并联逆变电源（共8篇）
并联逆变电源 篇1
1 引言
逆变电源并联运行是提高电源容量,提高系统可靠性、实现模块化的有效途径[1]。
无互联线控制方法通常有谐波注入法和下垂控制法,谐波注入法可消除逆变电源间连线差异造成的不均流,但是该方法存在一定的难度,即基波和谐波锁相问题,造成产生的谐波环流会很大,并联逆变系统的稳定性遭到重创。下垂控制策略通过电压幅值和频率下垂特性来实现有功和无功调节,使得各个逆变模块输出参数达到一致,减少系统环流。
目前无线并联系统的控制主要针对均分负载进行研究,常忽略电压外特性,故该问题是当前急需解决的[2],本文提出的在三相静止坐标系下采用电容电流反馈控制方式有效解决了输出电压外特性问题。
2 并联逆变系统分析
无互联线并联逆变方式通常采用下垂控制策略,通过有功、无功功率调整输出电压幅值差和相位差,图1为并联逆变电源系统框图。
环流是并联逆变系统中亟待解决的重要问题,下垂控制策略可以实现输出功率的平均分配,其表达式为
式中:foi为并联逆变系统空载时的频率;Eoi为并联逆变电源空载时输出电压值;m,n为下垂控制系数。
下垂控制法由电动机并网得来[3],通过检测各个逆变电源模块的有功功率和无功功率,调整各个逆变电源模块输出的电压幅值和频率,使得其有功功率、无功功率分别一致,最终得到负载均分效果。2台逆变电源模块并联时,为了达到各个逆变电源平均承担负载的效果,应当遵循如下原则:
式中:m1,m2为下垂控制系数;S1,S2为两电源模块容量。
下垂系数同电源模块容量呈相反关系。以有功功率特性为例,其频率下垂特性如图2所示。
由图2可知,下垂斜率不同时,下垂斜率大的其承担功率小;下垂斜率小的承担功率较大,幅值下垂特性类同。系统负载均分是以牺牲改变输出电压幅值、频率稳态为代价,故传统的控制策略将造成电压外特性硬度降低,控制部分需要进行相应的改善。
3 三相逆变电源建模设计
逆变电源采用三相全桥逆变拓扑结构,其拓扑电路如图3所示。
三相全桥逆变拓扑结构中,r为线路等效电阻,L为滤波电感,后级C为滤波电容;ili,ioi分别为流经滤波电感电流和输出负载电流,其中i=A,B,C。
三相全桥逆变数学模型通常采用坐标变换方式为αβο 静止坐标 系和dqο旋转坐 标系 ,abc/αβο坐标变换后可转化为两个相互独立的单相逆变,控制形式简单;而abc/dqο坐标变换后其d轴上的状态变量与q轴上的状态变量仍然存在相互耦合现象[3],故通常采用abc/αβο坐标变换。由三相全桥逆变系统状态方程park变换得到其在静止坐标系下表达式如式(1)所示,其推导过程不再赘述。
单相逆变系统通常采用双环控制,电感电流或电容电流作为内环,输出电压作为外环[4]。电感电流建立闭环系统在稳定上优于电容电流建立的系统,故仅从稳定上考虑,电感电流内环控制是比较好的。但是,从系统性能角度考虑,由于电感电流不能突变,假如负载电流在突变状况下,其突变全部由输出滤波电容承担,所以电容电流反应了输出负载的变化情况。电容电流作为内环可以使得系统具有良好的动态响应,故本文采用电容电流反馈方式。
三相逆变电源可看作为3个单相逆变电路,针对某一相电路可得到其电压电流关系表达式为
式中:u为逆变桥输出电压;uo为逆变系统输出电压;iC为电容电流。
以uo和iC为状态变量建立状态方程:
将式(5)化简可得:
为解决输出电压与电容电流间解耦,现需引入变量u*,令
式中:K为逆变桥的放大系数:?分别为K,r的估计值。
假设,由此可得其系统控制框图如图4所示。图4中,Gv(s)为电压外环,Gi(s)为电流内环。
4 输出阻抗设计
并联系统输出阻抗常忽略线路串联电阻,认为其为纯感性,使得负载均分精度降低。曾经有学者提出采用电感作为输出阻抗,使得下垂控制得以运用,电感的加入不仅导致了并联系统体积、质量的增大,而且成本也较高[5];电感同交流母线连接时会造成一定的压降,在非线性负载的情况下逆变电源的输出电压的畸变率增大,影响并联逆变系统电压波形的质量。本文需针对上述问题进行解决,提高系统输出精度且降低环流大小。输出阻抗越大,并联系统产生的环流越小,输出阻抗的大小由控制环来决定。
由图4可推得其输出电压电流之间表达式为
式中:Gv为电压外环,s;Gi为电流内环,分别为电压比例项、电压积分项、电流比例项。
由式(7)可得到其系统输出阻抗伯德图,如图5所示。
由图5可知,本文设计的控制参数保证其输出阻抗在低频段呈感性,高频段区域呈阻性。输出阻抗工频附近呈感性,高频段呈阻性时其可提高非线性负载均流精度。
5 仿真实验验证
基于以上理论分析设计,本文通过Matlab软件建立仿真模型和搭建2台5 k V·A三相全桥逆变电源实验平台进行验证。逆变电源输出滤波电感为1.15 m H,滤波电容为50μF ,直流母线电压为400 V。实验中采用TMS320F2812型芯片控制并联逆变系统,并保证其实时性。
图6为并联系统仿真波形。图6a为其稳态波形;图6b和图6c为其暂态仿真波形。
由图6可知,稳态状况下,2个逆变电源的电流输出波形几乎吻合;暂态条件下,不论突加负载还是突卸载状况下,两逆变电源输出电流波形变化较平缓,稳定性较好。
