三相并网系统（精选7篇）
三相并网系统 篇1
0 引言
随着传统能源的紧缺以及对能源需求的日益增长,新能源的开发和应用已经成为当今世界发展的必然趋势[1]。光伏发电作为最具发展前景的新能源技术之一,近年来得到了迅速的发展。由于光伏发电输出均为分散的直流电,需要将其并入交流电网才能实现大规模应用。如何有效控制并网电流以及如何满足其与电网电压同频同相,都可以通过逆变器控制和调制技术来实现。逆变技术是并网系统的核心技术,目前是光伏发电系统的研究重点。
1 SVPWM调制技术
SVPWM,即空间电压矢量控制法,它是基于交流异步电机磁场理论基础上的一种控制策略[2]。它的主要思想是以三相对称正弦波电压供电时交流电动机产生的理想圆形磁链轨迹为基准,用逆变器不同的开关模式产生的实际磁通去逼近基准磁链圆,由此决定逆变器的开关状态。相比于传统的SPWM法,SVPWM有如下特点[3]:(1)开关损耗小;(2)利用电压空间矢量直接生成三相PWM波,计算简单。(3)提高了直流侧电压的利用率。
三相电压型逆变器结构如图1所示,共有6个功率开关管,每一相的上下桥臂开关动作相反,把上桥臂开关导通而下桥臂开关关断状态记为“1”,相反的,上桥臂开关关断而下桥臂开关导通状态记为“0”。因此,三相逆变电路一共有8种开关组合,对应8种基本电压空间矢量,如图2所示,6个非零矢量分别位于一个正六边形的6个顶点位置,将空间划分为6个扇区,而2个零矢量位于原点。利用这8种状态的线性组合即可合成任意Uref(参考电压矢量),实现SVPWM信号的实时调制。一般分为以下3个步骤[4]。
1.1 参考电压矢量所处扇区的计算
首先需要将参考电压矢量三相坐标转换为两相坐标,利用其在二维静止坐标系α轴和β轴上的分量来进行扇区的判断,定义变量如下:
当Ur1>0时,A=1,否则A=0;
当Ur2>0时,B=1,否则B=0;
当Ur3>0时,C=1,否则C=0;
则令:N=A+2B+4C,可得N与扇区的对应关系,如表1所示。
1.2 扇区内电压矢量作用时间的计算
判断出参考电压矢量所在扇区后,便可以分别计算出各扇区内电压矢量作用的时间,从而产生各开关器件的通断顺序及通断时刻。以扇区1为例,根据空间矢量作用等效的原则:
由于U1=U2=2Ud/3,结合上式可得:
同理,可计算出位于其他扇区时相邻电压矢量的作用时间,如表2所示,其中:
1.3 三相PWM信号的产生
SVPWM是用一定频率和幅值的等效时间三角波调制3个输入时间Tcm1、Tcm2、Tcm3。由此产生三路PWM脉冲,连同反向后的三路共6路PWM波送到逆变器的开关管。则要得到三相PWM信号,首先要计算矢量切换点Tcm1、Tcm2、Tcm3的值。令[5]:
则在不同扇区内按表3进行赋值,计算矢量切换点。
2 两级式光伏并网发电系统
2.1 系统结构
两级式光伏并网发电系统结构如图3所示,整个系统由太阳能光伏电池、DC/DC电路、DC/AC逆变电路构成。由于光伏阵列的输出电压比较小,而并网电压至少是220 V,为满足逆变器输入电压的需要,应用前级Boost电路将光伏阵列输出电压升高到逆变并网所需要的水平,应用第一级全桥逆变电路完成从直流电到交流电的并网逆变。
2.2 控制策略
后级采用电压外环和电流内环的双闭环控制策略对三相并网逆变器进行控制。电压外环通过控制电容C2电压的稳定,实现光伏阵列输出功率和逆变器输出功率的平衡;电流内环控制在d-q坐标系下实现,经过Clarke变换和Park变换将交流量转换为d-q坐标系下的直流量,利用PI调节器进行闭环控制,最终消除电流的稳态误差。而电网电压相当于外部扰动,且幅值较大,因此加入电网电压前馈控制,抵消扰动,从而达到更好的控制效果。PI调节器设计如下:
当三相平衡时,根据基尔霍夫定律,光伏逆变器模型可描述为[6]:
R为电感内阻和开关管等效电阻,将上述方程组转换到同步旋转d-q坐标系下得:
通过式(1)、(2)可知,在同步旋转坐标系下,d轴和q轴变量互相耦合,解耦实现如下[7]:
结合式(1)、(2)、(3)、(4)可得:
按照典型Ⅰ型系统设计调节器参数[8],则应满足Kip/Kil=τi,加入电网电压前馈环节抵消电网电压扰动时,电流内环开环传递函数为:
式中,KPWM为PWM桥路等效增益,采用SVPWM时,;τi为PI调节器零点抵消电流控制对象传递函数极点,τi=L/R;Ts为开关周期,取系统阻尼ζ=0.707:
可得PI调节器参数计算如下:
3 仿真结果及分析
利用Matlab中的simulink工具包,依照图3搭建了系统的仿真模型。仿真电路相关的参数设置如下:电网的额定电压为380 V,额定频率为50 Hz;BOOST变换器的电感L1为0.4 mH,电容C,为100μF;直流侧的电容C2为2 000μF,滤波电感L为3 mH,fR=0.2Ω,直流侧电压为600 V;给定无功电流。仿真结果如下:
通过PV模型模拟光照变化,温度保持25℃,T=0.39 s时,光照强度由1 kW/m2减少为0.8 kW/m2,光伏阵列输出功率减少,逆变器将吸收电容上储存的能量,使得C2上电压略有降低,但经过0.01 s电压闭环控制的调节,降低了并网电流,从而使得C2上电压重新回到参考值;当T=0.66s时,光照强度由1 kW/m2增强为1.2 kW/m2,光伏阵列输出功率增加,使得C2上电压略有升高,同样经过电压闭环控制的调节,并网电流增加,直流侧电压再次保持稳定。直流侧电压波形如图4所示,本文所采用的控制方法具有良好的控制效果,能有效地保持直流侧电压的稳定。
并网电流的动态响应波形如图5所示,在光照发生变化时,并网电流能快速地跟踪电网电压,相位差为0,实现了较好的并网效果。
选择A相电流进行FFT分析如图6所示,结果表明谐波畸变率THD=1.37%,符合IEEE规定的低于5%的标准。
4 结语
本文对基于SVPWM的控制方法进行了详细分析,并对其在光伏并网发电系统中的应用进行了建模仿真,结果表明,系统在光照强度变化时,并网电流能快速发生变化,重新到达新的功率动态平衡的时间短,且维持了直流侧电压的稳定。SVPWM逆变技术能有效地改善光伏并网系统的动态性能,降低开关管的损耗,提高光伏电池输出直流侧电压的利用率,使并网电流谐波含量低,实现较好电能质量的并网要求,SVPWM因其众多优点将受到越来越广泛的应用。
参考文献
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三相并网系统 篇2
1 太阳能及光伏发电
太阳能属于可再生的能源, 在开发的过程中也不会造成环境污染。随着人类社会的不断发展, 不可再生能源被大量的开采, 现在正面临枯竭的状态。能源问题是全世界面临的重大问题, 为了缓解这一问题, 人们开始将目光投入可再生的能源, 太阳能属于绿色能源, 其也是21世纪主要开发与利用的能源。太阳能可以作为光热利用, 也可以作为光伏利用, 在进行光伏发电时, 具有以下几个特点:首先, 无污染, 在发电时具有零排放的优点;其次, 可再生, 太阳能这一资源可以无限利用, 而且可以输出高质量电能, 具有可持续发展的优点。该资源不会受到地域的限制, 各个地区都蕴藏着这一资源, 只有资源是否丰富之分。光伏发电可以将电能安全的在输电线路中传输, 具有便捷、易于存储等优点。再次, 光伏发电可以提高整个系统的安全性以及可靠性, 还能地域自然因素的侵害。最后, 光伏发电具有灵活性发电系统的容量可调整, 扩容也比较方便, 在对系统的组件进行安装时, 不容易磨损活动部件。当前社会, 光伏发电的产业正在迅猛的发展, 由于常规能源正在不断减少, 生态环境也出现了恶化的情况, 只有加强对可再生能源的开发与利用, 才能实现电力行业的可持续发展。光伏发电的技术在不断提高, 光伏电池的转换效率也在不断提高, 这有利于降低光伏发电系统的成本。我国属于能源消耗大国, 为了解决能源紧缺的现状, 相关单位需要提高能源的利用率, 还要对能源结构进行合理的调整, 这有利于实现可持续发展。我国太阳能资源丰富, 有着较大的开发潜力, 很多地区土地资源广阔, 蕴含着丰富的太阳能资源, 比如西藏等地区, 日辐射量达到了每平方米几千瓦时以上。所以, 光伏并网发电在我国有着广泛的应用前景。广泛发电有独立与并网两种形式, 本文主要对三相并网广泛发电系统进行了介绍, 光伏并网发电省略了储能的环节, 有效节约了投资的成本, 该系统采用了拓扑结构, 具有易于维护的特点, 该系统的效率比较高, 可以减少放电过程中能量的损耗。我国并网光伏发电起步比较晚, 但是对光伏发电技术的开发与研究比较重视, 使得光伏发电的成本在不断降低。
2 三相并网光伏发电系统的运行控制策略
2.1 光伏并网发电系统简介
光伏并网发电主要有两种系统结构, 一种是单级式并网光伏发电系统, 另一种是两级式并网发电系统。单级式并网光伏发电系统结构是由光伏电池阵列、控制器、并网开关以及本地负载组成的, 电池组件产生的直流电主要是先被转换成交流电然后再输送到电网中, 该系统中电池阵列是通过串联的方式提升电压的等级。单级式并网光伏发电系统的拓扑结构比较简单, 系统内的元器件比较少, 省略了中间储能的环节, 而且节约了投资的成本, 具有高效的优点。两级式并网光伏发电系统主要由光伏电池阵列、DC/DC变换器、DC/AC光伏并网逆变器、储能系统、控制器、并网独立切换开关、本地负载等七大部分组成。其工作原理是光伏电池阵列所产生的直流电通过DC/DC变换器后变换成另外一个电压等级的直流电 (一般情况下升压变换) , 然后再通过DC/AC光伏并网逆变器变换为交流电输入电网。
