PWM电流源整流器论文（精选4篇）
PWM电流源整流器论文 篇1
摘要：针对三相电压源型PWM整流器输出电压变化缓慢的特点,提出采用电压电流双闭环控制器,电压外环采用常规PI调节器,电流内环采用电流误差及其变化率作为神经元的输入,实时调整电流PI调节器参数,并采用SVPWM控制方案来提高电流跟踪速度,减小电网输入电流谐波。该控制方案较好地解决了整流器在带逆变器电动机负载时,由于负载工作状态改变而引起的电压、电流扰动问题,提高了响应速度,缩短了响应时间。仿真及实验结果表明,该控制策略能够很好地控制输入电流波形及相位,实现能量的双向流动,达到单位功率因数,具有良好的动静态性能,且算法简单,易于实现。
关键词：PWM,整流器,功率因数,解耦控制,能量回馈
0 引言
采用半控型器件晶闸管进行有源逆变,虽然实现了能量的再生利用,但由于晶闸管采取相控方式,运行过程中,网侧电流含有大量谐波,功率因数低[1]。PWM整流器具有很多优点[2],被广泛应用于有源滤波器、超导能量存储、交流电动机驱动、高压直流输电等。大多数电压型PWM整流器具有电流反馈环,其性能取决于电流控制策略,因此电流控制策略是PWM整流器最重要的一个研究方面[3,4]。文献[5]建立了电流控制的数学模型,输入电流在静止参考坐标系下进行解耦,采用电压电流双闭环控制,内环电流解耦,外环采用简单PI调节器控制,具有较好的效果。文献[6]提出了一种适合DSP的定频SVPWM电流预测控制策略,该算法只使用DSP的一个定时器及少量存储空间即能取得很好的控制性能。
本文采用固定开关频率,电流解耦控制,并建立了三相PWM整流器系统的数学模型。系统采用电压电流双闭环控制器,电压外环采用常规PI调节器,电流内环采用神经元PI调节器。仿真和实验结果表明,系统不仅可以使能量双向流动,实现电机能量回馈,而且能够有效地降低谐波含量,实现网侧单位功率因数控制,使网侧电流连续且为正弦波。
1 三相电压型SVPWM整流器建模分析
图1给出了能量双向流动的异步电动机变频主电路,为方便分析,将三相逆变器及异步电动机用负载电阻等效代替。
图中,Rs、Ls分别为输入电阻及等效漏电感与滤波电感之和;usa、usb、usc,isa、isb、isc分别是网侧三相电压和基波电流,其表达式如下:
其中,Um、Im分别为电压、电流最大值。
设整流器调制信号大小为
其中,M为调制度(0
为进一步分析,可将图1等效成图2。在进行SVPWM整流时,可将整流器等效成3个相位互差120°、幅值相等的交流电源ura、urb和urc。图中O点为网侧电源中点,N点为整流器等效电源中点,其频率与电网频率相同,在忽略谐波的情况下,N点和O点等电位[6]。
3个等效交流电源与三相调制电压之间的关系为
其中,udc是整流器输出电压。
忽略输入电阻以及开关器件上的功率损耗,根据功率平衡,瞬时输入功率等于瞬时输出功率,有
对整流器直流侧列KCL方程得:
假设Ls是线性的,且不考虑饱和,对图2列写KVL方程可得:
其中,p为微分算子;k=a,b,c。
式(7)给出了三相静止坐标系下的数学模型,可以看出,整流器交流侧均为交流量,不便于控制系统设计。为此,将三相静止坐标系转换为以电网基波频率同步旋转的dq坐标系,从而可将三相对称交流量变换为直流量,简化系统设计[7,8]。通过Park变换并结合前面的数学模型,可得到dq坐标系下的数学模型:
从式(8)可以看出,dq坐标系下的变量仍然是相互耦合的。
若将q轴定向在电网电动势矢量E的方向上,d轴和q轴电流分量则是相互解耦的,可以实现独立控制[9,10]。d轴电流分量为有功分量,q轴电流分量为无功分量。为在动态过程中达到单位功率因数,要使电流给定值iq*=0,当PWM整流器工作在整流状态时,电流给定值id*>0,即交流侧电流矢量与E同相;当PWM整流器工作在有源逆变状态时,id*<0,即交流侧电流矢量与E反相[11]。