为方便验证系统控制器的可靠性,本文实验针对系统A相进行测量,其实验波形如图7所示。
图7a为2台逆变电源带阻性负载实验波形;图7b、图7c为在某时刻突然启动和退出实验波形。由图7可知,采用本文控制策略实现的并联系统对负载电流的均分效果控制效果很好,达到预期目标。
6 结论
通过上述仿真实验结果可知,在静止坐标系下采用的电容电流反馈控制方式对输出电压的精度控制较好且动态响应性能良好,提高了系统的可靠性和稳定性,仿真和实验进一步验证了所提出理论的可行性。
并联逆变电源 篇2
摘 要：因为社会的信息化发展，UPS开始的应用也越来越多，邮政、电信、移动、金融证券、医院、电力、军队、石化、工矿企业及各大院校等多个领域，其重要性是随着信息应用重要性的日益提高而增加的。当市电停电时，对负载继续供电.可保证计算机系统不丢失信息和数据，保证设备在停电时还能正常无误的运行。本文针对单台和两台并列运行的UPS电源进行分别介绍。
关键词：信息化：负载供电：不间断
UPS即不间断电源，是通过主机的逆变器等模块电路与蓄电池将直流电转换成交流稳定220v市电的设备。对于大部分用于给单台计算机、计算机网络系统或其它电力电子设备如电磁阀、压力变送器等提供稳定、不间断的电力供应。当市电一切运行正常时候，ups可以将市电稳压，变成高质量的电能，为负载供电，一旦市电出现故障或中断时， UPS 立即将电池的直流电能，通过逆变用零切换得转换速度来使负载继续供应220V交流电，使负载维持正常工作并保护负载软、硬件不受损坏。UPS 设备通常对高电压或低电压都能提供保护。
1 单台UPS电源的正常运行方式与故障方式
正常运行状态下将市电交流的220v电源通过整流/充电器模块（A）将电源（1）（Mains 1）变为直流电用，又通过逆变器将直流电转变为高质量稳定的交流电，并且在直流电时候给予电池进行浮充电或强充电。
电池单元（D）在电源1，即是市电220v停电情况的下可以变成为逆变器提供后备电源；
逆变器模块（B）将整流/充电器或电池单元提供的直流电变换为三相交流电来为负载供电；
静态旁路模块（C）保证在逆变器停机（主机停止）或突然过负荷的同时将负载切换到电源2（Mains 2）。
维修旁路是将整个ups电源的主机进行全部隔离，完全用市电来进行为负载供电，不需要逆变和电池的参与。维修旁路的组成是三个手动开关（Q3BP、Q4S和Q5N）。
旁路运行
如果逆变器输出故障，通过静态开关自动将旁路电源接通。
当逆变器输出恢复后，其输出先与旁路同期，然后自动将全部负荷转换至逆变器。
整流器交流电源失电和恢复
一旦电源失电，整流器将自身与直流母线隔离。当电源恢复后，整流重新起动，自动向蓄电池均衡充电，同时向逆变器负荷供电。
图1 单台UPS的运行方式
并联逆变电源 篇3
随着电力电子装置的广泛应用,谐波污染问题日益严重。功率因数校正技术(PFC)作为抑制电网谐波,提高电网输入端功率因数的有效手段,逐渐成为研究热点。其中有源PFC技术因体积小、重量轻、谐波畸变率THD小、功率因数高等优点而得到广泛应用。但因其串联在桥式整流器和负载之间,需要处理交直流变换的全部功率,为了保证输入电流的正弦性,PFC电路的功率管需要工作在高频状态下,尤其对于中高频系统,器件选取困难,效率低。
参考并联型有源电力滤波器(SAPF)拓扑,提出并联型PFC的概念。利用并联接入电网电源与输出负载之间的逆变器输出负载补偿电流,构成并联型PFC,使输入端电流的波形跟踪输入正弦电压波形,从而实现功率因数校正。与传统的串联型PFC技术相比,并联型PFC技术的优势在于:无需处理全部交直流变换功率,只需处理谐波和无功功率;由于采用并联型结构,易于应用级联型多电平逆变电路或是多个逆变器并联的结构[1],提高PFC的等效开关频率,减小开关损耗,实现较低开关频率下的大容量谐波补偿。
1 并联型PFC的原理及控制方案
1.1 系统的拓扑结构及工作原理
并联型PFC的电路拓扑如图1所示,负载由二极管布控整流桥组成,逆变器直接接入电网与负载并联。并联逆变器由几个小功率的逆变桥通过电感L在交流侧并联而成,各个逆变桥的结构和参数完全一致,直流侧有各自的储能元件。该电路结构具有功率管电流应力小、易于实现模块化等优点,且与级联逆变器相比不存在直流侧不均压问题。
图1中谐波源负载电流iL中除了基波有功电流iLf外还含有谐波及无功电流iLh。要实现单位功率因数,使电源电流达到与电源电压同频同相的正弦波的控制目的,可以直接控制电源电流is为负载电流基波有功分量iLf,则逆变器输出的即为谐波及无功电流iLh[3,4]。上述原理可用下列公式描述:
逆变器直流侧电压由电容器维持,忽略其本身损耗稳态时逆变器只能吸收或发出谐波及无功电流[5],且最终控制目标是使电源电流与电源电压同频同相。因此电源电流的指令电流的幅值可由逆变器直流侧电压闭环控制器的输出决定,相位可由电源电压决定。
1.2 基于倍频载波相移SPWM技术的并联逆变器
