单相-单相交交变换器

单相-单相交交变换器（精选6篇）

单相-单相交交变换器 篇1

1 引言

随着人们生活水平的逐步提高,电子化、智能化的各种家电产品应运而生,在经历了初期的机械化代替人的劳动为主要目标的设计理念之后,现在的产品的设计目标要求也越来越高,向着节能、环保、美观的方向发展,而空调、洗衣机等多种使用电动机的家电产品的节能就走向了变频时代。由于家用电为220v交流电,故此,家用电器的电动机多采用单相异步电机。目前对工业用三相电机的各种变频控制技术的研究较多,相对来说,单相异步电机的控制研究较少,其实,单相异步电机较三相电机结构简单,制造成本也较之低廉,,因此,单相电机在工业控制尤其特别是家用电器行业中的显现出突出的卓越性。本文采用矢量变换控制策略,用思维进化算法优化了其调节器参数,并用实验验证改系统的优良特性。

2 单相电机矢量控制理论

我们已经知道三相交流电机变频调速的相关技术,其原理即为:将三相交流异步电机的模型等效为直流电机的模型[1,2]。所以,我们也将单相电机做相应的等效变换。

2.1 二相/二相旋转变换(2s/2r变换)

根据图1单相电机的简单模型,我们可以得到图2单相电机的绕组物理模型,α-β是一个固定的直角坐标系,M-T是一个以同步角速度进行旋转的平面直角坐标系,这两者之间的转换称为二相/二相旋转变换,简称2s/2r变换,其中s表示静止,r表示旋转。将两个坐标系示例如图3,图中,M轴与轴之间夹角为,M与T合成F1,这时α-β坐标系和M-T坐标系之间的变换关系如下列矩阵表示:

iα,iβ为定子固定坐标的交流量,经过M-T坐标系变换以后,iM,iT则为旋转坐标的直流量。

2.2 直角坐标/极坐标变换(K/P变换)

在图3中,令矢量i1和M轴的夹角为θ1,显然,其变换公式即为:

当θ1在0°到90°间变化时,tgθ1的变化范围是0-∞,这个变化幅度太大,难以实现,因此常改用下

列方式来表示

2.3 数学模型

在二的基础上,可以得到单相异步电机在二相旋转坐标系上的电压方程,磁链方程、运动方程等,从中求解出与直流电机等效的有效关系如下:

励磁电路方程:

电枢电路方程:

磁通:

电磁转矩:

其中,,L12为定子转子互感,为定子漏感、转子漏感iT1为电枢电流,iM1为励磁电流,CT为常数,p为微分算子。

3 思维进化[4,5]

思维进化是优化算法的一种,较之GA有着收敛速度快、易操作、简单等特点。

3.1 群体的初始化

在解空间散布S个个体,然后计算每个个体的得分值,得分最高的N个个体被称为优胜者。在下面的操作中将以这N个个体为中心散布G个个体构成优胜子群体。

3.2 趋同

趋同学习发生在每个子群体(优胜和临时子群体)的内部,在局部竞争中寻找局部最优点.在每次的趋同操作中是以局部优胜点为中心,产生新的子群体,计算每一个体的得分,找出新的优胜者参加全局竟争.得分增长变慢.并几乎停滞时该子群体成熟。

3.3 异化

异化操作是子群体之间在全局范围内展开的竞争。是得分高的临时子群体取代成熟的得分低的优胜子群体的过程和得分低的成熟临时子群体被废弃的过程。被取代的子群体个数(N+T)通过一定的异化方式补充以参加新一轮的趋同和异化。这样,按照上述的操作方式,趋同和异化重复进行直到满足终止条件。

3.4 公告板

公告板分为全局和局部两种,记录个体或子群体在趋同异化过程中的信息,以备学习和异化之用。

4 系统设计与验证

在图4(转矩环节近似动态结构图)基础上,采用思维进化算法,对两个调节器ATR、ASR(动态结构图与图4类似,略)参数进行优化,其中参数范围经工程整定法取得,获得的系思维进化算法优化转速曲线(图6)较为理想,从而验证了单相电机矢量控制调速的可行性,思维进化算法设计优化两个调节器参数的优越性。电机参数:R1=2.68Ω,L11=

5 结论

通过对仿真和实验结果的研究,我们得出的结论是:用矢量变换的方法对单相相电机进行变频调速是可行的。这种方法调速性能较好,调速范围内对电机的转速进行控制时,能够获得较好的控制效果和运行效果。思维进化算法在整定调节器参数方面也取得了良好的效果,解决了一直依赖对调节器参数难以整定的问题。

参考文献

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单相-单相交交变换器 篇2

本文中对电阻负载下双功率方向的周波变换器类型HFL DC/AC变换器在连续时间域建立了数学模型,并根据此模型设计了针对此变换器输出电压控制的谐振控制器,然后对其进行了稳定性分析。最后通过实验结果证明了所设计谐振控制器对于该变换器输出电压控制的有效性。

1HFL变换器电路及其调制策略

文中讨论的HFL变换器电路如图1所示,该电路有两级的功率变换,有利于转换效率的提升。在通常的应用中,需要从较低电压等级的直流侧电压E升至较高电压的交流侧电压uo。 变压器原边的全桥电路将输入的直流变换为高频的交流;副边周波变换将高频的交流转换为单极性的PWM波形。通过后面的LC滤波器, 实现工频的交流电压输出。借助高频变压器的升压作用,在直流输入侧的母线大电容C的额定电压等级可以选得非常低,该电容的体积会很小,价格也比较低廉。钳位电路用来避免在周波变换器开断时高频变压器副边产生电压尖峰,并吸收由于漏感跟副边寄生电容上谐振而产生的电压振荡[4,5]。该变换器内部不需要大容量的直流电容,因而会提高系统可靠性。Lf和Cf分别是输出的滤波电感和滤波电容。N1是原边的匝数,N2和N3是副边的匝数,LK是归算到变压器原边的漏感。

该逆变器的调制方法如图2所示[4]。图3绘制出在调制波ug>0时,该HFL变换器等效的调制过程。从图3中可推出uDF脉冲的宽度TA:

式中:φ为调制波ug的初相角。

可以看出逆变器输出电压uDF等效于一个单极性的PWM调制。在输出电压的正半波区间uDF是正的脉冲,而在输出电压的负半波区间uDF是负脉冲。因为uDF脉冲的宽度与ug的绝对值成正比。如果调制波ug是一个正弦量,则输出电压uDF脉冲的宽度也随时间按照正弦量变化,可以等效为一个正弦的脉宽调制。

2HFL变换器的数学模型

从图2中可以推知,LC滤波器之前逆变器输出电压uDF可以写为

其中,n=N3/N1=N2/N1,当S=0时,uDF=0;当S=1时, uDF=n E;当S=-1时,uDF=uDF=-n E。

uDF在一个开关周期内的平均值为

式中:D为占空比,D= Ug/UC。

因此从如图2所示的调制器到逆变器输出的传递函数为

类似于两电平逆变器的建模方法[7],忽略滤波电感中的串联电阻,可以得到该HFL变换器的连续时间域模型:

该变换器等效的方框图如图4所示。

3HFL变换器的数学模型

谐振控制适合于电阻负载的两电平逆变器控制,并得到了广泛的应用。谐振控制器具有结构简单,易于实现,鲁棒性好,收敛速度快等优点[8]。

3.1HFL变换器的谐振控制

谐振控制可以在谐振频率处产生无穷大增益,从而使在该角频率ωn处的稳态误差为零。其传递函数为

将其离散化后的结果为

其中

式中:T为采样周期。

采用谐振控制的HFL变换器控制框图如图5所示,图5中Uo为变换器输出交流电压,Uoref是控制系统的输出给定值。

本文中采用比例谐振控制器对变换器输出电压进行精确控制。利用比例谐振控制下的额定25 Ω阻性负载HFL变换器的波特图,留出适当的相位裕度,并兼顾误差收敛速度,取kR为8,比例控制器的系数为0.01。

3.2稳定性分析

绘制出额定25 Ω负载和0.5 Ω负载时的波特图,分别见图6和图7。可以看出在额定负载下谐振控制器有88.3°的稳定裕度,在0.5 Ω负载时相角裕度只有34.5°,控制器稳定性已经变得很差。所以该控制器下稳定的负载变化范围为0.5Ω~∞。

4实验验证

实验样机主要参数为,输入电压60 V,输出电压(峰值)100 V ,变压器变比(升压)3,滤波电感Lf= 23.75μF,滤波电容Cf=2 m H,变压器漏感3.16 μH。

控制算法和调制方法均由TMS320F28335实现,对输出电压实现了精确控制,开关频率采用20 k Hz。并不需要外加另外诸如FPGA之类的芯片实现调制,节省了成本。

4.1HFL变换器中高频变压器主要波形

加入结合钳位电路的调制方法前后高频变压器副边N2上电压uCD和电流iC如图8所示。在加入之前副边电压和电流有不同程度的过冲和振荡情况。可以看出在加入结合钳位电路的调制方法之后,完全避免了电压变压器副边电压产生过冲和振荡。

4.2HFL变换器的输出波形

图9a为稳态时该HFL变换器输出的电压uo和电流io的波形,目测来看波形的正弦度高,线条很平滑。图9b为参考电压和实际输出电压的波形图,两者基本重合,这说明稳态误差很小。图9c为对输出电压uo的谐波分析,其谐波总畸变率(THD)为1.731%。图9d给出了开机之后输出电压误差的收敛情况,可以看出一个工频周期(20 ms) 内输出就达到稳定,稳态误差的峰值为±3 V。图9e给出了空载到额定负载变换器的中高频变压器输出电压uCD和输出电流iC的响应波形,在几个ms内输出达到稳定值,且没有尖峰出现。图9f给出了输入直流电压从60 V变到53 V时中高频变压器的输出,在几个ms内输出达到稳定值, 且没有尖峰出现。另外在负载突变和输入直流电压变化时,输出电压uo都可以很快稳定到参考值。

5结论

本文提出了周波变换器类型的HFL DC/AC变换器的连续时间域数学模型和适合该变换器的比例谐振控制器,并分析了在负载变化时的稳定范围。实验结果表明比例谐振控制器与结合钳位电路的调制方法相配合,避免了在变压器副边产生电压和电流波形的过冲和振荡,该变换器实现了对输出电压的精确快速控制,输出交流电压质量很好, 在负载突变和输入电压变化等干扰出现的情况下也能迅速达到稳定输出,具有非常好的鲁棒性。

摘要：对带阻性负载的双功率方向单相高频链(HFL)DC/AC变换器的谐振控制方法进行了探讨。谐振控制器与结合钳位电路的调制方法相配合,消除了内部的电压过冲现象,实现了对输出电压的快速、精确控制。对该高频链变换器在连续时间域进行了建模,并根据该模型设计实现了该变换器的谐振控制方法,分析了该控制器的稳定范围,与该变换器的调制方法相配合,实现了在负载变化、输入电压变化等干扰下对输出电压的零误差控制。实验验证了所设计谐振控制方法的有效性。

单相-单相交交变换器 篇3

近年来,我国铁路电气化工程发展迅猛,包括重载和高速在内的主要线路已经完成或正在进行电气的改造和施工。由于铁路供电采用单相25 kV接触网供电,列车的牵引传动系统采用交-直-交传动,因此单相4象限整流器成为整个交流传动技术的重要组成部分[1,2]。基于同步旋转坐标系的直接电流控制已经在三相4象限整流器中得到了广泛应用,同样出现了采用基于坐标变换的单相整流器控制算法[3,4]。

本文以目前电力机车和动车组常用的两电平单相4象限整流器作为研究对象,将软件锁相环技术推广应用在单相4象限整流器控制系统中[5,6],同时结合基于坐标变换的空间矢量解耦控制算法,实现了单相4象限整流器的控制,并给出了整个控制方法的实现方案。软件锁相环在网侧电压含有谐波时同样能够准确地捕获基波的相位,避免了通常采用过零比较器的硬件锁相方法所产生的捕获误差和干扰,提高了锁相的精度。基于旋转坐标变换的控制方法能够消除变流器输入基波电流稳态误差,同时该方法还能够适用其他结构单相PWM整流器。采用SABER软件搭建了系统的仿真模型,对控制方法的可行性进行了验证,仿真结果表明本文的软件锁相环和基于坐标变换的控制算法具有良好的控制效果,能够满足单相PWM整流器的运行要求。

1 软件锁相环

通常基于三相电压的软件锁相的基本原理是将输入电压ua,ub,uc转换到静止的α-β 坐标系,然后从静止的α,β坐标系转换到与电压同步的旋转D-Q坐标系,得到交流电压的直流分量uD,uQ。由于变换所用的旋转角θ是软件锁相环的输出,如果锁相角θ与电网电压相位同步,则uQ=0。通常将uQ作为PI调节器输入的反馈量,通过PI调节器对锁相环的频率进行控制,从而调节锁相环的输出相位,形成闭环反馈,达到锁相目的。

对于单相电网可采用相同的思路,但是由于单相电网需要构造虚拟正交分量,而虚拟正交分量的构造有多种方法,如积分法、低通滤波法、移相法等。积分法通常对电压信号进行积分以获取正交分量,但是由于积分器容易产生误差积累导致直流偏移。低通滤波法虽然克服了积分法直流偏移的缺点,但是滤波器本身的相移不能根据信号的频率进行调整,影响锁相环控制的控制效果。移相法则是根据锁相环产生的相位信号直接对电压信号进行滞后,由于电压信号本身不会有太大的偏移,因此移相法能够克服以上两种控制方法的缺点。本文采用移相法作为构造虚拟正交分量的方法,软件锁相环的控制框图如图1所示。

通常电网电压为un,可表示如下:

un=Upcos(ωt+φ) (1)