2 基于神经元的智能PI控制器设计
2.1 控制系统结构
SVPWM整流器控制系统框图如图3所示。图中,电压调节器的输出是id*,控制直流母线电压udc,神经元PI调节器为电流控制器,其输入是id*和iq*。
图4为控制器结构框图。其中,电压调节器采用常规PI调节器,其传递函数为GAUR(s)=KP+KI/s;GACR(s)是电流调节器的传递函数;G(s)是整流器传递函数[12],G(s)=K(1-τzs)/(1+τps),K=3RUm/(4Udc),τp=0.5RsCs,τz=Ls/Rs。
2.2 基于神经元的PI调节器设计
在负载为逆变器电动机时,可能出现由吸收功率到回馈功率的变化,从而引起直流母线电压、电流的波动,其中电流波动更大[13]。在传统双闭环控制系统中,电流环的控制对象校正为典型Ⅰ型系统,跟随性能良好,但抗干扰性能差;电压环的控制对象校正为典型II型系统,抗干扰性能好,但超调量较大。本文将神经元引入电流环控制,实时改变调节器结构和参数,进一步提高系统动态性能。
文献[14]提出了一种神经元模型及控制算法。模型如图5所示。
图5中,xi(t)为神经元的第i个输入状态;wi(t)为xi(t)的权系数;pi(t)为权系数的调整规则,由式(9)中第二式学习策略确定;K为神经元增益(K>0);d为待定系数(d>0);E为被控对象。其具体控制算法如下:
转换器的输入为反映受控对象及受控指标等的状态量,如设定值r(t)、输出y(t)等;转换器的输出为神经元学习控制所需要的状态,如设定值r(t)、误差e(t)、误差变化率Δe(t)等。
PI调节器根据系统的误差,利用比例、积分计算出控制量进行控制。调节器中加入积分作用可以消除系统的稳态误差,但积分作用过大会导致系统动态响应速度过慢;在没有积分作用的情况下,比例作用增加会加快系统的响应速度,但会使系统稳定性变差[15]。因此,对这2个作用进行权衡是使调节器达到满意控制效果的关键。变结构PI控制系统框图如图6所示。
输出控制量为
其中,α(t)是KP、KI的调整系数,离散化后使用增量式控制量为
其中,K′I=KITsam,Tsam为控制周期;u(k)为u(t)的第k个采样值。
式(9)取二维,则有
令
即当误差较小时,取消比例控制,单独由积分环节构成调节器。令神经元输入状态为
由式(11)—(14)可得:
本文将神经元控制与变结构PI控制相结合,利用神经元在线调整PI调节器的KP、KI参数,建立了神经元变结构PI调节器,见图7。
由图7可以看出,PI调节器的比例、积分系数可以由神经元在线调整,通过在线学习,自适应神经元可以根据被控对象的动态特性调整PI调节器的各个参数。选择神经元的输入状态为
PI调节器参数调整策略为
该神经元的在线学习策略为
3 仿真及实验结果
为验证控制策略可行性和性能,在MATLAB/Simulink中搭建了系统仿真模型,仿真参数为:交流侧相电压220 V,频率50 Hz;Ls=8 m H;直流母线电压350 V;滤波电容2 200μF/450 V;开关频率12.8 k Hz。
图8给出了整流状态a相电压电流波形,由图可以看出,电流为正弦波,与电压波形同相,功率因数为1,且电流谐波很小。
图9和图10给出了分别采用常规PI调节器与本文所提出的神经元PI调节器时,电路由整流突然变换到逆变状态时a相的电压及电流波形。对比两图可知,在电路状态发生变化时,采用本文控制策略,电流变化过程比较平滑,过渡时间较短。
