单相整流电路（共9篇）
单相整流电路 篇1
引言
在工农业生产和科学实验中, 一般使用交流电, 但在精密仪器和家用电器中往往需要直流稳压电源, 而稳压电源的第一部分是整流电路, 它的作用是把大小和方向都变化的正弦交流电压变为单向脉动电压。常用的整流电路有单相半波整流电路和单相桥式整流电路。
1 单相半波整流电路
1.1 电路的结构及工作原理
单相半波整流电路如图1所示。该电路中, 在电源电压的一个周期内, 流过负载的电流和负载两端的电压只有半个周期, 所以称为半波整流。
设u2为正半周时, 极性为上正下负, 这时加在二极管两端的为正向电压, 因此二极管导通, 电路中有电流流过, 并且负载和二极管上的电流相等, 因为二极管的正向电压很小, 可以忽略不计, 所以负载两端的输出电压近似等于变压器副边电压, 输出电压的波形和变压器副边的电压相同。
当u2为负半周时, 极性为上负下正, 这时加在二极管两端的为反向电压, 因此二极管截止, 电路中没有电流, 输出电压uo=0, 变压器副边电压全部加在二极管上。[1]
1.2 参数计算
1.2.1 负载上的电压平均值和电流平均值
负载上得到的整流电压虽然是单方向的, 但大小是变化的, 常用一个周期的平均值来衡量这种单向脉动电压的大小。单相半波整流电路输出电压的平均值为
负载RL上的电流平均值为
1.2.2 整流二极管的电流平均值和承受的最高反向电压
由图1可知, 流过整流二极管的平均电流IV与流过负载的电流相等, 即
二极管承受的最高反向电压URM是二极管截止时两端电压的最大值, 它等于变压器副边电压的最大值, 即
实际中, 根据IV和URM选择合适的整流二极管。二极管的反向峰值电压要选得比URM大一倍左右。
半波整流电路的优点是电路简单, 缺点是电源的利用率低, 输出电压低, 脉动大, 只适用于要求不高的场合。[2]
2 单相桥式整流电路
单相桥式整流电路可以克服单相半波整流电路的缺点。
2.1 电路结构及工作原理
单相桥式整流电路如图2所示, 它是由四个整流二极管接成电桥的形式构成的。
设u2正半周时, 极性为上正下负, 这时加在二极管V1、V3两端的为正向电压, 因此二极管V1、V3导通, 而加在二极管V2、V4两端的为反向电压, 因此二极管V2、V4截止。此时电流的路径为a→V1→RL→V3→b。
当u2负半周时, 极性为上负下正, 这时加在二极管V2、V4两端的为正向电压, 因此二极管V2、V4导通, 而加在二极管V1、V3两端的为反向电压, 因此二极管V1、V3截止。此时电流的路径为b→V2→RL→V4→a。
可见, 在电压u2变化的一个周期内, 负载RL上都有相同方向的电流流过。
2.2 参数计算
2.2.1 负载上的电压平均值和电流平均值
由上述分析可知, 桥式整流电路中负载上的电压和电流是半波整流的2倍。即
2.2.2 整流二极管的电流平均值和承受的最高反向电压
在桥式整流电路中, 由于二极管V1、V3和V2、V4在电源电压变化的一个周期内轮流导通, 所以流过每个二极管的电流都等于负载电流的一半, 即
二极管承受的最高反向电压URM是二极管截止时两端电压的最大值, 它等于变压器副边电压的最大值, 即
桥式整流电路与半波整流电路相比, 电源利用率提高了1倍, 同时输出电压提高, 波动成分减少[3], 因此桥式整流电路应用非常广泛。桥式整流电路的缺点是二极管用得较多, 容易出错, 因此, 常将四只二极管集成在一起构成整流桥, 内部结构及外形如图3所示。
(a) 半桥堆; (b) 全桥堆
使用一个“全桥”或“半桥“, 就可构成桥式整流电路, 非常方便。
参考文献
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单相整流电路 篇2
一、教材的处理和创新：在“理实一体”和“任务驱动”模式的指导下，将本节内容设置成一个任务：桥式整流电路的搭建与测试，需两课时完成。以手机充电器为载体将该任务分解成识一识、连一连、做一做、测一测四个子任务，以“任务驱动、行动导向”来完成本课任务。
二、教学目标：
1.知识目标：掌握单相桥式整流电路的组成、特点和应用；理解单相桥式整流电路的工作原理。
2.能力目标：会识读桥式整流电路原理图；会根据电路图搭建电路；会用合适的仪器进行测试。
3.情感目标：增强学生专业学习的自信心和求知欲，获得成功的喜悦；培养学生团队协作精神以及严谨、细致、规范的职业素养。
三、教学重点、难点：桥式整流电路的连接规则，搭建并测试桥式整流电路；如何理解桥式整流电路的工作原理。
四、教学策略：主要采用任务驱动、直观演示、体验探究、小跨步教学和对比讨论等教学方法。
五、教学过程：
1.创设情境，引出任务。播放一段视频：一位男士正在家里用手机通话，突然手机没电了，他一脸无奈，但很快他拿出手机充电器插上电源又继续开始通话。看完视频，我结合手机充电器实物（投影展示电路板图片），问：这里面的元器件大家认识吗？我请一位学生说出图中各种元器件的名称，并将该电路的组成器件与之前学过的半波整流电路作一个比较，然后得出该电路有别于半波整流电路，顺理成章地导入新课。
2.任务引导，探索新知。为了降低难度，便于任务的实施，我将任务进行了分解。
（1）识一识。首先，用ppt展示桥式整流电路的电路图，要求学生观察并以大组（六人一大组）为单位讨论四个整流二极管是如何与电源变压器和负载相连的。从“个数”和“极性”两个方面做了引导，四个二极管在与变压器的两个抽头和负载两端相连时，每一头上接了几个二极管？与电源变压器每一抽头相连时，二极管的极性有何特点？与电阻相连时又有何特点？学生们通过观察、讨论得出“两两相连、源反阻同”的连接规则。
（2）连一连。按照实验模板上元器件的位置排布，要求学生以大组为单位讨论后得出连接图，每组派一位代表上台通过实物投影展示并讲解给其他同学听，以达到共同学习、共同进步的目的。
（3）做一做。要求学生按照上面的连接图在实验模板上搭建一个桥式整流电路，这次以两人一小组为单位进行实践操作。电路搭建好之后，我让各组交叉评判改正后接上交流电源，教师检查无误后才通电。这样做是为了让学生养成胆大心细、严谨有序的职业素养，体现安全第一的岗位原则。
（4）测一测。先利用仿真软件演示一下电路与仪器仪表的连接以及示波器上显示的输入输出波形，然后让学生按照学案上的测量要求去进行测试并做好记录。测试完毕后，让学生以大组为单位，交流他们的测试结果，并对比半波整流电路的输出波形，讨论桥式整流电路有哪些优点。
通过实验，学生知道了桥式整流属于全波整流，引导学生产生质疑：为什么桥式整流能把交流电转化成全波脉动直流电？我们能不能用所学的知识来解释这种现象？借助于ppt动画演示，由学生在教师的引导下分析归纳桥式整流电路的工作原理。
3.拓展应用，延伸知识。桥式整流电路由于其电源利用率高、输出电压大、波形脉动小等优点，得到了广泛的应用，可让学生结合生活实际，举例介绍桥式整流电路的几个应用。
由于桥式整流电路应用非常广泛，所以为了便于用户使用，电子产品厂家生产出了集成器件：整流堆。接着结合实物和图片，讲解整流堆的使用方法。
4.总结反思，任务评价。为了帮助学生更好地掌握本课内容，自编了一首《桥式整流好》的打油诗：
桥式整流真正好，电源利用特别高。
输出波形脉动小，输出电压也很高。
电路连接要记牢：两两相连，源反阻同。
工作原理要知道：两两导通，变全波。
评价环节主要以学生自评、组内互评、组外交流和教师点评相结合的方式进行，最后由师生共同评选出本次课的“学习达人”。
5.分层作业，巩固提升。
必做题：上网查阅资料，了解桥式整流电路在生活中还有哪些应用？
选做题：
（1）如果二极管v1开路，电路会出现什么现象？
（2）如果二极管v1短路，电路会出现什么现象？
（3）若二极管v1接反，电路又会出现什么现象？
四、教学反思：
1.采用“任务驱动法”让学生在“做中学，学中做”，激发了学习兴趣，提高了实践能力。
2.采用“小跨步教学法”有效地降低了难度，让学生有能力去做。
