单相逆变电源（共8篇）
单相逆变电源 篇1
0 引言
脉冲宽度调制PWM (Pulse Width Modulation) 是一种对模拟量进行数字编码的方法, 目前已广泛应用于电力电子及通信控制领域, 工程应用中通过PWM来实现MOS管导通时间的改变, 即通过调制输出方波的占空比来改变输出电压。而SPWM, 就是使PWM占空比按正弦规律排列, 这样经过对SPWM波形进行适当的滤波即可以得到正弦波输出波形。该方法在交流逆变器的控制中广泛使用, 比如UPS和光伏技术等。
目前SPWM产生方法有硬件法和软件法两种, 硬件法是用三角波与正弦波输入比较器, 产生SPWM波, 而软件法则是利用单片机或其它嵌入式处理器产生SPWM波进行控制。本文利用ARM7的SPWM输出并结合简单的外围电路实现逆变功能[1]。
1 方案论证
如图1所示, 硬件电路由DC-AC变换器、滤波电路、变压器组成;系统的控制核心为LPC2131, 它是一个基于实时仿真和跟踪的16/32位ARM7TDMI CPU, 在该方案中SPWM控制波形通过编程生成。该系统是一个闭环系统, 通过输出的反馈信号来检测正弦波的频率、相位, 并由A/D采样欠压、过流信号来进行频率、相位的跟踪和欠压、过流保护。
本方案中, 逆变桥采用半桥式逆变电路, 只需要两个开关管, 电路较简单, 容易实现。因为本文研究的对象主要是针对SPWM逆变控制的验证, 为中小功率的逆变电源, 故采用MOSFET管, 最终选定IRF3205作为变换电路的开关管。
根据国家电力并网的要求, 对于逆变电源, 必须满足输出交流电压的相位频率与电网标准相同, 不会污染到电力系统, 故该系统中还包含了频率相位检测、电压电流检测子系统。
系统SPWM输出控制部分采用软件法, 由ARM7接口的PWM口输出SPWM波形, 该方法比前述的硬件法更简单, 因为是数字转换, 故抗干扰能力强。
2 理论分析与计算
根据SPWM控制基本原理, SPWM波形等效为正弦半波效果, 如图2所示。欲产生正弦波形, 首先必须产生等效的SPWM波形。在此采用软件法产生SPWM波形, 采用查表法, 表中数据为按正弦规律变化的脉冲宽度, 定义为一个一维数组, 宽度由MATLAB工具计算得到。
3 LPC2131硬件资源
本系统控制核心由Philips公司的单片16/32位微处理器LPC2131完成, 该控制器具有两个32位可编程定时/计数器, 定时/计数器的功能是对外设时钟 (PCLK) 周期进行计数产生中断, 可通过捕获输入实现脉宽调制, 在这里使用定时器0。LPC2131的PWM建立在标准定时器0/1之上, 两个匹配寄存器 (PWMMR0和PWMMR2) 可用于单边沿控制PWM输出。PWM周期率由PWM-MR0控制, PWM边沿的位置由PWMMR2控制。向量中断控制器VIC具有32个中断请求输入, 其中用到了向量控制0寄存器 (VICVectCntl0) , 中断编程使用的是向量IRQ, 另两种为FIQ和非向量IRQ。GPIO使用P0.7作为PWM的输出口[2]。
LPC2131硬件产生SPWM波形过程如图3所示: (1) 定时器0中断为 (1/18000) 秒进行一次中断, T0MR0= (Fpclk/18000) ; (2) 每次在定时器中断时改变PWM的占空比, 并且有一个计数变量 (count=0) , 进入一次中断则count++, 当count加到360时则count重新从0开始计; (3) 按照以上设置, PWM的占空比改变的周期应该为 (1/18 000) ×360=0.02s, 即频率为50Hz。
4 调试与测试
系统软件调试采用第三方软件ADS1.2, 工程目录如图4所示, 其中存储器配置文件为mem_a.scf、mem_b.scf、mem_c.scf, 启动文件startup.s, 中断向量表IRQ.s, 板级文件target.c.
按照以上思路编写出的软件经过编译调试, 运行良好, SPWM波形正常。脱离仿真环境后和逆变电路连接在一起, 驱动MOS管工作, 逆变出的单相正弦波波形良好, 基频为50Hz。从结果看出, SPWM所含的基波频率与程序设定的调制波频率一致, 见图5。
5 结语
由测试结果可知, 采用本文方式输出的交流信号频率相位稳定、输出正弦波形失真较小, 具有过流与欠压保护功能;系统体积小, 接口丰富易于扩展, 有较大的灵活性, 对于车载电源等嵌入式逆变电源, 该设计应用价值很大。
参考文献
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交流单相在线式不间断电源的设计 篇2
关键词：不间断电源（UPS）；正弦脉宽调制；电压电流双闭环控制
中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2013） 12-0000-01
一、设计方案论证
方案一：采用DSP作为核心控制器，主电路采用半桥逆变。这种方案控制部分功能强大，可同时控制逆变主电路和各个分支电路。但半桥逆变电压利用率低，要求输入电压很高。而且DSP控制的成本较高，程序复杂，给设计增加了难度.
