换流器保护

换流器保护（精选7篇）

换流器保护 篇1

0 引言

高压直流输电(HVDC)工程在国内西电东送和全国联网方面起着非常重要的作用。中国水能、煤炭资源分布和经济发展不均衡,HVDC可以解决能源发电到用电地区的电力跨区输送。中国的直流输电从1987年的舟山直流工程调试并投入试运行开始起步[1],发展非常迅速,预计到2020年将基本实现大规模西电东送和全国联网。

换流器是HVDC系统中进行换流的关键设备,其故障机理和保护的动作后果,与交流系统的一般元件有很大不同[2,3,4]。因而,深入研究换流器区的保护具有重要意义。

阀短路是换流器最为严重的一种故障,现有HVDC工程的换流器阀短路保护可分为2类[5,6,7,8,9,10,11]。部分文献分析了2类阀短路保护在换流器区内故障下的动作情况。文献[5-6]指出,对于高压桥交流单相接地故障,第1类Y桥和D桥阀短路保护都动作。本文认为,高压桥交流单相接地故障下,第1类阀短路保护的动作具有不确定性,动作情况与故障时刻有关。因此,本文详细地分析了换流器区内接地故障下,相关电气量特征和第1类阀短路保护的动作情况。

文献[12]根据故障发生在不同时刻下电气量特征的差异,提出故障特征时段的划分方法。但是,这种方法划分的故障特征时段较多,比较复杂。本文根据同一故障下阀短路保护动作情况的不同,提出一种较为简单的故障时段划分方法。

不同故障的电气量特征和阀短路保护的动作情况具有相似性,本文讨论了整流器不同故障下,第1类阀短路保护动作情况的相似性及区分方法。另外,针对第1类阀短路保护对换流器区内某些故障无法定位或者错误定位故障桥[6],本文提出了一种区分换流器区内故障的新方法,该方法根据故障时段划分和阀短路保护的动作情况,能够正确定位故障桥。

1 换流器区内常见故障分析

在双极大地回线方式和单极金属回线(一端接地)方式下,换流器短路故障的故障特征与单极大地回线方式下类似,因此本文以单极大地回线方式为例,对换流器的区内故障进行分析。换流器区内的常见故障如图1所示。

其中,故障1和2为阀短路故障;故障3和4为换流变压器阀侧两相间短路故障;故障5和6为换流变压器阀侧单相接地短路故障;故障7,8,9为换流器直流侧出口短路故障;故障10为换流器直流侧高压端接地短路故障;故障11为换流器直流侧中点接地短路故障;故障12为换流器直流侧中性端接地短路故障。

阀短路故障、换流变压器阀侧两相间短路故障和直流侧出口短路故障,属于换流器区内非接地故障;换流变压器阀侧单相接地短路故障、直流侧高压端接地短路故障、直流侧中点接地短路故障和直流侧中性端接地短路故障,属于换流器区内接地故障。

2 阀短路保护的动作方程

现有的HVDC工程,通过换流变压器阀侧套管、换流器直流高压端和中性端出口穿墙套管中的电流互感器,测得换流变压器阀Y侧和D侧三相电流、高压端直流电流和直流中性线电流,利用这些测量值构成阀短路保护[2]。

现在广泛应用于HVDC工程的主要有2类阀短路保护:第1类阀短路保护是Y/D侧阀短路保护,利用Y/D桥换流变压器阀侧三相交流电流的绝对最大值大于直流端出线电流的较小者为判据构成差动保护;第2类阀短路保护是利用Y桥和D桥换流变压器阀侧三相交流电流的绝对最大值中较大者大于直流端出线电流的较大者为判据构成差动保护。2类保护判据的形式如下。

第1类阀短路保护:

第2类阀短路保护:

式中:iacY和iacD分别为Y桥换流变压器阀侧三相电流iacYj和D桥换流变压器阀侧三相电流iacDj绝对值的最大值(j=a,b,c);idH和idN分别为高压端直流电流和直流侧中性端直流电流;Iset为阀短路保护的动作值,一般取为1.5(标幺值);I0为保护的启动值,一般取为0.5(标幺值);k为比例系数,一般取为0.2。

换流器区内接地故障下,第1类阀短路保护动作,第2类阀短路保护不动作[5,6,7]。

另外,文献[5]分析了对于换流器区内的非接地故障,第1类阀短路保护都能正确动作,并且能够定位故障桥。在此不作赘述。本文仅讨论换流器区内接地故障下第1类阀短路保护的动作情况,并且以高低压桥的换流变压器阀侧三相绕组分别为Y接法和D接法的整流器为例进行分析。高低压桥的交流侧三相绕组分别为D接法和Y接法的整流器的分析方法以及逆变侧故障定位的方法可以类推,本文限于篇幅,不对该内容作进一步阐述。

3 动作特性分析

3.1 高压桥接地故障下第1类阀短路保护的动作特性

3.1.1 高压桥交流单相接地故障

整流器高压桥(Y桥)发生交流C相接地故障(故障5),通过对第1类阀短路保护的原理及仿真分析,将故障5的发生时刻分为故障发生在Y桥V2导通期间和故障发生在V2不导通期间2个时段。以下,Y桥V2导通时段,以V1和V2导通为例进行分析;Y桥V2不导通时段,以V4和V5导通为例进行分析。

1)时段Ⅰ:V2导通时发生故障

故障时刻设为0.623s,发生故障时Y桥V1和V2导通。相关的电气量及第1类Y桥和D桥阀短路保护的差流和动作值,见图2(以下各图中的竖点线对应故障发生时刻)。

故障特征:故障初期,D桥换流变压器交流两相经接地极、D桥的导通阀、Y桥V2和故障点构成短路回路,此电流流过D桥换流变压器交流两相和中性线。而且,Y桥C相接地,加在Y桥阀上的电压减小,Y桥换流变压器三相电流和高压端直流电流减小。因此,故障初期,iacD和idN增大,iacY和idH减小。

第1类阀短路保护的动作情况:Y桥V2导通时发生故障。故障初期,D桥保护动作。

2)时段Ⅱ:V2不导通时发生故障

故障时刻设为0.616s,发生故障时Y桥V4和V5导通。相关的电气量及第1类Y桥和D桥阀短路保护的动作情况,见图3。

故障特征:故障后,故障电流流经接地极、D桥的导通阀、D桥换流变压器交流两相、Y桥的导通阀、Y桥换流变压器交流两相和故障点。同时,高压端直流电流减小。因此,故障后,idN,iacD和iacY增大,idH减小。

第1类阀短路保护的动作情况:Y桥V2不导通时发生故障,故障后Y桥和D桥保护同时动作。

3.1.2 直流侧高压端接地短路故障

直流侧高压端接地短路故障(故障10)时,故障时刻设为0.61s。相关的电气量及第1类Y桥和D桥阀短路保护的动作情况,见图4。

故障特征:故障后,故障电流流经接地极、D桥的导通阀、D桥换流变压器交流两相、Y桥的导通阀、Y桥换流变压器交流两相和故障点。而且,故障电流不流经idH的测量装置。因此,故障后,idN,iacD和iacY增大,idH减小。

第1类阀短路保护的动作情况:故障后,Y桥和D桥保护同时动作。

3.2 低压桥接地故障下第1类阀短路保护的动作特性

3.2.1 低压桥交流单相接地故障

接地相连接的共阳极阀V2导通和不导通时,发生低压桥(D桥)交流C相接地故障,第1类阀短路保护的动作结果相同。区别在于,V2不导通时发生故障,故障电流经D桥换流变压器交流两相流入故障点,iacD测量到故障电流;而V2导通时发生故障,故障电流直接经故障点流入大地,iacD测量不到电流。从而,V2导通时发生故障,保护动作有延时。因此,低压桥交流侧接地故障下,本文不分为V2导通和不导通2个时段进行分析。

整流器D桥发生交流C相接地故障(故障6)时,故障时刻设为0.61s。相关的电气量及第1类Y桥和D桥阀短路保护的动作情况,见图5。

故障特征:故障后,D桥换流变压器交流两相经接地极、D桥的导通阀和故障点构成短路回路,此电流流过D桥换流变压器交流两相和中性线。同时,加在Y桥阀上的电压减小。因此,故障后,iacD和idN增大,iacY和idH减小。

第1类阀短路保护的动作情况:故障后,D桥保护动作。

3.2.2 直流侧中点接地短路故障

直流侧中点接地短路故障(故障11)时,故障时刻设为0.61s。相关的电气量及第1类Y桥和D桥阀短路保护的动作情况,见图6。

故障特征:故障后,D桥换流变压器交流两相经接地极、D桥的导通阀和故障点构成短路回路,同时,加在Y桥阀上的电压减小。因此,故障后,iacD和idN增大,iacY和idH减小。

第1类阀短路保护的动作情况:故障后,D桥保护动作。

3.2.3 直流侧中性端接地短路故障

直流侧中性端接地短路故障(故障12)下,HVDC系统的接线方式不同,第1类阀短路保护的动作情况也不同。

双极平衡运行方式下,中性端处于地电位,对换流器正常运行基本没有影响。故障后,阀短路保护测量的各电流基本没有变化,第1类Y桥和D桥阀短路保护不动作。

本文重点说明双极不平衡运行方式、单极大地运行方式、单极金属回线运行且整流站是非接地站的情况下,发生故障12的故障特征。故障后,短路电流经故障点和接地极分流,直流侧中性端检测到的短路电流减小。但是,整流器交流侧三相电流和高压端直流电流基本不变。即有idN减小,iacY(iacD)=idH=运行电流。因此,第1类Y桥和D桥阀短路保护都动作。

4 阀短路保护动作的不确定性和相似性分析

根据前面对换流器区内接地故障下第1类阀短路保护动作情况的分析,可知:(1)整流器高压桥交流单相接地故障下,第1类阀短路保护的动作情况具有不确定性,故障初期可能是第1类阀短路保护的低压桥保护动作,也可能是第1类Y桥和D桥阀短路保护同时动作;(2)不同故障的电气量特征可能相似,第1类阀短路保护的动作情况也可能相同。针对这2种情况,本文提出如下的故障时段划分方法和故障区分方法。

4.1 整流器高压桥交流单相接地故障的故障时段划分

整流器高压桥Y桥单相接地故障下,第1类阀短路保护的动作情况与故障时刻有关。为了进一步明确第1类阀短路保护的动作情况,本文将高压桥单相接地故障划分的2个故障时段详细阐述如下。

1)时段Ⅰ:V2导通期间发生故障

根据3.1.1节,故障初期,第1类D桥阀短路保护动作。直到Y桥V2和V4换相结束后,故障电流流经接地极、D桥的导通阀、D桥换流变压器交流两相、Y桥的导通阀、Y桥换流变压器交流两相和故障点,此过程中idN,iacD和iacY增大,idH减小,第1类Y桥阀短路保护动作。

综上所述,故障后,第1类D桥阀短路保护先动作,Y桥保护相继动作。

2)时段Ⅱ:时段Ⅰ以外的其他时间,发生故障

由3.1.1节可知,故障后,第1类Y桥和D桥阀短路保护同时动作。

4.2 阀短路保护动作情况相同的故障区分

故障5,6,10,11,12下,第1类阀短路保护都动作。如果故障初期,第1类D桥阀短路保护动作,可能是故障5的时段Ⅰ、故障6和故障11;如果第1类Y桥和D桥阀短路保护同时动作,可能是故障5的时段Ⅱ、故障10和故障12。

