整流控制（共12篇）
整流控制 篇1
引言
整流叶片是通过叶片缘板安装部位或轴颈装配在发动机的机匣中, 为压气机转子叶片提供确定方向、流量的稳定压缩空气, 使压气机转子叶片得到稳定的工作条件。安装部位的尺寸精度, 直接决定了叶片在机匣中的位置是否正确, 是影响发动机性能的主要因素之一。对于轴颈结构的叶片, 一般的加工方法就是采用车或磨加工方法来保证其尺寸, 但是对于细长轴、刚性弱的叶片轴颈加工, 其加工变形问题, 还没有很好的解决办法。
1 叶片结构及材料特点
某发动机整流叶片, 由上下轴颈和叶身型面组成, 大端轴颈直径Ф7mm, 长度30mm, 小端轴颈Ф4mm, 长度8mm, 截面厚度的最大值为1.43, 最大弦长22mm, 叶片型面总长40左右, 如图1所示。
这种结构尺寸造成该类叶片成为典型的弱刚性体零件, 增加了叶片每个特征的加工难度, 增大了加工变形系数。
该叶片采用的TC4钛合金属难加工材料, 此材料是一种典型的α+β型两项合金, 是当前最常用的叶片合金。其材料特点是比强度高, 具有较好的热强性和低温韧性, 优良的耐腐蚀性能。但因其弹性模量小, 也具有变形不易消除的特性[1]。
2 工艺试验及变形因素分析
叶片毛料为模锻件, 叶身余量1.0mm, 轴颈直径余量单面2mm, 按照典型零件的常规加工工艺, 首先是要将两端轴颈进行半精加工, 作为叶身型面加工基准, 然后进行叶身型面加工。由于加工叶身型面时, 会产生弯曲变形, 因此引起两端轴颈的弯曲。为了保证两端大小轴颈的尺寸精度和跳动要求, 需要在叶身型面加工后, 对两端大小轴颈进行磨削加工。影响轴颈尺寸精度的工序, 主要有叶片型面加工引起的轴颈变形及轴颈精加工工序的尺寸精度保证。
2.1 工艺试验
(1) 型面加工工序。按工艺要求完成叶身型面加工后, 进行轴颈跳动值检测, 检测结果分析叶片弯曲变形严重。 (2) 精加工轴颈工序。由于型面加工后的弯曲变形影响, 轴颈留有加工余量进行精加工, 保证轴颈的最终尺寸。但采用车床进行精车加工后进行尺寸检测, 轴颈跳动不能满足工艺要求。
2.2 原因分析
2.2.1 定位装夹方式对加工变形的影响。
(1) 叶身型面加工时, 采用夹紧一端轴颈、顶紧叶片另一端中心孔的装夹方式, 在加工刚性较弱的叶片时, 顶紧力过小, 加工叶身型面容易出现振动, 顶紧力过大又直接造成了叶片弯曲且无法消除。同时, 顶紧力与加工刀具轴向力的复合作用又造成了叶片弯曲变形。 (2) 精车轴颈时, 采用两端中心孔定位压紧, 由于叶身型面已加工完, 刚性较弱, 在两端顶尖顶紧后, 发生弯曲现象, 造成车加工后轴颈椭圆, 不能保证尺寸公差和跳动值。
2.2.2 残余应力对加工变形的影响。
残余应力是一种存在于零件内部并保持平衡的弹性应力, 由于外部环境的变化而引起材料的不均匀变形, 造成局部应力释放, 使零件发生变形。残余应力所受影响因素较多, 在不同的材料、加工工艺和使用状态下, 残余应力的分布、数值不同, 所引起的变形不同。
2.2.3 切削力对弯曲变形的影响。
某整流叶片为模锻件, 叶片型面采用一次数控铣削加工, 留有余量手工抛光。由于切削余量较大, 切削力可造成叶片较大的弯曲变形。叶片型面的弯曲变形, 直接影响到两端轴颈的弯曲。
下面对叶片型面加工过程中的弯曲变形进行理论分析:为便于分析叶身弯曲变形, 将叶片简化为简支梁进行受力分析。如图2所示, 从受力模型可以看出, 点C即为刀具的切触点, 因此问题转化为求解截面C的弯曲变形上。
AC段是已加工区域, 抗弯刚度为EI1, 长度为a (0<a<L) , CB段是待加工区域, 抗弯刚度为EI2, 截面C的挠度曲线方程为:
式中:Fx两端点支撑力, k=EI2/EI1-叶片前后截面刚度的变化。
为了研究叶片整体的弯曲变形规律, 借助仿真软件MATLAB, 取k=1.1, 1.2, 1.3时, 将挠度变形量拟合成曲线, 如图3所示[2]。对比三条挠度曲线, 发现叶片从叶根到叶片的变形趋势基本一致, 从叶根、叶尖到叶身中间区域, 弯曲变形逐渐增大, 最大弯曲变形发生在叶身中间。
3 采取的工艺措施
经过上述变形影响因素的分析, 采取了相应的改进措施。
3.1 工艺路线的优化
根据叶片的结构特点和技术要求, 合理规划叶片加工工艺路线和工序安排。对原工艺路线进行了优化。将叶身型面数控铣工序分为粗、精铣两道工序加工, 通过控制切削量来降低数控铣型面的加工变形。同时在其中间增加去应力热处理工序, 消除一部分加工应力, 可减少后续的加工变形量。增加热处理后叶片的大小轴颈磨削加工工序, 通过控制两端轴颈的同轴度来有效控制叶片加工弯曲变形量。
3.2 浇注夹具设计
针对轴颈精加工, 考虑需要增加叶身型面的刚性, 以改善装夹的弯曲变形, 增加叶身浇注低熔点合金的工序。夹具设计思路:所设计的夹具要保证浇注合金后的叶片具有足够的刚性, 并在车削或磨削回转时, 尽量不产生偏心, 同时要尽量减小重量, 减小离心力。
4 措施效果验证
将技术措施应用到叶片研制中, 大端轴颈尺寸精度有了明显的提高。叶片轴颈跳动可达到0.01~0.02之间, 可满足要求。
通过上述改进措施的验证和实施, 我们对弱刚性叶片轴颈加工的变形机理有了较为深刻的认识。所采取的技术措施可以有效地控制零件的变形, 同时可为其他结构相近的叶片加工变形控制起到一定的借鉴作用。
参考文献
[1]刘艳.《透平机械现代化制造技术丛书》总编委员会.叶片制造技术[M].北京:科学出版社, 2002, 10.
[2]赵明, 刘维伟, 李杰光[J].机械设计与制造, 2009, 6:106-108.
整流控制 篇2
[摘要]通过对两个不同整流系统的比较，分析了因雷击而从电网侵入的突发性浪涌电压造成的电压波动的特点及其对高负荷运行的离子膜整流系统的影响，提出对整流柜进行合理的过流倍数设置，并给电流调节系统提
供有效的调节时间。这是在电力系统设置各种防雷保护装置后的必要措施，也是保证整流系统在雷雨季节能高负荷、安全、稳定、长周期运行的关键。
目前，国内的氯碱企业大多受电价的影响。从经济运行的角度考虑，同时又为了最大限度的提高产量，就要使离子膜电解槽在较高的电流下运行，为此，所选的变压器和整流柜在运行时都带着较高的负荷。在这种情况下，因负荷率较高，变压器和整流柜的备用容量就很小，对系统的抗干扰能力也降低。遇有外电网的电压波动，特别是在雷雨季节因受雷电的影响而引起外电网电压的频繁波动，常常会造成整流系统停车，严重地影响了氯碱生产系统的长期、安全、稳定运行。
电力系统对因大气雷击而从电网侵入的突发性浪涌电压目前已有较为完善的保护措施。例如，35 kV进线为架空线，其防雷设施是在架空线上架设避雷线：另外，在变电所装设了2支高达30 m的独立避雷针、在整流变压器的35 kV高压开关处及35 kV母线上均设有避雷器。所有这些设施对于直击雷、感应雷以及沿线路侵入的雷电波(以下统称“雷电波”)引起的过电压起到了很好的防护作用，基本上已控制了雷害，电气设备大多不会因遭受雷击而毁坏，并能保持正常运行。特别是动力电气设备，基本都能保持安全稳定运行。虽有防雷设施，但雷电波对系统电压还是会造成一定的冲击，引起一定范围的电压波动，这一点在计算机监控的35 kV母线电压曲线上可以看出。雷击时，高能量的浪涌电压使得避雷器击穿放电，电压曲线上有时可以监测到电压值下降的点(该下降电压，有时是雷击造成的单相接地的接地相电压，有时是避雷器击穿放电对系统电压造成冲击时的电压(电压采样1 S采1点)。当过电压过后，线路上基本恢复正常电压时，避雷器切断工频续流，但此时的线路电压往往比雷击前的运行电压有所升高。图1中显示的是2002年6月7日雷电波引起Ⅱ期整流系统跳闸时计算机检测的电流、电压曲线示意图。02：02：30 02：03：30 02：04：30 02：05：30 图1 雷电波引起跳闸时计算机检测到的电流、电压曲线线电压在此时的下降上升，也就是雷电波引起的电压波动(在图1的曲线中，整流系统跳闸后电压稳定上升是在整流机组停车后，由电力系统负荷减少而引起的)。根椐曲线分析，整流跳闸发生在电压恢复上升阶段，是由于电压的突然升高而导致整流柜的高倍过流动作。2 整流系统状况
