单相光伏系统论文

单相光伏系统论文（精选7篇）

单相光伏系统论文 篇1

光伏并网系统从主电路的功率变换结构来看,一般可分为两级能量变换式并网逆变结构和单级能量变换式并网逆变结构。两级能量变换式光伏并网逆变器的组成部分主要包括:太阳能光伏电池板阵列、DC/DC能量转换环节、逆变波形校正环节和无源滤波器等。系统的控制部分的组成部分主要包括:对最大功率进行跟踪的控制部分和对逆变波形进行校正的控制部分。两级能量变换式逆变器的结构清晰、功能分配明确,算法简单明了、容易实现。但两级式系统在结构上环节较多,可靠性不高;在控制上系统的功率点控制和逆变控制分别由两个不同的环节独立完成,系统动态响应慢,且稳态、动态特性不易协调。单级式光伏并网逆变系统中只有一个能量变换环节,最大功率跟踪控制(MPPT)、逆变输出波形控制、相位同步等控制目标均要求在一个变换环节中得到实现,省去了中间的DC/DC环节,提高了效率及系统可靠性,简化了结构,更加有利于调试和维护,但其代价是控制算法复杂。随着现代电力电子技术以及数字信号处理技术的飞速发展,系统拓扑结构引起的控制困难正在逐渐被克服,单级式光伏并网逆变系统已成为国内外光伏发电领域的一个研究热点。因此,本文并网系统选用单级式结构。

1单相光伏并网逆变系统方案

系统采用单相单级式工频隔离型光伏并网逆变器结构,应用PWM逆变器产生工频交流电,再利用工频变压器进行电气隔离和电压变换,最终实现光伏阵列输出的直流电变换为交流电并馈入电网。其主电路如图1所示。

通过功率器件IGBT开关管Q1～Q4的换相作用,直流电转换为能够并入电网的交流电。因为市电电网呈电压源特性,故采取以电流的形式馈入电网。通过滤波电感L的作用,逆变器输出的电压波形转换为能够并入电网的正弦波波形。功率开关管的通断由DSP主控板触发产生SPWM波形信号驱动控制。变压器T起到逆变器与电网电气隔离和电压变换的作用。当并网电流(即逆变器输出电流)与电网电压满足同频同相时,即实现并网的功能。

1.1 光伏模型及其仿真

单体光伏电池(即光伏电池单元)的等效电路图如图2所示。

光伏电池的输出特性曲线方程为:

${\rm I}={\rm I}{}_{\text{s}\text{c}}-{\rm I}{}_{\text{o}}[\exp (qU{}_{\text{d}}/(\text{A}\text{k}\text{t})-1)]-U{}_{\text{d}}/R{}_{\text{p}}(1)$

其中:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{d}\text{o}}=U{}_{\text{p}}+{\rm I}R{}_{\text{s}}\\ {\rm I}{}_{\text{o}}={\rm I}{}_{\text{o}\text{r}}[{\rm T}/{\rm T}{}_{\text{r}}]{}^3\exp \left[\frac{qE{}_{\text{G}\text{Ο}}}{Ak}\left(\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{r}}}-\frac{1}{{\rm T}}\right)\right]\\ {\rm I}{}_{\text{s}\text{c}}=[{\rm I}{}_{\text{s}\text{c}\text{r}}+{\rm K}{}_{{\rm I}}({\rm T}-298)]\lambda \end{array}(2)$

式中:A为二极管理想系数因子(A值处于1～3之间);k为玻耳兹曼常数(1.38×10-23 J/K);T为光伏电池单元温度(单位:K);q为单个电子电荷电量(1.6×10-19 C);λ为光照强度(单位:kW/m2);EGO为硅的带宽系数;Isc是温度298 K、光照强度为1 000 W/m2条件下的短路电流(单位:A);Iscr是温度298.15 K、光照强度为1 000 W/m2条件下的短路电流(单位:A);KI为标准温度下的短路电流温度系数(1.7 mA/K);Io为二极管的反向饱和电流值(单位:A);Tr为所参考的温度值(301.18 K);Ior为参考温度Tr条件时二极管的反向饱和电流(单位:A)。

整个光伏阵列输出电压、输出电流为:

$U{}_{\text{Ρ}\text{V}}={\rm N}{}_{\text{s}}(U{}_{\text{d}}-{\rm I}R{}_{\text{s}})‚{\rm I}{}_{\text{Ρ}\text{V}}={\rm N}{}_{\text{p}}{\rm I}(3)$

式中:Ns,Np分别为太阳能光伏电池阵列中串联和并联的光伏电池单元的个数;UPV,IPV分别为整个光伏电池阵列的输出电压和输出电流。

依据光伏阵列等效电路图和其数学模型的描述,应用PSIM软件对光伏电池进行构建仿真模型,仿真结果如图3所示。

由仿真结果可见光伏电池的输出特性I-U,P-U曲线与光伏等效电路及其数学模型理论分析的结论一致。

1.2 并网逆变器的数学模型建立

主电路如图1所示,并网系统工作在正半周时的两种状态的等效电路图,如图4所示。

假定电网电压为unet,流过滤波电感的电流为iL,逆变器输出电压为uo,则此时uo=Ud。K为变压器的匝数比。忽略开关器件导通时间、关断时间和死区时间等因素的影响,在开关管Q1导通时间T的期间内,若Q4也导通,则并网系统工作在图9中的状态一,令Q4导通时间为dT。那么,当Q3处于导通状态时,并网系统便工作在图9中的状态二,则Q3导通时间为(1-d)T。那么根据状态平均法,并网系统工作在正半周时的状态方程为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}={\rm K}i{}_L\\ \frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=[-\frac{R}{L}]i{}_L+\left[\frac{d}{L}-\frac{{\rm K}}{L}\right]\left[\begin{array}{c}U{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}\end{array}\right]\end{array}(4)$

对式(4)进行拉普拉斯变换,可得到系统的复数域方程:

${\rm I}{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}(s)=\frac{{\rm K}}{Ls+R{}_{\text{L}}}[dU{}_0(s)-{\rm K}U{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}(s)](5)$

由于逆变系统的主电路拓扑为单相PWM全桥逆变器,因此d可相应地等效为PWM信号的占空比值。由单极性SPWM信号产生的原理:d=uc/ur。令逆变器增益KPWM=uo/ur,则duo=KPWMuc,然后再依据式(5)即可得到并网逆变器的主电路数学模型,如图5所示。其中,G2(s)=1/(Ls+RL)是滤波电感的传递函数。考虑到公共电网电压unet对并网电流inet的影响作用,于是可将电网电压unet视作一个扰动信号。

2主电路的参数设计

单相光伏并网逆变系统如图6所示,控制系统中一共设计了四块电路板,分别为DSP主控板、信号采集板、驱动板和供电电源板。由DSP主控板发出PWM波形信号经驱动板来驱动IPM模块。功率模块IPM的输出接入滤波电抗器后,再经过变压器升压、交流EMI滤波器滤波、接触器和断路器的控制后并入单相电网。

2.1 光伏电池阵列的设计

将太阳能电池板光伏阵列的最大功率设计为3.3 kW,需要最大输出功率为125 W、开路电压为20.6 V的同样的阵列电池组件27块。采用该27块电池组件串联的形式即可得到所需光伏阵列。

2.2 直流滤波器的选取

直流EMC/EMI滤波器选用SCHAFFNER公司的型号为FN2200B-25-33的直流滤波器。其额定电压为1 200 V、额定电流为25 A,完全满足系统的要求。

