单相光伏发电

单相光伏发电（精选7篇）

单相光伏发电 篇1

1 引言

小型光伏并网发电系统能够充分利用太阳辐射普遍存在的特点,分布在电网中实现就地即发即用的高效运行,从而作为一种比较理想的太阳能利用方式得到了推广与应用[13]。

根据功率的大小,光伏并网发电系统可采用单相并网或三相并网的方式。小功率(一般在5～6 kW以下)系统通常采用单相并网方式,与三相并网方式最大的差别在于并网功率特性与光伏阵列输出功率特性不匹配。单相并网功率含有正弦状的脉动,其频率为电网频率的2倍,峰-峰值为平均并网功率的2倍;而光伏阵列是提供直流电能的非线性电源,其理想的稳定工作状态是在一定的太阳辐射条件下,保持输出电压和电流恒定,从而实现高精度的最大功率点跟踪。单相光伏并网发电系统的这种瞬时输入、输出功率的差异必然会影响系统的性能,需要在逆变器电路和控制方法中采取相应的措施,实现功率解耦。不少学者提出了多种电路拓扑和控制方法[48]。然而,出于对成本及可靠性等的综合考虑,现有kW级以上的光伏并网逆变器产品仍以在光伏阵列输出端或逆变器直流母线上安装铝电解质电容的方法为主,通过电容的充放电,减轻并网功率脉动的影响,使光伏阵列输出功率保持相对稳定。但是,电容量的选取尚缺乏明确与统一的理论依据,往往根据经验先确定电容电压的允许纹波幅值,再算出和选取对应的电容量,不能确保设计的最优化。文献[9]针对单相单级式并网发电系统,采用基于光伏阵列实际参数的简化工程模型,分析了并网功率脉动对光伏阵列实际输出能力的影响,提出了功率解耦电容的设计方法。文献[10]针对单相两级式并网发电系统,通过对直流母线电压的预测控制及在逆变环节中根据直流母线电压瞬时值对占空比进行补偿调节,既保证了光伏阵列的恒功率输出,又抑制了直流母线电压波动对并网电能质量的影响,从而减小功率解耦电容。但是,对并网逆变器的设计而言,仍未形成简易实用、通用性强的功率解耦设计准则。

为此,本文在目前最常用的两种单相并网逆变器电路拓扑的基础上,综合考虑MPPT效率、逆变器转换效率及并网电能质量,通过理论分析、计算机仿真和系统实验,分析比较并网功率脉动的影响,提出解耦电容的优化设计准则,提高了系统的运行效率,实现了产品设计的规范化。

2 系统构成与控制策略

光伏并网发电系统的构成简单,由光伏阵列、并网逆变器及电网组成。图1为采用两种常用电路拓扑的单相光伏并网系统结构。其中,图1a为单级式工频隔离结构,光伏阵列输出的直流电直接由逆变电路转换成工频交流电,再经过隔离/升压变压器并入电网,解耦电容C集中在逆变器的输入端,与光伏阵列直接并联;图1b为两级式非隔离结构,光伏阵列输出的直流电先由Boost电路升压并作MPPT控制,再经过逆变电路转换成工频交流电后直接并网,解耦电容C0和C分别处于Boost电路的前后两端。

电网可被视为无穷大交流电压源,并网逆变器必须依据并网点电压的幅值、频率及相位实施系统控制,最大限度地将光伏阵列接收的太阳辐射能转换成符合电能质量要求的并网电能。

光伏阵列是由多块太阳能电池组件串并联组成的非线性直流电源,通常使用等效电路来描述太阳能电池的特性,其对应的数学模型为

$\begin{array}{l}{\rm I}={\rm I}{}_{\text{S}\text{C}}-{\rm I}{}_0\left\{\exp \left[\frac{q(V+R{}_{\text{s}}{\rm I})}{nk{\rm T}{}_{\text{k}}}\right]-1\right\}-\frac{V+R{}_{\text{s}}{\rm I}}{R{}_{\text{s}\text{h}}}\\ (1)\end{array}$

式中:V,I分别为输出电压与电流;ISC为光生电流;I0为二极管饱和电流;q为电子的电荷量,1.6×10-19 C;Rs,Rsh分别为等效串联与并联电阻;n为二极管特性因子;k为玻尔兹曼常数,1.380×10-23J/K;Tk为绝对温度,K。

在实际工程中,此模型使用并不方便,因而更多采用基于开路电压、短路电流、最大功率点电压与电流的简化工程模型。图2为由12块170 W/35.6 V单晶硅太阳能电池组件组成的光伏阵列在标准条件下的输出特性,采用6块串联、2组并联的接线方式,输出功率存在一个最大功率点(maximum power point, MPP),功率和电压分别为2 040 W与213.6 V。系统的理想运行状态是将光伏阵列输出电压和电流稳定地保持在MPP上,输出稳定的直流功率。

3 并网功率脉动对系统特性的影响

光伏并网发电系统的并网电流通常是与并网点电压同频率、同相位的正弦波,即

则系统的单相并网功率为

p(t)=vac(t)iac(t)=VacIac[1-cos(2ωt)] (3)

式中:Vac为并网点电压有效值,V;Iac为并网电流有效值,A;ω为电网角频率,rad/s。

由此可见,并网功率的平均值为P=VacIac,但是含有2倍工频的脉动量VacIaccos(2ωt)。如果要求光伏阵列直接提供相匹配的脉动功率,不仅发电效率大幅降低,与控制相关的电气变量也不稳定,增加了系统控制的难度。因此,在并网逆变器中必须设有输入、输出功率的解耦环节。

根据式(1)及图2所示的光伏阵列特性,将光伏阵列等效为一个电流源。在给定入射辐射强度与温度条件下,输出电流可作为输出电压的函数:

IPV=f(VPV) (4)

并网逆变器是电压源电流控制型变换装置,可将逆变电路简化为一个电流源。尽管由直流母线流入逆变电路的电流具有以正半周正弦波为包络线的脉宽调制波形,但本论文关注半个工频周期内直流母线上电气变量的波动及其影响,可将电流近似为连续光滑的波形,根据功率平衡的原则,结合式(3)可得逆变电路的等效电流源为

iinv(t)=P[1-cos(2ωt)]/Vdc (5)

式中:Vdc为逆变电路直流母线电压。

单级式并网逆变器只有一个电能转换控制环节(VPV =Vdc),兼有MPPT和逆变双重功能,电容C的解耦作用完全由电容量决定,无法通过控制实施主动调节,结合式(4)与式(5),则有

$C\frac{\text{d}}{\text{d}t}V{}_{\text{Ρ}\text{V}}=f(V{}_{\text{Ρ}\text{V}})-\frac{{\rm P}}{V{}_{\text{Ρ}\text{V}}}[1-\cos (2\omega t)](6)$

将VPV,IPV分解为直流分量$\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}},\overline{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$与纹波分量$\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}‚\widetilde{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$,并将$\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$的峰-峰值与$\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$之比定义为直流电压纹波率。在点$(\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}},\overline{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}})$对I/V曲线作线性近似,由式(6)可得

$C\frac{\text{d}}{\text{d}t}\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}=A\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}+\frac{{\rm P}}{\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}\cos (2\omega t)(7)$

其中$A=\text{d}f(V{}_{\text{Ρ}\text{V}})/\text{d}V{}_{\text{Ρ}\text{V}}|{}_{V{}_{{\rm P}V}=\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}<0‚\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$的稳态解为

$\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}=\frac{{\rm P}\sin (2\omega t+\alpha )}{\overline{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}\sqrt{4\omega {}^{2}C{}^2+A{}^2}}$ (8)

$\alpha =\arctan \frac{-A}{2\omega C}$ (9)

对应的纹波电流可近似为

$\widetilde{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}}=A\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$ (10)

在最大功率点附近,如果$\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}$较大,上述线性化近似会导致较大的误差。光伏阵列输出电流受其短路电流Ishort限制,即

$0<\overline{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}}+\widetilde{{\rm I}}{}_{\text{Ρ}\text{V}}<{\rm I}{}_{\text{s}\text{h}\text{o}\text{r}\text{t}}$ (11)

纹波电流越大,可输出的直流分量就越小,输出功率也随之下降,表明单级式并网逆变器中解耦电容直接影响直流母线电压稳定性及MPPT效率。

两级式非隔离结构并网逆变器有2个电能转换控制环节,通常由Boost电路实施MPPT控制,使光伏阵列输出功率保持稳定,解耦作用完全由电容C承担,直流母线电压满足下列微分方程:

$C\frac{\text{d}}{\text{d}t}V{}_{\text{d}\text{c}}=\frac{{\rm P}}{V{}_{\text{d}\text{c}}}\cos (2\omega t)$ (12)

解得纹波电压为

$\tilde{V}{}_{\text{d}\text{c}}=\frac{{\rm P}\sin (2\omega t)}{2\omega C\overline{V}{}_{\text{d}\text{c}}}$ (13)

由于逆变后直接并网,要求保持足够高的$\overline{V}{}_{\text{d}\text{c}}$,同时又要保证开关器件不承受过压。因此,在单相220 V交流系统中,通常取$\overline{V}{}_{\text{d}\text{c}}$为380 V,若将纹波电压的幅值限定在30 V以内,由式(13)可得解耦电容C为

$C>\frac{{\rm P}}{2\omega \times 30\times 380}\approx 0.14{\rm P}\times 10{}^{-6}$ (14)

以图2所示的光伏阵列为例,假设受光照和温升的影响,最大功率为1.5 kW,对应的电压为200 V,将实际输出功率与最大功率之比定义为MPPT效率。由式(8)、式(10)及式(11)可得解耦电容对单级式逆变器运行特性的影响:随着解耦电容的增大,系统的输出功率逐渐上升,MPPT效率提高,直流电压与电流的纹波逐渐减小。当电容量达到700 μF时,输出功率已接近光伏阵列的峰值功率,但直流电压与电流仍有较大的纹波。

由式(13)及式(14)计算解耦电容对两级式逆变器运行特性的影响:在Boost电路的控制作用下,当电容量达到300 μF时,输出功率已接近峰值功率,但直流电压纹波大。随着电容量的增加,纹波电压迅速减小。

另一方面,解耦电容的充放电损耗会对其使用寿命及逆变器转换效率产生一定的影响;目前产品中通常采用铝电解质电容,其标称损耗角正切tan δ 约为0.15,等效串联电阻为

$R{}_{\text{E}\text{S}\text{R}}=\frac{\tan \delta }{2\omega C}$ (15)

流经电容的充放电电流幅值及平均功耗为

${\rm I}{}_{\text{C}}=2\omega C|\tilde{V}{}_{\text{d}\text{c}}|$ (16)

${\rm P}{}_{\text{l}\text{o}\text{s}\text{s}}=\frac{1}{2}{\rm I}{}_{\text{C}}^{2}R{}_{\text{E}\text{S}\text{R}}$ (17)

充放电电流先随电容量增大,达到最大功率点后,基本保持不变。而功率损耗呈现先增后减的趋势。与两级式逆变器相比,单级式逆变器的直流母线电压通常较低,解耦电容的充放电电流和功率损耗大。若提高光伏阵列的最大功率点电压,两者之间的差距就会缩小。

在MatlabTM/Simulink平台上,建立了光伏阵列、并网逆变器及控制方法的详细模型,对理论分析结果及系统运行状态进行仿真验证。光伏阵列最大功率点为1.5 kW/200 V时的仿真结果如图3所示。MPPT效率及直流母线纹波电压与理论计算结果保持一致;由于未对逆变器的功率损耗建立精确的仿真模型,所以图3中所示的功率损耗与实际值之间有较大的误差,但是能够反映解耦电容对逆变器转换效率影响的变化趋势;随着解耦电容的增大,并网电流的总谐波畸变率THDi逐渐减小,由于两种并网逆变器采用了相同的逆变控制方法,解耦电容对THDi的影响基本相同。

4 解耦环节的优化设计

上述分析和仿真结果表明,解耦电容对并网逆变器运行特性的影响有3个主要因素,即输出功率、直流母线电压和电容量。针对不同类型的逆变器,分别进行功率解耦环节的优化设计。

4.1 单级式并网逆变器

单级式逆变器的MPPT效率直接受纹波电压的影响,需要使系统工作在最大功率点,并将纹波电压抑制在相应的范围内。根据光伏阵列输出特性,在最大功率点为

$\frac{\text{d}{\rm I}{}_{\text{Ρ}\text{V}}}{\text{d}V{}_{\text{Ρ}\text{V}}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}}{V{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}^2}$ (18)

式中:Pmpp与Vmpp分别为最大功率点功率与电压。在$V{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}\pm |\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|$点的输出功率可线性近似表达为

${\rm P}{}_1=(1-|\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|{}^2/V{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}^2){\rm P}{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}$ (19)

但是,对光伏阵列P/V特性的拟合计算结果表明,在最大功率点附近,由式(19)得到的计算值偏高,而下式在较宽的$|\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|$范围内保持了良好的精度:

${\rm P}{}_1=(1-4.5|\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|{}^2/V{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}^2){\rm P}{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}$ (20)

不同类型的太阳能电池对式(20)的影响不大。为保证MPPT效率≥99.8%,需使P1≥0.996Pmpp,由式(20)解得$|\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|\le 0.03V{}_{\text{m}\text{p}\text{p}}$,即直流母线电压纹波率低于6%。根据并网逆变器最基本的2个规格参数:额定功率Prated和最低MPPT电压Vmin,利用式(8),便可确定解耦电容的电容量,如下式:

$C\ge \frac{{\rm P}{}_{\text{r}\text{a}\text{t}\text{e}\text{d}}}{2\omega V{}_{\min }}\sqrt{\frac{1}{|\tilde{V}{}_{\text{Ρ}\text{V}}|{}^2}-\frac{1}{V{}_{\min }^2}}\approx \frac{{\rm P}{}_{\text{r}\text{a}\text{t}\text{e}\text{d}}}{0.06\omega V{}_{\min }^2}(21)$

由式(8)、式(15)～式(17),充放电功率损耗为

${\rm P}{}_{\text{l}\text{o}\text{s}\text{s}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{r}\text{a}\text{t}\text{e}\text{d}}^2\tan \delta }{4\omega CV{}_{\min }^2}$ (22)

以Prated=2 kW,Vmin=200 V的单级式并网逆变器为例,解耦电容可取值C≥2 650 μF,则Ploss≤4.5 W,对逆变器转换效率的影响小。纹波电流与普通铝电解质电容纹波电流额定值之比低于0.57,假定并网逆变器全年等效满负荷运行时间为1 500 h、解耦电容所在的机壳内全年平均温度为50 ℃,若不考虑电解液的散失,即使使用2 000 h/85 ℃的铝电解质电容,也完全能够满足整机10 a使用寿命的要求。

4.2 两级式并网逆变器

解耦电容对两级式逆变器MPPT效率的影响小,因此功率解耦环节的设计以纹波电压对THDi 及充放电功率损耗的影响为主要依据。

纹波电压对THDi 的影响取决于逆变环节的控制方法,如果能够配合PWM 开关周期,准确地检测纹波电压,对调制占空比进行及时的补偿,就有可能使用较小的解耦电容。通常将直流母线电压控制在380 V左右,若要将直流电压纹波率与单级式并网逆变器同样控制在6%以内,由式(13)可得:

$C\ge \frac{{\rm P}{}_{\text{r}\text{a}\text{t}\text{e}\text{d}}}{0.06\omega \times 380{}^2}$ (23)

以Prated=2 kW的两级式并网逆变器为例,解耦电容可取值C≥735 μF,远小于单级式并网逆变器的设计值。如果使用2 000 h/85 ℃的铝电解质电容,Ploss≤4.5 W,对逆变器转换效率的影响不变,纹波电流与电容对应的额定值之比为1.1,也能基本满足整机10 a使用寿命的要求。但是,图3的仿真结果表明,即使对控制环节作了理想化的近似,C =735 μF时的THDi仍在4%左右,而实际系统会含有更高的谐波。为了保证并网THDi满足要求,同时增加解耦电容使用寿命的设计冗余度,可加大约50%电容量。

5 实验结果

使用额定功率为1.7 kW的单级式并网逆变器和2 kW的两级式并网逆变器各一台,采用模拟光伏阵列的可编程直流电源,设定不同的峰值功率和电压,变更解耦电容大小,评估系统运行的各项性能指标。

图4为直流母线电压纹波与并网电流的实测波形,表1为实验结果与仿真结果的对比,光伏阵列设定为1.5 kW/200 V。结果表明,解耦电容的大小对单级式并网逆变器运行特性影响大,除逆变器效率外,其他各项指标均有较大幅度变化,只要使MPPT效率保持在合理的范围内,并网THDi自然能够满足相关标准的要求;而两级式并网逆变器的MPPT效率与逆变器效率保持相对稳定,纹波电压与并网THDi有较大变化,需要根据并网THDi确定解耦电容。由于仿真模型中无法精确计及所有器件的动态特性与功率损耗,所以变频器效率的仿真与实验结果在数值上存在较大的差异,但变化趋势一致。