由于该公司地处多雷的东部沿海地区，春、夏季节雷电频繁发生。对雷电波的防护除上述的防雷设施外，整流柜本身还在交流侧设有专门的硒堆或氧化锌避雷器，用来吸收浪涌能量(包括操作过电压)，但有时电压仍会突破允许值或是不能使氧化锌避雷器动作o’离子膜烧碱系统对整流装置的稳流要求非常高，不允许有大幅度的电流波动。雷击时，由上述电压波动产生的电压突变、三相电压不平衡及瞬间缺相等对整流装置的控制回路影响极大，有时会因同步电压缺相等原因造成脉冲封锁，更多的是因电压升高引起整流柜高倍过流动作而造成停车。本文专门针对因电压突然升高而对整流系统造成的影响进行分析。公司Ⅱ期3万t／a离子膜烧碱装置于2001年10月建成投入生产。该系统整流变压器容量为 13 600 kVA，一次侧装有27档自耦调压变压器及两台输出电压相位差15。的变压器，其低压侧采用三相桥式输出，各带1台同相逆并联接法的KHS一12 480V的整流柜，每柜6脉波12桥臂，每桥臂由3只(I)x2500／1800V晶闸管并联而成。每台整流柜各带1台日本旭化成株式会社的复极式离子膜电解槽，1柜1槽可独立运行。整流电压通过整流变压器有载调压开关进行粗调，通过晶闸管整流器的控制回路进行细调。在整流装置初始投入运行时，两台整流柜各输出9 kA电流，此时整流柜的负荷率在75％，国内同类型离子膜电解槽一般均在这一 电流条件下运行，且运行得非常稳定，雷雨季节经常遭受雷击也未造成停车。经过大约半年时间的运行后，为了增加产量，增大了整流柜的输出，两台整流柜运行电流同时增至10．8 kA，此时的负荷率已高达90％。这一负荷在目前国内同类型的离子膜电解槽中是运行负荷最高的，超过了一般的额定值。日方为了保护离子膜，对电解槽的最大电流作了严格的限制，整流柜高倍过流保护只能整定在11．8 kA。因此，在雷雨季节运行时事故不断，一遇有雷雨的天气，遭受外电网侵入的浪涌电压时，马上就导致高倍过流动作，全厂连锁从2002年的全年统计可知，Ⅱ期系统仅因雷电波影响的跳闸停车竟达10次之多。而善高公司的一期氯碱电解系统为日本旭硝子株式会社的52台单极式离子膜电解槽，其整流系统是由2台8 650 kVA的整流变压器供电，每台整流变压器各有两组双反星形接法的低压输出，各带1台整流柜，4台整流柜每台额定电流为20 kA，且并联输出(一般情况每台整流柜输出17 IrA，共为68l)向52台单极电解槽输出电解电流。日方对该套系统的过流保护没有提出特殊的限制，整流柜的高倍过流保护按整流柜额定电流的1．35倍设定，即当整流柜直流电流达27 kA时，整流柜延时0．5 s跳闸。雷击时，该系统受大气过电压的影响较少，一般情况均能避免过电压波动的影响，可维持系统的稳定运行。3 I、Ⅱ期整流系统设置差别善高公司的两套整流系统是由同一条35 kV母线供电，但受雷电波的影响所造成的后果却大为不同。最初考虑这是由于Ⅱ期调节控制系统工作状态不可靠造成的；经仔细分析后，排除了调节控制系统的影响，认定是系统设置的问题，主要有以下3个方面：
(1)工期整流系统其高倍过流保护是按整流柜额定电流的1．35倍整定，在运行电流为17 kA时，过流倍数为1．59；而Ⅱ期整流系统的高倍过流保护是按运行电流考虑的，按日方的设定，整定在11．8kA。因此，当运行电流为9 kA时，其过流倍数为1．31；当运行电流为10．8 kA时，高倍过流倍数仅为1．09，大大低于工期的1．59倍。
(2)工期整流系统整流柜本身在高倍过流达到动作值时，经0．5 S的延时后再发出停车信号，执行全厂停车；而Ⅱ期整流系统的整流柜在高倍过流信号发出后不经延时(即0 s)就发出停车信号，立即执行全厂停车。
(3)I期整流柜交流侧过电压保护安装的是硒堆，能吸收较大的浪涌电压；Ⅱ期整流柜交流侧吸收浪涌电压的主要装置是通用型氧化锌压敏电阻。4 雷电波影响分析
事实证明，上述设置的不同，I、Ⅱ期整流装置对于大气雷击引起的突发性浪涌电压的防护能力也大不相同，具体原因分析如下：
(1)工期整流柜实际运行的过电流倍数为1．59，大大高于Ⅱ期实际运行在10．8 kA时的1．09，这证明了I期的设置是合理的，而Ⅱ期的设置偏小。雷雨季节，绝大部分的大气过电压是遭受感应雷及沿线路侵入的雷电波而形成的，遭受直击雷的几率是较小的。故对整流柜而言，对于感应雷及从电网侵入的浪涌电压，经电力系统的避雷设施控制后，在合理的过流倍数下是可以避免的(雷电波影响的时间是极短的，仅为几百)，故应在保证整流柜和离子膜电解槽安全的前提下，合理设置过流倍数。而对于直击雷，在避雷装置正确动作的情况下，有时也能控制过电压，但由于雷击能量巨大，仍有可能击穿磁瓶并使整流变压器高压开关速断跳闸(善高公司的架空线就曾遭受过直击雷，致使磁瓶被击穿，造成整流变压器35 kV速断开关跳闸)，因此，系统的安全停车更为重要。
I期系统十余年的运行经验表明，将其高倍过流量设置成原来的1．59倍，能安全运行且不会对整流设备及电解槽造成不良影响。而Ⅱ期的过流倍数在10．8 kA运行时仅为1．09，明显太低，常常会引起系统停车；当系统在9 kA运行时，其高倍过流量为1．31倍，系统不易受雷电波影响，可安全稳定运行。而1．31倍的过流量无论是对整流柜的晶闸管还是对离子膜电解槽，短暂时间的承受都是在设计范围内的，是安全的。
(2)在高倍过流发出信号后，Ⅱ期整流系统不经延时即动作于跳闸。因而，虽然雷电波引起的电压波动时间很短，但也无法抵抗，一旦超过设定值，必然会造成系统停车。对于晶闸管整流系统而言，电流回路均设有性能良好的电流调节系统；但对于无时限跳闸的设置，调节系统没有调节的时间，不能起到调节作用。而工期整流系统在高倍过流发出信号后，是经过0．5 S的延时才动作于跳闸。无论是何种外电网入侵的浪涌电压，由于雷电波持续的时间很短，只有几十至几百个。因此，设置0．5 S的时限足以进行有效的电流调整，电流调节回路能在极短的时间内将电流调节至正常、稳定的状态。
(3)I、Ⅱ期整流装置整流柜的交流侧均安装了吸收浪涌电压的装置，但从效果来看，硒堆对于浪涌电压的吸收要好于通用型氧化锌压敏电阻。整改措施 综上所述，对Ⅱ期系统防雷电波引起的跳闸事故，善高公司拟定了如下改进措施：
整流控制 篇3
摘要：针对传统滑模变结构控制在三相电压型PWM整流器中应用时参数摄动所引起的抖动现象，提出一种改进PID神经网络的滑模变结构在线控制方法，将PID三个参数作为神经网络隐藏层的神经元，利用PID算法响应快、无静差的特点以及神经网络的在线自学习能力，实时对滑模趋近律参数进行修改，从而缩短系统状态进入滑模面的时间并减小抖动。对选取的价值函数进行改进，使算法不会陷入局部最优而逼近全局最优解，并对系统的全局稳定性进行分析。通过仿真和实验验证，结果表明该方法能使系统全局稳定，抖动有明显削弱且具有更好的动态响应。
关键词：PWM整流器；滑模变结构；PID神经网络；趋近律；全局最优解
中图分类号：TM46 文献标识码：A
1引言
在电力电子技术应用领域中，PWM整流器具有实现能量双向流动、直流侧电压恒定、电网谐波低、功率因素可调等特点，因而得到了广泛使用。近几年，针对PI控制器的缺点提出了一种滑模变结构控制（SMVSC）策略，其物理实现简单，对参数变化和扰动不灵敏，响应速度快，适用面广，能够很好的应用于PWM整流器中，然而滑模变结构控制在本质上的不连续开关特性将会引起系统的抖振，使得稳定性降低的同时增加了控制器的运算量。
针对滑模变结构控制中的抖振现象，本文提出了一种改进PID神经网络复合控制（PIDNN）与滑模变结构相结合的控制方案，相比于传统滑模变结构控制，新的方案具有实时性好，无需精确的数学模型，鲁棒性强，在数字信号处理器（digital signalprocessor，DSP）上易于实现，能够很好的减小系统抖振等特点。
2三相电压型PWM整流器数学模型
三相电压型PWM整流器主电路如图1。图中ea、eb、ec为相位互差120°的三相交流电压，ia、ib、ic为三相交流侧电流，R为交流侧等效电阻、L为滤波电感、Udc为直流侧电压，iL为负载电流，RL为负载电阻，C为负载电容，以及sa、sb、sc为整流器IGBT的开关函数。
由于三相静止坐标系下的数学模型具有非线性时变特性，不利于控制系统的设计。根据功率不变原则，将三相静止坐标系下的数学模型转换到d-q同步旋转坐标系，转换后的数学模型如下：
式中：ed、eq为交流侧电动势的d、q分量；id、iq为交流侧电流的d、q分量；sd、sq为整流桥d-q坐标系下的开关函数。
3双闭环滑模变结构控制算法设计
3.1电压外环滑模面的选取与计算单元的设计
滑模变结构控制器设计主要包括两个环节，一是滑模面的选取，其次是趋近律的设计。
在三相VSR双闭环控制系统中，内环有功电流id是电压外环计算所得到的内部变量，则在系统滑模面的设计时需要控制的变量为外环电压Udc和内环无功电流iq。为了使得输出直流电压稳定在给定值，需满足等式Udc=Udcref。设计如下滑模面：
根据式（1）将电压状态变量表达式带入式（2），得：
3.2电流内环无功电流iq滑模面选取
为了满足系统在单位功率因素下运行，设计滑模面如下：
3.3趋近律的选择
为了使系统状态更快到达切换面且改善趋近运动的动态品质，本文采用了满足存在性、可达性和稳定性要求的指数趋近律进行趋近，令：根据式（1）可得如下状态方程：
根据式（1）、（6）、（7）、（8）、（9）可以得出滑模控制律为：
在指数趋近律公式中，kS可以保证系统状态偏离切换面很远时，以较快的速度到达滑模面。当S趋近于0时，kS趋近于0，但是由于Lεsgn（S）并不趋近于0，使得S也不趋近于0，而且系统参数和电力电子开关器件都具有一定的滞后性，造成系统状态在滑模面上来回的运动，从而产生颤振的现象。所以对于Lεsgn（S）中系数e的选择变得极其重要，若ε选择太小，会使得系统达到滑模面的速度过慢，若ε选择太大，则会使得系统出现超调甚至不稳定的现象。
为了解决上述问题，设计了一种改进PID神经网络控制器，实时对趋近律参数进行调整，最大限度的减小抖动。
4改进PID神经网络控制器设计
4.1PID神经网络控制系统结构
PID神经网络是一种多层前向神经网络，与一般神经网络的不同点在于隐藏层的选择上。一般神经网络中神经元的输入一输出特性都是静态的相同的，而PID神经网络的隐藏层由比例元、积分元、微分元组成，将PID控制规律融入到神经网络中，它具有PID控制器响应快、超调小、无静差的特点和神经网络的在线自学习能力，同时也克服了一般神经网络中的许多缺点。由于PIDNN结构简单，实现较易，采用DSP等芯片进行实现，算法运算量不大，因此可以很好的使用在实际工程应用。PIDNN结构形式如图2所示。
控制器采用2-3-1的3层BP神经网络，输入层输入分别为给定值r（k）和实际测量值y（k）。
输入层状态函数为：
式中：l、p、q为输入的最大限制值。