方案二：SPWM逆变器
SPWM型变换器是给逆变器固定的直流电压，通过开关元件有规律的导通和关断，得到由宽度不同的脉冲组成的电压波形，削弱和消除某些高次谐波，得到具有较大基波分量的正弦输出电压。
方案三：采用U3988作为控制核心，逆变主电路采用全桥逆变。这样可以做到硬件电路简单，电路可靠性增强，设计周期变短。这样输入电压不用提到很高就可输出要求的电压。
方案四：采用SA866控制芯片，SA866所有的運行参数，包括载波频率、波形、最小脉冲宽度、死区脉宽等都是通过外接的EEPROM编程，由于数字电路在高频电路中会受到严重干扰，因此SA866在应用上有了一定的局限性。
方案五：采用多重移相叠加阶梯波合成逆变器阶梯波合成逆变器的输出波形为阶梯波，其阶高按正弦规律变化。这种阶梯波中的谐波含量比方波显著减少，如阶梯波数为18的阶梯波总谐波含量为基波的9.48%。如果阶梯数越多，则总的谐波含量就越小。但这种电路过于复杂，因此本方案不予采用。
综上所述，在方案二中，由于采用恰当的芯片，使电路简单，无须编程，成本低廉，能够满足系统设计的要求，所以选择方案二。
二、组成单元
主电路单元：采用全桥逆变电路共有四个臂，可以看成是两个半桥逆变的组合而成，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通180度，全桥逆变电路是单相逆变电路中应用最多的。
主控制单元：采用采用U3990F6-50控制芯片，在逆变状态下，OUTA输出的SPWM脉冲序列经过逆变后对应正弦波的正半周；OUTB输出的SPWM脉冲序列经过逆变后对应正弦波的负半周，并且要注意的是加在反馈引脚上的电压必须是实时的。
反馈单元：利用变压器将生成的交流信号变到9V，再将整流之后的电压反馈给U3990F6-50的2脚，从而实现稳压、调压。
辅助电源单元：采用UC3842控制芯片，此芯片构成的反激电源，外围电路简单而且效率高，可以满足各个用电单元的需求。
充电单元：采用的是恒流充电电路，充电电流可以达到0.4A，而且还具有过充保护功能。设计采用运放LM358，通过调节同相端与反相端的分压电阻可以实现对电池过充的保护。本设计的过充电压设定为38V。当电池电压超过36V时，反相端的电压将超过同相端的设定值，使得放大器输出发生翻转，输出低电平，三极管截至，使得TIP42截至，停止充电，实现了过充保护的功能。
功能保护单元：过流保护和短路保护是利用电流互感器来实现的，通过示波器的观察电流互感器能快捷准确的采集输出的交流信号，这样使得保护动作快，整个电路受到的冲击降到了最小。欠压保护和升压变换通过运放构成的比较电路来控制继电器实现的，在实际运行过程中有完美的表现，完全到达了要求。
驱动单元：采用的光耦隔离驱动能很好的将主电路与控制电路分开，达到了利用弱电控制强电的目的。
显示单元：采用的是单片机89S52和TLC2543组成的信号采集处理方案，可以准确的显示输出的电压、电流以及输出功率。
Boost升压电路单元：为保证交流输出幅度维持在24V，逆变之前的直流电压至少为24×1.4=33.6V，但蓄电池工作电压范围的下限为29V，如果逆变前的电压不做处理，会使电压调整率降到很低。所以本设计在输入滤波和逆变之间加入一级Boost升压电路，主控芯片采用UC3843
三、部分电路的分析
（一）控制电路的分析
控制电路共分两部分，一部分为逻辑量控制，一部分为模拟量控制，根据主逆变电路为单极性的要求，电路采用正负半周分别驱动的方式，当正半周时，LM339比较器输出为低电平，通过与非门4011B转换成高电平，从而打开与门4081B，使得输出脉冲在整个正半周期间通过与门4081B的4脚，控制输出主电路开关管Q2、Q3导通；同理，当正弦波为负半周时，LM339输出为高电平，从而控制对角桥臂Q1、Q4导通，这样就实现了SG3525双组驱动脉冲在每个半周期内同时输出的要求，保证了整流后的正弦波与三角波比较，完整输出的要求。
模拟量控制采用电压、电流双闭环控制调节，其基准为标准正弦波，电压反馈通过电压互感器再经放大器放大后进入PI调节器与标准正弦波进行比较，从而达到消除误差正弦跟随的目的，PI调节器的输出作为电流比例调节器的基准输入，同时电流反馈信号经电流互感器输入比例调节器，经比例调节器对电压信号和电流信号的综合调节，输入至精密整流电路，达到SG3525仅能输入单极性的要求，其中重要的一点电流反馈信号的引入对增加系统的阻尼、改善波形的失真度都起到了良好的作用。
考虑输出空载情况，电压上升过高，故此该电路设计了空载电压限制电路。
（二）充电单元的分析
充电电流较小，主控制管损耗不大，所以蓄电池充电电路采用线形电源结构，线形电路的主调节管为2SC3281，控制调节管为C2383，调节器采用OP37放大器，充电电路的最大充电电流为0.5A，最高充电电压为40V，采用倒接二极管的形式，当电池电压升至40V时，二极管自然截止，防止电池过充。
四、结论
由于在电源逆变之前加入了Boost升压电路，使逆变电源的电压调整率很小；所有经过大电流的线路均尽量采用粗导线，开关器件均选用优良器件，器件的各项指标参数均远大于额定值，所以电压调整率和负载调整率均得到提高；充电电源采用恒压恒流的形式，输出电流达到250mA，浮充电压41.4V，既能快速充电又能产生过充；逆变器的控制芯片采用正弦波逆变器专用芯片U3990F6-50Hz，大大降低了输出正弦波的失真度。所以本设计具有效率高、正弦失真度小、电压和负载调整率低、其他保护功能齐全等特点。
五、创新点
（1）逆变之前加入了Boost升压电路，提高了电压和负载调整率；
（2）采用了专用U3990F6-50控制芯片，使电路结构简单，可靠性提高；
单相逆变电源 篇3
全球能源危机与环境污染引发了人类寻求新能源的迫切愿望。作为一种取之不尽、用之不竭的清洁能源, 太阳能愈发受到人们的关注。光伏发电利用光伏阵列将太阳能直接转化成电能。根据光伏发电是否和公共电网并网, 可以将光伏发电系统分为光伏独立发电系统和光伏并网发电系统。本文主要研究光伏并网发电系统的设计。