实际应用中,光伏阵列输出电压和功率的高低对系统运行特性也会产生影响,表2为最大功率保持不变(1.5 kW)、对应的电压分别为200 V及300 V 时的实验结果。提高光伏阵列输出电压,有利于改善单级式并网逆变器的MPPT效率和THDi、减小纹波电压,但由于使用了倍压隔离变压器,过高的输入电压反而会增加开关损耗,导致逆变器效率降低。而两级式逆变器除MPPT效率保持不变外,其他指标都得到了明显的改善。

表3为电压保持不变(200 V)、最大功率分别为800 W及1 700 W时的实验结果。纹波电压与输出功率基本保持线性关系;输出功率为800 W时,2台逆变器的负载率分别为47%和40%,所以并网THDi偏高;两级式逆变器的其它指标相对稳定,而使用较小解耦电容的单级式逆变器的MPPT效率会出现较大幅度的变化。

利用实际运行的光伏并网发电系统对并网逆变器产品进行了系统测试。1.7 kW单级式并网逆变器的实际安装解耦电容为1 640 μF (优化设计值为2 250 μF);2 kW两级式并网逆变器的实际安装解耦电容为1 680 μF(优化设计值为1 100 μF)。光伏阵列由12块170 W/35.6 V单晶硅太阳能电池组件6块串联、2组并联组成,实测输出电压约为195 V。系统运行稳定,各项性能指标与采用模拟电源获得的实验结果保持一致,THDi略有降低,满足电能质量的要求。结合表3所示的实验结果,由于单级式逆变器的解耦电容偏小,额定功率运行时,MPPT效率偏低,解耦电容相对于内部环境的温升为28.6 K,相对于外部环境的温升更是高达46 K;而两级式逆变器的解耦电容偏大,额定功率运行时,MPPT效率满足设计要求,解耦电容相对于外部环境的温升仅为34.8 K,从而验证了本文功率解耦环节优化设计规则的合理性和有效性。

6 结论

1)单级式与两级式并网逆变器功率解耦环节优化设计的依据不同,单级式以MPPT效率为主要依据,而两级式以纹波电压对THDi的影响、纹波电流对电容使用寿命的影响为主要依据。本文提出的优化设计规则只基于并网逆变器的额定功率和最小MPPT电压,简单实用,且通用性强。

2)单级式并网逆变器解耦电容的优化设计参考值为C≥5.3×104Prated/V${}_{\min }^2$μF,可保证MPPT效率≥99.8%,合理提高Vmin,能够大幅减少电容量。由于需要的电容量大,不适宜使用薄膜电容。

3)两级式并网逆变器由于Boost电路的作用,所需解耦电容大幅减小,能够发挥薄膜电容的优势。如果采用普通铝电解质电容,其优化设计参考值为C≥8×104Prated/V${}_{\text{d}\text{c}}^2$μF,仍远小于单级式并网逆变器的解耦电容,且不受Vmin的影响,但合理提高Vmin,能够减小Boost电路的损耗,提高逆变器效率。

4)并网逆变器产品都设定了较宽的MPPT电压范围,并以此作为产品竞争的重要指标。虽然方便了用户进行光伏阵列的匹配,但可能造成逆变器实际运行效率降低。应该合理设定MPPT电压范围,并指导用户制订高效的系统方案。

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单相光伏并网逆变系统研究 篇2

光伏并网系统从主电路的功率变换结构来看,一般可分为两级能量变换式并网逆变结构和单级能量变换式并网逆变结构。两级能量变换式光伏并网逆变器的组成部分主要包括:太阳能光伏电池板阵列、DC/DC能量转换环节、逆变波形校正环节和无源滤波器等。系统的控制部分的组成部分主要包括:对最大功率进行跟踪的控制部分和对逆变波形进行校正的控制部分。两级能量变换式逆变器的结构清晰、功能分配明确,算法简单明了、容易实现。但两级式系统在结构上环节较多,可靠性不高;在控制上系统的功率点控制和逆变控制分别由两个不同的环节独立完成,系统动态响应慢,且稳态、动态特性不易协调。单级式光伏并网逆变系统中只有一个能量变换环节,最大功率跟踪控制(MPPT)、逆变输出波形控制、相位同步等控制目标均要求在一个变换环节中得到实现,省去了中间的DC/DC环节,提高了效率及系统可靠性,简化了结构,更加有利于调试和维护,但其代价是控制算法复杂。随着现代电力电子技术以及数字信号处理技术的飞速发展,系统拓扑结构引起的控制困难正在逐渐被克服,单级式光伏并网逆变系统已成为国内外光伏发电领域的一个研究热点。因此,本文并网系统选用单级式结构。

1单相光伏并网逆变系统方案

系统采用单相单级式工频隔离型光伏并网逆变器结构,应用PWM逆变器产生工频交流电,再利用工频变压器进行电气隔离和电压变换,最终实现光伏阵列输出的直流电变换为交流电并馈入电网。其主电路如图1所示。

通过功率器件IGBT开关管Q1～Q4的换相作用,直流电转换为能够并入电网的交流电。因为市电电网呈电压源特性,故采取以电流的形式馈入电网。通过滤波电感L的作用,逆变器输出的电压波形转换为能够并入电网的正弦波波形。功率开关管的通断由DSP主控板触发产生SPWM波形信号驱动控制。变压器T起到逆变器与电网电气隔离和电压变换的作用。当并网电流(即逆变器输出电流)与电网电压满足同频同相时,即实现并网的功能。

1.1 光伏模型及其仿真

单体光伏电池(即光伏电池单元)的等效电路图如图2所示。

光伏电池的输出特性曲线方程为:

${\rm I}={\rm I}{}_{\text{s}\text{c}}-{\rm I}{}_{\text{o}}[\exp (qU{}_{\text{d}}/(\text{A}\text{k}\text{t})-1)]-U{}_{\text{d}}/R{}_{\text{p}}(1)$

其中:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{d}\text{o}}=U{}_{\text{p}}+{\rm I}R{}_{\text{s}}\\ {\rm I}{}_{\text{o}}={\rm I}{}_{\text{o}\text{r}}[{\rm T}/{\rm T}{}_{\text{r}}]{}^3\exp \left[\frac{qE{}_{\text{G}\text{Ο}}}{Ak}\left(\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{r}}}-\frac{1}{{\rm T}}\right)\right]\\ {\rm I}{}_{\text{s}\text{c}}=[{\rm I}{}_{\text{s}\text{c}\text{r}}+{\rm K}{}_{{\rm I}}({\rm T}-298)]\lambda \end{array}(2)$

式中:A为二极管理想系数因子(A值处于1～3之间);k为玻耳兹曼常数(1.38×10-23 J/K);T为光伏电池单元温度(单位:K);q为单个电子电荷电量(1.6×10-19 C);λ为光照强度(单位:kW/m2);EGO为硅的带宽系数;Isc是温度298 K、光照强度为1 000 W/m2条件下的短路电流(单位:A);Iscr是温度298.15 K、光照强度为1 000 W/m2条件下的短路电流(单位:A);KI为标准温度下的短路电流温度系数(1.7 mA/K);Io为二极管的反向饱和电流值(单位:A);Tr为所参考的温度值(301.18 K);Ior为参考温度Tr条件时二极管的反向饱和电流(单位:A)。

整个光伏阵列输出电压、输出电流为:

$U{}_{\text{Ρ}\text{V}}={\rm N}{}_{\text{s}}(U{}_{\text{d}}-{\rm I}R{}_{\text{s}})‚{\rm I}{}_{\text{Ρ}\text{V}}={\rm N}{}_{\text{p}}{\rm I}(3)$

式中:Ns,Np分别为太阳能光伏电池阵列中串联和并联的光伏电池单元的个数;UPV,IPV分别为整个光伏电池阵列的输出电压和输出电流。

依据光伏阵列等效电路图和其数学模型的描述,应用PSIM软件对光伏电池进行构建仿真模型,仿真结果如图3所示。

由仿真结果可见光伏电池的输出特性I-U,P-U曲线与光伏等效电路及其数学模型理论分析的结论一致。

1.2 并网逆变器的数学模型建立

主电路如图1所示,并网系统工作在正半周时的两种状态的等效电路图,如图4所示。

假定电网电压为unet,流过滤波电感的电流为iL,逆变器输出电压为uo,则此时uo=Ud。K为变压器的匝数比。忽略开关器件导通时间、关断时间和死区时间等因素的影响,在开关管Q1导通时间T的期间内,若Q4也导通,则并网系统工作在图9中的状态一,令Q4导通时间为dT。那么,当Q3处于导通状态时,并网系统便工作在图9中的状态二,则Q3导通时间为(1-d)T。那么根据状态平均法,并网系统工作在正半周时的状态方程为:

$\{\begin{array}{l}i{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}={\rm K}i{}_L\\ \frac{\text{d}i{}_L}{\text{d}t}=[-\frac{R}{L}]i{}_L+\left[\frac{d}{L}-\frac{{\rm K}}{L}\right]\left[\begin{array}{c}U{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}\end{array}\right]\end{array}(4)$

对式(4)进行拉普拉斯变换,可得到系统的复数域方程:

${\rm I}{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}(s)=\frac{{\rm K}}{Ls+R{}_{\text{L}}}[dU{}_0(s)-{\rm K}U{}_{\text{n}\text{e}\text{t}}(s)](5)$

由于逆变系统的主电路拓扑为单相PWM全桥逆变器,因此d可相应地等效为PWM信号的占空比值。由单极性SPWM信号产生的原理:d=uc/ur。令逆变器增益KPWM=uo/ur,则duo=KPWMuc,然后再依据式(5)即可得到并网逆变器的主电路数学模型,如图5所示。其中,G2(s)=1/(Ls+RL)是滤波电感的传递函数。考虑到公共电网电压unet对并网电流inet的影响作用,于是可将电网电压unet视作一个扰动信号。

2主电路的参数设计

单相光伏并网逆变系统如图6所示,控制系统中一共设计了四块电路板,分别为DSP主控板、信号采集板、驱动板和供电电源板。由DSP主控板发出PWM波形信号经驱动板来驱动IPM模块。功率模块IPM的输出接入滤波电抗器后,再经过变压器升压、交流EMI滤波器滤波、接触器和断路器的控制后并入单相电网。

2.1 光伏电池阵列的设计

将太阳能电池板光伏阵列的最大功率设计为3.3 kW,需要最大输出功率为125 W、开路电压为20.6 V的同样的阵列电池组件27块。采用该27块电池组件串联的形式即可得到所需光伏阵列。

2.2 直流滤波器的选取

直流EMC/EMI滤波器选用SCHAFFNER公司的型号为FN2200B-25-33的直流滤波器。其额定电压为1 200 V、额定电流为25 A,完全满足系统的要求。

2.3 直流母线电容的设计

假定光伏阵列的开路电压为Uoc,直流侧储能滤波电容的耐压值一般应该留有1.15倍的裕量,因此Ud ≥ 1.15Uoc。为了简化分析与计算,应用工程计算方法来估算电容值,其应用条件为:直流母线电容充电、放电的时间周期期间,电容以最大的负载输出电流值放电,电容两端电压保持在所要求的范围内时,直流母线电容值的选取以直流侧电压波动限幅为基准。设定极端的工作状态,如果Idc的值不等于零,则负载电流完全是由母线电容的放电效应供应的,那么Idc的值就是此时电流的最大值。

若并网逆变器输出电流的额定值是Ie,则电容C的电压电流数学关系式可表示为:

$\text{Δ}U{}_{\text{d}}=\frac{1}{C}\sqrt{2}{\rm I}{}_{\text{e}}\text{Δ}t(6)$

当要求电池阵列工作电压脉动的幅值小于3%时,功率主电路平波的选取按照下述方程:

$\text{Δ}U{}_{\text{d}}\le 3\%U{}_{\text{d}}(7)$

所以:

$C\ge \frac{{\rm I}{}_{\text{e}}}{0.0212U{}_{\text{d}}f}(8)$

假定单相并网逆变器额定输出电流Ie=15 A,阵列的输出电压Udc=300 V,SPWM频率f=12 kHz,由上式可求出C≥196 μF。

2.4 变压器变比的设计

工频隔离型变压器在光伏并网逆变器中有着升压和电气隔离的作用。光伏阵列直流输入电压范围是200～600 V,则变压器变比N1∶N2=200∶311=0.643。因此可选取变压器变比为150∶250的工频隔离型变压器。

2.5 并网交流滤波电抗器的设计

依据在稳态条件下交流侧电压的相量关系,滤波电感最大值的计算方法是:

式中:Em为电网电动势相电压的峰值;Im为交流侧基波相电流的峰值;Ud为直流侧输入电压。

在正弦波电流处于峰值时,谐波电流脉动量最大,则需要足够大的电感量来抑制谐波电流。于是得到:

$L\ge \frac{(2U{}_{\text{d}}-3E{}_{\text{m}})E{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{2U{}_{\text{d}}\text{Δ}i{}_{\text{m}}},U{}_{\text{d}}\ge 1.5E{}_{\text{m}}(10)$

式中:Δim—谐波电流脉动量最大允许值;Ts—开关周期。于是滤波电感取值范围是:

$\frac{(2U{}_{\text{d}}-3E{}_{\text{m}})E{}_{\text{m}}{\rm T}{}_{\text{s}}}{2U{}_{\text{d}}\text{Δ}i{}_{\text{m}}}\le L\le \frac{\sqrt{U{}_{\text{d}}^2-4E{}_{\text{m}}^2}}{2{\rm I}{}_{\text{m}}\omega }(11)$

根据式(11),可得滤波电抗器的大小。该系统中选取2 mH非晶电抗器作为滤波电感。

3系统仿真与实验结论

根据单相光伏并网逆变器的工作原理与主电路设计方法,对3 kW单相光伏并网逆变系统进行建模仿真与样机的实验研究。在Matlab软件Simulink环境下对3 kW单相光伏并网逆变系统进行仿真建模,其中仿真参数设置如下:光伏阵列直流输出电压为450 V,滤波电感为2 mH,开关频率为12 kHz,PI参数为KP=4,KI=0.02。单相光伏并网逆变系统的仿真结果如图7所示,并网电流为iL,电网电压为unet。图中,逆变器输出电流,即并网电流iL是高品质的正弦波。根据仿真结果可以验证并网电流与电网电压并实现同频同相的功能,即在功率因数为1的情况下实现并网。通过仿真

验证了并网控制控制系统完全满足设计的要求。

4结语

采用单相工频隔离型光伏并网逆变器为设计对象论述了光伏电池的工作原理和数学模型,应用PSIM软件、Matlab软件对系统进行仿真,其结果与理论相符。

参考文献

[1]刘树,刘建政,赵争鸣,等.基于改进MPPT算法的单级式光伏并网系统[J].清华大学学报,2005,45(7):873-876.

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[3]孙龙林.单相非隔离型光伏并网逆变器的研究[D].合肥:合肥工业大学,2009.

[4]任驹,郭文阁,郑建邦.基于P-N结的太阳能电池伏安特性的分析与模拟[J].光子学报,2006,35(2):171-175.

[5]温嘉斌,刘密富.光伏系统最大功率点追踪方法的改进[J].电力自动化设备,2009,29(6):81-84.

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[9]郑诗程,丁明,苏建徽,等.光伏发电系统及其孤岛效应的仿真与实验研究[J].系统仿真学报,2005,17(12):3085-3088.

单相光伏并网逆变器控制的研究 篇3

资源有限, 污染严重的传统石化能源正日渐减少, 人们逐渐认识到走可持续发展道路, 大力开发和利用可再生能源的必要性。而资源量最大、分布最普遍的可再生能源莫过于太阳能, 并且它已经全球性地由“补充能源”的角色被认可为下一代的“替代能源”。而太阳能用于发电在光伏市场中需要求最大。根据统计, 2003年, 在光伏市场中份额达到55.5%的为光伏并网发电方面的使用, 占据了光伏市场的主导地位[1]。

太阳能发电有离网和并网两种工作方式。过去, 由于太阳能电池的成本很高, 光伏发电大多被用于偏远的无电地区, 并且以村庄用和户用的中小系统占大多数, 这些均属于离网型用户。可是这几年来, 光伏市场和产业发生了很大的变化, 逐渐开始了由边远的农村地区向城市并网发电、光伏建筑集成的方向迅速迈进。光伏并网发电系统的优势在于其不需要用蓄电池中间储能, 这样可以节省投资, 还可以使得系统简化, 更易于维护。

2 单相并网逆变器结构与原理

光伏并网发电系统通过光伏数组将接收来的太阳辐射能量经过高频直流转换后变成高压直流电, 经过逆变器逆变后向电网输出与电网电压同频、同相的正弦交流电流。它把太阳能转化为电能, 直接通过并网逆变器, 把电能送上电网。光伏并网发电系统主要由电子元器件构成, 不涉及机械部件, 所以, 光伏发电设备极为精炼, 可靠稳定寿命长、安装维护简便。如图1所示为光伏并网发电系统框图[2,3]。

