三相交流电源

三相交流电源（共7篇）

三相交流电源 篇1

随着电力电子技术的发展,三相交流调压技术大都采用以相位控制晶闸管的方式,该方式是把晶闸管的起始导通点设定在每个电源电压波形周期的零点时刻,通过调节晶闸管在每一个电源电压周期内的相位,输出不同的负载电压,实现调压的目的。目前传统的交流电过零点检测电路大致归纳为以下两种。

图1( a) 电路采用同步变压器进行隔离和降压[1],两个二极管接在比较器正反向输入端,起到限幅和保护电压比较器的作用。利用过零比较器输出方波,控制器捕捉过零点信号实现零点的检测。该电路的缺点是电阻R1功耗比较大且电路包含变压器,增加了设备投入成本,增大了设备体积[2]。图1( b) 电路设计中没有使用变压器降压,而将220伏交流电压直接接入检测电路中,经过电阻降压后,施加在由两个反向串联的两个稳压管构成的稳压电路的两端。由于R1、R2、R3和DW1、DW2功耗均较大,使得检测电路正常工作时功耗比较大[3]。该电路使用光电耦合器实现电气隔离,然后送入控制器输入捕获端口,实现零点检测。由于光耦存在的传输延迟时间较长,控制器捕获到的零点跳变时间滞后实际交流电零点发生的时间,即光耦电流由零变为导通电流经过的时间较长,这使得光耦特性边缘时间差异比较明显; 另外,实验测得两个光耦导通性能差别的最大时间差达到50μs,这给进行三相同步信号检测带来很大麻烦[4]。由于光耦导通电流较小,影响光耦电路导通。因此,能够实现检测的交流电源电压的幅值有限,如果该电路应用于低压信号检测设备中,将无法实现低压信号零点检测。

基于以上过零点检测电路功耗大、成本高且不能快速获取同步过零点等问题,本文设计了由比例放大器和电压比较器构成的过零点检测电路。由于三相三线制电源没有零线,该电路首先构建了一条零线,使线电压变成相电压,利用LM348D比例放大器电路降压,然后使用LM339AD电路产生方波信号,在三相交流电源的正半周期,电压比较器输出零电平; 在三相交流电源的负半周期,电压比较器输出高电平。LM348D比例运算放大器和LM339AD比价器均具有价格低、功耗低的优点,该设计的时间误差仅取决于电压比较器响应速度的大小。经测试,该电路能够快速、准确地获取同步过零点信号。

1 零位构建电路

工业中,人们常常使用三相三线制交流电,此时没有零线,缺少作为基准的零点位,这给单片机检测相电压过零点带来难度,本文需要构建零点电路使线电压变成相电压。将三相相电压接到三组阻值相同、星型连接的电阻上,如图2 所示。设中心点电压为UN,三相交流电压U相、V相、W相相位依次相差120°,UU+ UV+ UW= 0。根据结点电流定律:

因此,在星型连接的中心点,产生了恒为0 的电位,即构建了一条零线[5]。本方案采用该思路设计了过零信号检测电路,如图3 所示。

本电路主要有LM348D反向比例放大器和LM339AD比较器组成。分析电路可知,当左侧电路虚短时可等效为图2 电路,所以N点是三相电的零点。线电压与此为基准点,由线电压变为相电压。如果把晶闸管换成二极管,相电流和相电压同相位,且相电压过零点时二极管开始导通。因此把相电压过零点为触发延迟角的起点,延迟角的移相范围是0° ~ 150°[6]。LM348D反向比例放大器起到降压的作用。分压电阻R11= R21= R31= 3090k,R12= R32=22k公式如下:

输出反向正弦波U1o≈ - 2. 7sinwt

2 过零点方波电路

LM348D比例放大器电路的输出送入电压比较器电路中。在过零点检测电路中,过零点的阈值取得越小,检测的过零点信号越精确,这就对电压比较器响应速度、精度、功耗、输入失调电压等性能指标提出了很高的要求[7]。为满足这些要求,本电路选用了LM339AD比较器,该器件具有以下特点: 开环增益低,失调电压小( 典型值为2m V) ,功耗小,高性价比,响应速度快,传输延迟时间短,因而可以有效地提高过零点检测的精度。LM339AD的输出端一般须接上拉电阻,输出端高电平的大小受不同阻值的上拉电阻影响。当LM339AD电压比较器同相输入端电压高于反向输入端电压时,输出端输出高电平。当反向输入端电压高于同向输入端电压时,输出端输出低电平。根据LM339AD特性,当负载电流很小时,LM339AD比较器的低失调电压约为1. 0m V,这允许输出端电压嵌位在零电平,弥补了单片机不能检测负电平的缺憾。LM339AD比较器必须双电源供电且供电电源必须保证输入电压工作在- 12V和+ 12V之间,LM339AD比较器供电电源为± 15V。输出电压计算公式如下:

3 相序分析

三相正弦交流电的A、B、C相位依次相差120°,假设UA= Asinwt则UB= Bsin ( wt - 120°,UC= C sin( wt + 120°) 。

要使设备正常运行,三相电源的相序必须和设备相序运行一致。在本设计中,取三相电中的A相和C相两相电压作正、反相序判断,就可以得到三相电源的相序。当正相序的时候,A相相位滞后C相相位120°,如图4 所示。当逆相序的时候,A相相位超前B相相位120°,如图5 所示。单片机通过采集电压的输出波形和程序编程即可判断出三相电的正序和逆序。

4 缺相分析

在实际电路中,由于某种原因会导致缺少一相电源的情况,该情况称之为缺相[8],如缺少UA或UB或UC。在缺相的情况下,电机不能正常启动,运行中长期缺相会导致设备工作不稳定甚至烧毁电机。为了保护设备安全工作,该电路带有缺相检测的功能。若缺A相,LM348D比较器同向输入端接地,就组成一个电压跟随器电路,A相输出零电平,C相不变。若缺B相,则输出的A相和C相电压的波形相差180°。若缺C相,LM348D正向输入端接地,就组成一个电压跟随器电路,C相输出零电平,A相不变。缺相分析波形如图6 所示。

根据上述分析,单片机检测到以上三种情况中的任意一种,就进入缺相处理,判断出所缺失的相,封锁晶闸管的触发脉冲,设备停止工作,避免缺相故障所带来的危害和损失,增强了对操作人员的安全保护。

5 调试

使用Mutisim软件进行电路仿真,三相交流电源A相输出电压波形和电压比较器方波输出波形对比分析,该电路能够准确地检测过零点。对工业现场设备进行实验测试,该电路稳定可靠,能够较好地满足工业现场的各项技术要求。三相交流电源A相输出电压波形和方法输出波形如图7 所示。

6 结束语

该电路不仅能准确地检测过零点而且能够准确判断三相电源的相序和是否缺相的问题,弥补了传统的过零点检测电路不能及时、有效地获取过零点检测信号的缺憾。同时,省去了同步变压器,降低了设备投入成本,减小了设备体积。经多次调试可以为控制系统提供准确可靠的过零脉冲信号,在晶闸管调压方面,有着较高的工程应用价值和实际意义。

参考文献

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[2]张财志,高祖昌,杨军,等.三相电源过零信号检测及相序自适应的研究与实现[J].国外电子元器件,2008(9):57-58.