1)故障5的时段Ⅰ、故障6和故障11的区分方法

与故障6和故障11的阀短路保护动作情况相比,故障5的时段Ⅰ的区别在于,故障后第1类D桥阀短路保护先动作,Y桥保护相继动作;而故障6和故障11发生后,只是第1类D桥阀短路保护动作。

故障6和故障11的区分方法为:发生故障6时,D桥交流侧C相电流iacDc正向增大;发生故障11时,iacDc可能反向增大。故障11下,iacDc正向增大的情况是V5导通时。而V5导通时,故障6和故障11无法区分,可以设置延时后通过D桥交流侧C相电流增大的方向区分。

2)故障5的时段Ⅱ、故障10和故障12的区分方法

故障5的时段Ⅱ与故障10的电气量特征相似,而故障12的电气量特征与它们不同。故障12下,iacY(iacD)=idH=运行电流,idN减小。

故障5的时段Ⅱ和故障10的区分方法为:发生故障5时,Y桥交流侧C相电流iacYc正向增大;发生故障10时,iacYc可能反向增大。故障10下,iacYc正向增大的情况是V5导通时。而V5导通时,故障5和故障10无法区分,可以设置延时后通过Y桥交流侧C相电流增大的方向区分。

5 故障桥定位方案

根据前述分析,对于同一故障下保护动作的不确定性,本文提出了一种故障时段划分方法;对于不同故障下保护动作的相似性,本文根据阀短路保护的后续动作情况和故障时的电气量特征来区分。综合上述分析,本文提出一种定位换流器区内故障的新方法,判别逻辑框图如图7所示。

由图7可见,阀短路保护的测量值iacY,iacD,idH和idN的变化决定阀短路保护是否动作。

1)如果第2类阀短路保护动作,说明是换流器区内非接地故障,包括故障1,2,3,4,7,8,9。故障桥的判别可通过第1类阀短路保护的动作情况来判断:如果第1类Y桥阀短路保护动作,说明换流器Y桥故障;如果第1类D桥阀短路保护动作,说明换流器D桥故障。

2)如果第2类阀短路保护不动作,说明是正常情况或换流器区内接地故障,其中,换流器区内接地故障包括故障5,6,10,11,12。其区分方法如下。

对于正常情况和换流器区内接地故障5,6,10,11,12,通过第1类阀短路保护的动作情况来判断:如果第1类阀短路保护不动作,说明是正常情况;如果第2类阀短路保护动作,说明是故障5,6,10,11,12。

故障5,6,10,11,12的区分方法:如果第1类Y桥和D桥阀短路保护同时动作,说明可能是故障5,10,12;否则,可能是故障5,6,11。

故障5,10,12的区分方法为:满足条件iacY(iacD)=idH=运行电流,说明是故障12;否则,是故障5,10。

故障5,6,11的区分方法:如果第1类D桥阀短路保护动作后,Y桥保护相继动作,说明是故障5;否则,是故障6,11。

另外,故障5和故障10可以通过Y桥C相电流增大的方向区分;故障6和故障11可以通过D桥C相电流增大的方向区分,详见本文4.2节。

6 结语

本文对整流器区内故障进行了系统分析,结合MATLAB仿真分析,取得了以下进展。

1)讨论了高压桥交流单相接地故障下,第1类阀短路保护的动作具有不确定性;通过对阀短路保护动作情况进行分析,提出了一种故障时段划分方法,从而能够明确第1类阀短路保护的动作情况。

2)讨论了整流器不同故障下,第1类阀短路保护的动作具有相似性;通过对阀短路保护的后续动作和故障电气量特征的分析,提出了这些故障的区分方法。

3)结合阀短路保护动作的不确定性和相似性分析,以及2类阀短路保护之间的相互配合,提出了一种定位换流器区内故障的新方法。

摘要：阀短路保护在高压直流输电系统中起到换流器主保护的作用。现有的2类阀短路保护中,仅第1类阀短路保护能够反应于换流器区内的接地故障。但是,对于换流器区内的同一故障,第1类阀短路保护的动作具有不确定性;对于换流器区内的不同故障,第1类阀短路保护的动作具有相似性。文中结合MATLAB仿真,详细分析了接地故障下,第1类阀短路保护的动作特性;根据同一接地故障下第1类阀短路保护动作情况的不同,提出了一种故障时段划分方法,从而能够明确保护的动作情况;讨论了换流器区内不同故障下,第1类阀短路保护动作情况的相似性以及区分方法。综合上述故障时段划分方法及故障类型区分方法,提出了一种换流器区内故障定位的新方法。

关键词：高压直流,输电系统,阀短路保护,故障时段,故障定位

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换流器保护 篇2

模块化多 电平换流 器 (modular multilevel converter,MMC)是目前极具前景的新型电压源型换流器[1,2,3],其模块化结构使其具有可扩展性强、易实现冗余控制的优点,且很好地克服了传统电压源型换流器所存在的开关频率高、输出电压谐波大、电压等级低等缺点,因而成为国内外研究的热点[4,5,6]。

MMC的桥臂由子模块串联而成,出于可靠性和经济性考虑,桥臂上通常串联冗余的子 模块[7]。冗余子模块的配置由其对应的电平数和子模块器件的可靠性共同决定[8]。子模块故障时有额外的子模块作为备用,以避免子模块故障造成换流器无法正常工作[9],甚至导致整个换流器退出运行。

不同调制策略下MMC系统的冗余保护策略各不相同。目前,高电平MMC系统通常采用最近电平逼近调制,对于N+1电平的MMC系统,从桥臂N+M个子模块中通过电容电压排序结果选择至多N个子模块投入,不区分投 入子模块 和冗余子 模块。这样会使得桥臂中所有子模块具有同等的投入运行级别,造成桥臂的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)开断损耗增加以及缩短M个子模块开关器件的使用周期。

采用载波移相调制的N+1电平系统,由于只有N个载波分 配给N个子模块,因此桥臂 只有N个子模块处于运行状态,其余M个子模块处于备用状态。这样能够保证M个子模块内开关器件不会造成额外的损耗,同时保证子模块内各器件的正常使用周期。但由于未投入的冗余子模块会因电容的放电使电容电压变为0,因而故障发生时将无法灵活快速地替换故障子模块。

针对这一问题,本文提出了基于载波移相调制的MMC子模块冗余保护策略,包括载波动态分配、附加载波控制和电容电压优化控制。载波动态分配根据子模块的旁路开关状态,为所有子模块动态分配载波,无需记录载波量;附加载波控制在不改变桥臂投入子模块个数的基础上,通过改变载波来切换冗余子模块和未故障子模块的运行状态,优先为冗余子模块充电;电容电压优化控制在附加载波控制时,将使模块间的电容电压波动较小,保证均压效果和控制器的稳定。

1 MMC结构和调制原理

1.1 MMC结构

子模块是MMC结构中最重要的组成单元,子模块的拓扑 结构如图1所示。 图中,IGBT1和IGBT2为绝缘栅双极型晶体管,D1和D2为反并二极管,C为模块直流侧电容,Usm为子模块的输出电压,R为子模块内部等效放电电阻,K为旁路开关,T为旁路晶闸管,用于分担二极管上的故障大电流,从而降低二极管损坏几率,提高系统的可靠性。

根据子模块的旁路开关K和上下IGBT的开断状态,子模块的运行状态如表1所示。表中,开关状态K=0表示关断,K=1表示导通。

1.2 调制原理

载波移相调制为每个子模块分配调制波和载波,通过调制波和载波的对比决定子模块IGBT的开通和关断[10,11]。假设第i个子模块 的调制波 为Tmi,且载波为Tci,通过对比可得到其IGBT的触发脉冲FIGBT和FIGBT,如式(1)所示:

当基于载波移相调制的冗余子模块处于备用时,其运行状态为旁路。直观的冗余保护方法为:当投运的子模块发生故障,冗余子模块替换故障子模块投入运行[12,13]。

2 不同调制策略的IGBT损耗分析

MMC子模块包含2组带反并二极管的IGBT,为了方便对比不同调制策略下的MMC损耗,本文只采取IGBT的损耗作为对比,不计入二极管的损耗。IGBT的损耗主要为器件的通态损耗和开关损耗,其中开关损耗 包括开通 损耗PTon和关断损 耗PToff[14,15]。

通态损耗PTcon主要由IGBT导通压降Uce(t)和流过的桥臂电流ic(t)产生[16]。对于桥臂含Num个子模块的MMC系统,2 Num个IGBT的总通态损耗可由式(2)表示:

式中:i1(t)和i2(t)分别为流经子模块上下IGBT的电流,方向如图1所示;npa(t)为桥臂投入子模块的个数;t1和t2分别为计算周期的始末时间。

IGBT的开通和关断损耗与开断瞬间的两端电压Uce(t)、集电极电流ic(t)和结温T(t)有关[16]。第i个子模块的开通损耗和关断损耗分 别用函数Eon(Uce(t),i1(t),T (t))和Eoff(Uce(t),i2(t),T(t))表示。 假设子模 块处于理 想状态,其上下IGBT的状态同时改变,则桥臂总开通损耗PTon和关断损耗PToff如下[16]:

式中:fsw(i)为第i个子模块IGBT的开断频率。

对于N+1电平且带M个冗余子模块的系统,采用最近电平逼近调制的MMC系统时,N+M个子模块均处于投运状态,式(2)和式(3)中Num取值为N+M;采用载波移相调制的MMC系统时,冗余子模块未投入运行,式(2)和式(3)中Num取值分别为N+M和N。因此,采用最近电平逼近的MMC系统虽然能灵活快速地实现子模块的冗余保护,但其换流器损耗也会相应增加,且增幅与冗余子模块的个数M相关。另外,基于最近电平逼近的MMC系统,冗余子模块处于投运状态,会影响子模块内各器件的使用周期。

3 基于载波移相调制的冗余保护策略

3.1 总体流程

采用载波移相调制的MMC系统,已预充电至电压额定值[17]的冗余子模块会因其内部的放电电阻的存在使电容放电至电压为0。一种直观的冗余保护策略是将故障子模块的载波直接传递给冗余子模块,该过程需要记录故障子模块的载波,且冗余子模块的电容电压为0,接入系统后会造成桥臂的电压缺失,造成较大的波动[18],同时冗余子模块无附加载波控制,当投入后被充电至额定电压的时间较长。

为此,本文提出了基于载波移相调制的冗余保护策略,主要包括以下3部分。

1)载波动态分配:子模块故障后被旁路,根据子模块的状态,动态为子模块分配载波,无需记录故障子模块的载波。

2)附加载波控制:冗余子模块的电容电压为0,通过附加载波控制,优先为冗余子模块充电,尽可能地降低系统的波动。令Ucb为投运的冗余子模块的电容电压,Utrcref为未故障 子模块的 电容电压 最小值,若Ucb<Utrcref,表明冗余 子模块的 电容电压 偏低,需通过附加 载波控制 优先为其 充电;若Ucb>Utrcref,则结束附加载波控制。

3)电容电压优化控制:若附加载波控制时出现子模块间的电容电压偏差较大,超过可允许的电容电压偏差最大值 ΔUd,则通过电容电压优化保证较好的均压控制效果。

冗余保护的流程图如图2所示。

3.2 载波动态分配

每个桥臂含有N +M个子模块 的换流器,其中,M个子模块为冗余备用。令第i个子模块的运行状态为Ci,以Ci=0表示该模 块为投入 运行模块,Ci=1表示该模块为冗余子模块,并令Tci为第i个子模块的载波,Tcpsj为相移2πj/N的载波,Tcb为幅值大于调制波的正值,用于旁路子模块,-Tcb为Tcb的负值,用于投入子模块。