本文对一种单相两级式光伏逆变器进行了研究, 它由前级Boost DC/DC升压电路和后级逆变电路组成。为了缩短开发时间与提高可靠性, 逆变电路选用了三菱公司的IPM模块PS21265, 加上太阳能电池板、LCL滤波电路、驱动保护电路、AD采样电路、过零点比较电路、内部辅助电源供电电路等, 构成了光伏并网发电系统。文中给出了各个电路的设计以及重要元器件的参数选取方法, 最后设计制作了一台600W的光伏并网发电系统, 对样机进行试验测试, 结果符合设计标准要求。
1 单相光伏并网发电逆变系统的组成
光伏并网发电逆变器就是把光伏电池输出的直流电转化为交流电供给用户使用并接入国家电网的器件。此系统一般由主电路和控制电路组成。光伏并网发电逆变系统框图如图1所示。
本系统选用TI公司的TMS320F2812 DSP作为主控芯片, 在DC/DC环节实现追寻最大功率跟踪控制, 在DC/AC环节实现输出稳定的正弦交流电压[7]。其工作过程为:由光伏阵列送来的直流电经过DC/DC Boost电路升压, 进入全桥逆变主回路, 经逆变器转换为交流方波, 再经LCL滤波器滤波成为工频50Hz正弦电压。
设计采用单相两级式光伏并网逆变拓扑结构, 主电路结构如图2所示。
2 逆变电源硬件设计
本系统所选用的光伏阵列在白天正常日照的情况下, 输出电压范围为80V~120V。Boost电路输出电压约为350V, 驱动Boost电路的PWM波占空变化范围约为0.57~0.77, 频率为20k Hz。后级逆变电路输出额定功率为600W, 电压为工频50Hz的正弦交流电220V, 逆变器驱动PWM波频率为15k Hz。
2.1 前级DC/DC电路设计
光伏阵列输出特性为非线性, 而且受光照强度和环境温度等的影响较大。为使其能够最大程度地向外提供电能, 系统需要设计MPPT控制。系统通过调节Boost电路的占空比来实现光伏阵列的最大功率输出。在选用Boost电路中的开光管时, 考虑到MOSFET适用于低压、高频、小容量的条件下, 正好符合此次设计要求, 考虑到开通时寄生电感和电容振荡电压, 因此挑选了较为合适的SPW20N60C3型号的MOSFET。该芯片耐压为650V, 额定电流为20.7A。同时由于Boost电路中输出二极管D需要承受和输出电压等值的反向电压, 以及传导负载所需要的最大电流, 为此选用了耐压为600V的超快速整流二极管MUR3060。
2.2 后级DC/AC电路设计
智能功率模块IPM是由高速低功耗的IGBT管芯、优化的门极驱动电路以及快速保护电路组成的。不仅仅把功率开关器件及其驱动电路集成在一起, 而且还内装有欠压、过流及过热等故障检测电路。采用IPM模块作为逆变桥可以减少器件数目、缩短开发周期、减小系统体积、提高可靠性, 因而被广泛的应用。由于逆变电源的最大输出功率为P=600W, 输出电压有效值为220V, 考虑过载系数KA=1.5, 则输出的峰值电流为:
前级Boost的输出最大电压为Udc=350V, IPM耐压需超过350V, 根据上述参数计算结果, 考虑一定的安全系数, 留出充足的余量, 本逆变系统采用三菱公司的IPM模块:PS21265, 其最大耐压为600V, 额定电流为20A, 完全能满足本系统设计要求。
2.3 输出电压、电流采样电路设计
由于DSP的A/D转换输入电压范围为0~3.3V, 所以采样进来的模拟信号, 必须经过处理将其转化为0~3.3V。采用霍尔电压传感器LV25-P将输出电压变换为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过跟随器隔离前后级, 然后再叠加上一个+2.75V的直流偏置, 得到0~5.5V电压, 再经过同相比例缩小到原来的1/2, 从而得到0~2.75V的直流电压, 该信号经过RC低通滤波送到DSP的A/D转换通道。
2.4 过零点比较电路设计
电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P电路从有效值为220V的交流电变为有效值为3V的交流电, 经过由芯片LM324组成的电压跟随电路, 限压电路, 然后经过由芯片LM339组成的过零点比较电路, 最后输出占空比为50%、阈值电压为3.3V的PWM信号波形, 由于TMS320F2812 DSP处理器I/O口额定电压为3.3V, 正好将此输出信号接入DSP处理, 使系统输出电流波形实现同频同相跟踪电网电压波形。图3为过零检测电压频率跟踪电路原理图。
3 光伏逆变电源控制策略及软件控制流程
3.1 前级MPPT控制策略
常用的MPPT控制方法有:恒定电压法、扰动观察法、电导增量法、模糊逻辑控制法、最优梯度法等。考虑到设计的复杂性、周期性等, 本文所设计的逆变器的最大功率点跟踪控制采用的是测量参数少、实用性强的改进的变步长扰动观察法。
k时刻扰动变化步长ΔD (k) 的计算方法为:
ΔD (k) 为k时刻的扰动占空比变化步长, ΔP (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出功率变化量, ΔU (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出电压变化量, α为扰动步长因子, 是一常数, 可设为0.001。其中Um为光伏电池在标准测试条件下的最大功率点电压, 取Um=0.78 Uoc, Uoc为开路电压, ε为一较小的常量, 根据经验可设为0.5。其软件流程如图4所示。
3.2 倍频单极性SPWM脉宽调制策略
倍频单极性SPWM调制是通过把一个完整的单相全桥逆变器拆分成左右两个相同的半桥逆变器, 然后用两个极性互为相反的正弦调制波和双极性三角载波进行比较, 把比较后得到的SPWM功率管驱动信号分别控制这两个半桥逆变器。从而使逆变器桥的输出电压的脉动频率为功率管的开关频率的两倍, 这相当于使逆变器的输出电压产生倍频的效果。