倍频载波相移SPWM(CPS-SPWM)技术是指在单元数为N的逆变桥组合装置中,每个单元采用相同的正弦调制波信号,只是每个桥的载波依次相移α=2π/N角度。如果并联逆变器中每个桥都用倍频SPWM调制方式,即用两个频率、幅值相同、相位相反的调制波和载波三角波交截产生两个控制信号,分别控制逆变器的两个上管,下管与上管互补导通,则每个桥的等效开关频率为两倍的载波频率[6]。采用倍频CPS-SPWM后,N个逆变器的载波之间依次相移角度为α=π/N。
N个逆变器的并联叠加电路如图2所示。
其中m为相对载波的谐波次数,n为相对调制波的谐波次数。由上式知,u1～uN具有相同的基波,但瞬时值电压是不同的,故必须通过电感并联,根据节点电压法得:
式(6)中,X1、X2…XN为并联逆变器交流侧电感L1、L2…LN的电抗值。当X1=X2=…=XN时,
由式(5)和式(7)推出N个倍频调制逆变器并联后的输出电压傅立叶级数为
对比单个SPWM逆变器输出波形的傅立叶级数可知:N个倍频SPWM逆变器并联叠加后的输出波形的基波分量没有损失保持单桥输出波形的基波分量不变;谐波分布为一系列中心频率谐波以及这些中心频率谐波两边的幅值以函数下降的边频谐波,最低次谐波群的中心频率为2NF±1,即采用倍频CPS-SPWM技术可以在不提高开关频率条件下将等效开关频率提高2N倍。
1.3 系统的双闭环控制方案
并联型PFC系统采用电压电流双闭环控制策略,以两桥并联为例给出系统的控制框图如图3所示。
并联型PFC系统的直流侧电压采用最大值PI控制,动态过程中,可保护电容电压不超过最大安全电压。采样并联两逆变桥的直流侧电压,选取最大值uc与基准值Vref比较送入PI调节器,输出电源电流的指令电流幅值Is*,采样电源电压us得到与其同频同相的单位幅值正弦信号s,将s与Is*相乘作为电源电流的指令信号is*,并联型PFC系统利用直流侧电压的闭环控制作用,直接得到电源有功电流信息,即有功电流幅值Is*。
并联型的电流环如加入积分调节会引起谐波相位的滞后,直接影响主电路谐波补偿效果,因此电流环采用P控制器,即将实际电流与指令电流误差经过P调节后作为调制信号,和多路移相的三角波比较产生多路SPWM开关信号。
该控制方案性能优异且结构简单,鲁棒性好,不仅具有良好的输入端功率因数校正特性,而且控制算法简单,易于工程实现。
2 仿真分析
运用MATLAB 7.1的动态仿真工具Simulink搭建单相并联型PFC系统仿真模型,系统采用的参数如下:单相电源电压110V/50Hz,主电路为两逆变桥并联功率开关采用理想IGBT,直流侧电容1 650μF,交流侧电感0.6mH,单桥直流侧电压基准为200V。三角载波频率为10kHz,负载由感性负载和单相二极管整流桥接感容滤波负载组成。
图4(a)和图4(b)分别为系统带感性负载(电感值为101.9mH,电阻值为36.3Ψ)和二极管整流桥接感容滤波负载(电感值为40mH,电容值为80μF,电阻值为62Ψ)时的各信号波形。
表1列出了以上两种负载下对应的补偿前后电源电流总谐波失真(THD)和输入功率因数(PF)。
通过以上仿真波形和数据可知,系统电源电流补偿前与电源电压存在相位差或者波形本身有畸变时,补偿后均能达到与电源电压相位一致且实现正弦化,补偿效果好,提高了输入端功率因数。
图5给出了系统带如上非线性负载时的负载电流即补偿前的电源电流频谱图,图6(a)和图6(b)分别为不采用载波相移SPWM技术和采用载波相移SPWM技术情况下补偿后的电源电流频谱图。
由图5所示电流频谱可见,补偿前电源电流中含有大量的谐波分量,其中3次、5次谐波含量高达39.9%、5.05%,7次、9次谐波含量也很大。
对比图5、图6补偿后电源电流谐波含量明显减少,其中图6(a)没有采用倍频CPS-SPWM,而是采用普通的双极性SPWM调制技术,其最低次谐波群的中心频率为200次,且谐波含量高达10.5%。图6(b)采用倍频CPS-SPWM调制技术,且开关频率不变,其最低次谐波群的中心频率为2×2×200=800次,谐波含量也大幅降低了。对比图6(a)和图6(b),采用倍频CPS-SPWM技术后,等效开关频率提高了2N倍,降低了谐波含量,可见仿真与前面的理论分析一致。
3 实验验证
根据以上理论和仿真分析,设计了一台单相并联型PFC实验样机。其中主电路采用两桥并联逆变器,直流侧采用1 650μF铝电解电容,交流侧电感值约为0.6mH,电源电压110V/50Hz,直流侧电压参考值设为200V,采用倍频CPS-SPWM调制,开关频率为并联型系统采用全数字控制,直流侧电压控制、电源电流控制、倍频CPS-SP-WM信号产生等均由DSP数字芯片实现,控制算法灵活,调试维护方便,大大简化了硬件电路。系统过压、过流故障保护由DSP程序和保护电路实现。
图7分别给出了系统带线性负载(感性负载)和非线性负载(二极管整流桥接电容滤波负载时的实验波形)。
由以上实验波形可以看出,经并联型PFC补偿后电源电流与电源电压同频同相,达到很好的功率因数校正效果。
表2为以上两种负载情况下的实验结果,列出了对应的补偿前后电源电流和输入
以上实验数据表明应用并联型PFC技术在线性或非线性负载下都能使功率因数提高到0.99以上,线性负载下并联型PFC引入了一定得高频谐波,使得电源电流THD增加,但仍在可以接受的范围之内;非线性负载下THD明显减小,达到了抑制谐波,提高功率因数的目的。