2.2 三相光伏并网发电系统的理论研究
随着国内外兆瓦级大型光伏并网电站的项目不断建成, 大功率的三相光伏并网发电系统越来越被广泛采用。而三相电压型PWM光伏并网逆变器能够实现并网电流正弦化, 功率因数可调和能量的双向流动, 并且保证直流电压在光伏发电系统进行最大功率跟踪时在安全幅值范围内可靠的变化, 因此PWM并网逆变器在光伏并网发电系统中应用越来越广泛。
2.2.1 基于L型滤波器三相并网光伏逆变器的经典控制策略
基于L型滤波器的三相光伏逆变器的常用的控制策略如图1所示, 采用并网电流单闭环控制, 其控制器可以采用经典的控制方法例如:PI控制、滞环控制、重复控制、无差拍控制。该控制策略的优点是控制简单, 控制器的选择比较灵活, 且控制器设计比较容易、并网控制也容易实现;结合图1虚线框里面的电网电压前馈补偿可以消除电网电压扰动对并网电流的不利影响。其缺点是由于单电感滤波的滤波性能有限, 如果做到很好的谐波抑制效果, 比较依赖控制器的性能。
2.2.2 基于LC型滤波器三相并网光伏逆变器的经典控制策略
在并网情况下忽略电容电流的影响, LC型滤波器的三相光伏逆变器的工作状态光伏逆变器采用LC型滤波器一般考虑独立、并网双模运行。因此外环并网电流控制器一般与独立电压源工作模式下的电压外环控制器共用一个控制器以及控制参数, 所以外环控制器需要同时满足电流调节和电压调节的性能要求。内环控制变量一般采用滤波电感电流, 其经典控制策略如图2所示, 其优点是可以实现独立与并网两种工作模式运行, 实现光伏发电功能多样化, 缺点是由于工作模式有切换过程, 系统设计相对比较复杂, 同时在设计并网模式下控制器时需要考虑抑制滤波电容电流的影响。
3 结论
通过本文的分析可以看出, 三相并网光伏发电有着良好的发展前景, 其主要采用的是太阳能发电的形式, 可以利用可再生的资源实现电力行业的可持续发展。光伏发电有着较多的优点, 其已经成为了当前电力行业的主要研究对象, 本文对三相光伏并网发电系统的运行控制策略进行了介绍, 对该系统的优缺点进行了分析, 这可以保证该系统在任何天气以及环境下都能稳定的运行。通过对比发现, 两级式三相并网光伏发电系统与单级相比有着较多的优点, 通过搭建两级式三相并网光伏发电系统仿真模型, 有利于制定出科学合理的控制策略。
参考文献
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三相并网系统 篇3
在一定的光照强度和环境温度下,光伏阵列的输出功率随着输出电压的变化而变化,只有在某一输出电压值时,输出功率才能达到最大值。提高光伏发电系统的整体效率,一个重要途径就是调整光伏阵列的工作点,使之始终工作在最大功率点附近,即实现最大功率点跟踪MPPT(Maximum Power Point Tracking)[1]。在天气条件多变的情况下,光伏系统的最大功率点实时跟踪成为了国内外学者研究的热点之一。
目前最常用的MPPT方法有恒定电压法、扰动观测法、增量导纳法3种[2]。恒定电压法[3]使光伏阵列工作在设定的最大功率点电压,因光照强度及环境温度的变化致使最大功率点电压发生偏移,从而会造成一定的功率损失。扰动观测法[4]通过周期性地增加或减少光伏阵列输出电压,寻找光伏阵列最大功率点。当参考电压增加或减少时,若光伏阵列输出功率增加,则继续沿原方向变化,反之则改变扰动方向。该方法实现较为方便,缺点是扰动运行会造成一些功率损失,且功率变化的非单调性会引起误判。增量导纳法[5]是通过使光伏阵列输出功率对输出电压导数为零来调节光伏阵列的参考电压。该方法的判断依据是光伏阵列自身的物理特性,控制稳定度高,缺点是控制算法相对复杂,对控制系统要求较高。
传统光伏并网发电系统电压外环控制的基本思想是:MPPT算法给出光伏阵列最大功率点参考电压,和实际输出电压比较后,利用PI调节器输出内环有功参考电流[6]。该方法能较稳定地跟踪阵列最大功率点,但MPPT算法的扰动、PI调节器的响应延迟都会对系统运行质量和效率产生不良影响。滑模变结构控制SMVSC(Sliding Mode Variable Structure Control)具有较快的响应速度,能够克服系统的不确定性,对干扰和未建模动态具有很强的鲁棒性[7]。基于以上分析,本文提出了一种基于SMVSC的直接电流MPPT算法,在建立光伏并网发电系统稳态模型的基础上,由MPPT控制算法直接给定内环有功参考电流值。