由图1可知, 将太阳能电池阵列产生的直流电馈送给交流电网, 其间的能量传递与变换需要通过逆变器的作用。逆变器在整个系统并网过程中起着核心器件的作用。逆变器以电流源为输入的, 它的直流侧就需要串联一个大电感, 用来提供一个较稳定的直流电流输入, 电流源输出的控制方式。如图2所示为以IGBT开关管构成的电压源电流控制型单相并网逆变器的主电路原理图[4]。

图2中T1-T4是IGBT开关管, D1-D4是反相并联二极管, 起续流的作用;Cdc是直流侧支撑电容, 也叫平波电容;LN是交流侧电感, 也叫缓冲电感, 可以抑制输出电流的过分波动, 同时起到滤波的作用, 将开关动作所产生的高频电流成分滤除。uN (t) 是电网的正弦波电压, Ud是输入的恒定的直流电压, uo (t) 是逆变器的输出电压, iN (t) 是从逆变器输出到电网的电流。单相光伏并网逆变器有四种开关模式, 使得该器件处于不同的工作状态:若功率器件T1、T4导通, 直流侧的能量送入电网, 并网的电流增加, 电感的储能也增加;若功率器件T2、T4导通, 电感储能除了通过反并联二极管D2和D3的组成回路送入电网之外, 还可以通过D2和D3与直流侧能量一起对直流侧电容充电, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T1、T3导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T1和D3的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T2、T4导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T4和D2的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小。

3 并网逆变器的控制实现

光伏并网逆变系统的控制采用电流瞬时值闭环控制的方法, 要求并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较后得到的误差信号, 经控制器处理后, 产生相应的SPWM信号, 控制功率器件工作, 使并网电流波形为正弦波[5,6]。

4 结语

通过建立逆变器电压控制的模型, 并对逆变器的结构和原理进行分析, 根据并网逆变器的控制目标, 建立单相并网逆变器的结构框图, 为系统的理论分析提供基础。

参考文献

[1]马胜红, 赵玉文, 王斯成等.光伏发电在我国电力能源结构中的战略地位和未来发展方向[J].中国能源, 2005, 27 (6) :24-32.

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[4]张超, 何湘宁, 赵德安.一种新颖的光伏并网系统孤岛检测方法[J].电力电子技术, 2007, 41 (11) :97-99.

[5]张崇巍, 张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

浅论单相双级式光伏并网逆变器 篇4

1 单箱双极式光伏并网系统

为了让太阳能电池实现最大化的效率, 能将太阳能转化成电能, 就必须对其进行MPPT。其中, 光照强度、环境温度等都是不可控的条件, 并且变化周期比较长, 因此对MPPT的控制有很多不便之处。怎样能模拟太阳能电池的输出特性, 能够使其简化研究中一些过程, 还要控制其工作点来实现大功率输出是现在需要解决的一个问题。

以TMS320LF2407为例, 由光伏阵列, DC/AC逆变环节, DC/DC变换环节, 隔离变压器还有负载构成系统。DC/DC用来完成光伏阵列MPPT控制, DC/AC完成直流逆变为交流。随后还要完成系统并网运行。Boost升压电路用在前级DC/DC中, 由二极管, 开关管, 电感和电容所组成。当开关通时, 二极管反偏, 阵列向电感储存一定的电能, 电感电流增大。开关关闭时, 二极管导通, 电感和阵列一起供给能量给电容, 电感电流变小。电池阵列输出电流, 要根据输入的电压开关所占空比。后级DC/AC逆变器用了全桥逆变, 能够反向续流。可以在主电路配有工频变压器来保障与电网电压的匹配, 并且和发电系统隔离开。

在整个系统里, 太阳能电池可以输出额定50~100V的直流电压, 并通过DC/DC转换成400V的直流电, 再通过DC/AC得到220V的交流电, 这样和电网电压就同频同相了。

2 太阳能电池特征和模拟电路

太阳能板是由许多电池板组成的, 每个电池都是P-N截面的半导体, 可以直接转换光能。当其电池输出电压最大的时候, 功率很小, 在特定光强和环境温度下, 必须使其在特定电压或者电流之下才可以输出最大功率。

对太阳能电池进行MPPT实验, 用直流电和可变电阻模拟其输出特性的曲线, 电压来模拟太阳能电池输出电压, 设置功率变换电路, DC/DC变换器用Boost变换器。对光伏发电系统来说, 如果阵列输出电流不能连续, 就会造成能量的部分损失。并且, 大多光伏阵列输出电压比较低, 而负载则需要在较高电压下工作, 所以需要电压提升和输入电流要连续工作的Boost电路才能完成这个光伏系统的MPPT控制器。

3 MPPT和变换器的控制

可以用一种变步长的占空比扰动法来实现此项MPPT的功能, 其工作原理为:对太阳能电池在不同工作地点进行检测其输出功率, 然后对比, 找出其确定日照与温度条件下输出最大功率的时候所相对的占空比。方法有两种:

3.1 让电池在某个确定占空比工作, 检测输出功率, 以定步长L1扰动PWM信号的占空比。

将输出功率铅华和扰动前的进行对比, 如果值变大, 表示扰动的方向无误, 如果值减小, 则把反方向L1为步长再次扰动。直到功率得出最大值。

3.2 设置一个功率Px作为一个起始值, 然后选择较小的步长L2, 搜索的方法与1相同, 直到找出最大值 (最大功率点) 。

以此类推, 等到步长减小为最小单位的时候则可以找到最大功率点Py。

此外需要注意, 如果Pn=Pn-1, 就是二者是最先搜出的最大功率点, 需要停止搜索, 然后进行下一轮。与传统占空比扰动法比起来不同之处为, 每当找到最大功率点Pm之后, 不能进行扰动了, 则是要停止。这样可以避免浪费能源, 提高系统的效率。

在扰动停止之后, 检测系统输出功率然后和Pm进行比对, 若相同则是最大功率点, 不同则继续寻找。

4 实现并网控制

4.1 电流控制

为了保证系统能够正常和稳定的运行, 首先要采用调整逆变器输出电压大小还有相位控制系统有功和无功的输出问题, 用锁相控制技术来与市电进行同步。但是又因为锁相回路响应慢, 这样就不容易精确控制其输出电压了。因此要采用电流控制, 先要控制逆变器的输出电流, 跟踪电网的电压, 使其相同。这样可以保持系统功率因数是1, 可以和电压源并联运行。这个方法是运用较多, 控制方法也比较简单的。

4.2 电压电流双闭环控制

让其逆变器输出的电流跟踪电网电压, 保证频率和相位与其一致。太阳能光伏并网系统用双闭环控制策略, 双闭环的外环是直流电压控制的, 这样能控制并网逆变器直流输入端的电容电压更稳定。内环则是并网电流控制的, 这样能控制并网逆变器的输出电流还有电网电压能够相同一致。外环电压值为MPPT输出值, 反馈值是阵列输出电压值, 二者间进行误差调节。

4.3 实现同步锁相环

同步锁相环可以保证并网电流和电压严格同频和同相, 因此在发电系统中是非常重要的。其功能是调节逆变器来输出电流, 让其与电网电压慢慢达到同步锁定的状态, 这个系统中的锁相控制的环节是由硬件和软件的部分来实现的。

进行这个过程的同时, 需要F2407来采集电网电压信号的准确相位, 并要有硬件电路的辅助, 把电网正弦波的电压信号进行过滤, 然后转成同步的方波信号, 它们具有相同过零点, 也就是所谓的过零点产生脉冲跃变。方波信号输入F2407的外部中断口后, 捕捉电网电压的过零点。在检测到有同步信号时候便产生同步中断。然后指针复位。再把PI调节, 得到电流指令, 与正弦表指针相对的数据相乘即可。

5 结束语

本文中的有输出隔离变压器的单箱双极式光伏并网逆变器, 可以适应宽范围的直流输入电压, 较低开关的频率之下能用调制方式改善并网电流的波形, 可以使电流总畸变率小于3%, 能够有效减少开关的损耗, 提高工作效率。其控制电路的芯片采用的是TI公司的TMS320LF2407A, 前级DC/DC变换器可以实现MPPT, 后级DC/AC逆变环节可以让输出电流和电网的电压相同频率、相位, 还能得到单位功率因数。这种变换器还能改进变步长占空比扰动观察法, 集成了传统扰动法的优点还能在不同的寻优阶段用不同步长进行最大速度跟踪系统的最大功率点, 提高了系统的快速还有高效性。在扰动到步长比特定值小了之后, 保持当前点的稳定, 这样可以减少因扰动带来的功率损耗, 还可以进一步接近理论上最大功率点。后级逆变器用的是全桥逆变电路, 其利用电流、电压双闭环控制来达到同电网电压频率、相位一样的电流。在整个实验中, 该工作系统的稳定性较好, 性能更可靠。