正弦调制波ur与三角波载波uc的交点决定左桥臂上下两个功率管的通断时刻。当ur﹥uc时, 左桥臂的上管ug1导通, 下管ug2关闭, 结合图5所示, 可知此时A点电压uA=udc;当ur﹤uc时, 左桥臂的上管ug1关闭, 下管ug2导通, 此时A点电压uA=0。同理, 由正弦调制波-ur与三角波载波uc的交点决定右桥臂上下两管的通断时刻, 当-ur﹥uc时, 右桥臂的上管ug3导通, 下管ug4关闭, 此时B点电压uB=udc;当-ur﹤uc时, 右桥臂的上管ug3关闭, 下管ug4导通, 此时B点电压uB=0;输出电压uAB=uA-uB, 且输出电压的载波频率为功率开关管频率的2倍。倍频单极性SPWM脉宽调制原理如图5所示。
虽然采用此原理的调制方式对直流电压的利用率与常规SPWM相同, 但在相同的开关频率下, 此方式所产生的调制波的输出电压脉动频率增加了一倍, 其谐波含量减少了一半, 输出滤波电感的纹波电流频率增加了一倍。在随后的滤波环节中, 采用数值相对较小的电感和电容器件就能得到理想的滤波效果, 提高了系统的性能, 减少了设计的成本。本次设计正是采用此种倍频单极性SPWM脉宽调制方式。
3.3 并网电流与电网电压同频同相控制策略
电网电压同步信号捕获中断子程序流程如图6所示, 捕获中断子程序主要完成过零处的并网控制、相位的同步检测功能。根据图3的过零点检测硬件图, 当出现高电平的时候, 是正弦波的下半波形, 当出现低电平的时候, 是正弦波的上半波形。因此, 在软件设定时, 采用CAP2的下降沿触发, 捕获中断定时器T2设定频率为10k Hz。
当DSP的捕获单元两次捕获到经过过零点检测电路后的脉冲信号下降沿时, 计算电网频率, 使产生SPWM调制波时使用的定时器T1计数周期T1PR改变, 使并网电流频率与电网电压频率相同。同时, 使计数寄存器T1CNT初始化, 正弦表指针归零, 实现相位跟踪。这样可以实现并网电流与电网电压同频同相控制。
3.4 电压、电流双闭环反馈控制策略
本文全桥逆变电路采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制策略。电压、电流双闭环反馈控制框图如图7所示。双闭环反馈控制的主要工作原理是:外环采用的是输出电压环, 将输出电压反馈值Uf与DSP程序内的参考正弦电压Uref相比较, 其误差信号经电压外环比例积分 (PI) 调节器后的输出iref作为内环电感电流环的参考给定值;经电感电流采用电路得到的反馈值if与电流参考给定值iref比较, 其电流误差信号作为内环电流比例 (P) 调节器的输入量, 电流调节器的输出信号再与三角载波交截后产生SPWM开关信号, 控制逆变器中的功率管的开通与关断。
电压电流双闭环反馈控制传递函数框图如图8所示。图中, kif、kuf分别为电感电流iL、输出电压u0的反馈系数。ku、T分别为外环电压控制器的比例常数和积分常数, ki为内环电流控制器的比例常数。
4 实验结果与分析
本工作组设计了一台600W户用型单相光伏并网发电逆变器样机, 并对样机进行测试, 利用Tektronix DPO2024型号的数字示波器观察测试结果。由于该示波器无法显示220V工频电压波形, 因此采用Tektronix P5200A高压探头衰减波形来观察。
图9 (a) 为逆变器输出波形与滤波器输出波形图, 从图中可以看出经过全桥逆变器后的脉冲波又经过LCL滤波器成为工频正弦波, 效果很好。
图9 (b) 为电网电压波形与过零点检测输出波形图, 电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P变换输出电压为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过过零点检测电路变为占空比为50%的脉冲波, 然后将此脉冲波输入给DSP进行同频同相跟踪。由图可以看出, 所得到的脉冲波波形良好。
图9 (c) 为并网电流与电网电压频率相位跟踪过程波形图。系统从开始运行到稳定经历了几个过渡波形来实现同频同相功能与电压、电流双闭环反馈控制等系统调节, 从图中可清楚地看到并网电流与电网电压频率相位跟踪过程, 最终实现两者的同频同相。
图9 (d) 为并网电流与电网电压同频同相波形图。这是最终实现稳定后的并网电流与电网电压同频同相图, 从图中可以看到本设计的效果良好, 达到设计要求。
从波形中可看出, 此次设计的光伏并网电源工作稳定, 性能良好, 满足设计要求。
5 结束语
本文提出了一种基于TMS320F2812 DSP的光伏并网发电逆变电源的设计方法, 分析了整个系统的结构与原理, 详细介绍了逆变电源的硬件设计方法与控制策略。通过采用倍频单极性SPWM调制方式能够极大地改善逆变电路的谐波特性, 通过过零点检测硬件电路与软件的配合实现了并网电流与电网电压的同频同相功能, 通过PI双闭环控制策略提高了系统的稳定性、可靠性等。工作组设计制作了样机, 其测试结果表明文中系统的设计方案的正确性与可行性。
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单相光伏并网逆变器的研制 篇4
1 光伏并网系统结构及单相并网逆变器并网控制方法
1.1 光伏并网系统结构分析
光伏并网系统的结构方面其主要是通过并网逆变器以及光伏阵列等继电保护装置所构成, 并网逆变器主要是把光伏电池所发的电能逆变成正弦电流并入到电网当中, 而电压型的逆变器则是通过电力电子开关器件连接电感所构成, 并且是通过脉宽调制形式来向电网进行送电的。其中的光伏列阵构成要素则是在并网系统当中比较重要的部件, 主要就是把光能转换成电能;除此之外还有控制器以及继电保护装置, 前者是光伏发电系统的核心部件, 控制器主要是对光伏电池最大功率点跟踪控制, 保证电能间的平衡, 而后者则是对光伏系统以及电力网安全性的保证。
1.2 单相并网逆变器并网控制方法探究
为能够将并网逆变器的性能得到有效提升, 对并网控制的方法主要就是电流跟踪控制方法, 在这一方法中的电流滞环控制法是较为常用的。在电流滞环控制方法的原理上主要就是把实际电流信号和所需给定指令电流信号加以比较, 如果是输出电流处在正弦波上半周期电流信号比滞环电流限定上限大, 就可通过T2、T3管进行导通, 这样就能够使得电流信号由此而减小。滞环电流的控制系统主要就是双闭环结构, 其外环是直流电压控制环, 而内环则是交流电流控制环, 滞环电流控制核心就是通过电流差值进行控制开关管的占空比, 所以在实时性方面就能够有讲好的呈现。
