时间长。

参考文献

[1]张天芳.开关电源的并联运行及其数字均流技术[J].海工学院学报(自然科学版),2006.3,15(1):29-32.

[2]韦聪颖,张波.开关电源并联运行及其均流技术[J].电气自动化,2004,26(2):13-15.

[3]马骏,杜青,罗军等.一种开关电源并联系统自动均流技术的研究[J].电源技术,2011.8,35(8):969-973.

[4]施三保.开关电源的分布式并联均流技术概述[J].船电技术,2006,(8):19-23.

[5]高玉峰,胡旭杰,陈涛等.开关电源模块并联均流系统的研究[J].电源技术,2011.2,35(2):210-212.

[6]赵承滨,王明杰,李伟等.基于DSP的大功率电源外部均流控制研究[J].煤矿机械,2010.2,31(2):34-37.

[7]李敏.电源并联系统数字化均流的研究[J].通信电源技术,2007.3,24(2):13-14.

模块电源并联常用均流方法及比较 篇2

1 输出阻抗法

输出阻抗法也叫电压调整率法,它是通过调节模块电源电路自身的输出阻抗来改变模块电源的输出电流,从而实现电流均等。

每个模块电源都具有一定的差异性,当模块电源输出电流变化量为ΔI时,模块电源的负载电压随之变化量为ΔU,则模块电源的输出阻抗R=ΔU/ΔI,R也是模块电源的电压调整率。

多个模块电源并联的系统中,负载电流IR=I1+I2+I3+…+In,当负载电压为Uo时,系统将按照每个模块的输出阻抗,来自动分配负载电流,模块之间的电压调整率不等,模块所分配到的电流也不同。模块的输出阻抗越大,电压调整率越大,分配到的负载电流也就越小;模块的输出阻抗越小,电压调整率越小,分配到的负载电流也就越大。输出阻抗法就是尽可能地调整各个模块电源的输出阻抗,缩小模块电源之间电压调整率的差异,从而达到均流的目的。

输出阻抗法是依据开环控制的均流方法,其缺点是在并联系统中,每个模块电源都要根据自身的输出阻抗单独调整,而且输出阻抗法针对小电流的均流特性比较差。同时,元器件的容差、老化和物理条件的改变等很多因素会导致电流分配的不均匀性。并联的模块电源系统在运用输出阻抗法实现了电路均流后,随着电源系统某个元器件的变化,电流分配又会变得不均匀。因此,使用输出阻抗法获得均流的系统电压调整率比较差。

2 主从控制均流法

主从控制均流法是在多个模块电源并联的系统中,将其中一个模块设置为主模块,其他模块都是从模块。所有从模块都以主模块的输出电压误差作为电流基准,跟随主模块分配各自的负载电流。因此,并联的模块电源系统中的主模块和若干个从模块,按照同一个电压值对电流进行调制时得到相同的结果,从而能得到相同的输出电流。

主从控制均流法的均流精度比较高,但是,系统各个模块电源之间的通信线路比较复杂。而且由于主模块是设置好的,系统十分依赖主模块,当主模块发生故障,整个系统也就会发生故障。因此,主从控制均流法并不适合对冗余性要求比较高的模块电源并联系统中。此外,系统很容易受到外界干扰,由于所有模块的均流都是按照一个误差电压值来调制的,系统受到干扰时会导致均流发生比较大的偏差。因此,采用主从控制均流法时,均流母线带宽要尽可能窄,同时也要保证各个模块之间的连接比较短。

3 最大电流自动均流法

最大电流自动均流法与主从控制均流法有相似点,只是最大自动均流法的主模块不是固定的,而是可以自主设定的,因此,它也被称为自动主从控制均流法。它是从所有并联的模块电源中,自动比较识别输出电流最大的模块电源,将其设置为主模块,其他模块为从模块。各个从模块电源根据自身与主模块电源的电压误差,校正输出电流。

最大电流自动均流法的控制电路原理图如图1所示。

图1中,Vr’是由基准控制电压Vr和均流控制电压Vc计算得出的,它与反馈电压Vf经过电压放大器放大后,得到电压误差Ve来控制PWM整流控制器。Vi为电流放大器的输出信号,它和模块电源所提供的负载电流成正比。Vi与均流母线电压Vb经过均流控制器得到均流控制电压Vc,从而控制负载电流。

由于图1中二极管是单方向导通的,电流只能从电流放大器的输出端流向均流母线,只有电流放大器输出电流比其他模块电源电流放大器输出电流都大的那个模块电源的二极管才能导通,均流母线与该模块电源均流控制电路中的a点相连。电流放大器输出电流与模块电源输出电流是成正比的,因此,均流母线电压Vb会跟随输出电流最大的模块电源的控制电路中的Vimax。

在多个模块电源并联的系统中,如果某个模块电源的输出电流超过其他模块电源的电流,电流放大器的输出值Vi会上升成为最大的,并且该模块二极管导通,连接均流母线。此时,这个模块自动成为主模块,其他模块为从模块,均流母线电压Vb等于Vimax,即该模块的电流放大器输出值为Vi。各个从模块的电流放大器输出值Vi与Vb比较,通过均流控制器调整均流控制电压Vc,从而得到电压误差Ve来控制PWM整流控制器,实现自动均流。

在使用最大电流自动均流法时,电流放大器输出电流与模块电源输出电流成正比,由于二极管是单向导通的,所有模块电源中,只有电流放大器输出电流最大的模块电源的二极管才会导通,这个模块电源就会成为系统的主模块。如果有一个新的模块电源的输出电流超过了主模块电源的输出电源,那么这个模块会成为新的主模块,原来的主模块会设置成从模块。各个模块电源通过比较输出电流的大小,调整放大器的基准控制电压,从而实现输出电流的均匀分配。

4 平均电流自动均流法

平均电流自动均流法的控制原理图与最大电流自动均流法比较相似,最大电流自动均流法使用二极管连接电流放大器与均流母线,而平均电流自动均流法则是使用电阻将电流放大器与均流母线相连接。