本文所实现的三相光伏并网发电系统基于LCL滤波的电流控制电压源型逆变器。LCL滤波器本身存在谐振问题。为提高系统的稳定性,文献[8]采用了增加滤波器无源阻尼的方式,但这种方法会带来功率损耗,不适合应用在大功率系统中。文献[9]采用了基于虚拟电阻思想的有源阻尼策略,概念清晰,使用比较简单。文献[10]采用了并网电流和电容电流双环控制方案,这2种方法是等效的。文献[11-12]采用了基于PR调节器的瞬时功率控制方式,但为了有功、无功电流表示和计算的方便,本文在与电网电压同步的旋转坐标系下,利用2个PI调节器和2个P调节器对并网d、q轴电流分别进行解耦控制。为提高电流控制环的动态响应速度和消除稳态误差,并使并网电流总谐波畸变THD(Total Harmonic Distortion)满足IEEE 929—2000标准要求[13],在对内外环系统参数进行计算和分析的基础上,提出了电流内环和电压外环控制器参数的设计方法。最后在Matlab/Simulink中搭建的130 k W光伏并网发电系统中进行实验,验证本文方法的正确性和有效性。
1 三相光伏并网发电系统的数学模型
本文所研究的是基于LCL滤波的单级式光伏并网发电系统,电路拓扑和控制结构如图1所示。该系统主电路主要包括光伏阵列、三相逆变桥、LCL滤波电路和电网。直流母排所串连的二极管防止电流倒灌损坏光伏阵列。需要测量的量有光伏阵列输出电压Udc,阵列输出电流Ipv,滤波电容电流iCA、iCB、iCC,并网电流i2A、i2B、i2C和电网电压ug A、ug B、ug C。支撑电容C1的作用是直流侧滤波,R1代表逆变器侧滤波电感L1的内阻,R2代表网侧滤波电感L2的内阻。由于滤波电容C2的作用主要是衰减高次电流谐波,低频时LCL滤波器可以等效为L滤波器[14],所以本文基于L滤波器对系统进行功率分析,等效电感为L=L1+L2,等效电感内阻为R=R1+R2。
系统采用同步旋转坐标系下基于空间矢量脉宽调制SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation)的电流双环控制方案,并网电流外环采用PI调节器,电容电流内环采用P调节器。利用软件锁相环PLL(Phase-Locked Loop)[15]算法由所测得的电网电压求得电网矢量电压旋转角度θ,θ即为同步旋转dq坐标系中q轴相对于静止三相abc坐标系a轴的相角,也是电网A相电压相对于静止两相αβ坐标系α轴的相角。坐标系之间的关系如图2所示。
静止三相坐标系下,三相平衡系统状态方程为
其中,[iAiBiC]T为等效L滤波器中流过的电流,[uAuBuC]T为逆变桥输出电压。将式(1)通过Park变换矩阵式(2)“等量”变换为同步旋转坐标系下的状态方程式(3)[16]。这样所有的交流量都变换为直流量,方便调节器进行闭环控制。
其中,θ=ωt,ω为电网电压旋转角速度。
在同步旋转坐标系下,三相光伏并网发电系统输送到电网的有功功率与无功功率为[17]
假设三相电网电压是不含任何谐波的理想正弦量,在静止三相坐标系下可表示为
其中,U为每相电网电压的峰值。应用式(2)将式(5)进行Park变换,得:
实际电网电压含有谐波成分,因此ugd、ugq会含有一定频率和幅值的纹波,但是在稳定状态下,ugq的值仍然为零。这样式(4)可改写为
根据式(7)可知,光伏并网发电系统输送到电网的有功功率依据d轴电流进行调节,输送到电网的无功功率依据q轴电流进行调节。因此在同步旋转坐标系下通过对dq轴电流分别控制就可实现并网发电系统输送到电网的有功和无功的解耦控制,如图1所示。通过控制d轴电流调节光伏阵列输出电压实现光伏阵列MPPT,提高并网系统的转换效率;同时控制q轴电流为0,可使光伏阵列通过电压源型逆变器输出的并网电流与市电电压相位完全相同,功率因数为1。调节器输出的dq轴参考电压ud*、uq*经式(8)坐标变换可得αβ轴上的参考电压,通过SVPWM算法控制逆变器的运行。
2 电流双环系统调节器参数的设计
本文所述的光伏并网电流双环系统控制框图如图3所示。图中,KP、KI分别为PI调节器比例、积分参数,KC为P调节器比例参数,KPWM为逆变桥放大倍数。
由图3可以得出系统的闭环传递函数为
从式(9)可以看出,双环系统是典型的四阶系统,可将系统的主导极点配置为二阶系统,使一对零极点对消,剩下一对主导共轭极点和一个负实数极点。期望的系统闭环特征方程为
其中,ξ、ωn分别为系统主导极点所对应的阻尼比和自然振荡角频率。
比较闭环传递函数式(9)的特征方程和式(10),可得:
本文光伏并网发电系统所用参数如下:光伏阵列额定功率130 k W,直流母排额定电压600 V,网侧线电压有效值288 V,电网电压频率50 Hz,开关频率4 k Hz,直流母排支撑电容1500μF。为了使系统获得良好的动静态性能,设ξ=0.707,m=5,4个变量分别为KP、KI、KC和ωn,解方程组式(11)可得KP=0.139,KI=1.575 4,KC=4.455 8,ωn=3 753.691 5 rad/s。利用所得结果,分别画出系统闭环零极点图、阶跃响应曲线和波特图如图4、图5、图6所示。