式中:Up为网压幅值;ω为电压角频率;φ为初始相角。

以网压un作为α-β 坐标系中α坐标轴分量unα ,将网压进行移相后作为β坐标轴分量unβ为

unα=un=Upcos(ωt+φ) (2)

$\begin{array}{l}u{}_{\text{n}\beta }=U{}_{\text{p}}\cos (\omega t+\phi -\frac{\text{π}}{2})\\ =U{}_{\text{p}}\sin (\omega t+\phi )(3)\end{array}$

对unα和unβ进行D-Q变换可得:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{n}D}\\ u{}_{\text{n}Q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \theta & -\cos \theta \\ \cos \theta & \sin \theta \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{n}\alpha }\\ u{}_{\text{n}\beta }\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}U{}_{\text{p}}\sin (\theta -\omega t-\phi )\\ U{}_{\text{p}}\cos (\omega t+\phi -\theta )\end{array}\right](4)\end{array}$

式中:θ为坐标变换的旋转角度;unD为网压un在D-Q坐标系中D轴坐标分量;unQ为Q轴坐标分量,从式(4)可以看出,如果:

θ=ωt+φ+π/2 (5)

则将式(5)代入式(4)时有:$\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{n}D}\\ u{}_{\text{n}Q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}U{}_{\text{p}}\\ 0\end{array}\right](6)$

此时锁相环进入稳定状态,输出相位θ与电网相位保持同步。

2 单相4象限整流器坐标变换数学模型

图2是两电平4象限整流器主回路原理图。其中Ln和Rn分别为折合到二次侧的牵引变压器绕组的漏感和电阻,Cd为直流侧支撑电容,L2和C2构成二次滤波串联谐振回路。un为变压器二次侧等效电源电压,in为变压器二次侧电流的基波矢量,通过对开关器件进行适当的导通与关断控制可以对直流侧电压进行调制,从而在4象限变流器的输入端生成一个与电网同步的脉宽调制波us。

根据基尔霍夫电压定律,对图2中的交流侧主电路可得:

$u{}_{\text{n}}=L{}_{\text{n}}\frac{\text{d}i{}_{\text{n}}}{\text{d}t}+R{}_{\text{n}}\mathit{i}{}_{\text{n}}+u{}_{\text{s}}(7)$

如果假设开关器件为理想开关,在换相过程中没有功率损失,即交流侧与直流侧瞬时功率应当相等,则有下式成立:

$u{}_{\text{s}}\mathit{i}{}_{\text{n}}=U{}_{\text{d}}C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}}}{\text{d}t}+\frac{U{}_{\text{d}}^2}{R{}_{\text{L}}}+{\rm P}{}_2(8)$

其中,P2为二次滤波回路能量,该部分由二次滤波电抗器L2和二次滤波电容C2参数决定,属于不可控部分。

根据三相PWM整流器的坐标变换思想,设inα 和inβ为网流在α-β坐标系中的分量,inD和inQ为网流在D-Q坐标系中的分量,根据式(4)进行反变换:

$\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{n}\alpha }\\ i{}_{\text{n}\beta }\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \theta & \cos \theta \\ -\cos \theta & \sin \theta \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_{\text{n}D}\\ i{}_{\text{n}Q}\end{array}\right](9)$

通常在控制中与网压相类似采用:

inα=in (10)

同理对于变流器输入电压us有:

$\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{s}\alpha }\\ u{}_{\text{s}\beta }\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \theta & \cos \theta \\ -\cos \theta & \sin \theta \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{s}D}\\ u{}_{\text{s}Q}\end{array}\right](11)$

usα=us (12)

将式(2)、式(4)、式(9)～式(12)代入式(7)可得:

$L{}_{\text{n}}\frac{\text{d}i{}_{\text{n}D}}{\text{d}t}=\omega L{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}Q}+U{}_{\text{p}}-R{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}D}-u{}_{\text{s}D}(13)$

$L{}_{\text{n}}\frac{\text{d}i{}_{\text{n}Q}}{\text{d}t}=-\omega L{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}D}-R{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}Q}-u{}_{\text{s}Q}(14)$

将式(2)、式(4)、式(9)～式(12)代入式(8)可得:

$\begin{array}{l}\frac{u{}_{\text{s}D}i{}_{\text{n}D}+u{}_{\text{s}Q}i{}_{\text{n}Q}}{2}+\frac{u{}_{\text{s}Q}i{}_{\text{n}Q}-u{}_{\text{s}D}i{}_{\text{n}D}}{2}\cos (2\theta )-\\ \frac{u{}_{\text{s}Q}i{}_{\text{n}D}+u{}_{\text{s}D}i{}_{\text{n}Q}}{2}\sin (2\theta )=\end{array}$

$U{}_{\text{d}}C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}}}{\text{d}t}+\frac{U{}_{\text{d}}^2}{R{}_{\text{L}}}+{\rm P}{}_2(15)$

由于交流侧的二次能量通过直流侧的二次滤波环节吸收,因此式(15)可以简化整理为

$C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}}}{\text{d}t}=\frac{u{}_{\text{s}D}i{}_{\text{n}D}+u{}_{\text{s}Q}i{}_{\text{n}Q}}{2U{}_{\text{d}}}-\frac{U{}_{\text{d}}}{R{}_{\text{L}}}(16)$

式(13)、式(14)和式(16)即为单相PWM整流器在D-Q坐标系下的控制模型。在该PWM整流器系统中,有3个状态变量Ud,inD和inQ,2个输入控制变量usD和usQ,根据旋转坐标变换控制,当系统达到平衡时,3个状态变量和2个控制变量均都为大小恒定的直流信号。该控制模型对于两电平和三电平电路都是适用的。

3 控制方法

对式(13)和式(14)进行整理可得:

$u{}_{\text{s}D}=\omega L{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}Q}+U{}_{\text{p}}-R{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}D}-L{}_{\text{n}}\frac{\text{d}i{}_{\text{n}D}}{\text{d}t}(17)$

$u{}_{\text{s}Q}=-\omega L{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}D}-R{}_{\text{n}}i{}_{\text{n}Q}-L{}_{\text{n}}\frac{\text{d}i{}_{\text{n}Q}}{\text{d}t}(18)$

从式(17)可以看出,如果系统进入稳定状态并且忽略绕组内阻影响,输入电流in的Q轴分量inQ受到usD的控制,因此usD用于对电流的无功分量进行控制,D-Q坐标系下控制电压指令u*sD可以表示为

u*sD=Up+PI(i*nQ-inQ) (19)

同理,根据式(18)可以看出,输入电流in的D轴分量inD受到usQ的控制,因此usQ用于对电流的有功分量进行控制,D-Q坐标系下控制电压指令u*sQ可以表示为

u*sQ=PI(i*nD-inD) (20)

i*nD和i*nQ是网侧电流基于电压定向所得到的D,Q轴上的电流指令。如果是单位功率因数时,则i*nQ设为零,而i*nD通常可由直流电压PI调节器得到。而由于u*sQ作为有功分量的控制指令,该指令可以直接由直流电压调节器得到,即有:

u*sQ=PI(U*d-Ud) (21)

