矩阵整流器（共4篇）
矩阵整流器 篇1
1 引言
矩阵变换器自20世纪70年代提出以来,因其能实现输入到输出的单级变换、无中间直流环节、电流谐波畸变小、输入功率因数可调及能量再生等显著性能[1,2],成为电力电子技术领域研究热点。目前多以交流电机驱动系统为应用背景,且在三相AC/AC变换器方面取得许多实质性成果。由于矩阵变换器是一种任意m相输入到任意n相输出的电力变换装置。因此,在三相AC/AC变换器拓扑结构基础上,去掉一相输出可实现AC/DC的直接变换[3,4]。本文讨论了基于矩阵结构的可控整流器(矩阵整流器),采用电流空间矢量调制策略,并对变换器的4象限工作原理进行了深入分析。在此基础上提出了基于矩阵整流器驱动的直流调速系统,并对系统的运行性能进行了仿真研究。
2 矩阵整流器工作原理
矩阵整流器拓扑结构如图1所示,由6个双向开关元件组成2×3调制矩阵,三相交流电压输入,一路直流电压输出,通过对6个双向开关元件的逻辑控制可实现对电源电压、频率的直接变换。
如果定义:
则根据基本安全原则,可以得到
Sja+Sjb+Sjc=1 j∈{p,n} (2)
由于约束条件的限制,在实际运行中,矩阵整流器共允许存在9种开关状态,见表1。
表1中还列出了每种开关状态下输出电压与输入线电压以及输入相电流与输出电压的对应关系,其中电压、电流各变量及其参考方向定义如图1所示。组别Ⅰ与组别Ⅱ分别表示整流器在第1象限以及第3象限的工作状态。
根据图1和表1可将变换器的输入相电流ia,ib,ic及整流输出电压Vpn的瞬时值用元件的开关函数表示,即
式中:T为变换器开关传递函数矩阵。
由于变换器开关频率远高于输入电压频率,因而可以采用脉宽调制技术得到正弦波形的输入相电流和直流输出电压。
3 电流空间矢量调制
矩阵整流器输入相电流空间矢量调制过程如图2所示。
根据检测到的输入相电压空间矢量和设定的输入相位差φi,可确定希望得到的输入相电流空间矢量Iref,定义
式中:Iim为输入相电流幅值。
图2a中Ij(j=1,…,6)为有效电流矢量,其模为
有效电流矢量将空间矢量六边形内切基准矢量圆划分为6个扇区。任意时刻输入相电流空间矢量Iref可由相邻的2个有效电流矢量和1个零矢量合成得到,如图2b所示。相邻矢量作用的占空比可由三角函数运算得到:
式中:扇区角θsc为空间矢量在当前扇区中的位置,0°≤θsc≤60°;m为变换器的调制度,-1≤m=Iim/IL≤1。
以输入相电流矢量位于第1扇区为例,在单位开关周期内,输入相电流的平均值为
由于输入相电流矢量位于第1扇区,则
θsc=ωit-φi+30° -30°≤ωit-φi≤30° (8)
将其代入式(7),则
而矩阵整流器输出的直流电压为
式中,Vim为输入相电压幅值。
由式(9)、式(10)可得,采用电流空间矢量调制策略,可将矩阵整流器输入电流调制为正弦波,且功率因数可调;输出电压为直流,当输入功率因数为1,且调制度m=±1时,输出电压最大值为±1.5Vim。
由于变换器使用双向开关,有效电流矢量Ij可由不同开关组合产生,见表1。为此引入角标“+”、“-”表示同一矢量的不同开关组合,且Ij+与Ik-开关状态相同,其中
因此,当调制度m>0时,使用Ij+调制,整流器输出正电压。由于输出电流的大小及方向与负载性质有关,如带电动势负载时,电动势大于整流电压时电流反向,实现能量回馈,整流器工作在1,2象限。同理,当m<0时,由式(6)得负的导通占空比,应使用Ij-进行矢量调制,整流器输出负电压,可工作在3,4象限。
4 基于矩阵整流器的直流调速系统
由矩阵整流器作为功率驱动的直流调速系统如图3所示。为了获得良好的静、动态性能,系统采用转速、电流双闭环结构,调节器均采用带限幅作用的PI调节器。电流调节器输出为矩阵变换器调制度控制信号。空间矢量调制策略单元则根据同步变压器检测到的输入相电压信号、调制度以及功率因数设定值完成输入相电流空间矢量的扇区判断、占空比计算及开关函数合成,最后产生6路PWM驱动信号,从而实现系统的闭环控制。
5 仿真实验分析
根据上述变换器空间矢量调制原理以及图3所示的拓扑结构,利用Matlab/Simulink仿真软件,建立了基于矩阵整流器的双闭环直流调速系统仿真实验模型,并对系统突加给定启动、正反向切换等动态过程进行了仿真实验研究。