再有就是固定开关频率法, 这一控制方法主要是将所给定正弦参考电流信号和实测电流信号进行比较, 在得到的误差经过电流控制器进行处理之后和固定频率三角波信号实施比对, 产生谐波的频率在固定开关频率控制作用下是固定的, 可通过设计对某频段滤波器使其频段谐波能够最大化衰减, 这一方法功率管开关的消耗也相对较少。虽然这一控制方法有着一定的缺陷但经过优化就能够解决实际的问题, 主要是在之前的基础上进行添加电压前馈, 从而来让电流无差时保持输出的状态, 最终产生所需要的信号。
2 系统总体设计方法及单相光伏并网逆变器控制策略
2.1 系统总体设计方法分析
对系统的总体设计过程中要能够从多方面进行考虑, 首先在并网逆变器的选择过程中要能重视, 按照逆变器主电路拓扑结构的分类就有全桥逆变器以及半桥逆变器等, 推挽式的逆变器拓扑的结构是通过两个共负极功率开关元件和单个初级带有中心抽头升压变压器所构成, 在结构上相对比较简单化, 这一类型逆变器主要是适用于直流母线电压相对比较低的场合。另外在并网逆变器回路方式上主要有高频变压器绝缘方式以及工频变压器绝缘方式等, 以工频变压器绝缘方式为例进行说明, 其自身有着较好的抗雷击以及对尖波消除良好性能, 同时在电路方面也相对比较简单化, 变换也只有一级所以有着很高的效率。
此次的方案设计主要就是通过无变压器两级结构, 在前级DC/DC变换器方面能够有多种形式可供选择, 在考虑到输入电压较低的基础上, 倘若是采取半桥式那么在开关管的电流方面就会随之而增大, 在输出的电压上就会相对比较低。所以通过BOOST形式的升压电路就有着较好的效果, 其能够根据电网电压大小在不同天气条件下来输入电压达到适合的水平, 系统能够保障并网逆变器输出正弦电流和电网相同电压同频同相。
2.2 单相光伏并网逆变器控制策略
对单相光伏并网逆变器的控制要能够按照相应的策略进行实施, 首先在并网逆变器控制目标方面要能够明确化, 控制逆变电路输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波, 还要能够和电网电压同频同相。在并网逆变器控制方式上并网系统要求在逆变器输出侧实现功率因数为1, 波形为正弦波, 在输出的电流和网压同频同相, 此次所采用的是正弦脉宽调制 (称SPWM) 方式, 通过控制开关管Tl—T4的导通或关断的时间, 实现能量从逆变器向电网传送, 巨交流输出侧的功率因数为1。
另外就是通过对正弦脉宽调制技术方面, 在三角波和正弦波相交过程中, 可通过交点进行对开关通断进行有效控制, 这样就能获取等幅脉冲成正比于正弦曲线函数值的矩形波, 在实际的调制方式上主要就是双电压极性调制以及单电压极性调制。单极性调制主要是4个开关管采取4个不同信号控制, 单极性调制优点就是谐波的分量相对比较小比较容易消除, 所以在开关管方面受到到的开关应力也就相应比较小。要想能够成功的实现并网就要通过电流型PWM的控制方法进行实现。
3 结语
综上所述, 对单相光伏并网逆变器的分析探究还有诸多的层面没有涉及, 逆变器作为是光伏并网发电系统及电网接口的主要设备, 在控制技术方面也愈来愈重要。当前对其理论的研究为实践操作发展能够提供理论支持, 由于本文的篇幅限制不能进一步深化探究, 希望此次理论研究能起到抛砖引玉的作用。
参考文献
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单相应急电源控制系统设计 篇5
随着社会发展，越是信息化、现代化，就越依赖于电力。然而，电力故障具有突发性，即使电网设施再先进，意外的断电也在所难免。从企业及工业、民用建筑使用情况来看，仅仅靠公用电网还远远不够，必须具备应急供电系统(Emergency Power Supply，简称EPS)。其重要性是在事故发生的情况下确保提供所需的应急电力，以有效降低因为断电而造成的损失，为人们生产和生活安全提供保障。因此，EPS也被称为“城市生命线系统”的重要组成部分。
一个性能可靠的220V、500W单相应急电源系统主要由整流滤波器、充电器、蓄电池、逆变器、检测电路、控制电路、转换开关等组成。本文主要介绍单片机控制电路、转换开关、检测电路、声光报警电路及相应的软件设计。
1 总体设计
总体结构框架如图一所示。
控制电路的工作原理为：当市电供电中断时,转换装置将立即切换至逆变器供电。在电池组所提供的直流能源的支持下,用户负载所使用的电源是通过EPS的逆变器转换的交流电源，而不是来自市电。当市电恢复正常供电时，EPS的控制中心发出信号对逆变器执行自动关机操作，同时通过转换开关执行由逆变器供电到旁路供电的切换操作。此后，EPS开始经旁路供电通路向负载提供市电的同时，通过充电器向电池组充电。检测电路对市电电压、蓄电池电压进行检测，同时还对逆变器电压及输出电流进行检测，将测量值送至单片机控制回路。以上任一部分异常时，都设有扬声器和对应的发光二极管同时声、光报警。
2 硬件设计
2.1 检测电路
为了保障EPS的正常运行，检测电路起着很大的作用，一旦电路出现异常，检测电路就能及时把信号传递给单片机，经过单片机判断做出相应的动作。检测电路可以分为市电电压检测、逆变器输出电压检测、逆变器输出电流检测、蓄电池电压检测四部分。检测电路可由集成运放电路等组成。
2.2 转换开关
转换开关选用固态继电器(Solid State Relays，简称SSR)。交流固态继电器SSR是一种无触点通断电子开关，为四端有源器件。其中两个端子为输入控制端，另外两端为输出受控端，中间采用光电隔离，作为输入输出之间电气隔离(浮空)。在输入端加上直流或脉冲信号，输出端从关断状态转变成导通状态(无信号时呈阻断状态)，从而控制较大负载。与其他转换开关相比具有无触点工作特性、寿命长、安全位置无限制、稳定性高等优越性，因此使得切换控制的实现更加方便、灵活[1]。
2.3 单片机控制电路