[3]姚正武.晶闸管变流设备电源精确过零检测技术[J].电子器件,2014(6):1256-1260.

[4]盛占石,王青青,黄赛帅.交流电源过零点检测新方法[J].仪表技术与传感器,2012(2):106-107.

[5]单升华.三相三线制电网的相电压检测电路,200820108855.6[P].2009-05-13.

[6]王兆安,刘进军.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2009:140-148.

[7]田萍果,毕雪芹.提高过零点检测精度的方法[J].电子设计工程,2014(30):122-123.

[8]张海涛.三相交流电源缺相保护电路[J].湖南工程学院学报,2005(1):16-19.

机载三相整流电源综述 篇2

当前单相整流电源的功率因数校正技术在电路和控制方面已经日趋成熟, 对于三相整流电源来说, 其大量的高次谐波对电网的污染更为严重, 它的功率因数校正技术也相对更为复杂。随着用电设备功率不断的增大, 三相整流电源已成为研究的难点与热点。本文给出了几种机载三相整流电源的实用电路与拓扑结构, 并对原理进行了介绍。

1 无源滤波方式的整流电源

这一方案电路如图1所示, 在整流器与滤波电容之间串联一个滤波电感。

其主要优点是:方案简单, 成本低, 可靠性高, EMI小。主要缺点是:尺寸、重量大, 工作性能和频率、负载变化及输入电压变化有关, 电感和电容之间充放电电流较大。采用该方式的电路一般能得到0.8～0.9的功率因数, 且高次谐波仍然难以抑制。

2 多脉冲整流电源

多脉冲整流电源是以二极管整流为基础的多脉冲整流技术, 通过移相变压器, 使多个变压器次级绕组输出依次移开一个相位角, 在带有负载时就会在一次侧产生不同相位的输入电流, 这些电流叠加后就会产生出接近正弦波的阶梯波总电流, 由此得到低电流谐波和高功率因数。多脉冲整流电源的优点在于:1) 该方案中使用的变压器、整流二极管均为可靠性高、过载能力强的元部件, 由此构造的系统具有高可靠性和较强的过载能力;2) 从工作原理来看, 在多脉冲整流的方案中, 其输入电流波形质量与输入电压频率关系不大, 只要合理设计磁性元部件, 便可将其应用于飞机变频交流用电场合。

2.1 隔离式十二脉冲整流方式

十二脉冲整流方式采用隔离式移相变压器整流电源, 实现电路的功率因数校正。该隔离式移相变压器初级输入为三相电源 (星型接法) , 次级输出分别为星型接法的三相电源与三角形接法的三相电源, 之后的整流电路采取的是两路电源并联的输出方式。如图2所示。

由于整流输出为两路并联的方式, 其均流的效果就显得尤为重要。如果不能很好的均流, 其中的一路将会承受较大的电流, 而导致该路电源的温升较高, 同时不同相位的电流的叠加效果将会变差, 影响整个电路的电流谐波与功率因数。这里采用的并联方式为依靠变压器内阻自动均流的方式, 该方式需要保持两路次级输出的一致性, 具体表现在空载时两路次级输出电压应该相差的越小越好。所以对变压器的绕制提出了一定的要求。在本文实验电路中绕制的隔离式变压器两路次级空载输出电压相差只有0.5V;在实验电路中, 得到3.69%的电流谐波失真度说明次级电流叠加的效果很明显, 这也反应了变压器次级输出的均流效果很不错。

在6000W功率电路中使用了十二脉冲整流电源, 得到0.985的功率因数, 大于92%的效率和3.69%的电流谐波失真度 (50%负载以上, 输入电压失真<2.5%) 。

十二脉冲整流电源电路简单可靠, 但使用隔离式移相变压器增大了系统的体积重量, 适合使用在飞机上体积重量要求不是非常严苛的场合。

2.2 自耦式十八脉冲整流方式

十八脉冲整流方式与十二脉冲整流方式最大的区别在于其相位更多, 前者通过变压器将输入三相115V变为9相电源, 如图3所示。

十八脉冲整流方式采用的是自耦式移相变压器, 通过变压器本身的功率为总功率的1/3, 所以其重量比十二脉冲的移相变压器能减少2/3;同时通过变压器的功率少了, 其发热也小了, 整个系统的效能也有很大的提高。在实验过程中也证明了这一点, 在实验电路中 (6000W) , 十八脉冲整流方式得到>0.982的功率因数, >97%的效率和5.4%的电流谐波失真度 (50%负载以上, 输入电压失真<2.5%) , 实验波形如图4所示。

由于相位变多了, 移相变压器的绕制是个难点, 各个绕组的相位必须做到误差很小, 否则不仅起不到抑制谐波的作用, 反而会引入干扰。十八脉冲整流电源既有多脉冲整流电源的优点, 同时大大减小了体积重量, 作为机载整流电源是一个不错的选择。

3 有源滤波整流电源

有源滤波整流电源APF (Active powerfilter) 是一种可以动态抑制谐波、补偿无功电流的新型电力电子装置, 它能对变化的谐波和无功电流进行补偿, 可以有效地消除谐波和无功电流, 从而提高电网的功率因数。有源电力滤波器APF大致可以分成并联型、串联型、通用电能质量调节器以及混合型滤波器等四类。

3.1 并联型APF

并联型APF可以视为一个与非线性负载并联的谐波和无功电流发生器, 它跟踪负载电流中的谐波和无功电流, 通过控制向电网注入一个与负载谐波和无功电流幅值相同、相位相反的合适电流, 来抵消非线性负载产生的谐波和无功电流。

如图5为并联型有源滤波整流电源示意图。目前并联型有源滤波器在技术上已较成熟, 它也是当前应用最为广泛的一种有源滤波器拓补结构。

以a相为例, 虚线框内为功率因数校正电路, 其a相网侧电流为ica, a相原整流负载电流为i La, 校正后a相源电流为ia, 则有ia=ica+iLa。当原整流电路滤波电感Lo足够大时, 三相整流输出电流Io近似为恒定直流, 因此i La为宽度120o的近似矩形波。通过电流检测, 并将i La分解为基波分量和谐波分量两部分, 控制电路控制校正电路向电网注入与i La谐波分量大小相等、方向相反的补偿电流ica。补偿后, 源电流ia接近正弦波, 从而消除非线性负荷i La对电网的影响。如图6所示。

并联型有源滤波整流电源相比于多脉冲整流电源, 其具有以下一些优势和特点:

1) 并联有源滤波器具有丰富的功能。对独立用户而言, 能够提供谐波、无功电流和不平衡补偿。

2) 不需要附加保护/隔离变压器或开关设备, 连接使用最为方便, 对非线性负载无任何影响, 保护容易。

3) 工作不受电网电压谐波和不对称因素的影响, 也不受电网阻抗的影响。

4) 具有模块化并联扩容潜力, 以提供大容量谐波补偿, 各模块可以设定为全谐波补偿或者是单次谐波补偿。

在6000W功率电路中, 并联型有源滤波整流电源能达到0.97的功率因数, >95%的效率和5.7%的电流谐波失真度 (50%负载以上, 输入电压失真<2.5%) , 实验波形如图7所示。