根据式(21)可以直接从中间电压得到Q轴的电压控制指令,从而简化控制环节,有利于系统的稳定,整个系统的控制原理如图3所示。图3中由软件锁相环得到坐标变换所需要的相位θ以及电网电压的峰值Up,根据式(19)和式(21)得到图3中的控制流程,通过D-Q反变换得到控制所需要的u*s。其中电流环节坐标变换需要的inβ的获得方法与软件锁相环中unβ相同,均采用了移相的方法。

4 仿真结果

4.1 仿真系统概述

计算机仿真采用美国Synopsys公司开发的软件SABER。仿真系统采用的主回路如图2所示,控制回路则如图3所示。在仿真过程中采用在直流侧投入电阻或电流源的方法来模拟负载的变化以及不同工况,仿真的基本参数为:牵引绕组漏感Ln=1mH,牵引绕组内阻Rn=0.03Ω,牵引绕组输出电压Un=1200V,直流中间回路电压给定值U*d=2500V,系统额定输出功率=1200kW,开关器件的开关频率=750Hz。

4.2 仿真结果

4.2.1 软件锁相环

图4为软件锁相环调整过程。从图4中可以看出,在软件锁相环开始工作时锁相环输出θ与网压un之间相位刚好相反,经过0.45s左右软件锁相环输出与网压保持同相,该调整过程时间可通过改变PI调节器参数进行调节,但是从工程角度出发,该时间已经能够满足实际运用要求。

4.2.2 整流器控制

图5为额定功率下牵引工况时4象限整流器网侧电压和电流波形。图6为额定功率下再生制动工况时4象限整流器网侧电压和电流波形。从图5、图6中可以看出本文的控制方法能够保证整流器在单位功率因数下的4象限运行。图7为负载增大时4象限整流器输入电流、中间直流电压变化波形。从图7中可以看出当负载变化时能够保证整流器的稳定工作,动态效果较好。

5 结论

本文将通常基于坐标变换的软件锁相环技术推广应用在单相4象限整流器中,同时对基于坐标变换的PWM整流器控制进行分析,提出了一种简洁的控制方法,该控制方法与软件锁相环相结合完成了单相4象限整流器的控制,能够保证4象限整流器在牵引和再生制动工况下的单位功率因数运行,以及较好的动态性能,完全满足单相PWM整流器的运行要求。

参考文献

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单相-单相交交变换器 篇4

在传统化石能源日益紧缺的今天,合理开发和充分利用绿色可再生能源已经成为人类的迫切需要,是解决能源危机的主要出路。可再生能源通常指太阳能,燃料电池,风能等绿色能源。其中,燃料电池、太阳能光伏电池发出的电为变化范围较宽、幅值较低的直流电;风能发出的电为幅值、频率都变化的交流电。如何将这些新能源并网发电,变换为用户可直接利用的电能,是分布式发电领域的研究重点[1,2,3]。

作为可再生能源发电系统和电网的接口设备,并网逆变器是研究热点之一。目前并网逆变器从组成结构和单机容量来看,主要分为单级变换和双级变换两种[4,5]。其中,单级式并网逆变器,即将直流电直接经过一级直-交变换并网,结构简单、效率较高。但这种并网逆变器需要较高的直流电压,一般在容量较大(如单机容量大于10 k W,一般在100k W以上)的场合使用,如应用于光伏并网电站等。双级式并网逆变器,如图1所示,由DC/DC升压和DC/AC逆变两级变换构成,一般用于直流侧电压较低(如几十伏)、单机容量较小的场合,如家庭太阳能光伏并网发电系统等。其中,前级DC/DC变换器主要将输入的直流电压升高并稳压,从而满足后级的逆变器环节的要求。

对于双级式并网逆变器的前级DC/DC变换器,要求具有隔离、较高的升压比、以及高输入电流等能力。目前对隔离式高频DC/DC变换器进行的研究,主要倾向于高输入电压的降压变换场合,很少涉及到从低电压到高电压的升压变换,常用的拓扑主要有推挽、移相全桥等。交错并联技术[6]不但能改进动态响应、降低输出电流纹波,而且提高了效率、改进了热设计,被证明是一种优化的电路结构,在需要进一步减小主电路电感和滤波电容的BUCK变换器中得到广泛应用。

本文将交错并联技术应用到升压DC/DC,对应用于燃料电池/太阳能双级并网逆变器中的前级交错并联DC/DC变换器进行深入研究。分析其电路拓扑和工作原理,在此基础上进行了交错并联DC/DC变换器的设计,给出了系统总体结构和DSP具体实现,样机实验结果验证了控制策略的有效性。

1 三相交错并联DC/DC变换器拓扑

随着对功率等级和功率密度要求的提高,单一DC/DC变换器面临着严峻的挑战。目前,许多DC/DC变换器通过器件并联和多相并联等技术来提高功率等级、满足系统要求。其中,器件并联能使变换器有更高的功率等级,但器件并联使电路布局复杂化,器件之间容易因动、静态电流分配不均而产生问题,使某个器件承受更大的电流压力,导致比其他拓扑更容易出故障。相比而言,多相并联的DC/DC变换器更具优势。其主要优点是各相分担电流,从而降低器件的电流应力,提高功率等级[7];同时,采用交错控制能增加等效开关频率,大大减小无源器件的尺寸,提高设备的功率密度,并降低电流纹波[8];另外,软开关[9]能降低开关损耗实现更高的效率,这是实现高效功率转换的关键。

三相交错并联DC/DC变换器的拓扑[9,10,11]如图2(a)所示,其原理示意图如图2(b)所示。

由图2可以看出,该三相交错并联DC/DC变换器有输入滤波器、功率变换器、隔离变压器、整流滤波等部分组成。当其用于双级式并网逆变器的前级升压变换时,输入电源一般是电压源,来自燃料电池或太阳能光伏电池等。功率变换器由三个单相全桥DC/DC组成,采用图3所示的交错移相控制方式,即每个DC/DC采用移相控制、三个DC/DC之间的控制信号互差120°,因此称为三相交错并联DC/DC。输入电压经输入滤波器后,经过功率变换器,变换成高频三相交错的交流,然后通过高频变压器升压到适当的等级水平,最后通过三相整流、滤波后得到期望的输出电压。通过采用交错移相控制方式,使整流器输出电压的瞬时波形频率6倍于器件的开关频率,即等效开关频率大大提高,有效地减小了输出滤波器的尺寸。