2.3 直流母线电容的设计

假定光伏阵列的开路电压为Uoc,直流侧储能滤波电容的耐压值一般应该留有1.15倍的裕量,因此Ud ≥ 1.15Uoc。为了简化分析与计算,应用工程计算方法来估算电容值,其应用条件为:直流母线电容充电、放电的时间周期期间,电容以最大的负载输出电流值放电,电容两端电压保持在所要求的范围内时,直流母线电容值的选取以直流侧电压波动限幅为基准。设定极端的工作状态,如果Idc的值不等于零,则负载电流完全是由母线电容的放电效应供应的,那么Idc的值就是此时电流的最大值。

若并网逆变器输出电流的额定值是Ie,则电容C的电压电流数学关系式可表示为:

$\text{Δ}U{}_{\text{d}}=\frac{1}{C}\sqrt{2}{\rm I}{}_{\text{e}}\text{Δ}t(6)$

当要求电池阵列工作电压脉动的幅值小于3%时,功率主电路平波的选取按照下述方程:

$\text{Δ}U{}_{\text{d}}\le 3\%U{}_{\text{d}}(7)$

所以:

$C\ge \frac{{\rm I}{}_{\text{e}}}{0.0212U{}_{\text{d}}f}(8)$

假定单相并网逆变器额定输出电流Ie=15 A,阵列的输出电压Udc=300 V,SPWM频率f=12 kHz,由上式可求出C≥196 μF。

2.4 变压器变比的设计

工频隔离型变压器在光伏并网逆变器中有着升压和电气隔离的作用。光伏阵列直流输入电压范围是200～600 V,则变压器变比N1∶N2=200∶311=0.643。因此可选取变压器变比为150∶250的工频隔离型变压器。

2.5 并网交流滤波电抗器的设计

依据在稳态条件下交流侧电压的相量关系,滤波电感最大值的计算方法是:

式中:Em为电网电动势相电压的峰值;Im为交流侧基波相电流的峰值;Ud为直流侧输入电压。

在正弦波电流处于峰值时,谐波电流脉动量最大,则需要足够大的电感量来抑制谐波电流。于是得到:

$L\ge \frac{(2U{}_{\text{d}}-3E{}_{\text{m}})E{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{2U{}_{\text{d}}\text{Δ}i{}_{\text{m}}},U{}_{\text{d}}\ge 1.5E{}_{\text{m}}(10)$

式中:Δim—谐波电流脉动量最大允许值;Ts—开关周期。于是滤波电感取值范围是:

$\frac{(2U{}_{\text{d}}-3E{}_{\text{m}})E{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{2U{}_{\text{d}}\text{Δ}i{}_{\text{m}}}\le L\le \frac{\sqrt{U{}_{\text{d}}^2-4E{}_{\text{m}}^2}}{2{\rm I}{}_{\text{m}}\omega }(11)$

根据式(11),可得滤波电抗器的大小。该系统中选取2 mH非晶电抗器作为滤波电感。

3系统仿真与实验结论

根据单相光伏并网逆变器的工作原理与主电路设计方法,对3 kW单相光伏并网逆变系统进行建模仿真与样机的实验研究。在Matlab软件Simulink环境下对3 kW单相光伏并网逆变系统进行仿真建模,其中仿真参数设置如下:光伏阵列直流输出电压为450 V,滤波电感为2 mH,开关频率为12 kHz,PI参数为KP=4,KI=0.02。单相光伏并网逆变系统的仿真结果如图7所示,并网电流为iL,电网电压为unet。图中,逆变器输出电流,即并网电流iL是高品质的正弦波。根据仿真结果可以验证并网电流与电网电压并实现同频同相的功能,即在功率因数为1的情况下实现并网。通过仿真

验证了并网控制控制系统完全满足设计的要求。

4结语

采用单相工频隔离型光伏并网逆变器为设计对象论述了光伏电池的工作原理和数学模型,应用PSIM软件、Matlab软件对系统进行仿真,其结果与理论相符。

参考文献

[1]刘树,刘建政,赵争鸣,等.基于改进MPPT算法的单级式光伏并网系统[J].清华大学学报,2005,45(7):873-876.

[2]沈辉,曾祖勤.太阳能光伏发电技术[M].北京:化学工业出版社,2005.

[3]孙龙林.单相非隔离型光伏并网逆变器的研究[D].合肥:合肥工业大学,2009.

[4]任驹,郭文阁,郑建邦.基于P-N结的太阳能电池伏安特性的分析与模拟[J].光子学报,2006,35(2):171-175.

[5]温嘉斌,刘密富.光伏系统最大功率点追踪方法的改进[J].电力自动化设备,2009,29(6):81-84.

[6]赵为,余世杰,沈玉梁,等.基于TM320F240芯片的光伏并网发电系统的控制方法[J].继电器,2002,30(7):31-33.

[7]吴玉荣,张国琴.基于DSP控制的单相光伏并网逆变系统的设计[J].继电器,2008,36(4):51-53.

[8]吴理博.光伏并网逆变系统综合控制策略研究及实现[D].北京:清华大学,2006.

[9]郑诗程,丁明,苏建徽,等.光伏发电系统及其孤岛效应的仿真与实验研究[J].系统仿真学报,2005,17(12):3085-3088.

[10]杨军.光伏并网逆变器的研制[D].北京:北京交通大学,2007.

5kW单相光伏逆变器的系统设计 篇2

光伏逆变器作为把光伏板的直流电转变为与电网同频率同相位的交流电的重要环节,其运行的可靠性、安全性、效率、谐波等技术指标变得十分重要。由于电池板对地分布电容较大,如果逆变器工作过程中产生对地共模电压,就会生成较大的共模电流即漏电流,造成安全隐患。北京鉴衡认证中心认证技术规范CGC/GF004:2011中对逆变器的漏电流有明确的要求。通过增加变压器可以解决此问题,但是变压器又会带来效率的降低和成本的增加。无变压器型光伏逆变器怎样抑制由功率管开关带来的共模电压干扰成为近期研究的焦点。

现有单相光伏逆变器大多采用H桥的拓扑结构[1]。H桥拓扑的开关调制方式可分为双极性调制和单极性调制。单极性调制由于控制方式的原因会产生很大的共模电压,需要增加较复杂的共模抑制电路(例如∏型滤波器),双极性调制原理上不会产生共模电压,但其每次开关换流过程都是在2个IGBT和2个二极管间进行,开关损耗大,效率低。SMA公司推出的H5结构在较高效率下能够较好地解决H桥电路的共模电压问题,但该方法具有专利保护限制,不能直接应用于装置研发。

针对于此,本文重点分析并设计了一款用于家庭或小商户的5 kW单相光伏逆变器,其特点是采用三电平半桥无变压器结构。半桥三电平电路可以有效地解决共模电压问题。另外三电平电路中每个开关管的耐压值为两电平的一半,因此开关管的开关速度更快、损耗小、逆变器效率高。逆变器控制系统采用矢量控制方式,电流谐波小,系统运行稳定。