作为机载用电设备, 相比于十八脉冲整流电源, 并联型有源滤波整流电源的体积重量稍占优势, 但电路的控制与算法复杂, 器件繁多, 成本较高, 不过其良好的扩容能力以及丰富的功能使其具有很强的发展潜力。

3.2 串联型APF

串联型APF通过一个匹配变压器串联接入电网, 被控制成受控电压源, 跟踪电网电压中的谐波分量, 产生与之相反的谐波电压, 使负载侧电压为正弦。与并联型有源滤波器相比, 串联型有源滤波器损耗较大, 且各种保护电路也较复杂, 因此, 很少研究单独使用的串联型有源滤波器, 而大多数将它作为混合型有源滤波器的一部分予以研究。

3.3 混合型滤波器

混合型滤波器是在串联型有源滤波器的基础上使用一些大容量的无源LC滤波网络来承担消除低次谐波, 进行无功补偿的任务。而串联型有源滤波器只承担消除高次谐振及阻尼无源LC网络与线路阻抗产生的谐波谐振的任务。从而使串联型有源滤波器的电流、电压额定值大大减少 (功率容量可减少到负载容量的5%以下) , 降低了有源滤波器的成本。从经济角度而言, 这种结构形式在有源滤波方式中是一种值得推荐的方案。

4 有源功率因数校正整流电源

在整流器和负载之间接入一个DC-DC变换器, 称为功率因数校正变换器, 同时应用电流反馈技术, 使输入端的电流波形, 跟踪交流输入正弦电压波形, 可以使输入电流接近正弦, 从而使输入电流THD小于5%, 而输入端功率因数可提高到0.99或者更高。由于这种技术, 应用了有源功率器件和反馈技术, 使输入电流波形从窄脉冲状改变成接近正弦, 提高了输入功率因数, 故称为有源功率因数校正技术 (Active pow e rfactorcorre ction, APFC) 。

就电路结构而言, 三相APFC整流器有以下几种基本形式:三相单开关DCM BOOST整流器、三相CCM BOOST整流器、三相三电平BOOST整流器、三相CCMBUCK整流器。

这些电路的主要优点是:

1) 可获得较高的功率因数, 如0.97～0.99, 甚至接近1;

2) 电网电流THD小;

3) 体积重量小;

4) 在调节输入电流波形时, 利用电压反馈技术, 可保持输出电压基本恒定。

主要缺点是:电路复杂, MTBF下降, 成本高, EMI高, 效率也有所降低。

同时, 对于机载整流电源来说, 由于有源功率因数校正整流电源在整流器和负载之间接入一个DC-DC变换器, 无论是上面说的BOOST或是BUCK变换器, 它都改变了原有整流器输出的270V电压, 这将影响到整流电源后的DC/DC变换电路的形式与结构, 会大大的提高成本。

5 结语

对于机载用电设备的设计和选用, 不能单单从一方面来考虑, 必须对其电路形式、电路性能、应用环境、可靠性、结构重量等多方面进行考量。对于本文介绍的几种机载整流电源的实用电路, 都有它们的优缺点, 具体表现如表4所示。

在实际应用中, 应该结合本身电路的需要和应用环境的需要, 对整流电源进行选择, 以达到电路性能好、可靠性高以及经济实用的目的。

参考文献

[1]Abraham I.Pressman, 王志强等译.开关电源设计.第二版.电子工业出版社, 2005.

[2]Keith billings, 张占松等译.开关电源手册.第二版.人民邮电出版社, 2006.

[3]邢岩, 蔡宣三.高频功率开关变换技术.第一版.机械工业出版社, 2005.

机载设备地面用三相中频电源 篇3

现代军事中航空技术举足轻重,而机载雷达系统作为航空军事的核心部分越来越受到重视。雷达等机载设备在研制、调试、生产及日常维护阶段,都需要模拟机上的真实环境,提供400 Hz 115 V交流供电。

采用新型电力电子技术的航空地面三相400 Hz中频电源是一种三相四线制交流逆变电源。该逆变电源将50 Hz的交流电变换为400 Hz 的交流电,额定输出相电压115 V,线电压200 V。随着电力电子技术的飞速发展,中频逆变电源因其高性能、高可靠性和对负载的高适应性等优点,已成为机载产品调试的常用电源系统。

1电路组成及工作原理

1.1电源整体结构

中频电源整体结构框图如图1所示[1],整个系统分为主电路和控制保护两大部分。主电路采用交-直-交结构。其中交-直整流部分采用整流电路将50 Hz交流市电整流,经滤波后变为平稳直流;直-交逆变部分采用单相全桥结构,逆变器的输出经隔离变压器变压,LC滤波后得到所需的400 Hz交流输出。

1.2电源主电路结构

电源主电路主要由整流部分和逆变部分组成[2,3]。

(1)输入整流电路

该部分设计常采用二极管不控整流、晶闸管半控整流和晶闸管全控整流等方式,不同的整流电路对应不同的启动方式。为了兼顾软启动,设计采用晶闸管半控整流电路。电源开机启动时通过调节导通角来实现软启动,限制冲击电流不超过电源满载时的额定电流。软启动结束后,导通角最大,相当于标准的整流桥。整流后通过直流平波电抗器和电解电容滤波得到平稳的直流送到逆变器。

(2)逆变器和输出电路

该部分主要由逆变器、滤波器和输出变压器组成。逆变器的设计采用IGBT作为开关元件。利用IGBT开关频率较高的特点,采用正弦脉宽调制方式(SPWM)对逆变器进行控制,将平稳直流变换成脉宽调制输出的交流。

针对三相输出,逆变器设计可采用三相全桥结构、三相四桥臂结构、三相单相全桥结构等若干方式。三相全桥结构对不平衡负载适应性较差,三相四桥臂结构逆变器的控制较为复杂,三相单相全桥结构尽管成本稍高,但通过控制可适应任意不平衡负载。采用了单相全桥结构的设计,具有完全相同且独立的三套逆变器,公用一条直流母线,输出互差120°,通过变压器副边耦合在一起,形成三相四线制输出。每一相输出电压均可独立控制,互不关联,使电源具备了带任意不平衡负载的能力。电源实质上是三个单相电源的组合,单相电源的控制方法可直接用在该三相电源中。

1.3控制电路的组成及工作原理

控制电路包括驱动保护和主控两大部分,辅以检测电路,共同完成操作及给定控制,输出电压、频率、波形控制,IGBT的驱动保护,故障检测及保护,状态显示等功能。

其构成如图2所示:检测电路对各相输出电压、电流、频率进行检测;三相正弦波发生器采用典型的计数寻址查表方式,通过对存储标准正弦波数据的存储器查表产生SPWM波;频率控制采用开环方式,其基准频率由晶振得到。IGBT的过流、欠压、过热等故障信号送至信号处理电路处理产生封锁信号,封锁PWM脉冲,完成保护或停机控制,并显示故障代码;操作显示电路将电源运行状态和参数送LCD 进行显示,设置运行参数,响应按键操作。