2 系统设计

2.1 系统平均模型

前已述及,整流器输出电压(图2(a)中的vrect)的瞬时波形频率6倍于器件的开关频率,其平均值Vd可通过控制移相角度α来调节,可由式(1)表示[11]。

式中:n为变压器的升压比(即副边与原边绕组的匝数比);Vin为直流输入电压。

因此,图2(a)所示的三相交错并联DC/DC可由图4所示的平均模型来简化。从平均值模型中可得从dV与输出电压Vout之间的传递函数God(s)为

式中:L和Cout分别为输出滤波器的滤波电感和电容;R为负载电阻。

当0<α≤2π/3时,由式(1)和式(2)可得,从移相角度α到输出电压Vout的传递函数Goα(s)为

当2π/3<α<π时,由式(1)知,输出电压不受移相角度α控制,保持2n Vin不变。因此,要想使输出电压可调且稳定,应使α在0<α≤2π/3的范围内,即以式(3)为被控对象来设计调节器。

2.2 调节器设计

考虑采用单一输出电压反馈,其控制框图如图5所示。其中,Hv为输出电压反馈系数,Fm为调制器增益,Gc(s)为需设计的电压调节器。

设计取Vin=50 V,n=4,R=32Ω,L=110μH,Cout=2 000μF,Hv=0.01,Fm=1,开关频率fs=50 k Hz,则未加调节器之前系统的开环传递函数Gvoloop(等于HvGoα(s))的bode图如图6中的蓝色曲线所示。在低频时其增益为5.6 d B,且有稳态误差;在频率为339 Hz时会有转折发生,即谐振频率为339 Hz;Gvoloop在578 Hz处穿越0 d B线,相位裕量仅为4.74°。

为此,按照如下原则来设计电压调节器Gc(s):

1)增加一个积分环节,即在原点处设置一个极点来消除稳态误差。

2)在开关频率fs处设置两个极点fp1和fp2,以减小输出高频开关纹波。

2)在谐振频率处设置两个零点fz1和fz2,抵消谐振频率的影响,抑制谐振时的尖峰。

3)根据期望的穿越频率确定Gc(s)的直流增益。这样,Gc(s)为一典型的超前—滞后网络,即

加入Gc(s)之后系统的开环传递函数Tv的bode图如图6中的细曲线所示。可以看出,在低频时幅频斜率为-20 d B/dec,可以实现零稳态误差;穿越频率为3.98 k Hz,相位裕量PM为73°,从而保证系统有足够的抗干扰能力和快速的动态响应。

3 系统实现

前已述及,三相交错并联DC/DC变换器采用图3所示的交错移相控制方式,即每个DC/DC采用移相控制、三个DC/DC之间的PWM控制信号互差120°。然而,目前还没有直接用于三相交错并联DC/DC变换器、控制12个开关的三相交错PWM控制器。

目前,市场上的移相PWM控制器有ML4818、UC3879、UC3875、UC3895等,且都用于单相全桥变换器,必须采取相应的措施才能用于三相交错并联DC/DC变换器。为此,可采用如下几种方法:

一是各相的DC/DC变换器有各自的PWM控制器,通过对各PWM控制器同步信号的控制,使之产生三相交错移相PWM信号。例如,PWM控制器UC3895,其中引脚SYNC是振荡器同步信号输出端。该引脚信号是双向的,作为输出端时,可以输出时钟信号。作为输入端时,可以输入外部同步信号,因此可实现多个控制器同步工作。在实际应用中,三个独立PWM控制器的频率难以做到精确同步,只要出现轻微变化,都会导致交错移相PWM控制信号出现偏差,导致系统不稳定。

二是共用一个PWM控制器,如采用一只UC3895,在产生a相PWM控制信号(图3中的Sa1p、Sa1n、Sa2p和Sa2n)的同时,将这4路PWM信号输入到数字FIFO(First-in-First-out)芯片中,通过延时控制,产生相位滞后120°和240°的PWM信号,分别控制b、c相的开关器件,从而产生三相交错移相的PWM信号,控制三相交错并联DC/DC变换器工作。这种方法思路简单,但硬件较复杂。

数字信号处理器运算能力强,实时处理速度快,已大量应用到电力电子装置的控制。本文采用TI公司的TMS320F28335,实现对三相交错并联DC/DC变换器的控制。图7给出了其控制框图,其中电压调节器、PWM开关信号等,全部由DSP软件实现,使系统硬件大大简化。

本文设计的TMS320F28335内部的时钟频率为150 MHz,开关频率为50 k Hz,电压调节器、PWM开关信号产生等主要控制部分由中断服务程序完成,由定时器周期中断触发,每一开关周期即20μs执行一次,图8给出了周期中断子程序流程图。

关于用DSP产生12路三相交错移相PWM开关信号,简述如下:

TMS320F28335的12个GPIO引脚,如图7中的EPwm1A、EPwm1B、…、EPwm6B等,用来输出PWM开关信号,分别控制主电路中的MOSFETs,即图2中的Sa1p、Sa1n、…、Sa6n。其中,EPwm1A和EPwm1B、…、EPwm6A和EPwm6B输出互补,皆为占空比为50%的方波(考虑死区略小于50%),使用DSP中的EPwm1~EPwm6模块。为了实现三相交错移相控制,关键是将EPwm1设置成主模块(Master module),时基相位寄存器TBPHS设置为零;其他的EPwm2~EPwm6设置成从模块(Slave module),相应的时基相位寄存器TBPHS按下式设置即可。

式中:n为相应的EPwm模块数;α为移相角度(˚);TBPRD为时基周期寄存器,当开关周期为50 k Hz,采用连续增模式时,其值为3 000。EPwm模块中其他寄存器的设置比较常规,此处从略。

4 实验验证

为了验证上述方案的可行性,研制了一套5 k W的实验样机。表1给出了样机主要参数。

实验时样机的直流输入电源由Sorensen公司的可编程直流电源SGA60-250D提供,输入电压50~55V,输出接电阻负载,输出电压为400 V。

图9给出了变换器稳定工作时某一相变压器低压侧的电压和电流波形。可以看出通过α的自动调节,可以使变换器可靠工作,输出电压稳定在400 V。

图10给出了某一MOSFET的栅源和漏源之间的电压波形。可以明显看出,MOSFET是在零电压(ZVS)的情况下开通的,这是移相全桥电路的优点,从而可减小开关损耗,提高效率。安全起见,仅将输出功率提高到2 k W,测得的变换器的效率曲线如图11所示。可见,随着输出功率的增加,效率达到96%以上,这是硬开关电路所无法实现的。

5 结论

本文给出了三相交错并联DC/DC变换器的整体设计和实验结果。主要特点如下:

1)分析了三相交错并联DC/DC变换器的基本原理和特点,推导了其系统平均模型,在此基础上进行了电压调节器的设计。将电压调节器设计成典型的超前—滞后网络,在确保系统无静差的同时,保证系统有足够的抗干扰能力和快速的动态响应。