参考文献

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单相光伏发电 篇5

太阳能并网发电技术已成为世界各国研究的焦点。本文提出一种新型无隔离变压器双Boost转换器的单向光伏发电系统。每组光伏阵列各自通过一Boost变换器和同一逆变器相连, 实现并网和无功补偿。为了实现功率因数可调及动态连续补偿感性和容性无功, 提出了双闭环的PI加前馈的单相光伏逆变控制方法, 采用PSIM软件建立系统仿真模型, 实验波形验证了无功补偿技术的可行性, 以及整个逆变系统的可靠性和高效性。

1单向光伏逆变器的工作原理和无功补偿技术

1.1工作原理

图1为单向光伏并网逆变器的拓扑结构。包括:前级两组光伏阵列通过耦合电感和电容滤波后经两组完全相同的Boost变换器组成最大功率跟踪器;后级为单向全桥逆变器。Boost 电路由MOSFET、SIC二极管和D1、D3旁路二极管组成。逆变桥后级还增加了一组额外的分支开关Q7和Q8, 用来改善逆变器的整体转换效率。

在逆变桥开关Q3、Q6导通的正半周, 开关管Q8导通, Q7关断。在正半周向负半周过渡时, 由于互补对称的开关管驱动脉冲有死区, 可能出现4个管子都不导通的情况, 此时电感L3、L4通过开关管Q8与二极管续流, 如图2 (a) 所示, 使逆变器能短时间内给电网供电, 若此时出现容性无功电流即Q7导通, 与之串联的二极管也导通, 电流的方向如图2 (b) 所示, 电网给电感充电, 抬高逆变侧的输出电压, 通过H桥上4个二极管给电容充电, 导致母线电压升高, 通过适当控制直流母线电压, 使母线电压维持在规定的范围内。

同样的方法可以分析出逆变桥开关Q4、Q5导通的负半周时, 各开关管的动作情况。

1.2无功补偿技术

图3为单相光伏并网逆变器输出电流, 电压的矢量关系图, 3 (a) 为电网中无功电流为0时的矢量图;若电网中出现容性无功电流, 如3 (b) 所示, 此时开关管Q3、Q4、Q8、Q6、Q7关断, Q5按一定的开关频率高频导通, 使逆变器输出电压的幅值和相位发生改变 (即3 (b) 中的θ1+θ2等于3 (a) 中的θ1) ;同理, 若电网中存在感性无功电流, 如3 (c) 所示, 此时使开关管Q4、Q5、Q6、Q7、Q8关断, Q3按一定的开关频率高频导通时, 从而使逆变器输出电压的幅值和相位发生改变 (即3 (c) 中的θ1等于3 (a) 中的θ1, θ2=0) , 这样该光伏逆变器能实现动态补偿感性和容性无功。

当光伏电池输出能量时, 逆变器将直流电变成交流电输送到电网, 同时有选择地对电网补偿一定的无功电流;当光伏电池输出功率低于某值停止输出时, 逆变器继续对电网进行无功补偿。在任一时刻, 无电流流过桥半导体, 与传统H桥逆变器相比, 可提高逆变器的转换效率, 实现了一套光伏并网发电系统的多功能使用, 既改善了电网的电能质量, 又提高了整个系统的利用效率。

2控制方法

单相光伏并网逆变系统的控制环包括:光伏电池阵列电压环 (boost变换器控制环) 和逆变控制环, 本文不对boost 变换器控制环作详细的研究。图4为单相光伏逆变器双闭环系统的控制框图。

boost变换器输出一母线电压给定, 此母线电压给定值与直流母线上最大功率点对应的母线电压反馈值作差值后经电压PI控制器, 再经限幅处理后与正弦表相乘得到与电网同步的电流信号, 此电流信号称为电流参考值;逆变器电流反馈采样值和电流参考值比较后, 经电流PI控制器输出指令量纲为电压, 此电压指令量纲与电网电压前馈相加后, 得到所需并网电压指令, 与直流母线电压做除法后得到调制度, 其连续波形为调制波, 与三角载波比较后产生PWM波形, 用以控制逆变器开关管的动作, 不仅实现了无功补偿的功能, 而且还实现了并网电流的控制, 整个系统更加稳定可靠, 抗干扰性更好。

3仿真实验研究

利用PSIM软件对该逆变器系统进行并网和无功补偿技术的仿真研究, PSIM是趋向于电力电子领域以及变频器控制领域的仿真应用软件, 基于PSIM6.0软件建立的控制系统仿真模型。

当t=0.02s, 出现感性无功, 并网电流的波形如图5 (a) 所示, 当t=0.02s, 出现容性无功, 并网电流的波形如图5 ( b) 所示, 从波形中可以看出并网电流能完全跟踪指令电流, 电流波形平滑、稳定、谐波含量低;该拓扑结构的光伏逆变器可以实现动态连续补偿感性和容性无功, 降低了电网的无功损耗, 在实现并网的同时, 还提高了功率因数, 达到了治理电网的电能电量, 提高了整个光伏发电系统的转换效率。

4结语

本文介绍了一种高效率且能实现无功补偿技术的单向光伏并网逆变器, 该光伏逆变器在实现可靠稳定的并网发电同时, 还可以补偿电网上的无功。运用PSIM软件建立的仿真模型验证了此光伏逆变器的高效性和所采用控制方法的可靠性, 并证实了无功补偿技术的可行性。

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5kW单相光伏逆变器的系统设计 篇6

光伏逆变器作为把光伏板的直流电转变为与电网同频率同相位的交流电的重要环节,其运行的可靠性、安全性、效率、谐波等技术指标变得十分重要。由于电池板对地分布电容较大,如果逆变器工作过程中产生对地共模电压,就会生成较大的共模电流即漏电流,造成安全隐患。北京鉴衡认证中心认证技术规范CGC/GF004:2011中对逆变器的漏电流有明确的要求。通过增加变压器可以解决此问题,但是变压器又会带来效率的降低和成本的增加。无变压器型光伏逆变器怎样抑制由功率管开关带来的共模电压干扰成为近期研究的焦点。

现有单相光伏逆变器大多采用H桥的拓扑结构[1]。H桥拓扑的开关调制方式可分为双极性调制和单极性调制。单极性调制由于控制方式的原因会产生很大的共模电压,需要增加较复杂的共模抑制电路(例如∏型滤波器),双极性调制原理上不会产生共模电压,但其每次开关换流过程都是在2个IGBT和2个二极管间进行,开关损耗大,效率低。SMA公司推出的H5结构在较高效率下能够较好地解决H桥电路的共模电压问题,但该方法具有专利保护限制,不能直接应用于装置研发。

针对于此,本文重点分析并设计了一款用于家庭或小商户的5 kW单相光伏逆变器,其特点是采用三电平半桥无变压器结构。半桥三电平电路可以有效地解决共模电压问题。另外三电平电路中每个开关管的耐压值为两电平的一半,因此开关管的开关速度更快、损耗小、逆变器效率高。逆变器控制系统采用矢量控制方式,电流谐波小,系统运行稳定。

1 单相光伏逆变器拓扑结构和共模干扰抑制方法分析

本文所采用的三电平半桥结构可较好地解决共模电压问题,如图1所示,三电平半桥结构的C1,C2中点加在电网的N线上,由于电网的N线与大地相连、电容上电压不会突变,所以光伏板正负极与大地电压恒定,不会出现共模电压干扰。另外三电平半桥结构在开关调制过程中,每次开关换流过程只在1个IGBT和1个二极管间进行:在电网电压为正时,V1,V3在PWM的互补的方式工作,V2常通,V4关断;在电网电压为负时,V4,V2在PWM的互补的方式工作,V3常通,V1关断。开关损耗小,系统效率高。

2 单相三电平半桥光伏逆变器系统模型及控制方法

传统三相光伏逆变器的系统模型为[4,5]