1.3.1 IGBT的驱动和保护电路

驱动电路是强电和弱电之间的结合部分,直接关系到器件及整个电源系统的工作性能和可靠性[4]。通常驱动电路会选用专业公司生产的大功率专用模块,电路内部具有高速光耦隔离放大,适合于40 kHz的开关操作。针对IGBT在逆变器中的核心地位,以及其自身虽输出容量大、开关速度快,但过载能力差、易二次击穿的特点,电源具有相应的 IGBT过流、直流母线欠压、散热器过热等保护电路。IGBT发出过流、欠压或过热故障信号经IGBT故障处理电路后,再生成一路故障封锁信号送至PWM信号处理电路,封锁PWM波,完成保护或停机控制。

1.3.2 主控制电路

主控电路产生PWM波形,控制逆变电源的输出电压和频率,是电源的控制核心。

(1)波形发生电路

要形成PWM波形,必须有基准正弦波和高频三角波。电源设计是将晶振分频后产生的不同频率方波送到三角波发生器和正弦波发生器,分别产生10 kHz的三角波和400 Hz的正弦波。利用基准波形和高频三角波的叠加形成具有高频特性的含基准波形频率周期的波形。标准正弦数据存于EPROM中,按输出频率时序选通EPROM,再通过D/A转换器将EPROM输出的正弦数字量变为模拟量,输出标准正弦波信号。三相EPROM所存标准正弦数据互差120°存储,由于EPROM地址选通为同一组信号,因此产生的三路标准正弦波互差120°,从而实现输出电压的相位控制。

例如,采用图3方案设计的三相正弦波发生器:当基准频率采用 1.843 2 MHz晶振,通过计数器后得到409.6 kHz的脉冲信号,将其作为EPROM的地址选通信号。EPROM中正弦数据一周波存储量为1 024字节,所以输出正弦数据频率为409.6/1.024=400 Hz,从而实现了开环的频率控制。

(2)PWM信号处理电路

PWM波形形成后,通过PWM信号处理电路分别送至IGBT的驱动电路。该电路位于驱动电路前级。控制电路送来的SPWM信号经电压比较器整形反相后,变为2路互差180°的信号,作为上、下桥臂IGBT的控制信号,该信号再经由RCD组成的死区电路,上升沿被延迟,以保证上下桥臂元件不会直通。延迟后的信号再经电压比较器整形后,送至IGBT的驱动电路。当系统发生故障时,封锁信号Lock被拉低,SPWM输出被封锁,IGBT全关断。

1.3.3 信号检测和输出保护电路

主控板针对每个单相输出设计有过载及过压保护电路:输出电流经电流互感器检测后,通过精密整流电路整流滤波变为直流电压信号,该信号送到CPU计算,再送到显示面板。若输出过载则CPU发送Lock信号关闭电源输出,同时发送指令到显示面板显示故障;输出过压保护经检测变压器,通过精密整流电路整流滤波变为直流电压信号,处理同电流一样。

2控制方法研究

输出电压控制的核心是波形控制,波形控制的方案有很多种,差别较大,它是电源输出特性,尤其是波形品质、动态、调制等性能优劣的关键。波形控制方式可选择开环和闭环PWM控制技术。好的控制策略和结构可以获得良好的输出性能。闭环方式又可采用如谐波补偿控制、重复控制、无差拍控制、瞬时值反馈等控制方法。

重复控制是将一个基波周期的偏差存储起来,用于下一个基波周期的控制,经过几个基波周期的重复可以达到很高的控制精度。采用这种方法可以克服整流负载引起的输出电压波形的周期性畸变,改善输出电压波形。但仅采用重复控制技术的逆变电源的动态特性较差。

当负载为整流负载时,由于负载电流中含有大量谐波,谐波电流在逆变电源内阻上的压降致使逆变电源输出电压波形畸变,谐波补偿控制可以较好地解决这一问题。其基本思想是在逆变桥输出的PWM 波中加入特定的谐波,抵消负载电流中的谐波对输出电压波形的影响,减小输出电压的波形畸变。目前这种方法只能由高速的数字信号处理器来实现。

无差拍控制是一种基于微机实现的控制方法。这种控制方法可以根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间,使输出电压在每个采样点上与给定信号相等。其缺点是对系统模型的准确性要求高,对负载大小及性质的变化比较敏感,当负载大小或性质变化时,不易获得理想的正弦波输出。

瞬时值反馈控制方法通过引入输出的瞬时值反馈,根据实际值与期望值的偏差来实时地调整逆变器输出电压的脉冲模式,一般都带有输出电压电流的多环反馈。其控制思想简单明了、控制结构简单、容易实现、鲁棒性强、控制效果良好,是近年来逆变电源最常用的控制方法之一。比较现有中频常用的几种瞬时值反馈控制方法:单一的电压瞬时值反馈控制方法简单易实现,但空载时系统稳定性差;带滤波电感电流内环的瞬时值反馈控制方法具有自动截流保护功能,但负载变化时系统的动态相应特性较差;带滤波电容电流内环的瞬时值反馈控制方法使系统的动态性能大大提高,但系统没有自动截流保护的功能。

这里介绍一种新型的控制方案。在融合了电感电流内环瞬时值反馈控制方法的同时可以引入负载电流前馈控制,使系统可以对负载的变化及时调节,从而使动态性能大大提高。电源在设计时采用带有输出电压有效值控制及负载电流前馈控制的多闭环控制方式。电压有效值是外环,它检测输出电压有效值,通过PI调节器进行控制,使输出电压与设定电压一致,控制着给定电压的幅值。内环采用带负载电流前馈控制的电流控制,它同时检测滤波电感电流和负载电流:控制滤波电感电流实时跟踪电感电流指令,使电感电流被限定在设定幅值所对应的电流之内,实现自动截流保护,提高电源抵抗冲击负载的能力;同时负载电流前馈的引入,使负载的电流变化受到控制,提高了系统的动态相应特性。该方案在某中频电源移动电站改造过程中得以运用,达到了比较理想的效果。

当然,如何结合各种控制方法的优点,适应各类机载设备的要求,正是中频电源控制方法不断改进的研究方向。

3发展趋势

近年来,新型飞机和机载电子任务系统越来越多,国内企业相继开发的中频电源在使用中,在对大容量负载的适应性、使用的可靠性、可维修性等方面不同程度地暴露出不少问题。逆变电源技术有了很大发展,但还远未达到尽善尽美的程度,许多问题还需要进一步深入研究。伴随着电力电子技术的发展,逆变电源的发展表现出如下趋势:

1) 高智能化。随时对运行中的逆变电源进行监测,并进行故障诊断,给出处理方法,实现自动操作。

2) 模块化。意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合,构成一个较大容量的逆变电源。模块化需要解决逆变电源之间的并联问题,逆变电源的并联要比直流电源的并联复杂,它面临着负荷分配、环流补偿、通断控制等多方面的问题。

3) 数字化。控制器的数字化。数字化具有参数容易整定、控制器参数不易变化、可靠性高、灵活性大、价格便宜、保密性好等优点。逆变电源的数字化需要解决数字控制器易受干扰这一问题。

4) 高性能化。高性能主要指输出电压特性的高性能,主要体现在:稳压性能好,空载及负载时输出电压有效值要稳定; 波形质量高,不但要求空载时的波形好,带载时波形也要好,对非线性负载的适应性要强; 突加突减负载时输出电压的瞬态响应特性好; 电压调制量小; 输出电压的频率稳定性好;对于三相电源,带不平衡负载时相电压失衡小。