神经网络中权值是由价值函数进行训练更新的，若对初始权值选择不当，很难保证系统的稳定性且容易陷入局部最优解。针对这个问题，本文选取的价值函数为李亚普诺夫稳定性判据所要求的S-ke+e=0条件，后面证明了其不存在局部最优解问题：
在三相PWM整流器系统的PIDNN控制器中，两个输入信号分别为给定信号和实际测量信号，输出信号为滑模趋近律增益ε。通过不断的运算，直到E为一个无限趋近于0的正数时学习训练结束，此时已满足系统稳定性要求。在算法中将输入层到中间层的权值设定为定值：[w1i，w2i]=[1，-1]，i=1，2，3，即给定信号与实际测量信号的误差作为中间层神经元的输入，不进行更新，从而减少了整个系统的计算量。中间层到输出层的权值通过不断的训练得到，其训练公式为：
4.2局部最优解问题
在BP神经网络权值更新时，算法最大的问题就是停留在局部最优解上。根据系统不存在局部最优解的条件：当一个函数的二阶导数不随着变量改变其符号时，说明函数变量的曲率符号不变，该系统不存在局部最优解。根据所选取的价值函数（21），可证明其不存在局部最优解。
将所选价值函数对权值求二阶偏导数：
由式（32）可以看出对所选价值函数求二阶偏导数其符号始终为正，则该函数不存在局部最优解，但由于神经网络是一种启发式算法，不能够得到精确的全局最优解值，但是可以逼近于全局最优解，则所得到的解为全局最优解或次优解。
4.3系统稳定性分析
使用李亚普诺夫函数来判断系统的稳定性，这里选取与价值函数相同的式子来做判断：
由此可以看出，当学习步长足够大时，V为负定，此时的系统是稳定的。但在实际应用中，当把学习步长取的太大时，对系统的稳定性会产生一定的影响。根据上述分析，可得到三相PWM整流器PIDD-SMVSC控制原理图如图3。
5系统仿真结果及分析
利用Matlab/Simulink平台搭建了三相电压型PWM整流器的仿真模型，以本文所提出的方法与传统滑模变结构控制算法进行仿真对比，验证其算法的有效性和优越性。系统仿真主要参数为：380V/50HZ正弦交流电输入，700V直流电压输出，交流侧电感为4mH，等效阻抗为0.15 Q，直流侧负载电阻为49Q，电容为235μF。为了使得仿真结果和实物实验时的参数基本保持一致，选择开关频率为12kHz。
改进PID神经网络滑模控制直流电压输出波形如图4（a）所示，传统滑模控制直流电压输出波形如图5（a）所示。从两幅图的对比可以看出，输出直流电压波形都几乎没有超调，但传统滑模变结构控制达到稳态的时间要长，当达到稳态后，传统滑模控制的电压值会在给定电压±6V之间来回抖动，使得输出直流电压质量不高。由改进PID神经网络滑模控制算法的仿真波形可以看出，在稳态时的抖动只有±0.05V左右，相比传统滑模控制方法有明显的削弱，控制效果更好。
为了进一步的验证改进PID神经网络滑模控制的动态性能，分别对负载突变和电压给定值变化的情况进行了仿真实验。图6给出了负载突变时的波形，当系统直流电压稳定后，在0.15S时将负载由50%额定值增至100%额定值。由图可以看出直流输出电压经过0.003S恢复至稳定值且电流平稳的过渡到新的稳态值。
图7给出了电压给定突变时的仿真波形，当系统稳定后，0.1S时电压的给定值由700V突变至650V，由图7（a）仿真波形可以看出经过0.01S后到达新的稳定状态，由图7（b）可以看出交流电流也很好的过渡到新的稳态，使得电压突变后同样保持在单位功率条件下运行。
上述所做的仿真实验验证了本文所提出方法的正确性和优越性，相比传统滑模变结构控制能够更好的消除抖振且具有良好的鲁棒性。
6实验结果
为了验证仿真结果的正确性，搭建了以TSM320F2818为主控芯片的实验样机，主要参数如下：直流输出电压为700V，额定功率为IOKW，IGBT采用三菱公司生产的CMIOODY-24H，交流侧绕线电感为4mH，负载功率电阻为50Ω，负载电容由2个4700μF的电解电容串联组成，采用五段式空问矢量技术，其开关频率为12KHz。图8（a）为输出直流电压波形，由于负载端电容的存在，通电瞬间电容侧相当于短路，从而产生很大的冲击电流，所以不能直接进行可控整流，而是首先进行带有软启动的不控整流。不控整流10S后直流电压稳定，再由DSP芯片控制进行可控整流。图8（b）为带载稳态时的A相电压电流波形，由图可以看出，功率因素接近1。图8（c），（d）分别为带载和空载时由不控整流到可控整流时直流电压和交流A相电流波形。图8（e）为在空载稳态运行后转换为带载情况下的直流电压和交流A相电流波形。
7结论
整流控制 篇4
陕西铜川铝业有限公司变电站整流机组2005年12月投运以来, 发生多起和纯水冷却系统有关的停电事故。
(1) 2006年6月1日, 铝三线 (110kV进线) 电源端设备故障, 引起线路电压瞬间波动, 导致纯水泵接触器线圈失电脱扣, 断水, 机组跳闸, 停电40min。
(2) 2007年7月2日, 电解10kV, Ⅰ段所带施工电源电缆放炮, 造成10kV, Ⅰ段接地, 系统闪络, 导致交流Ⅰ段低压脱扣动作, 5台纯水泵接触器线圈失压跳闸, 断水, 30s后机组跳闸, 两台机组因主、副水压变化造成板式散热器串水, 水质降低, 90min后恢复正常。
上述停电原因均是110kV或10kV系统闪络, 电压突变, 纯水泵电机接触器线圈保持电压低于出厂值 (一般设计为线圈电压在80%～105%额定电压下正常工作) 后, 自动脱扣, 若不能在30s内恢复 (正常操作无法实现) , 机组即因断水跳闸。
2. 改进措施
纯水冷却系统原电气控制采用两路电源1备1用且相互闭锁, 两台纯水电机也相互闭锁, 1台过载, 另1台自启动, 确保纯水冷却系统工作不间断, 部分控制原理见图1。考虑到整流系统运行安全, 以及经济和可行性, 现在原线路基础上稍微改进, 增加部分见图1虚线框。
(1) 若系统闪络、电压突变, 导致主接触器1KM、2KM线圈瞬间同时失电, 此时1KM (31～32) 和2KM (31～32) 常闭接点闭合, 导通时间继电器KT3线圈, KT3延时闭合常开接点启动1#纯水泵, 避免机组断水跳闸。该接法确保只有当两个泵同时失电才会启动1#泵。
(2) KT3整定值应大于系统突变时间 (0.3ms) 和线路重合闸时间 (2s) , 小于机组断水跳闸时间 (30s) , 本例拟为3s。
3. 效果
《单相桥式整流电路》说课稿 篇5
西华一职专 李素珍
一、教材分析：
1．地位和作用： 本节内容选自陈其纯编著的《电子线路》§1.2.2内容,此内容既是第一章的重点和难点，也是整个教材的重点，教材的第一节介绍了晶体二极管的结构与特性，而整流电路正是晶体二极管单向导电性的具体应用，其中桥式整流电路应用最为广泛。同时，该内容也是单相半波和变压器中心抽头式全波整流电路的继续和后面滤波、稳压电路的基础。因此，本节课的内容就显得尤为重要。
2．学生现状：所任班的学生，为计算机专业二年级的学生,与平行班相比，学生学习习惯总体较好，相关的课程《电工基础》刚学完，由于《电子线路》这门专业课本身的特点，入门难，学生又是刚开始学，学生在学习过程中普遍感到困难，有少数学生学习较被动，还未掌握好一定的学习方法。
3．学习目标及确立依据
（1）学习目标（见教案）
（2）确立依据：
首先根据现行教学大纲的要求，电路组成、整流工作原理及整流电路的计算是学生必须掌握的内容，由此确立了学习目标的（1）、（2）、（3）点。而根据学生的现状，学生虽有一定的学习能力，但学习方式仍较被动，还处于一种简单的记忆、接受和模仿的阶段，为了使学生的学习方式有所改变，引导学生主动参与、独立思考，学会合作探究、与人交流，从而提高学生主动获取新知识、分析和解决问题的能力，故确立了学习目标第（4）点。
4．教学重点与难点：
根据大纲及学生的实际情况确立了本节课的重点和难点。整流电路工作原理的分析需要学生在理解二极管的单向导电性的基础上，根据电位的高低判断二极管的状态，从而准确画出整流电流通路，此为分析电压和电流波形、计算负载上电压和电流及二极管选择的关键所在。而这又需要学生有一定的运用知识的能力，故工作原理的分析既是难点也是重点。
二、教学设计理论基础及研究重点：
1．教学设计理论基础：（1）建构主义的教学理论，更加强调学习者的主观认识，更加重视建立有利于学习者主动探索知识的情境，始终保持教师与学生、学生与学生之间有效的互动过程。（2）根据探究教学理论，学生学习应在教师指导下运用探究的方法学习，让学生能够主动获取知识，从而发展学生的能力，培养学生的创新精神和实践能力。
2．研究重点与教学模式及方法：
本节课采用的是“达标式问题情景的创设”的教学模式，该模式的关键是如何创设问题情境，故研究重点是问题情境的创设。《电子线路》课由于其理论性强，抽象不易理解，学生普遍感到难学，为了分解难点，创设便于学生学习的问题情境，通过一个个问题的解决，激发学生的求知欲望和学习兴趣，引导学生进入探索、认识、解决问题的情境，从而提高学生的自主学习的能力，加强学生的创新意识。
本节课采用启发讲授、实验演示、讨论、练习等教学方法。
三、教学过程的设计：
（一）复习导入
设计了2个复习练习，对于复习题2，通过列表比较，让学生掌握两个整流电路的计算，这既是上节课的重点内容，也是本节课学生学习的基础；同时从变压器中心抽头式整流电路存在的缺点，提出问题，如何改进？由此自然引入新课。
（二）新课内容
1、电路
由单相半波、变压器中心抽头式整流电路作为基础，将电路直接呈现给学生，并让学生与相关课程《电工基础》中的电桥电路进行比较。
2、工作原理
（1）工作过程分析，以问题引导，由学生通过小组讨论，先判别出哪些二极管导通、哪些二极管截止，从而画出相应的电流通路，这样可以加强学生相关知识的运用，学会自主学习。