1 单相光伏逆变器拓扑结构和共模干扰抑制方法分析

本文所采用的三电平半桥结构可较好地解决共模电压问题,如图1所示,三电平半桥结构的C1,C2中点加在电网的N线上,由于电网的N线与大地相连、电容上电压不会突变,所以光伏板正负极与大地电压恒定,不会出现共模电压干扰。另外三电平半桥结构在开关调制过程中,每次开关换流过程只在1个IGBT和1个二极管间进行:在电网电压为正时,V1,V3在PWM的互补的方式工作,V2常通,V4关断;在电网电压为负时,V4,V2在PWM的互补的方式工作,V3常通,V1关断。开关损耗小,系统效率高。

2 单相三电平半桥光伏逆变器系统模型及控制方法

传统三相光伏逆变器的系统模型为[4,5]

式中:uaabc为逆变器输出端交流电压;iabc为逆变器输出电流;R为输出电阻;L为输出电感;uiabc为电网端交流电压。

式(1)经过abc轴到αβ轴变换后为

式(2)经过αβ轴到dq轴的同步角频率ω旋转变

式(3)中,Lω项为耦合项,可采用前馈的方法进行解耦控制。

逆变器侧控制目标是通过调节逆变器输出电压来控制并网点电流,达到向电网输送电能或调节并网点无功功率等目的。加在电感两端的控制量uc为

此控制对象为一阶惯性系统。根据自动控制理论,采用反馈控制+PI控制器的方式能使系统电流达到快速无超调无差的控制效果。系统控制原理图如图2所示。

单相系统相比于三相系统只有一相的电压电流,直观来说不具备abc轴到αβ轴,αβ轴到dq轴的坐标变换条件。如果沿用上述三相系统控制方法,就需要虚拟出比α轴滞后90°的β轴,即电流控制中所需的iβ量。

构造iβ本文采取如图3所示的通过虚拟在β轴同样存在电感电阻滤波网络的方式实现。图3中uiβ通过锁相环模块生成[2],Udelay为模拟电力电子器件带来的小时间常数的滞后。

3 单相三电平半桥中点电压控制方法

三电平半桥电路的电容中点作为拓扑中的重要节点参与到能量传输的过程中[3,6,7]。但如果不把电容电压平衡作为控制目标的话,由于器件参数差异、采样偏差等原因会导致中点电位漂移,严重时系统会失去控制甚至损坏功率器件。

三电平中点不平衡的原因分析:如图1所示,当电网电压运行于正半周时,上半桥电容C1输出能量;当电网电压运行于负半周时,下半桥电容C2输出能量。假设由于器件参数不对称、温漂等原因,在一个工频周期中,C1上输出的能量大于C2;另外由于相对于光伏板充电回路C1,C2为串联连接,充电电流相同,在相同时间内C1,C2所充的能量相等;那么在相同初始电压(1/2 Udc)的前提下,一个工频周期后,C1上平均电压会小于1/2Udc,C2上平均电压大于1/2Udc。在没有其他控制策略的情况下C1无法得到额外的能量补充,几个工频周期后就会出现明显的中点电位不平衡问题。

为解决此问题,本文提出一种控制馈网电流有效值的方法。检测一个工频周期内的C1上电压U+和C2上电压U-的平均值。当U+>U-时,增加C1的出力,减小C2的出力,即增加电网电压为正时的电流有效值,降低电网电压为负时的电流有效值;当U+<U-时,控制相反。因为造成中点电压不平衡的原因在控制系统中作为扰动考虑,其扰动值一般较小;另外上下组电容电压允许在一定的电压差下运行,所以电压平衡控制方式采用比例控制Idelta=K×[((U+)-(U-)];系统控制框图如图4所示,有功电流给定Id由电压外环算出,Idelta加入到Id中。通过检测上下组电容的电压差,生成Idelta控制信号,控制馈网电流有效值大小的方法,实现电容中点电压平衡控制的目的。

4 仿真分析

为验证5 kW单相光伏逆变器系统设计的可行性,本文首先通过仿真进行验证。

图5给出的是系统在没有加入中点电压控制的情况下,上、下半桥的电容电压波形。可以看出在1 s以后电压的不平衡性开始显现,到2 s以后十分明显。图6给出的是系统在加入中点电压控制的情况下,上、下半桥的电容电压波形。可以看出不平衡问题被有效的抑制。

图7a、图7b给出的是系统在没有加入中点电压控制的情况下,并网点电流波形。其中图7b是在2 s的时刻电流展开波形。可以看出2 s后电流有了比较明显的畸变。

图8a、图8b给出的是系统在加入中点电压控制的情况下,并网点电流波形。可以看出2 s时刻的电流波形比较光滑,畸变得到了很好的抑制。

根据光伏板对地的寄生电容值在雨天或潮湿的环境下达到200 nF/kWp的参数指标,仿真中对地加入1μF电容以模拟5kW光伏板对地寄生电容。图9给出的是系统寄生电容所产生的共模电流波形,可看出共模电流小于3 mA,完全达到系统安全要求[8]。

5 实验分析

在仿真分析的基础上,本文通过制作一台5kW单相三电平半桥式光伏逆变器样机验证了上述理论。样机中的IGBT选用英飞凌公司F3L75R07W2E3三电平桥模块,此模块集成度较高,可提高系统功率密度,减小产品体积。逆变器输出滤波电抗的电感值选为3mH,电阻值为0.05Ω。

图10是电网电压波形和并网点电流波形。

图11是对样机中电流电压进行的谐波等数据指标的详细分析。可以看出样机在5 kW功率输出下,系统运行稳定可靠,并网点电流谐波达到了较好的指标。

图12为上下组电容电压差的波形。可以看出其只包含交流成分,中点电位漂移得到了有效的抑制。

6 结论

本文给出了单相光伏逆变器的常用拓扑结构,并对每种结构对共模电压的影响进行了分析,选定新颖的三电平半桥结构实现对单相光伏逆变器电流电压的控制,此方法可有效地抑制共模电压的干扰,系统效率高。对系统的模型及控制方法进行了详细的阐述,并重点对三电平中点电压不平衡问题提出了基于馈网电流的控制方式,成功地解决了此问题。最后通过仿真和样机实验验证了方案的可行性。

摘要：研究了单相光伏逆变器的系统设计,采用三电平半桥技术解决了单相光伏逆变器的共模电压问题;系统分析了单相三电平光伏逆变器的模型与控制方法;提出了一种基于馈网电流的三电平电容中点电压控制方式,成功解决了中点电压不平衡问题。通过仿真和样机实验分别对5 kW单相光伏逆变器的系统设计进行了验证。

关键词：中点钳位三电平,共模电压,系统模型,中点电压

参考文献

[1]孙龙林,张兴,等.单相非隔离光伏并网逆变器中共模电流抑制的研究[C]//中国电工技术学会电力电子学会第十一届学术年会,2008.

[2]Ciobotaru M,Teodorescu R.Blaabjerg F.A New Single-phase PLL Structure Based on Second Order Generalized Integrator[C]//Power Electronics Specialists Conference.PESC 2006.37th IEEE,2006:1-6.

[3]颜世超,汤清泉,刘正之.半桥三电平逆变器输出不对称交流时直流侧电容电压的分析[J].电工电能新技术,2007,26(2):49-53.

[4]Behrooz Bahrani,Alfred Rufer,Stephan Kenzelmann,et al.Vector Control of Single-phase Voltage-source Converters Based on Fictive-axis Emulation[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2011,47(2):831-840.

[5]Schauder C,Mehta H.Vector Analysis and Control of Advanced Static Var Compensators[J].Generation,Transmission and Distribution.IEE Proceedings C,1993,(4):299-306.

