三电平NPC整流器（共7篇）
三电平NPC整流器 篇1
电压型三电平中点钳位（NPC）整流器是目前最常用的多电平整流器[1]，相比于传统的两电平整流器，三电平整流器具有输出功率大、输出波形THD小、器件电压应力和系统EMI低等多方面的优点，因而被广泛地应用于各种中高压大功率场合[2,3]。
高性能控制策略是三电平NPC整流器的研究热点。目前，最常用的控制策略是电压定向控制（VOC）策略。1991年，Ohnishi T教授提出了直接功率控制策略（DPC)[4,5,6,7,8,9,10]。与VOC策略相比，DPC策略直接选择合适的矢量实现对瞬时功率的控制，因而具有算法简单、动态响应更好等优点[11,12,13,14,15,16,17]。然而，由于三电平NPC整流器的特殊性及矢量复杂性，DPC策略的应用远不如VOC策略广泛。
本文分析了三电平NPC整流器DPC策略的基本原理，推导了其数学模型，提出了一种无需交流电压传感器的三电平DPC策略，该策略通过系统其他参数估计瞬时功率，节省了硬件成本。在三电平NPC整流器中，直流电容电压波动也是一个亟待解决的问题，本文通过合理选择矢量选择表中各矢量对应的开关状态解决了三电平NPC整流器存在直流电容电压不平衡问题。最后，通过仿真和实验对本文的理论分析进行了验证。
1 三电平NPC整流器数学模型
图1所示为三电平NPC整流器等效电路图。图1中，每相桥臂的电路结构可以简化为一个与直流侧电容相通的单刀三掷开关。在图1中，N为其参考点；Rs,Ls分别为线路等效电阻和网侧电感；ux(x=a,b,c）为电网相电压，ix为三相电流；Sx为开关函数，Sx=Sxy(y=p,o,n）时x相输出y电平；C1,C2为直流电容（C1=C2=C),uc1和uc2为两电容上电压；ip和in分别为流入p点和n点的电流，ic1和ic2为流过直流电容的电流；LL和RL为负载侧等效电感和电阻，iL为负载电流。
将图1中各量变换到两相同步旋转坐标系中，可得整流器的数学模型为
式中：ud,uq,id,iq分别为三相电压ux和ix(x=a,b,c）在同步旋转坐标系中的对应值；Sdy,Sqy分别为开关函数Sxy(x=a,b,c,y=p,n）在d,q轴上的对应值。
根据瞬时无功功率理论[4,5,6]，三相电路瞬时功率为
式中：ud,uq为电网电压的d,q轴分量。
当d轴始终与参考电压矢量重合时，ud=0，此时瞬时功率的表达式为
由式（1），系统电压电流满足如下约束：
式中：ω为同步旋转坐标系的角速度；θ为旋转坐标系转过的角度，θ=ωt。
将上式的左右两边同乘以ud，并结合式（3）有：
定义参考电压矢量在z轴上的投影urd和urq如下：
实际应用中一般忽略Rs项的影响，且考虑ud幅值与相电压有效值U的关系有：
实际中为了简化分析难度，往往忽略式（7）中的耦合项[9,10,17]，则有：
2 新型三电平DPC策略
图2为三电平NPC整流器新型DPC系统控制框图。其中，瞬时功率估算、开关状态选择表及直流电容电压均衡策略是核心部分。
2.1 新型三电平DPC策略瞬时功率的估算
根据图2和基尔霍夫定律，可得到如下等式：
式中：Ura,Urb,Urc分别为三相整流器输入侧相对于直流侧n点的电压。
根据三相整流器的控制规律，有：
式中：Sx为x相的开关状态；Udc为直流总电压。
设unN为直流侧n点相对于交流侧N点的电压。根据式（8）和ia+ib+ic=0，则有：
若三相电压对称，则有：
将式（10）带入式（9）整理有：
根据式（11），可用等式的右边的值来计算左边的值，进而得到DPC策略瞬时功率估算公式：
2.2 新型三电平DPC策略的开关状态选择表
图3a所示为NPC型三电平整流器空间电压矢量分布图。为了分析各矢量对瞬时功率的影响，将整个空间矢量图分为12个扇区（θ1～θ12），具体如图3b所示，本文中将编号为奇数的扇区称为奇数扇区，编号为偶数的扇区称为偶数扇区。
在DPC策略的矢量选择中本文做如下的设定：为了减小系统的损耗，降低du/dt，优先选择参考电压矢量所在大扇区（相邻大矢量围成三角形）中距参考矢量最近的合适矢量。如当参考电压矢量落在第1,2扇区时，先考虑由V01,VL1,VL2构成三角形中合适矢量。根据图3中各矢量的长度及式（8），结合本文的设定，可得如表1所示三电平DPC策略矢量选择表。
表1中，VS(j+1）/（j-5）表示当j+1≤6时选VS(j+1），否则选VS(j-5），其它矢量同理。SP,SQ表示给定功率与实际瞬时功率比较后得到开关信号；SP,SQ的计算公式如下式所示：
式中：Hx为瞬时功率滞环宽度。
2.3 三电平NPC整流器DPC策略中直流电容电压的平衡控制
两电容器之间的电压均衡问题是NPC型拓扑的固有问题。在NPC型三电平整流器DPC策略中，系统矢量选择表（表1）给出的是满足功率变化需要的矢量，而不是直接选择开关状态，在图3b中，小矢量和中矢量会对中点电压的平衡产生影响，而每个小矢量对应2个开关状态，这2个开关状态会产生反方向的中点电流，故可以通过合理选择小矢量的开关状态来平衡中点电压。
由图1可以得到中点电流io的表达式如下：
据此，可以定义：
根据式（15）和表1，当选择表1中的小矢量时，根据电流方向合理的选择小矢量对应的开关状态，就可以实现中点电压的平衡控制，小矢量开关状态选择如表2所示，其中I表征与小矢量对应的相电流，其具体表达式如下：
3 仿真和实验验证
为验证本文的分析，搭建了三电平NPC整流器仿真和实验平台对其进行验证。系统主电路如图1所示，控制框图如图2所示，平台系统主要参数为：交流侧线电压有效值170 V，直流母线电压Udc=300 V,Ls=6 mH,C1=C2=1 000µF，额定功率2.5 kW，瞬时功率滞环宽度HP=HQ=25 W(var），直流电容电压滞环宽度Hu=5 V。
如图4所示为采用本文提出的新型三电平DPC策略的仿真结果。初始时刻给定有功功率为1 250 W，无功功率为0 W，在0.1 s末有功功率跳变为2 500 W。三电平NPC整流器瞬时功率P和Q、直流电容电压Uc1和Uc2、输出电压脉冲Uab和Uc及网侧电压ua和电流ia的波形在图4中给出。由图4可知，本文提出的新型三电平DPC策略在不采用交流侧电压传感器的前提下具有动态性能好，对系统瞬时功率的控制效果较好的特点。
如图5所示为采用本文提出的新型三电平DPC策略的实验结果，设定系统输出有功功率为2 500 W，无功功率为0 var。图5中给出了三电平NPC整流器瞬时有功功率变化量ΔP和瞬时无功功率变化量ΔQ，直流总电压Udc和电容电压Uc1，变流器输出线电压脉冲Ubc和Ua，网侧线电压ubc电流ia的波形。实际系统受采样精度、器件散热工艺、驱动电路功率等多方面因素的影响，其器件平均开关频率较低，因而实验结果与仿真结果在定量比较方面有一定差异。对比图4和图5可以发现，仿真结果和实验结果从性质上完全相符。通过理论分析、仿真和实验表明本文提出的新型三电平DPC策略确实具有较好的控制效果。
4 结论
本文分析了三电平DPC策略原理，推导了其数学模型，在此基础上提出了一类新颖的无交流电压传感器的三电平NPC整流器DPC策略。该策略实现简单，可以充分节约系统硬件和软件成本，同时可以消除直流电容电压不平衡这一NPC拓扑的固有问题，这些都将大大增加NPC型变流器的应用前景与市场竞争力。当然，本文提出的DPC策略也存在一定的不足之处，比如系统开关频率不固定，这为硬件电路的设计增大了难度。
三电平NPC整流器 篇2
随着功率半导体开关器件技术的进步,变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器的应用,它们对电网注入了大量谐波以及无功,造成了严重的电网污染。治理这种公共电网功率因数低和谐波危害的根本措施是要求变流装置实现网侧电流正弦化,并且运行于单位功率因数[1,2]。三电平PWM整流器通过对开关器件VT1j~VT4 j(j=a、b、c)优化,使交流侧线电流正弦化,功率因数接近于1,同时使直流侧输出电压Udc保持平衡,系统工作在再生状态,将能量从直流侧反馈到电网中去。相对于二电平整流器,三电平整流器的每个功率开关器件所承受的关断电压仅为直流侧电压的一半,且交流侧的电流和电压谐波大为减少,因此在高电压、大功率场合得到广泛的应用。