由图4可以看出,所设计系统的全部极点均在虚轴的左侧,稳定性良好;具有一对共轭复极点,其阻尼比为0.707,有比较理想的动态特性;还有一对互相对消的零极点和一个与虚轴距离为共轭极点5倍的负实数极点,可以忽略其影响。该系统可以按二阶系统来分析其暂态品质[18]。图5所示的阶跃曲线具有较快的响应速度和较小的超调量。图6显示系统具有足够的带宽和稳定裕量。
以上是基于理论分析的结果,在实际系统中,KP、KI、KC3个参数的确定还要根据其对系统稳定性、动态性能、谐振峰的抑制效果以及谐波阻抗的变化等影响进行实验调节。本文中所用的电流双环系统控制器参数,经反复调节,最终确定为KP=0.139,KI=10,KC=2.5。
3 基于SMVSC的MPPT算法设计
光伏阵列输出功率随着光照强度、环境温度的不同而变化,从清晨到傍晚其输出功率变化范围相当广,但是在一定的光照强度和环境温度下,其输出功率与电压曲线只有一个最大功率点。本文所用光伏阵列在电池温度25℃、光照强度1 000 W/m2的标准条件下,输出P-U曲线如图7所示。
本文所提出的MPPT方法是基于SMVSC的直接电流控制算法。SMVSC的思想是:反馈控制系统的结构在它的状态向量通过开关面时发生变化。这种控制方法使系统的状态向量进入开关面后就被约束在开关面的邻域内滑动,此时系统的动态品质由开关面的参数决定,而与系统的参数、扰动的影响无关[7]。基于以上思想,设计三相光伏并网发电系统的SMVSC MPPT算法。
3.1 电压外环状态方程的建立
由于SMVSC算法对未建模动态具有鲁棒性,所以只需建立外环系统在稳态下的状态方程[19]。并网系统等效L滤波器模型在旋转坐标系下,设PWM逆变器在直流工作点的占空比d轴分量为Dd,q轴分量为Dq,则有
其中,idc为逆变桥直流侧输入电流。
稳态时,did/dt=diq/dt=uq=iq=ugq=0,联立式(12),代入式(3),得:
式(13)中,由于等效电阻R的值相对很小,故忽略Rid项后,代入系统直流侧状态方程(14)可得所求的稳态状态方程(15)。
式(15)可写成标准形式:
3.2 滑模切换面的定义
根据最大功率点处P-U曲线斜率为0的特点,定义切换面为
其中,Ppv=IpvUdc为光伏阵列的输出功率。
3.3 等价控制的计算
滑动动力学由下式决定:
将式(16)代入式(18)得:
由图7可知故由式(19)可解得等价控制:
3.4 切换面的可达性证明
当系统状态不在切换面上或偏离切换面时,需要在总体控制信号中加入另一个控制项,驱动系统状态到达或返回切换面。
因此,令
若切换面可达,则须满足条件为
以下证明所定义的切换面是可达的。
由式(19)和式(21)得:
已知g(x)<0,且都为有界函数,令
则成立,即只要k取一定的正值,就能满足切换面的可达性。
3.5 自适应滑模函数设计
在切换面附近邻域,由于惯性与滞后的影响,在滑动运动上通常有一个抖振的叠加分量;另一方面,切换开关的非线性也将引起抖动。抖振不仅会损坏系统的可执行元件,也会引起自激运动,导致系统的不稳定。
本文采用文献[20]提出的一种自适应滑模函数式(25)来代替式(21)中的sign(s)函数。
引入fsw函数后的控制器含有uh和δ2个参数:uh主要影响系统的动态性能,但随着uh增大,系统的抖振也会增大;δ有减小系统抖振的作用,但随着δ增大,系统引入的误差也将增大。
综合式(20)(21)(25),可得三相光伏并网发电系统的MPPT滑模变结构控制律为
4 仿真结果
在Simulink环境下,对本文所设计的光伏并网发电系统,分别在标准条件、环境突变情况下进行仿真,并将本文所设计的MPPT方法和常用的扰动观测法进行了跟踪效果的对比。
MPPT外环计算周期为1 ms,直流母排初始电压设为700 V。在电池温度为25℃、光照强度为1 000 W/m2的标准条件下,系统并网电流和电网电压如图8所示,可见并网电流相位可以良好地跟踪电网电压,功率因数为1。并网电流i2A在0.8 s开始3个周期内的谐波分析如图9所示,THD为0.65%,满足IEEE 929—2000标准要求。
在0.3 s电池温度突升到40℃,在0.4 s电池温度和光照强度分别突降到20℃和500 W/m2的情况下,变化前后光伏阵列P-U曲线如图10所示,系统并网电流和电网电压如图11所示,光伏阵列输出功率变化曲线如图12所示。