子模块故障后,其旁路开 关K闭合并退 出运行,旁路的冗余子模块代替故障子模块投入运行,其对应的Ci由1变为0。载波动态分配在子模块故障后,无需记录故障子模块的载波,而是根据所有子模块的运行状态Ci将Tcpsj依次分配给正常运行的子模块,具有灵活性和通用性,载波动态分配如图3所示。

3.3 附加载波控制

载波动态分配为桥臂中投入运行的子模块分配载波。此时,通过比较这些子模块的调制波Tmi与载波Tci,可以统计桥臂需投子模块个数Np、正常子模块个数Nn和附加载波控制前冗余子模块投入个数Nbe,如式(4)所示。其中,条件Uci<Utrcref用于识别冗余子模块。

式中:s为故障子模块的个数,通常s=1;Γ(Tmi>Tci)为二值函数,当Tmi>Tci时其返回值为1,反之则其返回值为0;Uci为第i个子模块的电容电压。

附加载波控制的思路为:当桥臂处于充电状态时,桥臂电流Ibr>0,通过改变冗余子模块的载波,优先为冗余子模块充电;当桥臂处于放电状态时,桥臂电流Ibr<0,通过改变冗余子模块的载波,避免其被放电,附加载波控制如图4所示。

该过程中不改变桥臂需投子模块总个数Np,而是调整附加载波控制前的冗余子模块的投入个数Nbe。假设调整后的冗余子模块投入个数为Naf,根据桥臂电流Ibr和Np的大小,有以下4种情况。

1)当Ibr>0且0<Np≤Nn+1时,调整载波,保证有且仅有1个冗余模块投入,即Naf=1。

2)当Ibr>0且Np>Nn+1时,投入所有正常子模块并投入Np-Nn个冗余子模块,即Naf=Np-Nn。

3)当Ibr<0且0<Np≤Nn时,调整载波,使得每个时刻均无冗余子模块处于放电状态,即Naf=0。

4)当Ibr<0且Np>Nn时,投入所有正常子模块并投入Np-Nn个冗余子模块,即Naf=Np-Nn。

上述情况中,欲改变未故障子模块和冗余子模块的投入个数,只需调整子模块的载波。将子模块的载波赋值为Tcb或-Tcb,即可改变子模块的运行状态。

调整子模块载波的过程如下。

1)当冗余子模块需从旁路调整为投入状态时,将冗余子模块的载波赋值为-Tcb;选择投入状态的未故障的子模块,将其载波赋值为Tcb。这样就实现了冗余子模块和未故障子模块的运行状态的切换,且不改变桥臂需投子模块的总个数。

2)冗余子模块需从投入状态调整为旁路状态时,将冗余子模块的载波赋值为Tcb;选择投入状态的未故障的子模块,将其载波赋值为-Tcb。

3.4 电容电压优化控制

调整载波的过程中,如果频繁选中某一个未故障子模块与冗余子模块对换运行状态,会导致这个未故障子模块的电容电压与其他子模块的偏差变大,不利于系 统的均压 控制。 对于电平 数低的MMC系统,引起的偏差将更大。因此,附加载波控制中需要额外的电容电压优化控制,以保证本文的冗余保护策略适用于不同电平数的MMC系统。

电容电压优化控 制过程如 图5所示。图中,i和k的初始值为1。

电容电压优化控制过程分为2种情况。

情况1:桥臂电流Ibr>0,优先为冗余子模块充电。

此时,依次旁路处于投入状态的未故障子模块,转为投入冗余子模块优先充电。当冗余子模块的电容电压变化值超过设定的 Δv时,则将第i+1个处于投入状态的未故障子模块替换第i个子模块,继续为冗余子模块充电。这样能够保证未故障子模块均是牺牲相同的充电电压,避免影响电容电压的平衡。

当i>Nn时,表明没有处于投入状态的未故障子模块可以被替换,将i复位为1。

情况2:桥臂电流Ibr<0,避免冗余子模块被放电。

此时,依次投入处于旁路状态的未故障子模块,代替冗余子模块投入放电。第k个处于旁路状态的未故障子模块的电容电压变化值 ΔUck>Δv,则将第k+1个处于旁路状态的未故障子模块替换第k个子模块,继续代替冗余子模块放电。

当k>Nn时,表明没有处于旁路状态的未故障子模块可以替换冗余子模块放电,将k复位为1。

电容电压优化控制过程的本质是在充放电过程中被选中的未故障子模块牺牲 Δv的电容电压来保证备用子模块尽快充电,并保证该模块充电到额定值时,所有未故障子模块的电容电压变化大致相同,保证较好的均压控制效果。

当电容电压变化值 Δv选择过大时,会造成电容电压波动较大;选择过小时,会导致被选中的未故障子模块开关频率增加。因此,电容电压优化控制中应选择合适的 Δv。

3.5 Δv影响桥臂IGBT开断次数的分析

采用载波移相调制策略,当调制波的幅值大于载波时,IGBT触发导通;反之IGBT关断。载波移相调制原理见 附录A,调制波和 载波的交 点即IGBT切换运行状态的时刻,因此交点的个数即为IGBT的开断次数。

由于调制比通常小于1,若调制波为理想正弦波,其频率为50Hz,载波的频率为fc,则单个工频周期内IGBT的开断次数Nsm_k为:

式中:[x]为x的取整函数。

理想情况下子模块中2个IGBT状态相反,对应N+1电平的MMC系统,则单个工频周期内桥臂IGBT总开断次数Ntotal1为:

改进冗余保护策略在电容电压优化控制中通过改变 Δv的取值来控制桥臂IGBT开断次数,且维持较好的均压控制效果。正常子模块的电容牺牲Δv的充电时间为冗余子模块优先充电,或牺牲 Δv的充电时间避免冗余子模块被放电。根据电容C的电压、电流公式可得:

对上式进行差分化处理,可得:

因此,子模块电容值变化 Δv消耗的时间 Δt如下:

电容变化值一达到 Δv,子模块中2个IGBT的开断次数增加4次。由于不同t时刻下,电流大小不一致,达到 Δv值消耗的时间 Δt也不一致。正常子模块依次轮流切换运行状态为冗余子模块充电或避免其被放电,因此,单个工频周期内,桥臂IGBT开断次数Ntotal2为:

式中:k(j)为单个工频周期内电容电压变化值达到Δv的次数,其值满足式(11),

式中:Δt(j)为第j次电容变化值达到 Δv所消耗的时间。

Δv越大时,消耗的时间 Δt越大,单个工频周期内电容电压变化值达到 Δv的次数降低,因此,桥臂IGBT开断次数减少。

为了改进冗 余保护策 略,使其对应 的桥臂IGBT开断次数优于无冗余保护策略,使得该改进策略下换流器的损耗不致增加,对比式(6)和式(10)可得:

4 仿真分析

为了验证所提冗余保护策略的有效性和适用性,本文在PSCAD/EMTDC环境下建立了7电平和101电平双端MMC直流输电系统模型,详见附录B。

模型采用载 波移相调 制方法,载波频率 为200Hz,整流侧采用 定有功功 率和定无 功功率控制,逆变侧采用定无功功率和定直流电压控制。

7电平和101电平MMC系统交流侧线电压有效值分别为11kV和110kV,频率为50 Hz,桥臂电抗为0.04 H,子模块电 容值分别 为3 mF和30mF,子模块的额定电容电压分别为3.3kV和2.0kV,直流电压分别为20kV和200kV。

4.1 7电平MMC系统

1.5s时,A相上桥臂第1个子模块发生故障,经过0.05s的故障检测和触发延迟,作为冗余备用的第7个子模块在1.55s后投入运行。

冗余子模块投入后,不使用本文所提冗余保护的做法是将第1个子模块的载波直接传递给第7个子模块,冗余子模块的电容电压如图6(a)所示。图中,tdelay为延迟时间,Vc1至Vc7分别为对应次序的子模块电容电压。冗余子模块需经过1.4s才能充电至额定电压值,暂态时间较长。

故障后采用本文附加载波控制的电容电压如图6(b)所示,通过牺牲未故障子模块的电容电压来优先为冗余子模块充电。由于电平数较低,未故障子模块的选择未优化,因此,会造成未故障子模块间的电容电压波动较大,需要配合电容电压优化控制。

采用电容电压优化控制的电容电压如图6(c)所示,未故障子模块间的电容电压波动较小,冗余子模块的电容电压经过0.13s迅速到达额定值。

IGBT损耗在换流器损耗中比例最大,而桥臂IGBT开断次数是影响其损耗的重要因素。桥臂总开断次数与 Δv的关系图见附录C。由图可见,当Δv值越大时,改进冗余保护策略的IGBT开断次数越低,同时也伴随着均压控制效果的下降。因此,需选择合适的 Δv值,以保证开断次数和均压效果的最优化,图6(c)中,Δv=0.15。

4.2 101电平MMC系统

5.0s时第1个子模块发生故障,经过0.05s的延迟,作为冗余备用的第101个子模块投入运行。无冗余保护时各子模块的电容电压如附录D图D1所示。冗余子模块需要经过20.8s才能达到额定电压,由局部放大图可以看出,冗余子模块存在放电过程,该过程造成暂态时间过长。

附加载波控制的电容电压如图7所示。图中,Vc100为第100个子模块的电容电压。冗余子模块故障后没有了放电过程,其电容电压经过1.1s到达额定值,大大缩短了暂态时间。另外,对于电平数较高的MMC系统,采用载波附加控制不会造成未故障子模块间较大的电容电压波动,因此可无需电容电压优化控制。

4.3 对控制器稳定性的影响

改进冗余保护策略不改变桥臂中子模块的投入总数,而是在不改变换流器动态特性的基础上,根据情况调整冗余子模块和正常子模块的投入个数,因而对控制器的影响相对较小。

7电平和101电平的MMC系统直流电压Udc、控制有功功率P1和无功功率Q1见附录E。可以看出,直流电压在冗余保护策略未触发时有些许的波动,之后迅速恢复稳定;有功功率和无功功率在故障前后基本维持在控制的范围内,波动较小。

5 结语

本文对最近电平逼近调制和载波移相调制的开关损耗进行了初步估算,得出桥臂带冗余子模块时采用载波移相调制能够降低IGBT的开关损耗,提高冗余子模块的使用周期;然后基于载波移相调制提出了新型的冗余保护方法。

本文提出的基于载波移相调制的冗余保护方法主要分为3部分:载波动态分配、附加载波控制和电容电压优化控制。载波动态分配能够根据子模块的旁路开关状态为所有子模块动态分配载波,无需记录载波量;而附加载波控制可在不改变桥臂投入子模块个数的基础上切换冗余子模块和未故障子模块的运行状态,优先为冗余子模块充电,可有效减小故障后系统的暂态时间;电容电压优化控制在附加载波控制时,能够保证子模块的电容电压波动较小,有利于相间环流的减小和控制器的稳定。

换流器保护 篇3

关键词：换流器,短路故障,高压直流 (HVDC) ,输电系统

特高压直流输电技术符合电力工业发展规律和电网技术的发展方向, 在中国有广阔的应用前景[1]。而且, 中国现已建成一系列HVDC输电工程[2]。但是, HVDC故障影响着电网的可靠性, 所以需对HVDC输电过程中的故障进行研究[3]。基于此, 本文对换流器阀的短路故障及换流器直流侧短路故障、交流侧单相接地故障、交流侧相间故障进行分析研究。