参考电压矢量由一个扇区切换到另一个扇区时,可能导致输出矢量突变,增大开关损耗,并影响输出电压波形的平滑性,产生较高的工作器件变化率[3,4,5,6]。基于开关损耗的基本原则和对三电平冗余开关矢量的不同处理,提出一种最优的空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)算法,即所有输出矢量的首发矢量全部采用负小矢量。由于相邻的2个负小矢量仅相差一相开关状态,因此在扇区切换中,保证了输出电压矢量的平滑切换。在该SVPWM算法基础上,根据检测到的三相输出电流、中点电流方向和直流侧电容电压,提出了利用冗余小电压矢量精确控制中点电位平衡的策略,使得直流电容电压的平衡调节不受整流器功率因数过低和功率流向的影响,始终以较快的速度保持直流侧电压的平衡。
1 电压空间矢量调制原理及其实现
三电平NPC(Neutral-Point-Clamped)整流器主电路如图1所示。在理想情况下,Udc1=Udc2=Udc/2。根据主电路结构,交流侧A相桥臂上输出电压有3种状态:输出电压UAn=Udc/2(VT1a、VT2a导通),定义为1状态;输出电压UAn=0(VT2a、VT3a导通),定义为0状态;输出电压UAn=-Udc/2(VT3a、VT4a导通),定义为-1状态。
在功率守恒条件下,定义桥臂终端合成电压空间矢量为
由于三电平整流器开关器件的状态(SaSbSc)共有27种,则共有27个空间电压矢量,如图2所示。假设中点电位平衡,根据开关矢量幅值大小,27个空间电压矢量可以分为4类。
第1类内正六边形的顶点为小开关矢量,幅值为 Udc,共12个,进一步划分为2类:U1p~U6p为正开关矢量;U1n~U6n为负开关矢量。
第2类外六边形的每边中点为中开关矢量,幅值为 Udc,共6个,分别为:U7、U8、U9、U10、U11、U12;
第3类外六边形的顶点为大开关矢量,幅值为 Udc,共6个,分别为:U13、U14、U15、U16、U17、U18;
第4类零开关矢量U0,幅值为0,分别为:U0p、U0n和U0O。
SVPWM调制的首要任务是判断参考电压矢量位于某个扇区及该扇区中的某个小三角形,其次是确定空间电压矢量作用顺序以及计算对应的作用时间,最后输出脉冲。
1.1 参考电压矢量所处扇区及小三角形的具体判断
根据空间矢量分布规律,利用参考电压矢量在α-β坐标上的分量Uα和Uβ,设定相应的规则,进行判断。
定义3个参考变量Uref1、Uref2、Uref3分别为
定义函数:
定义N为扇区号(Ⅰ-Ⅵ),根据式N=sign(Uref1)+2 sign(Uref2)+4 sign(Uref3)计算得到N,N与UR*所属扇区的关系如表1所示。
同理,根据空间矢量分布规律,重新定义参考变量和设定规则,可以判断出参考电压矢量处于扇区中的某个小三角形。当参考电压矢量处于其他扇区时,以此类推。
1.2 空间电压矢量作用顺序的确定
减少开关损耗算法的基本原则是每次开关状态的变化,只引起某相电压的变化,并且只有2个互补开关管的触发信号发生变化,从而使得电压变化更加平滑。无论是在扇区内部还是扇区之间,开关状态的每一次变化,都只有桥臂互补驱动信号的2个开关管开关状态发生了变化,从而减少开关损耗并降低了开关频率。
由于采用4段式的SVPWM方法输出的电压谐波含量较高,在每个PWM周期内采用7段式对称PWM脉冲信号来控制三电平整流器工作,同时为了保证不同区域的矢量在相互转换过程中矢量变化较小,选取起始矢量为6个负小矢量。其中,t0、t1、t2分别为任何一个区域中的第1个、第2个和第3个开关矢量作用时间。以第Ⅰ扇区为例,空间电压矢量作用顺序如表2所示。
通过分析,第Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ扇区的电压矢量作用顺序相似,第Ⅱ、Ⅳ、Ⅵ扇区的电压矢量作用顺序也相似。
1.3 各个开关矢量作用时间的计算
在确定出开关矢量及其开关顺序后,还需计算每个开关矢量相应的作用时间。常规开关矢量作用时间的计算方法含有大量的三角函数,实现时需要预先计算时间,并存储大量的数据,计算较复杂。若采用参考电压矢量的Uα和Uβ分量进行α-β坐标计算,可以简化计算。
假设参考电压矢量UR*处于扇区D1中时,根据最近三矢量NTV(Nearest Triangle Vector)原则,则有
其中,t1、t2、t0为矢量U1、U2、U0相应的作用时间,TS为空间矢量调制周期。
将U1、U2、U0在α-β坐标系中的表达式代入式(2),可得:
则
对于第Ⅰ扇区的其他小三角形,可以按照以上过程求出矢量作用时间,同理,根据电压矢量作用顺序表,计算其他5个扇区各三角形顶点矢量作用时间。
1.4 脉冲的输出
脉冲输出的步骤是:首先根据电压矢量作用顺序表,计算出不同扇区切换时间tcmx(x=1、2、3),然后根据一定频率和幅值的三角波与由空间矢量切换时间tcmx形成的阶梯波相比较,得到开关状态,分配脉冲给三电平整流器。
扇区切换时间的计算,主要是根据空间矢量作用顺序和各个矢量作用时间确定。为了方便计算,假定ta、tb、tc分别为与三角波比较的时间值,则
在ta、tb、tc的基础上,确定tcm1、tcm2、tcm3。由于三角载波是单极性载波,与三角载波比较生成的PWM脉冲波形只有正电平和零电平,而实际产生的PWM脉冲波形应该是+1、0与0、-1的2种组合,因此必须按照各扇区脉冲的实际情况对上述的PWM脉冲波形进行+1或-1校正。
2 中点电位平衡控制策略
三电平整流器在运行中必须保证中点电位的平衡,否则会出现偶次谐波,部分开关器件所承受的电压应力将会增大,不利于整流器的安全运行[7,8,9,10,11,12,13,14,15]。在三电平整流器的空间矢量中,零矢量对应的开关状态无中点电流流过;大矢量对应的开关状态使三相输入和正负母线相连,与中点没有连接,所以不影响中点电流;中矢量对应的开关状态,其中点总是与某相电流相联系,且电流总是从交流输入流入中点,所以对中点电流的影响是不可控的,其影响取决于该相的导通时间和负载功率因数。
12个小矢量按其值的正负可分为:正小矢量和负小矢量。[100]和[0-1-1]是U1的一组小矢量。正小矢量U1p作用时,等效电路如图3(a)所示,电容C1充电,C2放电,使得Udc1电压上升,Udc2电压下降;负小矢量U1n作用时,等效电路如图3(b)所示,电容C2充电,C1放电,使得Udc2电压上升,Udc1电压下降。虽然正负小矢量形成的桥臂线电压一样,但是两者对中点电位的作用效果是相反的,经过一段时间的积累,中点电位差ΔU变化更加明显。
通过以上分析得出如下结论:正小矢量作用时,ΔU=Udc1-Udc2>0,中点电位Un降低;负小矢量作用时,ΔU=Udc1-Udc2<0,中点电位Un升高。
中点电位的不平衡,归根结底是由于流入或流出中点的电流存在,使得直流侧2个电容一个放电,一个充电,导致中点电位发生偏移。中点电流对中点电位的影响,不仅取决于中点电流的大小,还取决于实际的三相输出电流的方向。
将电压矢量对中点电流的影响,用流入中点和流出中点的电流形式表示,定义相电流方向以交流流出方向为正,流入为负,如表3所示。
这里提出一种基于控制因子ρ的滞环比较的中点电位平衡控制策略,其基本原理是:在保证小矢量作用总时间不变的前提下,根据检测到的中点电位差和直流侧中点电流方向,动态调整正负小矢量作用时间,控制中点电位的不平衡。控制因子ρ的规律根据中点电位差和中点电流的方向确定,如表4所示。
以第Ⅰ扇区的第1区域D1的左下小三角形为例,优化后的电压矢量作用顺序为:(U1n-U2n-U0-U1p-U1p-U0-U2n-U1n)。U1矢量作用的总时间为t1=t1n+t1p,引入中点控制因子ρ(-1≤ρ≤1),重新分配矢量的作用时间:
t1n=t1(1-ρ)/2,t1p=t1(1+ρ)/2
对于控制因子ρ,常根据经验值确定为:-0.7≤ρ≤0.7。由于ρ的不确定,该策略不能充分发挥正负小矢量对中点电位的补偿作用,对中点做出精确补偿。实际上,中点电位漂移的根本原因是在一个开关周期内流入或流出中点的电荷不守恒。基于此思想,提出一种基于控制因子ρ′(确定值)的准确计算策略,通过检测直流侧电容电压大小和三相交流输出电流,准确计算正、负小矢量的时间控制因子ρ′,使每个开关周期内流入中点的总电荷为零,从而实现中点电位的准确控制。