[6]Ogasawara S,Akagi H,Analysis of Variation of Neutral Point Potential in Neutral-point-clamped Voltage Source PWM Inverters[C]//Industry Applications Society Annual Meeting,1993,12:965-970.

[7]Pelrella R,Buonocunto N,Revelant A,et al.DC Bus Voltage Equalization in Single-phase Split-capacitor Three-level Neutral-point-clamped Half-bridge Inverters for PV Applications[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC),2011:931-938.

单相光伏系统论文 篇3

关键词：光伏微逆变器,交错反激变换,全桥逆变,最大功率点跟踪

0 引言

在微型逆变器的PV系统中, 每一块电池板分别接入一台微型逆变器, 当电池板中有一块不能良好工作, 则只有这一块都会受到影响。其他光伏板都将在最佳工作状态运行, 使得系统总体效率更高, 发电量更大。由于微型逆变器采用的功率器件容量较小, 其成本较低;另外微型逆变器结构简单, 体积较小, 系统采用简单的布线, 安装成本低廉, 因此就出现了太阳能光伏微逆变器的市场需求。

1 光伏微逆变器系统的研究方案及设计

1.1 研究方案

本设计的系统由5大部分组成:电解电容、交错反激变换电路、全桥逆变电路、EMI滤波电路、ds PIC控制部分。光伏PV电池组件的直流电压先经过去耦电容滤除纹波, 然后加在交错反激变化电路上, 在反激输出的电容上产生整流的正弦输出电压;全桥逆变电路将整流输出电压转换成正弦电压;滤波电路滤除高频开关谐波, 保证并网电流的质量;微处理器电路通过对电池组件电压、电流采样, 使电池组件以最大功率方式输出, 数字锁相环使得逆变器的输出电流与电网同步。

1.2 光伏微逆变的主电路设计

主功率电路前半部分选择交错反激变换, 用来将较低的PV电池板电压 (20-45 VDC) 升压至整流的交流输出, 以及提供与PV电池板和电网的电流隔离。

后半部分全桥交流逆变电路主要电路由四个型号为IPB60R190C6的MOSFET (Q3、Q4、Q5、Q6) 组成, 可以将半波的直流电压, 变成上下交换的交流正弦输出, 桥式可控硅的换向频率工作在低频50Hz时的波形。

1.3 光伏微逆变的软件设计

1.3.1 主程序设计

主程序是一个无穷循环, 主要包括一些初始化程序:I/O口、AD模块、PWM模块, 定时器模块、CMP模块。中断程序初始化和使能中断, 进入while循环等待中断事件。

1.3.2 最大功率点跟踪算法 (MPPT)

本设计应用的是基于电流的扰动观测法实现MPPT。算法流程:采集当前太阳能电池板的电压Uin、电流Iin, 计算当前的功率Pin和电压变化量ΔU=U (k) -U (k-1) 比较当前周期功率P (k) 和前一周期功率P (k-1) 大小 (1) P (k) >P (k-1) , 当ΔU>0减小参考电流Iref (k) =Iref (k-1) -ΔI;当ΔU<0增大参考电流Iref (k) =Iref (k-1) +ΔI。 (2) P (k)

0增大参考电流Iref (k) =Iref (k-1) +ΔI;当ΔU<0减小参考电流Iref (k) =Iref (k-1) -ΔI。对于电流调整步长ΔI的选取:若选值过小, 系统无法快速应对外部环境的变化, 反应速度过慢;若选值过大, 系统精度不够。系统选取ΔI在0.01A-0.1A。

1.3.3 数字锁相环 (PLL)

锁相环的目的在于将逆变器输出电压与电流同相位。PLL生成电网电压频率和相位角。电压的估计频率ω和相位角θ可用于控制和信号生成, PLL采用的硬件过零检测和软件过零检测结合的方式。

2 结语

本设计太阳能光伏微逆变器样机板厚2.071mm, 长231.36mm, 宽124.422, SMT双面板。

本设计实验需要设备:示波器一台, 50A空气开关一台, PV模拟器一台 (chroma公司的62150H—1000S) , 光伏微逆变器样机。

示波器显示最大输出功率下和30%输出功率的电压与电流如下图所示, 电压电流同频同相满足设计要求。

3 结论

通过对本设计的太阳能光伏微逆变器系统的实验验证, 系统的电网电压与输出电流保持同步, 而且输出电流的正弦度比较理想。系统结构简单, 实现容易, 控制电路简单。样机运行状态良好, 效率较高, 设计电路简单成本低廉, 具有实际工程应用价值。

参考文献

单相光伏并网逆变器的研制 篇4

1 光伏并网系统结构及单相并网逆变器并网控制方法

1.1 光伏并网系统结构分析

光伏并网系统的结构方面其主要是通过并网逆变器以及光伏阵列等继电保护装置所构成, 并网逆变器主要是把光伏电池所发的电能逆变成正弦电流并入到电网当中, 而电压型的逆变器则是通过电力电子开关器件连接电感所构成, 并且是通过脉宽调制形式来向电网进行送电的。其中的光伏列阵构成要素则是在并网系统当中比较重要的部件, 主要就是把光能转换成电能;除此之外还有控制器以及继电保护装置, 前者是光伏发电系统的核心部件, 控制器主要是对光伏电池最大功率点跟踪控制, 保证电能间的平衡, 而后者则是对光伏系统以及电力网安全性的保证。

1.2 单相并网逆变器并网控制方法探究

为能够将并网逆变器的性能得到有效提升, 对并网控制的方法主要就是电流跟踪控制方法, 在这一方法中的电流滞环控制法是较为常用的。在电流滞环控制方法的原理上主要就是把实际电流信号和所需给定指令电流信号加以比较, 如果是输出电流处在正弦波上半周期电流信号比滞环电流限定上限大, 就可通过T2、T3管进行导通, 这样就能够使得电流信号由此而减小。滞环电流的控制系统主要就是双闭环结构, 其外环是直流电压控制环, 而内环则是交流电流控制环, 滞环电流控制核心就是通过电流差值进行控制开关管的占空比, 所以在实时性方面就能够有讲好的呈现。

再有就是固定开关频率法, 这一控制方法主要是将所给定正弦参考电流信号和实测电流信号进行比较, 在得到的误差经过电流控制器进行处理之后和固定频率三角波信号实施比对, 产生谐波的频率在固定开关频率控制作用下是固定的, 可通过设计对某频段滤波器使其频段谐波能够最大化衰减, 这一方法功率管开关的消耗也相对较少。虽然这一控制方法有着一定的缺陷但经过优化就能够解决实际的问题, 主要是在之前的基础上进行添加电压前馈, 从而来让电流无差时保持输出的状态, 最终产生所需要的信号。

2 系统总体设计方法及单相光伏并网逆变器控制策略

2.1 系统总体设计方法分析

对系统的总体设计过程中要能够从多方面进行考虑, 首先在并网逆变器的选择过程中要能重视, 按照逆变器主电路拓扑结构的分类就有全桥逆变器以及半桥逆变器等, 推挽式的逆变器拓扑的结构是通过两个共负极功率开关元件和单个初级带有中心抽头升压变压器所构成, 在结构上相对比较简单化, 这一类型逆变器主要是适用于直流母线电压相对比较低的场合。另外在并网逆变器回路方式上主要有高频变压器绝缘方式以及工频变压器绝缘方式等, 以工频变压器绝缘方式为例进行说明, 其自身有着较好的抗雷击以及对尖波消除良好性能, 同时在电路方面也相对比较简单化, 变换也只有一级所以有着很高的效率。