仿真实验使用的电机参数为[5]:额定电压220 V, 额定电流135 A, 额定转速1 460 r/min,Ce=0.132 V·min/r,过载倍数为1.5;电枢回路总电阻R=0.5 Ω,电磁时间常数Tl=0.03 s,机电时间常数Tm=0.18 s。仿真模型中模拟了发电机负载,当转速为额定值时电动机负载电流为100 A。
系统突加给定启动,稳定运行后,在t= 0.9 s时由正向直接切换到反向运行,仿真波形如图4所示。其中,图4从上到下分别为变换器输出电压、调制度以及电机电枢电流、转速波形。可见,电机转速、电枢电流动态响应快,超调小,正反向切换平滑,系统具有良好的动态性能。
图5为电机减速过程局部放大图。由输出电压以及电流的对应关系可以看出,在电机减速制动过程中(0.9～1.04 s之间),变换器经历了反向逆变、反向整流以及正向逆变等工作过程,其中正向逆变阶段是电机回馈制动的主要阶段。实现了系统的4象限运行。
图6、图7分别为变换器输入侧相电压、相电流波形,其中图7为变换器增设输入滤波器后的电流及电压波形。可以看出,采用空间矢量调制策略,变换器整流运行时电压与电流同相位,逆变时相位相反,且滤波后的输入电流正弦性好,功率因数高。
6 结论
仿真实验结果表明,矩阵整流器在输入相电流空间矢量调制策略控制下具有良好的输入、输出特性,且可实现能量的双向流动。将其应用于直流调速系统中可以实现电机的回馈制动及4象限运行,动态性能优于传统的可逆调速系统。仿真实验验证了理论分析的正确性和可行性。可以看出基于直接变换的矩阵整流器,作为一种新型的功率变换器在高性能直流可逆调速系统中具有广泛的应用前景。
参考文献
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矩阵整流器 篇2
关键词：矩阵整流器,空间矢量调制,四步换流策略,可编程逻辑器件
0 引言
矩阵整流器是一种比较新型的通用降压型三相AC-DC变换器，具有能够实现四象限运行，功率密度大，以及提供正弦的输入电压和输入电流，输入功率因数可调等优点[1,2,3,4]，吸引了越来越多研究者的关注。但到目前为止，矩阵式整流器仍停留在试验阶段。制约矩阵式整流器实用化进程的因素很多，换流问题就是其中之一。国内外许多学者对矩阵式整流器的换流策略进行过研究，提出了许多换流方法，主要有四步换流、两步换流、一步换流等。
虽然传统的两步换流和一步换流实现了在短时间内双向开关之间的换流，但它每一步的进行都与电压状态和电流方向相关，在小电流的采样、计算处理很难做到非常准确，及时的响应；同时在输出电流过零点两侧必须设置死区，如果在输出电流处于死区范围内禁止换流，在区间换流时及需要流过双向电流时可能导致失败。为此，可采用四步换流策略在处理小电流检测范围运用类似滞环比较器的原理实现安全换流。并且本文从实际应用出发，通过Matlab/Simulink仿真及运用CPLD器件实现硬件电路，仿真结果和硬件电路的实现结果表明此方法使矩阵整流器的输出电压所含谐波成分较少，畸变较小。
1 电流型空间矢量调制算法
空间矢量调制策略：空间矢量调制法是一种电路变换的PWM调制策略[5,6]。其调制机理为：输入相电流空间矢量调制过程如图1和图2表示，根据检测到的输入相电压空间矢量I軆ref和设定的输入相位差θ可以确定希望得到的输入相电流空间矢量的位置。
图1中:ia, ib, ic是3个零电流矢量。
代表6个非零电流矢量，由2个零电流矢量和6个非零电流矢量合成一个复平面。目标电流矢量合成如图2所示。将
其中有效矢量的占空比函数分别为：
上式2中配给S21，对其它几个输入相电流扇区可做同样的分析[9,10,11]。
2 换流策略分析
换流控制方法是矩阵式整流器的关键技术之一。矩阵式整流器要做到安全换流，必须严格遵守两个基本原则，即要保证在运行过程中，输入侧电路没有短路，输出侧电路没有断路。如图3，设初始状态下，双向开关S11导通，Va通过S11提供负载电流，现在要使负载电流转换到S12上。如果S12在S11关断之前导通，则Va-S11-S12-Vb形成一条短路路径，将产生很大的短路电流从而烧毁双向开关和电源，如果S12在S11关断之后才导通，则负载电流断续，负载中的电感将产生很大的电压加在打开的双向开关上，将损坏双向开关。所以“交叠”和“死时”都是不允许的，而严格的无交叠无死时又是很难做到的[9,10]。原因是不同开关器件的开通延时，关断延时和驱动电路的延时都有个体差别。为了解决这个问题，N.Burany在1989年提出了多步切换法则，即不把一对双向开关当作一个整体对待，而是分为正负两部分分别进行控制。主要有四步换流法，两步换流法和一步换流法。本文采用四步换流法。