在每一个开关周期中,空间电压矢量作用顺序总是以某一小矢量的负小矢量出发,并以该小矢量的负小矢量结尾,则称该小矢量为主控小矢量,其相邻的小矢量称为辅控小矢量,如图4所示,1区域的主控小矢量为U2,辅控小矢量为U1。设某段区域的主控小矢量作用时间为tρ′0,辅控小矢量作用时间为tρ′1,中矢量作用时间为tm,则主控正小矢量作用时间tρ′0p=(1+ρ′)tρ′0/2,负小矢量的作用时间为tρ′0n=(1-ρ′)×tρ′0/2。主控小矢量流入中点总电荷为:Qρ′0=Qρ′0p-Qρ′0n=ρ′·tρ′0·ixn,其中ixn表示与该小矢量相对应的某相电流ixn=(ia,ib,ic)。同理,相邻辅控小矢量流入中点的电荷为Qρ′1;中矢量流入中点的电荷为Qm=im·tm;中点电位平衡的关键是保证流入中点的总电荷为零:Qρ′0+Qρ′1+Qm=0。
以第Ⅰ扇区为例,介绍控制因子ρ′的准确计算。
当矢量位于1区:
当矢量位于2区:
当矢量位于4区:
当矢量位于5区:
当矢量位于3区:
当矢量位于6区:
当参考电压矢量位于其他扇区时,同理计算ρ′。由于上面所计算ρ′是单纯从数学意义上推导出来的,其值可能超出(-1≤ρ′≤1)范围,需要对其进行调整。当ρ′>1时,取ρ′=1;当ρ′<-1时,取ρ′=-1,这样可以最大限度地发挥正负小矢量对中点电位的平衡能力。
基于控制因子ρ′的准确计算策略,其前提是假设中点电位没有漂移,如果由于其他一些因素导致中点出现漂移,则该算法不具有将中点电位拉回平衡点的能力。为了弥补中点漂移缺陷,采用基于控制因子ρ′的准确计算与基于控制因子ρ的滞环比较相电压结合的控制策略,实现中点电位的准确控制,具体实现如下:设定一个电压误差滞环ΔUsef,如果中点电位的实际偏差ΔU<ΔUsef,采用基于控制因子ρ′的准确计算策略;如果中点电位的实际偏差ΔU>ΔUsef,采用基于控制因子ρ的滞环比较策略。由于2种策略都是空间矢量PWM调制,其ρ′与ρ在开关矢量作用时间的分配方式上是相同的。
3 仿真结果
为了验证所提出三电平NPC整流器空间矢量调制算法以及中点电位平衡控制策略的正确性,针对三相电阻负载进行了仿真研究,仿真参数如下:
电网参数Um=200 V,f=50 Hz;
AC参数LS=10 m H,RS=0.1Ω;
DC参数C1=C2=900μF,Ro=50Ω;
输出功率Po=2.6 kW,η=0.9,λ=cosφ=0.99,Udc=380V;
开关频率fS=10kHz,采样频率fN=10kHz。
图5~10为仿真实验结果波形图,通过分析可知:系统在0.05 s后达到稳定,直流侧电压为380 V,输入电压与输入电流同相位,功率因数λ接近为1。对直流侧电压和交流侧电流的频谱进行分析,直流侧电压的谐波畸变率THD为0.97%,交流侧电流THD为2.89%,高次谐波有所抑制。另外,对采用中点控制策略的中点电位差ΔU=Udc1-Udc2波形进行了比较,发现采用控制策略后,中点电位的波动得到了有效的控制。
4 结论
三电平NPC整流器 篇3
中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)型三电平拓扑是当前应用最广泛的多电平拓扑[1]，其原理图如图1所示。相比于传统的两电平变流器，三电平NPC变流器具有输出功率大、输出波形THD小、器件电压应力和系统EMI低等多方面的优点[2]，因而被广泛地应用于中高压变频调速、有源电力滤波和电力系统无功补偿等领域。
调制策略是三电平NPC变流器的一项关键技术。自三电平NPC变流器诞生至今，学者们对其调制策略的研究就一直没有停止。经过近三十年的研究，目前已有多种三电平调制策略问世，其中应用最为广泛的是正弦波脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)策略和空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)策略。
虽然SPWM策略和SVPWM策略基于不同的调制思想，但很多学者都试图通过研究二者的内在联系对其进行统一。在传统的两电平变流器中，这类研究已经取得了许多成果。文献[3]证明了在规则采样法下，叠加零序分量的SPWM与七段式SVP-WM的等效性，给出了相应的调制函数表达式。文献[4,5,6]分别研究了连续型SVPWM策略和不连续型SVPWM策略的调制函数表达式。在多电平变流器中，有关SPWM策略与SVPWM策略内在联系的研究也取得了一些成果。文献[7]研究了多电平SPWM策略叠加零序分量法与输出波THD的关系;文献[8]研究了五电平变流器减小开关损耗的不连续SVPWM策略与SPWM策略之间的关系;文献[9,10]将两电平SPWM策略与SVPWM策略之间的关系直接应用于多电平变流器中，研究其对系统性能的影响;文献[11,12]研究了五电平SPWM策略与SVPWM策略等效的可行性;文献[13]研究了三电平维也纳变流器SPWM策略与SVPWM策略之间的关系;文献[14]分析了级联多电平变流器中SPWM策略与SVPWM策略的等效关系。文献[15]研究了单相三电平变流器SVPWM策略与SPWM策略之间的关系。
目前已有的研究大多分析的是SVPWM策略与SPWM策略的调制波等效关系。本文从两种调制策略作用下各功率器件的导通时间出发，分析了两种调制策略作用下器件导通时间的内在联系，在此基础上提出了一种基于导通时间等效的SVPWM策略快速实现方案。仿真和实验表明本文提出的新型等效方案理论上与传统三电平SVPWM策略查表法具有完全相同的效果，而实际应用中由于新型等效方案实现简单，计算量小且无复杂无理和三角运算，实际输出效果优于查表法。
2 三电平NPC变流器两种调制策略简介
2.1 SVPWM策略与SPWM策略的基本原理
三电平SPWM策略的基本原理如图2所示，将每相调制波Vx(x=a,b,c)与上下两个三角载波uc1和uc2比较，当调制波大于上载波则输出P状态，小于下载波值则输出N状态，否则输出O状态。
实际应用中三电平变流器交流侧多采用三相三线制的接法，据此可以得到三电平NPC变流器输出线电压与三相开关状态的对应关系。将其投射到以Vab、Vbc和Vca为基准的空间直角坐标系中可以得到19个空间电压矢量，将这些矢量投影到以(1,1,1)为法线的平面上，可以得到如图3所示的空间电压矢量图的平面投影图。在该图中共有27个开关状态，根据参考电压矢量所在的区域采用合适矢量对应的开关状态合成参考电压矢量，这就是三电平NPC变流器另一种调制策略———SVPWM策略。
2.2 SVPWM与SPWM等效的理论前提
调制策略的实现方法有两种，一种是调制法，采用调制波与载波比较得到输出的开关序列，三电平SPWM策略就是采用这种方法，其基本原理如图4(a)所示;另一种是计算法，根据调制原理实时计算每个开关周期应输出的开关序列及其中各个开关状态的作用时间，三电平SVPWM策略采用计算法，如图4(b)所示。
根据调制理论，在规则采样法下，一个开关周期内输出脉冲的占空比等于该开关周期内调制波采样结果的标幺值。据此，可以得到三电平SPWM策略的导通时间(每个开关周期内各相P、O和N状态的作用时间)，进而推导该时间与采用SVPWM策略对应导通时间的内在联系。需要注意的是，由于传统的三电平SPWM策略每个开关周期内单相最多只能产生两个电平，因而其输出开关序列中最多只能存在4个开关状态。而三电平SVPWM策略的某些小三角形中的开关状态数多于4个，如图4中1号和2号小三角形分别有7个和5个开关状态，传统的三电平SPWM策略无法对一个开关周期输出4个以上开关状态的SVPWM策略进行等效。
3 三电平NPC变流器SVPWM策略的导通时间等效方式
式(1)给出了SVPWM策略中参考电压矢量与三相参考电压的关系式。其中，Vref为参考电压合成矢量;Va、Vb、Vc为三相参考电压，具体如式(2)所示，其中msp表示相电压调制度，θ表示Vref到Va的角。本文为了方便计算，对这些量都取其标幺值。
实际中参考电压矢量Vref会在三电平NPC变流器的空间电压矢量图中逆时针旋转，在某个时刻，Vref将处于某一特殊三角形中。构成这个三角形的矢量有三类情况:第一类是由一个大矢量、一个中矢量和一个小矢量构成;第二类是由一个中矢量和两个小矢量构成;第三类是由两个小矢量和一个零矢量构成。观察图4中的空间矢量发现其存在对称关系，现以第1扇区为例，分别分析参考电压矢量处于不同小三角形中时SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效情况。