4 结束语
阐述了并联型PFC的工作原理,分析了基于倍频载波相移SPWM调制技术的并联逆变器的特性,在理论分析的基础上进行了仿真和实验验证,结果表明在较低开关频率下该并联型PFC具有良好的补偿效果和功率因数校正性能。通过增加并联桥的数量能够满足大功率的补偿要求,提高等效开关频率,且系统结构简单,控制方便,可靠性高,是一种很有应用前景的谐波及无功问题解决方案
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并联逆变电源 篇4
1 站用电源系统的现状及存在的问题
目前110k V变电站广泛采用交直流一体化站用电源系统。交直流一体化站用电源系统是借鉴智能变电站的核心思想, 将站用交流电源系统、直流电源系统、UPS电源系统、通信电源系统进行了一体化设计, 实现了一体化配置及一体化监控。通过以太网接口, 采用IEC61850规约接入站内计算机监控系统并上传至远方控制中心, 使站用电源系统成为整体的开放式系统。站用交流电源系统采用三相四线制, 两台站用变压器各带一条母线, 两条母线分列运行, 当一台站用变压器出现故障时, 双电源自动切换装置将切断故障站用变压器, 并由另外一台站用变压器带全站交流负荷。
直流电源系统一般采用单母线分段接线, 设置两组蓄电池组、两套高频开关充电装置, 每组蓄电池及其充电装置分别接入两段母线。蓄电池组采用串联的供电方式, 正常运行下两段母线切换时不中断供电, 切换过程中允许两组蓄电池短时并列运行。每组蓄电池均设有专用的试验放电回路, 试验放电设备经隔离和保护电器直接与蓄电池组出口回路并接。
交流不停电电源 (UPS) 系统一般双套配置, 采用主机冗余配置或模块化N+1冗余配置, 具有交、直流输入, 其直流一般来自站用直流母线 (有些变电站还配置专用蓄电池, 则其直流来自专用蓄电池) , 交流则来自站用电源, 正常情况下, UPS电源由站用电系统供电, 各UPS处于空载带电状态, 当交流电源失去后, UPS自动带负荷运行。
现有串联蓄电池组单只蓄电池如发生内部质量问题或接线问题, 将造成整组蓄电池不能正常带载;且蓄电池组中最差的1只蓄电池容量决定了整组蓄电池的容量, 使在全站交流系统失电情况下蓄电池组不能发挥应有的作用;此外, 新更换的蓄电池如与原运行蓄电池性能不匹配, 也会造成整组蓄电池性能的迅速下降。因此, 为了避免串联蓄电池组对站用电源系统造成影响, 现采用并联电池组件的直流电源系统来避免上述问题。
2 并联电池组件的直流电源系统技术原理
并联电池组件的直流电源系统通过将12V蓄电池与匹配的AC/DC充电模块、DC/DC升压模块等器件组合设计成“并联智能电池组件”, 并通过多只组件并联输出, 组成满足实际需要的并联蓄电池组直流系统。系统由N个组件并联输出组成, 组件各自连接12V电池;系统中各组件可逐个对蓄电池进行自动在线核容, 组件支持热插拔, 可以在线进行组件与电池的更换。
电源组件基本工作原理是:当交流输入正常时, 通过AC/DC电路形成内部母线电压, 此母线电压同时为DC/DC输出变换器及DC/DC充电变换器提供能量, DC/DC输出变换器产生DC220V或DC110V母线电压, DC/DC充电变换器输出12V电压给蓄电池充电;当交流失电时, 蓄电池通过DC/DC充电变换器升压输出形成内部母线电压, 使组件可以实现无间断切换至蓄电池供电。图1为单个并联智能电源组件基本原理图。
当并联智能直流电源系统需要进行蓄电池核容时, 系统监控单元向系统中一个电源组件下发核容指令, 该组件的智能电路控制其转为蓄电池供电状态, 并动态调节使蓄电池以0.1C恒流放电, 同时累记蓄电池放电容量直至核容完毕, 并自动切换为交流供电状态, 为蓄电池充电。该蓄电池充电完成后自动开始另一个组件核容。
除此之外, 不同批次、新旧电池均可在并联智能电池组件中混用。并联智能直流电源系统不但实现了蓄电池的在线核容管理, 且使蓄电池可以在线检修、不停电更换, 极大的减少了运行单位的维护工作量, 降低了能源消耗和运维成本, 并提高了蓄电池的运行可靠性。
3 并联智能直流电源系统的配置选择
并联智能直流系统采用单只12V蓄电池直接与组件连接, 系统容量由并联的组件数量决定。在配置并联智能直流电源系统时, 可集中配置, 也可根据负荷的性质或电压等级分散配置;当采用分散式配置时, 不同母线可互为备份, 避免某一负荷故障而影响其他负荷的工作。并联智能直流电源系统灵活的配置方式, 可减少直流屏柜的数量, 降低二次室的使用面积。
并联智能电源系统与常规直流系统不同, 电源组件的输出直接挂在直流母线上, 而蓄电池未直接挂在直流母线上。因此在计算电源组件的数量时, 无需考虑蓄电池组浮充和均充的要求, 只需按照各系统的经常性负荷和事故负荷来计算。由于电源组件具备短时输出最大功率功能 (60s内输出2倍额定功率) , 因此对于冲击负荷, 计算电源组件数量时可不予考虑, 仅核算即可。并联智能电源组件的数量应满足正常工作时的经常性负荷和事故状态下的事故负荷与冲击负荷的需要。组件数量按N+1原则 (N≤6时) 或N+2 (N≥7时) 冗余配置。