2.1 四步换流策略
四步换流策略依赖于对负载电流I方向的鉴别，以由Va输入相换流到Vb输入相为例，在PWM信号变换点，要求导通双向开关S12，关断双向开关S11。四步换流策略基于电压检测及负载电流IL方向的鉴别，下面对其工作原理进行分析。若换流时Va>Vb，换流开始前组成双向开关S11的两个S11a和S11b均被提供导通驱动电压，而组成S12的S12a和S12b均被提供关断电压。
如图4所示，当电流方向为正，第一步：关断S11b，由于此时负载电流的流通路径为：Va-S11a-负载所以关断S11b是安全的，不会导致负载电流断续。第二步：开通S12a，开关管S12a与S11a的导通方向一致，故开通S12a也是安全的。第三步：关断S11a、S11a关断后，负载电流将由Vb提供，此时负载电流由S11转移至S12。第四步：开通S12b，为了使双向开关S12可以导通双向的电流，最后一步需要开通S12b，为负载电流反向时提供电流路径。当负载电流方向为负时，开关管的切换顺序为 (1) 关断S11a； (2) 开通S12b； (3) 关断S11b； (4) 开通S12a。
2.2 电流过零点时脉冲信号处理
在换流过程中，当电流过零点时，以上的四步换流测量在两种情况下容易引起故障。其一是：当采用电流型霍尔传感器进行电流检测时会产生延迟时间，信号在处理及传输时也会产生延时时间。延时时间过长会导致在第一步关断开关S11b到第四步开通S12b时间段输出电流减小到零后还没有检测到反向电流通路，此时感性负载电流突然断路。另一情况是：在关断了反向开关出现电流反向变换时候，会使负载电流突然断路。这两种情况都将导致所有连接到该输出相的开关器件两端出现电压尖峰。为解决电流过零点出现的问题，可根据所用的电流霍尔传感器的精度，响应时间和信号处理的延迟时间设定一段死区时间。再根据这段时间和电流幅值确定一个电流范围，当输出电流位于该范围内时就禁止换流动作，脉冲信号保持不变。当电流的幅值变换到这个设定的电流范围之外，就重新开启换流动作。
3 仿真分析
3.1 仿真模型
利用Matlab软件中的Simulimk7.0建立仿真电路，它由主电路模块、控制电路模块组成。系统仿真模型如图5所示。主电路模块包括：三相输入电源、输入滤波器、开关矩阵、输出滤波器、负载组成。控制电路模块由电压检测，电流型空间矢量（SVM）控制策略仿真，脉冲分配电路组成。输入三相交流电为每相220V/50HZ的对称电源，负载电阻为5Ω，电感5mH的带感性负载，输入滤波器参数为滤波电感1mH，滤波电容20uF，输出滤波器参数为滤波电感5mH，滤波电容10uF，开关频率10KHZ，仿真算法采用ode3t，相对精度为1e-3，调制系数0.8。
3.2 仿真结果及分析
按照上述建立的仿真模型仿真，当m=0.8时，输出直流电压的理论值Vo≈373V。如图6所示m=0.8时，输出直流电压的试验值约为370V，可见输出直流电压的实验值与理论值基本相符。仿真用的负载电阻为5Ω，理论上计算得的电流大小为74A，图6所示的电流大小Io=74A。电流和电压波形在0.2秒之后基本无尖峰。可见采用空间矢量调制算法及四步换流策略设计的矩阵式整流器在输入电压平衡状态下，输出电压，电流值的大小符合矩阵式交流-直流整流器的理论推导值。
3.3 用CPLD实现四步换流
在矩阵交流-直流整流器中，换流控制电路独立于其他控制部分。用CPLD实现四步换流，原理框图如图7所示。CPLD采用Xilinx公司XC9500系列中的XC9572型号芯片，根据检测到的负载电流方向，电压扇区信号以及来自DSP输出的脉冲宽度信号，按照四步换流控制规律，对构成双向开关的两个功率开关进行独立控制。负载电流方向及大小检测电路是采用霍尔传感器测量元件。在CPLD芯片内部，首先通过双向开关控制逻辑发生器计算出6对双向开关的控制信号，然后通过换流代码发生器获得换流代码，在换流过程中，通过一个DFFE组锁定该换流代码，并通过8位计数器控制换流步长。根据仿真模型进行样机试验，由图8试验波形可见，采用基于电流检测的四步换流策略可以减少输出电压的谐波成分，减小过零点附进的畸变。
