三相多电平变流器（共7篇）
三相多电平变流器 篇1
0 引言
多电平变流器能利用现有的低耐压开关器件实现高电压输出, 与传统的两电平变流器相比具有输出电压高、电平阶数多、输出电压变化率小、输出谐波含量低和开关器件损耗小等优点[1]。多电平变流器拓扑结构主要有二极管箝位型、电容箝位型和级联H桥型。二极管箝位型拓扑在三电平以上很难通过控制算法实现中点电压平衡, 而电容箝位型拓扑需要使用大量的箝位电容, 且电容频繁的充放电会导致电路可靠性降低, 因此这2种拓扑难以在高压场合使用[2]。级联H桥型拓扑与箝位型拓扑相比, 不存在电容电压平衡问题, 在输出电平数相同时所需元件数量最少, 并且能够实现模块化操作[3]。
级联H桥型拓扑结构既可用作逆变器, 也可用作整流器。当用作逆变器时, 需要隔离的直流电源, 但提供直流电源的传统移相变压器增加了整个电路的体积、成本和重量。传统的移相变压器工作在与电网频率相同的低频, 当传输的功率相同时, 频率高的变压器比频率低的变压器在体积、成本和重量方面都有所减小[4], 因此有学者提出使用中频变压器来代替传统的移相变压器。参考文献[5-6]提出一种使用中频变压器的模块化多电平变流器 (Modular Multilevel Converter, MMC) 拓扑, 该拓扑电路复杂且飞跨电容的电压平衡控制在实际中很难实现。参考文献[7]在级联H桥整流所产生的直流电压后加上双向的DC/DC变换和DC/AC变换, 然后各个模块串联起来接电网或者负载, 而当各个直流电压上所驱动的负载功率不同时, 电容电压的平衡控制会很难实现。参考文献[8]在单相级联H桥整流的基础上, 使用一个初级和次级均为多绕组的中频变压器来进行隔离, 所有直流电压经过相同逆变指令后接中频变压器, 然后再经过整流产生多个直流电压源, 但单相整流时, 单相电的瞬时功率是变化的, 为了保证负载功率一定, 需要较大的电容储存能量, 电容常处于充放电状态, 这对电容的寿命有一定的影响, 且单相整流时输入电流中含有较大的3次谐波[9]。
由于对称三相电路的瞬时功率之和为定值[10], 能量流动的过程中基本上不需要电容储能, 所需电容容量小, 且使用中频变压器能够减小整个电路的体积、成本和重量。鉴此, 本文提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器, 介绍了该变流器电路原理和控制方法, 并在Matlab/Simulink中建立电路模型进行仿真, 对整个电路的稳定性、负载突变时对电路的影响和输入输出电流谐波含量进行了分析。仿真结果验证了该变流器电路及控制策略的可行性。
1 电路结构和工作原理
三相多电平变流器由滤波电感、输入整流H桥、初级逆变H桥、多绕组变压器、次级整流H桥和次级逆变H桥组成, 如图1所示。La, Lb和Lc分别为三相输入端的滤波电感;ea1—ean, eb1—ebn和ec1—ecn为输入整流H桥交流端的电压;Va1—Van, Vb1—Vbn和Vc1—Vcn分别为A, B, C三相经输入整流H桥后各个H桥所接电容的电压值;Vu1—Vum, Vv1—Vvm和Vw1—Vwm为变压器次级整流后输出的直流电压。三相输入经过滤波电感后, 由级联H桥进行整流, 三相输入整流H桥的末端相连于点O, 输入整流H桥能产生分离的直流电压, 直流电压经过初级逆变后进入变压器初级, 变压器次级输出经过整流后得到次级直流电压, 次级直流电压再经过次级逆变H桥后产生三相电压, 从而驱动三相负载。每一相输入整流H桥的个数n由输入相电压值和H桥中半导体器件的耐压值决定, 初级逆变H桥的个数与输入整流H桥的个数相同。每一相次级逆变H桥的个数m由所驱动的负载决定, 次级整流H桥的个数为3m。
由于对称三相电路的瞬时功率之和恒定, 能量在传输的过程中基本上不需要储能, 输入整流H桥输出端所接电容可以很小。变压器负责隔离和能量均衡。当次级各个线圈上的功率不同时, 由于所有线圈共用一个磁链, 次级的总功率由初级线圈承担, 如果变压器初级线圈的参数一样, 则初级线圈上的电压会自然地趋向平衡, 而不会因为次级线圈上的功率不同造成初级线圈直流电压不平衡[8]。
2 控制策略
2.1 级联H桥整流控制策略
把三相整流各自独立, 每一相的算法都一样, 因此可以只研究单相级联H桥多电平整流的控制策略[8,9,11,12]。以图1中A相为例:
式中:ia为A相输入电流;uao为A相输入端相对于O点电压;ea为A相输入整流H桥输入端的电压之和;dak为A相中对应第k个H桥在1个采样周期中的占空比。
从式 (1) 可看出, 通过控制ea1—ean之和ea, 即控制各个H桥的占空比就可以控制输入电流ia。单相级联H桥整流控制方案如图2所示, Vr为输入整流H桥整流后各个H桥所接电容电压的参考值。为了保证电容电压值跟参考值一样, 在控制方案中加入电压PI反馈, PI控制器输出作为参考电流的幅值│ia*│, 参考电流ia*的相位由A相电压相位经过单位化之后得到 (图2中|uao|为uao的幅值) 。为了提高交流电流的跟踪性能, 实现电流的无静差输出, 电流环使用比例谐振 (ProportionalResonant, PR) 控制器[13]对参考电流ia*与实际电流ia的误差进行估计。PR控制器输出作为参考电压信号ea*, 然后根据ea*的大小采用电压平衡算法得到对应H桥的开关状态。
2.2 电压平衡算法
多绕组变压器具有自动平衡初级绕组上电压的功能, 但考虑到实际中开关元器件的参数以及变压器每个绕组参数的差异性, 每个级联H桥对同一个导通信号的响应时间、上升时间、下降时间等可能会不同, 从而每个H桥上的电压可能会不同。因此, 需要通过电压平衡算法对电容上的电压进行控制。本文采用类似参考文献[11]的电容电压平衡算法。
在单个H桥中, 如图3所示, 每个桥臂上下2个开关管互补导通, 对应有4种工作状态:“0”状态 (T1和T3导通或T2和T4导通) ;“1”状态 (T1和T4导通) ;“-1”状态 (T2和T3导通) ;“PWM”状态 (调制状态) , 即1个采样周期中H桥在“0”和“1”之间或“0”和“-1”之间切换。在“PWM”状态时, 当输入参考电压为正值, H桥在“0”和“1”之间切换, 记为“PWM+”;当输入参考电压为负值, H桥在“0”和“-1”之间切换, 记为“PWM-”。
当ea*在正半周, H桥的状态为“1”时, 输入电压对电容进行充电, 电压升高;H桥的状态为“0”时, 电容放电, 电压降低。当ea*处在负半周, H桥的状态为“-1”时, 输入电压对电容进行充电, 电压升高;H桥的状态为“0”时, 电容放电, 电压降低。
对|ea*|进行区间划分, 如图4所示。如果ea*为正且|ea*|在 (k-1) Vr和kVr之间, 则定义ea*在区域k (k代表参与合成ea*的级联H桥个数) 中。先假定电容电压均为Vr, 此时可使任意 (k-1) 个H桥工作在状态“1”, 而另外一个H桥工作在状态“PWM+”, 其余工作在状态“0”。在1个采样周期Ts内, PWM的占空比可由伏秒平衡原则得出, 即
从而
式中:Ton, Toff分别为工作在“PWM”状态的H桥在1个采样周期内状态为“1”和“0”的时间。
从式 (5) 可看出, ea*可由k个电压均为Vr的电容经过H桥后合成。
如果n个输入整流H桥上的电容电压不相等, 则对输入整流H桥上的电压由小到大进行排序。当ea*位于区域k时, 电容电压较小的前k个H桥参与合成ea*, 其中前 (k-1) 个H桥工作在状态“1”或“-1”, 相应的电容处在充电状态, 电压升高;第k个H桥工作在“PWM”状态;其余 (n-k) 个H桥工作在状态“0”, 相应的电容放电, 电压下降。电压平衡算法流程如图5所示。图中电容电压V1, V2, …, Vn按照由小到大的顺序进行排列, 输出的h1—hn为相应H桥的开关状态矢量。
2.3 变压器初级逆变、次级整流和次级逆变控制方法
变压器初级逆变H桥由同一个方波信号驱动, H桥交替工作在状态“1”和“-1”, 使得加在变压器初级线圈上的电压时正时负, 激励变压器。而变压器次级整流H桥中的开关管作为二极管使用, 经过次级整流之后得到次级直流电压源, 次级直流电压源再经过次级逆变H桥后得到U, V, W三相电压来驱动负载。每一相次级逆变H桥的个数m由所驱动负载的额定电压决定。次级逆变H桥的逆变算法可采用多载波PWM法、混合PWM调制法、选择性谐波消除法、空间矢量PWM法等[1]。由于变压器漏感和线圈电阻的存在, 次级线圈电压小于初级线圈电压, 变压器的漏感和线圈电阻应尽量小。
3 仿真实验
为了验证本文提出的电路拓扑和控制方法的可行性, 在Matlab/Simulink环境下建立三相多电平变流器的模型进行仿真。仿真参数:电网频率为50Hz, 线电压有效值为380V, 电容电压参考值为160V, 每相输入整流H桥的个数n为2。变压器初级逆变H桥由频率为5kHz的方波信号驱动。变压器次级整流H桥数目为6个。变压器每相次级逆变H桥的个数m为2, 驱动星型连接的负载。次级逆变H桥的调制方法为移相载波PWM法, 三相负载功率为50kW, 额定频率为50 Hz。为研究电路动态特性, 负载功率在0.3s时由50kW突变为100kW。仿真结果如图6—图9所示。
从图6可看出, 电网电流与电网电压的相位基本一致, 负载变化时, 电网电流没有发生太大的畸变。从图7可看出, 输入整流H桥后所接电容的直流电压Va1, Va2, Vb1, Vb2, Vc1, Vc2的值相等, 次级整流之后的电容电压Vu1, Vu2, Vv1, Vv2, Vw1, Vw2的值也都相等, 但由于变压器绕组电阻和漏感的存在, 次级直流电压比初级直流电压低2V左右。当负载在0.3s突变后, 直流电压能够很快恢复到参考值, 具有良好的动态特性。从图8可看出, 负载在0.3s变化后, 负载电流经过很小的波动之后很快达到稳定状态, 而负载电压降低之后也能够很快恢复。从图9可看出, 负载功率由50kW变为100kW时, A相电网电流幅值由110.2 A上升到211.2 A, 50次以内的电流总谐波畸变率 (Total Harmonic Distortion, THD) 分别为1.98%, 1.01%;U相负载电流幅值由98.4A变为195.7A, 电流THD分别为0.62%, 0.93%, 电流谐波都很小, 均在IEEE规定的标准之内[14]。
4 结语