此次的方案设计主要就是通过无变压器两级结构, 在前级DC/DC变换器方面能够有多种形式可供选择, 在考虑到输入电压较低的基础上, 倘若是采取半桥式那么在开关管的电流方面就会随之而增大, 在输出的电压上就会相对比较低。所以通过BOOST形式的升压电路就有着较好的效果, 其能够根据电网电压大小在不同天气条件下来输入电压达到适合的水平, 系统能够保障并网逆变器输出正弦电流和电网相同电压同频同相。

2.2 单相光伏并网逆变器控制策略

对单相光伏并网逆变器的控制要能够按照相应的策略进行实施, 首先在并网逆变器控制目标方面要能够明确化, 控制逆变电路输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波, 还要能够和电网电压同频同相。在并网逆变器控制方式上并网系统要求在逆变器输出侧实现功率因数为1, 波形为正弦波, 在输出的电流和网压同频同相, 此次所采用的是正弦脉宽调制 (称SPWM) 方式, 通过控制开关管Tl—T4的导通或关断的时间, 实现能量从逆变器向电网传送, 巨交流输出侧的功率因数为1。

另外就是通过对正弦脉宽调制技术方面, 在三角波和正弦波相交过程中, 可通过交点进行对开关通断进行有效控制, 这样就能获取等幅脉冲成正比于正弦曲线函数值的矩形波, 在实际的调制方式上主要就是双电压极性调制以及单电压极性调制。单极性调制主要是4个开关管采取4个不同信号控制, 单极性调制优点就是谐波的分量相对比较小比较容易消除, 所以在开关管方面受到到的开关应力也就相应比较小。要想能够成功的实现并网就要通过电流型PWM的控制方法进行实现。

3 结语

综上所述, 对单相光伏并网逆变器的分析探究还有诸多的层面没有涉及, 逆变器作为是光伏并网发电系统及电网接口的主要设备, 在控制技术方面也愈来愈重要。当前对其理论的研究为实践操作发展能够提供理论支持, 由于本文的篇幅限制不能进一步深化探究, 希望此次理论研究能起到抛砖引玉的作用。

参考文献

[1]李育强, 王维庆, 晁勤, 宋国兵.光伏接入配电网线路故障特征及保护方案的研究[J].可再生能源, 2015 (05) .

[2]魏巍, 高丙团, 汤奕, 朱凌志.高海拔地区光储发电系统的建模与仿真[J].计算机仿真.2015 (03) .

[3]杜道昶, 田丽, 赵明敏, 包伟, 陈勇.新型高增益Boost变换器设计[J].陕西理工学院学报 (自然科学版) .2015 (01) .

浅论单相双级式光伏并网逆变器 篇5

1 单箱双极式光伏并网系统

为了让太阳能电池实现最大化的效率, 能将太阳能转化成电能, 就必须对其进行MPPT。其中, 光照强度、环境温度等都是不可控的条件, 并且变化周期比较长, 因此对MPPT的控制有很多不便之处。怎样能模拟太阳能电池的输出特性, 能够使其简化研究中一些过程, 还要控制其工作点来实现大功率输出是现在需要解决的一个问题。

以TMS320LF2407为例, 由光伏阵列, DC/AC逆变环节, DC/DC变换环节, 隔离变压器还有负载构成系统。DC/DC用来完成光伏阵列MPPT控制, DC/AC完成直流逆变为交流。随后还要完成系统并网运行。Boost升压电路用在前级DC/DC中, 由二极管, 开关管, 电感和电容所组成。当开关通时, 二极管反偏, 阵列向电感储存一定的电能, 电感电流增大。开关关闭时, 二极管导通, 电感和阵列一起供给能量给电容, 电感电流变小。电池阵列输出电流, 要根据输入的电压开关所占空比。后级DC/AC逆变器用了全桥逆变, 能够反向续流。可以在主电路配有工频变压器来保障与电网电压的匹配, 并且和发电系统隔离开。

在整个系统里, 太阳能电池可以输出额定50~100V的直流电压, 并通过DC/DC转换成400V的直流电, 再通过DC/AC得到220V的交流电, 这样和电网电压就同频同相了。

2 太阳能电池特征和模拟电路

太阳能板是由许多电池板组成的, 每个电池都是P-N截面的半导体, 可以直接转换光能。当其电池输出电压最大的时候, 功率很小, 在特定光强和环境温度下, 必须使其在特定电压或者电流之下才可以输出最大功率。

对太阳能电池进行MPPT实验, 用直流电和可变电阻模拟其输出特性的曲线, 电压来模拟太阳能电池输出电压, 设置功率变换电路, DC/DC变换器用Boost变换器。对光伏发电系统来说, 如果阵列输出电流不能连续, 就会造成能量的部分损失。并且, 大多光伏阵列输出电压比较低, 而负载则需要在较高电压下工作, 所以需要电压提升和输入电流要连续工作的Boost电路才能完成这个光伏系统的MPPT控制器。

3 MPPT和变换器的控制

可以用一种变步长的占空比扰动法来实现此项MPPT的功能, 其工作原理为:对太阳能电池在不同工作地点进行检测其输出功率, 然后对比, 找出其确定日照与温度条件下输出最大功率的时候所相对的占空比。方法有两种:

3.1 让电池在某个确定占空比工作, 检测输出功率, 以定步长L1扰动PWM信号的占空比。

将输出功率铅华和扰动前的进行对比, 如果值变大, 表示扰动的方向无误, 如果值减小, 则把反方向L1为步长再次扰动。直到功率得出最大值。

3.2 设置一个功率Px作为一个起始值, 然后选择较小的步长L2, 搜索的方法与1相同, 直到找出最大值 (最大功率点) 。

以此类推, 等到步长减小为最小单位的时候则可以找到最大功率点Py。

此外需要注意, 如果Pn=Pn-1, 就是二者是最先搜出的最大功率点, 需要停止搜索, 然后进行下一轮。与传统占空比扰动法比起来不同之处为, 每当找到最大功率点Pm之后, 不能进行扰动了, 则是要停止。这样可以避免浪费能源, 提高系统的效率。

在扰动停止之后, 检测系统输出功率然后和Pm进行比对, 若相同则是最大功率点, 不同则继续寻找。

4 实现并网控制

4.1 电流控制

为了保证系统能够正常和稳定的运行, 首先要采用调整逆变器输出电压大小还有相位控制系统有功和无功的输出问题, 用锁相控制技术来与市电进行同步。但是又因为锁相回路响应慢, 这样就不容易精确控制其输出电压了。因此要采用电流控制, 先要控制逆变器的输出电流, 跟踪电网的电压, 使其相同。这样可以保持系统功率因数是1, 可以和电压源并联运行。这个方法是运用较多, 控制方法也比较简单的。

4.2 电压电流双闭环控制

让其逆变器输出的电流跟踪电网电压, 保证频率和相位与其一致。太阳能光伏并网系统用双闭环控制策略, 双闭环的外环是直流电压控制的, 这样能控制并网逆变器直流输入端的电容电压更稳定。内环则是并网电流控制的, 这样能控制并网逆变器的输出电流还有电网电压能够相同一致。外环电压值为MPPT输出值, 反馈值是阵列输出电压值, 二者间进行误差调节。