3.1 不同区域中SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效关系
3.1.1 第一类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系
当Vref落在第1扇区3号小三角形中时，msp与θ满足如下关系式:
定义Tgxy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SPWM策略时x相处于y开关状态的时间，根据SP-WM策略的基本原理，可以得到Tgxy与一个开关周期内三相参考电压采样值Vx*的关系为:
式中，Ts为开关周期。
根据SVPWM策略的基本原理，Vref位于3号小三角形中时，选择图4中V1、V2和V3矢量合成Vref。三个矢量的作用时间T1～T3为:
式中，M为SVPWM策略的调制比(M∈[0,1])。
Vref与三相参考电压采样值Vx*的关系为:
V1～V3对应四个开关状态，分别为100,200,210和211，其中100和211均对应矢量V1。设开关状态100和211作用时间分别为(1-k1)T1和k1T1(k1∈(0,1))，定义Txy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SVPWM策略时x相处于y开关状态的时间，则Txy与各开关状态的作用时间满足式(7):
将式(5)和式(6)代入式(7)中有:
3.1.2 第二类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系
当SVPWM策略参考电压Vref位于第1扇区2号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*存在大于零和小于零两种可能。
(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、210和211四个开关状态，定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k2)/k2(k2∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:
(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、210、211和221四个开关状态，定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k3)/k3(k3∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:
3.1.3 第三类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系
当SVPWM策略的参考电压Vref位于第1扇区1号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*仍然存在大于零和小于零两种可能:
(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、111和211四个开关状态。定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k4)/k4(k4∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:
(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、111、211和221四个开关状态。定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k5)/k5(k5∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系如下:
3.2 任意情况下两种策略导通时间等效关系
根据3.1节的分析，在第二类和第三类小三角形中，由于调制波Vb的符号存在两种可能，因而SP-WM策略与SVPWM策略具有两种等效情况。根据Vb的正负可以进一步将SVPWM策略矢量图每个扇区划分为六个小三角形，具体如图5所示。在每个小三角形中，三电平SVPWM策略均可通过与SP-WM策略的导通时间等效关系得到，具体如表1所示。其中，Tsvx([Tsvx2Tsvx1Tsvx0]T,x=a,b,c)表示三电平SVPWM策略的各相导通时间，Tspx([Tspx2Tspx1Tspx0]T)表示三电平SPWM策略的各相导通时间，具体如式(13)所示，Ty如式(14)所示。Tz1、Tz2、Tz3、Tz4和Tz5,6如式(15)所示。
式中，Umin、Umid和Umax分别表示三相调制波中的最小值、中值和最大值。
3.3 三电平SVPWM策略的新型等效快速算法
3.2节分析了三电平SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效方式，根据这种等效方式，本文提出了基于导通时间等效的三电平SVPWM策略快速算法。图6中给出了这种快速算法的实现流程图，通过该流程图可以看出，这种快速算法简化了三电平SVPWM策略的复杂性，有利于数字化实现。
4 仿真实验验证
为了验证本文分析的正确性，搭建三电平NPC逆变器仿真和实验平台(主控器件为DSP2812)对其进仿真和实验验证。系统的主电路如图1所示，仿真平台的关键参数见表2。
两种实现方式在Matlab中的仿真结果对比如图7所示。图7(a)～图7(d)中分别给出了调制比M在不同情况时两种实现方式得到的A相开关状态及其差值。由该图可知，在任意调制比下，应用本文提出的导通时间等效方法得到的SVPWM策略各相开关状态及其作用时间与传统的查表法得到的各相开关状态及作用时间完全相同，这从理论上证明了本文提出的SVPWM策略新型等效算法与传统算法的一致性。
不同调制度时应用查表法和本文提出的新型等效方法实现三电平SVPWM策略的实验结果分别如图8和图9所示。其中ia为负载侧a相电流，Vco和Vba分别为逆变器侧输出相电压和线电压脉冲，VC 1为直流电容C1上的电压波动情况，实验结果分析见表3。图8、图9和表3表明两种SVPWM策略实现方法的实验波形基本相同，但查表法在各种情况下输出波形的幅值略小于导通时间等效法，且负载电流THD和中点电压波动略大于导通时间等效法。理论分析与实验结果表明，查表法由于需要处理大量的表格和三角函数运算，算法复杂且在实际实现中存在误差积累，而本文提出的导通时间等效方法实现简单，结果更加准确，尤其适用于控制器频率较低的场合。
5 结论
本文提出了一种三电平SVPWM策略的新型等效方法———导通时间等效法。本文介绍了导通等效法的基本原理，并通过仿真和实验对比了该方法与传统查表法的理论等效性及具体实现差异性。本文的研究表明导通时间等效法实现简单、误差较小，可以应用于计算频率较低的控制器中。这在一定程度上将降低系统的硬件和软件成本，增强多电平变流器的可靠性及市场竞争力。
摘要：针对三电平中点钳位变流器传统空间矢量脉宽调制策略实现较复杂的问题,基于三电平空间矢量脉宽调制策略和正弦波脉宽调制策略作用时各开关器件的导通时间关系,提出了一种导通时间等效的三电平中点钳位变流器空间矢量脉宽调制策略等效算法。该算法实现简单,无需进行复杂的坐标转换,大大减小了常规三电平空间矢量脉宽调制策略中由于三角函数和无理数计算带来的计算误差,输出脉冲中的基波分量与理论值更加接近。仿真和实验结果表明本文提出的新型等效算法较传统空间矢量脉宽调制策略查表法具有更高的直流电压利用率和更好的谐波特性。
NPC三电平逆变器电压平衡研究 篇4