在平均电流自动均流法的控制电路中,并联的各个模块电源的电流放大器输出端与公用均流母线上中间都有一个电阻R,各个模块电源的负载电流通过各自的窄带电流放大器,得到与自身电流信号成正比的电压信号,并且经过电阻值相同的电阻R与均流母线相连。当电流放大器的输出电流为0时,电阻R两端的电压为0,各个模块就实现了均流。反之,如果电阻上有压降,则系统会通过控制电压误差放大器来控制输出电流,从而实现各个模块电源之间的均流。

平均电流自动均流法的均流精度比较高,但是,可靠性和冗余性却不是很好。如果均流母线短路,母线电压下降或者模块电源输出电流达到上限时,模块电源的输出电压下降,会导致模块电源系统发生故障。

5 热应力自动均流法

热应力自动均流法根据模块电源的输出电流和温度设置各个模块电源的输出电流。热应力自动均流法的回路带宽较窄,能够较好地屏蔽噪声。但是,使用热应力自动均流法时,系统中每个模块电源所处的外部环境有差异,导致均流精度不高。

6 外加均流控制器均流法

并联的模块电源系统由多个模块组成,可以为每一个模块电源加上一个外加均流控制器,检测各个模块电源的输出电流,从而比较发现各个模块电源之间电流不均衡的情况,并根据模块电源之间输出电流的差异产生一个反馈信号,来调节各个模块电源的输出电流,从而实现各个模块电源输出电流的均流。

如果并联系统中有一个模块电源发生故障,外加均流控制器会自动识别,并断开该模块电源与系统之间的联系,不影响系统其他模块电源的工作。剩余的模块电源能够自动实现均流,并且各个模块电源的电流不均衡度在5%以内。

外加均流控制器均流法的均流精度非常高,但是,每个模块电源都有一个独立的外加均流控制电路,这会导致整个分布式模块电源系统的拓扑结构会很复杂。并且这些控制电路要满足环路的总体要求,否则会降低整个模块电源并联系统的稳定性。

7 均流控制方案的比较及选择

前文介绍的六种常用的均流控制方法都有各自的特点,下面就简要分析这些均流方法的优点和缺点,并且找出最适合模块电源并联系统的均流方法。

输出阻抗法是一种最简单的可以实现模块电源并联系统均流的方法,它主要是依靠内部的输出阻抗或者外部的阻抗来实现各个模块间的输出电流均流。输出阻抗法的各个模块电源不需要控制总线,模块化特性比较好。但是,使用输出阻抗法实现均流时,电压调整率会下降,轻负载时电流的均衡分配特性比较差。如果各个模块电源的功率不同,则无法使用输出阻抗法实现均流,因此,输出阻抗法不适合应用在对均流精度要求比较高的模块电源并联系统中。

主从控制均流法的电路非常简单,均流精度很高也很容易实现,但是,各个模块电源之间的连线比较复杂,而且一旦主模块发生故障停止工作,系统无法很快自动设置一个新的主模块,系统的均流也会失败,因此,主从控制均流法不适合应用在对冗余性要求比较高的模块电源并联系统中。

最大电流自动均流法的均流精度很高,而且可以满足系统的冗余性要求,该方法通过调节给定电压来调节输出电流,在影响稳压精度的同时会造成系统输出电压的波动,因此,给定电压的调节范围通常被限制在某个范围内。系统中的主模块和从模块不断交替,导致各个模块电源的输出电流会存在低频振荡。当设置合理的参数时,低频振荡的影响并不大。在采用最大电流自动均流法的系统中,并联的各个模块电源通过均流母线连接,它们通过同一个电流基准值来调节自身的输出电流,从而实现系统中各个模块电源的输出电流的精确均衡分配。

平均电流自动均流法的均流精度比较高,并且很容易实现,但是在实际应用中,如果均流母线短路或者系统中某个模块电源出现故障,会导致均流母线的电压降低,可能使各个模块电源的输出电压下降甚至到达极限状态,导致整个系统崩溃。

热应力自动均流法受外界环境影响较大;外加均流控制器均流法的精度很高,但是,连线比较复杂,并且动态控制也比较复杂,使用这两种方法都会增加系统设计的难度。

8 结语

综上所述,最大电流自动均流法具有很高的均流精度,并且该方法可以满足系统的冗余性要求,因此,最大电流自动均流法相比其他五种均流控制方法,更加适合对分布式模块电源并联系统进行均流控制。

参考文献

[1]刘晓东,姜婷婷,方炜.DC/DC变换器并联均流技术[J].安徽工业大学学报(自然科学版),2013(1):54-59.

[2]张军明,谢小高,吴新科,等.DC/DC模块有源均流技术研究[J].中国电机工程学报,2005(19):31-36.

[3]张胜辉,郭海军,石文国.并联均流高频开关电源的研究[J].国外电子元器件,2004(11):20-22.

[4]郑耀添.并联均流技术在高频开关电源中的应用研究[J].微电子学与计算机,2006(6):169-171.