图11和图12分别给出了实验时(负载为三相SVPWM逆变电路及三相异步电动机)电路处于整流和逆变2种状态时的电压、电流波形。由图可以看出,无论在整流还是逆变状态,网侧都接近单位功率因数,且谐波小,电流波形接近正弦波,基本无畸变。
4 结论
本文论述了SVPWM基本结构,根据电路基本定律建立系统数学模型,采用电流定向解耦控制,针对传统PI调节器中快速响应与低超调量等相互矛盾的动态性能指标,提出基于神经元的在线调整PI调节器参数的三相SVPWM整流器控制策略。仿真及实验表明,系统电流谐波小,功率能够双向流动,功率因数接近1,动态响应快,控制结构及控制方法简单,易于实现。
PWM电流源整流器论文 篇2
1 单相电压整流器的工作原理
单相电压整流器主要有三个部分组成。第一部分是交流回路;第二部分是功率开关桥路;第三部分是直流回路。单相电压整流器的主要电流控制原理是在有效保障直流侧电压平稳运行的前提下,将交流侧中的电流相位以及电压相位尽量的保持一致,这样就能够将交流侧的有效功率因数控制为一。
2 单相电压整流器的直接电流控制技术
2.1 单相电压整流器对于峰值电流的直接控制技术
单相电压整流器的峰值电流控制主要是比较实时电流以及指令电流在瞬间的电流大小。在控制过程中,我们将指令电流作为实际电流的数值上限,在运行过程中实际电流的数值一旦达到了指令电流的极限,就要通过措施来衰减实际电流的电感值。在控制过程中电流感应的数值,电流传输线路的阻抗大小以及脉宽调制开关的实际频率都会在很大程度上影响单相电压整流器对于峰值电流的直接有效控制。峰值电流在实际的传输过程中主要有四个优点。第一个是峰值电流的电压对于电压输入的变化反应较快;第二个是峰值电流对于控制环的设计较为容易;第三个是峰值电流能够较为简易的实现磁通平衡;第四个是峰值电流中的电路拓扑能够受到有效的限制,阻止其对整个电流传输电路产生影响。
2.2 单相电压整流器对于滞环电流的直接控制技术
在电力系统中的单相电压整流器对于滞环电流的直接控制实际上是对于峰值电流直接控制的一种优化或者改进,是在峰值电流直接控制原理中增加了一项限制电流出现衰减下限。滞环电流的直接控制主要的原理就是将实际传输电流同指令电流进行瞬间数值比较,一旦实际电流的数值达到了指令电流的上限,就会才执行电流衰减动作,当电流衰减到一定的数值时,就会是实际电流数值重新上升,这两个控制动作会循环往复的连续进行。这样的控制实际上把电流的传输曲线控制成为了一条跳动锯齿曲线。
2.3 单相电压整流器对于平均电流的直接控制技术
单相电压整流器对于平均电流的直接有效控制原理是在控制过程中把电感电流中的信号同锯齿波产生的信号相加,一旦两种信号相加的数值达到一定的基准上限时就会出现开关管断开的动作;直到两者相加之和在基准电流数值规定以下时,才能够将开关管进行开通操作。需要注意的是,整个控制过程中取样电流并不是开关电流而是实际传输电流。对于平均电流的控制主要的优点在于能够精确的对跟踪电流进行编程;能够体现控制调试过程中的抗噪声能力;能够对各种拓扑电路进行电流输入以及电流输出的控制。
2.4 单相电压整流器对于预测电流的直接控制技术
单相电压整流器对于预测电流的直接控制主要的原理是在电流传输周期开始前,将输入电压,输出电压以及输入电流进行分别采样。我们在控制过程中将实际传输电流同参考电流之间的误差作为下一个控制周期的优化参考。通过上一个控制周期的电流数值来有效的跟踪下一个电流控制周期的电流数值。这样能够有效地实现电流稳态运行以及运行数值无误差。这种控制的优点:开关频率固定,动态性能良好,电流谐波小,器件开关应力小,数字实现简单。
2.5 单相电压整流器对于误差拍的直接控制技术