4 结束语
本文为矩阵整流器安全换流提出了一种基于电流检测的四步换流策略。解决了传统的两步换流和一步换流在电流过零点时的延时及输出电流不准确的问题；而且基于四步换流策略的矩阵整流器提高了运行的安全性和可靠性。仿真和硬件实现结果表明，基于四步换流策略的矩阵整流器输出的直流电压无畸变，谐波成分少，对工业节能和新能源的并网具有重要的意义。
参考文献
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矩阵变流器的控制策略研究 篇3
目前的交流变频调速系统、电力系统大多都采用不控整流或传统PWM交-直-交电压型电力变流器, 导致交流侧电压和电流波形很差, 功率因数低, 这对于发电机组的稳定运行极为不利。目前, 矩阵式变流器在中高压变频调速、电力系统无功补偿和风力发电等领域得到了广泛研究。矩阵式变流器无中间直流环节, 结构紧凑、体积小、效率高, 便于实现模块化。降低生产成本的需求促使新型的电力变换器来替代原有的传统电力变换器, 而矩阵式变换器正是适应这种全新要求的电力装置。
2 矩阵式变换器原理分析
矩阵式变换器是一种直接AC-AC变换器[2]。它能实现能量的双向流动, 矩阵式变换器中的开关器件在关断状态下承受的电压可能是反向的, 也可能是正向的, 所以, 开关器件一定要采用双向开关器件[1]。
三相-三相交流矩阵式变换器中的每个双向开关可用开关函数Sij表示, 定义如式 (1) 。
矩阵式变换器在运行过程中必须满足三相输入端中任意两相之间不能短路, 避免使电压源短路造成过电流;三相输出端任意一相不能开路, 函数表示为式 (2) 。
在矩阵式变换器电路中, 没有续流二极管, 没有电流的自然续流通路, 使得开关器件直接的换流比传统的背靠背变频器困难。矩阵式变换器的换流控制, 必须严格遵守上面提到的两个条件。基于电流方向检测的四步换流策略得到广泛的应用, 从双向Sa切换到双向开关Sb。开始假定开关a中两个IGBT管都导通, 第一步, 关断IGBT管San, 因为没有负载电流, 也就是负导通部分。第二步, 打开IGBT管Sap, 使开关b有电流流过, 两个开关a和b只流过正电流是可以避免短路的。依靠的是瞬时输入电压, 第二步后, 二极管承受的电压Vab, 如果Vab<0, 则二极管反向偏置和发生自然换向。如果Vab>0, 将发生强制换向。第三步, 关断IGBT管Sap, 就是正向导通部分。第四步, 打开IGBT管Sbn, 负导通部分。这就完成了两个开关之间的换流。
四步换流成功地构成了对两个开关的换流控制, 即阻止了可能使电源发生短路的开关组合, 又保证了在任意时刻给负载提供至少一条路径。
3 矩阵式变换器的控制策略
矩阵式变换器包含开关多, 数学模型复杂, 控制繁琐, 在矩阵式变换器的应用中, 应用合适的控制策略, 以确保系统稳定可靠的运行。本文主要讨论间接矢量调制法。
间接调制的目标是由输入电压合成输出电压, 输出电流合成输入电流。三相矩阵式变换器可以由3×3的矩阵来描述, 从输入相到输出相由9个双向开关连接, 中间没有任何储能元件, 因此, 输出电压和输入电流可以有传递函数T或T的转置TT来表示。间接空间矢量 (Indirect SVM) 、矩阵式变换器的等效电路描述如图2所示, 电流源整流和电压源逆变, 中间有一个虚拟的中间直流环节, 逆变侧有一标准的三相电压源逆变器的拓扑结构, 由6个开关 (S7-S12) 组成。整流器侧有相同的电力拓扑结构, 由另外6个开关 (S1-S6) 组成。整流和逆变阶段通过虚拟直流环节直接连接。通过分离矩阵式变换器的传递函数T, 如式Vo=T×VI中的T, 得到整流器和逆变器的传递函数T=I×R。
矩阵I为逆变器传递函数, 矩阵R为整流器传递函数, 这种方式给矩阵式变换器提供了模型基础, 把矩阵变换器当作背靠背PWM变换器 (没有任何直流的储能环节) 。这就是众所周知的空间矢量PWM调制策略, 电压源型逆变器 (变频器) 或PWM整流器可以用在矩阵变换器中。
上述矩阵可以看出, 输出阶段是输入相逆变器开关S7-S12和整流器开关S1-S6的乘积和的混合, 式 (3) 的第一行表示从输入的a、b、c相如何输出A相以及它的数学表达式。如果等效电路可以看作是由逆变输出A相, A相的半桥开关S7和S8通过6个整流开关直接链接到输入相a、b、c相。