并联均流 篇3

开关电源以其效率高, 体积小, 重量轻等显著特点得到广泛应用。随着大功率电子设备的发展, 大容量高频开关电源的研究和开发成为当今电力电子学的主要研究内容。但受构成电源模块的半导体功率器件, 磁性材料等自身性能的影响, 单个开关电源模块的输出参数 (如电压、电流、功率) 往往不能满足要求[1]。通常在实际使用过程中将多个电源模块并联运行。但是, 由于各个模块参数的分散性, 使其输出的电流不可能完全一样, 导致有些模块负荷过重, 有些模块过轻, 这将使系统的稳定性降低, 因此, 使各并联电源模块的输出电流平均分配, 是提高并联电源系统稳定性的一个必须解决的问题。

本文探讨了大容量DC/DC模块开关电源并联运行中的自动均流技术, 研制出一种大功率直流开关电源 (其基本参数:输入电压Uin=115V±15%, 三相三相制, 频率f=400Hz±5%, 额定输出电压Uo=28V, 额定输出电流Io=300A) , 并详细讨论了其负载适应性。由于该电源的容量较大, 所以采用了模块化设计, 3个模块并联组成一个电源, 每个模块提供100A电流, 为保证电源的可靠性进行了均流控制。

2 常用均流方法

2.1 输出阻抗法

输出阻抗法也称电压调整率法或外特性下垂法, 是一种通过调节开关变换器的输出阻抗 (即调节外特性倾斜度) , 达到并联模块接近均流目的的方法[2]。当某一模块的输出电流偏大时, 电压与电流反馈的合成信号增大, 使误差控制信号减小, 使得该模块的输出电压降低, 输出电流减小, 从而实现均流。这个方法本质上属于开环控制, 小电流时均流特性差, 重载时会好一些。

2.2 主从设置法

这一方法适用于有电流型控制的并联开关电源系统中, 所谓电流型控制是指开关电源模块中有电压控制和电流控制, 形成双闭环系统。电流环是内环, 电压环是外环。主从设置法是在并联的n个变换器模块中, 人为指定其中一个为“主模块” (Master Module) , 而其余各模块跟从主模块分配电流, 称为从模块 (Slave Modules) 。主模块电压设定了整个系统的电压给定值, 通过各自的电流反馈控制, 使所有模块分担相同的负载电流。主从控制法均流精度很高, 但存在的最大缺点是一旦主控电源出现故障, 整个系统将完全失控[3]。

2.3 平均电流自动均流法

平均电流值自动均流法在各电源模块单元间通过一个电流传感器及一个采样电阻接到一条公共均流母线CSB, 均流母线的电压是N个电源模块代表各自输出电流的电压信号Ui的平均值 (即代表电源系统的平均电流) 。Ub与每个电源模块的取样电压信号比较后通过调节放大器输出一个误差电压, 从而调节模块单元的输出电流, 达到均流目的。当输出达到均流时, 输出电流I为零。反之, 则电阻R上由于有电流I流过, 在其两端产生一个电压Uab, 这个电压经过放大器输出电压, 它与基准电压Ur比较后的Ur′反馈回电源模块的控制部分, 从而调节输出电流, 最终实现均流。平均电流自动均流法不用外加均流控制器, 电路简单, 均流精度高, 容易实现。但当均流母线发生短路或者均流母线上的任一模块出现故障时, 将会使均流母线电压降低, 从而使得各模块的输出电压降低, 引起整个系统发生故障。

2.4 最大电流自动均流法

最大电流自动均流法是一种自动设定主模块和从模块的方法, 即在n个并联的模块中, 以输出电流最大的模块为主模块, 其余的模块为从模块, 它们的电压误差依次被整定, 以校正负载电流分配的不平衡, 又称“自动主从控制法”。自动均流法均流精度高, 动态响应好, 并可以实现冗余技术。

3 总体方案设计

根据300A直流电源技术要求, 电源内部采用三台单相28V/100A电源并联工作。三台28V/100A的输入采用三角形接法, 分别接入三相输入的两线间, 对两线进行有源功率因数校正, 利用均流电路, 使三相输入每相功率相等, 达到三相平衡。图1所示为内部单台电源电路原理框图。

交流电压经输入滤波器和整流滤波电路, 经过功率因数校正电路得到约420V左右的直流电压, 该直流电压施加到由电容、开关管、高频变压器电路组成的全桥功率变换电路, 控制电路控制四个桥臂交替工作, 从而把直流电压变换成高频脉冲电压, 高频变压器完成电压变换和初次级的隔离, 然后经过全波整流, 得到两倍于变压器原边频率的矩形脉冲电压, 经输出滤波器将其平滑滤波, 最后得到高质量的28V直流电源。

控制电路的作用是提供开关管基极驱动脉冲, 完成稳定的输出电压控制和对电源提供保护并发出告警信号, 它由检测比较放大电路、电压-脉冲宽度转换电路、基极驱动电路、过压、过流等保护电流电路以及均流电路等构成。

4 均流控制电路

由于平均值均流法均流母线传输的是各模块的平均电流, 与系统总电流成固定比例关系, 即均流母线的电压代表了系统的输出电流, 基本与每个模块输出电流的偏差无关, 较其它均流电路更稳定, 因此本电源选用平均电流均流法, 具体均流电路如图2所示。

图2中N1是电压误差放大器, N2是电压采样的电压跟随器, N3是电流采样放大器, 其把采集到的电流信号, 反向放大为正电压信号, N4为均流误差放大器, N5为电压跟随器, 将本模块输出电流的采样信号输出到均流母线上, 因此均流母线传输的是各模块的平均电流。当输出达不到均流时, 在电阻R上产生一个Vab, 由这个电压控制N1, 由N1再控制单元功率的输出电流, 最终使它达到均流。

5 试验结果

开关电源在分别加连续负载与脉冲负载时, 测试电源的输入电流波形, 脉冲负载下电源内部单模块电源输入电流波形如图3所示。

从图3中可以看出高频开关电源在连续负载下工作正常, 电源输入电流波形、相位与输入电压基本一致。但在脉冲负载条件下, 电源输入电流波形畸变较大, 单独测试其内部单台电源可以发现脉冲输出时其要求的瞬间电流峰值很大, 这无疑将对均流电路产生很大的冲击。

根据测试波形可以判断, 在脉冲负载情况下, 由于单台电源的瞬间电流峰值很大, 造成均流环路稳定性变坏, 导致内部三台电源的输出跳变不稳, 使得每台电源输入有源功率因数校正电路的电流波形产生畸变, 从而出现图3所示的电流输入波形。

根据以上分析, 对均流环路的元器件参数进行调整, 将电容Cx由1n/50V更改为470p/50V。改进后电源的均流环路稳定裕量加大, 使内部三台电源的输出均流效果更好。改进后电源在脉冲负载情况下, 输入电流波形如图4所示。