输出电压的高性能是用电设备对逆变电源的要求,控制方式的改进是逆变电源达到高性能的主要手段。正是基于上述背景,研制生产大容量高性能变频电源,提高其波形品质和动态特性,保障良好的供电指标,具有重要的现实意义和广阔的应用前景。

摘要：随着机载设备的增加,用作设备日常维护和调试的供电系统变得越来越重要。中频逆变电源因其高性能、高可靠性和对负载的高适应性等优点受到人们的关注和研究。本文针对现阶段机载设备使用的三相中频电源,详细分析了电源系统的组成和工作原理,并给出部分电路的具体设计思路;在比较各种控制方法的同时提出了一种具有截流技术的多闭环控制方法。文章最后介绍了中频电源的发展趋势。

关键词：中频电源,逆变器,PWM

参考文献

[1]李爱文,张承慧.现代逆变技术及其应用[M].北京:科学出版社,2000.

[2]黄群.SPWM中频电源的研究[J].计算机与数字工程,2002,30(3):34-40.

[3]孙进,苏彦民,阎丽,等.中频小功率三相逆变电源的研制[J].电力电子技术,2002,36(6):10-12.

三相交流电源 篇4

三相IGBT全桥6个IGBT共需要6路驱动,每路IGBT驱动电源的地与该IGBT的发射极E连在一起。而三相IGBT全桥处于下桥臂的3个IGBT是共射极连接的,所以三相IGBT全桥下桥臂的3个IGBT驱动电源是共地的,即三相IGBT全桥6路驱动仅需要4路相互隔离的电源。每路IGBT驱动一般需要正负电压的双电源供电,所以每路隔离电源必须能够提供正负电压输出。目前市场上已存在提供4路隔离输出的DC/DC电源,但每路均提供正负电压输出的4路隔离输出电源还不存在。

本文针对10 kW三相IGBT全桥变换器设计了一种隔离驱动电源,提供4路相互隔离的输出,每路输出均提供+15 V/-9 V电源。电源功率较小,考虑成本和效率,采用单端反激式结构[1,2,3,4]。电源内部反馈网络采用电压和电流反馈双闭环串极结构,分别从电压输出端和电流采样电阻上得到电压电流反馈信号,经反馈网络输入到PWM控制器,PWM控制器根据反馈信号大小调节其输出开关脉冲的占空比,以此来保持输出电压的稳定。

1 三相IGBT全桥隔离驱动电源设计

三相IGBT全桥隔离驱动电源采用电流型PWM控制器UC3845,输出4路相互隔离的+15 V/-9 V,如图1所示[5]。其中,一路额定输出电流为0.2 A,用于三相全桥下桥臂共射极连接的3个IGBT的驱动供电,另外3路额定输出电流为0.1 A,分别用于上桥臂的3个IGBT的驱动供电。

1.1 电路工作原理

1.1.1 开关脉冲的产生[6]

开关管导通时,变压器的初级电流逐渐增大,采样电阻RS上的压降增加,通过RC滤波电路反馈到芯片UC3845的3脚,与电流取样比较器的另一端进行比较,当这个压降达到UC3845的1管脚建立的门限电平时,锁存器复位,开关管截止。UC3845作为电流模式控制器工作,输出开关的导通由UC3845内部振荡器开始,到变压器初级电流到达管脚1建立的门限电平时为止。

1.1.2 占空比的调节[7,8]

变压器+15 V,-9 V/0.2 A一路输出电压通过TL431a和光耦PC817反馈到UC3845的1脚,UC3845的2脚接地,UC3845内部误差比较放大器的输入误差总是固定的,将PC817的光电晶体管视为可变电阻,1脚的反馈信号改变的是误差比较放大器的增益,其等效电路如图2所示。

当+15 V、-9 V/0.2 A一路输出电压过高时,TL431参考端电压升高,阴极电压降低,光耦PC817二极管的电流增大,晶体管电流也相应增大,UC3845的1脚电压降低,流过开关管的峰值电流减小,占空比减小,使得输出电压降低。当输出电压偏低时与上述情况正好相反。

1.1.3 +15 V/-9 V电压的产生

图1所示的隔离电源的变压器次级4路实际输出+24 V的电压,为得到+15 V/-9 V的电压,采用15 V稳压二极管和电阻串联的形式。也可以采用变压器次级引出中间抽头的方式,但这种方式占用变压器管脚太多,变压器骨架管脚数目会不足。

1.2 反激式变压器设计[9,10]

单端反激式变压器可工作在电流连续模式(CCM)或断续模式(DCM),但在CCM模式下变压器磁芯易饱和发热,通常设计为DCM下工作。

确定已知参数:直流输入电压的最大值Uinmax和最小值Uinmin;输出电压UO、功率PO;开关频率f、工作效率η、开关导通压降UDS。在反激变压器中,次级反激电压VOR与输入电压之和不能高于开关管的耐压USmax,则确定反激电压为:VOR=USmax-Uinmax。最大占空比:Dmax=VOR/(VOR+Uinmin-UDS)。

确定初级电流平均值IAVG,峰值IP,有效值IRMS:${\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{Ο}}}{\eta U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{Ρ}}=\frac{2{\rm I}{}_{\text{A}\text{V}\text{G}}}{D{}_{\max }}\text{A}$;${\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{\frac{D{}_{\max }}{3}}\text{A}$。

确定初级导线直径:

$D{}_{\text{Ρ}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J为电流密度,J取4～10 A/mm2。

确定原次级匝比:

$n=\frac{D{}_{\max }}{1-D{}_{\max }}\cdot \frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}-U{}_{\text{D}\text{S}}(\text{Ο}\text{Ν})}{U{}_{\text{Ο}}+U{}_{\text{F}1}}$

式中:UF1为次级整流二极管压降(单位:V)。

确定次级电流峰值ISP,有效值ISRMS:

ISP=n×IP;${\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}={\rm I}{}_{\text{Ρ}}\sqrt{(1-D{}_{\max })/3}$

确定次级导线直径:

$D{}_{\text{S}}=1.13\sqrt{{\rm I}{}_{\text{S}\text{R}\text{Μ}\text{S}}/J}\text{m}\text{m}$

式中:J取电流密度4～10 A/mm2。

确定初级电感:

LP=UinminDmax/(fIP) mH

式中:f为开关频率(单位:kHz)。

采用AP法选择磁芯:

$\text{A}\text{Ρ}=(\frac{0.1L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{B{}_{\text{w}}{\rm K}{}_{0}J}){}^{1.14}\text{c}\text{m}{}^4$

式中:Bw为磁芯工作感应强度(单位:T);K0为窗口有效利用系数,一般为0.2～0.4。

确定初、次级匝数:

${\rm N}{}_{\text{Ρ}}=\frac{U{}_{\text{i}\text{n}\text{m}\text{i}\text{n}}D{}_{\max }}{fA{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}}$;${\rm N}{}_{\text{S}}=\frac{{\rm N}{}_{\text{Ρ}}}{n}$