3.1 电源组件数量选择
其中:Pj为直流负荷计算容量;Ps为随机或冲击负荷。
注:考虑到充电模块具备短时耐受Ie的2倍, 故不考虑随机或冲击负荷的电流。
3.2 蓄电池容量选择
蓄电池通过组件向负载提供能量, 由于组件均流的作用, 每个电池提供1/N的负荷功率。
(1) 单个蓄电池放电电流:
其中:P1为直流负荷实际容量;N为直流系统选择模块数量;η为电池的放电效率, 取值0.85;U为蓄电池额定电压, 取值12V。
注:110k V变电站蓄电池按照2个小时考虑。根据蓄电池产品型号及设计需要, 可选取大于计算值的标准容量蓄电池。
4 结论
综上所述, 随着科技的进步, 变电站无人值班、数字化及智能化建设得到了迅速发展, 特别是我国提出建设资源节约型、环境友好型社会后, 变电站的建设更加注重实用和节约, 对无人值班变电站内交直流系统进行远程监控、维护、系统性管理, 显现出很大的迫切性。
基于减少设备, 减少变电站建筑面积, 节约投资, 减少维护工作量的考虑, 采用并联智能电源组件直流系统, 建立智能化变电站站用电源系统信息共享平台, 对交直流电源系统进行系统性的设计、运行、维护, 进行蓄电池在线核容管理, 实现对蓄电池的在线检修、不停电更换, 建立各类运行、检修、事故工况下的智能化操作方案, 不但使变电站站用电源系统更加安全可靠, 也使其配置方式更加灵活多样。
摘要：站用电源系统是变电站的重要组成部分, 而直流电源系统又是站用电源系统不可或缺的部分, 本文针对现有直流电源系统中串联蓄电池组存在的问题, 提出了更为可靠的并联智能直流电源系统, 并对其技术原理与配置选择进行了详细的说明。
关键词：站用电源系统,蓄电池,并联电池组件,并联智能直流电源系统
参考文献
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并联逆变电源 篇5
1.1 直流电压, 额定电流与IGBT选型
选择输出线电压有效值为380V+-5%, 额定容量100k VA, 故选择直流电压、额定电流如下:
本实验采用Universal Bridge来实现IGBT (图1, 2) :
1.2 主电路设计与参数
本三相四线电路采取SPWM控制逆变电路, 利用正弦波与三角波比较产生的反映正弦波特性的一系列不同宽度的脉冲, 这些脉冲序列作为开启/关闭逆变桥开关器件的信号, 使直流电压变为一系列周期性阶梯波, 波形在电容的作用下得到近似正弦波的波形, 并在输出滤波电路的作用下最终生成正弦波。本实验的逆变电路是三相可控全桥式逆变电路, 并且由两个逆变器并联工作 (图3-7) 。
频率50Hz, THD=1.38%。
2 输出滤波电路参数设计过程
本实验采用LC滤波电路以滤去输出中的谐波分量。首先要确定LC滤波器的截止频率
截止频率应远小于电压中所含有最低次谐波频率, 但同时应远大于基波频率:
对于高频PWM逆变器, 载波频率远大于10倍基频, 应选为载波频率的1/10-1/5。本实验中载波频率选择为16000Hz, 故选择为1600Hz。
PWM逆变器输出电压的无功功率:
U0, I0为给定值, Q为L的函数。则要令Q最小:
则L, C均可确定。
(1-基波角频率;U0-电容电压基波有效值;I0-电感基波电流有效值;=1600, L=0.1926m H, C=51.38 F)
3 逆变器控制策略设计及控制框图
本实验采用电压瞬时值反馈单环PID控制, 以改善输出波形。该方法中重要的两个参数分别为阻尼比与自然振荡频率r。当这两者其中一个维持不变时, 另一个的增大会显著提升系统的动态、稳态性能 (图8) 。
4 控制参数设计方法
利用simulink自带的逻辑元件和PID元件建立以上控制回路, C, L, r分别为滤波线路上的电容、电感和等效电阻 (此处取0.5) 。而PID中的系数计算较为复杂:
本实验根据实验情况, 选取阻尼比期望自然振荡频率n=3500rad/s, n=10来计算。
5 非线性负载下静态均流效果仿真与结果分析
5.1 RLC负载 (图9-11)
5.2 二极管负载 (图12-14)
6 线性负载变化动态均流效果仿真与结果分析
这部分实验采用定时关闭和开断的断路器来测试线性负载动态均流效果 (图15-17) 。
摘要：一种逆变电路采用IGBT桥, 逆变方式为SPWM, 两个逆变电源并联运行。该电源采用LC滤波器, 主要滤除高次谐波。逆变电源采用压瞬时值反馈单环PID控制, 改善输出波形质量。该并联逆变电源在Matlab的Simulink组件中模拟, 分别测试分析了带动线性负载动态均流效果和非线性负载静态均流效果。
关键词：逆变电源,SPWM,并联运行,PID控制
注释
1[1]杨荫福, 段善旭, 朝泽云.电力电子装置及系统[M].北京:清华大学出版社, 2006:66-83.
2[2]俞杨威, 金天均, 谢文涛, 吕征宇.基于PWM逆变器的LC滤波器[A].李辉.机电工程[C].杭州:浙江大学电力电子研究所, 2007:50-52.