1 换流器故障机理分析

1.1 阀短路故障

阀短路是换流器内部或外部绝缘损坏或被短接造成的故障, 这时阀相当于在正反向电压作用下均能导通, 是换流器最为严重的一种故障。

逆变器各阀按正常导通时序工作时, 不导通的阀在较多时间内处于正向阻断状态, 因此当逆变器的某一阀发生短路故障时必将与故障阀同半桥的正在导通的阀发生倒换相。例如:在阀V3导通时阀V1发生了短路故障, 如图1所示, 阀V1与V3之间将发生倒换相, 以后的过程显然与逆变器的换相失败故障相同。必须注意, 阀短路故障往往属于持续性故障, 所以故障的后果与多次换相失败一样。每个交流周期内将重复出现1次换相失败, 从而降低了逆变器直流平均电压。

整流器阀短路故障与逆变器不同, 由于整流器阀在阻断期间中的大多数时间处于反向电压状态下, 阀发生短路故障之后, 阀变成在正、反两个方向随时都能导通, 某阀一旦发生短路故障, 立即与同半桥正在导通的阀构成两相短路, 如图2所示。以阀V1发生短路故障为例, 故障发生时阀V3、V2正在导通, 故障发生后, 由阀V1、V3形成交流两相短路, 图中虚线箭头表示短路电流流径的回路。

阀V5再被触发形成了交流三相短路。所以, 整流器的阀短路故障引起了整流器阀及有关回路的过电流。换流阀短路故障是对整流器阀 (包含故障阀所在半桥的健全阀, 如图2中的V2、V5) 安全威胁极大的一种故障, 故障的严重性 (这里主要指故障电流的大小) 与整流器的运行角α、运行电流id以及故障发生时刻有关。

1.2 换流器直流侧出口短路

换流器直流侧出口短路是指换流器出线至直流线路电抗器之间发生的短路故障, 其严重性仅次于桥臂短路的整流器故障。

整流器直流侧出口短路如图3所示, 与阀短路的最大不同是换流器的阀仍可保持单向导通的特性。对6脉动换流器来说, 假如整流器两个阀都正常工作, 在这个时间内发生了直流侧出口短路, 就相当于这时会产生两相交流短路故障;当下一个换流器阀开通正常换相时, 会形成三相交流短路故障。

逆变换流器的直流侧出口发生了短路, 如图4所示, 此时直流线路的电流增大, 但是由于存在直流侧平波电抗器, 故障电流变化速度较慢, 短路电流很小。因此, 当逆变换流器发生直流侧短路时, 流过逆变器的电流将会很快降到零, 对换流变压器和逆变器均不构成威胁。

1.3 交流侧单相对地短路

交流侧相对地短路是指换流变压器与换流器之间的连线上发生单相接地故障。

整流器交流侧相对地短路如图5所示, 图5中以W相连接线发生单相接地为例, 由于直流部分也有一点接地, 当交流连接线发生接地故障后, c'、k、D三点同电位, 整流器总阀V2被短路。这种故障造成的后果与阀短路故障一样, 阀V4、V6将严重过电流。

逆变器在工作状态时发生连接线单相接地故障, 会构成相应的桥臂短路故障回路, 如图6所示。逆变器的阀在阻断期间, 大部分时间承受正向电压, 所以一旦发生连接线的单相接地故障, 接地故障相立即与直流接地侧同侧的正在导通的阀进行倒换相。图6所示阀V1、V6正在导通时, W相接地, 通过接地处与阀V1进行倒换相。当故障电流ik=id时, 倒换相结束, 故障接地处流过直流电流id, W相接地相当于阀V5短路。

1.4 交流侧的相间短路

换流器的交流侧发生相间短路是指换流器和换流变压器之间的交流部分发生相间短路。在交流系统中将会出现两相短路故障电流, 相间短路发生后, 整流器、逆变器的故障过程是不相同的。

相间短路发生在整流器的交流侧时, 整流器的交流侧就会出现两相短路故障电流, 会使整流器的换相电压失去, 其直流电流和电压以及输送功率将迅速下降。

相间短路发生在逆变器的交流侧时, 由于逆变器在交流侧失去两相换相电压, 以及交流侧电压相位的不正常, 就能够使逆变器发生换相失败, 其直流回路的电流也会升高, 交流侧的电流降低。另一方面, 对于受端交流系统相当发生了两相短路故障, 将产生两相短路电流。

2 基于Matlab/Simulink的HVDC换流器故障仿真

2.1 仿真模型

为了仿真换流器的故障, 采用Matlab软件中的标准模型[4,5], 1个单极12脉冲的HVDC仿真模型, 如图7所示。

在图7的仿真模型中, 通过1 000 MW (500 k V, 2 k A) 的直流输电线路从一个500 k V、5 000 MVA、50 Hz的电力系统EM向另一个345 k V、10 000 MVA、50 Hz的电力系统EN输送电力。整流桥和逆变桥均由两个通用6脉冲桥搭建而成。交流滤波器直接接在交流母线上, 它包括11次、13次和更高次谐波等单调支路, 总共提供600 Mvar的容量。整个系统在仿真过程中的采样时间为50μs。

直流输电线路 (DC line) 的参数如下:

电阻R=0.015Ω/km;电感L=0.792 m H/km;电容C=14.4μF/km;线路长度300 km。

电力系统EM侧交流输电线的参数如下:

线路电阻R=26.07Ω/km;线路电感L=48.86 m H/km。

电力系统EN侧交流输电线的参数如下:

线路电阻R=6.205Ω/km;线路电感L=13.96 m H/km;平波电抗器的电感L=0.5 H。

2.2 HVDC换流器故障的仿真及分析

现对换流器阀短路、交流侧单相接地、交流侧相间短路、直流侧出口短路进行仿真分析。各故障的仿真如图8—图11所示。

在仿真中做如下说明:

1) 上述故障均在换流器整流侧仿真, 且仿真模型为单极12脉动HVDC模型。

2) 仿真时, 故障发生在t=40 ms, 且故障一直持续。

3) 仿真图中的交流侧三相电压为整流器交流侧三相母线电压, 交流侧三相电流为整流器的交流侧三相母线电流。

4) 仿真图中横轴为为时间, 纵轴为电压、电流的标幺值, 其中电压的标幺值为500 k V, 直流电流的标幺值为2 k A, 交流侧电流的标幺值为200 A。

由图8—图11的仿真分析可知, 在换流器发生故障时, 换流器的交流侧母线三相电压、三相电流和直流线路的电压、电流均发生了大的变化。这些变化能反应故障的信息, 选取换流器交流侧母线的三相电压、三相电流和直流线路的电压、电流为故障特征量, 得出几种故障的仿真波形。

3 故障抑制措施

1) 在高压直流输电系统中配备继电保护, 保证当故障发生时, 快速、可靠地切除故障, 方便检修人员检修。

2) 在换流站设备检修期间, 重点对晶闸管承受电压的耐受能力进行现场测试和试验, 更换掉耐压不足和明显绝缘老化的晶闸管, 保证晶闸管正常运行和符合安全可靠性要求。

3) 对长时间投运的换流阀定期进行诊断性试验和检测, 对发现换流阀性能比较差的元件进行及时撤换, 保证直流输电系统安全可靠稳定运行。

4) 对新换过了的晶闸管和原系统其它晶闸管的兼容性进行及时评估, 避免因各自的恢复电荷差异过大而造成晶闸管承受过大的电压。

5) 在故障检修期间, 针对散热片和晶闸管之间的接触性能等进行定期检查, 确保良好的导电性能和通风散热。

6) 对冷却系统进行定期检查, 确保散热性能的稳定性, 减少换流阀绝缘老化程度。

4 结语

分析了HVDC换流器的几种短路故障原理, 并通过仿真得出故障量的波形。当换流器故障发生时, 换流器交流侧母线的三相电压、三相电流和直流线路的电压、电流均发生了很大的变化, 反映出换流器故障对输电系统可靠性、稳定性造成的极大危害。通过故障原理分析, 对换流器故障检修提供了理论依据, 同时为检修人员及时修复故障赢得了时间, 进而提高了高压直流输电线路的可靠性。

参考文献

[1]朱鸣海.关于发展我国特高压输电的意见[J].电网技术, 1995, 19 (3) :54-57.

[2]黄万永, 霍季安, 曾南超, 等.跨省电网以直流相联是全国联网的最佳模式[J].电网技术, 1999, 23 (1) :59-62.

[3]DARVENIZA M, POPOLANSKY F, WHITEHEAD E R.Lighting protection of U HV transmission lines[J].Electra, 1975 (41) :43286.

[4]于群.Matlab/Simulink电力系统建模与仿真[M].北京:机械工业出版社, 2011.

换流器保护 篇4

高压直流输电本身不存在同步稳定性问题,其功率调节迅速灵活且不会增加交流系统的短路容量,因此被广泛应用于远距离大容量输电及区域交流电网的异步互联[1,2]。自1987年中国第一个直流输电工程舟山直流投运以来,截至2014年12月底, 已投运和在建的直流输电工程已达29个,累计输电设计容量为97.92GW,为中国西电东输和区域电网的非同步互联发挥了重要作用。

随着社会经济技术的发展,多电源供电和多落点受电的多端直流系统将成为未来直流输电的发展方向[3,4,5]。然而由于多端直流控制技术远比双端直流复杂,且大容量直流断路器制造和商业运行还存在困难,目前世界上已投运的多端直流工程只有三个,分别为意大利—科西嘉—撒丁岛三端直流、魁北克—新英格兰五端直流及日本的新信浓三端背靠背直流工程[6]。此外,两个双端直流并联也具有多端直流(四端)的特点,如加拿大纳尔逊河直流工程及美国太平洋联络线直流工程[5,6]。并联换流器直流系统一般由多个双端直流系统并联在一条直流线路上构成,其拓扑结构与多端并联系统类似,常用于直流工程的分期建设和融冰运行模式。此类系统中所有并联的整流器或逆变器均位于同一地点或距离较近,因此虽然拓扑结构与并联多端系统类似,但仍可将它看作一个双端系统,并联的几个系统可以作为多个常规双端系统相对独立地运行,也可并联以多端直流方式运行。

对于由两个双极直流系统并联而成的四端直流系统,主要存在两种控制方式[7,8]:1电流裕度方式, 一个换流器控制直流电压,其余换流器控制直流电流,文献[9-11]都是基于该模式;2类双端直流系统控制方式,文献[12]以英加—沙巴工程为研究对象, 提出了这种控制方式。该方式下整流站并联换流器都为定直流电流控制(CC),逆变站都为定熄弧角控制,逆变站通过直流电流平衡控制消除双逆变站对直流电压控制权的争夺。该控制策略最大的缺陷是不能实现并联换流器间功率的灵活分配。

充分借鉴双端直流输电控制系统的设计经验, 简化多端直流控制系统的设计,使多端直流以接近双端直流的方式运行,具有重大意义。如中国的特高压直流输电工程典型的双阀组串联结构本质上就是一种串联四端直流系统,通过串联阀组的投退等关键技术手段实现了类双端直流的控制,大大简化了直流控制系统的复杂度。本文针对文献[12]存在的缺陷,提出一种逆变站双并联换流器采用定直流电压控制(CV),并配置新型直流电流平衡功能的多端直流协调控制策略,实现了逆变站双并联换流器间功率的按需配置。此外,由于换流器的并联和解并联是系统运行的关键技术,本文提出了详细的换流器并联及解并联控制策略。 最后,在PSCAD/ EMTDC中搭建了详细的四端并联直流系统控制策略仿真模型,验证本文所提控制策略的可行性和有效性。