3.采用打油诗对本课内容进行归纳小结，方便学生学习和记忆，增强了教学的趣味性。
单相整流电路 篇3
关键词：农村低压电网；单相电路；谐波检测；无锁相环；仿真分析
中图分类号：TM933.1 文献标识码：A 文章编号：1674-1161（2014）09-0035-04
随着农村城镇化进程以及城镇工业技术的发展，各种非线性和时变性的电力电子装置应用到农村低压电网中，导致农村低压电网中电压和电流波形严重失真。目前，采用有源滤波器（APF）是电网谐波抑制的一个重要趋势[1-3]。有源电力滤波器具有与传统的LC无源滤波器无法比拟的优越性能：响应速度快、能对变化的电网谐波实现连续动态的跟踪补偿，以及补偿性能不受电网阻抗的影响等[4-6]。实践中应用最多的为三相有源电力滤波系统，在单相电路中应用较少且不成熟。事实上，单相电路中由非线性负载引起的谐波电流对电路的危害十分严重（如电力机车等）。所以在低压电网中，单相电路中的谐波抑制也是人们需要迫切解决的问题。因此，对应用于农村低压电网单相电路中的有源电力滤波系统进行探讨是十分必要的。
单相有源电力滤波系统的关键技术与三相有源电力滤波系统一样，是实时地检测出作为系统控制电路所需要的补偿参考电流指令信号的畸变电流中的谐波分量。谐波检测的精度会影响整个有源电力滤波系统的滤波特性[7-9]。在三相电路有源电力滤波系统中应用最为广泛成功的谐波检测算法为基于瞬时功率理论的谐波检测算法，如p-q法和ip-iq法等，且检测电路已经十分成熟[10-15]。然而对于单相电路，这些方法却难以适用。一些文献提出利用一些构造法来将瞬时功率理论从三相电路扩展到单相，这些构造法是在单相电压、电流的基础上构造出另外的两相电压、电流或者直接构造垂直的两相电压、电流再通过瞬时功率理论的原理来解决问题[7]。这样虽然解决了算法应用的问题，但是相对来说比三相瞬时谐波检测算法增大了计算量因而变得复杂的多。因此，单相电路中瞬时谐波检测算法仍有研究的空间。
本文在瞬时功率理论的基础上提出了一种应用于低压电网单相电路有源电力滤波器的瞬时谐波检测新算法。该方法既能解决单相电路中谐波电流的实时检测的难题，又能保证算法上的可靠性，还有利于硬件实现。
1 单相谐波实时检测的原理
经过研究三相电路瞬时功率理论谐波检测算法的原理，可以看出其实质：先把待测的三相瞬时电压、电流进行线性变换后相乘，然后经过低通滤波器后得到其基波分量，最后将谐波电流从畸变电流中分离出来。当电网电压存在畸变时，可以通过一个锁相环产生与电压同相的正弦信号，以此代替电压信号参与运算，从而可以准确地测出谐波电流。这是因为，若直接用畸变的电压信号参与计算，畸变电压与畸变电流相作用后再经过低通滤波器后得到的基波仍然会含有畸变电压的谐波分量和电流相作用的成分，使得检测结果不准确[14]。根据这个基础原理，现提出一种用于低压电网单相电路的谐波电流检测新算法。
一般来说，低压电网单相电路瞬时电流is可以分解为：
is（t）=ip（t）+iq（t）+ih（t） （1）
式中，ip（t）为基波有功电流；iq（t）为基波无功电流；ih（t）为谐波电流。
设电网电压为us（t）=Uscosωt，同时含有谐波的周期性非正弦畸变电流可以用傅立叶级数表示：
is（t）=Ipcosωt+Iqsinωt+Incos（nωt+φn） （2）
式（2）中：单相电路电流is可以直接测出，而cosωt是与单相电网电压同相位的正弦量：n以3为下限。若是能将公式中的直流分量分离出来，则应补偿的谐波电流可以测出。
将式（2）的两边同时乘以cosωt，得到：
is（t）cosωt=（1+cos2ωt）+sin2ωt+
{cos[（n+1）ωt+φn]+cos[（n-1）ωt+φn]}（3）
上式中相当于单相电流直流分量的部分与Ip成比例，利用低通滤波器可得到Ip/2，LPF的截止频率需低于2倍基频，再把信号放大一倍就得到Ip，于是有瞬时基波有功电流ip（t）= Ipcosωt。
将式（2）的两边同时乘以sinωt，可得瞬时基波无功电流：
is（t）cosωt=sin2ωt+（1-cos2ωt）+
{sin[（n+1）ωt+φn]+sin[（n-1）ωt+φn]}（4）
与上面相同，采取相同的处理方法可以求出瞬时基波无功电流iq（t）=Iqsinωt。然后根据公式（1）可以求出瞬时谐波电流ih（t）为：
ih（t）=is（t）-[ip（t）+iq（t）] （5）
该谐波检测算法的原理框图如图1所示。图中有功电流和无功电流在经过低通滤波器后需放大2倍，同样可以利用锁相环和正余弦发生电路产生运算所需要的正余弦信号。
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若检测电路需要同时对谐波和无功电流进行补偿时只需检测出基波有功电流即可，余下部分为基波无功电流与谐波电流之和[15-17]。若检测电路只需要检测谐波电流时，图1中的锁相环可以省去，让检测电路本身直接输出与单相电压相位相同的正余弦信号参与数学运算即可。这样一来，一方面可以不用对电压信号进行采样，避免了畸变电压对检测电路的影响，也不需要用锁相环对电压信号进行处理，缩短了检测算法的响应时间；另一方面，检测电路结构得到了很大的简化，也变得更容易实现。下面对该结论进行论证。
设低压电网单相电路电压经过锁相环与正余弦发生电路产生的正、余弦信号分别为：cos（ωtθ）、sin（ωt+θ），单相电路中的电压和电流的表达式保持不变，参与电路运算的正余弦信号与单相电压的相位差用θ来表示（0≤θ≤2π），只需要证明检测结果不受相位差的影响即可。用cos（ωt+θ）、sin（ωt+θ）分别替代式（3）中的cosωt和式（4）中的sinωt，得到：
is（t）cos（ωt+θ）=[cos（2ωt+θ）+cosθ]+[sin（ωt+θ）-sinθ]+{cos[（n+1）ωt+φn+θ]+cos[（n-1）ωt+
φn-θ]}（6）
is（t）sin（ωt+θ）=[sin（2ωt+θ）+sinθ]-[cos（2ωt+θ）-cosθ]+{sin[（n+1）ωt+φn+θ]+sin[（n-1）ωt+φn-θ]}（7）
式（6）与式（7）中的直流分量分别为：
I′p=cosθ-sinθ；I′q=sinθ+cosθ （8）
经低通滤波器后分别与cos（ωt+θ）和sin（ωt+θ）相乘得到：
I ′p（t）=Ipcos（ωt+θ）cosθ-Iqcos（ωt+θ）sinθ=
[cos（ωt+2θ）+cosωt]-[sin（ωt+2θ）-sinωt] （9）
I ′q（t）=Ipsin（ωt+θ）sinθ+Iqsin（ωt+θ）cosθ=
[cos（ωt+2θ）+cosωt]-[sin（ωt+2θ）+sinωt]（10）
将式（8）与式（9）相加可得：
I ′p（t）+I ′q（t）=Ipcosωt+Iqsinωt=ip+iq （11）
因此可以确定单相电路谐波电流的检测结果不受相位差θ的影响。
上述数学验证表明：当低压电网单相电路只要求检测谐波电流时（如在混合式串联有源电力系统中），可以略去检测电路中的锁相环。在电路计算时让控制系统内部产生与电网电压同频的正余弦信号参与计算即可，这样电路就变得更加简单，检测更加准确，更容易实现。
2 Matlab仿真分析
利用MATLAB仿真软件对新算法进行仿真研究分析以验证新算法的有效性与准确性[16-20]。本次仿真研究的含有谐波电流的单相电网畸变电流利用编写m文件提供，使其只含有5次谐波分量和7次谐波分量，且为了观察新检测算法在电流存在突变情况时的检测效果，故使单相畸变电流在0.1 s时发生波形突变，幅值增大为原来的2倍，观察检测电路在电路存在突变情况下的效果。根据检测算法的原理搭建仿真模型如图2和图3所示，图2为瞬时谐波电流检测电路的仿真模型，并且将其封装成为子系统。图3为整体仿真模型。仿真结果如图4，图5和图6所示。