单片机由于体积小、功耗小、成本低、价格廉以及控制功能强等优点[2]，在工业控制智能化仪器仪表系统等领域中日益显示着强大的生命力。考虑到检测量较多，在设计中，选用ADC0809作为A/D转换器件，ADC0809要求输入模拟量在0—5V之间[3]。ADC0809与AT89C51的接口如图二所示。
由于ADC0809片内无时钟，可利用AT89C51提供的地址锁存允许信号ALE经D触发器二分频后获得。在设计中选用单片机的时钟频率为6MHz,ALE脚的频率大约为1MHz，经二分频后为500KHz，基本可以满足ADC0809对时钟频率的要求。ADC0809输出可直接与数据总线相连，地址译码器引脚A、B、C译码后选通IN0～IN7中的一个通路，将P2.7作为片选信号，在启动A/D转换时，由单片机的写信号WR和P2.7控制ADC的地址锁存和转换启动，由于ALE和START连在一起，因此ADC0809在锁存通道的同时，启动并进行转换，在读取转换结果时，用单片机的读信号RD和P2.7脚经一级或非门后，产生的正脉冲作为OE信号，用以打开三态输出锁存器。
ADC0809的0通道、1通道、2通道、3通道分别接市电电压检测、逆变器输出电压检测、蓄电池电压检测及逆变器输出电流检测。当市电正常时负载由市电供电，同时蓄电池充电。当电池充满时P1.4口使其停止充电，市电异常时单片机发出控制信号，P1.5口使转换开关切换到逆变器供电，当市电正常时恢复其供电;当检测到逆变器或蓄电池故障时，通过P1.6口封锁逆变。
2.4 声光报警电路
LED接口驱动电路如图三所示。
当某一检测电路异常时，单片机AT89C51对应接口输出为低电平，经反相驱动器74LS06反相后为高电平，从而驱动发光二极管导通，同时外加电源通过驱动隔离电路使扬声器工作，完成声光报警功能。其中反向驱动器选用74LS06，电源电压为5V时，LED工作电流取10mA,LED工作电压Vf一般1.5—2.5V，驱动器电压Vcs取0.4V左右。通过计算，限流电阻R=[5-(1.5+0.4)]/0.01=0.31KΩ，为提高二极管的工作电流取R为300Ω。
3 软件设计
A/D转换子程序框图及中断子程序框架分别如图四(a)和图四(b)。A/D转换子程序采用延时等待法，启动A/D转换后延时100us，读数据、存数据、执行A/D转换。当市电或逆变器故障时，执行中断子程序。
4 结束语
本文完成了单相应急电源控制系统的设计，以AT89C51为控制核心实现了对市电电压、逆变器输出电压、逆变器输出电流、蓄电池电压的检测及整个系统的控制功能。此电源系统在保护计算机数据、改善电网质量、防止停电和电网污染对用户造成危害等方面起着很重要的作用。
参考文献
[1]常健生.检测与转换技术[M].北京:机械工业出版社,2000.
[2]何立民.单片机系列教程原理与应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,1999,12.
单相光伏并网逆变器控制的研究 篇6
资源有限, 污染严重的传统石化能源正日渐减少, 人们逐渐认识到走可持续发展道路, 大力开发和利用可再生能源的必要性。而资源量最大、分布最普遍的可再生能源莫过于太阳能, 并且它已经全球性地由“补充能源”的角色被认可为下一代的“替代能源”。而太阳能用于发电在光伏市场中需要求最大。根据统计, 2003年, 在光伏市场中份额达到55.5%的为光伏并网发电方面的使用, 占据了光伏市场的主导地位[1]。
太阳能发电有离网和并网两种工作方式。过去, 由于太阳能电池的成本很高, 光伏发电大多被用于偏远的无电地区, 并且以村庄用和户用的中小系统占大多数, 这些均属于离网型用户。可是这几年来, 光伏市场和产业发生了很大的变化, 逐渐开始了由边远的农村地区向城市并网发电、光伏建筑集成的方向迅速迈进。光伏并网发电系统的优势在于其不需要用蓄电池中间储能, 这样可以节省投资, 还可以使得系统简化, 更易于维护。
2 单相并网逆变器结构与原理
光伏并网发电系统通过光伏数组将接收来的太阳辐射能量经过高频直流转换后变成高压直流电, 经过逆变器逆变后向电网输出与电网电压同频、同相的正弦交流电流。它把太阳能转化为电能, 直接通过并网逆变器, 把电能送上电网。光伏并网发电系统主要由电子元器件构成, 不涉及机械部件, 所以, 光伏发电设备极为精炼, 可靠稳定寿命长、安装维护简便。如图1所示为光伏并网发电系统框图[2,3]。
由图1可知, 将太阳能电池阵列产生的直流电馈送给交流电网, 其间的能量传递与变换需要通过逆变器的作用。逆变器在整个系统并网过程中起着核心器件的作用。逆变器以电流源为输入的, 它的直流侧就需要串联一个大电感, 用来提供一个较稳定的直流电流输入, 电流源输出的控制方式。如图2所示为以IGBT开关管构成的电压源电流控制型单相并网逆变器的主电路原理图[4]。
图2中T1-T4是IGBT开关管, D1-D4是反相并联二极管, 起续流的作用;Cdc是直流侧支撑电容, 也叫平波电容;LN是交流侧电感, 也叫缓冲电感, 可以抑制输出电流的过分波动, 同时起到滤波的作用, 将开关动作所产生的高频电流成分滤除。uN (t) 是电网的正弦波电压, Ud是输入的恒定的直流电压, uo (t) 是逆变器的输出电压, iN (t) 是从逆变器输出到电网的电流。单相光伏并网逆变器有四种开关模式, 使得该器件处于不同的工作状态:若功率器件T1、T4导通, 直流侧的能量送入电网, 并网的电流增加, 电感的储能也增加;若功率器件T2、T4导通, 电感储能除了通过反并联二极管D2和D3的组成回路送入电网之外, 还可以通过D2和D3与直流侧能量一起对直流侧电容充电, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T1、T3导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T1和D3的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T2、T4导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T4和D2的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小。