如图3所示显示了设置等效电路的开关使其转化为矩阵变换器相关的9个双向开关的开关设置的情况, 以A相为例, 给出了一个基本思想, 即通过矩阵变换器的占空比可以通过乘以相应等效电路中的整流和逆变开关的占空比。
因此, 矩阵式变换器的间接调制技术可以应用众所周知的空间矢量PWM的整流以及逆变阶段。下面介绍两个独立的空间矢量调制的电流源整流和电压源逆变, 然后两个调制相结合, 调制的矩阵式变换器。下面分别就虚拟整流器和虚拟逆变器进行研究。
逆变部分可看作为一个独立的电压源逆变器提供直流电压源, VDC=VDC+-VDC-, 如图4所示。
输出电压可表示为虚拟直流环节电压VDC乘以逆变阶段开关状态, 逆变器传递函数矩阵I, 同时, 直流电流IDC可以通过转置矩阵I T得到。
那么输出电压空间矢量和输出电流的空间矢量为:
该虚拟逆变器开关, S7-S12只能有8个允许组合的方式, 以避免短路电流通过三个半桥。这8个组合可分为6个非零电压输出, 是正矢量V1-V6和两个零输出电压, 是零矢量和V0。
电压空间矢量V1[100]表明, 输出相VA连接到直流母线正极VDC+, 另一相链接到VB, VC链接到直流母线的负极, 其向量幅度的计算如式 (6) 所示。
离散的7个空间矢量在复平面内可以构成一个六边形, 如图5所示。通过7个离散的电压空间矢量V0-V6和可以合成六边形任意输出电压Vout。
参考电压矢量VO*电压六边形一个边。VO*的合成通过邻近的矢量Vα和Vβ随着占空比dα和dβ的变化。如果输出电压在很短的时间间隔Ts内恒定, 参考矢量可表示通过相近正矢量电压时间的乘积之和VO*=dαVα+dβVβ。
输出电压的平均值和直流环节电流可以如式 (7) 表示。
虚拟整流器和逆变阶段相类似, 输入电流的平均值和直流环节电压如式 (8) 表示。
4 矩阵式变换器的间接空间矢量调制
上述内容所提到占空比和有关开关矢量来自虚拟整流和虚拟逆变器, 只是在矩阵式变换器下的等效电路下有意义。因此, 9个双向开关矩阵变换器的两个独立的空间矢量调制应该合并成一个调制方法, 本节讨论矩阵式式变换器开关状态整流器和逆变器阶段如何转化为相应的开关状态。
矩阵式变换器同时输出电压和输入电流的向量 (SVM) 可以通过采用虚拟逆变SVM的两个虚拟直流母线之间的电压幅值整流 (SVM) 。虚拟直流环节电压VDC是通过两个输入线电压和输入电流矢量Iγ和Iδ, 在dγ和dδ间, 然后, 两个输出电压矢量Vα和Vβ适用于合成所需要期望的输出电压。当Vα和Vβ应用于第一次电流矢量Iγ时, 两个新Vα的矢量, Vα-Iγ和Vβ-Iγ, 新矢量空间的占空比变成dαγ和dβγ, 下面分别给出了dαγ和dβγ的定义。当Vα和Vβ应用于第二个电流矢量Iδ时, 产生两个新的矢量, Vα-Iδ和Vβ-Iδ, 新矢量的占空比为dαδ和dβδ。下面分别给出了dαδ和dβδ的定义。这四个新的空间矢量占空比可作为现逆变器的占空比如式 (9) 所示。
在余下的部分开关转换TS, 零向量的应用如式 (10) 。
输出线电压等于零。这三个零矢量组合, 是[aaa]、[bbb]和[ccc], 可以以相同的输入端连接所有三个输出端。在零矢量作用期间, 所有输入电流为零, 输出的负载电流是自由通过矩阵变换器开关的。
因为逆变器和整流器的六边形都包含了6个扇区, 有6×6=36的组合或运作模式。例如, 输出参考电压VO*输入电流II*在特定瞬间都位于扇区S0, 输出电压可直接合成。
输入相电流在相同条件下,
图6所示为矩阵式变换器等效电路的开关状态, 当VO*在逆变器六边形的扇区S0电流II*也在整流器六边形扇区S0时。有效电压矢量Vα和Vβ为V6[101]和V1[100], 有效电流矢量Iγ和Iδ为I1[ab], I2[ac]。图6表示电压-电流的矢量对, V1和I1的开关组合中一直保持占空比dβγ, 由式 (9) 确定。在占空比dβγ的时间间隔内, 电流矢量I1[ab]是用于整流阶段。结果VDC+=VA和VDC-=VB。并同时作用于V1[100], 输出电压VA=VDC+、VB=VDC-、VC=VDC-。因此, 电压-电流矢量对V1-I1的开关组合, 使得VA=Va、VB=Vb、VC=Vb可以通过[abb]表示。同样, 图 (b) 和 (c) 和 (d) 说明开关组合[aba], [aca]和[acc]分别表示为V6-V2、V6-V1和V1-V2。