2)应用数字信号处理器完成了对三相交错并联DC/DC变换器的控制,取代了常规的PWM控制器及其复杂的移相控制电路,简化了系统的硬件设计,提高了集成度和可控性。

实验结果验证了三相交错并联DC/DC变换器整体设计的合理性及有效性。该DC/DC变换器可以作为前级升压变换环节,应用到小功率光伏/燃料电池等并网发电系统中。

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单相-单相交交变换器 篇5

在我国,6~35 k V配电网中通常采用中性点不直接接地方式,主要包括中性点不接地方式,中性点经消弧线圈接地方式,中性点经电阻接地方式,这三者统称为小电流接地系统[1,2,3]。在配电线路中发生单相接地故障的概率是最高的,据电力运行部门的统计,占总数的80%左右[4,5]。其主要特点是在发生单相接地故障时,不会形成短路回路,只会由线路的对地电容形成较小的电流通路,电网的线电压仍然对称,其接地故障电流要比负荷电流小很多,因此一般允许继续运行[6]1~2 h。但是,随着电网规模的扩充,长时间的接地运行极易扩大成两点或多点接地短路,弧光接地还会引起全系统过电压,从而导致设备损坏,破坏系统的安全运行,为了防止事故扩大,必须尽快找出接地点[7]。小电流接地系统故障信号小,辨别起来困难,如何对线路进行选线和定位是一个巨大挑战。因此小电流接地选线和定位在配电自动化领域的研究中占有重要地位。

1 小波变换理论

小波变换克服了傅里叶变换在分析非平稳信号时单一分辨率的缺点,可以很敏感地探测到正常信号中夹带的瞬间反常信号,并可以精细解析这些信号,是一种比较实用的时频分析方法。这个特质使得小波变换在故障诊断和设施检测等非平稳信号领域具有明显优势,同时由于人们对非稳定信号的研究越来越重视,小波分析在工程上会得到更加广泛的应用。

1.1 连续小波变换

小波变换是一种时间-尺度分析方法,其特点是时间窗和频率窗的形状都可改变,但窗口的大小固定不变[8,9]。因而在高频部分,它的时间分辨率较高而频率分辨率较低,在低频部分则与之相反,其定义为:

设ψ(t)∈L2(R)是平方可积函数,ψ(t)的傅里叶变换为ψ(ω),当ψ(ω)满足条件:

则ψ(t)就是一个基小波函数(又称为小波母函数)。

通过对这个小波母函数ψ(t)的伸缩和平移,最终得到一组小波基函数:

式中:a是尺度伸缩因子,衡量小波函数时域宽度;τ为位置平移因子,衡量小波函数的最中间位置。

连续小波变换,就是在给定的小波基下,将任意平方可积空间L2(R)中的函数f(t)进行展开,这种展开即为连续小波变换,表达式为:

相反,原始信号函数也可以通过它的小波变换重构得到,公式为:

当某一信号函数经小波变换后,将其原来的仅含有时间参数的函数投影到二维的位时间—频率平面上,这样有利于对信号进行精确分析。

1.2 多分辨率分析

前面介绍的连续小波变换是一类计算量很大且应用很不方便、冗余的变换。多分辨率分析又称为多尺度分析,是一种非常重要的非平稳信号的研究方法,它将整个函数集作为重点来进行处理,而对作为个体的函数则视为非侧重点进行处理。多分辨分析通过构造并集为平方可积空间L2(R)的一组函数空间,其中的所有函数构成该空间的标准化正交基,而所有函数空间并集中的函数则构成L2(R)的标准化正交基,将这些函数作为小波变换的母函数,再对信号函数进行变换,信息便不再冗余。

设空间L2(R)中一列闭子空间{Vj}j∈Z,若其满足下列条件,则{Vj}j∈Z称为L2(R)的一个多尺度分析:

(1)单调性:对任意j∈Z,Vj⊂Vj-1;

(2)逼近性:

(3)伸缩性:f(t)∈Vj⇔f(2t)∈Vj+1,∀j∈Z;

(4)平移不变性:f(t)∈V0⇒f(t-n)∈V0,∀n∈Z;

(5)Riesz基存在性:∃φ∈V0,使{φ(t-k)|k∈Z}构成V0的Riesz基。

2 行波法故障测距

线路行波的特征是:当系统发生单相接地故障时,由于扰动的影响,线路中会出现从故障处向线路两端传播的电流和电压行波,并且行波在经过故障发生处会发生反射和折射。行波法即利用行波分量在一定波速的情况下与到达时间成正比的原理来对故障进行定位的一种方法。当波头到达母线时会产生突变,用小波变换法来分析就能很容易地提取到时间信息,即确定波在线路中的传播时间,进而计算出故障点的位置。

2.1 各种行波测距方法的介绍

行波故障测距原理到目前为止大体上可以分为A型,B型,C型3类:

(1)A型行波测距法。A型行波测距就是单端的电气量测距法,即在母线监视处M点,通过故障处产生的故障行波和其反射波到达母线的时间TM1和TM2来计算故障处到M的距离x,行波传播速度为v。

这种方法对单端测量的时间信息的准确性要求较高,但由于行波的折射和反射的复杂性,只利用一端信息在对计时终点的时间信息进行提取时存在很大误差,故障点的定位就会出现大的偏差。

(2)B型行波测距法。B型行波测距法是检测行波到达线路两端M,N的时间变量,利用到达两侧的时间TM和TN的时间差来进行故障定位,其测距公式为:

这种测距方法只考虑初始行波的波头分量,不用考虑其他的反射波和折射波的影响,测距方法比较简单,但线路两端的计时装置必须保持高精度同步,并且两端要进行通信,直到故障行波的初始波头到达后,才能测出故障点的位置,这在网络结构复杂、分支线路较多的小电流系统中不是很适用。

(3)C型行波测距法。C型行波法的原理是由一个收发信号装置在发生故障时发出一探测脉冲,并将发射的时间记下。当脉冲碰到故障点产生反射,将反射波到达收发信号装置记录的时间记录下来,对两次时间进行相关计算,可以得出故障点到装置的距离。不依靠故障处产生的故障波进行定位,比其他两种方法所受干扰小,但它需要一套独立于电力系统的侧距装置,增加了开发难度。

2.2 改进型A型行波测距法

在2.1节提到,以初始行波后续的同极性波作为计时终点存在很大的不确定性,所以本方法应用的是反射波到达时刻作为计时终点,用小波分析透过故障点到达检测处的对端反射波,其突变的模极大值具有与初始波形及其后续的正向行波模值相反的特点,且其模值幅值大,容易识别。算法原理图如图1所示。

图1中:tM1表示初始行波波头到达M端的时间;tM2表示反射波到达M的时间;tN表示经N处反射后经过故障点的透射波的到达时间。

当故障点位于线路的前半部分[10],即tN>tM2,在这种情况下,令tM1=t1,tM2=t2,tN=t3,并代入式(8)、式(9):

由式(8)和式(9)推导,可得测距公式为:

式中:x为故障距离;v为行波速度;L为线路总长度。

当故障点位于线路的后半部分,即tN<tM2,这时令t2=tN,t3=tM2,再应用式(10)计算故障距离。式(10)中略去了行波波速v,避免了波速不稳对计算结果造成的影响。