无差拍控制是一种在电流滞环比较控制技术基础之上发展起来的全数字化控制技术,利用前一时刻的电流参考值和各种开关状态下变流器的电流输出值,根据空间矢量理论计算出整流器下一时刻应满足的开关模式,选择这种开关模式作为下一时刻的开关状态,从而达到电流误差等于零的目标。采用无差拍控制的优点数学推导严密、跟踪无过冲、动态性能好,易于计算机执行,可以消除稳态误差,并在最短的时间内结束过渡过程,但它也存在鲁棒性较差、瞬态响应超调量大、计算实时性强、对硬件要求很高等缺点。随着数字信号处理器应用的不断普及,这是一种很有前途的控制方法。
参考文献
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PWM电流源整流器论文 篇3
关键词：PWM整流器,锁相环,双闭环,功率因数
0 引言
PWM整流器目前应用极为广泛, 传统的二极管整流的功率因数较低, 产生大量无功功率, 谐波污染严重。PWM整流器具有能量可双向流动、输入功率因数可控等优点, 在风电变流器、有源电力滤波和大容量传动领域得到了广泛应用[1]。
电压型PWM整流器分为间接电流控制和直接电流控制2种。直接电流控制动态性能好, 因此被较多采用。本文设计了电流电压的双闭环控制, 将锁相环技术[2]应用在PWM整流器中, 以DSP TMS320F2812为核心, 采用直接电流控制策略, 通过实验验证了理论的正确性, 具有一定实用价值。
1 三相电压源型PWM整流器的基本原理
三相电压源型PWM整流器的拓扑结构如图1所示[3]。三相VSR在三相静止坐标系下的方程为:
式中, va、vb、vc为交流侧电压源;La、Lb、Lc为交流侧电感;sa、sb、sc为二值开关函数, 其值为0表示下管开通, 上管关闭;值为1表示上管开通, 下管关闭。
通过坐标变换, 将三相静止坐标系变换成两相同步旋转坐标系 (d, q) , 数学模型如下:
2 锁相环控制原理
实际的电网电压并非始终是平衡的, 因为一些原因会使其发生畸变, 输入电压会有较小变化, 可以采用锁相环技术锁定电压的相位与频率。对uq控制, 使其接近为0, 可以时刻判断电网角度。三相输入电压为:
式中, vm为输入电压幅值;ω为电网电压的基波频率。
当电压未发生畸变时, 经过锁相环控制的相位角输出相位角与同步变压器输出的相位角是一样的。同步电源经由矢量变换可得到uq为0。当电网受到干扰时, uq会发生偏移, 从而不等于0。uq经过滤波以后的相位误差再经过PI调节器可得一个偏差频率, 将偏差频率加在50 Hz的电网工频上, 经过积分环节可得到需要的相位角输出。把输出的相位角与同步变压器的电网角度相比, 如果偏差很小, 即认为锁定了电网角度。当电网畸变时, 电压矢量会有较小的偏移角度, 可以新建立一个同步旋转坐标轴, 将其与原来的坐标轴比较, 新的同步坐标轴也偏移了相同角度, 原来的坐标轴进行旋转, 把坐标轴定向在新坐标系的d轴, 可得uq等于0。应用锁相环后两坐标之间的关系如图2所示。
3 双闭环控制系统的设计
在PWM整流器设计中使用最大的是双闭环控制, 本系统采用电压外环和电流内环的双闭环[4]。电压外环可以跟踪给定电压。电流内环根据电压输出的电流指令来控制电流, 可以实现单位功率因数控制。
3.1 电流内环设计
由公式 (2) 可得, 三相VSR在d、q坐标系中的数学模型为:
式中, vd、vq为网侧电动势的d、q分量;ud、uq为交流侧电压的d、q分量;p为微分算子。使电网电动势矢量与d轴重合, 则其q轴分量为0。2个电流内环相互对称, 以id为对象来讨论电流控制器的设计。已解耦的电流内环结构图如图3所示。