最后, 零向量[ccc]对应为V0-I0的矢量对, 以利用矩阵式变换器最小是开关数量来转换矩阵变换器如图6 (d) 所示。下一步是决定如何使4个矢量在开关间隔时间TS内和使用哪一个零向量[aaa], [bbb]和[ccc]。在可能的开关组合顺序, 一个标准的限制开关转换, 每个矢量变化只有一次, 通常是用来尽量减少总开关损耗。
间接空间矢量调制通常是用于矩阵式变换器输入电流和输出电压的分别控制。相互嵌套的双空间矢量PWM调制策略既可以保证输出线电压的良好正弦型, 又可以保证输入相电流良好的正弦型, 实现了在矩阵式变换器控制策略上运用空间矢量调制的目的, 并且矩阵式变换器具有双PWM变换器的效果。采用这样的方法建模真实地反映了矩阵式变换器的交交变换控制过程。
5 结论
针对矩阵式变换器在理论和其拓扑结构上进行了深入的研究, 进而对矩阵式变换器的控制策略进行了详细的分析和推导。
仿真时观察输入电压、电流和输出线电压、电流的波形, 仿真模型的输入为220V/50Hz的三相对称电源;设定的输出频率为90Hz;矩阵式变换器的输入和输出波形如图7、图8所示。
可以看出, 矩阵式变换器的输出线电压与一般的采用空间矢量调制策略的电压源PWM逆变器的输出线电压类似, 矩阵式交-交变换器输入电压、电流正弦且基本同相, 输出线电压正弦, 脉宽调制、线电流正弦变化。验证了本文矩阵式模型和矩阵式变换器控制策略的正确性。
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矩阵式双向变流器改进型换流策略 篇4
可再生能源(如光能、风能等)具有间歇性、不稳定性的特点,故需要储能装置解决可再生能源发电系统与电力负荷的供需不平衡问题,从而提高可再生能源发电系统运行稳定性[1,2]。双向变流器作为电网与储能电池之间的连接枢纽,具有相当重要的研究意义。与传统的三相桥式脉宽调制(PWM)型变流器相比,矩阵式双向变流器同样能够实现输入电流正弦、功率因数可调、能量双向流动等功能,此外其为Buck型降压整流器 ,能够实现降压功能 ,电压调节范围大,在0 V到1.5倍的相电压幅值内连续可调而三相桥式变流器为Boost型升压整流器,因此矩阵式双向变流器能够实现一级变换,省掉中间直流环节,结构紧凑,体积小,功率密度大,更适合于液流电池等低压蓄电池场合[3,4]。
目前矩阵 式变换器 工业产品 的最高容 量为200 V / 63 k W和400 V / 114 k W,限制其大功率应用的主要原因在于开关管较多、成本高、安全可靠的换流算法以及大功率变流器的电磁兼容设计等。换流是矩阵式双向变流器正常工作的必要条件之一,换流的原则是在保证安全换流的前提下,不使硬件开销过大,同时尽可能减小对调制策略、输入电流和输出电压的影响。国内外许多文献提出了各种换流策略[5,6,7,8,9],归纳起来可分为基于输出电流方向的电流型换流策略和基于输入相电压的相对大小的电压型换流策略。由于矩阵式双向变流器的输出电流为直流方向固定,只有在整流和逆变工作状态切换的时候才会出现电流方向改变,电流型换流方法更适合于这种场合。常用的电流型换流策略有四步换流、三步换流、两步换流等[10,11,12],换流步数较多时,特别是在低调制比区域,换流过程引起的输出电压误差相对于直流输出电压较大,通常功率等级越大,开关管的开通与关断时间越长,此种情况下减小换流步数显得更为重要。
文献[13]采用一种电压电流型一步换流方法能够实现安全换流,但输入相电压相对大小判断不准确时会因为输入相导通错误使输入电流波形畸变本文对此进行了详细分析,并提出利用输入电流扇区的划分方法来判断输入电压的相对大小,在可能出现大小相等的电压相之间采用两步换流,其他情况下采用一步换流的方法,并根据仿真和实验对所提换流策略进行了验证。仿真和实验结果表明,该方法不需要外加专门的精确检测输入相电压相对大小关系的测量装置,即可实现矩阵式双向变流器安全、可靠、快速换流和稳定运行,且输入电流波形不受影响。
1 矩阵式双向变流器基本原理
图1为接电池负载的矩阵式双向变流器主电路图,双向开关由2个IGBT组成,方向可控。其中,ua、ub、uc为网侧输入相电压;ia、ib、ic为输入相电流;Udc、idc分别为变换器侧输出直流电压和直流电流;Uo、Io分别为电池端电压和端电流。