4.3 实现同步锁相环

同步锁相环可以保证并网电流和电压严格同频和同相, 因此在发电系统中是非常重要的。其功能是调节逆变器来输出电流, 让其与电网电压慢慢达到同步锁定的状态, 这个系统中的锁相控制的环节是由硬件和软件的部分来实现的。

进行这个过程的同时, 需要F2407来采集电网电压信号的准确相位, 并要有硬件电路的辅助, 把电网正弦波的电压信号进行过滤, 然后转成同步的方波信号, 它们具有相同过零点, 也就是所谓的过零点产生脉冲跃变。方波信号输入F2407的外部中断口后, 捕捉电网电压的过零点。在检测到有同步信号时候便产生同步中断。然后指针复位。再把PI调节, 得到电流指令, 与正弦表指针相对的数据相乘即可。

5 结束语

本文中的有输出隔离变压器的单箱双极式光伏并网逆变器, 可以适应宽范围的直流输入电压, 较低开关的频率之下能用调制方式改善并网电流的波形, 可以使电流总畸变率小于3%, 能够有效减少开关的损耗, 提高工作效率。其控制电路的芯片采用的是TI公司的TMS320LF2407A, 前级DC/DC变换器可以实现MPPT, 后级DC/AC逆变环节可以让输出电流和电网的电压相同频率、相位, 还能得到单位功率因数。这种变换器还能改进变步长占空比扰动观察法, 集成了传统扰动法的优点还能在不同的寻优阶段用不同步长进行最大速度跟踪系统的最大功率点, 提高了系统的快速还有高效性。在扰动到步长比特定值小了之后, 保持当前点的稳定, 这样可以减少因扰动带来的功率损耗, 还可以进一步接近理论上最大功率点。后级逆变器用的是全桥逆变电路, 其利用电流、电压双闭环控制来达到同电网电压频率、相位一样的电流。在整个实验中, 该工作系统的稳定性较好, 性能更可靠。

参考文献

[1]戴训江, 晁勤.一种新颖的并网逆变器自适应电流滞环控制策略[J].电力自动化设备, 2009, 29 (9) .[1]戴训江, 晁勤.一种新颖的并网逆变器自适应电流滞环控制策略[J].电力自动化设备, 2009, 29 (9) .

[2]罗明, 杨金明.双极式光伏系统最大功率点跟踪研究[J].电力电子技术, 2009, 43 (5) .[2]罗明, 杨金明.双极式光伏系统最大功率点跟踪研究[J].电力电子技术, 2009, 43 (5) .

单相光伏系统论文 篇6

随着新能源发电技术,如风力发电、光伏发电和燃料电池发电等越来越受到人们的重视,对并网发电逆变技术的关注也日益增加[1]。在并网系统中,如何提高入网电流功率因数、减小入网电流总谐波失真(THD)成为当前研究的热点问题。

由于电感小、开关频率低、高频谐波衰减效果明显等优点,LCL滤波器在光伏并网系统中获得了广泛应用。但是,LCL滤波器为3阶系统,可能发生谐振导致系统不稳定[2,3]。作为目前最成熟的解决方法之一,采用电容电流内环的双电流闭环控制能够有效抑制谐振发生,保证入网电流的功率因数,因此得到了广泛研究[4,5,6]。在双电流闭环控制系统中,电流外环控制器一般PI控制,但其无法对交流信号进行无静差跟踪。文献[7]将准比例谐振控制引入外环控制器中,能够在特定频率产生很高增益,从而实现无静差跟踪,但其硬件实现复杂。本文对采用LCL滤波器的单相光伏并网控制器进行分析,在电网电流外环、电容电流内环的双环控制系统基础上,通过构造虚拟正交电流,在电流外环对电网电流进行Park变换后采用PI控制,从而达到无静差的控制效果。

2系统模型及分析

图1为采用LCL滤波器的单相光伏并网逆变主电路。其中,Udc为直流输入电压,u为逆变器输出电压,i1为逆变器侧电感电流,ic为电容电流, ig为并网侧电感电流,ug为电网电压。

采用P,PI或PID控制器直接对并网电流ig进行电流单闭环控制是不稳定的[8,9]。因此,需要引入滤波电容电流内环控制,增大系统的阻尼,削弱谐振尖峰,从而提高系统稳定性。同时,为了达到无静差控制,本文在并网电流外环构造虚拟正交电流分量,通过Park变换在旋转坐标系下采用PI控制。系统的控制框图如图2所示。

Fig.2 System control model

图2中,LCL滤波器的控制框图如图3所示。忽略滤波电感和电容的寄生电阻,G1=1/s L1, G2=1/s C,G3=1/s L2。

在单相光伏并网系统中,并网电流ig只有一相,因此在Park变换前,需要构造并网电流ig的虚拟正交电流分量。首先,取并网电流ig作为两相静止坐标系下的iα分量,不考虑谐波, 设为

式中:Ig为入网电流峰值。

将并网电流ig延时90°作为ig分量,即

将iα,iβ经过Park变换后,得到d-q旋转坐标系下的id,iq,采用的坐标变换矩阵为

式中:θ′为电网电压ug通过锁相环(PLL)后得到的电网电压相角。

将式(1)、式(2)带入式(3),得:

由式(4)、式(5)可知,当电网电压相角θ′和并网电流相角θ相等,即实现入网电流功率因数为1时,id,iq分量满足

上文表明,经过式(3)所示的坐标变换后,id表示电流无功分量、iq表示电流有功分量的相反数,从而在d-q坐标轴上实现了有功和无功的解耦控制。单相光伏并网系统通常要求入网功率因数为1,在d-q旋转坐标系下,对id,iq分别采用PI控制使之满足式(6)即可实现该目标,因此本文提出了图2所示的控制框图。

与式(3)对应的反Park变换为

PI控制器的输出经过反Park变换后得到i′α, i′β,取i′α作为电容电流内环的给定值,即

3控制器设计

在电网电流、电容电流双闭环控制系统中, 外环决定控制系统的调节精度,而内环确定系统的稳定性[10]。将电网电压视为外界扰动,不考虑其影响,由图2、图3推导出电流外环控制器输出Ic*到并网电流Ig的开环传递函数Gop1为

电流内环控制器Gc一般采用比例控制器,设Gc=kc。由于开关频率较高,逆变器可近似为增益GINV=kPWM。化简式(9)得:

电容电流内环闭环传递函数Gclz1为

化简得:

由式(12)可知,电流内环是一个二阶系统, 其阻尼系数为

为了兼顾系统的阻尼效果和动态性能,一般取阻尼系数为0.707。根据式(13),就可以由滤波器参数求出内环控制器参数kc,本文取kc= 0.15。

为了便于外环控制器参数设计,将Park变换后移,等效控制框图如图4所示。

在图2中,PI控制器的输入为

将Park变换后移之后,PI控制器的输入为

因此,iα*,iβ*为

由式(16)可知,图2和图4所示系统是完全等效的。

联合式(7)、式(8),可求得:

由于电网电压基本不变,可认为其相角θ′= ω0t,其中ω0为电网角频率。将式(17)两边同时进行Laplace变换,且由频移特性得:

电路参数对称,故d-q坐标系下的2个PI控制器参数都取为

由图4可知:

同理,对式(20)进行拉氏变换,得:

又由图4和式(19)可知:

将式(21)、式(22)带入式(23)后,再带入式 (18),求出ic*,即

从式(24)可以看出,经过Park变换后,有功部分PI控制器的传递函数与比例谐振控制非常相似,因此可以采用比例谐振控制器的设计方法选取控制参数。经过调试,最终确定控制参数kp=1.15,ki=100。