提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器。使用中频变压器取代传统的变压器能够减小整个电路的体积、成本和重量, 并且三相整流时, 由于对称三相电路的瞬时功率之和恒定, 能量传输过程中基本上不需要储能, 可提高电容的使用寿命。仿真结果验证了该变流器电路和控制方法可行, 具有良好的静态和动态特性, 并且输入和输出电流的谐波含量很小。增加每一相输入级联整流H桥的个数并进行实验、研究三相输入功率不对称和要求能量能够双向流动时电路的控制方法等, 为进一步的研究方向。
摘要：针对传统多电平变流器存在电容电压不平衡或提供直流电源的移相变压器体积大、成本高的问题, 提出了一种基于级联H桥和多绕组中频变压器的三相多电平变流器;介绍了该变流器的电路结构和工作原理, 详细分析了该变流器的控制方式。仿真结果表明, 该变流器具有稳定的静态特性、良好的动态特性, 且电流谐波含量低。
关键词：三相多电平变流器,级联H桥,多绕组中频变压器,电压平衡
三相多电平变流器 篇2
关键词：多电平变流器,少元件数多电平变流器,有源中点钳位,直流电压均衡,电平倍增网络
0 引言
多电平变换器已在船舶电力推进、柔性交流输变电、高压直流输变电等重大工程应用[1,2,3]中证明其价值,并从传统的中高压向中低压各个细分领域渗透[4],如电动汽车电池均衡充电、超级谐波治理[5]、无滤波器并网[6]等。支撑上述先进应用的力量源于20世纪80年代以来,电力电子界对多电平变换器拓扑持续的研究。然而,与多电平拓扑种类的纷纭繁复相比,多电平拓扑的评价指标却很少被作为一个专门的课题系统地研究和报道,令后继的拓扑改进、发明和选用工作缺乏足够的指引。文献[6]简要地指出了三个主要的拓扑指标:①元件数(例如直流母线电容、开关管);②变流器的总阻断电压;③拓扑的可控性。在上述三个指标中,元器件数影响可靠性、效率、功率密度和成本,因此更为重要。但从揭示多电平拓扑结构效能的目的出发,指标①更准确地描述应为多电平变换器的电平数与元件数之比(简称“L/n”)。
随着商业化应用的深入,多电平拓扑的结构效能引起了广泛持久的关注,具有高“L/n”特征的少元件数多电平变流器拓扑层现叠出[5,6,7,8,9,10]。然而,已报道的该类拓扑通常有许多缺点,例如:只能单相运行,需要双向开关,需要更多的独立直流源或不对称的直流输入电平,不利于模块化,缺少冗余状态,直流电容无法均压[9]。由于少器件数多电平拓扑通常是针对某种特殊应用所提出的[5,10],因此,部分性能恶化并不会影响该特殊应用。但在一些经典的应用场合,该类多电平拓扑确实面临着“L/n”的提升和部分性能恶化的两难困境,导致无法在更大范围推广应用[5]。
为解决该问题,文献[6]提出了一种对已证明有良好综合性能的现有拓扑进行改进升级的拓扑演绎思路。这种改进式演绎思路的好处在于可以最大限度地挖掘现有拓扑的价值,实现以最少的技术多样性获得最大的产品多样性。两种电力电子积木块(PEBB)、交错连接中间级电力电子积木块(CCIL-PEBB)[7]和共模交叉连接功率级电力电子积木块(C3S-PEBB)[8]被嵌入有源中点钳位型五电平(5L-ANPC)的直流母线,以增加少量器件为代价,实现了从五电平到九电平的升级,升级后的九电平拓扑用于德国(德国电力生产者联盟(VDEW)标准下的风电无滤波器并网)。较在直流侧嵌入非标准PEBB[7,8],将H桥PEBB串联于5L-ANPC的交流母线[9]在结构方面的改动更少,更利于产品标准化。然而,上述三种升级后的新变流器拓扑由于“原生”拓扑5L-ANPC中存在悬浮电容,需要同时控制直流母线电容电压和悬浮电容电压,所以调制策略中需使用复杂的模型预测控制或模糊控制策略[6],增加了控制的难度和复杂性。文献[10]提出了一种对称结构的单相七电平变换器,但未能考虑拓扑中不同单元所享有的自由度的差异,更重要的是单相变换器整体阻断电压低,器件电压应力高,不利于在中压三相系统中应用。
为了获得具有更好综合性能和便于中压系统应用的多电平拓扑,本文将文献[10]中电平升级的思路推广到三相系统,选用三相H桥三电平变流器作为“原生”拓扑,通过将半桥PEBB嵌入该“原生”拓扑的直流母线中,获得一种新型的三相七电平有源中点钳位多电平变流器。由于该拓扑继承了“原生”拓扑的对称性,所提出的拓扑有足够数量的冗余工作模式,大幅度地简化了直流母线电容的均压控制。本文详细地给出了拓扑的演绎过程、工作原理分析,深入揭示了其结构特点,并利用该特点提出了直流母线电容均压控制策略及相应的调制策略。
1 拓扑结构的演绎
1.1 三相H桥三电平变流器
如图1所示,红色虚线围成的电路是一个三相H桥三电平变流器,该变流器有三个主要优点:①通过两相相电压合成线电压,直流母线电压为交流输出线电压幅值的1/2,因此,开关管的电压应力小;②H桥换相结构使得该拓扑不存在传统的钳位型多电平拓扑固有的中点电压偏移问题;③便于模块化结构设计。由于上述优点,三相H桥三电平拓扑被选择作为“原生”拓扑进行改进,以获得“次生”的新型高“L/n”多电平拓扑。
1.2 对三相H桥三电平变流器的改进
如图1所示,将两个半桥PEBB分别对称地嵌入三相H桥三电平变流器各相H桥的正负极母线上,得到的新的“次生”拓扑。该拓扑不仅符合传统的中点钳位多电平变流器的工作规则,而且由各H桥的开关网络(图1中蓝色虚线框)完成换相和输出电平的倍增,因此称为三相七电平H桥换相有源中点钳位型(7L-HC-ANPC)变流器。图中各H桥的开关网络被称为电平倍增网络(level doubling network,LDN)。
2 三相七电平有源中点钳位变流器的工作原理
2.1 单相拓扑的工作原理
本节给出工作于三相系统中单相拓扑的工作原理分析,分析前作以下假设:①所有开关均为理想开关;②直流母线上电容的特性一致,且每个直流电容的端电压均为E;③流出变换器的电流方向为正(+),流入变换器的电流方向为负(-)。该拓扑在一个开关周期中共有10个模态,每个模态的等效电路如图2所示,虚线表示电流的导通路径,开关状态表如表1所示,四对互补开通的开关管标记为(S1,S1′)~(S4,S4′),对应的反并联二极管标记为(D1,D1′)~(D4,D4′)。
模态1:如图2(a)所示,S1,S2,S3,S4处于导通状态,S1′,S2′,S3′,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→D4→S3(-),D3→S4→Lf(+),输出电压VO=0。
模态2:如图2(b)所示,S1′,S2′,S3′,S4处于导通状态,S1,S2,S3,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→D4→S1′→C0→S2′→D3′(-),S3′→D2′→C0→D1′→S4→Lf(+),此时,VO=E。
模态3:如图2(c)所示,S1′,S2,S3′,S4处于导通状态,S1,S2′,S3,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→D4→S′1→C0→C2→D2→D3′(-),S3′→S2→C2→C0→D1′→S4→Lf(+),VO=2E。
模态4:如图2(d)所示,S1,S2′,S3′,S4处于导通状态,S1′,S2,S3,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→D4→D1→C1→C0→S2′→D3′(-),S3′→D2′→C0→C2→S1→S4→Lf(+),VO=2E。
模态5:如图2(e)所示,S1,S2,S3′,S4处于导通状态,S1′,S1′,S3,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→D4→D1→C1→C0→C2→D2→S3′(-),D3′→S2→C2→C0→C1→S1→S4→Lf(+),VO=3E。
模态6:如图2(f)所示,S1′,S2′,S3′,S4′处于导通状态,S1,S2,S3,S4处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→S4′→D3′(-),D3′→D4′→Lf(+),VO=0。
模态7:如图2(g)所示,S1′,S2′,S3,S4处于导通状态,S1,S2,S3′,S4′处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→S4′→D2′→C0→D1′→S3(-),D3→S1′→C0→S2′→D4′→Lf(+),VO=-E。
模态8:如图2(h)所示,S1′,S2,S3,S4′处于导通状态,S1,S2′,S3′,S4处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→S4′→S2→C2→C0→D1→S3(-),D3→S1′→C0→C2→D2→D4′→Lf(+),VO=-2E。
模态9:如图2(i)所示,S1,S2′,S3,S4′处于导通状态,S1′,S2,S3′,S4处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→S4′→D2′→C0→C1→S1→S3(-),D3→D1→C1→C0→S2′→D4→Lf(+),VO=-2E。
模态10:如图2(j)所示,S1,S2,S3,S4′处于导通状态,S1′,S2′,S3′,S4处于关断状态,电流的路径有两种:Lf→S4′→S2→C2→C0→C1→S1→S3(-),D3→D1→C1→C0→C2→D2→D4→Lf(+),VO=-3E。
注:开关状态中,1表示开通,0表示关断。
2.2 三相拓扑结构
三相7L-HC-ANPC变流器由三个120°交替工作的单相拓扑星型联接而成,继承了3H三电平变换器的总阻断电压能力,可应用于6.5kV以下的中压系统中。
2.3 拓扑结构的分析
1)开关器件的电压应力
如图2所示,H桥单元中的开关管和二极管承受的最大电压应力均为直流母线的全部电压,半桥PEBB中的开关管和二极管承受的电压应力为直流母线全部电压的三分之一。
2)特殊的有源中点钳位结构
如图1所示,该三相拓扑结构以三个星形联接的H桥以及它们的公共联接点N为中性点。传统的中点钳位型拓扑均有单独的负电平输出通路的7L-HC-ANPC变流器通过H桥LDN形成完整的交流波形输出。因此,不仅减少了元件数,而且规避了传统中性点钳位的电压偏移问题。