3 并网逆变器的控制实现
光伏并网逆变系统的控制采用电流瞬时值闭环控制的方法, 要求并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较后得到的误差信号, 经控制器处理后, 产生相应的SPWM信号, 控制功率器件工作, 使并网电流波形为正弦波[5,6]。
4 结语
通过建立逆变器电压控制的模型, 并对逆变器的结构和原理进行分析, 根据并网逆变器的控制目标, 建立单相并网逆变器的结构框图, 为系统的理论分析提供基础。
参考文献
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新型单相双Buck并网逆变器 篇7
关键词：光伏发电,双Buck逆变器,单极性倍频SPWM调制
0 引言
能源作为经济社会发展的重要动力,在人们的生活中扮演越来越重要的角色。太阳能总量巨大,可直接用于开发。同时,太阳能属于可再生清洁能源,利用太阳能发电不产生污染物,不排放有毒气体和温室气体、不产生噪声,是新能源发电最理想的能源[1,2]。
双降压式并网逆变器没有桥臂直通的问题,可以提高系统的可靠性,避免了同一桥臂加入死区时间而带来并网电流波形畸变。同时使用独立的二极管代替原来的功率管内部体二极管续流,优化设计,减少损耗,使得损耗更加均匀。相比于传统电路拓扑,虽然在数量方面,滤波电感有所增加,但在体积和质量方面,滤波电感的只是表现为变化不大[3,4]。
1 双降压全桥并网逆变器主电路分析[5,6]
图1为双降压全桥并网逆变器的主电路拓扑。U0是输入直流母线电压,VT7、VT8、VT9、VT10是主功率管,D1、D2、D3、D4为续流二极管,L1、L2、L3、L4是输入、输出滤波电感。iL1、iL2、iL3、iL4分别是流经电感的电流,每个桥臂由1个功率管和1个二极管构成,2个桥臂之间通过2个电感相连。从图1可以看出,双降压全桥并网逆变器不存在桥臂功率管直通的情况,提高了系统的可靠性[7,8,9]。
2 单极性倍频双降压并网逆变器
单极性倍频SPWM调制可以看成将一个全桥逆变电路拆分成2个半桥逆变电路,比较2个极性相反的参考正弦波和一个双极性三角波,产生功率管的驱动信号,实现了逆变电路的输出倍频于功率管的开关频率[12,13]。下面将分析双降压全桥并网逆变器采用单极性倍频调制的12个工作状态。
当变换器工作在电流的正半周期,即ig>0时,功率管VT8和VT9关断,功率管VT7和VT10处于移相180°高频开关状态,这时存在6个工作模态,如图2所示。
模态1:功率管VT7导通,VT10关断,二极管D4续流导通。电感L2上电流增加。该模态与单极性调制模态1是一致的;模态2:功率管VT7和VT10都导通,电感L2上电流下降。该模态与单极性调制模态2是一致的;模态3:功率管VT7和VT10都导通,当电感L2上的电流降为0后。该模态与单极性调制模态3是一致的;模态4:功率管VT7关断,VT10导通,二极管D1续流导通。此时Uab等于0,电感L4续流,电感电压极性反向,D3阴阳两级承受反向电压而导通,VT9漏源两端承受的电压为U0。L1两端的电压是-2Ug/3,L2和L3两端承受的电压都是-Ug/3,此时D2阴阳两极的电压是U0-2Ug/3,iL1和iL4线性下降,iL3线性增加;模态5:功率管VT7和VT10都导通,Uab的值为U0,D1和D4阴阳两级也都是U0。L3和L4两端电压都是(U0-Ug)/3,L1两端电压是2(U0-Ug)/3,L3上的电流线性减小,此时VT8漏源两端承受的电压是(U0+2Ug)/3,D2阴阳两级电压是2(U0-Ug)/3,Ucd的值为(U0+2Ug)/3,电感L1和L4电流线性增加,电感L2上的电流降为0;模态6:当电感L3上的电流降为0后,L1和L4上的电流线性增加,该模态与模态3是一致的。
当变换器工作在电流的负半周期,即ig<0时,工作情况与ig>0情况类似。
单极性倍频SPWM调制如图3所示。图中Ur1和Ur2是2个极性相反的正弦调制波,Uc是三角载波。VT7和VT8的驱动信号g1和g2由正弦调制波Ur1和Uc的交点来控制,VT9和VT10的驱动信号g3和g4由正弦调制波Ur2和Uc的交点来控制。在电网电压的正半周期,VT8和VT9始终关断,当Ur1>Uc时,g1为高电平,VT7导通,当Ur1<Uc时,g1为低电平,VT7关断;当Ur2>Uc时,g4为低电平,VT10关断;当Ur2<Uc时,g4为高电平,VT10导通。在电网电压的负半周期,VT7和VT10始终关断,当Ur1>Uc时,g2为低电平,VT8关断;当Ur1<Uc时:g2为高电平,VT7导通;当Ur2>Uc时g3为高电平,VT10导通,当Ur2<Uc时:g4为低电平,VT10关断。
3 电压电流双闭环控制策略
为了使并网逆变器的输出电流跟踪电网电压,与电网电压保持同频同相,本文采用电压电流双闭环控制。电压外环保证逆变器的前端的直流母线电压稳定,电流内环的作用实现并网和功率调节,保证输出电流波形正弦。双闭环控制策略加快了系统响应,减少并网电流谐波含量,加强了抗非线性负载扰动的能力[14],电压外环框图如图4所示。
并网逆变器电压环的传递框图包含了2次乘法运算,系统建模会比较复杂,可以简化系统设计。设电网的电压峰值是Ug,并网的电流的峰值是Ig,假设并网电流能够完全跟踪参考电流,即有Ig=Igref成立,简化框图如图5所示。
据图5电压环的简化框图,图中Uref是参考电压,P0存在扰动时会对系统产生影响,设反馈系数为1,可得补偿后的系统开环函数为:
图6是电网电压前馈的电流内环框图,可以通过电网电压前馈来消除电网电压对并网电流的影响。系统使用理想电感滤波的开环传递函数为:
4 仿真分析和实验验证
为了验证上文的理论分析,Matlab/Simulink的环境下搭建了双降压全桥光伏并网逆变器的仿真模型。
图7是采用单极性倍频调制电网电压和并网电流波形。其中,电网电压为Ug,并网电流为ig,由图可知,并网电流与电网电压表现出同频同相。