式中:Ae为磁芯截面面积(单位:mm2);f为开关频率(单位:kHz);Bm为最大磁通密度(单位:T)。

确定气隙宽度:$l{}_{\text{g}}=\frac{0.4\text{π}L{}_{\text{Ρ}}{\rm I}{}_{\text{Ρ}}^2}{A{}_{\text{e}}B{}_{\text{m}}^2}$mm。

1.3 电压电流反馈回路参数设计[7]

TL431a是美国德州仪器(TI)生产的2.5～36 V可调式精密并联稳压器。它的参考端输入电流值为2 μA,为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响,通常取流过电阻Rlow的电流为参考输入端电流的100倍以上,所以得Rlow的取值范围:$R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}\le \frac{2.5\text{V}}{200\text{μ}\text{A}}=12.5\text{k}\text{Ω}。$在该范围内给Rlow取值。根据Rup,Rlow,UO,Uref的关系,得到$R{}_{\text{u}\text{p}}=(U{}_{\text{Ο}}-U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}})\frac{R{}_{\text{l}\text{o}\text{w}}}{U{}_{\text{r}\text{e}\text{f}}}$。

TL431a的阴极电压Uka在2.5 V～36 V变化时,阴极电流Ika范围是1～150 mA,当PC817的正向电流If为0时,必须保证Ika至少为1 mA,所以Ibias至少为1 mA,此时PC817的正向压降Uf即Ubias小于1.2 V,所以Rbias的范围:$R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}\le \frac{U{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{a}\text{x}}}{{\rm I}{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}\text{m}\text{i}\text{n}}}=\frac{1.2}{1}=1.2\text{k}\text{Ω}$。

UC3845的1脚正常电压为0.8 V～6.2 V,由PC817的技术资料得:当PC817二极管正向电流If为3 mA左右时,晶体管集射电流Ic在4 mA左右变化,集射电压Uce在很宽的范围内线性变化,符合UC3845的控制要求,所以取PC817二极管正向电流If为3 mA,取TL431a阴极电流Ika为不大于150 mA的确定值(例如20 mA)。由此根据${\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}={\rm I}{}_{\text{f}}+\frac{1.2\text{V}}{R{}_{\text{b}\text{i}\text{a}\text{s}}}$,可得Rbias的值;又由TL431a阴极工作电位为2.5～36 V得到Rf的取值范围:

$\frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-36\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}\le R{}_{\text{f}}\le \frac{U{}_{\text{Ο}}-1.2\text{V}-2.5\text{V}}{{\rm I}{}_{\text{k}\text{a}}}$

2 实验结果

对设计的电路进行实验,得出了实验数据和波形。表1为隔离电源在空载和带载(+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载240 Ω,另外3路输出各带载120 Ω)下的4路输出电压值及相应的负载调整率。图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路输出带载时的电压波形。

图3为+15 V,-9 V/0.2 A一路带载输出电压:深色CH1为+15 V输出,浅色CH2为-9 V输出。

3 结 语

本文设计制作了基于电流型PWM控制器UC3845的三相IGBT全桥隔离驱动电源,采用单端反激式结构,结构简单,成本较低。实验表明,该隔离驱动电源的输出电压稳定,负载调整率高,具有很高的应用价值,同时填补了当前市场没有三相IGBT全桥隔离驱动电源的空白。

三相交流电源 篇5

直驱式永磁同步发电系统利用简单、牢固的永磁体结构,省去了增速传动装置(齿轮箱),其结构简单、噪音低、易维护,还能实现电网突然故障下并网发电系统的连续运行。它采用全功率变流器与电网进行连接,使转子和发电机的转速在0到1.5倍额定转速范围内连续运转,不仅提高了风能的利用率,而且输送给电网的电能质量也得到了很大提升[1]。因此直驱永磁风力发电技术正逐渐得到风电产业界的重视,是世界风电技术发展的趋势之一[2]。

直驱式风力发电系统的并网逆变电源是一个重要交换环节,通过采用合适的控制策略,电网侧变流器不仅可以在直流(DC)到交流(AC)变化时,得到稳定的、低谐波含量的输入电压,同时可以有效的控制有功和无功功率的双向流动。因此,并网逆变电源的控制性能好坏直接影响到电网电能质量的优劣。随着电压源型逆变器的广泛使用,如何给电压源逆变器的全控型开关器件提供一个给定频率的脉宽调制(PWM)信号,是需要解决的关键问题之一。 最常用的有电压空间矢量控制(SVPWM)方法和SPWM控制方法。相比于SPWM控制,SVPWM控制的优点是总谐波失真度比较小,直流侧电压利用率高,软件程序实现起来方便,所以SVPWM控制具有更大的优势。

针对SVPWM的基本原理和方法进行了分析和研究,在SVPWM网侧变频电源控制模型的基础上,先对控制模型进行了Matlab虚拟仿真,验证了理论分析的有效性,在此基础上基于TMS320F2812DSP的数字化平台,结合SVPWM控制思想,对网侧逆变电源进行了实验研究,实验结果表明利用该控制方法实现的并网效果良好,从而验证了控制策略的有效性。

1 直驱型风力发电系统并网逆变电源数学 模型

图1为直驱型风力发电系统并网逆变电源主电路拓扑结构图,ea,eb,ec为三相电网电压,L为滤波电感,R为其寄生电阻,ia, ib, ic为网侧电流,ua, ub, uc为逆变电源交流侧电压。

根据三相PWM逆变电源的拓扑结构,建立其在d-q坐标系下的数学模型[3]:

$\{\begin{array}{l}i{}_{d}R+L\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}=u{}_d+\omega Li{}_q-e{}_d\\ i{}_{q}R+L\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}=u{}_q-\omega Li{}_d-e{}_q\end{array}(1)$

则有

$\{\begin{array}{l}u{}_d={\rm K}{}_{pi}(1+1/\tau {}_{pi}s)(i{}_d^{*}-i{}_d)-\omega Li{}_q+e{}_d\\ u{}_q={\rm K}{}_{pi}(1+1/\tau {}_{pi}s)(i{}_q^{*}-i{}_q)-\omega Li{}_d+e{}_q\end{array}(2)$

式(2)中ud、uq分别为逆变电源输出桥臂电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量。ed、eq分别为电网电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量,id、iq分别为电流在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量;Kpi、τpi分别为电流PI调节器的比例系数、积分时间常数,i*d,i*q分别为d轴、q轴的基准电流。由此可得系统控制原理框图如图2。

2 SVPWM原理

SVPWM控制理论,是以让电动机获得恒定的电磁转矩为目的,针对电动机如何获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁场),以三相对称正弦波供电时产生的理想圆形磁场轨迹为基准,通过控制逆变器的不同开关模式,让在一个开关周期内的零矢量和两个相邻的非零矢量组合得到基本电压矢量,使基准磁通圆与电动机产生的实际磁通相接近,从而形成PWM波形,达到较高的控制性能[4]。

2.1 SVPWM扇区原理

定义三个电压空间矢量Uc(t)、UB(t)、Uc(t)。

$\{\begin{array}{l}U{}_A(t)=U{}_m\cos (\theta )\\ U{}_B(t)=U{}_m\cos (\theta -2\text{π}/3)\\ U{}_C(t)=U{}_m\cos (\theta +2\text{π}/3)\end{array}(3)$