逆变器并联运行的环流反馈控制 篇6
随着逆变技术的发展,多台逆变器并联运行的需求越来越大。多台逆变器并联运行可大大提高系统的灵活性,使系统的体积大为降低,同时其主开关器件的电流应力也可减少,从根本上提高系统的可靠性和功率密度。为了使并联逆变器可靠地工作,需要解决均流问题[1,2]。本文采用电压有效值反馈和环流反馈实现各逆变模块输出电压稳定,输出电流均衡,较好地解决了逆变器并联运行的环流问题,具有参考价值。
1 并联系统的环流特性
下面以两台逆变器并联模型为例分析逆变器并联系统。图1为两台逆变器并联系统等效电路。其中U1、U2分别为两逆变器等效输出电压,1I、I2分别为两逆变器输出电流,1Z、Z2为等效线路阻抗,ZL为负载等效阻抗,Uo为负载端电压,Io为负载电流[3]。
由图1得,负载端电压Uo的表达式如式(1)所示:
定义系统环流IH如式(2)所示:
由式(1)、(2),可得1I、I2、IH、Uo的表达式分别为式(3)、(4)、(5)、(6)所示:
假定线路阻抗Z1=Z2=ZZL,则可得:
由式(8)可知,由于线路阻抗Z非常小,2台逆变器输出电压矢量在相位、幅值上的差异会在各逆变器的输出形成较大的电流。该电流大部分不经过负载而在逆变器之间形成环流,环流较大时极易损坏逆变器,必须加以控制[4]。因此控制逆变器输出电压的幅值与相位完全相同,即可使负载端电压近似等于逆变器输出电压,并使环流近似为零。
2 环流反馈控制方式
以两台逆变器并联系统为例,得到加入环流反馈控制和交流输出电压反馈的逆变器并联系统控制框图如图2所示[5,6]。图中的Uref1和Uref2分别为逆变器1和逆变器2的基准电压,Uo1和Uo2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压,1G和2G分别为逆变器1和逆变器2的开环传递函数,KV1和KV2分别为逆变器1和逆变器2的输出电压反馈函数,KI1和KI2分别为逆变器1和逆变器2的环流反馈函数,3G和4G分别为并联系统的输出电压传递函数和环流传递函数。
对图2,由式(7)、(8),得到3G=0.5,G4=-1/2Z,Z为单台逆变器的线路等效阻抗。
当没有环流反馈,即KI1=KI2=0,可得Uo1、Uo2的表达式如式(9)所示。由式(7)、(8),且Uref1=Uref2=Uref,可得Uo、IH的表达式如式(10)所示。
加入环流反馈之后,即KI1=KI2≠0,输出电压U o′1、U o′2、U o′及环流I′H之间的关系如式(11)所示。由式(11),可得U o′、I′H的最终表达式如式(12)所示。
由式(10)和(12)比较得,加入环流反馈环节,输出电压不变,但环流得到很好的抑制。因此,理论上该系统可满足电压输出要求,且可以有效抑制环流。
3 仿真结果分析
3.1 单台逆变器仿真分析
图3中直流电压取750 V,35 k W阻性负载,滤波电容C=15.6µF,滤波电感L=6.5 m H,滤波电感寄生电阻R=0.1Ω。得到仿真波形如图4所示。其中由上到下分别是线电压瞬时值、线电压有效值、相电流瞬时值。
由图4可知,电压、电流波形平滑,滤波效果较好,虽然有电感寄生电阻存在,线电压有效值仍能稳定在380 V。
3.2 两台逆变器并联系统仿真分析
根据单台逆变器模型,建立两逆变器并联系统模型如图5所示。其中两台逆变器滤波参数相同,但滤波电感的寄生电阻分别为0.1Ω,0.2Ω。线路电阻分别为0.001Ω,0.005Ω。只有电压反馈,不加环流反馈的波形如图6所示。加入了环流反馈的波形如图7所示。两图中,从上至下分别为逆变器1电压波形,逆变器2电压波形,逆变器1电流波形,逆变器2电流波形。由图6、图7可知,在只有电压反馈的并联系统中,逆变器输出电压较稳定,但不能抑制参数差异导致的输出不均流,而加入了环流反馈后,逆变器输出电压满足要求,且均流效果也较好。
4 结论
本文针对逆变器并联运行中的环流问题,提出了一种基于环流反馈的均流控制策略。由于环流反馈控制是一比例环节,因而动态响应快,而且这一控制策略只需要检测一个量,即输出电流有效值,因而电路简单,容易实现[7]。最后通过MATLAB/SIMULINK仿真软件对控制策略进行建模与仿真研究,仿真结果证明了控制策略具有较好的均流效果,因此该方案是可行的。
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电源并联系统的均流技术研究 篇7
在大功率电源系统中,如果采用单台电源供电,该变换器势必处理巨大的功率,电应力大,给功率器件的选择、开关频率和功率密度的提供带来困难,并且一旦单台电源发生故障,则导致整个系统崩溃。采用多个电源模块并联运行,提高电源的容量和可靠性是电源技术发展的一个方向[1,2]。
然而在实际使用中并不能简单地把各电源模块并联使用就可以让电源平均承担功率,这是由于各电源模块的特性并不一致。一方面,各电源模块的输出电压调整不可能完全相等,那么输出电压较高的模块将会提供较大甚至全部的负载电流;另一方面,即使两个电源模块的输出电压调整完全相等,也会由于两者不同的输出阻抗及其随时间和温度不同产生的变化,将造成两个电源模块的负载电流不平衡。其结果必然使电源可靠性降低,寿命减小,因此在电源并联系统中需要使用均流措施,来保证模块间电流应力和热应力的均匀分配,防止单个电源模块运行在电流极限值状态[3,4]。
2 传统的模拟控制均流方法[2,3,4,5]
传统的均流方法以模拟控制为主,方法多种多样,其均流精度及均流原理也是各不相同。其中常用的有外特性下垂法、主从设置法、平均电流法、最大电流法等。
2.1 外特性下垂法