二极管箝位式三电平逆变器自从1980年日本学者南波江章在IAS年会上提出后,由于其输出电压谐波含量低、器件承受开关应力低、适用于中高压大功率场合等优良的特性成为了研究热点,许多学者对其调制方式和中点电压平衡控制等进行了大量的研究工作,使二极管箝位式三电平逆变器逐步实用化。由于二极管箝位式三电平逆变器最常采用空间电压矢量调制方式,本文针对中点电压平衡控制这个热点问题,通过分析空间电压矢量控制下二极管箝位式三电平逆变器工作原理,提出利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡,实验结果表明此方法简单、可靠,易于用数字电路实现。
2 三电平SVPWM调制技术
三电平SVPWM调制技术实质上是由两电平SVPWM调制技术发展而来的,将三相可能出现的开关状态组合全部考虑在内,可得到27个电压向量。这27个向量分布在六个大扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ中,其中零矢量有1个,但开关状态有三种,分别为(PPP)、(OOO)、(NNN);长矢量有6个,开关状态分别为(PNN)、(PPN)、(NPN)、(NPP)、(NNP)、(PNP);中矢量有6个,开关状态分别为(PON)、(OPN)、(NPO)、(NOP)、(ONP)、(PNO);短矢量实际上只有6个,每个短矢量具有两个不同的开关状态,在这两种开关状态中可分为正短矢量和负短矢量,以第一扇区Ⅰ的短矢量VS1为例,正短矢量为(POO),负短矢量为(ONN),其他短矢量以及中矢量、长矢量、零矢量如图1所示。
对于多电平SVPWM控制其构成所需电压矢量的方法也是由两电平构成所需电压向量的方法是类似的。首先判断需要构成的电压参考矢量所处的大扇区,然后再判断电压参考矢量在大扇区中处于哪个区域,根据矢量作用的伏秒原理,用三个顶点矢量去合成电压参考向量。以扇区1为例,将大扇区划分为0~5六个部分。假设参考电压矢量处于0区域,则作用脉冲序列可为(POO)(PPO)(PPP)(PPO)(POO)或者(ONN)(OON)(OOO)(OON)(ONN)。这两个作用脉冲序列是等效的,所不同的是前者采用正短矢量,后者采用负短矢量,两者对直流侧电容中点的电压影响恰好是相反的。对于1~5其他部分,也可以找出对应的两个等效的作用脉冲序列,对其他扇区也是类似。
3 各矢量对中点电压的影响
以图1中扇区1的矢量为例,当长矢量作用时,无论是VL1或者VL2,电容中点O与负载不连接,所以中点电流为零,电容电压保持不变。当中矢量VM1作用时,等效模型如图2所示。
电容C1、C2容值相等,即C1=C2=C,每个电容电压初始值都为Ud/2。按照图示所示的电压和电流参考方向有:
由于ΔU初始值为零,当Ib>0时,ΔU>0;当Ib<0时,ΔU<0。只要b相负载电流不为零,电容电压就是不平衡的,由于中矢量没有与之等效的冗余矢量,因此中矢量对电容电压的影响无法像短矢量那样通过正负矢量的切换来自动平衡电容电压。
当短矢量VS1以正矢量状态(POO)作用时,等效模型如图3所示,负载一般为感性负载。假设b相电流Ib,c相电流Ic的实际方向与图中参考方向一致,此时中点电流IO=Ib+Ic=-Ia。如果此时将正矢量切换成负矢量状态(ONN)作用时,等效模型如图4所示,由于负载电流不能突变,各相电流保持切换前的大小不变,此时可得出中点电流IO=Ia,此时中点电流与切换前的中点电流方向恰好相反,而大小是相等的,对电容电压差值的变化影响是相反的。因此可得到以下结论:通过切换正、负短矢量可以维持NPC三电平逆变器直流侧电容中点的电压平衡。进一步还可以推出,对于两个相邻的短矢量,如果将其中一个正短矢量或负短矢量切换为另一个负短矢量或正短矢量,(例如由POO切换至OON时)其对电容电压的影响也是相反的,这样通过以上结论可知,要使逆变器直流侧电容中点电压获得平衡尽量地减小不平衡度,就必须利用正、负短矢量的相互切换来达到目的。
4 中点电压平衡调制策略
为了能够维持三电平逆变器直流侧中点电压的平衡,很多学者提出了许多非常有效的方法。文献[2]中提出了在一个矢量作用脉冲序列中同时使用正负短矢量,利用电容电压差值符号以及中点电流方向来改变正负短矢量作用时间的长短以使电容中点电压达到平衡。但是这种方法必须要根据电容电压差值以及电流大小来改变正负短矢量的作用时间长短,其系数较难精确确定,实时性较差,而且一个作用脉冲序列分为9段,器件开关损耗较大,开关频率较高。文献[3]研究了利用检测中点电流的方向同时考虑不同功率因数时中点电位的控制,实现算法复杂,动态响应不高。文献[4]引入平衡因子方法检测电压和负载电流,通过调整短矢量的时间分配因子实现对中点电位的控制,但是由于电容电压是动态变化的,时间分配因子大小较难确定。本文在借鉴前人研究成果的基础上提出了一种检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。该方法能够较好地平衡中点电压。以图1扇区Ⅰ中的区域3中参考电压矢量为例,作用脉冲序列为(PPO)(POO)(PON)(POO)(PPO)或(ONN)(OON)(PON)(OON)(ONN),作用脉冲序列以短矢量开始和结束,一个作用脉冲序列只需分5段,每次作用序列中相邻矢量切换时只需改变某一相中两个器件的开关状态,这样就降低了开关器件的损耗和开关频率。
电容电压的不平衡程度可以用两个电容的差值ΔU来衡量,要使电容电压平衡,即使ΔU要尽量小,式(3)中表明了中点流过的电流IO与ΔU的变化率成正比,假设滞环环宽为H,可采用以下滞环控制策略:(1)当ΔU>H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(2)当ΔU>H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(3)当ΔU<-H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(4)当ΔU<-H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(5)当-H<ΔU
式中,I为负载电流有效值;Ts为一个参考电压作用脉冲序列时间;C为电容值。
5 实验结果
按照上述中点电压平衡调制策略,制作了用DSP芯片控制的NPC三电平逆变电路实验装置。直流侧直流电压值为800V,负载为一台异步电动机,额定电压为380V,额定电流30A,定子绕组Y连接,直流侧电容C为2200μF,环宽H取5V,逆变器输出基波频率为50Hz,利用六个扇区的长矢量、中矢量和短矢量构造正二十四边形参考电压矢量,调制系数m=0.713,以下各图均为稳态时的波形图。图5为线电压波形比较图,图6为电容电压波形比较图,采用了本文所述的中点电压平衡策略后,电容电压不但是平衡的,而且两个电容电压差值幅值波动范围几乎在2H即10V以内,这与文献[2]所用的方法取得的效果是一样的。
6 结论
本文提出了利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法,实验证明本方法能够使电容中点电压达到平衡,由于每个作用序列只分为5段矢量作用,相邻矢量切换只需改变某相两个器件的开关状态,降低了器件开关损耗和开关频率,具有一定的实用价值。
摘要：对应用较多的空间电压矢量脉宽调制的二极管箝位式三电平逆变器的工作情况进行了介绍,针对此逆变器在实际使用中电容电压不平衡的问题进行了分析,提出了利用检测直流侧电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。实验结果表明,此方法可以有效地抑制电容电压不平衡的程度,使电容电压不平衡度在2倍滞环环宽以内。器件开关损耗和开关频率比较低且调制方法较简单、易行,具有一定的实用价值。
关键词：三电平逆变器,空间电压矢量,中点电压平衡,滞环控制,DC-AC变换器
参考文献
[1]翁海清,孙旭东,刘丛伟,等(Weng Haiqing,Sun Xud-ong,Liu Congwei,et al.).三电平逆变器直流侧电压平衡控制方法的改进(Improvement on DC-voltage bal-ance control method of three-level inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2002,22(9):94-97.