式中:uaabc为逆变器输出端交流电压;iabc为逆变器输出电流;R为输出电阻;L为输出电感;uiabc为电网端交流电压。

式(1)经过abc轴到αβ轴变换后为

式(2)经过αβ轴到dq轴的同步角频率ω旋转变

式(3)中,Lω项为耦合项,可采用前馈的方法进行解耦控制。

逆变器侧控制目标是通过调节逆变器输出电压来控制并网点电流,达到向电网输送电能或调节并网点无功功率等目的。加在电感两端的控制量uc为

此控制对象为一阶惯性系统。根据自动控制理论,采用反馈控制+PI控制器的方式能使系统电流达到快速无超调无差的控制效果。系统控制原理图如图2所示。

单相系统相比于三相系统只有一相的电压电流,直观来说不具备abc轴到αβ轴,αβ轴到dq轴的坐标变换条件。如果沿用上述三相系统控制方法,就需要虚拟出比α轴滞后90°的β轴,即电流控制中所需的iβ量。

构造iβ本文采取如图3所示的通过虚拟在β轴同样存在电感电阻滤波网络的方式实现。图3中uiβ通过锁相环模块生成[2],Udelay为模拟电力电子器件带来的小时间常数的滞后。

3 单相三电平半桥中点电压控制方法

三电平半桥电路的电容中点作为拓扑中的重要节点参与到能量传输的过程中[3,6,7]。但如果不把电容电压平衡作为控制目标的话,由于器件参数差异、采样偏差等原因会导致中点电位漂移,严重时系统会失去控制甚至损坏功率器件。

三电平中点不平衡的原因分析:如图1所示,当电网电压运行于正半周时,上半桥电容C1输出能量;当电网电压运行于负半周时,下半桥电容C2输出能量。假设由于器件参数不对称、温漂等原因,在一个工频周期中,C1上输出的能量大于C2;另外由于相对于光伏板充电回路C1,C2为串联连接,充电电流相同,在相同时间内C1,C2所充的能量相等;那么在相同初始电压(1/2 Udc)的前提下,一个工频周期后,C1上平均电压会小于1/2Udc,C2上平均电压大于1/2Udc。在没有其他控制策略的情况下C1无法得到额外的能量补充,几个工频周期后就会出现明显的中点电位不平衡问题。

为解决此问题,本文提出一种控制馈网电流有效值的方法。检测一个工频周期内的C1上电压U+和C2上电压U-的平均值。当U+>U-时,增加C1的出力,减小C2的出力,即增加电网电压为正时的电流有效值,降低电网电压为负时的电流有效值;当U+<U-时,控制相反。因为造成中点电压不平衡的原因在控制系统中作为扰动考虑,其扰动值一般较小;另外上下组电容电压允许在一定的电压差下运行,所以电压平衡控制方式采用比例控制Idelta=K×[((U+)-(U-)];系统控制框图如图4所示,有功电流给定Id由电压外环算出,Idelta加入到Id中。通过检测上下组电容的电压差,生成Idelta控制信号,控制馈网电流有效值大小的方法,实现电容中点电压平衡控制的目的。

4 仿真分析

为验证5 kW单相光伏逆变器系统设计的可行性,本文首先通过仿真进行验证。

图5给出的是系统在没有加入中点电压控制的情况下,上、下半桥的电容电压波形。可以看出在1 s以后电压的不平衡性开始显现,到2 s以后十分明显。图6给出的是系统在加入中点电压控制的情况下,上、下半桥的电容电压波形。可以看出不平衡问题被有效的抑制。

图7a、图7b给出的是系统在没有加入中点电压控制的情况下,并网点电流波形。其中图7b是在2 s的时刻电流展开波形。可以看出2 s后电流有了比较明显的畸变。

图8a、图8b给出的是系统在加入中点电压控制的情况下,并网点电流波形。可以看出2 s时刻的电流波形比较光滑,畸变得到了很好的抑制。

根据光伏板对地的寄生电容值在雨天或潮湿的环境下达到200 nF/kWp的参数指标,仿真中对地加入1μF电容以模拟5kW光伏板对地寄生电容。图9给出的是系统寄生电容所产生的共模电流波形,可看出共模电流小于3 mA,完全达到系统安全要求[8]。

5 实验分析

在仿真分析的基础上,本文通过制作一台5kW单相三电平半桥式光伏逆变器样机验证了上述理论。样机中的IGBT选用英飞凌公司F3L75R07W2E3三电平桥模块,此模块集成度较高,可提高系统功率密度,减小产品体积。逆变器输出滤波电抗的电感值选为3mH,电阻值为0.05Ω。

图10是电网电压波形和并网点电流波形。

图11是对样机中电流电压进行的谐波等数据指标的详细分析。可以看出样机在5 kW功率输出下,系统运行稳定可靠,并网点电流谐波达到了较好的指标。

图12为上下组电容电压差的波形。可以看出其只包含交流成分,中点电位漂移得到了有效的抑制。

6 结论

本文给出了单相光伏逆变器的常用拓扑结构,并对每种结构对共模电压的影响进行了分析,选定新颖的三电平半桥结构实现对单相光伏逆变器电流电压的控制,此方法可有效地抑制共模电压的干扰,系统效率高。对系统的模型及控制方法进行了详细的阐述,并重点对三电平中点电压不平衡问题提出了基于馈网电流的控制方式,成功地解决了此问题。最后通过仿真和样机实验验证了方案的可行性。

摘要：研究了单相光伏逆变器的系统设计,采用三电平半桥技术解决了单相光伏逆变器的共模电压问题;系统分析了单相三电平光伏逆变器的模型与控制方法;提出了一种基于馈网电流的三电平电容中点电压控制方式,成功解决了中点电压不平衡问题。通过仿真和样机实验分别对5 kW单相光伏逆变器的系统设计进行了验证。

关键词：中点钳位三电平,共模电压,系统模型,中点电压

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单相光伏发电 篇7

全球能源危机与环境污染引发了人类寻求新能源的迫切愿望。作为一种取之不尽、用之不竭的清洁能源, 太阳能愈发受到人们的关注。光伏发电利用光伏阵列将太阳能直接转化成电能。根据光伏发电是否和公共电网并网, 可以将光伏发电系统分为光伏独立发电系统和光伏并网发电系统。本文主要研究光伏并网发电系统的设计。

本文对一种单相两级式光伏逆变器进行了研究, 它由前级Boost DC/DC升压电路和后级逆变电路组成。为了缩短开发时间与提高可靠性, 逆变电路选用了三菱公司的IPM模块PS21265, 加上太阳能电池板、LCL滤波电路、驱动保护电路、AD采样电路、过零点比较电路、内部辅助电源供电电路等, 构成了光伏并网发电系统。文中给出了各个电路的设计以及重要元器件的参数选取方法, 最后设计制作了一台600W的光伏并网发电系统, 对样机进行试验测试, 结果符合设计标准要求。

1 单相光伏并网发电逆变系统的组成

光伏并网发电逆变器就是把光伏电池输出的直流电转化为交流电供给用户使用并接入国家电网的器件。此系统一般由主电路和控制电路组成。光伏并网发电逆变系统框图如图1所示。

本系统选用TI公司的TMS320F2812 DSP作为主控芯片, 在DC/DC环节实现追寻最大功率跟踪控制, 在DC/AC环节实现输出稳定的正弦交流电压[7]。其工作过程为:由光伏阵列送来的直流电经过DC/DC Boost电路升压, 进入全桥逆变主回路, 经逆变器转换为交流方波, 再经LCL滤波器滤波成为工频50Hz正弦电压。

设计采用单相两级式光伏并网逆变拓扑结构, 主电路结构如图2所示。

2 逆变电源硬件设计

本系统所选用的光伏阵列在白天正常日照的情况下, 输出电压范围为80V~120V。Boost电路输出电压约为350V, 驱动Boost电路的PWM波占空变化范围约为0.57~0.77, 频率为20k Hz。后级逆变电路输出额定功率为600W, 电压为工频50Hz的正弦交流电220V, 逆变器驱动PWM波频率为15k Hz。

2.1 前级DC/DC电路设计

光伏阵列输出特性为非线性, 而且受光照强度和环境温度等的影响较大。为使其能够最大程度地向外提供电能, 系统需要设计MPPT控制。系统通过调节Boost电路的占空比来实现光伏阵列的最大功率输出。在选用Boost电路中的开光管时, 考虑到MOSFET适用于低压、高频、小容量的条件下, 正好符合此次设计要求, 考虑到开通时寄生电感和电容振荡电压, 因此挑选了较为合适的SPW20N60C3型号的MOSFET。该芯片耐压为650V, 额定电流为20.7A。同时由于Boost电路中输出二极管D需要承受和输出电压等值的反向电压, 以及传导负载所需要的最大电流, 为此选用了耐压为600V的超快速整流二极管MUR3060。