图10中,点a、c、e分别为前后3种外界条件下阵列的最大功率点,MPPT的轨迹为abcd e,其中a b和c d分别表示0.3 s和0.4 s时刻的功率变化。由图11和12可知,系统在0.3 s和0.4 s时刻均发生了阵列输出功率的突降,随后在小于0.05 s的时间内上升到新的稳态。图12中的功率在0.3 s下降的幅度比0.4 s小得多,这是因为ab的距离比cd的距离要小。图11中0.3 s后电流变化的暂态过程几乎是平稳切换,而0.4 s后则表现出明显的过渡过程,这是因为b c过程中功率变化较小,而d e过程中功率变化相对很大,故在电网电压一定的情况下,这2个功率跟踪过程中系统并网电流的变化有所不同。
综上所述,本文提出的MPPT算法可以在较短的时间内平稳地跟踪光伏阵列的最大功率点,具有良好的动静态特性;所设计的电流内环能够同步跟踪外环指令的变化,并使功率因数为1。
其他条件不变,将常用的扰动观测法作为本文所述系统的电压外环跟踪算法,设扰动步长为0.5 V,调节器比例、积分参数经实验整定分别设为4和533。在和图12同样的环境条件变化下,其光伏阵列输出的MPPT曲线如图13所示。由图可见,扰动观测法控制的MPPT曲线变化较平稳,但无论启动过程还是对环境变化的跟踪过程,其动态变化速度明显小于SMVSC MPPT曲线。标准条件下,基于该MPPT方法的系统并网电流i2A在0.8 s开始3个周期内的THD为0.73%,大于SMVSC的0.65%。
根据SMVSC MPPT算法滑模面的选取以及自适应滑模函数的设计,该方法在本质上相当于一种变步长的增量导纳法,根据光伏阵列自身的物理特性而不依赖外界条件来跟踪系统最大功率点,同时具有非线性控制器的强鲁棒性,所以本文所设计的SMVSC MPPT方法跟踪速度较快,稳态特性良好。
5 结论
并网电流外环、电容电流内环双环控制的基于LCL滤波的三相光伏并网发电系统,应用经典控制理论设计方法,可以配置为一个二阶系统,有理想的动静态特性,有效抑制系统高频谐波。该系统在同步旋转坐标系下,通过dq轴电流解耦控制,能够实现功率因数为1的电流并网控制,并使并网电流的THD满足IEEE 929—2000标准要求。
本文所提出的SMVSC MPPT算法,能够有效避免传统MPPT方法多级调节、步长固定等缺陷对系统造成的不利影响,直接给定并网参考电流,提高了控制效率。实验表明,该方法能够准确跟踪光伏阵列最大功率点运行,动态响应迅速,稳态特性良好,对系统扰动具有较强的鲁棒性。
摘要：光伏并网发电系统的传统外环控制通过最大功率点跟踪(MPPT)算法给出直流母排参考电压,利用PI调节器调节输出并网有功参考电流。鉴于滑模变结构控制的快速响应和强鲁棒性,提出了一种基于滑模变结构控制的直接电流MPPT算法。在建立系统稳态模型的基础上,由MPPT控制算法直接给定并网有功参考电流。电流内环为LCL滤波三相电压型逆变器的并网电流、电容电流双环控制系统,在同步旋转坐标系下,分别对d、q轴电流进行解耦控制。仿真结果表明,所提出的滑模变结构控制策略正确有效,性能优良,光伏并网发电系统的输出能够快速稳定地跟踪阵列最大功率点,并实现单位功率因数运行,同时并网电流质量满足IEEE 929—2000标准要求。
三相并网系统 篇4
大力发展可再生能源是减少环境污染、阻止全球变暖、解决未来能源危机的根本途径。从长远看,人类必将过渡到使用以可再生能源为主的可持续的清洁能源系统。目前,世界各主要国家都在大力发展可再生能源。太阳能光伏发电由于具有安全可靠、使用寿命长、运行费用少、维护简单、没有活动部件、无噪声、受安装场地限制小等优点,发展十分迅速,被认为是最有前途的新能源。单相或三相光伏并网系统主要以分布式电源形式从配电网侧接入电网。随着配电网侧光伏发电的急剧增加,对电力系统的电压稳定、暂态稳定、可靠性将产生重大影响[1,2,3]。文献[4,5]指出配电网侧有地方小电源接入后,传统的负荷模型不能很好地描述区域负荷特性。文献[6]提出含有分布式电源的广义负荷模型结构需要在综合负荷模型的虚拟母线上增加分布式电源的模型,但并没有研究具体的分布式电源的动态模型。含有光伏并网系统的配电网的广义负荷结构与参数辨识方法具有重要的理论研究与实际应用价值。
含有光伏发电的广义负荷建模需要回答以下问题:①当配电网侧含有大量的光伏发电时,如何建立合适的广义负荷模型结构以反映光伏发电对系统仿真的影响?②含有光伏发电的广义负荷模型势必比传统的综合负荷模型更加复杂,待辨识参数数量增加较多,而且光伏发电与光照强度几乎成比例变化,光伏系统的参数具有较强的时变性,因此,参数辨识的难度增加。如何通过有效的参数辨识策略得到负荷模型的所有参数?③建立的广义负荷模型是否具有较强的描述能力、泛化能力?参数辨识结果的稳定性如何? 这方面研究较少,是本文的研究内容。
本文认为要解决以上3个问题,需要分别研究光伏并网系统的外特性(即光伏并网系统的动态模型),可行、有效的参数辨识策略,所建立模型的描述能力、泛化能力以及参数辨识的稳定性。