外特性下垂法又称改变输出阻抗法,是最简单的一种均流方法。其实质是利用各单元模块自身的电流反馈信号,调节单元模块的输出阻抗,使外特性的斜率趋于一致,达到并联模块均流的目的。该方法易于实现和扩展,属于开环控制,小电流时均流效果差,大电流时效果较好,一般应用于均流精度大于或等于1 0%的场合。而且外特性下垂法是以降低电压调整率为代价来获取均流,系统电压调整率差,因此在电压调整率要求较高(等于或小于3%)时,一般也不采用该方法。
2.2 主从设置法
主从设置法是在并联的若干个电源模块中选择一个作为主模块,而其余作为从模块跟随主模块工作。主模块工作于电压型控制工作方式,从模块工作于电流型控制工作方式。主模块误差电压决定整个系统的误差电压,通过各自的电流反馈控制,使所有的模块分担相同的负载电流。该方法是由电压环和电流环构成电流控制型的双环控制,均流精度很高。但主从模块间必须有通讯联系,使整个系统变得复杂;如果主模块失效,则整个电源系统不能工作,不适于冗余并联系统;电压环的工作频带宽,易受外界噪声干扰。
2.3 平均电流法
平均电流法需要用一根公用电流母线(均流母线)连接所有单元模块,而各单元模块的电流放大器的输出端都通过1个电阻接到均流母线上。该方法均流效果较好,精度高。但由于引入了均流母线,致使系统的可靠性下降。当均流母线短路或接在母线上的某个单元模块出现故障时,将导致均流母线电压降低,使得其它单元模块的输出电压下降,甚至达到其下限值,造成整个系统发生故障,可靠性较差,且不适于冗余并联系统。
2.4 最大电流法
最大电流法又称自主均流法,是一种能自动设定主模块和从模块的方法。这种方法在结构上与平均电流法相似,只是将后者与均流母线相连的电阻换成了二极管。由于二极管的单向导电性,只有输出电流最大的单元模块的电流信号能使二极管导通,与均流母线相通,使得均流母线上的电压反映的是各单元模块中输出电流最大模块的电流信号,从而实现了主模块的自动选择,而其他模块则成为从模块。系统运行时,并不固定某个模块为主模块,而是随时根据实际情况,自动选择电流最大的模块作为主模块,解决了主从设置法中主模块发生故障而导致整个系统瘫痪的缺点,实现了系统总电流在各单元模块中的精确分配。而且该方法能将故障单元模块自动隔离,便于实现系统冗余和热插拔,提高了系统的可靠性。但由于主模块二极管的导通电压存在离散性,使主模块的均流总有误差,而从模块的均流效果较好。目前Unitrode公司推出的负载分配控制器UC3902、UC3907等都是基于该方法的基本原理开发的均流控制芯片。
3 数字化均流
各种传统的模拟控制均流方法都存在一定的固有缺陷。随着数字技术的发展和嵌入式处理器(单片机、DSP、ARM等)的普及,若将其应用于均流控制,研究出新一代的数字化均流方法无疑成为电源技术发展的新方向[6,7]。
数字化均流是一种以软件控制为主的强迫均流方法,通过以嵌入式处理器为控制核的监控模块实现均流控制的方法。具体工作原理如下:监控模块采用适当方式实时对所有并联单元模块及整个系统的电压、电流值等进行采样,控制核通过软件求得系统平均电流值,并在预先设定的系统精度内与单元模块电流值比较,若不符合要求,控制核选定相应的单元模块发出指令,并通过一定的驱动电路微调其输出电压,从而改变各单元模块的输出电流,重复检测及调节过程直至满足精度要求[1,6,7]。
4 基于单片机数字化均流的开关电源并联系统的实现
4.1 系统概述
为简化系统设计,只对两路D C-D C开关电源模块构成的并联系统进行数字化均流,系统框图如图1所示。其中D C-D C单元模块采用开关电源常用芯片LM2576-ADJ实现,而监控模块以51系列单片机为控制核,并包含ADC、DAC、显示等子模块。由于本系统的程序量较大,监控模块的控制核采用STC89C58芯片;为全面显示各单元模块及整个系统的电压、电流值,显示模块采用LCD12864;为确保整个系统的精度和节省单片机的I/O资源,采用TI公司的12位串行模数转换器TLC2543对各单元模块及整个系统的电压、电流值实时测量,并采用TI公司的12位电压输出型的4线可变串行接口数模转换器TLV5616输出控制信号给单元模块的反馈控制端,对各单元模块的输出电压进行微调,从而实现电流的分配。
4.2 DC-DC单元模块
采用开关电源芯片LM2576-ADJ实现额定输出功率为1 6 W、输出电压为8 V的D C-D C单元模块,电原理图如图2所示。其中,Vi和Vo分别为单元模块的输入、输出端;D1为两个肖特基二极管MBR20100并联构成的续流二极管;L1为储能滤波电感;L2与C2、C3、C4、C5构成π型滤波器增强滤波效果;Vrf为反馈控制端,接至DAC模块的输出端,可改变单元模块的输出电压;BH为过流保护控制端,为高电平时单元模块工作,否则关断,起保护作用;Rs为单元模块的输出电流采样电阻。
4.3 监控软件设计
数字化均流主要是通过软件实现电流的分配,其程序流程如图3所示。
该系统除了使两单元模块输出电流均流,还扩展了故障检测功能,当Io≥4.5A时,输出过流保护信号BH,使单元模块停止工作,延迟数秒后解除保护。而实测时,当电流为4.51A时,过流保护启动,与软件设定基本一致。在均流程序中,通过设定允许误差范围,可以确定电流分配的调整精度,但允许误差范围不能设的太小,否则调节时间过长。而且由TLC2543测得的总电压及模块电流都应采用多次测量求平均值,并用一次曲线拟合的方法进行处理,否则调整频率过快,测量误差较大。在对两路TLV5616模块的输出电压进行微调时,只需对电流大的模块的控制字加1,而对另一模块减1即可。
4.4测试结果