图8是采用单极性倍频调制a点和b点承担的电压波形为Uab,c点和d点两点承担的电压波形为Ucd。Uab和Ucd输出滤波器前的为单极性波形,在非工作周期的前后半周电压不对称的主要原因在于后半周非工作周期电感电流存在未降至零的情况。
图9是单极性倍频调制功率管承受的电压波形,依次分别是VT7和VT10承受的电压,功率管VT8和VT9承受的电压。VT7和VT10在ig正半周期高频开关,在该周期内承受的电压是U0,负半周期承受的电压包络在(U0-Ug)/2、(U0-2Ug)/3、-2Ug/3这三者的最小值和最大值U0之间。VT8和VT9在ig负半周期高频开关,在该周期内承受的电压也为U0,在正半周期承受的电压包络在(U0+Ug)/2、(U0+2Ug)/3、2Ug/3这三者的最小值和最大值U0之间。
图10是并网电流频谱,采用单极性倍频调制的谐波含量较低。
为了对工作模态进行分析搭建了一台500 W的光伏并网逆变器的实验平台,并进行了一系列的测试。图11为开关频率为30 k Hz时单相并网逆变器的电网电压、并网电流波形和双降压逆变驱动波形,其中电网电压有效值为220 V,并网电流有效值为1 A,频率约为50 Hz,功率管只在半个周期内高频开关。
5 结语
单相逆变电源 篇8
近年来,随着传统不可再生能源日趋紧张,促使了新能源发电技术迅速发展。并网逆变器是新能源与电网的重要接口,主要控制对象是电网电流,主要控制目标是实现低电流谐波下的单位功率因数并网。因此,并网电流控制技术得到众多学者的关注和研究[1,2,3]。文献[4 - 6]指出并网电流控制系统存在电网电压扰动,传统的并网电流控制器设计经常忽略电压扰动环节,然而并没有分析忽略扰动的数学条件及其合理性,使控制器效果。因此本文首次在数学上详细分析了电网电压扰动对电流控制的影响,并给出了基于解耦控制的并网数字控制算法,最后在一台4 k VA的全数字控制逆变器上进行了验证。
1 并网控制系统分析
本文以单相全桥逆变器为控制对象,采用单极性控制。其中Lf和Cf分别为滤波电感和滤波电容,因为滤波电容很小,所以并网电流控制时可以忽略电容电流,直接控制电感电流。
由图1,根据基尔霍夫定律和拉氏变换可得:
其中D( s) 为开关管占空比。
1. 1 扰动环节对控制环路的影响分析
最基本的直接瞬时控制电感电流方法是采用比例调节跟踪正弦电流给定信号,其占空比表达式为:
其中Kip为比例控制系数,IR( s) 为电流给定,综合式( 1) 和 ( 2 ) ,并对它们做带零阶保持器的z变换,则可得到电流跟踪比例调节在离散域下的控制框图,如图2所示。
由图2可得到IL( z) 的表达式为:
其中G1( z) IR( z) 和G2( z) Vg( z) 分别为控制器部分和电网电压扰动部分。
由式( 3) 可知电流环受到了电网电压扰动影响。传统的控制器分析设计方法,通常将扰动部分忽略掉,使控制模型近似线性。然而在数学上将扰动环节忽略掉的前提是其相对于控制器部分所占的比例G趋近于无穷小,如式( 6) 。
图3给出了在不同的电流给定下G与Kip的关系曲线。由曲线可知Kip取得越小,G越大; 电流给定越小G越大,表明了系统在取得Kip或电流给定较小的情况下,扰动部分在电流环里占的比重越大,电流跟踪效果越差,因此,扰动环节更加不可忽略。只有当Kip取得较大时,G才会趋近于无穷小,扰动环节才可忽略。
假设Vbus保持不变,忽略扰动部分,易得到电感电流对给定电流的闭环传递函数,并取不同的Kip值代入其中可得到相应的幅频特性曲线。由图4可以发现Kip取得比较大时会出现谐振峰,极易导致系统不稳定,同时由于在实际的并网控制系统中存在采样和控制延时等不可避免的因素,Kip也不可能取得太大。所以G不可能趋近于无穷小,所以设计控制器时忽略电网电压扰动环节是不合理的。
因此,由于电网电压扰动环节的存在和直流母线扰动对控制器的影响,采用比例控制无法消除电网电压和母线电压扰动对电流环的作用,会导致输出电流跟踪效果差,特别在电流给定或Kip取得较小的情况下更差。采用PI控制器可以提高环路增益降低扰动环节所占的比重,然而积分器是个滞后环节,会使控制的电流存在较大的稳态误差。
1. 2 解耦控制分析
为了消除电网电压扰动和直流母线电压对电流控制环路的影响,在图2里的控制环节引入电网电压前馈和直流母线电压,实现扰动电压与电流环的解耦,此时占空比表达式为:
由式( 1) ( 2) 和( 8) 可得到新的控制框图,如图5。
由图5易得到IL( z) 表达式如下:
对比式( 3) ,此时改进后的IL( z) 表达式已完全线性化,不再含有电网电压扰动部分即G2= 0,电网电压与电流环实现解耦。控制器部分也不再包含有母线电压。将控制参数Kip代入式( 8)中可得到电流闭环传递函数的幅频和相频特性曲线如图6( a) 。
由图6( a) 可知电感电流对给定的增益几乎接近于1,相位几乎接近于0,说明电流环跟踪能力强,控制系统稳态性能良好。图6( b) 给出了控制系统的单位阶跃响应曲线。由图可知系统在单位阶跃响应的过程中有微小的超调,经过62. 5 μs可以达到稳态,调节时间较短,可以满足系统的动态响应要求。
2 仿真与实验
2. 1 仿真分析
基于上述分析,本文采用PSIM仿真软件对控制算法进行仿真。仿真参数如下: 额定功率4 k VA,输入直流电压370 V,输出交流电压220 V,滤波电感1. 3 m H,滤波电容4. 4 μF,开关频率16 k。
图7给出了在同样的电流给定下控制器优化前后的电网电压电流仿真波形。由图可见采用比例控制时,由于电压扰动环节的存在,即使比例系数取系统稳定条件下的最大值 ,其并网电流幅值仍无法跟踪到电流给定,存在约100% 的幅值误差。引入解耦控制后,控制系统实现了线性化,并网电流可以完全跟踪电流给定。
2. 2 实验结果
为进一步验证上述控制策略,搭建一台基于TMS320F2808型DSP的4 k VA单相并网逆变器,并进行实验研究。实验主要参数同仿真参数。如图8为电流给定分别为半载和满载时的电网电压电流波形。由图8可知控制器具有较好的控制效果和电流跟踪精度,其中电网电压THD = 1. 5% 时,电流THD在半载和满载时分别为2. 5% 和1. 8% ,PF分别和0. 998和1。
3 结束语