（2）工作波形和电路的计算，建立在工作过程分析的基础上，引导学生与前续知识进行比较得出，其中整流二极管承受的反向电压是学生不易理解的内容,在学生充分思考讨论的基础上，借助多媒体突破该难点，同时为了增强学生的感性认识，对工作波形进行了实验演示，来验证理论分析，这样不仅符合直观性的原则，而且培养了学生的观察与分析比较的能力，也体现了专业课的特点，这正是学生在学习过程中必须要注意的问题。
（3）理论与实践的结合，重要的一点就是与实际应用相结合，故在桥式整流电路的教学中，介绍了半桥堆和全桥堆的应用，并提出实际应用中可能会碰到的问题，让学生通过问题的解决，提高知识的应用能力。
以上的教学过程是通过问题情境的创设，来激发学生主动地联想、想像和思维，以获得某种形象或思维成果，使学生产生某种情感的体验，从而有效地调控教学情况，创设和谐的教学氛围，使教学内容触及学生的情绪和意志领域，使学生把学习活动变成自己精神的需要，教师在与学生的合作中接纳学生独到的见解、从而培养学生的创新意识，而问题情境的创设也是本节课的研究重点。
（三）练习
为了提高学生的学习能力，加强学生对知识的理解，练习贯穿于整个教学过程中，形式上多样，注重练习的典型性、有针对性，并联系实际，解决应用中的一些实际问题。
（四）小结
对应学习目标，总结学习的重点，并让学生参与其中，以列表比较的形式归纳，从而将本节的内容纳入已有的知识系统中，疏理知识点，使知识点系统化，并且引导学生总结学习方法，让学生转变学生观念，学会自主学习。
（五）作业
晶闸管整流桥的应用 篇6
关键词：缓上电；晶闸管；触发脉冲；PWM；同步脉冲；门极触发；隔离脉冲变压器
我们都知道，在以往的交直流伺服驱动器缓上电应用上，为了抑制上电时大电流对整流桥、功率电容的冲击，大都采用普通的三相整流全桥+继电器控制方式来实现缓上电，此方法的主要缺点有：
◇ 一般继电器的触点容量满足不了大功率应用场合，触点流过大电流时发热严重，线包发热也很严重，在高温高热环境下工作更是如此；
◇ 正常运行过程中，如由于某种原因导致继电器带大电流吸合或者断开，则很容易引起继电器损坏，甚至引起整个驱动回路的损坏；
◇ 响应时间长，在电网不稳定时仍可能造成电网对整流桥有很大的电流冲击；
◇ 耐压问题：由于触点为流过动力回路的大电流，必然要求线包与触点间的绝缘要求很高，而此类继电器现很难购买到。
因此，为了解决上述的缺点，国外有些厂家推出了晶闸管(可控硅)三相整流全桥，如日本三社公司推出的DFA xxx BA xxx系列整流桥，在不改变原整流桥外形、安装尺寸的情况下，内含一缓上电专用的可控硅，方便用户简化电路设计，为进一步提高产品可靠性提供了可能。现以DFA100BA160为例，介绍该类整流桥的使用方法，以达抛砖引玉的目的。
1 DFA100BA160工作原理简介
1.1 DFA100BA160的等效电路如图1所示，主要特点有：
(1)可连续耐受1600VDC的电压，能瞬时耐受1700VDC的电压；
(2)可连续输出100ADC的电流，能瞬时输出>1000ADC的电流；
(3)内置的可控硅可耐受电流冲击能力>7000A2S，电流变化率di/dt>150A/μs；且由于该可控硅也和桥内的二极管一样内置于该整流桥的散热基板上，而整流桥一般是安装在驱动器散热器上，所以其额定工作电流是有保障的。
从图1可以看出，若图中的可控硅未开通，即使3、4、5脚加入功率电，电流不能通过该可控硅流通，只能通过别的旁路(如缓上电电阻)流通。利用该可控硅，可实现缓上电的自动控制功能。
从图1也可以看出，DFA100BA160可分为输入部分(3、4、5脚)和输出(1、2)二部分，控制部分(6、7脚)。
1.2 DFA100BA160引脚功能见表1
2 DFA100BA160在伺服系统上的应用
2.1 一种用DFA100BA160作缓上电自动控制的典型伺服系统的功率电路(见图2)
图中A、B、C为3?准380VAC的输入端，KZi为整流桥内置可控硅的控制输入端，R5、R6为功率回路的缓上电电阻，同时R6也是TLP741光耦的电源采样电阻。
2.2 电路工作原理
由图2可见，当A、B、C端口刚送入3?准380VAC时，则：
(1)KZi送入的电平为高，TLP741原边不通，则付边不通，整流桥内置的可控硅不会导通，功率回路的充电电流只能通过三相全桥、R5、R6往功率电容C3充电，此前，上位机应禁止负载从功率电容C3上用电；
(2)当上位机检测到C3电容两端的电压变化率小于规定值时，则KZi送入的电平为低，允许TLP741原边导通，则付边在满足开通的条件下，随时准备好触发整流桥内置的可控硅导通。此时，如果采样电阻R6上的电压降可能很小，不足以让TLP741内的可控硅导通，或R6上的电压降足够让TLP741内的可控硅导通，但并不足以让整流桥内置的可控硅导通，则在此段时间内，整流桥内置的可控硅可能是不导通的；
(3)在送出的KZi信号为低，延时约10ms后(目的：充分保障触发电路准备好)，允许功率回路C3带负载。此时，如果C3电容两端电压比整流出的电压(即图2中的0端对2脚端的电压)高，则整流桥内置的可控硅仍不导通，只有在下一个充电周期：当0端的电压比1端的电压高、且采样电阻R6上的电压降足以让整流桥内置的可控硅导通时，可控硅才会导通。由图2功率回路带电机负载(负载功率约为5KW)后测得的可控硅控制极(6、7端)实际波形如图3、图4所示。
由图3可见，在触发脉冲的高电平期间，为可控硅关断时间，为主要由功率电容C3向负载提供功率期，约占整个脉冲周期的1/3；在触发脉冲的低电平时间，为可控硅完全导通时间，为整流回路往功率电容充电并向负载提供功率期，约占整个脉冲周期的2/3。
图４为图３波形的部分展开图，或者可以说是瞬时往功率回路充电需要提供的额外电流值：正常值为往电容C3的充电电流(对应图3中的类正弦波部分)，额外值为往负载提供做功的电流(对应图3中的叠加在类正弦波上的纹波部分)。图4中的时间段对应于可控硅的关断转向导通、充电/负载电流均流经电阻R5、R6的过渡期间。由于功率回路的ＰＷＭ控制周期为６kＨz，PWM开通时，电流流经R6，于是有触发脉冲加到可控硅的G、K极，PWM关断时，无电流流经R6，于是无触发脉冲加到可控硅的G、K极，所以此时间段内可控硅的触发脉冲频率也是6kHz。
(4)当发现有故障或掉电需要关断可控硅时，上位机在完全断开功率回路的负载后，再使送出的KZi信号为高，则最多延时一个电周期(=1/(6*50)s ≈3.33ms)后，可控硅必然关断。
(5)重复1~ 4，即可实现一个完整的控制过程。
3 注意事项
在图2方案电路中，要关注：
(1)电阻功率问题：在图2中，由上分析，可见电阻R5、R6在初次缓上电时瞬时流过的电流非常大，正常带载工作过程，瞬时流过的电流也比较大，所以，在实际应用时，必须注意选取电阻R5、R6的功率足够大；同时，在可控硅开通瞬间，流过电阻R1、R2的瞬间电流也较大，如图5所示，即为图2功率回路带电机负载(负载功率约为5kW)所测得的波形图：
由图可见，R6的电压降达7V，在每个供电周期(=50Hz*6=300Hz)均流过电流。由于R2的电压降被可控硅G、K极嵌位在2V以内，则在电阻R1上的压降：
≥ 7-2=5(V)
电阻R1上的瞬时功率：≥ 5*5/47 ≈ 0.53(W)
可见，电阻R1需承受的功率较大，所以也要注意选取电阻R1、R2的功率足够大，以充分保障整个触发控制电路的可靠性；
(2)时序问题：在上电时，如果在桥内的可控硅未满足导通条件，就允许功率回路带上负载，则电阻R5、R6很容易就烧断损坏，所以上电时，一定要保证在充分满足桥内的可控硅所需的开通条件后，再允许功率回路带上负载工作；同样，掉电时，也要充分保证在完全断开负载后，再使可控硅关断。否则，不但很容易会造成缓上电电阻R5、R6甚至R1、R2损坏，也使可控硅可能工作在大电流情况下关断，极易产生很高的关断过压，进而损桥内的可控硅，更是对桥内的可控硅的安全工作造成威胁；
(3)电流变化率问题：在任何情况下，必须保证可控硅导通期任何时候的电流变化率都不能超过其标称的重复值；
(4)通态平均电流额定值：在实际使用中，由于不能充分保证整流桥的散热，
则元件应降额使用。具体降额多少，需根据实际使用状况来决定。
(5)驱动光耦问题：由于涉及到强电、弱电隔离，可控硅导通时需要的推动功率较大，光耦付边耐压问题等，必须慎重的选择内置可控硅的推动光耦。
4 方案优点分析
由图2可见，由于很巧妙的利用缓上电电阻R6上的电压降作为光耦TLP741的供电电源，在需要桥内的可控硅开通时，才送出允许可控硅开通的开通信号；需要桥内的可控硅关断时，才送出允许可控硅关断的关断信号。所以，在功率回路正常带载工作时，KZi的电平是一直保持为低的，可控硅的关断、导通过程完全是自适应的，无需专门的控制策略。这不但省去了一组专门的供电电源，也无传统的可控硅触发控制电路需求的由供电电源的检出的同步脉冲(以确定触发的时刻)、门极触发所需求的隔离脉冲变压器等，大大的简化了触发控制电路，使整个触发控制电路的工作更为可靠。
5 结束语
从上述的实验结果来看，使用的内含一缓上电专用的可控硅三相整流全桥，可以完全替代传统的采用继电器作缓上电控制策略的缓上电方式，方便用户简化电路设计，节省安装空间，为进一步提高产品可靠性提供了可能。虽然如此，但也存在着如前面所述的许多需要注意的地方，并且在实际应用中一定要特别注意上下电的时序配合问题，否则，在应用过程仍然会容易发生元器件损坏的故障。