其中, Ts是电流采样的周期, KPWM是桥路PWM的等效增益。设计电流调节器时希望电流无静差且在突加扰动时无过大的超调。按典Ⅰ型设计电流PI调节器, 其开环传递函数为
由典Ⅰ型系统的参数整定关系, 取阻尼比ξ=0.707, 1.5TsKi PKPWMudc/Rτi=0.5, 有:
电流内环传递函数为Wci (s) =1/ (1+3Tss) 。
3.2 电压外环设计
考虑电压环的抗扰动性, 采用PI调节器, 按典Ⅱ型设计电压调节器。电压外环结构图如图4所示。
系统采用0.75mcosθ的环节代替负载波动, 考虑稳定性, 用最大增益0.75代替该环节, 把电流内环等效时间常数3Ts与电压采样小惯性时间常数τv合并, 忽略负载电流iL的扰动。电压环简化结构框图如图5所示。
由电压环简化结构图可得电压环的开环传递函数为:
电压环中频宽为hv=Tv/Tev, 根据典Ⅱ型系统的整定关系, 取hv=Tv/Tev=5, 可以得到Kv=4C/5 (τv+3Ts) , Tv=5Tev=5 (τv+3Ts) 。
4 实验研究
系统的主控制芯片采用TI公司的32位定点DSP TMS320F2812, 芯片片内有2个事件管理器、6路PWM和12位ADC等[5]。为验证设计的准确性, 搭建三相VSR整流器, 实验参数如下:交流侧输入相电压为220 V, 直流母线电容为4 700μF, 直流侧输出电压为650 V, 开关频率8 k Hz, 交流侧电感为1.2 m H。实验结果如图6、图7所示。
5 结语
本文首先分析了三相PWM电压型整流器的原理和数学模型, 介绍了锁相环技术在整流器中的具体应用, 给出了电压和电流的双闭环控制系统的设计, 采用直接电流的控制策略和SVPWM算法, 并利用DSP TMS320F2812实现数字化控制。通过实验表明, 三相VSR能实现高功率因数运行, 输入电流电压正弦化, 具有很好的静动态特性和实用价值。
参考文献
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PWM电流源整流器论文 篇4
随着经济的持续发展和科技水平的逐步提高, 越来越多的自动化设备被使用到工业生产之中,存在大量要求以直流电源供电的设备和装置,由于PWM整流技术具有较高的功率因数,输入电流谐波小,能量的可逆等优良的性能正在广泛的应用[1]。 构建数学模型,确定合适的控制策略控制网侧的电流是单相PWM整流技术的难题,很多文献对此进行研究,文献[2]对其进行了概述,通常采用dq旋转坐标系的比例积分控制器[3,4]、静止坐标系下的比例谐振PR控制器[5,6]前馈解耦的思想、虚拟磁链定向的线性控制策略[7,8];无源混合控制策略[9]、最优时间序列的非线性控制策略[10],消除稳态误差,使得系统稳定。本文借鉴上述的思想,根据稳态矢量关系,把反步法应用到单相PWM整理器中,构造了Lyapunov能量函数,结合双闭环控制结构,完成对单相PWM整流器的控制,通过仿真并实验验证其具有较好的稳定性和动态性能。
1单相全桥整流器模型
如图1所示主电路,所有的模型都看作成理想的元件,U 、R和L分别为网侧电压,网侧损耗的等效电阻和网侧电感;i 、Udc分别为电流和直流侧电压,C为直流侧电容,idc为直流侧的总电流,i0是负载电流。
当整流器工作在单位功率因数的时候,有如图2的相电压矢量关系。 为网侧电压角频率, S是开关变量。网侧电压和电流同相位,负载从电网吸收有功功率,实现整流器的单位功率运行。
2直流侧电压纹波产生原理
当整流器工作在理想的单位因数下时,假设电压、电流波形是理想的余弦波形。
式中:Urms、irms为Us、is的有效值;Us、is为交流电压电流峰值。