1主回路结构及基本控制特性

并联换流器高压直流输电系统由多个双端直流系统并联而成,同时具有并联多端系统和常规双端系统的结构特点,其拓扑结构如图1所示,其典型的应用场合为直流工程的分期建设和融冰运行方式。 并联换流器高压直流输电系统常包含两个换流站, 连接两个交流系统,每个换流站由两个并联的双极组成,如图1中所示的双极1和双极2。图中所示的并联换流器高压直流输电系统可以看作是由两个直流系统并联而成,两直流系统共直流场和交流场; 也可以看成是并联四端直流输电系统,具有两对整流换流器和逆变换流器。由于多端直流输电系统的控制技术远比双端系统复杂,尤其是大容量直流断路器制造和商业运行目前仍存在一定困难,限制了多端直流输电技术的发展和应用。

中国的特高压直流输电系统本质上是一个多端直流系统,即串联结构的四端直流,与本文的并联阀组结构互为对偶关系。一一对应、成双成对出现的事物称为对偶事物,在电路中,对偶现象普遍存在, 如电压与电流,并联与串联。根据对偶原理,电路中某些元素之间的关系或方程,用它们的对偶元素对应地替换后,所得的新关系或新方程也一定成立[13,14,15]。对偶原理是分析电力电子电路拓扑结构的有力工具,对已有电路进行对偶性分析,发现电路的内在联系,对其中一个电路的控制技术或分析方法经过相应地对偶变换也同样适用于与之具有对偶关系的电路中。由于中国在串联双阀组特高压直流的控制方面已取得重大突破[16,17,18,19,20],这种“双端化”的控制方式具有重大借鉴意义。根据对偶原理,针对图1所示的特殊四端直流系统,充分借鉴特高压直流控制系统的设计经验,简化多端直流系统各换流器间的通信和电流指令协调,实现多端直流控制方式的“双端化”,将大大降低直流控制系统设计的复杂度,具有重大的实际应用价值,如规划的青藏直流二期扩建工程。

为实现类双端直流的协调控制方式,图1的并联换流器直流系统可以等效为两个双端直流系统的并联:整流站双极1-逆变站双极1直流系统和整流站双极2-逆变站双极2直流系统。其基本协调方式可借鉴常规双端直流典型的电流裕度控制原理[21], 如图2所示,图中 ΔId为电流裕度,典型值为0.1 (标幺值)。稳态工况下,整流站双换流器都为定直流电流控制,逆变站双换流器都为定直流电压控制且具有相同的电流裕度值,同时控制着同一直流电压。为了避免对同一直流电压控制权的争夺,需附加直流电流平衡控制功能[12]。

逆变站双换流器都为定直流电压控制方式的优点如下。

1)最大程度地实现了双并联直流系统的独立运行,二者仅通过直流电流平衡控制功能协调。即实现了类双端直流系统的协调控制方式,避免了多端直流系统多换流器间的电流指令协调,降低了直流控制系统的复杂度。

2)便于直流工程的分期建设,原一期工程直流控制系统的改动量少。

3)避免了并联换流器投退过程中,直流电压控制权转移导致的直流电压波动问题。

当整流站交流电压下降时,为维持直流电流恒定,整流站触发角减小,若触发角达到最小限制值 αmin,则整流站进入最小触发角(αmin)限制模式。当逆变站交流电压下降,逆变站为维持直流电压,熄弧角将减小。为了减少换相失败概率,设置了最小熄弧角(γmin)限制模式,此模式无功消耗小,有利于交流电压恢复。VDCOL(voltage dependent current order limit)对于直流系统的故障及暂态特性具有重要作用,其中的竖直线段为低电压最小电流限制特性,在直流低电压工况下,若仍能保持适当小的电流,消耗一定的无功功率,利于保持交流电压稳定[22]。

2直流控制系统构架及特点

并联换流器高压直流输电系统包含多个换流器,控制系统采用分层式结构[18],整个直流控制系统的分层结构如图3所示。

运行人员控制层提供控制系统的人机接口环境,监控直流系统。站控制层负责换流站两个双极的协调控制和交直流系统的稳定控制,主要功能包括并联的双极1和双极2有功功率参考值分配,交直流系统的稳定控制、直流电流平衡控制和无功功率控制等。双极层控制功能与站控制层相似,但功能相对弱化,主要为从站控制层接收功率参考值。 极层主要完成与极相关的控制功能,从双极控制层接收极电流/功率参考值,进一步产生换流器层闭环控制所需要的直流电流、直流电压、熄弧角参考值。 其主要功能有:极间功率转移、电流裕值补偿、极解锁/闭锁过程、直流线路故障重启、极电流限制、极电流指令协调、低压限流环节、换流变分接头控制等。 换流器层主要包括直流电流、直流电压、熄弧角3个高速控制器和控制脉冲发生器。

与云广工程的串联双换流器特高压直流输电系统控制架构比较(为避免直流电流控制权的争夺,极层中配置了直流电压平衡控制器),对偶结构的并联换流器高压直流输电系统控制架构具有显著特点: 站控制层需配置直流电流平衡控制器,以抑制两个双极对同一直流电压控制权的争夺。

3直流电流平衡控制

逆变站两个并联的双极都处于定直流电压控制模式,由于对同一直流电压控制权的竞争,任何测量系统的误差必将导致双换流器直流电流的不平衡。

为避免出现直流电压控制权的争夺,并实现并联换流器间功率的按需分配,本文提出了基于标幺值方式的直流电流平衡控制策略,用以补偿控制及测量系统的误差,如图4所示。首先逆变站并联换流器把实测的直流电流与整流站对应换流器经站间通信送过来的参考值作商以得到直流电流标幺值。 然后两并联换流器的直流电流标幺值作差,经比例—积分(PI)调节器,生成电压补偿量UdBLN并分别送往两并联换流器对应的直流电压控制器中。最后,直流电压控制器根据电压参考值及叠加的直流UdBLN,生成最终的换流器触发指令。

相对于文献[12]的直流电流均分策略,此策略更具有灵活性,可以实现直流功率在换流器间的任一比例分配。

4换流器解锁/闭锁控制

本文的并联换流器高压直流输电系统解锁/闭锁有以下几种方式。

1)整流及逆变站的4个双极系统同时解锁,即两双端直流系统同时解锁。

2)整流及逆变站的4个双极系统同时闭锁,即两双端直流系统同时闭锁。

3)第一换流器解锁,即在其中一个双端直流系统处于闭锁的状态下,解锁另一双端直流系统。

4)第二换流器闭锁,即在其中一个双端直流系统处于闭锁的状态下,闭锁另一双端直流系统。

5)第二换流器解锁,即其中一个双端直流系统已处于正常运行工况下,解锁第二个双端直流系统。

6)第一换流器闭锁,即在两双端直流系统都处于正常运行工况下,闭锁其中的一个双端直流系统。

方式1)至方式4)的解/闭锁控制策略与典型的双端直流系统一致,在此不做详述。第二换流器的解锁和第一换流器的闭锁策略属于并联换流器结构的特有情形,需要重新设计。

4.1第二换流器解锁策略

为避免逆变站换流器过载,第二换流器解锁时建议先解锁逆变站换流器,详细的时序为:逆变侧待解锁的第二个换流器首先释放触发脉冲,解锁前其直流电压控制器输出跟随正常运行的第一换流器输出,以防电流过冲。整流站待逆变站解锁后再进行空载升压,待其出口电压和正常运行的第一个换流器一致时,合上直流侧的连接开关。稳定一段时间(如0.05s)后,将整流站的第二换流器切换为电流控制方式并控制直流电流以一定斜率上升至给定值;同时,逆变站的第二换流器触发指令跟随功能禁用,恢复其直流电压控制,与此同时直流电流平衡控制功能使能,确保功率在双并联换流器间的按需分配。待整流侧第二个换流器功率上升至整定值后, 整个解锁过程结束。

4.2第一换流器闭锁策略

第一换流器的闭锁时序与第二换流器的解锁时序相反。首先整流侧待闭锁的第一换流器以一定斜率降电流,待直流电流降到接近零(如0.05(标幺值))后拉开连接开关,同时封闭触发脉冲。逆变侧对应换流器接收到整流侧换流器已经闭锁信号后闭锁脉冲,同时拉开连接开关,禁止电流平衡控制功能,整个退出过程结束。

故障及保护在紧急情况下闭锁第一换流器的时序与上述过程基本相似,不同之处在于没有功率的下降过程,紧急移相指令同时发往两个并联换流器, 待直流电流降为零后闭锁故障换流器。确认故障换流器可靠隔离后,再解除正常换流器的移相指令,恢复其正常运行[23]。

5仿真验证

为了对整个直流控制系统的有效性进行验证, 本文基于PSCAD/EMTDC仿真工具,搭建了一个典型的四端并联直流输电系统完整的控制策略模型。直流系统额定电压为 ±500kV,单换流器额定电流为3kA,整流及逆变站交流系统稳态电压都为525kV,短路电流都为42kA。

5.1第二换流器解锁仿真

第二换流器解锁是并联换流器直流系统的一种重要解锁方式。为了实现功率在并联换流器间的不均衡分配,验证直流电流平衡控制功能的作用,并联双回直流系统设置为独立功率控制模式,双极1和双极2的功率定值分别设置为2 000 MW和2 400 MW。附录A图A1所示为双极2稳定运行时解锁双极1的动态过程。t=6s时,逆变站并联的双极1解锁,其触发角跟随双极2,直流电压迅速升到500kV。然后整流站双极1解锁,进行空载升压,待直流电压逐渐增大至500kV后合上连接开关。约8.3s时,整流站双极1电流控制器使能,控制直流电流逐渐增大至额定值。由于逆变站直流电流平衡控制功能的作用,双极1与双极2并联换流器实现了功率的不均衡分配。

5.2第一换流器闭锁仿真

直流功率联合控制模式下,两双端直流系统都处于额定运行工况时,双极1闭锁的动态过程如附录A图A2所示。t=9s时,整流站双极1启动闭锁过程,双极1直流电流按照设定的速率逐渐减小, 触发角逐渐增大,逆变站双极1的直流电流同步减小。整流站双极1闭锁时,逆变站禁用直流电流平衡控制功能。

如附录A图A2所示,12.6s时,整流站双极1直流电流降到最小值,12.8s时封锁触发脉冲; 13.2s时逆变站双极1封锁触发脉冲,第一换流器的闭锁过程完成。由于直流系统的功率处于联合控制模式,双极1功率下降的同时,双极2的功率增加以补偿双极1闭锁损失的部分直流功率,直至达到3s过负荷限制值(1.5)。附录A图A2所示波形表明双极1的在线闭锁对双极2的稳定运行干扰较小。

5.3第一换流器紧急停运仿真

换流器紧急停运顺序控制用于处理直流系统紧急情况,一般由保护启动。附录A图A3所示为双并联换流器联合功率控制模式、额定运行工况下,手动启动双极1紧急停运的过程录波。t=10.2s时, 整流站双极1启动紧急停运,双极1接收到该命令并转发至对站和双极2系统。然后并联双换流器都进行紧急强制移相,待直流电流降为零后闭锁故障的双极1系统。当确认故障的双极1系统可靠隔离后,释放正常的双极2系统的强制移相指令,双极2系统得以重起。

由于并联直流系统功率处于联合控制模式,所以双极1损失的部分功率转移到了双极2系统,导致其达到3s过负荷限制值(1.5)。整个紧急停运过程持续时间约500ms,故障换流器的紧急停运对正常换流器的稳定运行干扰较大。