PWM整流器控制算法比较研究 篇7
随着现代电力电子技术的飞速发展,采用高功率因数,低谐波的高频开关模式整流器已逐渐代替了传统整流装置。截至目前,对于PWM整流器的控制方法逐渐演化为两大类 :一类称作是电压定向控制 (Voltage Orient Control) 策略,另一类称作是直接功率控制 (DirectPower Control),本文主要以两电平电压型 (VSC) 三相可逆PWM整流器为对象,分别对以上两种常见控制方法进行比较研究,通过仿真结果,得出有参考价值的结论。
1 控制结构图
图1为PWM整流器电压定向控制(VOC) 框图,它以电压为控制目标,采用电流内环和电压外环的双dq前馈解耦控制。其中,电流内环实现网侧单位功率因数,整流输入电流正弦化 ;电压外环实现整流输出电压恒定,纹波系数小。图2为直接功率控制 (DPC) 框图,它的电压外环节控制采用PI调节器,电压偏差进入PI调节器计算后,输出直流侧负载电流给定信号Iload,该信号与电压给定相乘,得到有功功率的给定值P*。无功功率给定设为Q*=0,以确保系统工作于单位功率因数模式。
2 仿真分析
依据以上的分析,搭建PWM整流器定向电压控制的仿真模型,主电路由三相对称电压源、进线电感、整流桥、输出稳压电容、负载等组成。按照图1、图2的控制框图,分别利用Simulink中的一些基本模块按照各部分的功能搭建,最后输出主电路所需的驱动信号。在仿真过程中,电压外环PI控制环参数的设定参考文献的整定方法,调试时候再根据实际的效果进行优化,最终得出控制性能较好的PI参数。主电路参数如下表所示 :额定功率P=15000W,电网电压有效值u=220v, 电网频率=50Hz, 开关频率 =10000Hz, 交流输出侧电感L=8Mh,直流侧电容C=500F。
2.1 VOC控制的仿真波形
启动及其稳态波形如图4.1 ~图4.2所示,由图可看出,系统在0.06s后进入稳态,Udc能够很好的跟随给定值,同时交流侧电压与电流能够保持同相位。
交流侧电流波形的正弦化程度是衡量控制策略优劣的一项重要指标,这里选择VOC运行于稳态下的电流波形做FFT分析,结果如5.1所示,由图5.1可知,VOC系统交流电流谐波含量为THD5=0.21%,THD11=0.19%,THD17=0.097%,总电流畸 变系数为THD=0.38%,正弦化程度较高。
2.2 DPC 控制的仿真波形
启动及其稳态波形如图6.1 ~图6.2所示。系统能够保证直流侧输出电压跟随给定,但电压始终是有波动的,且交流输入侧电压电流同相位,但电流波形质量不够好。
这里选择DPC运行于稳态下的电流波形做FFT分析,结果由图5.2可知,DPC系统交流 电流谐波 主要是THD5=6.12%,THD7=5.61%,THD11=1.02,THD13=0.87%,总电流畸变系数为THD=8.55%。
由以上数据可知,在稳态情况下,交流侧电流波形畸变方面,VOC系统要优于DPC系统,谐波含量较小。
3 结论
经过仿真比较,给出VOC与DPC系统的综合比较,即在稳态情况下,交流侧电流波形畸变方面,VOC系统要优于DPC系统,谐波含量较小。
摘要：本文研究了两种三相电压型PWM整流器的常见控制算法,电压定向的双闭环控制以及瞬时功率直接控制方案。并以Simulink仿真得到波形数据为基础,从启动充电阶段、交流侧电流谐波含量、直流电压纹波等方面,对以上控制算法进行比较,得出了一些有价值的结论。
浅谈PWM整流器的简单控制方法 篇8
1 PWM整流器的控制原理
PWM整流器其拓扑结构大致有两类:电压型和电流型。在实际应用中由于电压型PWM整流器的电气特性良好, 应用广泛。三相电压型PWM整流器的主电路结构图如图1-1所示。如图av、bv和cvA、B和代表C相系统电压, 也称为接入点电压, sai、sbi和sci代表A、B和C相的系统电流, 理想工作情况下, 系统电流中只存在基波有功电流。要达到这一目标需要对逆变器功率开关的导通和关断进行进一步控制, 最终使基波有功电流成为系统电流中的唯一成分。系统处于稳定状态后, 才能确保系统电流接处于弦变化状态, 同时系统电流与系统电压才能确保相位相同。图中, fL代表接入电感, 加在fL上的电压有两种, 一是接入的系统电压, 二是逆变器的输出电压, 他们的主要作用是控制逆变器的电流输出情况, 通过对逆变器的输出电压的控制来产生逆变器的电流输出, 并通过有效的方法使其中只含有功电流成分。
2 PWM整流器的数学模型
如图所示1-1, 在系统达到稳定状态是, 逆变器的中点O和直流侧的N点能够由一个电源vNO来作用, 由此三相PWM整流器电路就能够简化成单相等效电路。如图2-1所示。其中采用可控电压源来代表逆变器的输出电压。
图2-1中的vs代表系统电压、L代表接入电感、rv代表逆变器输出电压, 其中rv由一个可控的电压源代替。其中L的两端存在两种电压, 一是系统电压vs, 二是逆变器输出电压rv, 进而通过控制, 便能够使加在接入电感两端的电压得到调节, 以此对系统的输出电流si进行控制, 实现输出电流si中只存在基波有功电流。而且保证输出电流si与系统电压vs同相, 成正弦规律变化正弦。方能使得PWM整流器处在在理想的工作状态。
所以, 在dq坐标系里, 其数学表达式如下:
3 PWM整流器的传统解耦控制方法
PWM整流器的数学模型在同步旋转坐标系中, 其中的有功电流和无功电流具有耦合关联, 当对其中d轴或q轴电流进行控制时也会导致另一轴电流发生变化。为了使d、q轴电压udN、uqN直接控制响应的d、q轴电流isd、isq, 应用实际检测到的d、q轴电流对两相间的耦合进行补偿, 进而消除两轴电流间的不良影响, 从而实现电流的解耦控制。
原有的设计方案是利用实际电流和参考电流的差值经过PI调节器来代替, 其电流控制器数学方程为:
应用传统的控制方法, 采用有功功率平衡理论, 将直流侧电压参考值与实际值进行比较, 把误差传输至PI调节器中, 由于d轴和q轴间的电流存在耦合作用, 互相影响, 需先对q轴电流进行采样, 在将采样值融入对d轴电流的控制过程中, 同时还存在系统电压对d轴电流的影响, 需在d轴电压参考值中加入系统电压在d轴的值, 详情如图2-3所示。因为PWM整流器是工作在单位功率因数状态, 所以q轴电流的参考值为零。
图2-3为传统PI控制方法的电流控制框图, 由此可知, 此方法是对PWM整流器系统的输出电流进行采样, 将其体现在旋转坐标系d轴和q轴上, 并将其值与参考值进行作差比较, 再将其差值输送到PI调节器中进行调节, 正因为此方法解决了d、q轴电流间存在的耦合性所产生的不良影响, 因此, 在将其输入逆变器前就完成了解耦功能。通过逆变器输出逆变器的输出电压, 图中KC为电压型逆变器的传输函数, 如果开关频率附近的谐波影响可以忽略, 就能够用一个放大倍数来替换。
从图2-1能够看出, PWM整流器的控制框图中出现三个PI调节器, 其参数选取对整个控制结构性能起到至关重要的作用, 当PI调节器的参数与被控对象匹配时, 能够达到良好的控制效果, 但是被控制对象的参数不是静止的, 它随时间不断变化, 因此, 离线设计的PI参数不易实现理想的控制目标。
4 PWM整流器的简化控制方法
4.1 输出电流控制
PWM整流器的控制系统依据检测得到的系统电流对电压源型逆变器进行PWM控制, 令逆变器输出的系统电流跟踪其参考值i*sd和isq。PWM整流器d轴输出电流isd和q轴输*出电流isq两者间呈现耦合关联, 同事输出电流与系统电压也存在关联。原有控制过程是:首先将两轴电流解耦, 再针对其控制系统进行分别设计。这样设计出的控制系统能够实现良好的控制效果, 但同时也增加了控制系统复杂程度, 鲁棒性降低。
为了简化控制系统, 将d_q轴之间的耦合关系和系统电压视为系统前向通道的扰动, 其被控制对象为一阶系统。对于这样的被控制对象, 利用PI控制器就可以得到较好的动态性能和零稳态误差。
同时还可以通过忽略d轴和q轴的耦合关系来简化控制系统。见图4-1, 首先对整流器的实际输出电流反馈与参考值进行比较, 在将其差值传输进PI调节器中, PI调节器的输出为PWM整流器的开关控制信号, 在开关控制信号的控制下, PWM整流器输出电压为为电压型逆变器的传递函数, 它与传统控制方法电流控制环中的KC不同, 这里为电压型逆变器由开关占空比到实际输出电压的传递函数, 如果开关频率附近的高频谐波能够忽略不计, 就可得到;而传统控制方法电流控制环中的KC则是电压参考信号到实际输出电压的传递函数, 如果电压型逆变器工作在理想状态下, 同时开关频率附近的高次谐波忽略是, 存在。在频域范围, PI调节器的传递函数为是PI调节器的比例系数, Ki是PI调节器的积分系数。Kp和Ki对电流闭环系统的动态性能优劣起决定性作用。保证PWM整流器正常工作的前提是要使其直流电压高于其电源电压的峰值。因为KAPF值较高, 可以近似忽略其前向通道上的扰动。能够写出其闭环传递函数为:
4.2 直流侧电压控制
想要使PWM整流器工作在正常状态下, 一定要保证其直流侧电压恒定不变。本文在直流电压调节部分采取传统的控制方法, 即先把直流电压与其参考值进行比较, 然后将差值输入PI调节器, 再将PI调节器的输出加到有功参考电流中。由于PWM整流器直流侧采用大电容使其直流电压得到平衡处理, 此时其动态响应速度与电流控制环速度相比较慢, 因此, 在电流控制系统基础之上, 电压环较的设计相对容易。
参考文献
[1]舒迪前.预测控制系统及其应用[M].北京:机械工业出版社, 1996.