将式(1)、式(2)相乘,其交流瞬时功率为
式(3)化简得到直流侧的瞬时功率为
式中:Udc是直流电压;idc是直流电流;Udc是直流电压的交流波动。
由瞬时的总功率平衡可得
求解该一阶微分方程可得
即存在交流波动其幅值和直流侧电压,滤波电容C ,电压角频率 成反比,电压脉动的幅值与输出功率成正比。由上式可知整流器输入的瞬时功率不是恒定的,有二倍频的波动,但是整流器输出的功率要求是恒定的,所以电源电压中将含有二倍频分量,且不可避免,降低了功率因数。
3控制器设计
系统控制框图如图3所示。反步法实际是一种由前向后迭代的方法,逐步迭代出设计的函数,最终实现系统的稳定,在控制策略上,采用电压外环和电流内环的双闭环控制,系统设计中利用直接电流控制,其关键就是让一个和网侧电压同频同相的单位正弦波与由电压外环产生的电流幅值相乘得到电流指令的期望值,而电流环作用是让网侧输入电流达到该电流期望值[6],为了使得交流电流指令值的相位与网侧电压的相位相同,网侧电压的相位需要通过锁相环得到。
3.1锁相环设计
传统的锁相环一般为鉴相器、环路滤波器和压控振荡器三部分器组成,由于单相的整流器只存在单相电压信号,因此需要构造一个虚拟的正交信号[11], 本文采用延迟法构造虚拟两相的锁相控制方案,实现电网电压的锁相控制。在具体过程中,延迟90 即延时四分之一周期,因为已知电网电压工频为50 Hz,可以利用该方法构造虚拟的正交相,Va为电网电压采样信号,Vb是延迟四分之一周期得到的。 归一化后得到ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,es即为单位正弦波。
3.2电压外环设计
构造一个Lyapunov函数V ,设直流侧电压的期望值是Ud*c,得到
利用电容C的微分方程
由Lyapunov稳定定理可知,函数V在平面上是正定 的 , 仅当V0时可以保 证该系统 是Lyapunov稳定的。
联立式(7),式(8)对V求导,得到
对于电压外环而言,考虑了单相整流器直流侧电压二次谐波的影响,直接利用外环的电压调节器产生电流幅值,则必然会导致直流电压环输出中包含有相应的谐波分量,从而内环电流指令中包含有谐波,导致输入电流畸变[12],计算时可以将采样的直流电压均值滤波后再送入PI控制器,消除高次谐波对控制环节的干扰。
由Lyapunov稳定定理可知,为使V 0,可以得到idc的期望值idc 0为
式中:Udc是经过均值滤波后得到的直流侧电压; 因为idcsi ,Sm是开关变量S的幅值;im是网侧指令电流幅值;同时idc 0应该是忽略二次谐波后的直流分量,根据整流器稳态矢量关系图(图2)在单位功率因数下有如下方程式:
为求得交流电流设定值,可以得到
式(12)可化简为
式中:Ф 为网侧电压矢量和直流侧电压矢量夹角;R是网侧串联损耗等效电阻;em是网侧电压幅值。
利用上述矢量关系得到平衡式,联立求解式 (12)、式(13)得到
可以将求得的im作为引入电流内环的指令电流幅值。这样就忽略了其中二次纹波,用它做电压外环的输出,iset作为期望电流的设定值,得到式(15)。
式中,ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,这样利用交流信号作为期望电流可以改善由于谐波对电流内环的误差。
3.3电流内环设计
设计电流内环控制器,实际电流i和期望电流iset之间的电流差:i iset,建立电流环的数学模型为
期望电流的导数可得
式中: e是网侧电压; L是网侧电感;es是网侧电压同相同频的单位正弦波;im是网侧电流的幅值;iset是网侧电流的设定值; i是网侧电流的实际值。
根据系统的Lyapunov能量函数,构建函数V为