4仿真实验

为了验证理论分析的正确性,本文在Matlab/ Simulink环境下搭建仿真模型,仿真参数为:直流母线电压Udc=400 V,电网电压幅值ug=380 V, 电网频率fs=50 Hz,给定并网电流幅值I*g=6 A, 开关频率fk=20 k Hz,逆变器侧电感L1=3.3 m H, 滤波电容C=5 μF,电网侧电感L2=2 m H。

仿真结果如图5所示。其中,图5a为电网电压和并网电流波形,可见输出并网电流波形非常接近正弦波,而且和电网电压相位相同,保证了入网功率因数接近为1。图5b中,曲线1为基于Park变换双闭环下的并网电流,曲线2为常规双闭环控制下的并网电流,比较发现两者波形基本一致。 但采用常规双闭环控制时,并网电流在峰谷值点及其附近会产生0.3~0.4 A的偏差;而在基于Park变换的双闭环控制下,并网电流始终能够跟踪给定正弦电流,在峰谷值点附近没有波动产生,且大小总为6 A。图5c为旋转坐标系下,并网电流的d轴和q轴分量。系统稳定后,Id接近于0 A,Iq接近于-6 A,只存在非常小的波动,与上文对控制系统的分析完全吻合。图5d为并网电流的频谱分析, 并网电流基波分量为6.002 A,THD = 1.04% < 5%,满足电流幅值控制要求和电能质量要求。

5结论

单相光伏系统论文 篇7

全球能源危机与环境污染引发了人类寻求新能源的迫切愿望。作为一种取之不尽、用之不竭的清洁能源, 太阳能愈发受到人们的关注。光伏发电利用光伏阵列将太阳能直接转化成电能。根据光伏发电是否和公共电网并网, 可以将光伏发电系统分为光伏独立发电系统和光伏并网发电系统。本文主要研究光伏并网发电系统的设计。

本文对一种单相两级式光伏逆变器进行了研究, 它由前级Boost DC/DC升压电路和后级逆变电路组成。为了缩短开发时间与提高可靠性, 逆变电路选用了三菱公司的IPM模块PS21265, 加上太阳能电池板、LCL滤波电路、驱动保护电路、AD采样电路、过零点比较电路、内部辅助电源供电电路等, 构成了光伏并网发电系统。文中给出了各个电路的设计以及重要元器件的参数选取方法, 最后设计制作了一台600W的光伏并网发电系统, 对样机进行试验测试, 结果符合设计标准要求。

1 单相光伏并网发电逆变系统的组成

光伏并网发电逆变器就是把光伏电池输出的直流电转化为交流电供给用户使用并接入国家电网的器件。此系统一般由主电路和控制电路组成。光伏并网发电逆变系统框图如图1所示。

本系统选用TI公司的TMS320F2812 DSP作为主控芯片, 在DC/DC环节实现追寻最大功率跟踪控制, 在DC/AC环节实现输出稳定的正弦交流电压[7]。其工作过程为:由光伏阵列送来的直流电经过DC/DC Boost电路升压, 进入全桥逆变主回路, 经逆变器转换为交流方波, 再经LCL滤波器滤波成为工频50Hz正弦电压。

设计采用单相两级式光伏并网逆变拓扑结构, 主电路结构如图2所示。

2 逆变电源硬件设计

本系统所选用的光伏阵列在白天正常日照的情况下, 输出电压范围为80V~120V。Boost电路输出电压约为350V, 驱动Boost电路的PWM波占空变化范围约为0.57~0.77, 频率为20k Hz。后级逆变电路输出额定功率为600W, 电压为工频50Hz的正弦交流电220V, 逆变器驱动PWM波频率为15k Hz。

2.1 前级DC/DC电路设计

光伏阵列输出特性为非线性, 而且受光照强度和环境温度等的影响较大。为使其能够最大程度地向外提供电能, 系统需要设计MPPT控制。系统通过调节Boost电路的占空比来实现光伏阵列的最大功率输出。在选用Boost电路中的开光管时, 考虑到MOSFET适用于低压、高频、小容量的条件下, 正好符合此次设计要求, 考虑到开通时寄生电感和电容振荡电压, 因此挑选了较为合适的SPW20N60C3型号的MOSFET。该芯片耐压为650V, 额定电流为20.7A。同时由于Boost电路中输出二极管D需要承受和输出电压等值的反向电压, 以及传导负载所需要的最大电流, 为此选用了耐压为600V的超快速整流二极管MUR3060。

2.2 后级DC/AC电路设计

智能功率模块IPM是由高速低功耗的IGBT管芯、优化的门极驱动电路以及快速保护电路组成的。不仅仅把功率开关器件及其驱动电路集成在一起, 而且还内装有欠压、过流及过热等故障检测电路。采用IPM模块作为逆变桥可以减少器件数目、缩短开发周期、减小系统体积、提高可靠性, 因而被广泛的应用。由于逆变电源的最大输出功率为P=600W, 输出电压有效值为220V, 考虑过载系数KA=1.5, 则输出的峰值电流为:

前级Boost的输出最大电压为Udc=350V, IPM耐压需超过350V, 根据上述参数计算结果, 考虑一定的安全系数, 留出充足的余量, 本逆变系统采用三菱公司的IPM模块:PS21265, 其最大耐压为600V, 额定电流为20A, 完全能满足本系统设计要求。

2.3 输出电压、电流采样电路设计

由于DSP的A/D转换输入电压范围为0~3.3V, 所以采样进来的模拟信号, 必须经过处理将其转化为0~3.3V。采用霍尔电压传感器LV25-P将输出电压变换为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过跟随器隔离前后级, 然后再叠加上一个+2.75V的直流偏置, 得到0~5.5V电压, 再经过同相比例缩小到原来的1/2, 从而得到0~2.75V的直流电压, 该信号经过RC低通滤波送到DSP的A/D转换通道。

2.4 过零点比较电路设计

电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P电路从有效值为220V的交流电变为有效值为3V的交流电, 经过由芯片LM324组成的电压跟随电路, 限压电路, 然后经过由芯片LM339组成的过零点比较电路, 最后输出占空比为50%、阈值电压为3.3V的PWM信号波形, 由于TMS320F2812 DSP处理器I/O口额定电压为3.3V, 正好将此输出信号接入DSP处理, 使系统输出电流波形实现同频同相跟踪电网电压波形。图3为过零检测电压频率跟踪电路原理图。

3 光伏逆变电源控制策略及软件控制流程

3.1 前级MPPT控制策略

常用的MPPT控制方法有:恒定电压法、扰动观察法、电导增量法、模糊逻辑控制法、最优梯度法等。考虑到设计的复杂性、周期性等, 本文所设计的逆变器的最大功率点跟踪控制采用的是测量参数少、实用性强的改进的变步长扰动观察法。

k时刻扰动变化步长ΔD (k) 的计算方法为:

ΔD (k) 为k时刻的扰动占空比变化步长, ΔP (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出功率变化量, ΔU (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出电压变化量, α为扰动步长因子, 是一常数, 可设为0.001。其中Um为光伏电池在标准测试条件下的最大功率点电压, 取Um=0.78 Uoc, Uoc为开路电压, ε为一较小的常量, 根据经验可设为0.5。其软件流程如图4所示。