从上图中可以看出改进后的高频开关电源工作正常, 内部单台电源输入电流无明显尖峰, 经测试改进后的电源功率因数大于0.97, 各项指标均能较好的满足国标及用户实际使用需求。

6 结论

通过对几种并联均流技术的分析, 提出了一种按平均值电流进行均流控制的实用电路, 通过调整均流电路参数, 提高了其负载适应性, 实测结果说明了该方法改进后更好地实现了自动均流, 均流精度较高, 具有很好的实用价值。

摘要：随着电子技术的高速发展, 各种电子装置对电源功率的要求越来越大, 对电源的负载适应性要求越来越高, 这使得对开关电源并联均流技术的重要性日益增加。为此, 本文在系统地分析和总结目前开关电源主要并联均流技术原理和方法的基础上, 介绍了一种大功率高频开关电源 (28V/300A) 的并联均流实现方案, 并详细讨论了其负载适应性, 做了相关试验, 验证了电路的可行性。

关键词：开关电源,并联,均流

参考文献

[1]张胜辉, 郭海军, 石文国.并联均流高频开关电源的研究[J].国外电子元器件, 2004.

[2]郑耀添.并联均流技术在高频开关电源中的应用研究[J].微电子学与计算机, 2006.

并联均流 篇4

UPS (uninterrupted power supply)经历了40多年的发展,无论从容量、结构、性能和可靠性等方面都在发生深刻的变化,采用多个中小容量的模块化UPS构成并联冗余供电系统,可以获得容量和可靠性的双双提高。模块化UPS不仅要求提供大于等于负载容量的电能,通常还要求故障UPS模块可在线退出,修复后可在线并入系统,不影响系统连续可靠运行。

多个模块UPS并联工作,采用均流技术,各模块共同分担负载电流,一旦其中某个模块失效,其它模块再平均分担负载电流。本文较详细地阐述了一种实用的模块化UPS并联数字均流控制技术,通过对并联系统环流[1]、功率调节特性、数字功率检测技术分析,得到通过检测并联系统的瞬时平均电流和各个逆变模块的输出电流,并对这两个电流进行分解,以电流的分解量进行反馈调节控制输出电压实现模块化UPS并联系统的均流,并在2×3 kV·A模块化UPS实验样机进行了实验。该控制方案简洁,实用。

1 系统结构

模块化UPS并联系统结构图如图1所示。该系统采用分散逻辑的控制方式,模块之间通过并机通信总线相连交换信息。通信总线有同步总线、瞬时平均电流检测总线等。各模块的输出直接连接供给负载。

在并联系统中,每个模块均检测各自的输出电流io,然后送到并机总线上计算所有模块电流io的瞬时平均值ioav,ioav由检测硬件电路实现实时的检测$i{}_{\text{o}}={\displaystyle \sum _{i=1}^n/}n$。输出的均流和稳压控制都是在各模块内部完成的。

2 并联均流控制技术

环流是并联系统难以正常运行的关键所在。只有并联的各逆变电源均分负载电流而不产生环流,并联系统才能够正常、高效的工作。

2.1 环流分析

2台逆变电源并联工作的等效电路如图2所示。

图2中$\dot{V}{}_1‚\dot{V}{}_2$为并联电源各自的输出电压;R1,R2表征逆变电源的阻尼电阻,等效于死区损耗、开关管损耗以及线路损耗的总和;L1,L2分别为两逆变器的滤波电感, Z为滤波电容和两电源的公共负载的等效阻抗。假设两逆变器

R1=R2=R ωL1=ωL2=X

定义环流

${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{{\rm I}{}_1-{\rm I}{}_2}{2}(1)$

则并联系统中环流为${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{\dot{V}{}_1-\dot{V}{}_2}{2(R+\text{j}X)}=\frac{\text{Δ}\dot{V}}{2(R+\text{j}X)}(2)$

各并联电源输出电流表示为

$\{\begin{array}{l}{\rm I}{}_1=\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{2}+{\rm I}{}_{\text{Η}}\\ {\rm I}{}_2=\frac{{\rm I}{}_{\text{o}}}{2}-{\rm I}{}_{\text{Η}}\end{array}(3)$

可见,两电源并联运行时,各电源模块的输出电流由负载电流Io/2和环流IH两个部分组成,前者是相同的分量,由负载决定,体现了相互间均分负荷的趋势;后者则大小相等,方向相反,由各并联模块输出电压的差异决定。考虑到逆变电源等效于死区损耗、开关管损耗以及线路损耗的阻尼电阻R远小于逆变器的滤波电感,故通常假设R=0,则

${\rm I}{}_{\text{Η}}=\frac{\dot{V}{}_1-\dot{V}{}_2}{2\text{j}X}(4)$

并联逆变器1的输出电流[2,3],为

$\begin{array}{l}\dot{{\rm I}}{}_1=\frac{U{}_1(\cos \phi {}_1+\text{j}\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_1)-U{}_0}{\text{j}X{}_1}\\ =\frac{U{}_1\sin \phi {}_1-\text{j}(U{}_1\cos \phi {}_1-U{}_0)}{X{}_1}(5)\end{array}$

并联电源并联运行的目的在于各电源模块均分负载,从而实现电源系统的扩容。其实质是各电源输出平衡的功率,从而避免某些模块承担过多负载超出单机容量出故障。逆变电源输出电压差$\text{Δ}\dot{U}$形成了环流$\dot{{\rm I}}{}_{\text{Η}}$,环流的存在使得各逆变电源的输出功率不平衡。

2.2 并联系统功率调节特性分析

并联逆变器1及输出功率为

$\begin{array}{l}S{}_1={\rm P}{}_1+\text{j}Q{}_1=\dot{U}{}_0\dot{{\rm I}}{}_1\\ =U{}_0\cdot \frac{U{}_1\sin \phi {}_1+\text{j}(U{}_1\cos \phi {}_1-U{}_0)}{X{}_1}(6)\end{array}$