其连续导数为
代入式(15)、式(17)可得到
通过加入反馈控制可以使得函数V成为闭环系统的Lyapunov函数,由于直接电流控制时,根据内模原理,PI控制无法实现对正弦信号(电流环的期望值)无静差跟踪,因而可以通过引入滞环比较环节,即比较网侧电流的实际值和指令电流值的偏差来实现电流指令跟踪来消除稳态误差。即
此时电流内环使得网侧输入电流无静差的跟踪期望的电流值,即V收敛于零,容易得到最终的控制变量为
3.4SVPWM和死区补偿
最后采用SVPWM方案更易于使得整流器工作在单位功率因数状态,并且具有开关损耗低等优点。 利用上文中的锁相环虚构正交平面,Va、Vb将整个平面分成四个扇区,为了确定扇区的象限,加入两个判断变量A,B。通过A,B相加的值来判断象限, 并且在一个周期内通过两个单位矢量对期望矢量进行组合,使期望值与其平均值重合,从而合成PWM波形。
电流的极性也可以用类似的办法来判断,根据电流正负极性改变PWM信号发生时刻,减小由于死区的原因对电流内环的影响,从而获得更加理想的脉冲宽度,改善网侧电流波形。
4实验结果
本文分别搭建了仿真模型和试验平台。把反步法的策略应用到实际系统中,在开发的试验装置上, 进行了相关的运行控制实验。参考文献[13]选择参数,用PSIM进行了仿真实验,表1给出了整流器的相关参数,仿真时直流侧期望电压设定为400 V。
图4为利用表1中的参数下采用上述控制策略所得到的仿真波形,系统在0.05 s启动,输出电压能够快速地达到期望值并在0.125 s突加200 Ω 负载后直流电压波动较小,空载时电流基本为零,加入负载后交流侧电流能迅速达到期望值。
实验中采用TMS320F28335作为最小系统电路,采用IGBT全控型开关管构建的电路进行能量的转换,具体实验的参数和仿真时一样,实验时直流侧电压设定为300 V,将电网电压经调压器接到交流侧。实验波形见图5,图5上图为由空载到突然加负载的过渡过程波形,其中Udc为直流母线电压曲线, U为交流侧线电压曲线, i为交流侧电流曲线。可以看出突然加负载时,母线电压变化很小,电压稳定;同时可以看出由于突然加入负载,电流明显增加,但电压变化较小,受负载的干扰小。图5下图为系统稳定运行时的波形,经比较后可看出线电压和线电流同相位,从而分析得出电压电流同相位。针对以上实验波形曲线的分析,采用其控制策略能够得到比较满意的控制效果。
5结论
本文着重分析了单相全桥PWM整流器,并针对网侧电流较难控制问题和系统本身具有的非线性的多变量耦合的特性,构建了基于Lyapunov能量函数非线性方程的模型,利用反步法在设计过程中实现对整流器系统的降阶处理,消除了经典控制中相对阶为1的限制使其可以控制相对阶为n的非线性系统。同时采用直接电流控制的策略,设计电压外环,设计电流内环,仿真和实验结果表明从实验的波形中可看出系统具有高功率因数、谐波小和鲁棒性强的优点,和其他的控制方法相比较,系统较好地消除电流稳态误差,动态响应效果得到了提升, 在直流电源、UPS、融冰技术[14]有一定的实际意义。
摘要：由于单相电压型PWM整流器比较难以实现交流电流的直接控制,为了使得系统控制达到期望的效果,根据反步法在多变量非线性系统的控制方面的诸多优点,设计了基于反步法的非线性控制算法。详细介绍了单相电压型PWM整流器的数学模型,根据电感电容的能量关系分别构造了电压、电流环的Lyapunov函数,通过Lyapunov函数导数的负定,推断出系统的稳定性。且进行了基于PSIM的电路仿真,并构建采用IGBT全控型开关管的单相H桥的整流电路进行了验证。实验结果显示该方案下能够保证跟踪误差渐近收敛,说明系统设计是正确有效的。