[2]邓聚龙.灰预测与灰决策[M].武汉:华中科技大学出版社, 2002.
[3]王久和, 李华德, 王立明.电压型PWM整流器直接功率控制系统主电路参数设计[J].北京科技大学学报, 2006.
[4]刘渊, 许强等.基于TMS320F2407的三相电压型PWM整流器[J].湖北工学院学报, 2000.
电压型PWM整流器功率控制研究 篇9
电压型PWM整流器的基本结构如图1所示。假设直流侧负载为电阻性负载, 由主电路图便可以得到交流侧电压、电流的静态关系:
式中:E为交流电网的电压, V为电压型PWM整流器交流侧电压, VL为各相感电压, R为电感的内阻, I为交流侧的电流。从关系式可以看出, 为了控制交流侧的电流, 稳定功率, 可以通过控制交流侧的电压来实现控制的目标, 这就是PWM取名“电压型”的主要原因。
2 电压型PWM整流器功率控制
2.1 电压型PWM整流器控制技术
从目前的控制技术来看, 电压型PWM整流器要控制的变量有两个分别是整流器的输出电压和整流器的输入电流。由于整流器DPC系统采用了功率滞回比较器, 导致系统比较复杂。基于Lyapunov非线性大信号方法控制, 三相电压型PWM整流器的控制技术有滞环PWM电流控制、状态反馈控制、定开关频率的电流控制、二次型最优控制、预测电流控制、滑模变结构控制、矢量控制、非线性状态反馈控制、直接功率控制、单周期控制、模糊控制、神经网络控制等都已经成功应用在电压型PWM整流器的控制上。伴随着这些控制技术的应用, 电压型PWM整流器控制技术得以空前的提高, 目前通过电压型PWM整流器进行功率控制, 提高功率的稳定性。
2.2 电压型PWM整流器功率控制系统的设计
电压型PWM整流器功率控制系统的设计目的主要有减少扇形边界对功率控制及直流电压的影响, 提高有功功率与无功功率分别控制能力, 采用功率内环和电压平方外环提高了直流电压跟踪、功率跟踪能力, 提出设置扇形边界死区的控制策略, 较好地解决了功率耦合问题降低THD。在设计上, 要侧重提出双开关表的控制策略, 设计时采用功率前馈解耦控制策略, 充分利用功率输出子空间实现功率的预控制, 善于采用了变无功给定, 改进了功率响应, 同时还要采用了空间矢量调制 (s pace ve ctor m odulation, SVM) 。从电压型PWM整流器的主电路可以看出, 当电压型PWM整流器直流侧电压低于V1 (V1为电网线电压的有效值) 时, 每个开关管都并联了1个续流二极管。基于传统的电压定向直接功率控制 (voltage orienteddirect power control, VO-DPC) 和虚拟磁链定向直接功率控制 (virtual flux bas e d dire ct pow e r control, VF-DPC) 控制方案, 提出了功率预控制策略, 达到减轻电网电压畸变产生的影响, 保证恒定的开关频率的目的。
电压型PWM整流器就相当于三相不可控整流器, 直流电压只能在一定范围内调节, 同步变压器检测出来的电网同步电压, 通过低通滤波器进行滤波, 这是由于主电路的结构决定的。而要使电压型PWM整流器输出电压高于此值, 就必须通过PWM来控制功率, 从而使电压型PWM整流器能够输出一个高的电压。所以, 然后输入到间接功率模型模块中, 电流会产生了三相调制波。将调制波输入到触发模块中, 就能够产生三相同步脉冲来驱动IGBT, 从而对交流侧电流进行控制, 达到控制功率的目的。电压对输入电流的控制, 间接达到功率控制的目的。在现场中, 对于υ的调节可以采用调节器, PI的输出为交流侧电流幅值Im, 这个可以调节整个功率控制系统。
2.3 电压型PWM整流器功率控制模型
PWM整流器具有网侧电流低谐波、单位功率因数、能量双向流动及恒定直流电压控制, 通过这些因素, 实现功率控制的目标。采用各种功率控制策略, 其目的都是为了提高整流器的性能。真正解决解决整流器本身的非线性对性能的影响。在dq两相同步旋转坐标系统中, 对电压型PWM整流器进行数学建模, 建立电压型PWM整流器模型, 绘出主电路拓扑结构进行分析。以三相电路为例子, 电路图要包括三相对称电源相电压、三相线电流、整流器的开关函数、单极性二值逻辑开关函数、为直流电压、滤波电抗器的电阻和电感、直流侧电容、负载、整流器的输入相电压、负载电流等内容。为建立数学模型, 大胆作如下假设:电源为三相对称正弦电压;开关为理想开关, 无损耗, 另外滤波电感是线性的, 且不考虑饱等。在非线性控制中, 功率无源控制模型本质上是能量控制, 已在整流器功率控制策略开始应用研究。根据整流器功率EL数学模型, 使整流器具有功率响应快、直流电压稳定性好, 利用新的阻尼注入方法设计无源功率控制器, 采用空间矢量调制, 构建更合理的电压型PWM整流器功率控制模型。
3 PWM整流器功率控制技术研究展望
PWM整流器功率控制策略有多种, 随着PWM整流器在工业领域的广泛应用和电力电子技术的不断发展, 对PWM整流器功率控制策略的研究将不断深入。例如, 直接功率控制 (direct power control, DPC) 策略引起社会各界, 特别是自动控制领域的学者门的广泛关注, 它具有功率快速跟踪, 功率因数高, 结构、算法简单, 动态响应快等特点, 符合现在控制的要求, 得到社会的认可与支持。本文主要从三方面对PWM整流器功率控制技术研究提出展望。
3.1 PWM整流器的功率控制技术在电网不平衡时的作用
当电网处于不平衡状态时, 为了使PWM整流器在电网处于不平衡状态下仍能正常运行, 必须调节电压的负序分量, 提出相应的控制策略, 使PWM整流器网侧电流和直流输出电压的低次谐波含量降取最低值。通常的情况下, 利用常规的以三相电网平衡为约束条件的控制策略进行控制, 对降低整流器的性能具体重要的实践意义, 在现场控制中得到广泛的支持。这样不但避免PWM整流器出现不正常的运行状态, 提高PWM整流器的性能。目前这些研究主要通过控制系统本身去改善和抑制整流器输入侧的不平衡因素, 围绕整流器网侧的电感及直流侧电容的设计准则而进行的。
3.2 DPC系统仿真在电压型PWM整流器功率控制中的应用
整流器DPC系统设计, 是基于电流解耦为基本原理, 通过功率控制策略而进行设计的方法。结合整流器DPC系统和电压型PWM整流器功率控制的特点, 有针对性地对整流器DPC系统进行设计, 以满足功率控制的目标, 也是未来工业自动控制领域的一个新发展方向。设计DPC系统参数:RL=11欧, U=86伏, ω=314转/秒, R=0.1欧, Udcr=200伏, C=2200微法, 另外KK=0.0195, K=0.178, 把参数都设计好了, 再进一步进行系统仿真。所得到的曲线图分别说明、相电压ua、相电流ia、直流电压Udc、直流给定电压Udcr、瞬时有功功率p、瞬时无功功率q的特点与分布。
4 结论
本文对相电压型PWM整流器控制技术、特点及其实现方法, 以及PWM整流器功率控制技术进行介绍。指出电压型PWM整流器功率控制技术的发展趋势。
摘要：本文介绍电压型PWM整流器的基本结构及工作原理, 提出电压型PWM整流器功率控制技术, 根据电压型PWM整流器在同步坐标系中建立的整流器功率控制数学模型, 基于功率控制, 解决了有功功率和无功功率互为耦合问题。提高了整流器直流电压跟踪和功率跟踪能力, 使系统具有响应快、稳定性好、抗负载扰动能力强及结构简单的优点, 并对未来电压型PWM整流器功率控制技术的研究发展指出方向。
关键词：PWM整流器,功率控制,控制模型
参考文献
[1]张纯江, 顾和荣, 王宝成.基于新型相位幅值控制的PWM整流器数学模型[J].中国电机工程学报.2003.23 (7) :28-31.
[2]毛鸿, 吴兆麟.基于三相PWM整流器的无死区空间矢量调制策略[J].中国电机工程学报.2001.21 (11) :100-104.
[3]王久和, 李华德, 李正熙.电压型PWM整流器直接功率控制研究[J].辽宁工程技术大学学报.2004.23 (5) :658-660.