3 仿真分析

3.1 故障选线分析

本文使用Matlab/Simulink仿真平台搭建10 k V输电线路的仿真模型,各线路主要参数为R1=0.012 73Ω/km,L1=0.933 7m H/km,C1=12.74n F/km,R0=0.386 4Ω/km,L0=4.126 4m H/km,C0=7.751n F/km。三条线路长度分别为130 km,175 km,200 km。仿真模型图如图2所示。

在此次仿真中选择第三条线路的A相发生基地故障,提取三条线路中的零序电流信号,运用小波工具进行分析,本文选择的是工程中常用的db N小波系,这种小波的性质是,随着N的增大,其正则特性增强,频域的局部特征增强,但时域特征变弱。经多次验证,本文选择db3基小波,进行5尺度分解。三条线路零序电流小波分析图如图3所示。

由图3可知,第三条线路的零序电流的方向与非故障线路相反,且幅值明显高于其他线路。通过这些特征可以非常精确地定位第三条线路为故障线路,这与所设的条件相符。

3.2 故障测距仿真

本文选择第三条线路为故障线路,故障距离为50 km,发生短路接地故障的时间为0.04 s。这里选用小波函数首要要求是能够清楚地识别故障反射波,同时这个小波函数还应该具有很强的时频分辨能力,经试验db3小波,5尺度分析可以满足要求,如图4所示。

通过对图中数据不断取模极大值,确定了初始行波,反射波,经N端反射的透射波到达M端的时刻分别为:4 030,4 066,4 137,即:t1=0.040 30 s,t2=0.040 66 s,t3=0.041 37 s。代入式(10)求得故障距离x=50.349 65 km,与所设的故障距离50 km相对误差为0.69%,在允许范围内。

4 结语

小电流接地系统在我国的中低压配电网占据很大比例,在这种小电流接地系统中单相接地故障是发生概率最大故障类型,因此如何对其进行选线与定位一直是一个比较受关注的研究方向。本文采用基于暂态分量的小波分析法,利用小波变换的多分辨率分析将暂态信号进行分解,再根据相应判据进行选线,并可对变换后的故障信号提取有用信息进行定位算法,计算故障距离。本文只是基于理论上的论证,所构建的仿真模型比较简单,忽略了接地方式存在多样性和外部因素对故障线路的影响。但本文中的方法经验证是具有可行性的,只要根据实际情况加以修改,还是可以用来作为选线和定位的依据。

摘要：小波分析法是一种时频分析方法,能有效地提取线路中的故障信息。首先采用小波分析法进行故障选线,接着对故障线路的小波分析图进行分析。运用一种不含波速的改进型A型测距算法进行故障定位,利用反向行波的模极大值与正向行波极性相反的特点,提取故障行波的反向行波到达时间和正向行波到达时间,在已有的单端测距的算法基础上,进行推导计算,得到最终的测距公式。最后通过Matlab仿真对选线和测距方法进行验证,证明此算法具有可行性。

关键词：小波变换,小电流接地系统,行波测距法,故障仿真

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单相-单相交交变换器 篇6

关键词：AC-DC变换,功率因数校正,UCC28019,拓扑结构

0 引言

程控恒流电源在仪器仪表中有着广泛的应用, 如, 测试领域中组成自动测量仪器, 给各类传感器恒流供电以对过程变量进行检测等[1,2,3], 是模拟系统中广泛使用的一种单元电路或测试平台, 在实际工程中也有广泛的用途, 是电导测量、开关电源、功放等场合不可替代的检测设备[4]。随着电子技术的发展, 恒流源已经广泛地应用在各个领域中。

电源技术的发展进一步推动了测量技术的发展, 仪器仪表的性能要求速度更快、灵敏度更高、稳定性更好、样品量更少、遥感遥测更远距、使用更方便、成本更低廉、无污染等, 同时也为仪器仪表科技与产业的发展提供了强大的推动力, 并成了仪器仪表进一步发展的物质、知识和技术基础。由于双积分式积分器对积分及元件时钟频率的精度要求不高, 且能得到较高的测量精度, 因而在数字电压表以及多种电子仪器中得到了广泛应用[5,6,7]。本文将介绍一种利用单片机PID算法实现闭环控制的程控电源电路, 可产生1~20 A的恒流输出, 和0~5 V的恒压输出, 同时可通过串口输入或按键输入设定恒流/恒压模式的切换和设定相应的值, 电路中采取了双斜积分进行实时测量。

1 理论分析与计算

1.1 功率因数测量

在交流电路中, 电压与电流之间的相位差 (Φ) 的余弦值叫做功率因数, 通过检测输入侧的交流电压的零相位时间点t1和交流电流的零相位时间点t2, 由公式cosω (t1-t2) , 即可得出功率因数, 并通过单片机用LCD屏显示。使用交流电流互感器及交流电压互感器可准确地隔离获取交流电压及电流信号, 将电压、电流信号调整后经过零比较器即可得到具有相位差的电压、电流方波信号, 使用STM32F103信号捕获功能可准确捕获并计算出电压信号与电流信号之间的相位差, 即可准确测量输入交流侧功率因数。

1.2 提高效率的方法

(1) 为提高电路电能转换效率, 本系统使用LT4320与4个N沟道场效应管IRF3205组成交流同步整流桥, IRF3205导通电阻Rds仅为0.008Ω, 电流2 A时单管导通功耗仅为0.032 W, 相对于二极管整流桥整流, 使用N沟道场效应管同步整流效率提高了76%以上。

(2) Boost拓扑电路开关管选用低导通电阻的NMOS管IRF3205, IRF3205的导通电阻Rds仅为0.008Ω, 设输入侧平均电流IDS-RMS=3.4 A, 因此其导通功耗为PCOND= (IDS-RMS) 2·RDS-ON=3.4×0.008=0.092 5 W, 由于UCC28019工作频率固定为65 k Hz, 因此, IRF3205开关损耗功耗PSW=0.059 7 W。

1.3 UCC28019功率因数校正电路参数选择

本系统使用UCC28019专用功率因数校正芯片组成BOOST拓扑结构功率因数校正电路。该芯片开关频率固定为65 k Hz, 具有峰值电流限制、软过流保护、开环检测、输入掉电保护、输入过压/欠压保护等功能, 使用TLC2272组成电压跟随器对UCC28019反馈端进行控制, 对输出电压进行微调, 电路最终稳定输出36 V, 最大输出电流峰值为3 A。

1.4 稳压控制方法

将输出端利用减法电路进行采样, 由STM32F103内部ADC实时读取当前输出电压值, 通过软件PID算法运算后由DAC输出调整电压输入到UCC28019的电压误差放大器输入端, 调节SPWM波的输出占空比实时调节输出电压, 使其稳定输出Uo=36 V±0.1 V, Io=2 A。

2 电路与程序设计

2.1 主回路与器件选择

本系统使用LT4320与4个N沟道场效应管IRF3205组成交流同步整流桥, 使用UCC28019专用功率因数校正芯片组成BOOST拓扑结构功率因数校正电路, 同时实现AC-DC变换电路和功率因数校正电路, 系统总体方案如图1所示。