由此得到逆变器1输出的有功功率和无功功率分别为

$\{\begin{array}{l}{\rm P}{}_1=\frac{U{}_{1}U{}_0}{X{}_1}\sin \phi {}_1\\ Q{}_1=\frac{U{}_{1}U{}_0\cos \phi {}_1-U{}_0^2}{X{}_1}\end{array}(7)$

一般地,逆变器输出电压$\dot{V}{}_1$与系统电压$\dot{V}{}_{\text{o}}$之间的相位差很小,所以有sin φ1≈φ1,则得到逆变电源的输出功率调节特性为

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}{\rm P}{}_i=\frac{U{}_{1}U{}_0}{X{}_1}\text{Δ}\phi {}_i\\ \text{Δ}Q{}_i=\frac{U{}_{1}U{}_0\cos \phi {}_1}{X{}_1}\text{Δ}U{}_i\end{array}(8)$

由此得到了并联均流的控制措施:各逆变模块根据自身的容量和输出的有功、无功功率Pk,Qk与综合后的系统平均功率$\overline{{\rm P}}$和$\overline{Q}$进行比较,即可得到本模块在系统中的有功分量差ΔPk和无功分量差ΔQk,然后对其相位φ、电压幅值给定Ur进行相应的调节来实现负载电流的均分和环流的抑制[4]。

2.3 并联系统功率检测技术

如果设逆变电源输出的电压和电流的有效值分别为U和I,初相角分别为φu和φi,忽略直流分量和谐波成分,则它们的表达式分别为

$\begin{array}{l}u=\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}(\omega t+\phi {}_u)\\ =\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_u\cos (\omega t)+\sqrt{2}U\text{c}\text{o}\text{s}\phi {}_u\sin (\omega t)\\ i=\sqrt{2}{\rm I}\sin (\omega t+\phi {}_i)\\ =\sqrt{2}{\rm I}\sin \phi {}_i\cos (\omega t)+\sqrt{2}{\rm I}\cos \phi {}_i\sin (\omega t)\end{array}(9)$

定义

$\{\begin{array}{cc}U{}_{\alpha }=\sqrt{2}U\text{s}\text{i}\text{n}\phi {}_u& U{}_{\beta }=\sqrt{2}U\text{c}\text{o}\text{s}\phi {}_u\\ {\rm I}{}_{\alpha }=\sqrt{2}{\rm I}\sin \phi {}_i& {\rm I}{}_{\beta }=\sqrt{2}{\rm I}\cos \phi {}_i\end{array}(10)$

则逆变电源输出的有功和无功功率[5]为

$\{\begin{array}{l}{\rm P}=U{\rm I}\cos \phi =U{\rm I}\cos (\phi {}_u-\phi {}_i)\\ =\frac{1}{2}(U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\beta }+U{}_{\alpha }\cdot {\rm I}{}_{\alpha })\\ Q=U{\rm I}\sin \phi =U{\rm I}\sin (\phi {}_u-\phi {}_i)\\ =\frac{1}{2}(U{}_{\alpha }\cdot {\rm I}{}_{\beta }-U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\alpha })\end{array}(11)$

采用基于DSP的数字控制技术。通过将u,i进行傅立叶分解,上述计算式数字化后得到

$\{\begin{array}{l}U{}_{\alpha }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}u}(n)\text{c}\text{o}\text{s}n\\ U{}_{\beta }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}u}(n)\text{s}\text{i}\text{n}n\\ {\rm I}{}_{\alpha }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}i}(n)\text{c}\text{o}\text{s}n\\ {\rm I}{}_{\beta }=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm N}-1}i}(n)\text{s}\text{i}\text{n}n\end{array}(12)$

式中:N为一个正弦周期采样次数。

在上面的并联均流的控制措施中,对电压进行调节要用到有功调节量ΔP和无功调节量ΔQ,功率计算就显得比较繁琐,为快速而准确地检测出逆变器的有功、无功功率,现对上式再作进一步的分析。通常,作逆变器的波形控制时,可以保证φu很小;又常采用输出电压的均值反馈,故输出电压的幅值变化也不大,由此可以得到如下推导:

$\begin{array}{l}U{}_{\alpha }=\sqrt{2}U\cdot \sin \phi {}_u\\ [JX-*2]=\frac{1}{\text{π}}[JX*2]{\displaystyle {\int }_0^{2\text{π}}u}\cdot \cos (\omega t)\cdot \text{d}(\omega t)\approx 0\end{array}(13)$

$\begin{array}{l}U{}_{\beta }=\sqrt{2}U\cdot \cos \phi {}_u\\ [JX-*2]=\frac{1}{\text{π}}[JX*2]{\displaystyle {\int }_0^{2\text{π}}u}\cdot \sin (\omega t)\cdot \text{d}(\omega t)\\ \approx \sqrt{2}U={\rm K}\end{array}(14)$

$\{\begin{array}{l}{\rm P}=U{\rm I}\cos \phi \approx \frac{1}{2}U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\beta }=\frac{1}{2}{\rm K}\cdot {\rm I}{}_{\beta }\\ Q=U{\rm I}\sin \phi \approx -\frac{1}{2}U{}_{\beta }\cdot {\rm I}{}_{\alpha }=\frac{1}{2}{\rm K}\cdot {\rm I}{}_{\alpha }\end{array}(15)$

这样不必计算P,Q,而用Iα,Iβ就可以简单快捷地实现负载电流的均分和环流的抑制。

2.4 并联系统的均流控制

图3所示为单模块UPS控制系统的结构框图。

图3中,内环是瞬时值电压反馈控制环,实现对输出电压的波形进行控制;外环是一个输出电压的平均值反馈环,在此基础上,通过检测到的输出电流io和所有模块的io的平均值ioav,将这两个电流通过AD采样后进行分解,分别得到了它们的Iα,Iβ。由瞬时电流平均值的分量Ioavα、本机电流的分量Ioα去补偿逆变器输出电压的幅值;由瞬时电流平均值的分量Ioavβ、本机电流的分量Ioβ去补偿逆变器输出电压的幅值,从而抑制在逆变器之间流动的环流。