整流控制 篇10
PWM整流器因其交流侧功率因数高、输入电流谐波小、挂网为无污染绿色负载,是谐波抑制与无功补偿方向的一个研究热点[1]。针对PWM整流器的控制策略,分析的比较多的是按照电源电压矢量定向(VOC)的双闭环解耦手段,该方法通过坐标变换将输入三相电流转化为d轴电流有功分量和q轴无功分量,有功电流控制功率传输,无功电流调节功率因数,同时确保直流输出侧电压稳定[2]。该控制过程要获取电源电压矢量的实时位置,而后在旋转坐标变换中正确计算各电流分量,且功率器件的通断信号要用正弦脉宽调制(SPWM)或者空间矢量调制(SVPWM)生成,因此运算量大、实时性要求高,且控制系统参数整定困难。文献[3]提出了直接功率控制(DPC)策略,该技术思路新颖、结构简单、动态响应快,是一种效果较好的控制方法。本文详细阐述了DPC系统的结构,并利用计算机仿真,给出了其各个重要物理量的动态响应曲线,展示出了其控制效果,最后对DPC给予了简单的评价。
2 控制结构
DPC控制结构如图1所示,整个的控制系统有两个特点,一是利用两个滞环比较器直接控制整流器的实时有功、无功功率,将其限制在一定容差范围之内。另一个特点是功率器件的导通关断信号是利用滞环比较器输出的功率增减信号和电源电压矢量所在的位置作为输入参数查表得到,不使用变流设备中常用的各种复杂调制方法。以下对DPC系统的各个部分进行详细的说明。
2.1 有功无功计算模块
功率计算式(1)是基于瞬时无功功率理论的,在计算实时功率时,要求有交流侧电流i、电源电压e两类信号。
2.2 abc到变换和扇区计算
将三相对称电源相电压实时值ea、eb、ec利用abc到αβ的变换矩阵式(2),确定出其在α轴上的分量eα和β轴上的分量eβ,这样根据如图2所示的划分得出电压矢量所在的扇区号N。
2.3 滞环比较器
功率的实时控制是通过滞环比较器来实现的,其设定为:
其中H_p为有功控制环宽,H_q为无功控制环宽。环宽越小,对有功和无功的控制精度越高、响应快,但过小的环宽会使得开关频率增大,开关损耗增加,影响VSC的电能转换效率。因此,环宽根据所采用的功率器件特性、功率环运算速度来折中选择。
2.4 实时开关表
开关表设计如表1所示有3个输入信号:有功增减信号sp、无功增减信号sq、电源电压矢量所在扇区号N,输出信号为控制系统当前所需要的开关矢量。
2.5 功率给定与直流电压控制
电压外环节控制采用PI调节器,电压偏差进入PI调节器计算后,输出直流侧负载电流给定信号Iload,该信号与电压给定相乘,得到有功功率的给定值P*。有功功率给定设为Q*=0,以确保系统工作于单位功率因数模式。
3 仿真分析
依据以上的分析,利用Matlab/Simulink工具箱[4],建立PWM整流器直接功率控制的仿真模型,主电路结构如图3所示,由三相对称电压源、进线电感、整流桥、输出稳压电容、负载等组成。
控制部分如图4所示,按照图1的控制框图,利用Simulink中的一些基本模块按照各部分的功能搭建,最后输出主电路所需的驱动信号。在仿真过程中,电压外环PI控制环参数的设定参考文献[5]的整定方法,调试时候再根据实际的效果进行优化,最终得出一组控制性能较好的PI参数,仿真所采用的参数见表2。
仿真所得曲线如图5-图8所示,在0.1s时刻系统负载增大到额定值的1.5倍,此时直流电压有一个很小的降落,但仍然能很迅速的跟随定值,说明系统抗负载扰动能力较强。0.2s时刻直流电压给定功、无功响应曲线也很良好,P随负载的变化而变化,Q始终趋向零。在整个过程中,交流输入侧电压和电流始终保持同相位,但直流电压的波动较大,启动时刻有一个很大的冲击。
4 结论
从以上的分析中可以看出:(1)由于使用滞环控制器,系统的开关频率是变化的,这给功率器件的选择造成一定困难。(2)交流输入侧需检测电压、电流信号,直流侧输出电压信号也必须监测,且各个物理量要足够高采样频率以保证交流输入侧的电流波形质量。
DPC控制与电压定向控制VOC两者的思路截然不同,该方案直接对有功和无功功率进行滞环比较控制,无需旋转坐标变换,开关量的选择是依据其对有功和无功的增减作用确定的。
VOC可以与感应电机驱动中的矢量控制相比拟,而DPC对应于直接转矩控制,理论上,PWM整流器与感应电机驱动两者中,某些物理量应该存在某种对偶性。
参考文献
[1]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.
[2]陈睿.高性能PWM整流器研究(硕士学位论文).北京:中国科学院电工研究所,2006.
[3]Toshihiko Noguchi,Hiroaki Tomiki,Seiji Kondo,et al.Direct power control of PWM converter with power-source voltage sensors[J].IEEE Trans on Industry Applications,1998,34(3):473-479.
[4]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社,2006.
整流控制 篇11
【摘要】近几年来随着高频开关电源技术在通信系统中的广泛应用，进一步拓宽了电源设备交流输入电压的应用范围，提高了电压频率，而且维护起来更加便捷。基于此，本文主要针对通信用高频开关电源整流电源进行了探讨。
【关键词】通信；高频开关电源：整流电源
【中图分类号】TM910 【文献标识码】A 【文章编号】1672-5158（2013）04-0084-01
随着最近几年来对微波数字化的不断改造，传统的硅整流电源系统已经无法继续满足人们的需求，高频开关电源系统应运而生，该技术能够扩大交流输入电压的范围，缩小电源设备的体积，确保电源系统能够稳定可靠的持续运行，在对系统维护管理时更加简单便捷，目前已经广泛的应用于无人职守并集中进行监控的数字微波通信系统当中。不过，在高频开关电源中，生产厂家在介绍其主要部件整流模块的具体工作原理时还不够具体，维护管理人员在维护的过程中难免会遇到一定的困难。因此，本文主要针对通信高频开关电源整流电流进行了分析和探讨。
1 高频开关电源的主要组成部分
高频开关电源的主要构成部分包括：主电路、控制电路、检测电路以及辅助电源等四部分。在这当中主电路也是由四个部分构成的，分别是输入滤波、整流、逆变以及输出整流滤波等。其中输入滤波具有的主要作用是可以将电网当中存在的杂波全部过滤清除，与此同时避免本机出现的杂音直接反馈到电网当中。整流具有的主要作用是将电网中输入的交流电在输出之前有效的转化成为直流电。逆变主要是为了降低体积和重量与输出功率之间的比值，把经过整流的直流电继续转化为频率较高的交流电。输出整流滤波通过消除杂音和波纹，确保直流电具有较好的稳定性和可靠性。因此高频开关电源的主要功能是把交流电在二极管当中进行直接整流和滤波，让其转化成为直流电，然后在高频开关的作用下把直流电再继续转换成高频交流电，并利用高频变压器对高频交流电进行变压和隔离，最后由已经恢复的二极管具有的高频整流作用，通过电感电容滤波之后输出。高频开关电源的优势主要包括，体积相对较小、重量较轻、具有较好的可靠性、在维护和扩容的过程中难度较低并且具有较高的运行效率等。
2 高频开关电源的具体工作原理
交流市电能够在线路滤波器当中进行防雷以及滤除杂音，避免受到其干扰，在整流桥当中完成对A C220V的整流工作，然后再利用功率因数校正电路来对有源功率因数进行合理的校正，确保输入电流波形能够实时跟踪正弦电压波形。由于通常我们输入的电流波形会在一定程度上受到负载的非线性影响而发生畸变，导致其谐波成分过多，造成电网的波动问题，不仅会直接干扰到供电设备的正常运行，还会严重浪费电力资源。因此，功率因数校正器能够有效的将电压和电流波形校正成为标准正弦波，确保其相位能够保持一致，在功率因数逐渐趋近于1时，也能够保证升压校正的输出高压HVDC能够具有良好的稳定性。最后，在脉宽调制控制电路的控制下实现高频逆变，利用高频变压器对其进行降压实现第二次整流滤波，这样就获得了48V直流工作电压。由此可见，在高频开关电源中采用的主要技术就是有源功率因数校正技术，如下图1所示。
从图中我们可以看出，在开关管K1接通之后，输入的交流电压能够快速通过整流桥对L1（电感）进行充电同时产生感应电势，该电势和电源电压的极性相反；在开关管K1被断开以后，L1的电势极性会随之变反，这时便能够和电源的极性保持一致，在给C1充电的过程中相当于两倍的电源电压，在电压逐渐升高的时候电流会随之增大，在电压达到最大值时，COS=1。所以，功率因数校正器具有的主要功能包括两个：首先是可以让输入电流实时跟踪电压波形，确保其成为正弦波；然后能够让输入电流和电压保持相同的相位，逐渐将功率因数调整到最大值。在正常运行的过程中，开关电源的控制信号在对四个开关管s1、s2、s3、s4进行通断控制时，脉冲信号的正、负并没有连续在一起，而且还设置了零信号区，在这个区域内，开关管s1，s2，s3，s4都是截止的，只要对零信号区的实际宽度进行合理的控制，就能够有效改变开关管的通断时间，最终对输出电压的大小进行适当的调整。
3 通信用高频开关电源整流模块的效率分析
本文在讨论整流模块具有的效率特性的过程中，主要将48V整流模块作为分析案例。通过分别对48 V/30 A，48 V/50 A，48 V/100 A共3个型号的整流模块进行测量，总结出以下规律：（1）当负载率为100%时整流模块的效率并不会达到最大值，而是负载率保持在50%～80%的范围内时才会达到最高效。（2）如果将负载率范围控制在40%～90%之间，整流模块的工作效率将达到一个比较高的值，并且与其相对应的效率曲线也会比较平稳。（3）如果将负载率控制在40%以下，那么整流模块的运行效率将会比负载率范围控制在40%～90%之间时降低很多，尤其是在负载率在10%～20%之间进行工作时，运行效率会出现急剧下降的现象；对于本次试验中的三个不同型号的整流模块来说，其效率的下降幅度均没有超出1%。（4）如果将负载率控制在80%以上，整流模块的工作效率比负载率在50%～80%之间时有一定程度的下降现象；对于本次试验中的三个不同型号的整流模块来说，其效率的下降幅度均没有超出1%。由此可见，如果整流模块的生产厂家不同、型号也不同，那么其相对应的效率曲线也不尽相同，不过对于大多数的整流模块来说都符合上述规律。所以，为了确保整流模块在工作过程中能够达到效率最大化，应该尽可能的将负载率控制在50%～80%之间。