本文首先研究了光伏阵列的模型,指出其有功功率—电压特性由3个参数决定,然后研究了三相单级光伏并网系统的结构,建立了其控制系统的信号流程框图,在此基础上描述了整个三相单级光伏并网系统的外特性;指出了含有三相单级光伏并网系统的配电网的广义负荷模型结构及参数辨识策略,通过算例验证了本文所提出的模型结构的适应性及参数辨识策略的有效性。
1 三相单级光伏并网系统的模型
1.1 光伏电池阵列的模型
光伏阵列的模型是一个电流受电压控制的受控电流源,其电流—电压特性方程如下[7,8]:
式中:ipv为光伏阵列的输出电流;np为光伏阵列中并联的太阳能电池单元个数;Irs为PN节的反向饱和电流;q为电子电荷量,等于1.602×10-19 C;k为玻尔兹曼常数,等于1.38×10-23 J/K;T为PN节的温度,单位为K;A为理想因子;vdc为光伏阵列的端电压;ns为光伏阵列中串联的太阳能电池单元个数;Iph为单个电池单元的短路电流,其与光照强度及PN节温度的关系如下[7,8]:
Iscr为单个太阳能电池单元在参考温度与参考光照强度下的短路电流值;kT为温度系数;Tr为参考温度;S为光照水平。
将式(2)代入式(1)可以得到:
npIrsexp
n1-n2exp(n3vdc) (3)
式中:
由式(3)可知,光伏阵列的特性由n1,n2,n3这3个参数决定。光伏阵列发出的有功功率Ppv为:
Ppv=f(vdc,S,T)=vdcipv=n1vdc-n2vdcexp(n3vdc) (4)
光伏阵列的有功功率—电压特性曲线见图1。
由图1可以看出:在不同的光照强度下,光伏阵列最大功率点所对应的电压是不同的,其值可由下式得到:
为了使光伏阵列发出最大功率,通常通过最大功率点跟踪(MPPT)来动态控制光伏阵列的电压,使其稳定在不同光照水平下最大功率点所对应的电压。
1.2 三相单级光伏并网控制系统的模型
三相单级光伏并网系统的控制系统模型及其信号流程框图的详细推导过程见文献[9,10,11,12,13,14],本文只列出主要结果。三相单级光伏并网系统示意图如图2所示,其控制系统的信号流程如图3所示。其控制系统主要由MPPT、一个电压外环控制器以及一个电流内环控制器组成。
MPPT主要用于输出电容器的参考电压vref。vref的值只受光照强度S以及PN节的温度T影响,其值由式(5)解出。在系统侧发生扰动时,由于暂态时间很短,光照强度S以及PN节的温度T保持不变。因此,暂态过程中vref保持不变;电压外环用于控制电容器的电压;电流内环是一个一阶惯性环节,其时间常数为τi,为了保证电流内环的快速性,τi非常小(约为几毫秒)[8]。因此,可以忽略此惯性环节的存在,近似认为:
1.3 三相单级光伏并网系统的外特性
由图3可得到下式成立:
由式(7)可以得到:
由式(6)、式(8)可以得到:
将式(9)代入式(10)可以得到:
在稳态时有下式成立:
式中:P0为稳态时光伏系统发出的有功功率。
暂态时,三相单级光伏并网系统发出的有功功率为:
式(9)、式(11)～式(14)即为三相单级光伏并网系统的外特性方程组。使网侧电源电压下降50%,采用改进欧拉法,根据式(9)、式(11)～式(14)在MATLAB中编写程序解微分方程计算得到的有功响应与在MATLAB/Simulink中对用元器件搭出的系统仿真得到的有功响应如图4所示,图中有功功率为标幺值。可以看出两者吻合较好,因此外特性方程组可以描述光伏并网系统的外特性。
2 广义负荷模型结构及参数辨识策略
含有三相单级光伏并网系统的广义负荷模型结构只需在综合负荷模型的虚拟母线下增加一个可变有功功率源。在稳态过程中,该功率源发出恒定大小的有功功率,发出的无功功率为0。在暂态过程中该功率源发出的有功功率按照式(9)、式(11)～式(14)随系统电压变化而变化;待辨识参数除了综合负荷模型中的16个参数外,还需要增加光伏阵列的3个特性参数n1,n2,n3,与光伏阵列并联电容器的电容C,光伏发电相对纯负荷的比例Kg以及电压控制器的比例和积分放大倍数KP和KI,共增加7个参数,总共有23个参数需要辨识。这么多的参数显然是不可辨识的。在实际的负荷建模工程实践中,可以先通过统计调查数据采用聚合算法,得到聚合后的广义负荷参数,但是由于统计调查通常只能是抽样调查,很难保证调查数据的全面性与同时性,而且很难考虑负荷的时变性,聚合出来的模型参数的精确性难以保证,但是精确的模型参数应该就在聚合参数附近。可行的方法是:低灵敏度参数可以固定为聚合参数;对于高灵敏度参数,可以在聚合后的参数附近采用遗传算法辨识。这样既可以保证广义负荷模型参数的可辨识性和模型参数的精度,又可以提高辨识算法的收敛速度,而且可以考虑负荷的时变性。
在本文的仿真算例中将只辨识电动机定子电抗Xs、电动机比例Kpm、电动机初始负载率Mlf、电动机惯性时间常数H以及与三相单级光伏并网系统相关的7个参数,总共11个参数,采用遗传算法进行辨识,其他参数固定为聚合出来的值。