图4中第一个波形为单相电路畸变电流，第二个波形为所检测到的基波电流，第三个波形为分离出的谐波电流。观察仿真实验结果波形图，可以得到：在实时性方面，谐波检测新算法能在一个半周期，即0.03 s的时间内跟踪上基波信号，且当基波电流发生突变时，仍能在一个周期（0.02 s）内跟踪上畸变信号，几乎不受波形突变的影响；在准确性方面，对检测前的单相畸变电流和分离出来的基波分别进行傅立叶分析其谐波含量，前后进行对比，观察检测效果。图5为对低压电网单相电路中畸变电流傅立叶分析图，畸变电流只含有5次谐波和7次谐波，谐波含量为41.15%。图6为对经过谐波电流检测新算法后得到的基波的傅立叶分析图，其谐波含量仅为1.91%。这样就滤除了畸变电流95.36%的谐波分量，很好的达到了分离出谐波含量的目的。总之，谐波电流检测新算法既能准确地检测出谐波电流，又能在实时性上满足工业上的要求。此外，该算法结构简单， 容易实现。
3 结语
本文提出一种应用低压电网单相电路有源电力滤波器中的瞬时谐波电流检测新算法。通过数学论证表明， 当单相电路只需要检测瞬时谐波电流时， 锁相环可以略去。这样既可以避免畸变电压对检测电路的影响，又缩短了检测电路的响应时间，有利于电路简化，容易实现。利用仿真软件实验证明，当电路中负载稳定时，谐波电流检测新算法能够准确地检测出谐波电流，且具有误差小，实时性强的特点，完全能满足实际应用的需要。因此得出结论：该文提出的瞬时功率理论应用到农村低压电网单相电路有源电力滤波器的谐波电流检测新算法具有可行性与有效性。
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单相整流电路 篇4
一、根据学生实际, 创新三维教学目标
所谓三维教学目标, 是教师根据教材内容设定的课堂教学需要达成的知识目标、能力目标和情感目标。这已经成为教学设计的基本定律, 我们的教学也是围绕教学目标展开的。
按照教材内容, 单相桥式整流电路学习, 知识目标必然要有单相全波整流电路的结构特点、工作原理和参数计算等。
在能力目标设置时, 自然要培养学生的观察、分析等逻辑思维能力, 还要培养学生运用理论知识指导实践的能力等。这样的知识目标对大部分学生而言, 都是无法完成的任务。
至于情感目标, 无论设计什么内容, 都是比较虚的, 不存在能不能完成的问题。这样看来, 根据教材内容设计“三维目标”对中技学生来说, 当然是存在脱离实际的现象。
为此, 笔者结合学生实际进行教学目标设计, 其效果就大不一样了。知识目标:了解单相全波整流电路的结构特点;简单叙述桥式单相全波整流电路的工作原理;理清桥式单相全波整流电路涉及的参数。能力目标:培养学生观察分析能力;增强自主与合作学习的能力。情感目标:体验参与的快乐;培养团结协作精神;激发求知欲望。
二、依据教学特点, 创新课堂教学方法
叶圣陶说过:“教是为了不教。”这句话的意思是教师通过成功点拨之后, 能够引起学生学习热情, 从而积极主动去学习。对中技学生而言, 要达到这个教学境界, 其难度是很大的。但教师在课堂教学中, 经常进行教法改革, 也会给学生带来不一样的感觉。这对激发学生学习热情有积极帮助。
在前面几节课的学习中, 大多数学生都已经掌握了两种整流电路, 也就是单相半波整流电路和单相全波整流电路, 为下面的学习奠定良好基础。
教师要从教学实际出发, 适时调整教法。要结合所学内容, 让学生在观看教师操作的基础上, 动手完成各项技术指标设定。特别要充分互动, 用集体的力量解决实际问题。
在单相桥式整流电路教学中, 教师要注意根据学生实际理解能力和动手实践能力创新教法。像目标分步展示法、讨论总结法、图文结合法、专题训练法、分层教学法、多媒体演示法、联系生活实际法等等, 都是可以选择的。
目标展示法, 将学习目标进行分解, 然后让学生分步掌握, 并适时进行成果展示。首先是识记V1、V2、Iv、IL的关系, 可以让学生板书画图连接展示;其次让学生复述桥式全波整流电路的工作原理;再就是用桥式全波整流电路解决一些实际问题, 书面完成。
讨论总结法, 就是让学生以小组谈论互动形式来解决一些实际问题。像讨论桥式整流电路在生活中有哪些实际应用。教师可以先播放多媒体课件, 展示整流桥堆, 学生在小组讨论中组装成日常生活中的电路产品, 在小组中展示。小组成员讨论推荐进行班级内展示。这样可以极大调动学生动手实践积极性。
联系生活实际法, 教师可以将手机充电器拿到教室里, 告诉学生, 这节课要学习的桥式单相全波整流电路与这充电器有关, 学生自然就会进入学习状态。
教学有法, 教无定法。在实际操作中, 教师要依据教学特点, 针对学生学习实际, 适时调整教法, 给学生提供更多动手实践机会, 通过理论联系实际, 让学生在创新体验中获得新知。
三、针对学习重点, 创新难点突破形式
教学单相桥式整流电路的重点是让学生掌握单相桥式整流电路的原理, 并运用这些原理解决一些实际问题。
首先要弄清桥式单相全波整流电路结构, 为了让学生能够直观感知电路结构, 教师可以通过播放大屏课件的方式, 让学生根据图示理清单相桥式整流电路。
如图1所示:
根据图示, 可以让学生亲自动手进行电路连接安装。为了便于讨论互动, 要把学生分成若干小组, 指定小组负责人。教师先对小组负责人进行单独培训, 然后由小组负责人回到小组, 进行实际操作训练。
在实际操作训练之前, 教师要针对学生可能出现的问题进行梳理:这四个二极管任意一只出现开路或者脱焊;任意一只二极管接反;任意一只出现短路现象;四只二极管全部接反。如果出现上述情况会分别产生什么后果呢?学生先进行讨论, 由学生代表发言, 最后教师总结:如果出现任意一只二极管开路或者脱焊, 单相桥式整流电路变半波整流, 而且电压要减小一半;任意一只二极管接反, 变压器会烧毁;任意一只二极管短路, 二极管和变压器都会被烧毁;如果四只二极管都接反, 输出电压极性相反。
明确了这些基本操作原理和失误操作后果, 学生在实际操作时, 就会特别注意, 在接通电源之前进行反复检查, 确保百分百正确, 才接通电源, 进行实际验证。
因为学生基础参差不齐, 如果让一个学生单独来解决这些问题, 其难度是比较大的, 让学生分组讨论, 就可以形成学习合力。自主合作探究学习是新课改的要求, 教师要积极引导学生讨论, 并给出一定的思路和方法。这样就可以让绝大数学生都能够掌握。让学生来复述, 这也是检验学生学习实效的好办法。只有真正学会才能说清楚, 这也给学生带来一定的压力, 避免滥竽充数的现象发生。
四、利用电子课件, 创新课堂训练内容
为了让学生能够深入到课堂教学之中, 不妨在多媒体运用时, 增加一些趣味性的图片, 将电子教学生活化。学习单相全波桥式整流电路中运用多媒体, 可以将电路图进行分解, 然后一步一步拼接, 让学生跟随多媒体画面获得最直观的感知。还可以将生活中涉及桥式单相全波整流电路的例子, 用图片或者视频的形式展现在大屏幕上, 让学生从生活体验入手, 实现理论和实践的相结合。
为了让学生有更切实的体验, 教师可以将有缺陷的桥式单相全波整流电路展示给学生, 然后让学生来操作补修, 学生通过亲自操作多媒体, 不仅动脑还动手了, 其学习效果一定是可期待的。也可以让学生在黑板上搭建一个桥式单相全波整流电路, 教师同步将这个电路图转化成多媒体幻灯片, 这样也可以让学生感觉很新鲜。
五、结语
电子专业课堂教学要创新, 教师要关注教学主体, 抓住几个创新角度, 充分激发学生主动学习的热情, 要针对学生实际采取针对性措施, 将课堂教学内容有形化直观化, 降低学习难度, 增加练习密度、提高教学强度, 这样才能体现现代中职教学改革的新方向。
摘要：开展单相桥式整流电路设计与教学创新探索, 不仅涉及整流电路的相关内容, 也是对整个电子专业课堂教学的反思。本文分四个方面, 从教学目标设计、教法调整、重难点突破和多媒体使用等角度, 结合具体教学内容对电子专业课堂教学创新进行分析和总结, 希望能够获得一些有益的启示。
关键词：单相,桥式,整流电路,设计,教学创新
参考文献
[1]严萍.单相桥式整流电路的教学设计[J].时代教育, 2012.
[2]王琴.单相桥式整流电路教学反思[J].黑河教育, 2013.