3)各单元的控制自由度及直流电压平衡特性
如图2所示,半桥PEBB在嵌入H桥必须通过H桥LDN才能在交流侧交换能量以维持其直流电容电压恒定。无法享有与H桥单元相同的控制自由度。因此,对于影响直流侧电容电压均衡的冗余模态(如模态3和模态4、模态7和模态8)必须满足工作时间大致相等,才能实现有功功率的再分配,以维持直流电压的平衡。
3 并网模式下直流电容的均压控制策略
3.1 均压控制的数学模型
设在理想的控制器下直流母线总电压的瞬时值vdci近似恒定,即
式中:下标i为相序号,取A,B,C。
根据基尔霍夫KVL定律,有
式中:vdci_C0,vdci_C1,vdci_C2分别为任意一相下端电容C0,C1,C2的端电压瞬时值。
将式(1)代入式(2)得到:
式(3)中存在三个电容电压的瞬态值,难以控制使之相等,若可以使:
则由式(3)和式(4)可得:
此时,式(5)中存在两个电容电压的瞬态值,若
则将式(6)代入式(5)并综合式(4),可得
式(7)表明其达成了直流电容电压均衡控制的最终目标,但式(1)、式(4)和式(6)是式(7)成立的前提,因此式(1)、式(4)和式(6)是电容电压均衡控制的三个控制目标。
3.2 两层复合均压控制策略
针对上述控制目标,本文提出一种两层复合均压控制策略(如图3所示):上层是总体电压稳定控制策略,通过电压环和电流环的串级控制器在指令电流中叠加一个有功电流分量,以补偿电路中的各种损耗,来实现直流侧和交流侧有功功率的平衡[11];下层是基于冗余模态轮换的前馈均衡策略。在上层策略中,取直流母线电压的反馈值vdc_ave等于所有直流电容电压的瞬时平均值,参考值取vdc_ref=E,在电压环和电流环比例—积分(PI)控制器的串级控制下使得式(1)和式(4)成立,使vdci和vdci_C0同时受控。
在某相直流总电压vdci和vdci_C0均已受控的前提下,均压控制具体为对直流侧上端和下端电容C1,C2的均压。考虑到交换平衡法是一种常见的串联H桥均压控制方法[12],前馈均压策略的工作原理是通过检测直流母线上下两侧的电容电压的瞬时值vdci_C1和vdci_C2进行比较,并根据两者的差值Δvdci_(C1-C2)=vdci_C1-vdci_C2的大小选择对应的冗余模态。具体规则如下:当Δvdci_(C1-C2)≥0,选择模态4、模态8对应的开关矢量函数;当Δvdci_(C1-C2)<0,选择模态3、模态9对应的开关矢量函数,以驱动各个开关管,使得冗余模态轮换得以满足式(6),实现均压。
3.3 限制模态轮换频率的必要性
在设计两层控制方案时,还须考虑的是下层控制器对上层控制器的干扰问题。原因1是上层控制器对Δvdci_C0控制作用较弱,易受到干扰。单个中间电容电压的变化值的Δvdci_C0在反馈通道中被缩小为1/9,相应的开环增益为直流总电压开环增益的1/9。原因2是冗余模态轮换将产生误差Δvdci_C0迭代效应,在特定条件下该误差迭代将会造成误差的放大,导致中间电容电压的发散(详细证明见附录A)。为了使得双层控制策略稳定运行,必须限制轮换前馈控制器工作的频率,使之小于上层控制器对Δvdci_C0的控制带宽。优先保证Δvdci_C0稳定收敛,本文利用低通滤波器(如图3所示)来限制冗余模态轮换的频率,使模态轮换频率远小于电压稳定控制环的带宽,保持整个控制策略的稳定和收敛,并抑制在系统启动过程或者受到外界干扰时频繁动作。
4 基于目标波形—开关状态矢量函数的多电平PWM算法
传统的多电平脉宽调制(PWM)方法通常不能直接应用于新拓扑。文献[13]提出的基于编—译码通用PWM算法中没有考虑冗余模态的选择。文献[14]提出的基于几何迭代搜索归一化参考电压的一维调制算法,能够兼顾冗余模态的选择;但当变换器电平数目、相数增加时,该算法运算量将会上升,导致动态性能的下降。
本文提出一种新型的基于目标波形—开关状态矢量函数的通用多电平PWM算法,该方法通过叠加载波比较后的各路PWM信号获得目标波的归一化波形,运算消耗更少。并且可将调制的方式和驱动脉冲分配解耦,适合任意的调制方法应用与多电平拓扑,更重要的是能够将基于冗余模态交换的底层前馈均压控制器嵌入PWM算法之中。该算法分为5个环节,如附录B图B1所示。
1)环节1:目标波形生成。调制策略只负责生成三相目标波形,选择任意一种多电平调制方法获取目标波形,本文采用同相层叠型(phase disposition,PD)的调制方法,如附录B图B1(a)和(b)所示。
2)环节2:获取状态矢量函数。对各相的目标波形均叠加一个偏置量1,得到附录B图B1(c)所示的波形;该波形可以用分段连续的开关状态矢量函数
3)环节3:通过状态矢量函数V(t)作为指针,选择各相基本开关函数。如附录B图B1(d)所示,相状态函数的取值为表1中的状态编号。状态编号和输出电平是一一映射,但状态编号和基本开关函数[S1(t),S2(t),S3(t),S4(t)]是一对多的映射关系,和同一个状态编号对应的多个基本开关函数互为冗余。因此,状态矢量函数V(t)能起到一个指针的作用,对于非冗余状态能立即选出基本开关函数,存在冗余状态则要进入环节4。
4)环节4:冗余开关函数的选择。如附录B图B1(e)所示,本文采用的是图3所示的条件轮换方式。
5)环节5:基本开关函数的扩展。如附录B图B1(f)所示,基本开关函数是开关状态的缩略表示,需对基本开关函数互补扩展,才能使驱动脉冲和开关管对应。
5 仿真验证
为了验证本文所提出拓扑的工作原理、调制算法和直流电容均压控制策略的正确性,在MATLAB/Simulink环境建立了一个3.3kV/5 MW的并网变流器的仿真模型(如图4所示)。并网变流器采用同步旋转坐标系的下的解耦控制策略,电流内环和电压外环为串级结构;直流电容均压控制采用第3节提出的两层复合控制策略,其中底层的前馈均压控制所用低通滤波器截止频率为15Hz。工作在无功补偿模式,无功电流指令为800A,其他仿真参数如附录B表B1所示,关键的仿真结果波形如图5所示。
图5(a)显示:H桥单元中的开关管电压应力为2 700 V;半桥PEBB中的开关管电压应力为900V;拓扑中开关器件电压应力不等的问题可以通过选用采用不同耐压的器件来解决;而电压应力的不等造成开关器件发热不均的问题,可以通过混合载波频率的调制方法[15],使高耐压的器件低频、低耐压的器件高频工作来解决。具体细节不在本文讨论范围。
图5(e)中实际输出基波电流为809.3A,总谐波畸变率(THD)为2.12%。图5(f)所示为三相直流侧电容电压的波形,各相直流侧单个电容的电压都收敛于设定值900V附近。波形细节中显示各个单个直流电容波动范围在125V左右,如图5(g)所示,验证了本文所提出的两层复合均压控制的正确性。附录A图A1和图A2分别显示了无前馈均压控制和有前馈均压控制两种情况下的直流电压的波形,图A2中所采用的是在无低通滤波器的情况下采用直接交替轮换(轮换频率为2.5kHz)。在两种情况下,电压稳定控制策略都能跟踪设定值,但直流电容电压均已发散,验证了前馈均压控制的必要性和限制其带宽的必要性。
6 与其他新型多电平变流器拓扑的对比
为了突出所提出拓扑的高“L/n”的优点,在3.3kV中压系统条件下,将本文提出拓扑和其他多电平拓扑比较,如表2所示。表中:7L-CHB表示七电平串联H桥;7L-MMC表示七电平模块化多电平换流器。
结果显示,在所有的七电平转换器中,7L-HC-ANPC变流器所需的元件数最少;7L-HC-ANPC变流器与有源中点钳位型九电平(9L-ANPC)变流器相比,虽然少输出两个电平,但是绝缘栅双极型晶体管(IGBT)数和总元件数分别减少50%和54.5%。另一方面,考虑到变流器电平数目超出了七电平以后,电平数的上升对降低THD的贡献显著减弱,所以7L-HC-ANPC变流器具有很强的比较优势。表2中所列变流器均无钳位二极管;7L-MMC变流器含6个桥臂电感,其余变流器均不含;5L-ANPC变流器和9L-ANPC变流器所含悬浮电容数分别为3和9,其余变流器均不含。由此可见,7L-HC-ANPC变流器,控制简单,是一种高结构效能的中压功率变换系统候选拓扑。
7 结语
本文通过将半桥PEBB嵌入三相H桥变换器的直流侧,得到一种新型的三相以H桥作为LDN的有源中点钳位七电平变流器。该拓扑不仅继承了“原生”拓扑的优点,如避免了传统中点钳位型变流器的中性点电压不平衡问题,具有较高的整体电压阻断能力,能够应用于中压系统,而且获得了高“L/n”。更重要的是,所提出的拓扑是一个简洁的无悬浮电容,结构对称的拓扑使得该拓扑的直流电容电压均衡控制方案和其他的新型多电平相比得到了大幅度的简化。
本文对拓扑工作原理、结构特点进行了详细分析和讨论。
1)本文指出拓扑中半桥单元和H桥单元控制自由度的不同,以及直流侧平衡过程中冗余模态轮换的必要性。
2)通过对冗余模态轮换过程的建模,分析出中间电容电压误差迭代效应,以及该效应导致的误差放大对直流电容电压均衡的不利影响。文中提出了一种基于有功电流叠加和冗余模态选择的两层复合均压控制方案,并通过附加低通滤波器限制模态轮换的频次,抑制误差迭代效应和下层控制器对上层控制器的影响。仿真结果证明了所提出的拓扑结构和直流电压平衡控制方案的有效性。
由于所提出的拓扑流侧三个电容串联使得直流侧总电容的减小,导致总直流侧电压波动增加,为了稳定直流侧的总电压,每个直流电容的容值取值比一般的H桥功率变换单元的直流侧电容大,如何进一步减小直流侧电容的容值需要在后续工作中深入研究。
从工业应用的角度来看,该拓扑能够以较少的结构改动实现和传统的级联多电平变换器共线生产和装配,利于产品的标准化,具有较强综合竞争力,是中压功率变换系统候选拓扑,可以用于中压的电能质量治理、再生能源无滤波器并网和变速驱动等领域。
三相多电平变流器 篇3
近年来,在高电压、大功率和高品质变流器应用领域多电平功率变换技术得到了广泛的关注,成为电力电子应用领域学者研究的热点。随着新型电路拓扑的产生,多电平技术得到了飞速的发展。其中,飞跨电容型多电平变流器的电平合成的自由度和灵活性高于二极管多箝位型多电平变流器,并更容易向多电平扩展[1,2,3],因此,飞跨电容型多电平变流器在工业领域得到了越来越广泛的应用。
飞跨电容型多电平变流器的多载波PWM方法主要有:同相层叠方式、正负反相层叠方式、交替反向层叠方式和载波相移方式。
2 飞跨电容型五电平变流器工作原理