对于储能电池而言,无论是以恒压、恒流还是恒功率作为充放电方式,其落脚点都是控制电池的端电压和端电流,因此充放电模式下对矩阵式双向变流器的输出电压和输出电流的控制示意图如图2所示。其中,Uo*为指令充放电电池电压;id*c为指令充放电电池电流;θu为期望功率因数角;φs为电网电压相位角;mu为电压调制比;Gcu、Gci分别为电压和电流调节控制器。
矩阵式双向变流器的每相输出与多相输入经双向开关连接,双向开关必须满足输入不短路、输出不断路的原则[14,15,16,17],因此双向可控开关的安全换流是在矩阵式双向变流器应用于实际系统中最重要的一个环节[18]。
2 电压电流一步换流策略
电压电流混合型一步换流策略是利用输入电压相对大小的判断,每个主开关状态预导通辅助开关管,从而省去电流型两步换流中的第一步,实现一步换流。根据输入电压相对大小将三相输入电压划分为6个电压扇区,如图3(a)所示,每个扇区内三相电压大小明确,定义输入电压最大相为up、中间相为um、最小相为un,则3种输入相电压接通输出端时的主开关状态如图3(b)所示,其中二极管表示开关管仅开通导通电流方向开关管。由于预导通了开关管,3种主开关状态间的切换仅需一步就能实现。但当输出电流方向改变时,由于需要先关断预导通的顺管才能开通反向的逆管,因此电流方向切换时需要4步实现。开关状态图如图4所示,图中的六位数字分别表示输出一相连接到输入三相a、b、c的双向开关,“1”表示开通,“0”表示关断。如:“001001”表示输出相连接到输入a相的2个开关均关断,连接到输入b相的开关顺管导通、逆管关断,连接到输入c相的开关顺管关断、逆管导通。在图4所示一步换流逻辑状态图中,当i > 0时,假设ua> ub> uc, 则ua=up,ub= um,uc= un。此时 ,从a相切换到c相的开关顺序是同时关断a相和b相的开关顺管,输入电流由a相切换到c相,换流过程为强制换流;从c相切换到a相的开关顺序是同时开通a相和b相的开关顺管,输入电流由c相切换到a相,换流过程为自然换流。同理其他状态下各相之间的切换逻辑均类似。
电压电流型一步换流策略实现的前提条件是需要知道当前时刻输出电流方向以及所在的电压扇区。在三相电压对称、没有谐波并且锁相准确的情况下,理论上可以根据划分好的电压扇区来实现一步换流策略。但由于输入电压中存在着谐波、采样误差以及三相电压不平衡等原因,实际中仍然是根据三相输入电压的大小来判断扇区,而在相邻扇区切换时,因为三相电压中的两相电压大小相近容易造成扇区判断错误,使PWM周期中所使用的有效矢量不是期望的有效矢量,最终导致输入电流畸变。
以图3中的输入电压扇区1为例,在扇区1与扇区2交界处,ua与ub大小相近,会出现检测不准确的情况。假设此时为扇区1,ua> ub> uc,ua= up,ub= um,uc=un, 输出接a相时为“101010” , 输出接b相时为“001010”,输出接c相时为“000010”;假如检测结果为ub> ua> uc,ub= up,ua= um,uc= un, 输出接a相时为“100010”,输出接b相时为“101010”,输出接c相时为“000010”。此时电压差值较大两相间进行切换时,如a相切换到c相,直接关断a相顺管即完成换流;b相切换到c相,同时关断a、b相顺管即可正确换流。而相近电压相之间进行换流时,如a相切换到b相,直接开通b相顺管即可,但由实际电压大小(ub<ua)知此时输出仍然接通在输入a相 ,没有换相。按照两零矢量调制模式[19],正常情况下PWM周期内,扇区1有效矢量为线电压uac与ubc,如图5(a)所示 ;在检测输入电压相对大小错误的情况下,由于a相与b相直接换流不能完成,有效矢量一直为线电压uac,即在检测出现错误时,本应输入b相导通的电流都从a相流过,如图5(b)所示,造成输入a相与b相电流发生畸变,而输入c相正常,其中tα、tβ、t0为空间矢量作用时间。
3 改进型一步换流策略