单相整流电路 篇5
近年来,在低压配电系统中广泛使用的家用电器,例如紧凑型荧光灯(CFL)、台式计算机、笔记本电脑、液晶电视机等都是可用单相桥式整流电容滤波电路等效的非线性负荷,这些负荷的电流畸变率甚至超过100%[1]。越来越多的非线性负荷产生的谐波注入配电系统,造成供电电压严重畸变[2],而针对这些谐波,相关文献也提出了一定的治理措施[3]。另外,这些非线性电路的参数可能与系统中线性电感参数匹配,将发生串联或并联谐振,激发或升高系统中原本存在的谐波电压或电流[4,5]。
有关单相桥式整流电容滤波电路谐波模型研究已有大量成果。最初,这种电路产生的谐波电流被等效为一个恒流源[6,7],但这种等效不能反映谐波电流与系统背景电压之间的关系。近年来,有学者又提出基于时域仿真的方法对单相桥式整流电路进行谐波建模[8,9]。然而建立一个详细的模型并对多种情况进行仿真研究是非常困难的。针对谐波电压与谐波电流之间相互的影响,文献[10,11]提出了一种较精细、准确的频域谐波耦合导纳矩阵模型。该模型既可以用于研究电路的衰减效应还能进行潮流计算。
学者对于这类电路的谐波衰减效应也作了大量的研究[12,13]。这种特性表征了电压源与谐波电流之间的相互作用。文献[13]主要是针对分布式谐波源衰减效应的实验研究,研究结果表明:衰减效应在分布式谐波源中普遍存在。文献[14]用电压的波峰系数作为非线性负荷谐波电流的衰减效应的衡量指标,并指出在民用低压配电系统中,非线性负荷谐波电流几乎均使供电端电压呈平顶波的趋势,从而导致衰减效应的发生。
单相桥式整流电容滤波电路在各次谐波处会随着参数的不同而各异。当某次谐波出现,电路表现出容性特性时,该电路与系统电抗在参数匹配的情况下可能发生非线性容性谐振。造成系统电能质量的恶化。因此,需要研究该类电路的谐波容性和感性特性及其对应的电路参数范围,以规避有可能出现的谐波谐振现象。目前,尚未见对此问题的研究成果报道。本文在单相桥式整流电容滤波电路的频域谐波耦合导纳矩阵模型的基础上,对该电路进行等效变换。通过对等效电路的分析,分别说明该电路在理想电压和畸变电压下产生容性特性的机理。结合算例分析及实验验证,研究了不同负载参数下,电路所表现出的不同特性。最后通过计算分析得出在同一电压条件下,使得该电路呈容性特性的负载参数范围。
1 单相桥式整流滤波电路频域模型及其等值电路
低压配电系统,特别是民用系统中使用的大部分非线性负载电源为如图1所示的单相桥式整流滤波电路,如CFL、台式计算机、笔记本电脑、电视机等。其中C,R分别为负荷侧滤波电容和负载等值电阻。
文献[10]提出了该电路的频域谐波耦合导纳矩阵模型。即
式中:和分别为与谐波电压矩阵Y+、谐波电压共轭矩阵Y-相关的导纳矩阵元素;下标k和h分别为谐波电流次数和谐波电压次数;ω为基波角频率,ω=2πf,f=50 Hz;α和δ分别为电路的导通角和截止角;Ii,Vi,φi分别为i次谐波的电流幅值、电压幅值和相位。
式(1)可简写为:
式中:I为电路输入侧电流相量;V和V*分别为输入端电压相量和其共轭相量。
图2所示为该电路的交流侧电压、电流波形。
为分析该电路各次谐波电流与电压间的相位关系,根据该频域谐波耦合导纳矩阵模型导出电路的谐波等值电路如下。
1.1 理想电压下的等值电路
当输入端电压为vac=V1cos(ωt)时,由式(5)可得基波电流为:
各次谐波电流为:
由式(2)可得：
考虑到直流负荷侧滤波电容C和负载等值电阻R的并联等效导纳为:
于是
另外由式(3)可得:
式(11)中,若cos A为正,则R1是一个正电阻,C1表现为一个感性性质的元件;若cos A为负,则R1是一个负电阻,C1表现为一个等效电容。R2,C2的特性分别类似于R1,C1。
于是,理想电压下的基波等效电路可由图3所示电路等值。
1.2 畸变电压下的等值电路
k次谐波电流可表达为:
式(12)中,等号右侧第1个式子是一个流过k次谐波等效导纳的总电流,等号右侧第2个式子是一个与基波电压和除k次以外的各次谐波电压相关的分量,姑且将其看成是一个受供电点基波和谐波电压控制的受控电流源。一般来讲,配电系统中的谐波电压主要由负荷谐波电流流过系统等值阻抗形成,即供电点电压畸变特性由系统中所有负载共同决定,受某一单独负载的直接影响较小。
与理想电压情况下的推导类似,式(12)中的和可以表示为:
作为一个受控源(受基波和除k次以外的其他谐波电压控制),与各受控量间具有非线性关系,其表达式如下:
所以可将电压畸变情况下的k次谐波电路作如图4等效。图中,R1=R/cos B,R2=-1/(kωCsin B),C1=-Ccos B,C2=-sin B、(kωR)。
可见,理想电压下的只受基波电压控制;畸变电压下,不受k次谐波电压直接控制,但k次谐波电压的变化会影响导通角、截止角,从而间接地改变的值。
2 单相桥式整流滤波电路在理想电压下的容性特性机理分析
理想电压下基波等效电路的容、感性特性取决于交流侧的电压与电流的相位差,而基波电流的相位则由图3中的相位共同决定。
由式(6)可知,理想电压下的基波电流与电压的相位差即为的相位。而的相位φ1=arctan(ωRC)仅与滤波电容C和负载等值电阻R有关,必然是容性导纳。对于实际负载,其相位接近90°。例如一只14 W的CFL,其滤波电容C=15μF,负载等值电阻R=5 400Ω,相角φ1=87.7°;一台式计算机,其滤波电容C=400μF,负载等值电阻R=500Ω,相角φ1=89°。由此可见必定是容性电流。的相位则要受多种因素影响,在不同参数下相对于基波电压可能表现出容性或感性特性。但由式(7)和式(10)的比较可知,的幅值一定比大,且的相位接近90°。于是和叠加后的导纳特性仍然是容性。单相桥式整流滤波电路在理想电压下的基波电流都是容性电流。因此,基波电流的容性特性本质上是由于电路的滤波电容导致的。对一些使用该类电路的负载在理想电压下(标准余弦电压且初相位为0°)进行的实测结果,如表1所示,也表明了其基波的容性特征。
3 单相桥式整流滤波电路在畸变电压下的容性特性机理分析
3.1 机理分析
根据图4所示的k次谐波等值电路图,其中的分析同理想电压下的基波电流。其结果为和叠加后表现为容性导纳,则相对于Vk为容性电流,即k次谐波等值阻抗为容性,其原因也是由于滤波电容器的作用。但此时整个电路的交流侧k次谐波总电流中还有受其他次数谐波电压控制的等值电流源的电流成分,除了与基波电压和除k次以外的谐波电压有关外,还与滤波电容C、负载等值电阻R、电路导通角α及截止角δ相关。因此相对于k次谐波电压的特性是不确定的。若也是容性电流,则整个电路就呈容性;若是感性电流且其对电路的影响大于等值导纳所产生的影响,则电路呈感性。
因为不受k次谐波的直接控制,为了分析所表现的特性,通过2种方式(①改变不直接控制的k次谐波电压的幅值和相位;②改变可以直接控制的h (h≠k)次谐波电压的幅值和相位),来研究对电路特性的影响。现以和为例,设定滤波电容C=15μF,负载等值电阻R=2 000Ω,电源电压为基波、3次谐波和5次谐波的叠加。分别按照以下情况进行仿真分析。
1)v (t)=V1cos(ωt)+V3 cos (3ωt+φ3)+V5cos(5ωt+φ5)。基波相位为0°。并且,V5=2%V1,φ5=120°。改变3次谐波电压的幅值V3和相位φ3,观察和幅值和相位的变化情况。
2) v (t)=V1cos (ωt)+V3 cos (3ωt+φ3)+V5cos(5ωt+φ5)。其中V3=3%V1,φ3=60°。改变5次谐波电压的幅值V5和相位φ5,观察和幅值和相位的变化情况。
图5为改变2种谐波电压的幅值和相位时,和幅值的变化情况;图6则为其相位的变化情况,都以基波电压相位为基准。
图5和图6表明,k次谐波电路中,谐波电压相位的变化对其受控电流源幅值的影响很小,但对其相位的影响则非常明显。
图6(a)表明,当3次谐波电压变化时,相位的变化比的更大;图6(b)表明,当5次谐波电压变化时,的相位变化更大。这也因为k次谐波电压相位对的直接影响不显著,所以当k次谐波电压发生变化时,只在很小的范围内变化。例如:当3次谐波电压相位从一180°～180°变化,3次谐波受控电流的相位相对于基波相位为63°～79°。这样当3次谐波电压相位小于63°时,此时3次谐波受控电流超前于电压,呈容性;当3次谐波电压相位大于79°时,此时滞后于此电压,呈感性。5次谐波也类似于以上情况。在负荷参数确定的情况下的相位只在很小的范围内变化,所以其容、感性特性取决于k次谐波电压的相位。改变参数可得到类似的结论。由此可见,k次谐波等值电路中的等效电流源可以看成是一个基本恒定、不受交流侧k次谐波电压影响的电流源。