为了更好地描述飞跨电容型多电平变流器的多载波PWM方法,下面首先以飞跨电容五电平逆变器为例讲述飞跨电容多电平变流器的工作原理。图1是飞跨电容型五电平变流器单相桥主电路,开关S1和S8、S2和S7、S3和S6、S4和S5分别都是互补工作的。电路正常工作时,飞跨电容上的电压都要保持在Ud/4,只有保证飞跨电容上的电压平衡,才能使电路正常工作。
由于飞跨电容型五电平变流器互补工作方式使得开关状态一共有16个工作状态,其输出电压及其开关状态见表1。
当开关(S4,S3,S2,S1)为(1,1,1,1)和(0,0,0,0)时,对应的输出电压分别为Ud/2和-Ud/2,飞跨电容电压不变;当开关(S4,S3,S2,S1)为其他状态时,输出电压±Ud/4或0,此时直流母线对飞跨电容进行充放电,为了维持飞跨电容的电压平衡,必须保证在一个周期内,使±Ud/4以及“0-”和“0+”状态对应的持续时间相等。
3 多载波PWM技术
载波调制PWM控制技术是通过载波和调制波的比较,得到开关脉宽控制信号。多电平变换器载波PWM控制策略,是两电平载波SPWM技术在多电平中的直接推广应用。多载波PWM技术的基本原理:在N个多电平变流器中,N-1个具有相同频率和幅值的三角波并排放置,形成载波群,以载波群的水平中间线作为横轴,同一调制波与载波群相交,最上面的载波与调制波的交点作为开关管S1和S8的开关切换时间,第二个载波与调制波的交点作为开关管S2和S7的开关切换时间,以此类推。
根据载波相位的不同,多载波PWM技术可有四种方法[4,5]:同相层叠方式,即载波以相同的相位上下放置;正负反相层叠方式,即横轴以上的载波与以下的载波相位相反;交替反相层叠方式,即所有相邻载波的相位反相;载波相移方式,即相邻载波相位差2π/(N-1)角度。
4 仿真分析
根据上述多载波PWM控制策略,运用Matlab/Simulink软件对三相飞跨电容型五电平变流器拓扑结构进行仿真验证。调制波频率选择50Hz,载波频率选择1.05k Hz,调制度选择0.9,直流母线侧电压Ud取200V,在上述相同条件下对四种多载波PWM控制策略进行对比分析。同相层叠、正负反相层叠、交替反相层叠和载波相移方式下的相电压波形及其对应频谱如图2～5所示。
可以看出,相电压波形为五电平输出,周期为20ms。从频谱图可知,前三种调制方式下最低次载波谐波在1.05k Hz左右,而载波相移方式下最低次载波谐波在4.2k Hz左右,相当于开关频率提高了4倍。同时,还对四种调制方式下电容电压波动进行了对比,发现载波相移方式可以自动稳定电容上的电压,而其它三种调制方法均会引起电容电压漂移。
5 结论
从输出电压波形的谐波品质出发,采用仿真的方法对各种多载波PWM方法进行了分析和比较。研究结果表明载波相移方式下的谐波性能最好,能自动平衡飞跨电容电压,并具有模块化的优点,特别适合用于飞跨电容型多电平变流器拓扑结构。
摘要：对飞跨电容型多电平变流器多载波PWM技术的分析,得出载波相移调制方案为最优。和其它的多载波PWM技术相比,该方法的谐波性能得到了很大的提高,且会自动保持飞跨电容充放电时间相等的优点。采用同相层叠、正负反相层叠、交替反向层叠和载波相移方式对飞跨电容型五电平变流器进行了仿真实验验证,仿真实验结果验证了上述结论的正确性。
关键词：飞跨电容,多电平变流器,载波相移,PWM
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三相多电平变流器 篇4
关键词：轻型直流输电,模块化多电平变流器,脉宽调制,直流电压平衡控制,非线性控制器
0 引言
近年来,由于节约型、低能耗的可持续发展方式需要,风力发电、太阳能发电等可再生能源发电已成为未来电力系统的发展方向。这些清洁能源的分布具有分散,远离主电网的特点。基于电压源变流器(VSC)的轻型直流输电系统(VSC-HVDC)由于其经济、灵活、高质量、高可控性的输电方式,可以将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网[2,3],是国内外研究的热点。
VSC-HVDC输电系统的核心部件是基于VSC的换流站。电力传输的应用对于变流器的容量和电压等级均提出了极高要求。由于目前电力电子开关器件的电压和容量等级有限,如何实现大容量的变流器就成为VSC-HVDC输电系统的核心技术之一。一种方案就是采用低电平数目的VSC(2电平或3电平),每相采用数百只开关器件的直接串联。ABB公司目前投运的轻型直流输电工程均是采用这种结构[4]。低电平VSC具有开关频率高、输出电压谐波大、电压等级低、需要无源滤波器和变压器等缺点,而且存在串联器件的动态均压问题[5]。多电平变流器提供了另外一种实现方案。它通过电压叠加可以输出高电压,输出电压谐波含量少,无需滤波器和变压器。模块化多电平变流器(MMC)由德国学者于2001年提出。它的模块化结构使其可扩展性强,容易实现冗余控制,而且MMC可以提供一个公共直流侧,更易实现背靠背的连接,因此十分适用于VSC-HVDC输电系统中。
由于MMC技术出现较晚,国内外的实际研究较少[6,7,8,9]。在工程应用方面,西门子公司使用MMC的TransBay工程计划2010年3月才能投运,相关技术也在研究之中。
本文对MMC在VSC-HVDC输电系统中的应用进行了研究。
1 MMC系统数学模型的建立
MMC模块的结构如图1所示。Sp和Sn代表绝缘栅双极晶体管(IGBT)、集成门极换流晶闸管(IGCT)等大功率可控电力电子开关;Cd代表模块直流侧电容,其电压为vdc。由MMC模块结构可以看出,通过控制开关Sp和Sn,可以使直流侧电容Cd从桥臂投入或者切除,相应的输出电压vout等于vdc或者为0。为防止电容Cd短路,Sp和Sn开关状态为互余,并在开关过程加入死区控制。由此得到MMC的模块级控制:
由MMC模块组成的三相变流器结构如图2所示。Vdm为直流侧等效负载中点。MMC每相共2n个模块,上下桥臂各由n个模块和限流电抗Ls构成。以A相为例对MMC进行建模。
A相上下桥臂电压分别为vap和van。通过后续的电容电压平衡控制策略,这里认为各模块的电容电压平衡,大小为v0。令Sap,San代表任意时刻A相上桥臂和下桥臂投入的模块数,即
若某时刻各相投入的MMC总模块数不相等,将会出现相间环流和有功功率流动,进而引起各相模块电容电压的较大波动。为避免这种情况,各相投入的总模块数应相同且保持不变:
由式(4)可知,当下桥臂投入一个模块时,为了保证总投入模块数不变,上桥臂必须同时切除一个模块。由此可以得出,对于每相有2n个模块的MMC而言,其输出电平数为n+1。
MMC应用在输电系统中时,变流器的交流侧不经过变压器而直接连入三相交流系统,因此不存在共模电压,三相输出电压和为0。可得直流电缆负极电压Vdp表达式:
进而得出上桥臂开关状态与MMC三相交流输出电压va,vb,vc的关系:
在实际控制中,三相输出电压的参考值由外环控制得到,并由此反解出开关状态。而式(6)中矩阵的秩为2,因此还需要另外一个限定条件。
由于三相MMC是应用在轻型直流输电系统中的,直流电缆正负极的对地电压Vdp和Vdn应满足关系:
结合式(5)~式(7),并将输出电压归一化,最终得到开关状态控制方程:
由式(4)和式(8),便可以根据三相输出参考电压求解得到MMC各桥臂的开关状态。
2 MMC的快速PWM方法
MMC应用到输电系统中不需要体积庞大的变压器。由于开关器件耐压限制,MMC每相常由几十个甚至上百个模块级联而成,因此MMC交流侧输出的脉宽调制(PWM)电压阶梯数较高。此时通过不同的PWM方式如正弦PWM(SPWM)、空间矢量PWM(SVPWM)、特定消谐PWM(SHE-PWM)等得到的多电平输出电压,其谐波性能之间的差距已经退居为次要因素。电平数很高时,PWM算法的简单性、快速性、能否占用较小的硬件资源跃居为主要因素。为满足以上目标,本文提出一种针对MMC的快速PWM算法,并以A相上桥臂为例进行说明。
仿真中计算各电气参数时,均使用定周期或变周期采样得到的离散值。式(8)得到的实际为MMC桥臂开关状态在一个PWM周期Tp内的平均值。在第i个PWM周期起点,通过三相输出电压参考值得到A相上桥臂开关状态平均值,根据伏秒等效原则,得到如下关系:
式中:Sap_l为比低的电平数;Sap_h为高于的电平数;Dap为占空比。
为了降低开关频率和谐波含量,通常选择Sap_l为的整数部分,即Sap_l=i nt(),Sap h=int()+1。因此可以得出Dap的计算公式:
由此可得A相上桥臂的开关函数:
如图3所示,这种调制方式等效于以定周期Tp对Dap(t)进行采样得到参考值Dap,以锯齿波为载波,通过比较参考值与载波大小得到开关状态Sap。
3 模块电压平衡控制策略
MMC中的桥臂电流会引起模块中电容的充放电过程。各模块的开关频率存在差异,因此会出现模块电容电压不平衡的情况。为了降低模块电容电压的不平衡度,本文提出一种针对MMC直流侧电容电压的平衡控制策略。
前文提出的PWM可以计算任意时刻一个桥臂投入的总模块数。但是桥臂中各个模块的投切状态是不确定的。就是说,MMC每个桥臂的任意一种开关状态可以存在多种模块开关方式的组合。利用这种冗余开关模式,提出模块电容电压平衡策略。
模块电容电压平衡策略以各桥臂为单位,平衡其内部各模块的电容电压。根据各桥臂中每个模块电容电压大小的排序以及桥臂电流的方向来判断各个模块的投切状态。平衡策略的控制周期应该为PWM控制周期Tp的整数倍,即Ts=NsortTp。为了降低开关频率,只有在PWM控制周期开始时才启动平衡控制策略。不失一般性,以A相上桥臂为例说明电容电压平衡步骤。
设A相上下桥臂各有n个模块,计算出第i个PWM控制周期内A相上桥臂的开关函数为Sap,也就是在这个PWM周期内的任意时刻需要投入,即开通Sap个模块。此时如果A相上桥臂电流iap>0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由小到大的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最小的Sap个模块便得以充电。如果电流iap<0,那么上桥臂中的模块按照模块电容电压由大到小的顺序排列,给前Sap个模块开通信号,这样电容电压最大的Sap个模块便得以放电。通过这种控制策略,便可以保证对桥臂内模块电容电压连续的平衡控制。