6结语

本文主要针对直流工程分期建设和融冰运行方式的需要,详细分析了并联四端直流系统的结构特点。由于该运行方式同时具备双端直流和多端直流系统的特点,为了简化直流控制系统设计,尽量保持两双端直流系统的相对独立性,本文提出了整流侧定直流电流控制、逆变站定直流电压控制且附加标幺化直流电流平衡控制策略的多端直流系统协调配合方式。由于标幺化直流电流平衡控制策略的引入,克服了原有策略不能实现并联换流器功率灵活分配的缺陷。同时,本文还针对并联换流器提出了详细的换流器并联及解并联控制策略。最后利用PSCAD/EMTDC仿真工具,搭建了四端并联直流系统的详细控制策略,验证了本文所提控制策略的有效性。

摘要：随着中国高压直流输电技术的发展,在直流工程分期建设和融冰方式运行方面,并联换流器结构受到越来越多的关注。文中详细分析了并联结构的四端直流输电系统特点,提出了整流站定直流电流控制、逆变站定直流电压控制且附加直流电流平衡控制功能的多端直流系统协调配合方式。该方式不仅最大程度地保持了双并联直流系统的相对独立性,简化了多端直流系统控制策略的设计,而且可以实现并联换流器间功率的灵活分配。由于换流器的并联和解并联是系统运行的关键技术,文中提出了详细的第二换流器解锁及第一换流器闭锁控制策略,并基于PSCAD/EMTDC搭建了四端并联直流系统的详细控制策略模型,验证了所提控制策略的有效性。

模块化多电平换流器调制策略研究 篇5

在柔性直流输电系统中,电压源型换流器(Voltage Source Converter,VSC)是最为重要的器件,目前在已投运的工程中大多采用2电平拓扑结构。由于2电平换流器具有较高的开关频率,会缩短开关器件的寿命并造成较大的开关损耗。因此在大功率高电压输电系统中,2电平换流器难以得到广泛的应用[1]。

为了解决VSC自身结构带来的的问题,西门子公司提出一种新型VSC拓扑结构,即模块化多电平换流器(Modular Multilevel Conveter,MMC)[2,3]。与2电平VSC相比,MMC避免了开关器件串联引起的动、静态干扰,降低了器件的开关频率,延长了开关器件的寿命。通过子模块均压控制可以使得功率平均分配在各个子模块中,降低可控型绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)的耐压值,从而输送大功率。模块化多电平的结构也使得其具有很强的灵活性,能够满足不同等级工程的需求[4]。

MMC有最近电平调制、载波移相、载波层叠、空间矢量控制等调制策略。目前国内外普遍采用的是最近电平调制策略和载波移相调制策略。文献[5]提出MMC控制中子模块电容电压平衡策略,并采用了载波移相调制策略进行了仿真实现。文献[6]详细分析了最近电平调制策略的原理并提出了相应的子模块直接电容电压平衡策略。文献[7]根据文献[6]中给出的最近电平调制策略愿意,提出一种优化的直接电容电压平衡算法,通过对子模块进行分组,减少了在电容电压排序过程中的运算量,大大减少了仿真时间。

由于载波移相调制策略采用了脉宽调制技术(Pulse Width Modulation,PWM),较高的开关频率使得换流站输出电压更接近于正弦波,因此具有更好的谐波特性。本文介绍了模块化换流器中常用的2种策略基本原理,以及相应的子模块电容电压平衡策略,对2种不同调制策略对输出电压谐波特性影响进行了对比分析,并在PSCAD中进行了仿真验证。

1 模块化换流器的基本原理

MMC的拓扑结构如图1所示,每相包括上下2个桥臂,每个桥壁由若干个级联的子模块(Sub Module,SM)与1个电抗器L串联构成。每个子模块由2个IGBT(T1,T2)、2个反向并联二极(D1,D2)和一个直流电容C组成。每个子模块共有3种开关状态[8]:1)2个IGBT均闭锁,一般在启动和故障时使用,称为闭锁状态;2)上部IGBT(T1)开通,下部IGBT(T2)闭锁,这时子模块输出电压为电容电压,称为投入状态;3)上部IGBT(T1)闭锁,下部IGBT(T2)开通,这时子模块输出电压为0,称为切除状态。定义子模块开关函数Sp(p=1,2,…,n),设T1开通时Sp=1,T2开通时Sp=0。则开关函数模型可表示为:

2 MMC的调制技术

2.1 最近电平逼近调制策略

最近电平逼近调制策略利用输出电平叠加来逼近正弦调制波,不仅容易实现,还可以降低电力电子器件的开关损耗。其原理如图2所示[9],其中U为电平电压幅值,θ为电角度。

以A相为例,上下桥臂各有n个子模块。由控制策略得到的上下桥臂电压参考值upA、unA(p、n分别表示上下桥臂)除以子模块电容电压参考值ucref后取整,可得图2中所示电平阶梯数,表示各桥臂导通的子模块个数。

由图1可得A相输出电压和桥臂电压的关系如下:

式中:Vd为直流电压;uAN,uA0N分别为点A,A0到中性点N的电位差。

即

由式(3)、式(4)可知,等式两边同时除以电容电压参考值并相加可得:

用取整函数f(x)对式(6)取整可得:

即

式中:np和nn分别为上下桥臂导通的子模块个数。

上下桥臂同时导通的子模块个数在任意时刻保持互补,保证了整体直流电压的恒定。

2.2 载波移相PWM技术

载波移相的基本原理是对于具有n个子模块的MMC桥臂,各子模块的载波之间移相2π/n,然后分别与调制波进行比较,得到各自对应的PWM信号,从而决定各子模块的开关状态[10,11]。这样的载波分布规律能确保各子模块电容能量平均分配,实现较好的自动均压效果。载波移相调制策略基本原理如图3所示。图3中,Tr1,Tr2,Tr3,Tr4为移相后的载波,S11,S21,S31,S41为施加在子模块上的开关信号。

3 电容电压平衡策略

3.1 直接电容电压平衡策略

由最近电平逼近策略可知,在任意时刻上桥臂导通子模块数为np,关断的子模块个数为n-np下桥臂导通子模块数为nn,关断的子模块个数为n-nn。直接电容电压平衡策略根据桥臂电流方向和桥臂任意时刻所需投入子模块个数,选择需要投入或切除的子模块从而均衡各子模块电容电压,是一种具有高效率的电容电压平衡控制策略[12]。

以A相上桥臂为例,当上桥臂电流为正时,子模块电容处于充电状态,根据对上桥臂电容电压由低到高排序结果依次投入np个电容电压处于低水平的子模块,剩余的n-np个子模块关断,处于关断状态的子模块电容电压保持不变;当上桥臂电流为负,即子模块电容处于放电状态时,根据对上桥臂电容电压由高到低排序结果依次投入nr个电容电压处于高水平的子模块,剩余的n-nn个子模块关断,其电容电压保持不变。同理,对于其他桥臂均可以使用此控制策略达到平衡各桥臂子模块电容电压的目的。

3.2 电容电压平衡分级控制策略

与载波移相PW M调制策略相对应的均压策略为电容电压分级控制策略,可分为相间能量均衡控制和独立电压均衡控制2个部分[13,14]。

(1)相间能量均衡控制。

该控制目的是使每相中各子模块电容电压的平均值跟随其参考值,从而使能量在这些子模块中能平均分配。以A相为例,控制框图如图4所示。其中Ucav为上下桥臂子模块电容平均电压,Ucref为子模块电容参考电压,ipa,ina分别为上、下桥臂电流,控制器输出UAaref作为调制环节的输出量。

(2)独立电压均衡控制。

相间能量均衡控制能保证每一相的平均电压能跟踪其参考电压,但是对各子模块本身起不到均压的效果。而独立电压均衡控制可以使桥臂上各子模块电容电压均跟随其参考值,控制框图如图5所示。其中,Ucja为子模块电容电压实际测量值,K1为比例系数,控制器输出UBjaref作为调制环节的输出量。

4 仿真分析

在PSCAD/EMTDC中分别搭建了基于最近电平调制策略和载波移相PWM调制策略的单端5电平MMC仿真,其中每个相单元由8个子模块构成,上下桥臂各4个。仿真参数如下:额定功率2 MW,交流侧额定电压有效值5.5 kV,换流电感8 mH,换流器桥臂电抗La=Lb=Lc=1mH,用直流电压源代替整流侧,直流电压为9 kV,各子模块电容电压参考值为2.25 kV载波移相每个子模块载波分别移相360/4=90°,载波频率为2 000 Hz。仿真结果如图6所示,直接电容电压平衡控制和电容电压分级控制均能达到良好的控制效果,子模块电容电压达到了理想的水平。

由于载波移相PWM采用了脉宽调制技术,具有较高的开关频率,因此换流器输出的多电平电压波形更接近于正弦波,具有较好的谐波特性。

图7和图8分别为2种调制策略下相电压频谱,图9和图10分别为2种调制策略下相电流频谱。图7～图10中横坐标表示谐波次数,纵坐标表示各次谐波分量占基波的比例。可见采用载波移相PWM调制策略的换流器输出电压和电流中含有更少的谐波分量,即具有更好的谐波特性。

5 结论

介绍了载波移相和最近电平逼近调制策略的原理,在PSCAD/EMTDC中进行了仿真,比较了2种调制技术相应均压策略的控制效果和输出电压电流谐波频谱。结果表明2种均压策略均可对子模块电容电压达到理想控制效果,载波移相由于具有较高的开关频率,比最近电平逼近策略具有更好的谐波特性。因此在后续研究中,对于采用最近电平调制策略的MMC-HVDC,需要考虑输出电压电流中谐波对系统运行的影响。

摘要：模块化换流器是应用于电压源换流器直流输电的新型多电平换流器拓扑。介绍了MMC最近电平调制策略和载波移相调制策略的原理,以及相应的电容电压平衡控制策略。分析了2种调制策略下输出电压电流的谐波特性,结果表明具有高开关频率的载波移相调制策略具有更好的谐波特性。在PSCAD/EMTDC中进行了仿真,验证了理论分析的正确性。

换流器保护 篇6

关键词：电压源换流器,两极短路故障,PSCAD/EMTDC

0 引言

随着现代社会数字化和网络化的发展,用户对供电容量、电能质量的要求不断提高,传统交流电网已难以满足电力供应要求[1]。近年来,直流供电技术重新进入人们视野。与交流供电相比,直流供电具有线路损耗小、输送容量大及供电质量高等优点[2-5]。目前,直流供电技术在电信设施、舰船系统、铁路电气化牵引等领域应用比较成熟,同时,柔性直流输电、海上风电场、直流配电网等成为直流供电技术研究的新热点[6-9]。

电压源换流器(Voltage Source Converter,VSC)以其优越的性能广泛应用于直流输配电领域,但由于滤波电容的存在,其直流侧发生故障时,故障电压电流变化迅速,对系统造成严重威胁[10-11]。VSC直流侧的故障可以分为单极接地和两极短路故障。两极短路故障发生的概率虽然比单极接地故障低,但其后果更加严重。当VSC直流侧发生两极短路故障时,IGBT依靠自身保护闭锁,而与其反并联的续流二极管仍连接在电路中,有可能会受到短路电流的强烈冲击而损坏[12]。

国内外现有文献对于VSC直流侧短路故障的分析及保护策略的研究着眼于VSC的外部特性,而少有从电力电子层面考虑故障发展过程[13-16]。为深入探究VSC换流器直流侧故障发展过程,本研究以VSC直流侧两极短路故障为例,从电力电子层面分析故障电路响应特性,将故障过程定义为3个阶段,分析每个阶段的故障特征,提出故障电压、电流的计算方法,最后在PSCAD/EMTDC环境下搭建±10 k V直流线路两极短路故障模型,对理论分析进行了仿真计算验证。本研究的分析方法不具有电压等级的局限性,为基于VSC的直流输、配电网络继电保护配置和整定计算提供参考。