为解决输入电压扇区检测错误导致输入电流波形畸变的问题,提出采用“过渡区间”的方法,对输入电压区间重新划分,将输入电压相近两相采用两步换流。如图6所示,将输入三相电压相对大小明确的区域命为主区间,两相电压相近的区间定义为过渡区间(见阴影框部分),在主区间内采用图3中的一步换流,过渡区间内,电压差值较大的两相采用一步换流,而差值较小的两相采用图7中的两步换流,换流的原则是不允许输入相不确定的状态出现。该方法能够有效解决扇区判断不准确导致输入电流畸变的问题。由图6可知,过渡区间出现在相邻扇区的交界点处,即线电压的过零点位置。设置过渡区间时,首先应当保证在过渡区间内检测电路能够准确判断三相输入电压的大小,因此过渡扇区的宽度要大于采样输入电压的纹波,例如当经过电压霍尔采样到的输入电压纹波大小为ur时,则此时过渡区间的宽度应该设置为至少大于ur; 其次如果过渡区间过宽,相邻扇区切换时采用的两步换流次数越多,也会影响到输入电流波形。因此过渡区间宽度的设置原则为:在能够准确判断出输入相电压之间的相对大小下尽可能地小。
图8为改进型一步换流过程开关状态图,例如在图8(b)中,当i>0时,假设ua为最大相(ua= up),ub和uc幅值相近,那么a相和b相、a相和c相之间的切换均为一步换流。假设ub> uc,从输入b相切换到输入c相的开关顺序是先开通c相顺管,此时c相顺管开通对变换器无影响,然后关断b相顺管,输入电流由b相切换到c相,换流过程为强制换流;如果ub< uc,则先开通c相顺管 ,输入电流即切换到输入相,为自然换流,再关断b相顺管,对输入电流无影响。同理其他状态下各相之间的切换逻辑均类似。
4 仿真及实验结果
利用MATLAB / Simulink构建矩阵式双向变流器仿真模型,仿真条件:输入线电压有效值200 V,电阻负载36Ω,调制周期200μs(开关频率5 k Hz),调制比mu=0.6,输入滤波电感1 m H,输入滤波电容10μF,输出滤波电感5 m H,输出滤波电容20μF。
图9为电压电流型一步换流仿真结果,图中给出了输入三相电流波形、输出直流电压波形以及输入电压扇区。由仿真波形可以看出在扇区切换的位置,每个调制周期进行一次电压扇区判断,存在一定的误差,使得调制周期内输出相与输入相接通错误从而导致输入电流波形畸变,但由于每个调制周期输出电压平均值没有改变,因而输入电压扇区的判断错误不对输出电压造成影响。
图10为改进型电压电流型一步换流仿真结果。
过渡区间的宽度设置为π/ 6。从仿真可以看出,整个波形中不再出现电流波形畸变的情况,通过设置过渡区间,能够有效避免因为输入电压大小判断错误导致的输入相与输出相接通错误造成输入电流波形畸变的情况,证明了换流策略的有效性。
在仿真的基础上,搭建了实验样机对矩阵式双向变流器带蓄电池负载进行了性能测试。实验条件与仿真条件相同,采用DSP TMS320F28335与FGPAEP2C8为控制核心 , 由运算能力较强的处理器DSP实现矩阵式双向变流器的调制策略,换流策略逻辑性较强,用FPGA实现较为容易。该实验样机由1只英飞凌1200V / 40A分立IGBT器件IKW40N120T构成,首先通过估算IGBT损耗计算出其热阻,然后根据热阻选择散热器表面积,再通过散热器厂家提供的手册选择合适形状的散热器及长度,设计时会考虑一定裕量。12只IGBT均匀布置在散热器上,散热器左右两侧均有风机,一侧吹风,另一侧抽风。实验中通过带额定5 k W负载连续工作3 h,散热器上温度达到稳定,最高温升不超过30℃,满足设计要求。
图11为电压电流型一步换流实验波形,图1为改进型电压电流型一步换流实验波形,实验结果与仿真结果基本一致,进一步验证了所提换流策略的有效性。
5 结论
本文对矩阵式双向变流器电压电流混合型一步换流策略进行了分析,详细研究了电压电流型一步换流中存在的问题,并提出了在过渡区间采用两步换流的改进型换流策略。该换流策略不需要外加专门的精确检测输入相电压相对大小关系的测量装置,能够有效解决输入电压大小判断错误时输入电流波形畸变的问题。通过仿真和实验对所提换流策略进行了验证,仿真和实验结果证明了所提方法的有效性。
摘要：针对基于矩阵式变换器的双向变流器电压电流型一步换流策略进行研究。通过分析电压电流型一步换流中存在的问题,指出其在输入相电压相对大小判断不准确时会使得输入电流波形畸变,并提出了基于过渡区间两步换流的改进型换流策略。通过在输入相电压大小相近时设置合适宽度的过渡区间,在过渡区间内采用两步换流,在过渡区间外采用一步换流,从而有效地避免了电压扇区判断错误的情况。最后通过仿真模型和实验样机,对所提出的改进型换流策略的有效性和正确性进行了仿真和实验验证,结果证明所提换流策略能准确地判断电压扇区所在空间,改善输入电流波形。