这种排序方式可以保证MMC任意一个桥臂内部的模块电容电压平衡,那么对于任意一相MMC,其上下桥臂之间的模块电容电压是否能够保证平衡仍需证实。假定上下桥臂各模块的电容初始电压相等,由于影响模块电容电压波动的是桥臂的有功功率,那么只要能够证明一相MMC的上下桥臂周期内的能量变化相同,便可以保证上下桥臂的模块电容电压平衡。下面以A相为例进行说明。
设三相系统平衡,A相上下桥臂电流表达式为:
式中:ω0为基波角频率。
桥臂电压计算如下:
得到上下桥臂的瞬时功率为:
令系统基波周期为T,对任意起始时刻t0有:
因此可以得出:
可见任意基波周期内每相上下桥臂的能量变化相同,因此可以保证上下桥臂的模块电容总电压平衡。前文提出的控制策略可以确保桥臂内模块电容电压的平衡,这里通过计算论证了上下桥臂间的模块电容电压平衡,因此可以得出结论:通过使用平衡控制策略,每相内的模块电容电压是平衡的。
4 降低开关频率的控制方法
4.1 抹去小脉冲
由模块电压平衡控制策略可知,不管桥臂电流方向和模块电容电压排序方式如何,在一个平衡控制周期内,A相上桥臂经排序后的前Sap_l个模块是一直投入的,PWM脉冲所施加的对象是第Sap_h个模块。当计算出某个PWM控制周期内的Dap近似为0或者1时,为了降低开关频率,可以放弃开关状态转换。具体来说,设定一个较小的边界值ε,其具体数值由实际情况决定。当Dap≤ε时,那么在整个PWM控制周期内一直给第Sap_h个模块开通信号;当1-Dap≤ε时,在整个控制周期内一直给第Sap_h个模块关断信号。这样就避免了在这个控制周期内第Sap_h个模块的状态切换,降低了开关频率。
这种控制方式适用于对电压精度要求不高的情况。若想弥补因为抹去小脉冲造成的电压精度损失,可以保存当前控制周期内由于抹去脉冲产生的电压误差,在下一个控制周期内的电压参考值中加上这个电压误差加以修正。
4.2 反转模块开关状态
由于在一个平衡控制周期Ts内,PWM脉冲的施加对象均为第Sap_h个模块,由图3可知,此模块在连续2个PWM控制周期的开关模式是相同的,因此可以保留当前PWM控制周期的开关模式,反转下一个PWM控制周期的开关模式,这样在连续2个PWM控制周期中就可以省略一个开关过程。反转模块开关状态后第Sap_h个模块的开关状态如图4所示(假定Ts=4 Tp),这样在一个平衡控制周期Ts内,第Sap_h个模块的开关频率可以降低一半。
5 VSC-HVDC系统的非线性控制器设计
VSC-HVDC输电系统的结构如图5所示。
轻型直流输电系统在实际运行时,通常一侧换流站采用定有功功率和定无功功率控制,另一侧换流站采用定直流侧电压和定无功功率控制。这里令换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,换流站2采用定直流侧电压和定无功功率控制。输电系统两侧换流站的MMC结构相同,建模过程类似,以换流站1为例说明系统建模过程。
Vd1为换流站1的直流输出电压,则交流输出电压的峰值最大值为1/(2Vd1)。令M1为调制比,δ1为调制角,得到d-q坐标系下MMC交流侧输出电压为:
当d轴与A相电源E1a方向重合时,换流站1在d-q坐标系下的电磁暂态模型为:
由式(20)可知i1d与i1q耦合。为将i1d与i1q解耦,以实现有功功率和无功功率的快速独立控制,采用反馈线性化原理,得到系统的非线性控制器[10]:
结合式(19),通过d-q反变换即可得到MMC三相输出相电压的参考值。对于三相对称系统,当d轴与E1a方向重合时,
根据这个关系,设计独立解耦并引入前馈控制的有功功率和无功功率控制器如图6和图7所示。
忽略线路损耗,由于换流站1提供的有功功率不变,如果希望改变Vd2,必然需要改变换流站2输入的有功功率Ps2,相应地有功电流i2d必然随之变化。因此,可以通过控制有功电流i2d来控制直流侧输出电压Vd2,得到如图8所示的控制器。
直流电压控制器同样加入了前馈控制。P*s2为换流站2传送的有功功率估计值。若忽略传输线路的有功损耗,可以认为P*s2≈Ps1,以此得到换流站2的有功电流稳态估算值i*2d。
6 系统仿真结果及分析
本文提出的系统模型和控制策略通过仿真软件PSCAD/EMTDC进行验证。2个换流站的MMC结构相同,每相上下桥臂各有10个模块,不设置冗余模块,故输出电压为11电平。模块电容为47 00μF,限流电抗Ls=3 m H,电容电压初始值设定为1k V。
换流站1采用定有功功率和定无功功率控制,Ps1_ref=-1.5 7M W,功率因数cosφ1=0.9。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠0°k V,L1=10m H,交流线路XL/XR=1 0。换流站2采用定直流电压和定无功功率控制。直流输出电压参考值为10k V,无功功率设定值为0。交流侧电源三相对称,A相相电压为4∠5°k V,L2=1 0m H,交流线路XL/XR=1 0。直流电缆参数:RL=0.3Ω,LL=0.5 m H。PWM频率为2k Hz,模块电压平衡控制频率为500H z。
模块电容预充电至额定值,系统零状态启动。系统运行至稳态后,t1=0.3 s时,换流站1的无功功率参考值跃变到0;t2=0.5 s时,换流站2的无功功率参考值由0跃变到1M var;t3=0.7 s时,换流站1的有功功率参考值由-1.5 7M W跃变到-1.3 5M W。
换流站1、换流站2的仿真波形见附录A。
通过系统仿真结果,本文设计的功率和直流电压外环控制器以及内环非线性电流控制器组成的双闭环控制系统体现出了良好的控制性能。整个仿真过程中,2个换流站的直流电压一直被控制为设定值10k V左右。在功率参考值发生阶跃变化时,各换流站的有功功率和无功功率均可以追踪参考值快速变化,最终稳定在参考值附近,响应时间为20m s~3 0m s。换流站1的有功需求减小后,导致换流站2的有功输出减小,忽略线路损耗后,2个换流站的有功功率变化幅度大致相同,这与预想结果一致。稳态时,经所提出的PWM方法调制后的三相输出交流电压波形具有畸变率低的特点,如果提高PWM控制频率,如从2k Hz提高到4k Hz,则输出交流电压波形的畸变率会进一步降低。暂态过程中三相输出电压和电流均未超出额定值。增加模块的电容量以及限流电抗的容量会进一步抑制装置过压和过流的出现。通过所提出的模块电容电压平衡控制,模块电容电压在参考值1k V左右波动,波动范围在±1 0%内,主要由桥臂的有功功率波动引起。每相MMC上下桥臂的模块电容电压总和在任意时刻并不相同,但是在一个基波周期内的平均值一致。由仿真结果可见,模块电容电压得到连续平衡控制。
7 结语
大容量VSC是轻型直流输电系统的核心部件。本文针对MMC在轻型直流输电系统中的应用进行了研究。首先建立了MMC系统的数学模型。针对MMC输出电平数较高的特点,提出了适用于MMC系统的PWM方法,这种方法具有简单、快速、占用较少硬件资源的特点。对于MMC的装置级控制,提出了模块直流侧电容电压的平衡控制策略,以及降低开关频率的方法。对于系统级控制,提出了基于MMC的VSC-HVDC输电系统非线性控制器,实现了系统有功功率和无功功率的独立解耦控制以及直流侧电压控制。通过PSCAD/EMTDC仿真,所提出的模型和控制方法得到了验证。
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模块化多电平换流器的损耗计算 篇5
模块化多 电平换流 器 (modularmultilevelconverter,MMC)直流输电技术 (MMC-HVDC)是近年发展起来的柔性直流输电技术(voltagesourceconverterhighvoltagedirectcurrent, VSCHVDC),采用由绝 缘栅双极 型晶体管 (insulatedgatebipolartransistor,IGBT)构成的电压源型换流器作为其 核心元件,无需交流 系统提供 换相电流[1,2,3,4,5,6,7,8]。与电网换 相直流输 电技术相 比,MMCHVDC能对输送的有功功率进行快速、灵活控制的同时,还能够动态补偿交流母线无功功率,稳定交流母线电压,提高系统的稳定性。MMC的每个桥臂都是由一系列子模块级联而成。由于子模块采用了分布式直流电容,可作为系统的一个标准化组件,在电气上容易做到较高的输出电平数,有效降低换流器交流侧输出电压、电流波形的畸变率,从而减小换流站滤波器容量,甚至无需加装滤波器。因此,近年来MMC-HVDC输电技术/工程在世界范围内得到了快速的发展[9,10,11,12]。
对电网换相型直流输电和电压源型直流输电换流站损耗而言,前者换流站在满载工况下的损耗一般小于其传输功率的1%,而后者换流站在满载工况下的损耗通常不小于其传输功率的1.5%[13]。两种直流输电技术损耗存在较大差异的主要原因是采用不同半导体 器件。MMC损耗的决 定因素包 括IGBT特性、MMC拓扑结构、容量、调制方式等[14]。
柔性直流换流站损耗主要包括半导体开关器件的损耗,即IGBT及续流二 极管 (free-wheelingdiode,FWD)损耗[15,16]。若要确定IGBT的损耗,首先须建立IGBT损耗的计算模型。国内外学者针对IGBT损耗,从IGBT的物理结构和IGBT制造商测量的各类损耗分别建立了IGBT损耗物理 计算模型[17,18,19]和数值拟合方法[20,21,22,23]。对于IGBT损耗的物理模型,模型参数的确定是损耗的先决条件,但一般用户难以解决该问题,此外,基于物理模型的损耗计算非常费时。文献[21-23]利用IGBT制造商测量IGBT在不同电压、电流条件下IGBT开通和关断损耗(开关损耗),拟合出开关损耗的计算参数。选用不同的函数拟合开关损耗所得的损耗计算参数稍有不同,计算精度也略有差别。文献[16]采用基于多项式拟合方法对两电平电压源换流器(VSC)的损耗进行了评估。由于MMC拓扑比两电平VSC拓扑复杂,某一方向的电流可能流经子模块上半桥臂IGBT/下半桥臂FWD或上半桥臂FWD/下半桥臂IGBT,因此,两电平VSC损耗计算的方法不适用于基于模块化多 电平技术 的电压源 换流器 (MMCVSC)。文献[15]采用数值拟合方法对MMC的损耗进行计算。文献[24]采用分段解析公式计算了换流站阀损耗,但开关器件的导通损耗计算仍依赖于数值计算方法。本文在文献[9]的基础上,忽略直流电流对开关器件导通角的影响,解析出VSC开关器件中的基波周期内的均值电流与有效电流,并利用制造商提供开关器件的开关损耗、导通电压、动态电阻等参数对MMC的损耗进行计算,以给MMC开关器件的选型和冷却系统的设计提供参考。