3.2 算例分析
按照图4的等效,对3次谐波电路特性进行分析。分别对图4中(k=3)对应的和的叠加以及3次谐波电流进行计算比较。各电流表达式中包含导通角α和截止角δ。根据单相桥式整流滤波电路的工作原理,文献[10]分析得出导通角α和截止角δ的计算表达式分别为:
式中:α'=α+π,为下个周期的导通角。
计算条件为:v(t)=V1cos(ωt)+V3 cos(3ωt+90°),V3=3%V1,滤波电容C=15μF,负载等值电阻R分别取400,600,800,1 000,1 600,1 800,2 200Ω。在这一参数下由式(16)和式(17)计算出相应的(α,δ)如表2所示,再分别计算出以上各电流,如表3所示。
此处3次谐波电压相位为90°,所以超前于该相位的电流都呈容性,如表3中加粗数字所示。另外,改变负载等值电阻R时,相对于3次谐波电压都为容性且相位集中于180°,与之前提及的的相位接近90°相符(此处3次谐波电压相位相对于基波为90°);相对于3次谐波电压相位呈现出容性或感性特性,相位分布较分散,且幅值较更小,使得更接近于,表现为容性;正如3.1节所述,的2种特性都存在,所以使得单相桥式整流滤波电路在3次谐波处表现为容性或感性特性。
3.3 实验验证
为进一步研究在畸变电压下不同负载谐波的容感性特性,现对CFL、笔记本电脑、显示器、台式机在实际环境中进行实验测量。实验中测得的所有电压均符合IEEE 519标准《IEEE推荐的电力系统中谐波控制的措施和要求》。实验结果只分析了具有代表性的3次、5次谐波,如表4所示。
4 种实验设备的负载参数都不一样,以表征不同的负载参数情况。从表4中可以看出,在畸变电压下谐波对外所表现的特性确实有如上分析所示的容、感性特性均存在的可能。
4 单相桥式整流滤波电路容性特性参数范围
4.1 谐波电压对电路特性的影响
因系统电压幅值和相位的变化都会引起导通角α和截止角δ的变化,从而影响电流的值。这里以电压中含3次谐波的电源为例,研究谐波电压对该电路特性的影响。其中v(t)=V1cos(ωt)+V3cos(3ωt+φ3),V3分别为V1的1%,2%,3%,3次谐波电压相位φ3相对于基波相位在[0°,330°]区间内以每步30°单步变化。此时单相桥式整流滤波电路的特性随着3次谐波电压幅值和相位的变化情况如图7所示。图中红色曲线表示电路呈容性,蓝色曲线表示电路呈感性。计算过程如4.2节中的步骤1至步骤5所示。
可见,3次谐波电路的特性与3次谐波电压幅值和相位都有关且相位对电路特性的影响较幅值更明显。当3次谐波电压相位与基波相位差Δφ3位于60°～270°之间时,使得3次谐波电路呈容性的截止角δ范围随着3次谐波电压幅值的增大而增大;当Δφ3取0°,30°,300°,330°时,3次谐波电路在所有满足条件的(α,δ)下都呈现出容性,而Δφ3等于其他相位时,感性和容性都会呈现出来。因此,当3次谐波电路感性与容性都存在时,在滤波电容C确定的情况下找出临界负载电阻R尤为重要。对于电源中含有其他次谐波时也可以类似地得出单相桥式整流滤波电路在某次谐波处呈容性的δ范围。
4.2 单相桥式整流滤波电路呈容性的R值范围
从4.1节得知,当电源电压处于某一条件下时,单相桥式整流滤波电路可能呈现出容性特性或感性特性,而此时决定电路特性的是滤波电容C和负载等值电阻R的值。对于一个负载,在特定电压下,其C和R是确定的,所以为了抑制谐波谐振的产生,可以按照以下方式找出在确定的电压条件和C下使得谐波电路呈容性的R的范围。其确定过程如下。
步骤1:确定负荷侧电压。
步骤2:设定截止角δ在区间[0,π/2]内取值。
步骤3:按照确定的电源电压和δ利用式(16)求出ωRC的值。
步骤4:将每一个δ所对应的ωRC值代入式(17),利用牛顿迭代求出α',进而得α。
步骤5:再将(α,δ)及对应的ωRC代入次谐波电流中,找出使得k次谐波电流相位超前于k次谐波电压的δ范围,利用式(16)得出ωRC的范围。
步骤6:设定负荷侧滤波电容C,求出使得k次谐波电路呈容性的负载等值电阻R的范围。
假设电源电压v(t)=V1COS(ωt)+V3COS(3ωt+φ3)。以V3=3%V1,φ3=90°,C=15μF为例,此时呈容性的负载等值电阻R的范围便可以获得。R电流电压相位差与δ的关系如图8所示。
从图8(a)中可以看出,R与δ成反比例变化,而随着δ的增大,3次谐波电流相位从滞后于3次谐波电压变为超前,此时单相桥式整流滤波电路也从感性变为容性。从图中1,2点可以看出R有一个临界值使得3次谐波电路的特性发生变化,即当3次谐波电流与3次谐波电压的相位差为0°时R的值。
从图8(b)可见,当R>1 480Ω时,3次谐波电流电压的相位差小于0°,即3次谐波电路呈感性,电路在3次谐波处没有发生谐波谐振的可能性。而当R<1 480Ω时,3次谐波电流电压的相位差大于0°,电路在3次谐波处呈容性。对于其他次数的谐波也能得到类似的分析结论。
5 结语
单相整流电路 篇6
电力电子技术是有效使用电力电子器件、应用电路和设计理论及分析开发工具, 实现多电能的高效能变换和控制的一门技术, 包括电压、电流、频率和波形等方面的变换。 随着科学技术的发展, 电力电子技术与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域密切相关, 其应用越来越广泛, 地位越来越重要。
电力电子器件是电力电子技术的基础, 变流技术是其核心。变流技术即变换电路与控制技术, 它的基本功能是实现交流和直流电能的互相变换。 单相双半波可控整流电路属于交流-直流变换电路, 可把交流电压变换为固定或可调的直流电压。
2.单相双半波可控整流电路的建模方法
单相双半波可控整流电路在学习时, 先分析电阻性负载电路, 再分析阻感性负载电路;先进行电路结构分析, 分析不同性质负载下整流电路输出电压和电流的波形, 再找出各相关电量基本数量关系。 在采用MATLAB/Simulink软件进行仿真时, 必须仿真出各种负载情况下的输出电压、输出电流、晶闸管两端的电压的波形, 从而掌握单相双半波可控整流电路的特点和应用范围。
这里的单相双半波可控整流电路的建模与仿真, 是采用与搭建实际实验电路相类似的方法, 利用MATLAB/Simulink软件的电气原理结构图进行电路建模。 具体是根据给定电路, 选用Simulink和Power System工具箱的元件库里对应电路元件, 如搭建实际的实验电路一样的建模方式进行电路连接。
3.单相双半波可控整流电路建模与仿真
3.1电阻性负载电路建模与仿真
具体操作:先打开仿真参数窗口, 选择odel5算法;再设置相对误差为le-3, 设置仿真开始时间为0, 设置仿真停止时间为0.08s。
负载参数的设置:L=OH, C=inf, R=1Ω (即是电阻性负载) 。
图2中 (a) 、 (b) 、 (c) 分别是α=30°、60°、90°时的仿真波形, 每个图中的三个波形分别对应输出电压Ud (v) 、输出电流Id (A) 、晶闸管VTl两端的电压Uakl (V) 。
比较三种情况下的仿真波形, 其电路仿真波形非常符合理论分析波形, 触发角α可调整范围是0°~180°, 改变α的数值, 就是改变在每个周期内触发脉冲出现时刻, 也随之改变输出电压和输出电流波形。 若增大移相角α, 输出电压和输出电流就减小, 电能转换率也会降低。
3.2阻感性负载电路仿真
负载参数的设置:L=0.02H, C=inf, R=2Ω (即是阻感性负载)
从图4的仿真波形看, 以上三种不同性质负载下的电路仿真结果, 与理论计算和实验分析结果完全相符合。单相双半波可控整流电路的输出电压波形与单相全控桥式整流电路的一样, 变压器不存在直流磁化问题。
3.结语
通过对单相双半波可控整流电路的建模与仿真, 可直观比较不同电阻性负载电路和阻感性负载电路在不同α的值下的电路波形, 进而分析得出有关电量与触发延迟角α的关系, 计算不同负载特性下电量参数的数值关系。 在电路应用时, 考虑到滤波、 无功补偿或用自关断器件组成可控整流电路等措施, 以提高用电质量, 减少对电网的公害。
参考文献
[1]曾芳, 朱益江.电力电子技术[M].北京:人民邮电出版社, 2010.