3 实验结果

将上述控制思想应用于两台功率容量为3 kV·A模块化UPS实验样机中,并联控制系统采用TI公司生产的数字信号处理器TMS320F2812作为主控芯片,完成逆变器的电压瞬时值、均值反馈,锁相控制等。每台UPS电源的主要参数为:输入电压范围是三相AC 330～430 V,(50±4)Hz,容量3 kV·A,开关频率20 kHz,输出电压是单相AC 220 V/50 Hz,直流母线电压±540 V。图4～图6分别给出了2台UPS并联空载、带线性满载波形、带非线性满载波形。电流波形采用电流霍尔测量,20 V对应6 A的比例。

两机输出电流差是环流的2倍,可见,采用这种新型的数字均流控制策略的2台UPS并联系统在空载、带线性负载、带非线性负载情况下,各模块UPS间负载电流的均流性效果较好,环流较小。

4 结论

本文经过分析、推导,采用新型的数字均流控制技术,通过在2台输出功率为3 kV·A的模块化UPS并联系统上进行了实验研究。该实验研究表明,采用本文提出的功率检测技术对逆变器并联系统进行环流抑制控制,可以获得良好的并联均流特性,并联系统具有良好的长期工作稳定性。采用这种环流抑制控制策略,控制方案简洁,实用,并联均流效果好,具备实用价值。

摘要：较详细地阐述了一种模块化UPS并联系统的数字均流控制技术,给出了并联系统的结构,通过对并联系统环流、功率调节特性、并联系统数字功率检测技术分析,得到一种新型的功率检测方法。通过对并联系统的瞬时平均电流和各个逆变模块的输出电流检测,并对这两个电流进行分解,以电流的分解量进行反馈调节控制输出电压幅值和相位,以实现模块化UPS并联系统的均流控制,实验结果证明了该控制技术的有效性。

关键词：并联UPS,环流,功率检测,均流控制

参考文献

[1]段善旭.模块化逆变电源全数字化并联控制技术研究[D].武汉:华中科技大学,1999:36-38.

[2]Byun Y B,Koo T G,Joe K Y,et al.Parallel Operation of Three-phase UPS Inverters by Wireless Load Sharing Control[J].IEEEI NTELEC-2000,2000,12(5):526-532.

[3]段善旭,康勇,陈坚.UPS模块化电源系统并联控制策略分析[J].电工技术,2004,23(1):43-46.

[4]曾建友.模块化逆变电源全数字化并联控制技术研究[D].武汉:华中科技大学,2003:38-41.

并联均流 篇5

中点钳位型(NPC)多电平逆变器被提出之后, 在改善输出电压波形、降低谐波含量和降低开关器件的电压应力方面取得了很好的效果[1,2,3,4]。之后有学者将这种NPC型拓扑应用到脉宽调制(PWM)三电平直流变换器中[5,6,7,8],拓展了直流变换器在高输入电压和大功率场合的应用范围。这种变换器不但具有开关管电压应力低的优点,还可以实现软开关技术。在舰船供电、高速电气铁路和城市轨道交通等应用场合,中高压输入的大容量中频直流变换器有着广泛应用,由于输入电压和功率等级较高,多电平直流变换器更适合于这些应用[9]。

在上述舰船供电等应用场合,装置的功率等级会达到兆瓦级,由于电力电子器件容量的限制,单机装置容量受到约束,为了提高系统容量,常采用开关管并联方式拓展装置单机容量[10,11]。

开关管并联扩容方案实现方法简单,但该方案需要控制器有多路驱动信号或采用复杂的多路驱动器,过多的驱动线路会增加装置的故障率和维护难度,不利于实现装置的模块化与标准化。装置容量发生变化时,控制器和驱动电路都要重新设计,不利于降低装置的设计周期与容量的灵活扩展。大容量电力电子装置在电路结构、空间布局及控制功能上往往都存在较明显的分布特征,因此,采用分布式控制方法将使整个变流装置从模块到子系统都具有真正可插拔的标准化和模块化特征,从而极大提高了系统的冗余性和可靠性[12]。

模块化设计技术与分布式控制技术已成为大功率电力电子装置的发展趋势,电气和电子工程师协会(IEEE)的电力电子学会发布了兆瓦级和更高功率等级电力电子装置的层次化、分布式控制推荐结构[13]。同时,其也给出了舰船电力电子装置模块化设计的指导意见。近年来,许多学者也对模块化设计和分布式控制技术进行了 分析和研究[14,15,16,17,18]。文献[16-18]提出的基于分布式控制的三相桥并联拓扑结构已经在一些大容量逆变电源和并网逆变器中取得应用。分布式分层数字控制的关键还在于如何在 控制器之 间建立合 适的通信 机制。Ivana Milosvljevic等提出了一个适合用于点对点的高速串行通信环形网络结构,称为菊花链环形网络,用于控制器之间的通信,并设计了用于环网通信的电力电子系统通信协议PESNET[19,20]。有学者基于传统的环网拓扑结构,提出了动态切换数据源方式的环网拓扑结构[12,18],该拓扑结构通信协议简单,节省了用于环网通信的总时间。

基于上述已有的文献研究成果,本文提出一种基于分布式控制的H桥并联大容量三电平直流变换器拓扑结构,并分析了分布式控制同步误差对H桥并联拓扑结构均流特性的影响。在该拓扑结构中,采用高速光纤环网通信技术,实现多个H桥模块的驱动脉冲同步和分布式控制。多个H桥模块互为冗余,提高了装置的供电连续性和可靠性。分析了同步误差和死区宽度对装置稳定运行的影响, 给出了H桥模块限流电感的设计依据。制作了一台基于H桥模块并联的三电平全桥直流变换器实验样机,对这种拓扑结构和本文的分析进行了验证。