1MMC工作原理
MMC换流器结构如图1所示。换流器主要由6个桥臂及对应电抗器Ls构成,每个桥臂均由n个结构完全相同的子模块直接串联构成。每个子模块主要由2个IGBT-FWD对以半桥形式连接后再与均压电阻Rp及直流电容器Cs并联组成。因此,桥臂串接不同子模块数量就可使MMC满足不同的电压及功率要求。MMC直流侧电压为Udc,子模块电容器电压为USM,且Udc=nUSM。正负直流母线对地电压分别为+Udc/2和-Udc/2。a,b,c分别表示换流器三相交流出口端。
无论MMC换流站处于何种工作状态(整流运行或逆变运行),MMC损耗的计算方法完全类似。本文以MMC逆变工作状态为例,对MMC损耗进行分析。子模块投切是通过控制可控开关器件实现的,子模块的投入、切出与上下管IGBT的对应关系如表1所示。正常运行时,当开通T1时,子模块输出电压uSM为存储电容电压Uc;当开通T2时,uSM为零。若两个IGBT开关器件均处于关断状态,则每个开关器件所承受的电压为存储电容电压Uc。
考虑到MMC换流器三相对称,正、负极直流电压幅值相等,直流电流Idc在三相桥臂中均匀分配,交流电流在每相上下桥臂中也均匀分配,因此,A相上半桥臂的电压、电流分别为:
式中:Um和Im分别为A相电压峰值和电流峰值;ω为基波角频率;φ为A相电流滞后A相电压的角度;m=Um/(Udc/2)为调制比。
2MMC调制
正弦脉宽调制(SPWM)技术原理简单,通用性强,可通过适当设置载波频率比和调制因子,以达到调节输出电压和抑制谐波的目的,且动态响应速度快。该调制方式已成为两电平VSC的首选调制方式。本文假设MMC采用SPWM,且载波频率fc远大于调制波频率f。
现以A相上半桥臂为例进行分析,当投入某一子模块时,A相电压减小Uc;反之,当切出某一子模块时,A相电压增加Uc。子模块投/切原则是:1在0≤ωt≤π范围内,当调制信号大于载波信号时,旁路某一子模块,即开通对应下管T2;2在π≤ωt≤2π范围内,当调制信号小于载波信号时,投入某一子模块,即开通对应上管T1。
设载波周期为Tc,当旁路某一子模块时,子模块处于切出状态的时间为0.5Tc(1+msinωt),即子模块T2的导通时间为0.5Tc(1+msinωt)、T1的导通时间为0.5Tc(1-msinωt);同理,当投入子模块时,子模块T1和T2的导通时 间分别为0.5Tc(1-msinωt)和0.5Tc(1+msinωt)。
A相上桥臂子模块上、下管的电流可分别表示为:
根据MMC直流侧与交流侧交换的有功功率相等(忽略换流站的损耗),有
根据式(5),直流侧的电流表示为:
从式(6)可知,桥臂流经直流电流分量是换流站传输有功功率的前提条件。换流站以静止同步补偿器(STATCOM)工况运行时,换流阀桥臂中无直流电流分量。
3子模块电容器电压
3.1子模块电容器电压波动
换流站正常运行时,在一个基频周期内,子模块电容器经历了充电与放电过程。子模块电容电压与桥臂电流及开关函数s1满足:
式中:Cs为子模块电容器电容。
式(7)中的开关函数s1(ωt)可用1-msinωt等效,即
式中:U0为积分常数。
若子模块电 容器初始 电压为Uc(0)=Udc/(2n),则积分常数U0为:
因此,子模块电容器电压Uc(ωt)可表示为:
由式(10)可知,子模块电容器电压在初始电压附近波动,波动的幅值取决于电容器电容、负载功率因素、调制比及电流幅值等参数。
同理,A相下桥臂子模块电容器电压可表示为:
本文以厦门柔性直流示范工程为例,若确定直流侧电流Idc、阀交流侧峰值电流Im、子模块电容器初始电压Uc、子模块电容器电容Cs、MMC的调制比m,则A相上下桥臂子模块电容器电压随不同负载功率因数角的变化如图2(a)所示;当功率因数角φ在π/10,π/5,3π/10,2π/5,π/2不同角度时,上下桥臂子模块电容器电压变化如图2(b)所示。
3.2子模块电容器电压控制
在基于MMC技术的输电系统中,换流器的电流可能流经子 模块电容 器而对其 进行充电 (或放电),造成子模块的电容电压波动较大,如图2所示。为减小子模块电容器电压波动,常采用子模块电容均压和排序的控制算法[23,25]。桥臂电压平衡控制是根据电容电压的检测值选取投入或者切出的子模块。桥臂子模块投切逻辑如下。
1)若已投入的子模块处于充电状态,且需投入子模块时,则在尚未投入的子模块中选取电容电压最小的子模块投入。
2)若已投入的子模块处于充电状态,且需切出子模块时,则在已投入的子模块中选取电容电压最大的子模块切出。
3)若已投入的子模块处于放电状态,且需投入子模块时,则在尚未投入的子模块中选取电容电压最大的子模块投入。
4)若已投入的子模块处于放电状态,且需切出子模块时,则在已投入的子模块中选取电容电压最小的子模块切出。
基于上述子模块投切逻辑,厦门柔性直流示范工程换流站三相上桥臂子模块最大电容电压的波动见附录A图A1。
4开关器件电流的近似平均值与有效值
为了评估换流站开关器件中的能量损耗,首先应对子模块上管、下管的IGBT和FWD的电流平均值与有效值进行分析。
开关S1中D1平均电流为:
D1 电流有效值为:
开关S1中T1平均电流为:
T1 电流有效值为:
开关S2中T2平均电流为:
T2 电流有效值为:
D2 平均电流为:
D2 电流有效值为:
由式(12)和式(14)可知,在一个基波周期内,流经子模块T1和D1的平均电 流大小相 等、方向相反。由式(12)至式(19)可知,MMC在逆变状态下,T2 的电流应力最大。若换流站以整流状态运行时,由于流经桥臂的实际直流电流分量与整流状态下的桥臂直流电流分量方向相反,而交流电流分量相同,则整流站子模块上/下管中IGBT的电流可近似(忽略换流站的损耗)等效为逆变站子模块上/下管中FWD的电流。因此,MMC在整流状态下的开关器件损耗的计算可参照逆变状态下开关器件损耗的计算。根据不同(整流/逆变)状态下,上下管中IGBT和FWD的电流对应关系可知,在整流状态下运行时,D2的电流应力最大,根据D2和T1的电流及其管压降、热阻系数,可分别计算D2和T1的结温[26]。
5开关器件损耗与结温
5.1开关器件损耗
在一个基波周期内,IGBT或FWD的平均导通损耗为:
式中:下标x表示IGBT或FWD;Ux_0为器件x的导通阈值电 压;rx_0为器件x的正向导 通电阻;P-x_con为器件x在一个基波 周期内的平均导 通损耗。
文献[23]提出IGBT开通损耗与关断损耗流经IGBT的平均电流近似为线性关系;同时,提出二极管反向恢复损耗小于IGBT的开关损耗,而且二极管的开通损耗小,与其反向恢复损耗相比可忽略。因此,IGBT开关损耗Psw和FWD恢复损耗Prec可分别近似表示为:
式中:fp为开关频率;Eon,Eoff,Erec分别为器件在某一直流电压下的开通损耗、关断损耗和反向恢复损耗;Ux_ref和Ix_ref分别为设备x在测量开通、关断或恢复损耗时的参考电压、电流。
结合式(20)—式(22)表示的导通损耗和开关/恢复损耗,IGBT与二极管的总损耗分别为:
5.2开关器件结温
为了评估半导体结温,采用了如图4所示的结温估算模型对开关器件的结温进行估算。
设散热片的温度Ts为80℃。半导体热阻可分成内部热阻(从芯片至底板)与外部热阻(从底板至散热片)两部分[27]。IGBT和FWD的结温计算如下:
式中:Tj,T和Tj,D分别为IGBT和FWD的结温;RthJC,T 和RthCH,T分别为IGBT的内部热阻和外部热阻;RthJC,D和RthCH,D分别为FWD的内部热阻和外部热阻。
6示范工程实例计算
本文以厦门柔性直流示范工程为例,对柔性直流换流站开关器件的损耗进行理论估算与仿真计算,在此基础 上,对IGBT及FWD的结温进 行估算,为柔性直流换流站冷却系统的确定提供依据。厦门示范工程的额定传输容量为1000 MW。示范工程拟采用ABB公司3300V的工业级IGBT模块。该模块采用的器件型号、工作电压电流参数见附录A表A1,器件的特性参数见附录A表A2。
6.1理论计算
利用前文的分析结果与制造商提供的器件参数,本文对示范工程的整流换流站、逆变换流站中子模块上下开关器件各自损耗和结温进行了计算,开关器件的损耗和结温如表2所示。
6.2仿真计算
在PSCAD仿真平台下搭建厦门柔性直流示范工程的仿真模型,提取子模 块上下管 的IGBT和FWD的电流数据与子模块电容器的电压数据,参照IGBT厂家通用的损耗计算方法对整流换流站、逆变换流站中子模块上下开关器件各自损耗及结温进行了计算,开关器件的损耗和结温如表3所示。
由表2和表3可知:MMC在逆变状态时,下管IGBT的损耗最大而FWD的损耗最小,下管IGBT的结温最高 (该型号允许的结温为150℃);MMC在整流状态时,下管FWD的损耗最大而IGBT的损耗最小,下管FWD的结温超过其结温允许值(该型号允许的结温为150℃),表明MMC整流站允许传输的最大功率小于逆变站允许传输的最大功率,得到了与文献[26]类似的结论。同时,表2、表3表明,MMC逆变站开关器件的总损耗约为整流站开关器件总损耗的1.2倍。对于两端柔性直流输电系统,整流站与逆变站中开关器件的平均损耗约为传输额定功率的1%。MMC换流站开关器件的平均损耗与电网换相直流输换流站总电损耗所占的比重近似相等。因此,相同额定传输功率的条件下,柔性直流输电系统换流站的损耗略大于电网换相直流输电换流站的损耗。
7结语
本文分析了MMC在逆变状态下子模块上下管开关器件的投入概率,确定了流经子模块上下管的电流近似表达式,忽略直流电流对导通角的影响,解析出子模块 上下管电 流平均值 和有效值。 根据MMC在整流状态和逆变状态下上下管的IGBT与FWD电流的对应关系,获得MMC在整流状态下子模块上下管的平均电流与有效电流表达式。针对采用阶梯波调制技术的MMC,在确定其子模块上下管的投入概率基础上,该方法仍适用MMC在整流状态和逆变状态下的开关器件的平均电流与有效电流计算。结合开关器件厂家给出的用户手册中的开关器件特性曲线与结温模型,分别对MMC(逆变状态、整流状态)的损耗和结温进行计算与仿真。两端柔性直流输电系统的实例计算与仿真结果表明:逆变状态下,下管的IGBT损耗最大,对应的结 温最高;整流状态下,下管的FWD的损耗最大,对应的结温最高,但换流站的损耗较逆变状态下换流站的损耗小。
附录见本 刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。