[2]徐丽娟.电力电子技术[M].北京:人民邮电出版社, 2014.
单相整流电路 篇7
近年来,由于二氧化碳等温室气体的排放,导致世界气候日益恶化,节能减排已是迫在眉睫的要务。除了工业中大量消耗电能外,各种家用电器,也大量消耗电能,也有着节能的潜力。通常家用电器都是使用单相电源,为节电家用电冰箱、空调等己多采用变频技术,因此单相整流器和单相逆变器有着广泛的用途。过去整流和逆变常用半控的晶闸管器件装置,它们往往会带来功率因数变差和电流波形畸变的电网污染等问题。近年来采用导通、关断可控的全控型电力电子器件(以后简称T管),如IGBT及脉宽调制PWM的方法,整流时,可得到功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)的效果,即网侧功率因数接近1,电流波形接近正弦;逆变時,负荷侧电流正弦,如负荷侧并网,功率因数接近1。
为此,本文针对整流和逆变的能量双向流动单相H型桥进行了PWM控制原理的研究,比较了单、双极性调制的优缺点。H桥工作在整流时,要求实现功率因数校正PFC功能,工作在逆变时,要输出电流正弦、(并网)功率因数接近1,这是比较理想的。在上述研究的基础上,对H桥在整流和逆变下的PWM用单周控制(One Cycle Control,OCC)进行了仿真,证明了在单极性PWM下H桥的两只上臂(或下臂)用T管,如IGBT等,另两只有可能用半控型开关元件,如晶闸管,就可满足上述要求,从而减少开关损耗、降低成本。
2 单相整流/逆变H桥机理研究
图1所示表示了单相整流/逆变H桥,它由上、下各两臂T管T1-T4、二极管(D1-D4),电感L和单相交流电源u及直流侧电容器C组成。逆变时PWM可分为两大类,即单极性PWM和双极性PWM。
2.1 单极性PWM逆变控制
图2所示为H桥单极PWM逆变典型输出交流电压,和直流侧电流的波形。
分析单相H桥的单极性PWM工作情况。交流电压u在正半波情况下与直流侧电容电压Uc有如图3所示的一般关系。
图3分成三个时区,其中a、c时区u小于电容器电压Uc为逆变区,而在b时区u大于电容器电压Uc为整流区,现进行如下分析。
(1)a、c时区u
(1)当无驱动信号T1、T2、T3、T4,不通。
因Uc>u,D1-D4也不通。H桥不工作,C不放电。
(2)当T2、T3,不通。
当T1作PWM控制,T4导通;
或当T4作PWM控制,T1导通,分别如图4的A、B部分所示。
电容器C放电路径:C+→T1→L→u+,u→T4→C-反向放电到u,从电容器C看放电路径,组成了dc-dc Buck电路[3],如图4所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续放电的,上述两类PWM控制是完全等效的,注意在T1、T4的PWM关断时,加于u端的电压是0(正向单极性)。
(3)当T1,T4,不通。
当T2导通,T3作PWM控制;
或当T3导通,T2作PWM控制。分别如图5的A、B部分所示。
电容器C放电路径:C+→T2→u-,u+→L→T3→C-正向放电到u,从电容器C看,放电路径组成了dc-dc Buck电路,如图5所示,应指出在PWM控制下电容器C是断续放电的上述两类PWM控制是完全等效的,注意在T3,T2的PWM关断时,加于u端的电压是0(负向单极性)。
(2)b时区u>Uc整流
(1)当无驱动信号,T1、T2、T3、T4,不通。
因u>Uc,D1、D4自然导通。交流电源u向C充电,路径为:u+→L→D1→C→D4→u-
(2)因D1、D4导通,T1、T4不可能导通
当T3作PWM控制,T2不导通;
或当T2作PWM控制,T3不导通。分别如图6的A、B部分所示。
用PWM来控制电容器C的断续充电。T2或T3作PWM导通时,加于C的电压为零。
从交流电源向电容器C看,充电路径组成了dc-dc Boost电路,如图6所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续充电的,图6A,6B两类PWM控制是完全等效的。
实际上为保证H桥逆变工作正常,图1中的电容器C的电压Uc必须始终大于电网电压u的幅值,亦即图3中的b时区不存在,但在H桥整流工作时,如Boost电路中的升压电感L=0,则电容器C的充电电压Uc的最大值是电网电压u的幅值,当L不为零组成Boost电路,Uc的最大值将超过该值,并取决于L的大小和PWM控制中的开关周期中的导通时间的占空比。
在交流电压u负半波情况下,H桥工作在逆变时,图4、图5仍适用。有关结论仍正确。则在整流情况下,当电网电压u的幅值
当T1、T2、T3、T4,不通。D2、D3自然导通交流电源对C充电路径:u+→D2→C+→C→D3→L→u-。
因D2、D3导通,T2、T3不可能导通。
当T4作PWM控制,T1不导通;
或当T1作PWM控制,T4不导通,分别如图7的A、B部分所示。
用PWM来控制电容器C的断续充电。从交流电源向电容器C看,充电路径组成了dc-dc Boost电路,如图7所示。应指出在PWM控制下电容器C是断续充电的,上述两类PWM控制是完全等效的图4至图7中的两类PWM和dc-dc转换电路(A),(B)都是等效的,在其中每个图任选一种结构,便可以完成H桥的逆变和整流运行。例如在图4-7中可分别选T1、T2、T2、T1作PWM控制。或T4、T3、T3、T4作PWM控制。
由此看出用H桥完成单相整流和逆变双向运行的情况,用单极性PWM时,只要上臂或下臂两只开关元件作PWM控制,同时另外两只元件在逆变下轮流保持导通,或整流下保持断开。由此可推断它们可能用半控开关元件、晶闸管代替。有利于降低成本和开关损耗。
2.2 双极性PWM逆变控制
图8所示为单相H桥双极性PWM逆变输出交流电压,和直流侧电流的典型波形。现在来分析单相H桥的双极性PWM逆变工作情况。假定直流侧电容器C电压Uc大于交流电源u,如图3上的a,c时区,D1-D4不导通。
当T1,T4同时作PWM导通,T2,T3关断,电容器C沿图9A路径:C+→T1→L→u+,u→T4→C-放电。加于交流侧的为+Uc,当T1,T4同时关断时,由于电感L的电流不能立即为零,这时迫使电流走图9B的路径:u→D2→C+→C-→D3→L→u+流入电容器的电流反向,向电容器充电,所以造成双极型PWM时,直流侧电流为双向,并且可看出这时加于交流侧的为-Uc,这就是构成图8波形的原因。
当T2、T3同时作PWM导通,T1,T4关断,则电容器C沿图10A路径:C+→T2→u-,u+→L→T3→C-放电。加于交流侧的为-Uc,当T2,T3同时关断时,由于电感L的电流不能立即为零,这时迫使电流走图10B的路径:u+→L→D1→C+→C-→D4→u-使电容器C充电,可以看出流入电容器C的电流是双向的。而这时加于交流电源侧的为+Uc。
图8A为逆变器50Hz的一个周波交流电压波形,图8B为对应二个周波的直流测电容器电流。为清楚起见,图11将图8的t=0.005″和t=0.015″处的波形展开,可知当t=0.005″时对应着工频50Hz交流电压的正幅值,而T=0.015″时对应着负幅值。
从图11可看出,二种情况下直流电流i虽双向变化,其平均显然为正。而交流电压u虽正、负向变化,但左图平均值为正,右图平均值为负是很明显的。
3 H桥单极性和双极性PWM逆变控制的比较
(1)对整流情况只有单极性PWM。能用于控制实现负载功率因数校正(PFC)。
(2)对逆变而言可以用单极性或双极性PWM来调制。
对双极性言H桥上、下四臂全控型元件T1-T4不能少,并且两两轮流作PWM控制,其驱动电路和驱动信号波形如图12所示,T1、T4共用同一驱动信号,T2、T3共用另一组驱动信号。
对单极性言,可只对上臂(或下臂)的全控型元件T1,T2(或T3,T4)作PWM控制,对余下的T管只要求保持导通,其驱动电路和驱动信号波形如图13所示。
(3)单极性PWM下工作时T管的开关损耗,应不大于双极性PWM工作时。