1 H桥模块化并联拓扑结构

基本的三电平H桥模块如图1(a)所示,在H桥模块中包含输入滤波电容、输出限流电感、输出限流电阻和带有内管平衡电阻的两个二极管钳位型三电平桥臂。多个H桥模块采用输入并联和输出并联形式对装置容量进行扩展,弥补开关管电流等级不足的缺陷。基于H桥模块并联的三电平直流变换器拓扑结构如图1(b)所示,每个模块的O点电位在运行时相差很小,为了便于复合母排设计,每个模块的O点没有连接在一起。

理想工况下,多个H桥模块并联运行时,每个模块中相同位置的开关管都应该同步导通与关断, 这样是为了实现开关管均分负载电流。每个H桥模块拥有一个底层控制器,负责采样、保护与驱动, 整个装置有一个中央控制器,负责完成变换器的控制算法。由于采用分布式控制技术(中央控制器和每个模块上的底层控制器构成环网),要实现不同模块之间的驱动脉冲完全同步是不现实的,即不同模块之间的驱动脉冲存在一定的同步误差,必须考虑同步误差对H桥模块均流特性的影响。

2 环网通信与分布式控制

每个H桥模块都是一个独立的从节点,模块中包含独立的硬件管理器(HM),HM是分层控制结构中的底层控制器,底层控制器通常包含一个现场可编程门阵列(FPGA)作为其控制芯片,负责传感器采样、产生驱动脉冲和保护。完成顶层控制算法的是应用管理器(AM),AM是分层控制结构中的上层控制器,上层控制器中通常包含一个数字信号处理器(DSP)+FPGA的组合,完成运算和控制功能。AM和多个HM通过光纤组成光纤环网。

图2给出了基于H桥并联的三电平直流变换器分层控制结构与环网结构。图中:PI表示比例—积分。底层控制器和三电平H桥模块封装在一起, 在信息交互上只保留对外的网络通信接口。在电气结构上,多个H桥模块输入和输出并联在一起,非常利于实现单个模块的标准化生产。装置的容量需要提高时,只需调整并联的模块个数,将添加的模块连接在环网中,就能实现装置容量的灵活调节。采用这种拓扑结构还可以实现装置的N+1冗余保护技术,冗余模块由中央控制器根据需要启动。

实现环网通信的技术既有传统的“菊花链式”拓扑结构,也有实现高速通信的切换式拓扑结构。每种拓扑结构都有相应的同步方法,每种同步方法的同步精度和复杂程度各有不同,环网通信的实现方法和同步方法在文献[12,15,18-20]有详尽的介绍, 本文不再赘述。

3 同步误差与均流特性

3.1 同步误差大于死区宽度

如果不同模块之间的同步误差较大,误差超过了开关管互补开通与关断时的死区,不同模块之间就会产生环流路径。输入电压通过环流路径产生很大的环流,这不仅严重影响桥臂输出电流的质量,还可能会损坏开关管。不同模块之间可能存在的环流路径见附录A图A1。3种环流路径分别是正母线对负母线环流路径、正母线对零电位环流路径和零电位对负母线环流路径。这3种工况都是应该极力避免的。正母线和零电位之间产生的环流如式(1) 所示。其他两种情况只是环流发生时限流电感上的电压不同,表达式与式(1)类似。

式中:i0为电感初始电流;Udc为直流输入电压;LT1 和LT2分别为模块1和2的限流电感;RT1和RT2分别为模块1和2的限流电阻。

限流电阻值一般较小,根据式(1)和式(2)可以得到,当同步误差大于死区宽度时,短时间内就会产生极大的环流。因此,分布式控制的同步误差必须小于开关管的死区宽度。

3.2 同步误差小于死区宽度

当不同模块的驱动脉冲同步误差小于死区时间时,可以避免环流路径的产生,此时的同步误差在安全范围之内。安全范围之内的同步误差虽然不会引起环流路径,但会影响模块之间的电流均衡。提前导通的开关管会承担较大的电流,所有并联的开关管都导通后,各个开关管电流逐渐趋于平衡。因此, 异步开通与关断导致了各模块输出电流的高频抖动。由于不同模块开关管的异步开通与关断会对模块输出电流产生不利影响,需要从光纤环网技术入手,提高各子模块的同步精度。环网通信技术的各种同步方法可以参考文献[12,15,18-20]。

各H桥模块的驱动脉冲存在一定的同步误差, 环网中的同步误差可以采用各种控制策略尽量降低,但不能完全消除。同步误差使不同H桥模块的开关管开关动作存在先后关系,这直接导致了并联运行的H桥模块承担的负载电流不相同。

环流通常用来描述流过两台装置构成的闭合路径的实际电流。环流还有另外一种定义方式,即用来描述两台装置的电流不均衡程度,在同步误差小于死区宽度时用环流表示电流不均衡程度。

有n个H桥模块并联的三电平直流变换器中, 用k表示相编号,j和m表示模块的编号,环流定义如式(3)和式(4)所示。

式中:k∈{A,B};j∈{1,2,…,n};ic,kjm为第j个模块和第m个模块之间第k相的环流;ic,kj为第j个模块第k相的环流;ikj和ikm分别为第j个模块和第m个模块第k相的电流。

有了式(3)和式(4)所示的环流定义后,就可用环流来表示同步误差引起的各H桥模块电流不均衡程度。经过分析可以得出,异步开通和关断使并联运行的桥臂输出电压不同,通常差值是直流输入电压的一半,在特殊工况下(两电平工作模式),也会造成差值就是直流输入电压。桥臂输出电压不同, 而两个桥臂有公共的电流输出端,会造成输出电压高的桥臂输出电流增加(或输入电流减少),输出电压低的桥臂输出电流减少(或输入电流增加)。