[2]宋文祥,陈国呈,束满堂,等(Song Wenxiang,ChenGuocheng,Shu Mantang,et al.).中点箝位式三电平逆变器空间矢量调制及其中点控制研究(Research onSVPWM method and its neutral-point-potential control forthree-level Neutral-Point-Clamped inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2006,26(5):105-109.
[3]Katsutoshi Yamanaka,Ahmet M Hava.A novel neutralpoint potential stabilization technique using the informa-tion of output current polarities and voltage vector[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2002,38(6):1572-1580.
[4]Nabael A,Takahashi I,Akagi H.A new neutral-pointclamped PWM inverter[J].IEEE Trans.on IndustrialApplication,1981,17(5):518-523.
三电平NPC整流器 篇5
与传统的两电平逆变器相比,三电平逆变器有很多优点,例如谐波含量少,开关器件上的电压应力降低,在较低开关频率下可得到较好的正弦输出波形,以及效率高等优点,目前已被应用在一些中高压大功率场所中,例如无功功率补偿,船用传动,轧钢机以及其他变速驱动器中。在一些调速驱动系统和其他应用中,有些厂家已经开始将三电平二极管钳位型(又称NPC型)逆变器商业化,但是它存在一个固有问题,即直流侧两个分压电容上的电压大小不等而造成的中点电位不平衡,这是由多种原因造成的。
本文针对三电平二极管钳位型逆变器中点电位不平衡这个问题,分析了NPP不平衡所带来的影响,研究了一种基于SPWM控制的稳压器的设计,进行了Matlab/Simulink仿真,仿真结果说明了此设计方案的可行性。
2 两类中点电位控制策略比较
目前控制中点电位平衡的技术可以分为以下两类:1)修改硬件电路或者增加额外的硬件电路[1,2],这需要额外的电感、电容和开关元件来控制直流母线侧两个分压电容上的充电和放电电流的变化率,由于此技术花费较大,目前一般不采用硬件电路技术来控制中点电位平衡;2)基于正弦脉宽调制(SPWM)或空间矢量控制策略(SVPWM)的修改[1,2]。关于这两种调制策略的几种中点电位控制技术已经被广泛提出来了。
以上提到的两种控制技术都是在尝试开通或关闭相应的器件来调整直流侧两个分压电容的充放电,使得电容电压尽可能达到平衡。
在SVPWM控制技术中,逆变器的冗余开关状态被用来控制中点电位,而中点电位和逆变器开关状态之间的关系很复杂,因此准确基于冗余开关状态的选择来平衡中点电位是很困难的[1]。在一些控制方案中,需要知道负载功率因数角的大小和瞬时功率流的方向,而它们在瞬态条件下是难以确定的[1]。
在文献[1,3-4]中提出的控制NPP的零序电压解析算法,有很多的零序电压表达式,其推导过程相当复杂。零序电压与空间矢量调制中的开关状态存在紧密联系,因此零序电压注入法可以被应用到空间矢量调制中。然而这些控制策略仅关注输出电压波形的合成,并且需要一个算法来调节三电平输出电压间直流母线上的功率平衡,它们会使逆变器的中点存在一个明显的3次谐波,这将导致逆变器的直流侧所需的电容容量有所增加。
零序电压解析算法也适用于基于载波调制的技术中。各种基于载波的PWM技术,例如开关频率恒定PWM技术、开关频率可变PWM技术以及移相PWM技术,都可以使谐波总畸变率最小化,并且提高输出电压[5]。值得注意的是,现场可编程门阵列(FPGA)已被用于三相阻感性负载的实验中,并已验证[6]。
综合以上考虑,本文研究了基于SPWM控制并结合一个闭环控制器控制的三相三电平二极管钳位型逆变器的中点电位稳压器的设计和仿真。采用一种连续可变的偏移电压调节直流母线上的中点电位,修正直流侧存在的不平衡。这种可变偏移电压不仅调节了中点电位,而且减少了逆变器输出电压、电流谐波。与基于SVPWM控制相关的技术相比,没有任何复杂的数学表达式,而是通过适当的修改调制信号来控制中点电位的波动。
3 中点电位不平衡的影响
图1所示为三电平二极管钳位型逆变器的拓扑结构图。表1给出了三电平二极管钳位型逆变器开关状态与输出电压的关系(以U相为例)。表中“1”代表开关器件导通“,0”代表开关器件关断。
图2为在直流侧2个分压电容的电压值不等(Vdc1=200 V,Vdc2=400 V)时的相电压和线电压PWM波形和谐波含量频谱图。在这个条件下,谐波总畸变率较大,它们对于驱动器和一些其他应用场所来说是很危险的。
表2给出了在总的直流电压为600 V,且中点电位不平衡时线电压的谐波总畸变率(THD)。通过刻意使直流侧2个分压电容上的电压值不等,可以看到逆变器输出线电压的THD只有在2个分压电容上的电压值相等时才最小,且随着中点电位不平衡趋势的增加,线电压THD也随之增加。
(Vdc=600 V)(Vdc=600 V)
4中点电位稳压器研究
4.1中点电位稳压器的设计
三相三电平二极管钳位型逆变器的控制策略主要关注的问题如下[2]:1)确保直流侧2个分压电容的电压平衡;2)使逆变器的电压和电流谐波含量最小;3)确保开关器件上的应力较小,且均匀变化,从而减少开关损耗。
图3为中点电位稳压器的一个完整的方框图,推导出了它的传递函数。它包含一个直流侧电压控制回路和一个负载侧电压控制回路。需要检测三相负载电压,并将其转换为标幺值,然后通过坐标变换,将其变换为d-q坐标系下的分量。
坐标变换公式如下。
1)3/2变换,即三相与两相静止坐标系之间的变换,又称Clarke变换。
2)2s/2r变换,即两相静止坐标系与两相旋转坐标系之间的变换,又称Park变换。
在式(1)中Vu,Vv,Vw分别为理想的三相正弦波信号,因此将式(1)带入式(2)中,得到以下公式:
式中:θ = ωt,ω为d-q轴旋转的角频率。
将得到的d-q坐标系下的电压分量与预先给定的参考电压V*dqo进行比较,将它们的误差送入PI调节器,然后再通过坐标变换将Vdqo变换为三相静止坐标系下的电压分量,变换公式如下:
从而得到了参考正弦调制信号V*uvw,其幅值用m表示,即调制指数,表达式如下:
而PI调节器的增益为
首先看图3中的直流环节部分,直流侧的2个分压电容上的电压值之差,用Vnp表示,即 ,然后将Vnp与V*np(预先给定的参考值,设为0)的差(即误差)送入PI控制器。可变偏移电压Voff频率是基频的3倍,幅值与中点电压的平均值、峰峰值、谐波总畸变率和3次谐波含量有关[4]。参考正弦调制信号V*uvw减去可变偏移电压信号Voff,从而得到新的调制信号,再与高频三角载波信号相比较就得到了三电平逆变器中IGBTs管的门极触发信号。图4为中点电位稳压器的简化方框图。从图4中可以看出,中点电位的参考信号V*np(设为0),与实际的中点电位Vnp相比较,然后送入等效的PI控制器中。除此之外,图4还展示了各个简化模块的传递函数。
4.2 系统传递函数的推导
PI控制器相对于其他补偿技术,具有更好的精度。当加入积分误差补偿后,2阶系统改变为3阶系统;控制器的积分作用是阻止来自控制器的饱和电平之间不正常变化的控制信号。在一个基本周期,平均中点电流的计算公式如下:
式中:uu(t),uv(t),uw(t)为调制信号。