2.2 控制电路与控制程序

2.2.1 控制电路

图2为控制电路框图, 开关电源控制电路如图2所示, 开关控制器为UCC28019, LT4320为同步整流控制器。使用UCC28019专用功率因数控制器组成Boost拓扑结构AC-DC稳压电路, STM32F103通过DAC调节由TLC2272组成的减法电路来调整输出电压, 使电路稳定输出36 V;使用LT4320与N沟道场效应管组成同步整流电路, 提高电路工作效率。

2.2.2 控制程序

图3为软件控制流程图, STM32F103利用外部搭建的基准电压作为参考电压, 基准电压为2.046 9 V, 通过内部ADC检测电流检测模块、电压检测模块的实时输出电压, 通过换算, 在LCD屏上显示当前输出电流及电压值;通过检测输入电压的零相位时间t1和输入电流零相位时间t2, 得出当前相位差φ1, 加上相位补偿值φ0, 得出功率因数为cos (φ1+φ0) ;功率因数通过外部矩阵键盘键入预设定值, STM32F103通过读取该值, 利用内部DAC输出相应的控制电压, 再通过PID算法使输出功率因数保持稳定;过流保护由外部硬件电路触发单片机的中断, 单片机通过控制继电器将AC-DC电路的输入全面切断, 实现过流保护。

2.2.3 调压电路

调压电路采用减法电路为主架构, 精准选配的电阻网络, 使电路输出电压仅有3~5 m V的误差, 把输出端接入APFC控制器UC28019电压误差放大器的反馈端, 便在输入0~3 V的范围内系统的输出电压可精确控制为Uo=36 V±0.1 V。调压的分辨率为:

2.2.4 过流保护电路

过流保护电路采用宽共模电压的电压输出电流并联监控器INA283, 使输出电流流过采样电阻RSHUT, 当输出电流为2.5 A时, 采样电阻两端的电压经INA283放大后输出2.5 V的电压, 通过调整比较器负端的电压, 使比较器输出高电平触发单片机中断, 单片机控制继电器将AC-DC变换电路输入断开, 从而实现过流保护功能。

2.3 外部基准电压

本系统使用LM4040和3 V纽扣电池组成零电压波动外部独立基准电源, 输出电压为2.048 V, 误差仅为0.1%, 使用独立电池供电可提高基准电压的稳定性及精准度, 实际测量模块输出电压为2.046 9 V, 相对误差为0.054%。使用STM32F103片上ADC对基准电压进行采样, 并对片上ADC及DAC基准电压进行修正。

3 测试方案与测试结果

3.1 测试条件

测试地点为实验室, 室内温度为25℃, 测试仪器如表1所示。

3.2 输出电压测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调整自耦变压器的输出电压, 使得US=24 V, 用四位半万用表测量输出电流, 通过调整负载, 使得输出电流Io=2 A, 用四位半万用表测量此时的输出电压, 实验数据见表2。

实验结果表明, 在输入交流电压, 输出直流电流IO=2 A, Uo=36.008 V的条件下, 模块AC-DC直流输出电压为Uo=36.008 V, 符合基本要求的Uo=36 V±0.1 V的要求并且优于该指标。

3.3 负载调整率测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调节自耦变压器使得输入交流电压US=24 V, 通过调整负载, 使得Io在0.2~2.0 A范围内变化, 使用四位半万用表测量此时的输出电压, 实验数据见表3。

实验结果表明, 在输出直流电流Io=0.20 A时的输出电压Uo1=36.016 V, 在输出直流电流Io=2.0 A时的输出电压Uo2=36.008 V, 通过代入负载调整率公式, 得出负载调整率SI=0.02%, 符合并优于基本要求的SI≪0.5%负载调整率。

3.4 电压调整率测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调整负载, 使得输出电流Io=2.0 A, 通过调整自耦变压器的输出电压US在20~30 V范围内变化, 使用四位半万用表测量此时的输出电压, 实验数据见表4。

实验结果表明, 在输入交流电压为US=20.0 V, 时的输出电压为Uo1=39.96 V, 在输入交流电压US=30.0 V时的输出电压为Uo2=35.97 V, 通过代入电压调整率公式, 得出电压调整率为SU=0.028%, 符合基本要求的电压调整率SU≪0.5%, 并且优于该指标。

3.5 功率因数测量测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调整自耦变压器使得输入交流电压US=24 V, 调整负载, 使得输出直流电流Io=2.0 A, 使用LCD屏显示当前单片机计算得出的功率因数, 实验数据如表5。

实验结果表明, 本功率因数测量电路能测量并显示出功率因数, 误差为0.002, 符合基本要求不大于0.03, 并优于该指标。

3.6 过流保护功能测试

用四位半万用表测量输出电流, 通过调整负载使得输出电流Io从0.2 A缓慢上升至保护动作电流, 记录当前的电流, 通过测试, 测得过流保护电流为2.54 A, 符合基本要求动作电流为2.5 A±0.2 A, 并优于该指标。

3.7 功率因数校正测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调整自耦变压器的输出电压US=24 V, 使得, 用四位半万用表测量输出电流, 通过调整负载, 使得输出电流Io=2 A, 读取当前功率因数值, 通过测试, 测得功率因数为0.997, 符合发挥部分要求不低于0.98, 并优于该指标。

3.8 AC-DC效率测试

用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 调整自耦变压器的输出电压, 使得US=24 V, 用四位半万用表测量输出电流和输出电压, 通过调整负载, 使得Io=2 A, Uo=36 V输出端为, 实验数据如表6所示。

实验结果表明, 在US==2244 VV, Io==22 AA, Uo==3366 VV条件下, 由η=PoPS×100%, 得出AC-DC变换电路的效率为96.7%, 优于发挥部分电路效率不低于95%的要求。

3.9 自动调整功率因数测试

在US=24 V, Io=2 A, Uo=36 V条件下, 用数字式电参数测试仪测量输入端的参数, 通过按键设置功率因数, 实验数据如表7所示。

实验数据表明, 功率因数自动调整功能正常, 误差最大为0.01, 符合发挥部分要求并优于该指标。

4 结语

(1) 在输入交流电压US=24 V、输出直流电流Io=2 A条件下, 输出直流电压Uo=36.008 V;

(2) 当US=24 V, Io在0.2~2.0 A范围内变化时, 负载调整率为0.02%;

(3) 当Io=2 A, US在20~30 V范围内变化时, 电压调整率为0.028%;

(4) 设计并制作功率因数测量电路, 实现AC-DC变换电路输入侧功率因数的测量, 测量误差绝对值最大为0.02;

(5) 具有输出过流保护功能, 动作电流为2.54 A;

(6) 实现功率因数校正, 在US=24 V, Io=2 A, Uo=36 V条件下, AC-DC变换电路交流输入侧功率因数为0.999;

(7) 在US=24 V, Io=2 A, Uo=36 V条件下, AC-DC变换电路效率为96.7%;

(8) 能够根据设定自动调整功率因数, 功率因数调整范围为0.8~1.0, 稳态误差绝对值为0.02。

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