式(3)中,Um为相电压最大值,f为电网频率,则三相电压空间合成矢量U(t)为

$\begin{array}{l}U(t)=U{}_A(t)+U{}_B(t)e{}^{j2\text{π}/3}+U{}_C(t)e{}^{j4\text{π}/3}=\\ \frac{3}{2}U{}_{m}e{}^{j\theta }(4)\end{array}$

可见U(t)的幅值不仅为相电压最大值的1.5倍,且是按逆时针方向以角频率ω=2πf匀速旋转的空间矢量,并可以分解为三相坐标轴(a,b,c)上的三相对称正弦量。

让开关变量Sx代表x相桥臂的状态,Sx=1代表x相桥臂上开关管导通, Sx=0表示x相桥臂下开关管管导通,其中x=a,b,c;忽略电感饱和现象,并认为VT1—VT6为理想开关,将sa,sb,sc组合起来,可得到8种开关工作状态(000)～(111),则可得到图3所示的基本电压矢量图[5]。

6个扇区内的任意电压矢量根据伏秒平衡的原则可合成为

UrefT=UxTx+UyTy+U0T0 (5)

式(5)中,Uref为期望电压矢量;T为采样周期;Tx、Ty、T0分别为对应在一个采样周期内两个非零电压矢量 Ux、Uy 和零电压矢量 U0的作用时间;其中U0包括了U0和U7两个零矢量。

2.2 7段式SVPWM

为了有效地减少高次谐波的成分和功率管开关次数,并减少开关次数,选择如下基本相邻矢量顺序作用原则:在每个开关状态切换时,只有一相的开关状态得到改变。同时平均分布零向量的作用时间,从而产生对称的PWM波。当V1(100)切换至V0(000)时,改变的是A相上下开关管的切换顺序,若由V1(100)切换至V7(111),改变的是 B、C 相上下开关管的切换顺序,这样切换损失增加了一倍。因此改变电压向量V1(100)、V3(010)、V5(001)的大小,要和零电压向量V0(000) 配合,而要改变V2(110)、V4(011)、V1(100), 要和零电压向量 V7(111)配合。这样利用在不同扇区内不同开关状态的有序切换,就可以获得理想的SVPWM波形,扇区1的开关切换顺序为…0-1-2-7-7-2-1-0…,即如图4所示。其它扇区以此类推。

3 仿真结果及分析

Matlab中的Smiulink提供了用以实现各种基本功能的大量标准模块,通过模块组合能方便地实现系统的动态仿真。针对以上的理论研究,利用MATLAB中的Simulink对SVPWM控制的逆变器系统进行了建模仿真。取开关频率3 kHz。参考三相交流电压输入交流电压幅值为90 V,频率为50 Hz,直流侧输入为170 V电压。系统的仿真结果如图5。

由仿真结果可知,交流侧a相电压ua和电流ia同相位,实现了单位功率因数控制,SVPWM 算法得到的调制波呈马鞍形,不仅有利于提高直流电压利用率,而且可以有效抑制谐波。

4 软件设计与实验

4.1 系统软件设计

本文采用TI公司的TMS320F2812作为主控芯片,其具有运算精度高、处理速度快、功耗低等特点,特别适用于电机控制、电力电子技术等领域。

永磁直驱风电并网控制系统主要由以下功能模块组成[6,7]:(1)系统初始化模块;(2)电网电压锁相环模块;(3)Clark变换模块;(4)Park变换模块;(5)PI调节运算模块;(6)Park逆变换模块;(7)SVPWM模块;(8)故障保护处理模块。

主程序主要完成系统寄存器初始化设置。PWM中断服务子程序主要实现电压外环、电流内环的并网控制算法;AD采样中断服务子程序主要完成直流母线电压、电网电压、并网电流的信号采集,过压、过流判断以及数字滤波处理;故障处理子程序主要完成过流、过压保护处理。程序流程图如图7所示。

4.2 系统硬件设计

针对所仿真的系统设计了SVPWM控制硬件电路,试验设计参数如下:

直流侧电压:170 V,滤波电感:1.8 mH,交流电压幅值90 V,开关管频率:3 kHz。

并网三相正弦波变频电源结构如图8所示。三相交流电经过调压器降压,通过三相整流器变成所需要的变频电源直流侧电压,控制器包括电压电流采样调理电路以及基于DSP2812的SVPWM控制的数字软件实现电路,所得到的桥臂输出电流经过L滤波器,隔离变压器,并入三相电网。其中隔离变压器的主要作用是保证逆变电压和电网电压匹配,同时使电网和发电系统实现电气隔离;滤波器的主要作用是用来滤除并网电流的谐波。

由实验结果分析可见,所采用的SVPWM 控制思想实现了网侧逆变电源电流与电压的单位功率因数控制,验证了控制方法的有效性。

5 结论

针对直驱风力发电系统并网逆变电源,采用空间矢量脉宽调制控制技术,从仿真和实验两方面对该控制方法进行了验证。结果表明该控制方法不仅易于数字化控制,而且能够有效的实现单位功率因数并网,并降低谐波污染,对指导工程实际具有一定的参考价值。

参考文献

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[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制.北京:机械工业出版社,2003

[6]乔英杰,徐建城,王海峰.基于DSP生成SVPWM在逆变电源中的应用研究.微电机,2006;(3):44—46

三相交流电源 篇6

关键词：单片机,FPGA,DDS技术

直接数字式频率合成[1] (简称DDS) 是近年来发展起来的新的频率合成技术, DDS技术产生的任意波形能实现高稳定度、高精度、高分辨率的波形输出, 而可编程逻辑器件[2] (FPGA、CPLD等) 的发展为实现DDS提供了更好的技术手段, 非常适合用于实现波形的数字电路部分。

1 系统总体方案设计

此设计是以FPGA、单片机为主要控制核心, 控制键盘的输入与LCD显示, 完成单片机与FPGA之间的数据传输, FPGA向存储器输出地址, 使存储器将相应单元的数据传输到D/A转换器中, 再经可调带通滤波器进行波形整形、功率放大、变压器最后输出完整的三相电信号, 可正弦波输出, 也可任意波形信号输出。三相电压信号输出频率范围为30Hz~70Hz、350 Hz~450 Hz, 相位在0~360°范围内, 步进0.1°可调, 输出频率步进0.01Hz可调。系统方案框图如图1所示。

2 核心模块实施方案

本方案主要由单片机, FPGA、带通滤波器、功率放大器、变压器组成, 下面对系统核心部件实施方案进行介绍。

2.1 DDS实施方案。

此方案是利用DDS技术实现波形的发生与控制, 它主要是以数控振荡器的方式, 产生频率、相位可控制的正弦波, 它的实质是对相位进行可控等间隔的采样。

相位累加器是实现DDS的核心, 由一个N位字长的加法器和一个由固定时钟脉冲取样的N位相位寄存器组成。当DDS正常工作时, 在标准参考频率源的控制下, 相位累加器不断进行相位线性累加 (每次累加值为频率控制字K) , 当相位累加器积满时就会产生一次溢出, 从而完成一个周期性的动作, 这个周期就是DDS合成信号的频率周期[3]。输出信号的频率为:

在此方案中, 所要求的相位可调精度为0.1°, 频率的可调精度要达到0.01Hz。由于一周期为360°, 所以在一周期内进行3600点的采样。为了便于计算和提高精度, 选用的时钟频率为18MHz。相位累加器的最大计数值为:

则相位累加器的最少位数N为:

因为频率为, 相位累加器一周期的累加数为, 取样3600次, 则取样一次所需的计数值为:

频率字输入位宽计算方法:频率分辨率为0.01Hz, 最高频率70Hz则有:70/0.01=7000, 频率字输入为13位;最高频率420Hz则有:420/0.01=42000, 频率字输入为16位。

相位字输入位宽计算方法:相位分辨率为0.1度360*0.1=3600, 相位字输入12位。

2.2 三相电压输出突变信号实施方案。

将外部存储器存储空间化为两个工作区间或若干存储空间, 即正常信号ROM单元与突变信号存储空间, 当选择突变信号输出时, 即可将寻址数据加入固定偏移量实现突变信号发生。ROM查找表地址分配方案如图2所示。

2.3 滤波方案。

本方案要求系统输出频率范围为30Hz~70Hz、350 Hz~450 Hz两个频段。此处考虑使用带通滤波器实现滤波需求。拟采用集成芯片MAX264结合单片机构成程控带通滤波器。MAX264内集成了设计滤波器所需的电阻电容, 在应用中几乎不用外接器件, 这种滤波器可通过选择工作模式实现低通、高通、带通三种滤波方式, 可通过编程设置截止频率, 使用非常简单。

2.4 功率放大器选型。

本方案拟采用美国NS公司的D类高保真数字功放作为DDS输出信号的功率放大。这类功放采用了开关技术和新的集成工艺, 效率可达到85%以上, 兼有过压、欠压、过载、短路、等极完善的保护功能。

3 结论

本方案所设计的信号源将单片机、FPGA、DDS等技术进行了有机的结合, 充分利用了各自的优点, 由此方案实现的可调式数控三相电源具有方法简单, 性价比高, 产生的波形频率分辨率高等优点。

参考文献

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三相交流电源 篇7

关键词：谐波,补偿,正弦波

0 引言

SA4828是一种专门用于三相SPWM信号发生和控制的集成芯片。其输出调制波频率范围0～40kHz, 载波频率最高可达24kHz, 并有l6位调速分辨率芯片内部ROM固化3种调制波波形供用户选择。由于它能够通过控制参数来实现3种波形的输出且可实现相互补偿, 故利用该芯片固有的特点对其控制策略进行研究可实现明显消谐的效果。

1 SA4828的控制策略

SA4828调制波形依据关系式:

工作原理主要包括3个部分:

l) 接收并存储微处理器的初始化命令和控制命令。由控制总线、地址/数据总线、暂存器R1-R5、虚拟寄存器R14-R15构成, 并以控制字的方式来实现;

2) 从内部ROM读取并产生PWM调制波形。由地址发生器、波形ROM及相位和控制逻辑构成;

3) 三相输出控制电路。由脉冲取消和脉冲延时电路构成, 脉冲取消用来将脉冲宽度小于取消时间的脉冲去掉, 脉冲延时用来保证死区间隔, 防止在转化瞬间桥路开关器件出现共同导通现象。

1.1 初始化寄存器

实际输出PWM波形的最小脉宽为脉冲取消时间减去失去时间。若幅值控制AC=1, 则可三相幅值独立控制。选择不同的WS1和WS0, 可输出正弦型 (00) 、增强型 (01) 和高效型 (10) PWM波。通过对虚拟寄存器R14的写操作, 就可将R0～R5中设定的初始化数据传送到48位的初始化寄存器中。

1.2 控制寄存器

控制寄存器功能:R0、R1寄存器为16位运行频率选择字;R2为复位、看门狗、计数器、输出禁止、正/反转选择位;R3是R相输出幅值选择字;R4为B相输出幅值选择字;R5为Y相输出幅值选择字。

2 运行参数设计

系统采用20MHz的晶振, 载波频率20K, 脉冲删除时间10μs, 脉冲延迟时间5μs, 电源工作频率50Hz, 采用纯正弦波形, 使用三相独立控制幅值, “看门狗”无效, 三相波形的幅值均为内部ROM取样值的80%, 则SA4828各参数的计算如下。

2.1 初始化寄存器参数设计

1) 载波频率 (CFS2～CFS0) 系统中采用20MHz的晶振, 载波频率要求20K, 根据

取n=0, 即CFS2～CFS0=000B, 则fCARR=19.531K。

2) 最高调制频率 (FRS2～FRS0)

取m=2, 即FRS2～FRS0=010B, 则203.4RANGEf=Hz

3) 脉冲延迟时间/死区时间 (PDY5～PDY0)

取PDY=13, 即PDY5～PDY0=001101B, 则

4) 脉冲取消时间 (PDT6～PDT0)

取最小脉宽为10μs, 则PDT=27, 即PDT6～PDT0=0011011B。

5) 三相幅值分别控制, 则取AC=1。

6) 输出波形为纯正弦性PWM波, 故取WS1, WS0=00B。

2.2 控制寄存器参数设计

1) 运行频率 (PFS15～PFS0)

运行频率要求为50Hz, 则PFS=16 063, 即取PFS15～PFS0=0011 1110 1011 1111B。

2) 运行频率幅值 (RAMP7～RAMP0)

运行开始取80%的幅值, 则A=204, 即RAMP7～RAMP0=1100 1100B。

3) “看门狗”计数器无效, 即取WTE=0。

4) 正传, 取F/R=0。

3 消除谐波的实现过程

SPWM (正弦波调制PWM) 在调制波的各周期内, 无法以调制波角频率ω为基准, 用傅立叶级数把它分解为调制波角频率倍数谐波, 为此必须采用双重傅立叶级数展开的方法。

以单位信号来计算正弦波的三次谐波量的公式如下:

由以上公式可以计算出三次谐波的数据值表:

将上数据表存入单片机的内存中, 做成一个ROM数据表, 利用采样值与该数据表中的值一一对应相乘再求和, 这样就得到一个数据量SD。根据该SD值的正负就可判断采样值周期的波形情况, 具体内容为:1) 当SD<0时, 三次谐波与正弦波的叠加, 输出失真波形, 在这种情况下, 需要输出双峰波形进行补偿;2) 当SD>0时, 三次谐波与正弦波的叠加, 输出失真波形, 此时需要输出单峰波形进行补偿;3) 当SD=0时, 输出为纯正的正弦波形, 故而不进行补偿。

4 结论

改变SA4828的运行参数可以很好的实现波形补偿和输出电压的调节, 其采样需要平滑, 即多次采样进行平均, 故每改变一次系统需要3～4个周期方能稳定输出, 即需要8～10ms的过渡时间。

参考文献

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[2]周炼, 谢运祥.逆变电源PWM消谐模型的同论方法研究[J].电工技术杂志, 2000 (9) :59-63.

[3]邵日明, 吴守箴.新型三相脉宽调制发生器-SA4828集成芯片及其应用[J].电工技术杂志, 2000 (8) :38-40.