通过改变负载,实测系统的输出电流及其精度,其测试结果如表1所示。由此可以看出,数字均流的精度较高,每个单元模块的输出电流相对误差的绝对值不大于2%。
5 结束语
实践表明,数字均流能较好地实现各单元模块间的均流,精度高,而且其扩展性强,在需要增加并联单元模块数量时,硬件上只需对监控模块做相应扩展,而重点是对软件部分进行修改。
数字化均流具有如下特点[[1,6,7]:
(1)软件控制方式易于实现,控制方法灵活,通用性强,均流精度高;
(2)既可简化硬件电路,又可不改变硬件通过修改软件来实现系统升级,实用性更强;
(3)容易实现故障单元模块的隔离,便于实现系统冗余和热插拔,系统的可靠性高;
(4)可提供实时故障查询和诊断,既便于维护又可实现远程系统监控;
(5)可与各种先进的控制方法和智能控制策略相结合,提高电源的智能化程度;
(6)依赖监控模块,如果监控模块失效,则系统崩溃;
(7)在均流精度要求高时,其瞬态响应较差,调节时间长。
参考文献
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开关电源模块并联供电系统设计 篇8
2 主要模块设计方案
2.1 供电系统
桥式整流电路的工作原理如图2:e2为正半周时, 对D1、D3和方向电压, Dl, D3导通;对D2、D4加反向电压, D2、D4截止。电路中构成e2、Dl、Rfz、D3通电回路, 在Rfz, 上形成上正下负的半波整洗电压, e2为负半周时, 对D2、D4加正向电压, D2、D4导通;对D1、D3加反向电压, D1、D3截止。电路中构成e2、D2、Rfz、D4通电回路, 同样在Rfz上形成上正下负的另外半波的整流电压。
2.2 DC模块的选择
电源芯片采用美国国家半导体的LM2596—ADJ它是一款降压型的PWM调节方式的开关稳压电源的芯片, 内部振荡源频率为150KHZ, 最大输出电流3A, 最大输出电压40V, 基本可以满足题目要求。它通常被作为恒压电源应用, 此时其通过电压取样电压反馈稳压方式达到稳定电压的目的。
2.3 输出电流比例实现方案
输出电流比例实现有两种方案。一是通过单片机控制ucc29002来实现电流比例, 但电路极其复杂。二是调节内部参数使DC-DC模块输出电流1:2。当电流需要1:1的时候, 通过检测, 单片机识别选通, 让均流模块电路ucc9002工作, 实现电流1:1。
UCC29002采用一个高增益、高精度的放大器, 能检测到外面的输入的微小的电压变化量, 放大倍数的大小可以通过改变外电路的参数获得。UCC29002中的电流检测放大器的输入偏置电压极低, 使得它可以精确的检测到一个阻值很小的电流采样电阻上的微小电流变化量。而且, 它的共模范围介于接地电压和UCC29002供电电压之间。芯片电流读出放大器超低的输入补偿电压使得对通过低值电阻的电流信息的检测更加适宜。为防止错误的输出调整信号, 在误差放大器的反向输入端加一个比同向输入端高25m V的固定偏置, 当连输入端输入相等时不会做出调整。当芯片不能正常工作时调整放大器的同向输入端将被下拉到地 (相当于误差放大器输出为零) , 防止该单元被错误调整, 此外, 误差放大器的两个输入端还可作为使能。
2.4 单片机检测实现方案
用霍尔传感器 (ACS712) 检测负载上电流, 把电流变为电压, 然后经过D/A把信号传给单片机。
2.5 单片机过流控制方案
用单片机实现对模拟开关CD4051控制选通实现电路调整如过流保护, 如图3所示。
使用低功耗单片机MSP430实时监测电流。因为UCC29002的8脚电压与系统的输出电流成正相关, 我们用MSP430片内12位ADC定时采样该电压。并把它与预先设定的电压比较来判断过流。当连续两次检测到电流过大时, 关断TPS5430使系统不输出电压, 6秒延时后使能TPS5430, 并继续检测电流。
3 系统测试与误差分析
3.1 性能指标
实验过程:在实验室220v交流点下分别测量CD模块空载输出 (测量数据及结果如表1) 和负载输出。
3.2 比例均流性能指标
实验过程:把CD模块的输出端后接均流电路分别测量两路的输出电流。
3.3 单片机调节电路性能
实验过程:调节可视负载使输出总电流由1A逐渐增大到6A再减小到4A观察各电路电流量。
3.4 均流效率
实验过程:改变负载电阻测量负载功率P1和CD模块输出功率P2由P1/P2计算均流效率。
从测试结果来看, 均流偏差在0.5%以内。但是电源均流时两路的电流仍有一定的误差, 并非绝对均流;而且均流偏差变化不是线性的, 即输出电流增大时, 均流偏差不是单调变化。主要原因是由于我们均流方法是UCC29002, 通过能检测到外面的输入的微小的电压变化量, 放大调节。但由于电路本身和焊接等原因, 造成一定误差。若需要进一步减小误差, 则需采用更为精确的平均电流均流法。均流误差的非单调变化, 主要是由于采样电阻等分立元件的温漂及杂散噪声引起, 当温度变化或工作频率变化时, 电阻会偏离原来的阻值, 导致UCC29002内部调节信号偏离理论计算值, 从而使调制的信号和理论值有差异, 产生均流偏差波动。
摘要：选用开关电源芯片LM2596和load sharing芯片UCC29002, 并选用两片load sharing芯片UCC29002的配合使用, 通过调节上路电路中连接在UCC29002电位器, 使上下两路对称, 实现自动均流。并由单片机监控调节, 确保电路安全, 灵活变换。
关键词：LM2596,UCC29002,反馈
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