摘要：对模块化多电平换流器(MMC)在正弦脉宽调制方式下子模块上下管开关器件的投入概率进行分析。结合上下管开关器件的投入概率,导出上下管开关器件等效电流的表达式。以子模块电容器在一个基频周期内的电压变化量是零为基础,推导出子模块电容器电压与电容器电容、负载功率因数、调制比及阀侧交流电流峰值之间的关系,并解析出上下管开关器件的平均电流与有效电流。利用开关器件制造厂商提供的损耗相关参数,对厦门柔性直流示范工程MMC在整流状态和逆变状态下的损耗和结温进行计算。计算结果表明,损耗计算和结温估算模型能为MMC冷却系统的配置提供参考。
模块化多电平换流器调制策略研究 篇6
在柔性直流输电系统中,电压源型换流器(Voltage Source Converter,VSC)是最为重要的器件,目前在已投运的工程中大多采用2电平拓扑结构。由于2电平换流器具有较高的开关频率,会缩短开关器件的寿命并造成较大的开关损耗。因此在大功率高电压输电系统中,2电平换流器难以得到广泛的应用[1]。
为了解决VSC自身结构带来的的问题,西门子公司提出一种新型VSC拓扑结构,即模块化多电平换流器(Modular Multilevel Conveter,MMC)[2,3]。与2电平VSC相比,MMC避免了开关器件串联引起的动、静态干扰,降低了器件的开关频率,延长了开关器件的寿命。通过子模块均压控制可以使得功率平均分配在各个子模块中,降低可控型绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)的耐压值,从而输送大功率。模块化多电平的结构也使得其具有很强的灵活性,能够满足不同等级工程的需求[4]。
MMC有最近电平调制、载波移相、载波层叠、空间矢量控制等调制策略。目前国内外普遍采用的是最近电平调制策略和载波移相调制策略。文献[5]提出MMC控制中子模块电容电压平衡策略,并采用了载波移相调制策略进行了仿真实现。文献[6]详细分析了最近电平调制策略的原理并提出了相应的子模块直接电容电压平衡策略。文献[7]根据文献[6]中给出的最近电平调制策略愿意,提出一种优化的直接电容电压平衡算法,通过对子模块进行分组,减少了在电容电压排序过程中的运算量,大大减少了仿真时间。
由于载波移相调制策略采用了脉宽调制技术(Pulse Width Modulation,PWM),较高的开关频率使得换流站输出电压更接近于正弦波,因此具有更好的谐波特性。本文介绍了模块化换流器中常用的2种策略基本原理,以及相应的子模块电容电压平衡策略,对2种不同调制策略对输出电压谐波特性影响进行了对比分析,并在PSCAD中进行了仿真验证。
1 模块化换流器的基本原理
MMC的拓扑结构如图1所示,每相包括上下2个桥臂,每个桥壁由若干个级联的子模块(Sub Module,SM)与1个电抗器L串联构成。每个子模块由2个IGBT(T1,T2)、2个反向并联二极(D1,D2)和一个直流电容C组成。每个子模块共有3种开关状态[8]:1)2个IGBT均闭锁,一般在启动和故障时使用,称为闭锁状态;2)上部IGBT(T1)开通,下部IGBT(T2)闭锁,这时子模块输出电压为电容电压,称为投入状态;3)上部IGBT(T1)闭锁,下部IGBT(T2)开通,这时子模块输出电压为0,称为切除状态。定义子模块开关函数Sp(p=1,2,…,n),设T1开通时Sp=1,T2开通时Sp=0。则开关函数模型可表示为:
2 MMC的调制技术
2.1 最近电平逼近调制策略
最近电平逼近调制策略利用输出电平叠加来逼近正弦调制波,不仅容易实现,还可以降低电力电子器件的开关损耗。其原理如图2所示[9],其中U为电平电压幅值,θ为电角度。
以A相为例,上下桥臂各有n个子模块。由控制策略得到的上下桥臂电压参考值upA、unA(p、n分别表示上下桥臂)除以子模块电容电压参考值ucref后取整,可得图2中所示电平阶梯数,表示各桥臂导通的子模块个数。
由图1可得A相输出电压和桥臂电压的关系如下:
式中:Vd为直流电压;uAN,uA0N分别为点A,A0到中性点N的电位差。
即
由式(3)、式(4)可知,等式两边同时除以电容电压参考值并相加可得:
用取整函数f(x)对式(6)取整可得:
即
式中:np和nn分别为上下桥臂导通的子模块个数。
上下桥臂同时导通的子模块个数在任意时刻保持互补,保证了整体直流电压的恒定。
2.2 载波移相PWM技术
载波移相的基本原理是对于具有n个子模块的MMC桥臂,各子模块的载波之间移相2π/n,然后分别与调制波进行比较,得到各自对应的PWM信号,从而决定各子模块的开关状态[10,11]。这样的载波分布规律能确保各子模块电容能量平均分配,实现较好的自动均压效果。载波移相调制策略基本原理如图3所示。图3中,Tr1,Tr2,Tr3,Tr4为移相后的载波,S11,S21,S31,S41为施加在子模块上的开关信号。
3 电容电压平衡策略
3.1 直接电容电压平衡策略
由最近电平逼近策略可知,在任意时刻上桥臂导通子模块数为np,关断的子模块个数为n-np下桥臂导通子模块数为nn,关断的子模块个数为n-nn。直接电容电压平衡策略根据桥臂电流方向和桥臂任意时刻所需投入子模块个数,选择需要投入或切除的子模块从而均衡各子模块电容电压,是一种具有高效率的电容电压平衡控制策略[12]。
以A相上桥臂为例,当上桥臂电流为正时,子模块电容处于充电状态,根据对上桥臂电容电压由低到高排序结果依次投入np个电容电压处于低水平的子模块,剩余的n-np个子模块关断,处于关断状态的子模块电容电压保持不变;当上桥臂电流为负,即子模块电容处于放电状态时,根据对上桥臂电容电压由高到低排序结果依次投入nr个电容电压处于高水平的子模块,剩余的n-nn个子模块关断,其电容电压保持不变。同理,对于其他桥臂均可以使用此控制策略达到平衡各桥臂子模块电容电压的目的。
3.2 电容电压平衡分级控制策略
与载波移相PW M调制策略相对应的均压策略为电容电压分级控制策略,可分为相间能量均衡控制和独立电压均衡控制2个部分[13,14]。
(1)相间能量均衡控制。
该控制目的是使每相中各子模块电容电压的平均值跟随其参考值,从而使能量在这些子模块中能平均分配。以A相为例,控制框图如图4所示。其中Ucav为上下桥臂子模块电容平均电压,Ucref为子模块电容参考电压,ipa,ina分别为上、下桥臂电流,控制器输出UAaref作为调制环节的输出量。
(2)独立电压均衡控制。
相间能量均衡控制能保证每一相的平均电压能跟踪其参考电压,但是对各子模块本身起不到均压的效果。而独立电压均衡控制可以使桥臂上各子模块电容电压均跟随其参考值,控制框图如图5所示。其中,Ucja为子模块电容电压实际测量值,K1为比例系数,控制器输出UBjaref作为调制环节的输出量。
4 仿真分析
在PSCAD/EMTDC中分别搭建了基于最近电平调制策略和载波移相PWM调制策略的单端5电平MMC仿真,其中每个相单元由8个子模块构成,上下桥臂各4个。仿真参数如下:额定功率2 MW,交流侧额定电压有效值5.5 kV,换流电感8 mH,换流器桥臂电抗La=Lb=Lc=1mH,用直流电压源代替整流侧,直流电压为9 kV,各子模块电容电压参考值为2.25 kV载波移相每个子模块载波分别移相360/4=90°,载波频率为2 000 Hz。仿真结果如图6所示,直接电容电压平衡控制和电容电压分级控制均能达到良好的控制效果,子模块电容电压达到了理想的水平。
由于载波移相PWM采用了脉宽调制技术,具有较高的开关频率,因此换流器输出的多电平电压波形更接近于正弦波,具有较好的谐波特性。
图7和图8分别为2种调制策略下相电压频谱,图9和图10分别为2种调制策略下相电流频谱。图7～图10中横坐标表示谐波次数,纵坐标表示各次谐波分量占基波的比例。可见采用载波移相PWM调制策略的换流器输出电压和电流中含有更少的谐波分量,即具有更好的谐波特性。
5 结论
介绍了载波移相和最近电平逼近调制策略的原理,在PSCAD/EMTDC中进行了仿真,比较了2种调制技术相应均压策略的控制效果和输出电压电流谐波频谱。结果表明2种均压策略均可对子模块电容电压达到理想控制效果,载波移相由于具有较高的开关频率,比最近电平逼近策略具有更好的谐波特性。因此在后续研究中,对于采用最近电平调制策略的MMC-HVDC,需要考虑输出电压电流中谐波对系统运行的影响。
摘要：模块化换流器是应用于电压源换流器直流输电的新型多电平换流器拓扑。介绍了MMC最近电平调制策略和载波移相调制策略的原理,以及相应的电容电压平衡控制策略。分析了2种调制策略下输出电压电流的谐波特性,结果表明具有高开关频率的载波移相调制策略具有更好的谐波特性。在PSCAD/EMTDC中进行了仿真,验证了理论分析的正确性。
三相多电平变流器 篇7
模块化多电平换流器(MMC)作为应用于电压源换流器型高压直流输电(VSC-HVDC)领域的一种极具潜能的新型拓扑,与传统两电平或三电平电压源换流器(VSC)不同,通过子模块串联构成每相换流桥臂,避免了两电平开关器件直接串联所带来的动态均压问题。 同时模块化结构使其可扩展性更强,在电平数足够高时,其输出电压谐波含量更少［1-5］。 由于具有上述优点,其在风电场并网、无源网络供电等领域具有更广阔的应用前景。
MMC控制性能在很大程度上取决于电流内环指令信号获取速度、精度以及控制器输出电流控制策略,因此内环控制器设计成为关键。 常用的电流内环控制器有无差拍控制、幅相控制、比例积分(PI) 控制和比例谐振(PR)控制等。 无差拍控制具有动态响应快、易于计算机执行的特点,但其对系统参数的依赖性较大,鲁棒性较差,瞬态响应超调大［6-7］。 幅相控制属于间接电流控制,通过控制换流器侧电压的幅值和相位来控制交流电流,由于没有引入交流电流反馈量,电流稳态误差大,动态响应速度慢,同时对于系统参数变化过于敏感［8-9］。 PI控制具有算法简单和可靠性高的特点,但只能对直流信号实现无静差跟踪,在电网电压发生不平衡故障时,为抑制负序电流,只能在正负双序dq坐标下采用4个PI控制器分别控制。 PR控制器能够有效跟踪控制交流信号,文献[10-12]利用PR控制器在两相静止坐标系下实现了正负序电流的统一控制,虽然减少了控制器个数和避免了电流序分量分解,但仍然需要dq坐标和 αβ 坐标间电流指令的相互转化。