3.2 倍频单极性SPWM脉宽调制策略

倍频单极性SPWM调制是通过把一个完整的单相全桥逆变器拆分成左右两个相同的半桥逆变器, 然后用两个极性互为相反的正弦调制波和双极性三角载波进行比较, 把比较后得到的SPWM功率管驱动信号分别控制这两个半桥逆变器。从而使逆变器桥的输出电压的脉动频率为功率管的开关频率的两倍, 这相当于使逆变器的输出电压产生倍频的效果。

正弦调制波ur与三角波载波uc的交点决定左桥臂上下两个功率管的通断时刻。当ur﹥uc时, 左桥臂的上管ug1导通, 下管ug2关闭, 结合图5所示, 可知此时A点电压uA=udc;当ur﹤uc时, 左桥臂的上管ug1关闭, 下管ug2导通, 此时A点电压uA=0。同理, 由正弦调制波-ur与三角波载波uc的交点决定右桥臂上下两管的通断时刻, 当-ur﹥uc时, 右桥臂的上管ug3导通, 下管ug4关闭, 此时B点电压uB=udc;当-ur﹤uc时, 右桥臂的上管ug3关闭, 下管ug4导通, 此时B点电压uB=0;输出电压uAB=uA-uB, 且输出电压的载波频率为功率开关管频率的2倍。倍频单极性SPWM脉宽调制原理如图5所示。

虽然采用此原理的调制方式对直流电压的利用率与常规SPWM相同, 但在相同的开关频率下, 此方式所产生的调制波的输出电压脉动频率增加了一倍, 其谐波含量减少了一半, 输出滤波电感的纹波电流频率增加了一倍。在随后的滤波环节中, 采用数值相对较小的电感和电容器件就能得到理想的滤波效果, 提高了系统的性能, 减少了设计的成本。本次设计正是采用此种倍频单极性SPWM脉宽调制方式。

3.3 并网电流与电网电压同频同相控制策略

电网电压同步信号捕获中断子程序流程如图6所示, 捕获中断子程序主要完成过零处的并网控制、相位的同步检测功能。根据图3的过零点检测硬件图, 当出现高电平的时候, 是正弦波的下半波形, 当出现低电平的时候, 是正弦波的上半波形。因此, 在软件设定时, 采用CAP2的下降沿触发, 捕获中断定时器T2设定频率为10k Hz。

当DSP的捕获单元两次捕获到经过过零点检测电路后的脉冲信号下降沿时, 计算电网频率, 使产生SPWM调制波时使用的定时器T1计数周期T1PR改变, 使并网电流频率与电网电压频率相同。同时, 使计数寄存器T1CNT初始化, 正弦表指针归零, 实现相位跟踪。这样可以实现并网电流与电网电压同频同相控制。

3.4 电压、电流双闭环反馈控制策略

本文全桥逆变电路采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制策略。电压、电流双闭环反馈控制框图如图7所示。双闭环反馈控制的主要工作原理是:外环采用的是输出电压环, 将输出电压反馈值Uf与DSP程序内的参考正弦电压Uref相比较, 其误差信号经电压外环比例积分 (PI) 调节器后的输出iref作为内环电感电流环的参考给定值;经电感电流采用电路得到的反馈值if与电流参考给定值iref比较, 其电流误差信号作为内环电流比例 (P) 调节器的输入量, 电流调节器的输出信号再与三角载波交截后产生SPWM开关信号, 控制逆变器中的功率管的开通与关断。

电压电流双闭环反馈控制传递函数框图如图8所示。图中, kif、kuf分别为电感电流iL、输出电压u0的反馈系数。ku、T分别为外环电压控制器的比例常数和积分常数, ki为内环电流控制器的比例常数。

4 实验结果与分析

本工作组设计了一台600W户用型单相光伏并网发电逆变器样机, 并对样机进行测试, 利用Tektronix DPO2024型号的数字示波器观察测试结果。由于该示波器无法显示220V工频电压波形, 因此采用Tektronix P5200A高压探头衰减波形来观察。

图9 (a) 为逆变器输出波形与滤波器输出波形图, 从图中可以看出经过全桥逆变器后的脉冲波又经过LCL滤波器成为工频正弦波, 效果很好。

图9 (b) 为电网电压波形与过零点检测输出波形图, 电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P变换输出电压为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过过零点检测电路变为占空比为50%的脉冲波, 然后将此脉冲波输入给DSP进行同频同相跟踪。由图可以看出, 所得到的脉冲波波形良好。

图9 (c) 为并网电流与电网电压频率相位跟踪过程波形图。系统从开始运行到稳定经历了几个过渡波形来实现同频同相功能与电压、电流双闭环反馈控制等系统调节, 从图中可清楚地看到并网电流与电网电压频率相位跟踪过程, 最终实现两者的同频同相。

图9 (d) 为并网电流与电网电压同频同相波形图。这是最终实现稳定后的并网电流与电网电压同频同相图, 从图中可以看到本设计的效果良好, 达到设计要求。

从波形中可看出, 此次设计的光伏并网电源工作稳定, 性能良好, 满足设计要求。

5 结束语

本文提出了一种基于TMS320F2812 DSP的光伏并网发电逆变电源的设计方法, 分析了整个系统的结构与原理, 详细介绍了逆变电源的硬件设计方法与控制策略。通过采用倍频单极性SPWM调制方式能够极大地改善逆变电路的谐波特性, 通过过零点检测硬件电路与软件的配合实现了并网电流与电网电压的同频同相功能, 通过PI双闭环控制策略提高了系统的稳定性、可靠性等。工作组设计制作了样机, 其测试结果表明文中系统的设计方案的正确性与可行性。

参考文献

[1]刘永梅, 王金宇, 盛万兴.光伏发电概述[J].新能源, 2011, 8 (3) :55-56.

[2]刘迪, 陈国联.单相两级式非隔离型光伏并网逆变器的研制[J].电源学报, 2011, 3 (2) :29-33.

[3]肖鹏, 陈国呈, 吴春华.一种新型光伏独立发电系统拓扑及控制策略[J].上海大学学报:自然科学版, 2008, 14 (6) :633-636.

[4]程军照, 吴夕科, 李澍森, 等.采用Boost的两级式光伏发电并网逆变系统[J].高电压技术, 2009, 35 (8) :2048-2052.

[5]李琛.基于倍频单极性SPWM调制的逆变电源系统研究[J].宁夏工程技术, 2009, 8 (3) :197-200.

[6]王耀北, 闫英敏, 胡玉贵.DSP控制的IPM正弦逆变电源系统硬件电路设计[J].集成电路, 2005, 215 (24) :103-105.

[7]靳海亮, 付周兴.基于DSP的光伏最大功率跟踪技术的研究[J].电子器件, 2013 (1) :90-93.

[8]石昆, 章坚民, 李阳春, 等.基于DSP的三相光伏并网逆变器控制系统设计与实现[J].电子器件, 2011 (3) :273-277.

[9]杨帆, 彭宏伟, 胡为兵, 等.太阳能电池最大功率点跟踪技术探讨[J].电子器件, 2008 (4) :1081-1084.

[10]靳亚丽, 郑恩让, 张晓娟.基于TMS320F2812光伏并网SVPWM逆变系统的设计[J].电子器件, 2012 (6) :731-735.

[11]Gonzalez R, Lopez J, Sanchis P, et al.Transformerless Inverter for Single-Phase Photovoltaic Systems[J].IEEE Trans.On Power Electronics, 2007, 22 (2) :693-697.