在中点电位稳压器中,将偏移电压信号Voff加入到三相调制信号中,稳压的同时也影响着中点电流,考虑其影响,平均中点电流的计算公式修改为
式中:m为调制指数;Voff为可变偏移电压信号;φ为负载功率因数角。
因此,平均中点电流是一个与调制指数,可变偏移电压,以及负载功率因数角有关的函数,可以表示为
假设中点电压和中点电流的平均值分别用Vnp和Inp表示,那么直流母线电压波动 的动态表达式如下:
图4中的Gc模块为逆变器的传递函数,其取决于Inp,
因此,
由此可见,中点电压的参考信号V*np与中点实际信号Vnp之间的闭环传递函数可以表示为一个统一的反馈回路,传递函数如下所示:
它完整地描述了NPC(中点钳位)型逆变器的中点电位控制器的特性。
图5为包含PI控制器和逆变系统的闭环控制系统图,其中引用R(s)为中点电位所希望的值,而C(s)为中点电位的实际值[6]。
4.3 PI控制器的参数设计
为了优化PI控制器的参数,在时域和S域中,控制器的方程分别如下表示:
利用获得的闭环系统的特征方程来找出PI控制器的参数。所提出的的闭环中点电位稳压器的特征方程为
这是一个2阶传递函数。Kp值确定了电压响应,Ki值限定了电压控制回路的阻尼因子,控制Kp值就可以控制稳压器的带宽,如果Kp值过大,使得带宽超过了3次谐波频率(150 Hz),那么中点电位稳压器将能够降低3次谐波电压的纹波。
基于本研究,把阶跃响应输入到调节器的传递函数中对这个完整的控制模块进行测试。如图6所示为各种PI控制器参数下的瞬态阶跃响应,中点电位稳压器的性能指标见表3。
表3中,Kpac,Kiac,Kpdc,Kidc分别为交流和直流电压控制回路中PI控制器的比例、积分常数。
5 仿真分析
建立基于载波的三相三电平二极管钳位型逆变器NPP稳压器的Matlab/Simulink仿真模型。直流侧参数为:直流电压600 V,直流电容2 200μF。三相异步电机(Y)其参数为:频率50 Hz,额定功率3.7 k W,功率因数0.84,开关频率2 k Hz,额定线电压540 V。大量的仿真验证了各种工作条件下中点电位稳压器的性能。
直流侧2个分压电容上的电压(Vdc1和Vdc2),NPP,负载线电压,负载相电流及中点电流,在无中点电位稳压器和有稳压器控制下的波形分别如图7、图8所示。
在无中点电位稳压器控制下,直流侧2个分压电容电压出现了波动,NPP平均值非零,相电流波形正负幅值绝对值均接近60,中点电流在幅值为[-80,80]之间波动;在中点电位稳压器控制下,直流侧2个分压电容电压的波动幅值明显减小,相电流波形正负幅值绝对值均接近80,中点电流波动的幅值明显减小,在[-30,30]之间波动,线电压波形明显得到改善。
6 实验设计及结果
三电平二极管钳位型逆变器的硬件实验平台是在实验室进行的。实验总体设计方案如图9所示。实验平台上所用的主要器件及参数如表4所示,裕量为1.5~2倍。
试验参数:载波频率2 k Hz,调制深度为0.9,输出频率为50 Hz。实验波形如图10、图11所示。
实验结果分析,当加入中点电位稳压器后,线电压和相电流波形均有所改善;中点电位的波动也有所减小。
7 结论
对于三电平二极管钳位型逆变器,其直流侧中点电位不平衡这个问题,需要通过中点电位稳压器来加以控制。本文通过Matlab仿真,通过在直流侧和交流侧分别采用PI控制器,引入偏移电压信号Voff,构成了一个闭环系统,在这个闭环系统控制下,直流侧中点电位不平衡在一定程度上得到了有效控制,仿真结果验证了该方法的有效性;又以硬件电路为平台,通过软件控制来抑制中点电位波动,实验波形也验证了该方法在一定程度上有效。
摘要：研究了基于载波并结合一个闭环控制器控制的三相三电平NPC型逆变器(又称二极管钳位型逆变器),中点电位稳压器的设计和仿真。利用一种连续可变的偏移电压可以调节直流母线上的中点电位,修正直流侧存在的中点电位波动。该稳压器从直流侧和交流侧两个方面考虑,均引入PI调节器,并结合偏移电压模块来达到控制中点电位(NPP)的目的。对此方法进行了Matlab/Simulink仿真,仿真结果验证了中点电位波动在一定程度上得到了有效的控制。
三电平NPC整流器 篇6
三电平逆变器和两电平逆变器相比,具有输出电平增加、输出波形阶梯增多、谐波少、电压跳变较少、开关频率低、损耗小、效率高等优点,钳位式逆变器使开关器件耐压定额降低,同时使成本也随之降低[1]。因此,NPC三电平逆变器受到广泛关注。采用不同的控制方法对三电平逆变器的性能产生很大影响,目前应用在三电平NPC逆变器上的PWM调制方法可以分为2类:基于载波的正弦波脉宽调制(SPWM)方法[2]和空间矢量脉宽调制(SVPWM)[36]方法。 SVPWM具有方法易于数字化、电压利用率高、形成的旋转磁场更接近于圆形、转矩纹波较小等优点,在三电平逆变器中应用较广泛[1]。
传统的SVPWM算法在实现中需要进行大量的三角函数运算。本文研究的非正交化的60°坐标系SVPWM方法和正交化坐标系下的SVPWM方法相比,在参考矢量的大扇区判断、小扇区判断、基本矢量作用时间的计算等方面进行了简化。
2 三电平逆变器结构原理
二极管钳位式三电平逆变器的拓扑结构[7]如图1所示,每1个桥臂上有4个开关管和反并联二极管、2个钳位二极管。逆变器直流侧有2个直流电容(C1和C2),每个直流电容上的电压为直流母线电压的一半(Udc/2)。
三电平空间电压矢量由三相的输出状态合
成,可由下面的公式表示为
式中:α为向量算子,
逆变器通过开关器件的开通和关断,各相输出电压分别为:
定义sx和ux(x为a,b或c)分别为各相桥臂的输出状态和各相的电压,则各相电压可以表`示为
式中:sx为1,0,-1时分别对应输出正电平、零电平和负电平。
3 传统的SVPWM算法
传统的SVPWM算法主要解决三方面的任务,首先判断参考电压矢量所在的大扇区,然后判断所在的小三角形区域,最后计算和其接近的3个矢量的作用时间。
3.1大扇区的判断
假定参考矢量Uref=Uα+jUβ,则大扇区的判断利用下面公式:
当N为3,1,5,4,6,2时分别对应扇区1,2,3,4,5,6。
3.2小三角形的判断
根据下面公式判断所在的三角形的位置,以扇区1为例
只要式(4)成立矢量位于三角形A中;式(5)成立而式(4)不成立位于B中;式(6)成立而式(4)和式(5)不成立则位于D中;如果3个式子都不成立则位于C中。
3.3矢量作用时间的计算
矢量作用时间按照空间电压矢量合成的伏秒平衡原则根据Vref·Ts=V1·T1+V2·T2+V0·T3和T1+T2+T3=Ts可得:
T2=2mTssin θ (8)
采用同样的方法计算其他小扇区的矢量作用时间。
从上面可以看出,传统SVPWM算法无论在大扇区判断、小三角形判断还是矢量作用时间计算上,都需要进行大量的三角函数运算,这大大增大了控制器的负担,通过非正交坐标系下的SVPWM算法可以解决这个问题。
4 非正交坐标系下SVPWM算法
为了简化三电平SVPWM算法,引入60°坐标系的概念,定义g轴和h轴,Uref在α轴上的分量为Uα,在β轴上的分量为Uβ;Uref在g轴上的分量为Ug,在h轴上的分量为Uh,进行坐标变换,将Uref从α-β坐标系(两相静止坐标系)变换到g-h坐标系(60°坐标系)[7]:
在g-h坐标系下,定义小矢量的长度
4.1大扇区的判断
仍然将矢量空间划分为6个大扇区,36个小扇区。经过坐标变换后,可以根据参考矢量Vref在g-h坐标系下的坐标(g,h),确定大扇区号N,如表1所示[8]。
4.2小三角形的判断
在判断参考矢量Vref所在的小扇区之前,首先将位于N号大扇区的Uref,旋转60°×(N-1),将其旋转到1号大扇区,小扇区的选择规则如表2所示[8]。由此确定各功率管的开关状态。
4.3矢量作用时间的计算
在g-h坐标系下,可以得到:
h=2msin θ (12)