为了详细说明开关管异步动作对输出电流的影响,以图3所示的开关管Q11提前于开关管Q12开通为例,分析两个桥臂输出电流变化过程。在图3所示电路状态到来之前,该并联运行的两个桥臂中只有开关管Q21和开关管Q22处于导通状态,这两个桥臂都在向外输出电流,提供能量。由于开关管异步动作,使开关管Q11提前于开关管Q12开通,即出现图3所示电路状态。

此时,桥臂A的供电电压高于桥臂B。由于输出限流电感和限流电阻的存在,异步动作发生后,桥臂A的输出电流逐步增大,桥臂B的输出电流逐步减少,此时的电路状态满足式(5)。

式中:iA和iB分别为A相和B相的输出电流;vPA,vPB,vP分别为点PA,PB,P处的电压。

设各桥臂的一致性较好,定义RT1=RT2=RT,则将式(5)中的两个表达式相减可得到和两个桥臂并联时环流相关的状态方程为:

上式即两个H桥模块并联时由同步误差引起的环流表达式,这个举例只给出了两个H桥模块, 对于多H桥模块并联的情况该方法仍适用。多模块并联时,式(5)中含有多个状态方程表达式,可根据式(6)的需要对多个状态方程表达式进行线性叠加,很方便地得到所需要的环流状态方程表达式。

限流电阻通常只包含线路电阻和限流电感的寄生电阻,电阻值很小,电流变化时在限流电感上感应出电压阻碍电流的变化,而线路电阻上只有很小的压降,因此限流电阻对电流的变化影响很小。为简化分析,只考虑限流电感对电流变化的影响,可根据式(6)和对环流的指标要求计算所需的限流电感,这是限流电感的设计依据。限流电感的大小为:

式中:Tsw为装置的开关周期;εD为以百分数表示的同步误差;为允许的由开关管异步动作引起的最大电流偏差。

由式(7)可以看出,在输入电压一定且允许出现的电流偏差一定的情况下,同步误差越小,所需的限流电感越小。因此,提高各子节点的同步精度对基于H桥并联的直流变换器十分重要。

4 实验与分析

制作了一台基于H桥模块化并联的三电平全桥直流变换器样机,如附录A图A2所示,装置的输入电压为1 000V,输出电压为300V,开关频率为3.6kHz。采用了光纤环网通信技术进行分布式控制,每个子节点都是一个集成的H桥模块。

图4给出了环网通信节点同步实验的波形图, 以节点1的驱动波形为触发源,对比两路同步信号的同步精度,由图4得出,采用辅助环网同步配合切换式通信环网,同步误差可以控制在10ns以内,这是目前同步精度较高的同步方法之一。

图5给出了装置在稳态运行时的实验波形图, 4路通道分别是子模块1输出电流ip1波形、开关管Q1的驱动信号vQ1波形、变压器原边电压vAB波形和直流输出电压v0波形。可见,该三电平全桥直流变换器采用了基本的移相控制策略,变压器原边电压为五电平电压波形,直流输出电压为300V。

该装置中选取死区宽度为5μs,而子模块间的同步精度如图4所示,在该同步精度条件下,3个模块输出电流的均流效果如图6所示。图中,ip2和ip3 分别为子模块2和3的输出电流。由图6可知,在同步误差较小情况下,基于H桥模块并联的三电平直流变换器拓扑结构能够实现很好的均流效果。

当子模块间的同步误差大于驱动脉冲的死区宽度时,模块间产生的环流很大,会烧毁开关器件。因此,不再进行同步误差大于驱动脉冲死区宽度的实验验证。图7给出了当同步误差小于死区宽度时子模块间的均流效果波形,通过增加子模块1的同步延迟时间,使子模块1的驱动脉冲滞后于子模块2和3,而子模块2和3的同步误差依然控制在10ns以内。由图7可以看出,同步误差增大时,子模块的均流效果逐渐变差。

根据图7(a)可见,同步误差在100ns时子模块1由于延迟开关引起的电流波动已经十分明显,因此,将子模块间同步误差控制在100ns以内,是基于H桥并联的三电平直流变换器稳定运行的必要条件。由图7(e)可知,由于子模块1的开关器件的延迟开通,会使子模块1的输出电流迅速向另外两个模块转移,子模块1电流经历一次骤减。由于子模块1开关器件的延迟关断,另外两个模块的电流会迅速向子模块1转移,子模块1的电流经历一次骤增。由此可得,同步误差较大时,在一个开关周期内子模块输出电流会经历多次剧烈抖动,这一方面会降低开关的寿命,另一方面会增大装置的电磁干扰。

图8给出了H桥模块一环流大小理论值和实验值的曲线对比,可以看出,由于限流电阻的值为毫欧级,其对环流大小的影响十分有限,环流大小和同步误差几乎成线性关系。测量的环流实验值和理论值基本相符,两者的误差来自限流电感的制造和测量精度,同时环流 也受到绝 缘栅双极 型晶体管 (IGBT)开通时间一致性的影响。

5 结论

本文提出一种基于分布式控制的H桥模块并联的三电平直流变换器新型拓扑结构,对该拓扑结构的模块化设计以及分布式控制方案和装置的均流特性进行了分析,得出如下结论。

1)开关管并联扩大装置单机容量的方案不易实现装置的模块化与标准化,不利于降低装置的设计成本与设计周期。

2)基于H桥模块并联的新型拓扑结构,可以弥补开关管并联方案的不足,结合光纤环网通信,可以实现大容量电力电子装置的模块化设计与分布式控制,实现装置容量灵活扩展。

3)同步误差小于驱动脉冲死区宽度时,装置能够安全运行;同步误差小于100ns时,子模块能够实现较好的均流效果;随着同步误差增大,子模块电流在一个开关周期内会出现剧烈抖动。

4)这种模块化设计与分布式控制方案同样适用于其他大容量的直流变换器、变频器等应用。