(4)双极性PWM控制用T管的di/dt和du/dt的要求,比单极性PWM控制的高。
(5)两种情况下,逆变器输出电压基本相同。
初步结论:在单相H桥的整流和逆变工况下,单极性PWM控制优于双极性PWM控制。
4 单周控制原理[4]
恒频PWM开关单周控制(OCC)原理。
恒频PWM开关单周控制Buck电路原理如图14所示,假定开关SW以开关频率fs=1/Ts,开关函数
k(t)工作,式中Ton为每开关周期的导通时间,Ts为开关周期,占空比d是开关导通时间和开关周期的比,d=Ton/Ts,它是由图14上的参考信号Vref调制。由此可看出开关SW的输入量x(t)和输出量y(t)的关系为:
开关SW一旦由时钟脉冲clock通过RS触发器Q端接通,积分器也开始工作,当积分值Vint大于比较器另一输入Vref,RS触发器复位,其Q端输出变为“0”,开关SW关断,Q端变“1”,积分器复位,一个开关周期结束,直到下一个时钟脉冲来到。假设开关频率远大于输入信号x(t)频率,可认为在一个开关周期内x(t)为常数,则y(t)的平均值为:
单周控制的本质是通过控制占空比d(t),使得x(t)在每周期的导通时间Ton内的积分等于参考量Uref。
5 单周控制单相H桥PWM控制的Matlab/Simulink仿真[5,6,7]
为了进一步检验上述分析,采用恒频的单周控制产生T管驱动PWM信号。
5.1 逆变控制的仿真
图15所示是单相H桥PWM逆变控制的Simulink仿真结构图。为简单起见,直流侧电容用直流电源,交流侧电源用电阻R代替,图中Logic Cntl模块和图12、图13上部结构相同。图16是单周控制仿真模块OCC的展开,其积分器1/S输入被控量是逆变器的输出电流I,它跟踪正弦电压参考值Vref,注意这里积分值和参考值均采用绝对值,是因为比较器Compa只能作单方向比较。当积分值大于参考值,比较器输出翻转,复位RS触发器,其Q端变“0”,关断T管,而其Q端由“0”变“1”,通过switch将积分值清零,直到下一时钟信号clk来到,重新接通T管,实现下一开关周期控制。
仿真实例参数:
直流侧(电容器侧)电源电压为100Vdc;
电感器L=3mH;负荷电阻R=5Ω;
OCC的时钟clk=2400;参考值Ref=0.005;
Sine发生器Sinωt,ω=100π。
图2和图8分别为上例参数下的单极性(用图13驱动)、双极性(用图12驱动)PWM逆变控制的仿真结果。
图17所示为单极性(A)、(C)和双极性(B)、(D)PWM逆变控制下的交流电压、电流和电感器电压UL波形。
从交流电压、电流波形看,两者相差不大,从电流有效值看单极性为12.87A,双极性为11.16A。
5.2 整流控制仿真
整流控制输出为直流,只存在单极性的PWM控制,目的是达到功率因数校正PFC的效果,即要求整流时交流侧进线电流为正弦,功率因数接近1。
图18所示为本仿真实例的结构图,这里选用了上臂的T1、T2管作PWM控制,省去了下臂的T3、T4管,假定交流电源50Hz,幅值100Vac,电感器L=0.5mH,整流侧滤波电容C=1500微法,直流负荷R=10 ohms并带0.1H的大电感。
图19所示是PWM控制的单相PFC整流电路仿真结果。图19(D)为T1、T2管的驱动PWM信号,图19(A)为交流电源电压和交流电流,除仿真开始有畸变外,稳定后电流接近正弦,功率因数接近1。图19(B)的id是单相输出断续的直流电流,呈正弦半波状,i为连续的负荷电流它同样出现在图19(C)中,这里的负荷直流电压波动较大可能是与滤波电容器电容值不够大,应当指出单相二极管H桥全波整流,在交流电压幅值为100伏时直流负荷电压不会超过100伏。这里由于交流电感器L形成的Boost电路效应的升压作用超过100伏,还应指出这个电压大小还受图18中参考量Ref的调节,它相当于PWM的每个开关周期占空比的调节。
6 结论
本文对单相整流/逆变H桥在PWM控制下的工作原理进行了详细分析,并利用了Matlab/Simulink软件进行了仿真,得出了下述结果:
H桥在PWM逆变下,采用单极性调制较好,T管可有较小的开关损耗,并有可能采用两只T管,两只晶闸管,有利于降低成本。
比起单相半控或全控的晶闸管整流桥,在PWM控制下H桥能达到PFC的效果,不需补偿无功和滤波器。
利用单周控制OCC可以简化PWM控制电路,并因每个开关周期都控制,动态性能优良。
使用H桥是有缺点的,当PWM开关频率高时,开关损耗变大,不适合在大功率电器上应用,如要用到大功率电器,理想情况是T管要配用软开关的控制。
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单相整流电路 篇8
近年来,我国铁路电气化工程发展迅猛,包括重载和高速在内的主要线路已经完成或正在进行电气的改造和施工。由于铁路供电采用单相25 kV接触网供电,列车的牵引传动系统采用交-直-交传动,因此单相4象限整流器成为整个交流传动技术的重要组成部分[1,2]。基于同步旋转坐标系的直接电流控制已经在三相4象限整流器中得到了广泛应用,同样出现了采用基于坐标变换的单相整流器控制算法[3,4]。
本文以目前电力机车和动车组常用的两电平单相4象限整流器作为研究对象,将软件锁相环技术推广应用在单相4象限整流器控制系统中[5,6],同时结合基于坐标变换的空间矢量解耦控制算法,实现了单相4象限整流器的控制,并给出了整个控制方法的实现方案。软件锁相环在网侧电压含有谐波时同样能够准确地捕获基波的相位,避免了通常采用过零比较器的硬件锁相方法所产生的捕获误差和干扰,提高了锁相的精度。基于旋转坐标变换的控制方法能够消除变流器输入基波电流稳态误差,同时该方法还能够适用其他结构单相PWM整流器。采用SABER软件搭建了系统的仿真模型,对控制方法的可行性进行了验证,仿真结果表明本文的软件锁相环和基于坐标变换的控制算法具有良好的控制效果,能够满足单相PWM整流器的运行要求。
1 软件锁相环
通常基于三相电压的软件锁相的基本原理是将输入电压ua,ub,uc转换到静止的α-β 坐标系,然后从静止的α,β坐标系转换到与电压同步的旋转D-Q坐标系,得到交流电压的直流分量uD,uQ。由于变换所用的旋转角θ是软件锁相环的输出,如果锁相角θ与电网电压相位同步,则uQ=0。通常将uQ作为PI调节器输入的反馈量,通过PI调节器对锁相环的频率进行控制,从而调节锁相环的输出相位,形成闭环反馈,达到锁相目的。
对于单相电网可采用相同的思路,但是由于单相电网需要构造虚拟正交分量,而虚拟正交分量的构造有多种方法,如积分法、低通滤波法、移相法等。积分法通常对电压信号进行积分以获取正交分量,但是由于积分器容易产生误差积累导致直流偏移。低通滤波法虽然克服了积分法直流偏移的缺点,但是滤波器本身的相移不能根据信号的频率进行调整,影响锁相环控制的控制效果。移相法则是根据锁相环产生的相位信号直接对电压信号进行滞后,由于电压信号本身不会有太大的偏移,因此移相法能够克服以上两种控制方法的缺点。本文采用移相法作为构造虚拟正交分量的方法,软件锁相环的控制框图如图1所示。
通常电网电压为un,可表示如下:
un=Upcos(ωt+φ) (1)
式中:Up为网压幅值;ω为电压角频率;φ为初始相角。
以网压un作为α-β 坐标系中α坐标轴分量unα ,将网压进行移相后作为β坐标轴分量unβ为
unα=un=Upcos(ωt+φ) (2)
对unα和unβ进行D-Q变换可得:
式中:θ为坐标变换的旋转角度;unD为网压un在D-Q坐标系中D轴坐标分量;unQ为Q轴坐标分量,从式(4)可以看出,如果:
θ=ωt+φ+π/2 (5)
则将式(5)代入式(4)时有:
此时锁相环进入稳定状态,输出相位θ与电网相位保持同步。
2 单相4象限整流器坐标变换数学模型