2.2 后级DC/AC电路设计

智能功率模块IPM是由高速低功耗的IGBT管芯、优化的门极驱动电路以及快速保护电路组成的。不仅仅把功率开关器件及其驱动电路集成在一起, 而且还内装有欠压、过流及过热等故障检测电路。采用IPM模块作为逆变桥可以减少器件数目、缩短开发周期、减小系统体积、提高可靠性, 因而被广泛的应用。由于逆变电源的最大输出功率为P=600W, 输出电压有效值为220V, 考虑过载系数KA=1.5, 则输出的峰值电流为:

前级Boost的输出最大电压为Udc=350V, IPM耐压需超过350V, 根据上述参数计算结果, 考虑一定的安全系数, 留出充足的余量, 本逆变系统采用三菱公司的IPM模块:PS21265, 其最大耐压为600V, 额定电流为20A, 完全能满足本系统设计要求。

2.3 输出电压、电流采样电路设计

由于DSP的A/D转换输入电压范围为0~3.3V, 所以采样进来的模拟信号, 必须经过处理将其转化为0~3.3V。采用霍尔电压传感器LV25-P将输出电压变换为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过跟随器隔离前后级, 然后再叠加上一个+2.75V的直流偏置, 得到0~5.5V电压, 再经过同相比例缩小到原来的1/2, 从而得到0~2.75V的直流电压, 该信号经过RC低通滤波送到DSP的A/D转换通道。

2.4 过零点比较电路设计

电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P电路从有效值为220V的交流电变为有效值为3V的交流电, 经过由芯片LM324组成的电压跟随电路, 限压电路, 然后经过由芯片LM339组成的过零点比较电路, 最后输出占空比为50%、阈值电压为3.3V的PWM信号波形, 由于TMS320F2812 DSP处理器I/O口额定电压为3.3V, 正好将此输出信号接入DSP处理, 使系统输出电流波形实现同频同相跟踪电网电压波形。图3为过零检测电压频率跟踪电路原理图。

3 光伏逆变电源控制策略及软件控制流程

3.1 前级MPPT控制策略

常用的MPPT控制方法有:恒定电压法、扰动观察法、电导增量法、模糊逻辑控制法、最优梯度法等。考虑到设计的复杂性、周期性等, 本文所设计的逆变器的最大功率点跟踪控制采用的是测量参数少、实用性强的改进的变步长扰动观察法。

k时刻扰动变化步长ΔD (k) 的计算方法为:

ΔD (k) 为k时刻的扰动占空比变化步长, ΔP (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出功率变化量, ΔU (k) 为k-1时刻到k时刻的光伏阵列输出电压变化量, α为扰动步长因子, 是一常数, 可设为0.001。其中Um为光伏电池在标准测试条件下的最大功率点电压, 取Um=0.78 Uoc, Uoc为开路电压, ε为一较小的常量, 根据经验可设为0.5。其软件流程如图4所示。

3.2 倍频单极性SPWM脉宽调制策略

倍频单极性SPWM调制是通过把一个完整的单相全桥逆变器拆分成左右两个相同的半桥逆变器, 然后用两个极性互为相反的正弦调制波和双极性三角载波进行比较, 把比较后得到的SPWM功率管驱动信号分别控制这两个半桥逆变器。从而使逆变器桥的输出电压的脉动频率为功率管的开关频率的两倍, 这相当于使逆变器的输出电压产生倍频的效果。

正弦调制波ur与三角波载波uc的交点决定左桥臂上下两个功率管的通断时刻。当ur﹥uc时, 左桥臂的上管ug1导通, 下管ug2关闭, 结合图5所示, 可知此时A点电压uA=udc;当ur﹤uc时, 左桥臂的上管ug1关闭, 下管ug2导通, 此时A点电压uA=0。同理, 由正弦调制波-ur与三角波载波uc的交点决定右桥臂上下两管的通断时刻, 当-ur﹥uc时, 右桥臂的上管ug3导通, 下管ug4关闭, 此时B点电压uB=udc;当-ur﹤uc时, 右桥臂的上管ug3关闭, 下管ug4导通, 此时B点电压uB=0;输出电压uAB=uA-uB, 且输出电压的载波频率为功率开关管频率的2倍。倍频单极性SPWM脉宽调制原理如图5所示。

虽然采用此原理的调制方式对直流电压的利用率与常规SPWM相同, 但在相同的开关频率下, 此方式所产生的调制波的输出电压脉动频率增加了一倍, 其谐波含量减少了一半, 输出滤波电感的纹波电流频率增加了一倍。在随后的滤波环节中, 采用数值相对较小的电感和电容器件就能得到理想的滤波效果, 提高了系统的性能, 减少了设计的成本。本次设计正是采用此种倍频单极性SPWM脉宽调制方式。

3.3 并网电流与电网电压同频同相控制策略

电网电压同步信号捕获中断子程序流程如图6所示, 捕获中断子程序主要完成过零处的并网控制、相位的同步检测功能。根据图3的过零点检测硬件图, 当出现高电平的时候, 是正弦波的下半波形, 当出现低电平的时候, 是正弦波的上半波形。因此, 在软件设定时, 采用CAP2的下降沿触发, 捕获中断定时器T2设定频率为10k Hz。

当DSP的捕获单元两次捕获到经过过零点检测电路后的脉冲信号下降沿时, 计算电网频率, 使产生SPWM调制波时使用的定时器T1计数周期T1PR改变, 使并网电流频率与电网电压频率相同。同时, 使计数寄存器T1CNT初始化, 正弦表指针归零, 实现相位跟踪。这样可以实现并网电流与电网电压同频同相控制。

3.4 电压、电流双闭环反馈控制策略

本文全桥逆变电路采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制策略。电压、电流双闭环反馈控制框图如图7所示。双闭环反馈控制的主要工作原理是:外环采用的是输出电压环, 将输出电压反馈值Uf与DSP程序内的参考正弦电压Uref相比较, 其误差信号经电压外环比例积分 (PI) 调节器后的输出iref作为内环电感电流环的参考给定值;经电感电流采用电路得到的反馈值if与电流参考给定值iref比较, 其电流误差信号作为内环电流比例 (P) 调节器的输入量, 电流调节器的输出信号再与三角载波交截后产生SPWM开关信号, 控制逆变器中的功率管的开通与关断。

电压电流双闭环反馈控制传递函数框图如图8所示。图中, kif、kuf分别为电感电流iL、输出电压u0的反馈系数。ku、T分别为外环电压控制器的比例常数和积分常数, ki为内环电流控制器的比例常数。

4 实验结果与分析

本工作组设计了一台600W户用型单相光伏并网发电逆变器样机, 并对样机进行测试, 利用Tektronix DPO2024型号的数字示波器观察测试结果。由于该示波器无法显示220V工频电压波形, 因此采用Tektronix P5200A高压探头衰减波形来观察。

图9 (a) 为逆变器输出波形与滤波器输出波形图, 从图中可以看出经过全桥逆变器后的脉冲波又经过LCL滤波器成为工频正弦波, 效果很好。

图9 (b) 为电网电压波形与过零点检测输出波形图, 电网电压经过霍尔电压传感器LV25-P变换输出电压为-2.75V~+2.75V交流电压, 经过过零点检测电路变为占空比为50%的脉冲波, 然后将此脉冲波输入给DSP进行同频同相跟踪。由图可以看出, 所得到的脉冲波波形良好。

图9 (c) 为并网电流与电网电压频率相位跟踪过程波形图。系统从开始运行到稳定经历了几个过渡波形来实现同频同相功能与电压、电流双闭环反馈控制等系统调节, 从图中可清楚地看到并网电流与电网电压频率相位跟踪过程, 最终实现两者的同频同相。

图9 (d) 为并网电流与电网电压同频同相波形图。这是最终实现稳定后的并网电流与电网电压同频同相图, 从图中可以看到本设计的效果良好, 达到设计要求。

从波形中可看出, 此次设计的光伏并网电源工作稳定, 性能良好, 满足设计要求。

5 结束语

本文提出了一种基于TMS320F2812 DSP的光伏并网发电逆变电源的设计方法, 分析了整个系统的结构与原理, 详细介绍了逆变电源的硬件设计方法与控制策略。通过采用倍频单极性SPWM调制方式能够极大地改善逆变电路的谐波特性, 通过过零点检测硬件电路与软件的配合实现了并网电流与电网电压的同频同相功能, 通过PI双闭环控制策略提高了系统的稳定性、可靠性等。工作组设计制作了样机, 其测试结果表明文中系统的设计方案的正确性与可行性。

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