1 故障过程分析

VSC直流侧任何位置发生两极短路故障都可以用等效电路进行分析[17],等效电路如图1 所示。VSC采用典型的三相两电平拓扑结构,直流线路电缆采用π型等值模型。由于VSC直流侧有大电容滤波,故此处忽略电缆对地电容。

Lr,Rr—换流器出口处到故障点正、负极线路的电感和电阻

VSC直流侧两极短路故障瞬间,通过IGBT的电流急剧上升,VSC在自身保护作用下锁定IGBT,而与之反并联的续流二极管仍连接在电路中。初始时刻,由于直流电压高于交流线电压,交流侧向直流侧提供的短路电流只是限流电抗器的续流,直流侧的短路电流以电容快速放电为主。当直流电压下降到低于交流线电压峰值时,VSC进入不控整流状态。交流侧通过续流二极管向直流侧提供的短路电流随直流电压的下降而逐渐增大。若短路阻抗较大,当交流侧提供的短路电流超过直流侧短路电流时,电容停止放电而逐渐进入稳态。

若短路阻抗较小,不控整流的初始阶段可能出现续流二极管同时导通过程。短路阻抗较小时,电容放电阶段直流电压、电流变化迅速,交流系统提供的短路电流远小于直流侧短路电流,电容持续放电直至电压为零。直流侧短路电抗上形成的反电势在电容电压降为零的瞬间使VSC三相桥臂续流二极管同时导通,直流侧形成自由放电回路,而交流侧相当于发生三相短路。若短路阻抗的电抗相对较大,有可能经历多次续流二极管同时导通过程。

根据直流线路两极短路故障电路响应特性,可以将故障过程分为3 个阶段,即:直流侧电容放电阶段、不控整流初始阶段及不控整流稳态阶段。以下依次对各阶段进行了详细分析。为简化分析,本研究认为故障瞬间IGBT锁定。

2 直流侧电容放电阶段

故障初始阶段,交流侧提供的短路电流远小于电容放电电流,忽略交流侧续流,直流侧电容、线路电感和电阻组成RLC二阶放电电路。设故障瞬间电容电压即直流线路电压为U0,直流线路电流为I0。故障后,对RLC振荡回路有:

式中:Rd—直流侧等效短路电阻。

当回路阻尼较小时,电容放电为二阶欠阻尼振荡过程,式(1)所示方程的解为:

电容放电电流ic(t) 为:

其中: 。

当短路阻抗较大时,电容放电过程将是二阶过阻尼衰减过程,求解过程同上,此处不再赘述。

3 不控整流初始阶段

当直流电压小于交流线电压峰值时,故障电路进入不控整流阶段,交流电源和电容同时向故障点放电。若短路阻抗较大,电容放电电流上升较缓,交流助增作用显著,整个电路在交流电源的作用下逐渐进入稳态。由于系统不会受到严重威胁,可以依靠交流断路器或直流断路器切除故障。

但当短路阻抗较小时,交流侧提供的短路电流在短时间内起不到主导作用,电容将持续放电直至电压为零。此时,直流侧短路电抗积蓄了大量能量,其上反电动势在电容电压降为零的瞬间使VSC的续流二极管同时导通,在直流侧形成RL一阶自由放电电路。与此同时,电容电压被二极管嵌位,保持为零,电流也为零,交流侧相当于发生三相短路。交、直流侧可以分解为两个相对独立的电路。

续流二极管在其同时导通瞬间会受到故障电流的严重的冲击,甚至损坏。续流二极管同时导通时等效电路如图2 所示。为方便分析,以下分析中均以电容电压降为零时为t = 0 的时刻。

3.1直流侧等效电路分析

如前所述,直流侧短路电抗通过续流二极管形成RL一阶自由放电电路,短路电流持续衰减,等效电路如图2(a)所示。直流侧短路电流为:

式中:A2—电容电压降为零的瞬间直流侧短路电流值。

由于三相桥臂续流二极管对于直流侧自由放电回路来讲完全等效,故三相桥臂二极管各流过1/3 的直流侧自由放电电流。

3.2交流侧等效电路分析

由于电容电压为零,电流也为零,换流器出口处两极直流线路等电位,交流侧相当于发生三相短路,等效电路如图2(b)所示。交流侧相电压与相电流关系为:

式中:φ0— A相交流电压在电容电压降为零的瞬间的相位。

可以解得A相短路电流表达式为:

其中:

式中:Ipm—短路电流周期分量的幅值;φ —交流侧短路阻抗角;Ia0—电容电压降为零时A相电流瞬时值。

交流侧短路电流由周期分量和非周期衰减分量组成。

同理可以推导其他两相短路电流表达式。由于每一相反并联的两个续流二极管完全相同,故各流过1/2的对应相短路电流。

3.3续流二极管的过电流分析

与电缆线路相比,二极管对冲击电流的承受能力要小得多,续流二极管同时导通可能会对二极管造成严重冲击,甚至损坏二极管。由3.1、3.2 节分析可知,二极管中受到的冲击电流一部分为直流侧自由放电电流,另一部分为交流侧短路电流,各个二极管中流过的短路电流并不相等。以A相上桥臂续流二极管D1为例,其受到的冲击电流为:

为可靠保护二极管,必须依靠直流断路器在电容电压降为零前断开故障线路。定义故障发生到电容电压降为零的时间为t1,由式(2)可知:

其中:θ = arctan CU0ωd/(I0+ CU0b) 。

4 不控整流稳态阶段

无论故障电路在不控整流初始阶段是否经历续流二极管同时导通过程,最终都会在交流电源的作用下逐渐达到稳态。稳态时,直流侧电容和线路电感组成滤波电路,直流电压为固定值,短路电流几乎为平直的直流电流,直流线路电感在稳态时相当于导线,对交流侧短路电流的计算并没有影响。

4.1交流侧短路电流的计算

稳态时,各相上、下桥臂二极管分别导通半个周期,换流器输出电压近似为方波。设此时直流侧电压为Ud。定义A相开关函数:A相上桥臂打开时,Sa= 1;A相下桥臂打开时,Sa= 0 。B相、C相分别滞后A相1/3 周期、2/3 周期。以A相为例,换流器A相输出电压可以表达为:

将Uca用傅里叶级数展开,取其基波分量为:

忽略交流侧限流电抗器电阻,交流侧电压电流相位关系如图3所示。由图3可知:

稳态时交流侧相电流有效值Is为:

4.2交流侧电流与直流侧电流函数关系

三相桥臂的开关函数是与换流器输出电压Uca、Ucb、Ucc及交流侧电流isa、isb、isc对应相相位相同的方波。对开关函数进行傅里叶展开并取基波分量为:

设交流侧三相电流为:

则换流器向直流侧提供的短路电流为:

将式(13,14)代入式(15),可得:

从4.1、4.2 节的分析可知,交流侧电压、电流同直流侧电压、电流存在一定的函数关系,可以利用交流侧的保护装置对直流侧电压、电流进行动态监测,实现直流侧短路故障的后备保护。

5 仿真验证

本研究在PSCAD/EMTDC环境下搭建了±10 k V直流线路两极短路故障仿真模型,系统参数如表1 所示。换流器采用定直流电压和定无功功率的PI双环串级控制。在t =0.005 s时设置直流线路两极短路故障。故障瞬间换流器IGBT锁定。

5.1小故障电阻情况(Rf=0.2 Ω)

当短路阻抗较小时,电容电压快速降低到零,有可能在故障过程的不控整流的初始阶段出现续流二极管同时导通的情况。为验证2、3、4节关于小故障电阻时的分析方法,选取Rf= 0.2 Ω ,仿真得到的故障时电压电流波形如图4所示。

5.1.1 电容放电阶段

正常工作时,直流线路电压为20 k V,电流为1 k A。由式(2,3)可得电容放电阶段直流电压、电容放电电流表达式为:

选取t =0.006 s进行验证(即上两式中t =0.001 s),由式(17,18)计算得到直流电压为14.04 k V,电容电流为19.46 k A,与仿真得到的直流电压14.39 k V、电容电流19.50 k A基本吻合。同时,仿真得到的直流短路电流为20.11 k A,说明在电容放电阶段交流电源提供的短路电流确实远小于电容放电电流。电容放电阶段直流短路电流峰值为23.94 k A,约为正常工作时的24倍。

5.1.2 不控整流初始阶段

电容电压降为零的瞬间,续流二极管同时导通,通过二极管的电流瞬间增大(约为正常工作时电流峰值的5.5 倍)。为验证第3 节分析过程,本研究选取t =0.009 s时刻计算故障电流。

由式(4)得直流侧短路电流idc=12.30 k A,与仿真结果12.24 k A基本相符。另外从图4 也可以看出,续流二极管同时导通阶段各二极管中流过的电流并不相同,与前述分析相符。 t =0.009 s时各续流二极管电流计算值和仿真值如表2所示。

5.1.3 不控整流稳态阶段

图4中,Uca是换流器出口电压的波形。从图4中可以看出,在不控整流稳态阶段,由于直流侧电容和线路电感的滤波作用,直流线路电流基本平直。直流电压有小范围波动,谐波情况与短路阻抗有关。换流器出口电压Uca近似为幅值为Udc/2 的方波。稳态时,交流侧相电压、相电流有效值分别为4.28 k V、5.87 k A,直流电压、电流分别为2.20 k V、7.92 k A。

5.2大故障电阻情况(Rf= 2 Ω)

当短路阻抗较大时,电容放电回路阻尼很大,直流电压及短路电流变化较缓,当交流侧提供的短路电流等于直流侧短路电流时,电容结束放电,即不会出现续流二极管同时导通的过程。故障点不变,取Rf=2 Ω时故障电压电流波形如图5所示。

6 结束语

换流器保护 篇7

模块化多电平换流器(MMC)作为应用于电压源换流器型高压直流输电(VSC-HVDC)领域的一种极具潜能的新型拓扑,与传统两电平或三电平电压源换流器(VSC)不同,通过子模块串联构成每相换流桥臂,避免了两电平开关器件直接串联所带来的动态均压问题。 同时模块化结构使其可扩展性更强,在电平数足够高时,其输出电压谐波含量更少［1-5］。 由于具有上述优点,其在风电场并网、无源网络供电等领域具有更广阔的应用前景。

MMC控制性能在很大程度上取决于电流内环指令信号获取速度、精度以及控制器输出电流控制策略,因此内环控制器设计成为关键。 常用的电流内环控制器有无差拍控制、幅相控制、比例积分(PI) 控制和比例谐振(PR)控制等。 无差拍控制具有动态响应快、易于计算机执行的特点,但其对系统参数的依赖性较大,鲁棒性较差,瞬态响应超调大［6-7］。 幅相控制属于间接电流控制,通过控制换流器侧电压的幅值和相位来控制交流电流,由于没有引入交流电流反馈量,电流稳态误差大,动态响应速度慢,同时对于系统参数变化过于敏感［8-9］。 PI控制具有算法简单和可靠性高的特点,但只能对直流信号实现无静差跟踪,在电网电压发生不平衡故障时,为抑制负序电流,只能在正负双序dq坐标下采用4个PI控制器分别控制。 PR控制器能够有效跟踪控制交流信号,文献[10-12]利用PR控制器在两相静止坐标系下实现了正负序电流的统一控制,虽然减少了控制器个数和避免了电流序分量分解,但仍然需要dq坐标和 αβ 坐标间电流指令的相互转化。