图2是两电平4象限整流器主回路原理图。其中Ln和Rn分别为折合到二次侧的牵引变压器绕组的漏感和电阻,Cd为直流侧支撑电容,L2和C2构成二次滤波串联谐振回路。un为变压器二次侧等效电源电压,in为变压器二次侧电流的基波矢量,通过对开关器件进行适当的导通与关断控制可以对直流侧电压进行调制,从而在4象限变流器的输入端生成一个与电网同步的脉宽调制波us。
根据基尔霍夫电压定律,对图2中的交流侧主电路可得:
如果假设开关器件为理想开关,在换相过程中没有功率损失,即交流侧与直流侧瞬时功率应当相等,则有下式成立:
其中,P2为二次滤波回路能量,该部分由二次滤波电抗器L2和二次滤波电容C2参数决定,属于不可控部分。
根据三相PWM整流器的坐标变换思想,设inα 和inβ为网流在α-β坐标系中的分量,inD和inQ为网流在D-Q坐标系中的分量,根据式(4)进行反变换:
通常在控制中与网压相类似采用:
inα=in (10)
同理对于变流器输入电压us有:
usα=us (12)
将式(2)、式(4)、式(9)～式(12)代入式(7)可得:
将式(2)、式(4)、式(9)～式(12)代入式(8)可得:
由于交流侧的二次能量通过直流侧的二次滤波环节吸收,因此式(15)可以简化整理为
式(13)、式(14)和式(16)即为单相PWM整流器在D-Q坐标系下的控制模型。在该PWM整流器系统中,有3个状态变量Ud,inD和inQ,2个输入控制变量usD和usQ,根据旋转坐标变换控制,当系统达到平衡时,3个状态变量和2个控制变量均都为大小恒定的直流信号。该控制模型对于两电平和三电平电路都是适用的。
3 控制方法
对式(13)和式(14)进行整理可得:
从式(17)可以看出,如果系统进入稳定状态并且忽略绕组内阻影响,输入电流in的Q轴分量inQ受到usD的控制,因此usD用于对电流的无功分量进行控制,D-Q坐标系下控制电压指令u*sD可以表示为
u*sD=Up+PI(i*nQ-inQ) (19)
同理,根据式(18)可以看出,输入电流in的D轴分量inD受到usQ的控制,因此usQ用于对电流的有功分量进行控制,D-Q坐标系下控制电压指令u*sQ可以表示为
u*sQ=PI(i*nD-inD) (20)
i*nD和i*nQ是网侧电流基于电压定向所得到的D,Q轴上的电流指令。如果是单位功率因数时,则i*nQ设为零,而i*nD通常可由直流电压PI调节器得到。而由于u*sQ作为有功分量的控制指令,该指令可以直接由直流电压调节器得到,即有:
u*sQ=PI(U*d-Ud) (21)
根据式(21)可以直接从中间电压得到Q轴的电压控制指令,从而简化控制环节,有利于系统的稳定,整个系统的控制原理如图3所示。图3中由软件锁相环得到坐标变换所需要的相位θ以及电网电压的峰值Up,根据式(19)和式(21)得到图3中的控制流程,通过D-Q反变换得到控制所需要的u*s。其中电流环节坐标变换需要的inβ的获得方法与软件锁相环中unβ相同,均采用了移相的方法。
4 仿真结果
4.1 仿真系统概述
计算机仿真采用美国Synopsys公司开发的软件SABER。仿真系统采用的主回路如图2所示,控制回路则如图3所示。在仿真过程中采用在直流侧投入电阻或电流源的方法来模拟负载的变化以及不同工况,仿真的基本参数为:牵引绕组漏感Ln=1mH,牵引绕组内阻Rn=0.03Ω,牵引绕组输出电压Un=1200V,直流中间回路电压给定值U*d=2500V,系统额定输出功率=1200kW,开关器件的开关频率=750Hz。
4.2 仿真结果
4.2.1 软件锁相环
图4为软件锁相环调整过程。从图4中可以看出,在软件锁相环开始工作时锁相环输出θ与网压un之间相位刚好相反,经过0.45s左右软件锁相环输出与网压保持同相,该调整过程时间可通过改变PI调节器参数进行调节,但是从工程角度出发,该时间已经能够满足实际运用要求。
4.2.2 整流器控制
图5为额定功率下牵引工况时4象限整流器网侧电压和电流波形。图6为额定功率下再生制动工况时4象限整流器网侧电压和电流波形。从图5、图6中可以看出本文的控制方法能够保证整流器在单位功率因数下的4象限运行。图7为负载增大时4象限整流器输入电流、中间直流电压变化波形。从图7中可以看出当负载变化时能够保证整流器的稳定工作,动态效果较好。
5 结论
本文将通常基于坐标变换的软件锁相环技术推广应用在单相4象限整流器中,同时对基于坐标变换的PWM整流器控制进行分析,提出了一种简洁的控制方法,该控制方法与软件锁相环相结合完成了单相4象限整流器的控制,能够保证4象限整流器在牵引和再生制动工况下的单位功率因数运行,以及较好的动态性能,完全满足单相PWM整流器的运行要求。
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单相整流电路 篇9
等得以保证。当输出的电压U不高于设计输出电压, 该电压由取样电阻器 (由R1和R2组成) 进行采集, 取样电阻器两端的电压小于稳压管DW的反向击穿电压, 三极管T1处于截止状态, 不能使三极管T1的集电极电阻器 (由R4、R5、R6、R7组成) 上产生压降, 即, R6上的压降为0V, 不能为晶闸管SCR1的栅极提供触发电流, 晶闸管SCR1截止。同样, R7上的压降为0V, 不能为晶闸管SCR2的栅极提供触发电流, 晶闸管SCR2截止。此时, 交流发电机电枢绕组未被短路, 发出的交流电通过整流器整流后向蓄电池充电, 或向用电设备供电。
当由于发电机转速升高或负载减轻, 引起输出的电压U高于设计输出电压, 取样电阻器两端的电压大于稳压管DW的反向击穿电压, 三极管T1处于导通状态, 使三极管T1的集电极电阻器上产生压降, 即, R6上的压降为晶闸管SCR1的栅极提供触发电流, 晶闸管SCR1导通。同样, R7上的压降为晶闸管SCR2的栅极提供触发电流, 晶闸管SCR2导通。此时, 交流发电机电枢绕组被SCR1与D3, SCR2与D3组成的内部整流电路短路, 桥式整流器停止工作, 发电机输出电压为0V。此时, 取样电阻器两端的电压再次小于稳压管DW的反向击穿电压, 三极管T1又处于截止状态, 不能使三极管T1的集电极电阻器 (由R4、R5、R6、R7组成) 上产生压降, 导致晶闸管SCR1和SCR2栅极无触发电流而截止, 桥式整流器恢复工作, 发电机再次输出直流电压。如此往复循环, 通过三极管T1反复处于导通与截止状态, 控制晶闸管导通角的大小, 来保证发电机输出稳定的直流电。
4 发电机整流稳压性能试验
本方案设计的飞轮式永磁发电机采用12极无极靴星形转子式单相永磁同步发电机, 发电机的额定输出电压是14V, 额定功率200W, 额定转速2000r/min。永磁材料选用高剩磁感应强度的钕铁硼NTP30SH[8], 其剩磁感应强度Br=1.12T, 磁感应强度矫顽力Hc=790k A/m, 最大磁能积 (BH) max=224~256KJ/m3。在负载功率为150W和200W的条件下, 对新研制的永磁稳压发电机从低转速到高转速进行性能试验, 其结果如表1所示。
从表1中可以看出, 当发电机转速由1000r/min变化到2200r/min时, 输出电压稳定在11.9~14.3V之间, 整流、稳压等性能指标达到了设计要求, 并优于中华人民共和国汽车行业标准:汽车用交流发电机技术条件 (QCT729-2005) 和汽车交流发电机用电子电压调节器技术条件 (QCT774-2006) 的要求。
5 结论
发电机转子为永磁转子, 没有励磁绕组和碳刷滑环等结构, 构造简单, 故障率低, 性能可靠, 使用寿命长。
发电机所配单相全波整流稳压器, 集稳压、整流于一体, 消除了永磁发电机输出电压受转速或负载变化, 而引起的不稳定问题。
发电机转速从1000r/min变化到2200r/min时, 能可靠输出11.9~14.3V直流电压, 解决了蓄电池充电及车辆用电设备需用电的问题。
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