电容电压波动和MMC工作原理带来了桥臂环流问题,环流存在对其有效运行带来了不利的影响, 因此成为MMC控制必须解决的问题之一。 文献[13] 分析了上下桥臂电阻、电感参数不对称情况下桥臂环流分量的频率特性,为环流抑制提供了一定的参考价值。 文献[14]通过增加桥臂电抗的方式在一定程度上减少了桥臂环流。 文献[15]根据桥臂环流的2倍频特性,利用桥臂滤波器实现了环流的有效抑制。 但上述方法都是被动地减少了桥臂环流。 文献[16] 在分析环流2倍频特性的基础上,在负序旋转坐标下利用PI控制实现了环流的有效控制,但是对于不平衡故障时正序和零序环流分量不能够实现抑制。 文献[17-18]分别利用PR控制器和比例积分和谐振(PI+R)控制器实现了环流序分量的统一控制,但是由于需要高通滤波器分解环流分量,从而对其控制性能带来一定的影响。 为了解决高通滤波问题,文献[19]利用低通滤波和PR控制器实现了环流的有效抑制。
无论是正负双序PI控制还是PR控制,其目的都是为了解决负序电流对系统运行的影响问题。 比例积分和谐振控制器在并网逆变器中表现出良好的控制性能,得到了广泛的研究和应用［20-22］。 考虑到故障期间电流中的直流分量和2次谐波分量,为避免双序电流矢量控制带来的控制复杂性问题,本文构建了基于比例积分和谐振控制的混合电流矢量控制HCVC(Hybrid Current Vector Control),并将其应用到电网电压不平衡下网侧电流和桥臂环流序分量控制,从而有效消除了电流内环控制误差,同时也避免了电流序分量的分解。
1 MMC-HVDC电路模型
图1为MMC电路拓扑,每相桥臂由若干个子模块SM(Sub Module)构成。 L为桥臂电抗;LT为变压器等效电抗;P和N分别为换流器直流侧正、负极母线,对于参考中性点O电位分别为udc/ 2和-udc/ 2。
在abc三相坐标系下,系统电压usj和阀侧电压uj关系方程如式(1)所示,其中j(a,b,c)。
为了方便控制器设计,提高控制性能,对式(1) 进行Park变换,转换为如式(2)所示dq坐标下数学模型。
2电网不平衡故障影响分析
对于交流系统侧,电网电压不平衡下功率方程如式(3)所示,其中有功恒定分量P0和无功恒定分量Q0如式(4)所示。 不同于平衡状态,有功和无功功率出现了2倍频波动分量,其正弦、余弦有功和无功功率分量波动幅值分别为Ps、Pc、Qs、Qc。
负序电流造成了交流系统侧三相电流的不对称,当电流幅值较低时,可能会导致换流站保护动作, 从而系统停运,较为严重时,还会烧毁换流器件［23］; 同时从式(4)可以看出,负序电流还与正序电压相互作用,增加了功率的波动。
图2是MMC单相桥臂等效电路。 MMC通过不断调整上、下桥臂投入子模块个数,改变桥臂电压uj1、 uj2(其中下标1、2分别表示上、下桥臂),从而叠加出所需输出交流电压。 由于储能电容分布于不同子模块中,彼此独立,因此电容充放电时间、损耗和参数的不同会造成电容电压差异,从而导致桥臂电压波动,进而引起桥臂环流问题。
在理想情况下,由于桥臂电气参数一致性和物理结构对称性,交流电流在上、下桥臂进行均衡分流。在
未考虑桥臂环流时,上、下桥臂电流ij1、ij2和交流侧电流ij关系如式(5)所示。
定义流经桥臂虚拟电流为ij_vc。 忽略桥臂功率损耗,根据功率守恒定理,j相交流侧输入功率等于j相桥臂从直流侧获得的功率,如式(6)所示。
令usj= Umsin (ω t + θ),ij= Imsin (ω t), 交流侧功率为:
将式(7)代入式(6),则桥臂虚拟电流为式(8), 其中 α=Um/ Udc。
从式(9)可以看出,桥臂虚拟电流中含有直流分量和2次谐波分量。 其中直流分量与系统传输有功功率有关,而2次谐波分量只存在于桥臂中,对直流侧和交流侧电流没有影响,故定义为桥臂环流。 环流不仅使正弦桥臂电流发生畸变,增大了开关器件电流容量,而且还增加了不必要的损耗。
根据叠加定理,考虑桥臂中基频交流分量,此时桥臂电流及其各分量关系修正为式(10)。
3控制系统分析与设计
MMC-HVDC系统在正负双序dq坐标系下数学模型为式(11)所示［22-24］,其中下标正、负符号分别代表电压电流正、负序dq坐标下序分量。
为抑制负序电流,保持电流对称,令式(4)中id-=0、 iq-= 0,由式(12)可以求得正序电流指令［23-25］,其中P*、 Q*分别为有功和无功功率参考值。
图3为正负双序dq坐标下PI控制框图。
为了实现正负序电流独立控制,需要电流序分量的分解。 在实际应用中,因采样频率及电网频率变化、锁相环性能等因素会造成正负序分量分解误差, 使得正负序分量控制相互影响,控制性能变差,控制结构也稍显复杂［12］。
由于在单一dq坐标系下,2倍频交流信号仅存在于故障期间,而谐振控制器可以实现交流信号跟踪控制,其网络函数如式(13)所示,其中KR为谐振系数,ω0为谐振频率。
当s=0 rad / s时,GR(0)模值为零,对直流信号控制无影响;而当s= 200 πrad / s,此时GR(200π)=∞, 能够实现2倍频交流信号跟踪。 综上考虑,本文利用比例积分+ 谐振的HCVC,从而充分利用PI内环电流控制带宽大、速度快的优点和谐振控制能够无差跟踪交流信号的特点。 HCVC原理结构如图4所示。 HCVC控制器特性方程如式(14)所示。
故障期间往往伴随着电压降落和电流升高问题,为了避免系统过流,设计了过流限制环节。 根据系统额定容量和额定电压求得额定电流IN,考虑k倍过载系数和电压不平衡度影响,则得到式(15)所示限流值,其中 λ 为功率因数。
根据式(16),桥臂平均电流中含有直流分量和环流分量,因此同样可以利用HCVC实现。 对桥臂平均电流低通滤波,则得到直流分量ij_dc, 将其作为HCVC参考指令,得到如图5所示控制框图,其中uj_unb为桥臂环流抑制信号。 虽然在电网电压不平衡故障时,桥臂环流中将含有正序和零序分量,但其频率仍然为2倍基频。
将环流抑制信号叠加到电压参考信号,得到图6所示基于载波移相调制(CPS-SPWM) 的j相上桥臂和下桥臂中N个子模块的触发脉冲生成原理图。
4仿真分析
在PSCAD / EMTDC搭建了MMC-HVDC仿真模型,如图7所示。 两侧交流电源电压额定值为110 k V, 直流电压Udc=400 k V,系统容量为450 MV·A。 考虑到实际运行中调制度m取值一般在0.8 ~ 0.9之间,根据阀侧交流电压幅值与直流电压关系Um= 0.5 m Udc, 当换流变压器变比为110 / 210时,调制度为0.855, 比较合理。 每相桥臂有20个子模块串联,电平数为21电平。 子模块电容值为3 m F,桥臂电抗器电感值为40 m H。 采用文献[26]中的基于载波移相的调制策略和电容电压均衡策略,分别对PI控制和HCVC性能进行了仿真分析。
4.1跟随特性仿真分析
MMC2侧无功功率定值在2.5 s时由100 Mvar跃变到- 200 Mvar,3.5 s时跃变到100 Mvar;有功功率在2 s时从400 MW跃变为200 MW,3 s时从200 MW跃变为- 400 MW。 仿真结果如图8和图9所示。
直流母线电压的稳定是保证高压直流输电系统正常工作的关键。 从图8和图9可以看出,无功功率变化时,对直流母线电压影响较小,而有功功率变化时,会造成直流母线电压波动。 由于MMC2在3 s前工作于逆变状态,此时MMC2从MMC1吸收电能, 在3 s时有功功率从200 MW阶跃到-400 MW(从逆变状态变为整流状态即从吸收转换为提供功率)。 因为MMC2侧功率阶跃600 MW,而MMC1侧采用了定直流电压控制,输出功率短时间内不能够跟踪输出,从而造成两端系统功率暂时不平衡,此部分不平衡功率会转移到作为储能元件的电容中,从而造成直流母线电压暂态尖峰比较大,但是在定直流电压控制下,母线电压最终恢复为正常值,系统表现出较好的定电压能力。
从图9可以看出,在PI控制和HCVC下,无功和有功功率输出都能较好地跟随指令变化。 在有功发生变化的时候,由于直流母线电压波动,会造成阀侧交流电压波动从而影响到无功输出,而由于有功和无功功率独立控制,无功变化影响不到有功,故对直流母线电压的影响很小。
以上仿真表明,在电网电压正常时,由于没有谐波分量,HCVC本质上就是PI控制,因此控制特性没有本质区别,有功和无功功率输出都能很好地跟随系统指令,表现出较好的跟随性和解耦性。
4.2负序电流抑制分析
图10为负序电流抑制波形(其中功率为标幺值)。 从仿真图10(a)、(b)中可以看出,HCVC和PI控制都实现了相应控制目标,达到了负序电流抑制目的。 但是在故障期间,由于PI控制需要引入负序电流控制环节,涉及指令切换以及电流序分量分解带来的问题,从而造成切换瞬间扰动较大。 而HCVC由于不需要控制切换,在单一dq坐标下,对交直混合电流能够进行统一控制,因此控制效果较好。 在图10(c)、(d)中,由于正序电流与负序电压作用,功率波动依然存在。
4.3环流抑制分析
图11为环流抑制波形。 从图11(a)、(b)可以看出,1.2 s前由于环流抑制器没有启动,所以桥臂平均电流较大,且含有环流波动分量,1.2 s后,环流分量得到了有效抑制。 当电网电压发生不平衡故障时,由于在负序电流控制策略下三相桥臂能量的不均衡分配,也导致了三相桥臂电流平均分量的差异。
5结论
本文在PSCAD / EMTDC中搭建了21电平MMC- HVDC双端仿真模型,在此基础上对MMC-HVDC正负双序PI和HCVC稳态、暂态控制策略进行了研究与仿真验证,得出如下结论。
a. 在稳态控制过程中,由于在同步旋转坐标下没有交流分量,HCVC和PI控制表现出相同的控制性能;但是在故障时,由于HCVC能够实现交直混合电流统一控制,从而避免了电流序分量分解和传统PR控制在不同坐标下的指令转换问题。
b. 从能量守恒角度对桥臂输入输出功率进行了分析,得出了桥臂电流中直流分量、环流分量和基波分量之间的数量关系,并指出电网电压不平衡下环流正负零序分量的2倍频特性。 通过将HCVC引入环流控制,实现了桥臂环流序分量的有效统一抑制, 避免了环流控制中的高通滤波问题。
摘要：模块化多电平换流器高压直流输电(MMC-HVDC)系统的控制策略及电流内环控制器对其故障时的运行特性有着重要影响。设计了电网电压不平衡下负序电流抑制策略和对应的限流环节。为解决正负双序同步旋转坐标下电流序分量分解和控制器较多问题,构建了基于比例积分和谐振控制的混合电流矢量控制。此外为降低桥臂环流对系统运行的影响,在分析桥臂电流构成成分的基础上,针对环流序分量2倍频特点设计了桥臂环流抑制器。仿真结果表明混合电流矢量控制能够实现直流和2倍频交流电流信号的统一控制,达到了负序电流和桥臂环流的抑制效果。