4 整流模块效率曲线在节能方面的具体应用情况
通信用高频开关电源在节能方面的应用情况主要是通过不断的提高其工作效率，在确保输出功率保持不变的前提下尽可能的减小输入功率，以便于实现降低能源消耗的目的。由于高频开关电源系统具有休眠功能，因此它能够根据负载发生的实际变化情况，自动实现冗余模块的软关断或者软开启操作，确保整理模块的工作效率比值能够达到最高点，以此来有效的提高高频开关电源的工作效率。另外根据试验过程中所获得效率曲线我们可以知道，当负载率保持在40%～100%时，整流模块的工作效率一般情况下都可以维持在一个比较高的状态；但是在将效率最大值作为比较值时，如果负载率为40%，那么工作效率的下降幅度最多会达到0.5%；如果负载率为100%，那么工作效率的下降幅度最多将会达到1%；而负载率如果在40%以下，那么工作效率的下降幅度将会达到10%。由此我们可以知道，效率的明显下降现象一般都会出现在负载率相对较低的情况下，因此在设置冗余模块的软断开点时，可以将负载率的范围控制在40%～50%之间；而软开启点的设置则可以将负载率的范围控制在80%～100%之间。
5 结束语
通信设备的主要电力来源为通信电源，是通信系统的一个重要构成部分。随着我国通信事业的快速发展，很多通信设备都得到了多次更新，通信系统对通信电源所提出的要求也不断增加。而通信用高频开关电源能够把输入的交流电有效的转化成为直流电，然后将其稳定输出，具有高效运转的特点，并且会不断的随着负载率发生的改变而进行变化，而且越来越多的高频开关电源系统通过引入休眠功能，进一步提高了工作效率，值得推广应用。
参考文献
[1]黎粤梅.高频开关电源节能技术的探索[J].科技资讯.2011（17）
[2]崔志东，赵艳.高频开关通信电源系统的组成、管理和维护[J].电源技术应用.2009（01）
整流控制 篇12
PWM整流器具有交流侧电流谐波含量小,功率因数高,能量双向流动等突出优点,因而在AC/DC功率变换中得到了广泛应用[1]。目前,在中等功率应用场合,一般采用两电平PWM整流器;而在高压大容量应用场合,PWM整流器一般采用多电平的拓扑结构[2,3]。如在轧钢和轨道交通系统中广泛应用的高压大容量三电平变频调速系统,其整流环节多采用三相的三电平整流器[4]。与两电平PWM整流器相比,二极管钳位式三电平PWM整流器具有明显的优势,因此得到越来越多的应用。
为了提高系统的动态响应和降低谐波分量,近年来国内外学者提出了多种电压型PWM整流器的控制策略。传统的PWM整流器采用双闭环控制策略,电流内环采用PI调节器进行前馈解耦。然而这种方法参数多,调节比较复杂,同时对系统参数准确性要求也较高。
本文将内模控制(IMC)原理应用于三电平PWM整流器中,用内模控制来代替传统双闭环中的电流内环PI调节器。在Matlab中对IMC电流调节器进行了仿真分析,结果表明了内模调节器的设计不仅对PWM整流器参数的依赖性较小,容易调整,并且具有优良的电流内环动态响应性能。
2 三电平整流器的数学模型
二极管钳位式三电平PWM整流器的主电路结构如图1所示。其中ea,eb,ec为电源电压,ia,ib,ic为交流侧输入电流,L和R分别为每相的滤波电感和等效串联电阻。RL为整流器负载,Ed为反电动势。
根据三电平整流器的拓扑结构,可以建立其在dq同步旋转坐标系中的数学模型[5]:
式中:ed,eq,id,iq分别为dq坐标系上的交流侧输入电压、电流分量;ud,uq为整流器交流侧电压在dq坐标系上的分量。
由PWM整流器在dq坐标系下的数学模型中可见,d,q轴电流分量id,iq相互耦合,给电流控制设计器带来不便[6]。因此,在本文中引入内模控制器作为电流内环调节器,实现id,iq的解耦控制。图2为基于内模控制的三电平PWM整流器控制框图。
3 内模解耦控制策略
内模控制是一种基于过程数学模型进行控制器设计的新型控制策略[7],其主要特点是结构简单、设计直观简便,在线调节参数少,调整容易,鲁棒性能、跟踪性能、动态性能良好[8]。
3.1 电流内模解耦控制的基本原理[9]
内模控制的基本原理如图3所示。其中CIMC(s)为内模控制器,G(s)为被控对象模型,
3.2 PWM整流器电流内模控制
在图3的内模控制中,若设定输入R(s)为电流给定,R(s)=[i*di*q]T,Y(s)为交流侧的输入电流Y(s)=[idiq]T,G(s)为控制对象整流器的模型,U(s)为PWM整流器输入侧电压。则有:
Y(s)=U(s)G(s) (4)
其中 U(s)=[ud(s) uq(s)]
式中:
通常,为了提高鲁棒性,减少控制对象与建模之间不匹配造成的影响[10],常引入一个低通滤波器为
式中:λ为闭环带宽,I为单位阵。
因而所设计的内模控制器为
将式(5)代入式(3)中,则IMC电流控制器的反馈控制器为
整流器内模控制框图如图4所示。
需要指出的是,当预测模型与实际对象一致时,系统闭环带宽仅取决于参数λ[11],并且λ与阶跃响应上升时间的关系近似为tr=2.2/λ[12]。
4 三电平空间矢量调制
三电平整流器每个桥臂有3种输出状态,因此共有27种基本电压矢量,如图5所示。假设期望的电压空间矢量在第1扇区的B 三角形中,如图6所示。电压矢量由最近的3个空间矢量V1,V3,V4合成,计算出各输出电压矢量的作用时间,即可得到对应开关器件的导通和关断时间。由空间电压矢量的伏秒平衡原则,可得:
Tc=2MTssin θ (9)
式中:Ta,Tb,Tc分别为电压矢量的作用时间;Ts为系统采样控制周期;θ为相角;M为调制深度,
同理,可以得出电压矢量在A,C和D中合成三矢量的作用时间。根据对称性可得其余5个扇区的矢量作用时间。根据各矢量的作用时间,按中心化对称的矢量发送顺序,可以分别得出参考矢量Vref位于扇区4个三角形A,B,C和D中的三相输出矢量时序图,也就可以得到空间矢量调制模式。进而,根据相应的空间矢量调制模式和上述电压矢量的作用时间,就可以得到三相桥臂各开关器件的驱动信号,从而可以实施对三电平整流器的SVPWM控制。
5 仿真结果
基于上述PWM整流器的数学模型及控制策略,可以方便地在Matlab/Simulink下搭建整个系统的仿真模型。和传统双闭环控制不同的是,电流内环采用的是内模解耦控制。系统仿真涉及的主要参数为:交流侧输入电压为ea=220 V,输入电阻R=0.15 Ω,电感L=8 mH;直流母线电容C1=C2=2 000 μF(为了防止母线电压冲击,电容C1,C2的初始电压分别为270 V);整流运行时直流母线给定值Udc=690 V,逆变运行时母线反电动势给定Ed=720 V;直流侧电阻RL=69 Ω,开关频率为2 kHz。需要指出的是,为了更方便直观地观察与比较电压和电流波形,文中将电源电压波形缩小了5倍。
图7为基于内模控制的三电平PWM整流器的仿真波形。其中0～0.2 s为整流状态,0.1 s时,负载减小为原来的一半;0.2～0.3 s为逆变状态。图7a为整流器输入侧的线电压。可以看到:整流器输入侧线电压为5电平,而传统的两电平整流器电压仅为3电平,因此系统的谐波性能明显优于两电平系统。由图7c可以看出,整流或逆变时,整流器的功率因数基本分别为±1。图7b表明直流母线电压平稳,能有效抵抗负载扰动。同时从图7f及图7g可以看出,dq轴实际电流分量能很好地跟随给定值。
图8为直流母线电压给定突增和突减时,基于内模控制的三电平PWM整流器仿真结果。
0.1 s时刻母线电压给定从600 V突增至700 V, 0.2 s时又突减至600 V。 可以看出, 当母线电压给定信号发生变化时,实际母线电压能很好地跟踪,电流dq分量也能很好地跟踪给定。
6 结论
用内模控制器进行调节时,只需要设定参数λ,与传统PI调节器相比调节更加简单。理论分析和仿真结果表明,基于内模控制的双闭环三电平PWM整流系统具有很强的鲁棒性,并且动态性能好。在整流或逆变时,系统功率因数基本分别为±1,直流母线电压保持恒定。当负载突变时,母线电压基本不变,并且电流分量能很快跟随给定值。
摘要：根据二极管钳位式三电平PWM整流器的电路结构,建立了在dq坐标系的解耦状态空间方程。当系统参数与模型参数不完全匹配时,传统的双闭环调节方法可能会出现解耦失败。为了实现可靠的解耦控制,将内模控制原理应用于三电平PWM整流器电流内环控制中,用内模控制器代替传统的电流PI调节器,并在Matlab/Simulink中进行了大量仿真实验。仿真结果表明,内模控制器能使系统获得优良的动静态性能,而且设计方法简单,参数调节方便。
关键词：三电平PWM整流器,内模控制,d-q解耦
参考文献
[1]黄华.基于三电平PWM整流的地铁牵引供电系统[J].电力电子技术,2009,40(12):4-6.
[2]詹长江,韩郁,赵良炳,等.基于电压空间矢量PWM脉宽调制方式的新型三电平高频整流器研究[J].电工技术学报,1999,14(2):60-64.
[3]Lin B R,Wei T C.Three-phase High Power Factor Rectifi-er with Two NPC Legs[C]∥IEE Proc.Electr.Power Ap-pl.,2003,150(6):639-649.
[4]李永东,肖曦,高跃.大容量多电平变换器——原理.控制.应用[M].北京:科学出版社,2005.
[5]詹长江,秦荃华,韩英铎,等.三电平脉宽调制高频整流器系统数学模型及仿真分析[J].中国电机工程学报,1999,19(7):45-48.
[6]裘锦勇,宋文祥,韩杨,等.基于电压空间矢量的三电平PWM整流器研究[J].电力系统保护与控制,2009,37(13):58-62.
[7]王树青.先进控制技术及应用[M].北京:国防工业出版社,2003.
[8]Normey-Rico J E,Bordons C,Camacho E F.Improving theRobustness of Dead-time Compesating PI Controllers[J].Control Engineering Practice,1997,5(6):801-810.
[9]朱希荣,伍小杰,周渊深.基于内模控制的同步电机变频调速系统的研究[J].电气传动,2007,37(12):46-48.
[10]邓富金,蔡旭.基于内模控制的双闭环PWM整流器[J].电力电子技术,2008,42(6):60-62.
[11]宋春华,胡丹,柯坚.内模控制在电流调节器中的应用[J].电力自动化设备,2008,28(4):15-18.