由式(11)、式(12)对传统的三电平SVPWM算法进行简化,简化的结果如表3所示。
从上面的大扇区、小三角形的判断和矢量计算来看,在非正交坐标系,计算中没有三角函数运算,这将使计算量大大减小。
5 仿真、实验结果与分析
5.1仿真结果及分析
在Matlab/Simulink仿真环境下,建立了采用改进的三电平SVPWM算法的三电平逆变器仿真模型,仿真离散时间1e-6 s,SVPWM周期Ts=1/1 080 s,直流母线电压Udc=600 V。给定参考矢量Uref的频率为60 Hz,调制比m为0.8,仿真结果如图3～图5所示,图3给出了A相1号管和4号管的驱动信号;图4给出了相电压波形,可以看出相电压为三电平;图5给出了线电压波形,可以看出线电压为5电平;仿真结果验证了本文所述的改进的三电平SVPWM算法的正确性。
5.2实验结果及分析
为了对三电平逆变器矢量控制系统进行实验研究,以三电平NPC逆变器为基础,搭建了如图6所示的三电平NPC逆变器的实验平台。通过调压器可以调节三电平NPC逆变器的直流母线电压,三相直流电机作为三相异步电机的负载电机。三相异步电机的参数分别为:额定功率2.2 kW,额定转速1 410 r/min,额定电压380/660 V,额定电流5.05/2.92 A,功率因数0.82,设计标准JB-T7565.1-2004;直流电机的参数分别为:额定功率2.2 kW,额定转速1 500 r/min,电枢电压220 V,电枢电流12.5 A,励磁电压220 V, 励磁电流0.61 A。
为了进一步验证该算法,在以DSP为控制核心的实验平台上,进行三电平SVPWM算法的实验。在三电平NPC逆变器实验平台上,使用三相调压器将直流母线电压Vdc提高到600 V,将SVPWM算法的周期Ts改为0.000 5 s,电机的线电压波形和相电流波形如图7所示。实验结果进一步验证了该算法的正确性和有效性。
6 结论
本文针对传统直角坐标系下三电平逆变器SVPWM算法的计算复杂的问题,采用非正交坐标系下的SVPWM算法分别对矢量的大扇区判断、小扇区判断和矢量计算时间进行改进,并将该算法应用到三电平逆变器中,通过仿真和实验分别实现该算法,仿真和实验结果均验证该算法的正确性和有效性。
参考文献
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三电平NPC整流器 篇7
由于经济与技术的进步与发展, 三电平整流器也在一定程度上发生了改变。较为常用的三电平整流器主要是二极管箝位PWM。这类整流器相对于传统整流器来说有很多的优点, 如其功率器件可以承受的电压很少, 是直流测电压的二分之一, 有利于使生产成本降低。而且在其输入的电流中, 谐波含量较少, 有着较为科学合理的正弦度, 功率因数不是一成不变的, 可以对其进行调整, 能量能够在交流侧与直流侧之间之间自由流动。凭借自身具有的优势, 其被应用在很多领域。为了三电平整流器系统的更加完善, 本文在此基础上对其进行仿真研究, 因而有着重要的现实意义。
1 三电平整流器概述
三电平整流器是能够在高压大功率中运行的PWM整流器, 其功率因数趋近于1, 并且其开关电压的应力较两电平来说, 具有减小一半的优点。三电平整流器虽然比两电平整流器的开关的数量要多, 且控制起来较为复杂, 但三电平整流器具有两电平整流器所没有的特点。首先, 由于其电平数增加, 进而使其具有更小的直流侧电压脉动以及更优质的动态性能, 在开关的频率较低时, 如300~500Hz就能够达到对电流谐波的相关要求[1]。其次, 电平数增加也使得电源的侧电流要更接近正弦, 这与两电平相比, 是最大的不同。且电平数不断增加, 正弦性也会随之变化, 越来越好, 而功率因数也会变得更高。最后, 增加开关的数量也有利于将开关管上的电压压应力进一步降低, 进而将装置的稳定性提高, 在对电压要求较高的场合较为多用。
2 三电平PWM整流器中的工作原理
2.1 主电路拓扑
三电平PWM整流器在其主电路的每个桥臂上都有4 个开关管, 一般情况下是IGBT管, 为促进电压均衡, 要在直流侧将两电容进行串联, 这两电容必须具有相同的参数, 以保持中性点平衡[2]。三电平的点拓扑的结构主要是指对于中性点来说, 每相桥臂都可以拥有3 种不一样的输出状态。因此, 可以推算出, 所有桥臂应该具有27 种的开关状态。为了将三种电实现平输出, 每个桥臂一般都是由4 个开关管与2 个钳位二极管而组成。交流侧和电网之间是通过电感与电阻连接的, 而对于直流侧来说, 是由2 个电容相互串联并同负载R3 共同构成的。
2.2 PWM空间相量的控制算法
可以通过计算来得出相应的方程组。通过采样周期, 利用3 种不同的基本电压相量将Uref合成, 即
在这一公式中, t1、t2、t3对应的是相量, 而Ts则是代表了系统中的采样周期数值。
对于3 个不一样的基本电压向量可以通过 (1-1) 公式计算出其在控制系统中的作用时间。在得出具体的时间数值后, 以开关管对应的开关时间为依据, 将信号的输出状态以及输出形式确定出来。
由上述分析可知, 在三电平空间中, 采样周期应该分为四步进行:首先, 以参考电压的位置为基础, 来选择出合成电压相量中的三个基本的相量;其次, 通过上述公式来对这三个基本电压相量的时间进行确定;再次, 通过公式将基本电压相量所对应的开关管的主要输出形式计算出来;最后, 通过上面三步的计算, 对开关管的导通时间与顺序进行确定。
3 三电平PWM整流器的方针与设计探讨
本文对整流器进行仿真模型主要依据是Matlab中的三相PWM整流器模型, 具体的仿真模型如图1。
在图1 的仿真结构图中, 主要是按照没有添加中点电位的控制策略、以SVPWM为基础, 在其之中的重点电位的控制策略以及以电荷为基础的守恒中点的电位控制策略来对整流器进行仿真模拟的, 并且得到了具体对应的仿真结果[3]。通过仿真模拟可以看出, 如若PWM整流器并没有加入中点电位进行控制的仿真时, 三电平整流器会出现零点漂移的现象, 且这种现象是显而易见、十分明显的, 对系统以及对应的开关器件有着较大的影响, 也会在一定程度上对电压产生影响。另外, PWM整流器中的中点的位置, 在采用电荷守恒中点的控制策略时有明显的变化, 得到了有效的控制, 并且这中方法能够将开关的损耗降到最小化。此外, 这种方法的控制策略的计算方法较为简单, 系统具有极强的稳定性, 直流侧中的电压也很平稳。
4 结束语
通过本文对三电平整流器系统的探讨, 在仿真模拟中对三种方法以及所取得的结果进行分析, 找出最适合的模拟方法。通过模拟可以看出, 基于电荷守恒中点的控制策略是最为优质的, 带来的影响最小。期望通过本文的研究, 能够为三电流系统的完善提供有效建议。
摘要：随着改革开放的不断深化, 我国的经济迅猛发展, 科学技术水平显著提高, 在现代技术的推动下, 整流器受到了越来越多的关注, 被应用在多个领域。三电平PWM整流器大都采用双闭环控制系统, 即由电压控制外环与电流控制内环组成的。电压外环是根据直流电压的大小来决定三电平PWM整流器的输出功率的大小以及方向的;而电流内环主要是促使整流器实际上的输入电流能够在一定程度上跟踪电流给定而将作用挥发出来的。本文主要根据三电平PWM整流器的特点, 进而对其系统设计与仿真进行探究, 期望通过本文的论述能够为三电流整流器的更加完善的设计提供有效建议。
关键词：三电平,PWM整流器,双闭环
参考文献
[1]谭国俊, 曹晓冬, 王从刚.基于满意优化的三电平PWM整流器瞬时开关频率抑制方法[J].中国电机工程学报, 2014, 04 (24) :4057-4067.
[2]何礼高, 陈鑫兵.变电感参数三电平不可逆PWM整流器的电流PI优化控制[J].电工技术学报, 2011, 05 (07) :203-209.