电容电压波动和MMC工作原理带来了桥臂环流问题,环流存在对其有效运行带来了不利的影响, 因此成为MMC控制必须解决的问题之一。 文献[13] 分析了上下桥臂电阻、电感参数不对称情况下桥臂环流分量的频率特性,为环流抑制提供了一定的参考价值。 文献[14]通过增加桥臂电抗的方式在一定程度上减少了桥臂环流。 文献[15]根据桥臂环流的2倍频特性,利用桥臂滤波器实现了环流的有效抑制。 但上述方法都是被动地减少了桥臂环流。 文献[16] 在分析环流2倍频特性的基础上,在负序旋转坐标下利用PI控制实现了环流的有效控制,但是对于不平衡故障时正序和零序环流分量不能够实现抑制。 文献[17-18]分别利用PR控制器和比例积分和谐振(PI+R)控制器实现了环流序分量的统一控制,但是由于需要高通滤波器分解环流分量,从而对其控制性能带来一定的影响。 为了解决高通滤波问题,文献[19]利用低通滤波和PR控制器实现了环流的有效抑制。

无论是正负双序PI控制还是PR控制,其目的都是为了解决负序电流对系统运行的影响问题。 比例积分和谐振控制器在并网逆变器中表现出良好的控制性能,得到了广泛的研究和应用［20-22］。 考虑到故障期间电流中的直流分量和2次谐波分量,为避免双序电流矢量控制带来的控制复杂性问题,本文构建了基于比例积分和谐振控制的混合电流矢量控制HCVC(Hybrid Current Vector Control),并将其应用到电网电压不平衡下网侧电流和桥臂环流序分量控制,从而有效消除了电流内环控制误差,同时也避免了电流序分量的分解。

1 MMC-HVDC电路模型

图1为MMC电路拓扑,每相桥臂由若干个子模块SM(Sub Module)构成。 L为桥臂电抗;LT为变压器等效电抗;P和N分别为换流器直流侧正、负极母线,对于参考中性点O电位分别为udc/ 2和-udc/ 2。

在abc三相坐标系下,系统电压usj和阀侧电压uj关系方程如式(1)所示,其中j(a,b,c)。

为了方便控制器设计,提高控制性能,对式(1) 进行Park变换,转换为如式(2)所示dq坐标下数学模型。

2电网不平衡故障影响分析

对于交流系统侧,电网电压不平衡下功率方程如式(3)所示,其中有功恒定分量P0和无功恒定分量Q0如式(4)所示。 不同于平衡状态,有功和无功功率出现了2倍频波动分量,其正弦、余弦有功和无功功率分量波动幅值分别为Ps、Pc、Qs、Qc。

负序电流造成了交流系统侧三相电流的不对称,当电流幅值较低时,可能会导致换流站保护动作, 从而系统停运,较为严重时,还会烧毁换流器件［23］; 同时从式(4)可以看出,负序电流还与正序电压相互作用,增加了功率的波动。

图2是MMC单相桥臂等效电路。 MMC通过不断调整上、下桥臂投入子模块个数,改变桥臂电压uj1、 uj2(其中下标1、2分别表示上、下桥臂),从而叠加出所需输出交流电压。 由于储能电容分布于不同子模块中,彼此独立,因此电容充放电时间、损耗和参数的不同会造成电容电压差异,从而导致桥臂电压波动,进而引起桥臂环流问题。

在理想情况下,由于桥臂电气参数一致性和物理结构对称性,交流电流在上、下桥臂进行均衡分流。在

未考虑桥臂环流时,上、下桥臂电流ij1、ij2和交流侧电流ij关系如式(5)所示。

定义流经桥臂虚拟电流为ij_vc。 忽略桥臂功率损耗,根据功率守恒定理,j相交流侧输入功率等于j相桥臂从直流侧获得的功率,如式(6)所示。

令usj= Umsin (ω t + θ),ij= Imsin (ω t), 交流侧功率为:

将式(7)代入式(6),则桥臂虚拟电流为式(8), 其中 α=Um/ Udc。

从式(9)可以看出,桥臂虚拟电流中含有直流分量和2次谐波分量。 其中直流分量与系统传输有功功率有关,而2次谐波分量只存在于桥臂中,对直流侧和交流侧电流没有影响,故定义为桥臂环流。 环流不仅使正弦桥臂电流发生畸变,增大了开关器件电流容量,而且还增加了不必要的损耗。

根据叠加定理,考虑桥臂中基频交流分量,此时桥臂电流及其各分量关系修正为式(10)。

3控制系统分析与设计

MMC-HVDC系统在正负双序dq坐标系下数学模型为式(11)所示［22-24］,其中下标正、负符号分别代表电压电流正、负序dq坐标下序分量。

为抑制负序电流,保持电流对称,令式(4)中id-=0、 iq-= 0,由式(12)可以求得正序电流指令［23-25］,其中P*、 Q*分别为有功和无功功率参考值。

图3为正负双序dq坐标下PI控制框图。

为了实现正负序电流独立控制,需要电流序分量的分解。 在实际应用中,因采样频率及电网频率变化、锁相环性能等因素会造成正负序分量分解误差, 使得正负序分量控制相互影响,控制性能变差,控制结构也稍显复杂［12］。

由于在单一dq坐标系下,2倍频交流信号仅存在于故障期间,而谐振控制器可以实现交流信号跟踪控制,其网络函数如式(13)所示,其中KR为谐振系数,ω0为谐振频率。

当s=0 rad / s时,GR(0)模值为零,对直流信号控制无影响;而当s= 200 πrad / s,此时GR(200π)=∞, 能够实现2倍频交流信号跟踪。 综上考虑,本文利用比例积分+ 谐振的HCVC,从而充分利用PI内环电流控制带宽大、速度快的优点和谐振控制能够无差跟踪交流信号的特点。 HCVC原理结构如图4所示。 HCVC控制器特性方程如式(14)所示。

故障期间往往伴随着电压降落和电流升高问题,为了避免系统过流,设计了过流限制环节。 根据系统额定容量和额定电压求得额定电流IN,考虑k倍过载系数和电压不平衡度影响,则得到式(15)所示限流值,其中 λ 为功率因数。

根据式(16),桥臂平均电流中含有直流分量和环流分量,因此同样可以利用HCVC实现。 对桥臂平均电流低通滤波,则得到直流分量ij_dc, 将其作为HCVC参考指令,得到如图5所示控制框图,其中uj_unb为桥臂环流抑制信号。 虽然在电网电压不平衡故障时,桥臂环流中将含有正序和零序分量,但其频率仍然为2倍基频。

将环流抑制信号叠加到电压参考信号,得到图6所示基于载波移相调制(CPS-SPWM) 的j相上桥臂和下桥臂中N个子模块的触发脉冲生成原理图。

4仿真分析

在PSCAD / EMTDC搭建了MMC-HVDC仿真模型,如图7所示。 两侧交流电源电压额定值为110 k V, 直流电压Udc=400 k V,系统容量为450 MV·A。 考虑到实际运行中调制度m取值一般在0.8 ~ 0.9之间,根据阀侧交流电压幅值与直流电压关系Um= 0.5 m Udc, 当换流变压器变比为110 / 210时,调制度为0.855, 比较合理。 每相桥臂有20个子模块串联,电平数为21电平。 子模块电容值为3 m F,桥臂电抗器电感值为40 m H。 采用文献[26]中的基于载波移相的调制策略和电容电压均衡策略,分别对PI控制和HCVC性能进行了仿真分析。

4.1跟随特性仿真分析

MMC2侧无功功率定值在2.5 s时由100 Mvar跃变到- 200 Mvar,3.5 s时跃变到100 Mvar;有功功率在2 s时从400 MW跃变为200 MW,3 s时从200 MW跃变为- 400 MW。 仿真结果如图8和图9所示。

直流母线电压的稳定是保证高压直流输电系统正常工作的关键。 从图8和图9可以看出,无功功率变化时,对直流母线电压影响较小,而有功功率变化时,会造成直流母线电压波动。 由于MMC2在3 s前工作于逆变状态,此时MMC2从MMC1吸收电能, 在3 s时有功功率从200 MW阶跃到-400 MW(从逆变状态变为整流状态即从吸收转换为提供功率)。 因为MMC2侧功率阶跃600 MW,而MMC1侧采用了定直流电压控制,输出功率短时间内不能够跟踪输出,从而造成两端系统功率暂时不平衡,此部分不平衡功率会转移到作为储能元件的电容中,从而造成直流母线电压暂态尖峰比较大,但是在定直流电压控制下,母线电压最终恢复为正常值,系统表现出较好的定电压能力。

从图9可以看出,在PI控制和HCVC下,无功和有功功率输出都能较好地跟随指令变化。 在有功发生变化的时候,由于直流母线电压波动,会造成阀侧交流电压波动从而影响到无功输出,而由于有功和无功功率独立控制,无功变化影响不到有功,故对直流母线电压的影响很小。

以上仿真表明,在电网电压正常时,由于没有谐波分量,HCVC本质上就是PI控制,因此控制特性没有本质区别,有功和无功功率输出都能很好地跟随系统指令,表现出较好的跟随性和解耦性。

4.2负序电流抑制分析

图10为负序电流抑制波形(其中功率为标幺值)。 从仿真图10(a)、(b)中可以看出,HCVC和PI控制都实现了相应控制目标,达到了负序电流抑制目的。 但是在故障期间,由于PI控制需要引入负序电流控制环节,涉及指令切换以及电流序分量分解带来的问题,从而造成切换瞬间扰动较大。 而HCVC由于不需要控制切换,在单一dq坐标下,对交直混合电流能够进行统一控制,因此控制效果较好。 在图10(c)、(d)中,由于正序电流与负序电压作用,功率波动依然存在。

4.3环流抑制分析

图11为环流抑制波形。 从图11(a)、(b)可以看出,1.2 s前由于环流抑制器没有启动,所以桥臂平均电流较大,且含有环流波动分量,1.2 s后,环流分量得到了有效抑制。 当电网电压发生不平衡故障时,由于在负序电流控制策略下三相桥臂能量的不均衡分配,也导致了三相桥臂电流平均分量的差异。

5结论

本文在PSCAD / EMTDC中搭建了21电平MMC- HVDC双端仿真模型,在此基础上对MMC-HVDC正负双序PI和HCVC稳态、暂态控制策略进行了研究与仿真验证,得出如下结论。

a. 在稳态控制过程中,由于在同步旋转坐标下没有交流分量,HCVC和PI控制表现出相同的控制性能;但是在故障时,由于HCVC能够实现交直混合电流统一控制,从而避免了电流序分量分解和传统PR控制在不同坐标下的指令转换问题。

b. 从能量守恒角度对桥臂输入输出功率进行了分析,得出了桥臂电流中直流分量、环流分量和基波分量之间的数量关系,并指出电网电压不平衡下环流正负零序分量的2倍频特性。 通过将HCVC引入环流控制,实现了桥臂环流序分量的有效统一抑制, 避免了环流控制中的高通滤波问题。

摘要：模块化多电平换流器高压直流输电(MMC-HVDC)系统的控制策略及电流内环控制器对其故障时的运行特性有着重要影响。设计了电网电压不平衡下负序电流抑制策略和对应的限流环节。为解决正负双序同步旋转坐标下电流序分量分解和控制器较多问题,构建了基于比例积分和谐振控制的混合电流矢量控制。此外为降低桥臂环流对系统运行的影响,在分析桥臂电流构成成分的基础上,针对环流序分量2倍频特点设计了桥臂环流抑制器。仿真结果表明混合电流矢量控制能够实现直流和2倍频交流电流信号的统一控制,达到了负序电流和桥臂环流的抑制效果。