值得指出的是:通过对光伏系统的动态数学模型进行标幺化后发现,光伏系统的时间常数取决于缓冲电容器充放电时间常数,一般为几十毫秒,而电动机的惯性时间常数通常为秒级,把光伏系统的参数与电动机的参数放在一起辨识要求降低积分步长。在笔者编写程序进行参数辨识时发现,当积分步长为0.000 1 s时可以满足辨识要求。
3 仿真验证
图5为仿真系统的电气接线图,虚线框内为三相单级光伏并网系统、3台感应电动机与静态负荷组成的综合负荷。G为无穷大电源,负荷建模的数据样本在B1处测得。先通过聚合算法得到3台电动机的聚合参数以及配电网的阻抗聚合参数。只辨识第2节的11个参数,剩余12个参数中,静态负荷参数固定为真实值,其他参数固定为聚合值。
光伏系统7个待辨识参数的真实值与电动机4个待辨识参数的聚合值见附录A表A1。
3.1 含有三相单级光伏并网系统的广义负荷模型参数辨识结果
用Ppv,PIM,PZIP分别表示三相单级光伏并网系统发出的有功功率、3台感应电动机负荷总的有功功率和静态负荷有功功率;系统供给负荷有功功率为Psys。上述各负荷有功功率的参考方向定义见附录A图A1。在母线B1上使电压依次下降10%,20%,30%,40%,50%,对附录A表A2中所列出的3种光照水平按图5所示仿真系统进行仿真实验以获取模拟实测数据样本,用第2节的广义负荷模型结构进行参数辨识,辨识结果如表1所示。
3种光照水平下,参数辨识的拟合效果简述如下。
1)第1种光照水平:Ppv≥PIM+PZIP
此时,光伏系统发出的功率能完全满足总的负荷吸收的功率,而且向系统注入功率。辨识所得模型参数见表1。电压下降50%时的数据样本拟合结果如图6所示。
2)第2种光照水平:PZIP≤Ppv≤PIM+PZIP
此时,光伏系统发出的功率能完全满足静态负荷吸收的功率,但是不能完全满足总负荷功率,辨识所得模型参数见表1。电压下降50%时的数据样本拟合效果见附录A图A2。
3)第3种光照水平:Ppv≤PZIP
此时,光伏系统发出的功率很小,不能满足静态负荷吸收的功率。电动机与静态负荷的功率主要由外部系统供给。辨识所得模型参数见表1,电压下降50%时的数据样本拟合效果见附录A图A3。
3.2 辨识结果分析
3.2.1 模型的描述能力
由各种光照条件下的拟合结果可以看出,用辨识结果计算出来的曲线与数据样本曲线拟合较好。由表1最后一列残差Er也可看出残差较小。因此,模型的描述能力较好。
3.2.2 模型的泛化能力
针对3种光照强度,分别对30%电压扰动下的数据样本辨识得到的广义负荷模型参数来拟合10%和20%电压扰动下的数据样本(内插能力验证)以及40%和50%电压扰动下的数据样本(外推能力验证)。
表2分别给出了3种光照水平下的内插、外推能力验证的残差。由表2可以看出,虽然电压扰动的幅度相差较大,但是辨识结果对内插、外推样本的拟合残差较小。因此,广义综合负荷模型结构的泛化能力较好。
注:10%,20%,40%,50%表示电压下降百分比。
3.2.3 模型辨识结果的稳定性
由表1可以看出:对于3种光照强度下电动机的定子电抗Xs的辨识结果稳定性最好;Kpm,Mlf,H,Kg,n1,n3的辨识稳定性次之;n2,C,KP,KI的辨识稳定性最差。总的来说,辨识结果存在一定的分散性,尤其是辨识稳定性最差的4个参数分散性较大。这可能是这4个参数的灵敏度较低的缘故。
这同时也说明:不同的参数都能够很好地描述广义负荷模型,在不同的电压扰动幅度下,其输出曲线相差很小,因此它们都可以视为真实的模型参数。
为了模型使用的方便,人们习惯于用1套而不是多套参数。因此,后续工作可以通过灵敏度分析分辨出与三相单级光伏并网系统相关的11个参数中的低灵敏度参数与高灵敏度参数,固定低灵敏度参数,只辨识高灵敏度参数。
4 结语
辨识结果发现:n2,C,KP,KI这4个参数的分散性较大。后续研究应该包括对三相单级光伏并网系统的7个参数的灵敏度分析,以确定低灵敏度参数与高灵敏度参数,在此基础上可以固定低灵敏度参数,只辨识高灵敏度参数以进一步提高辨识速度与精度。
值得指出的是,本文所做的辨识是在光照强度和电池结温已知且恒定的条件下进行的光伏发电比重和控制参数的辨识,即针对某一时间断面的建模。光伏系统建模实用化最大的问题在于光伏电池功率几乎随光照强度线性变化,而一个固定地点的光照强度则会随着云的飘移而剧烈变化,使电池功率呈现分钟级的大幅随机波动。由于光照强度变化的不可预测性,对这种随机功率波动的建模和预测是模型实用化的难点。对这种随机功率波动的建模和预测是值得下一步研究的问题。另外,虽然电压外环控制、电流内环控制方法是三相单级光伏并网系统最常用的控制方法,但是实际中还存在其他的控制方法。其他控制方法的三相单级光伏并网系统的外特性以及模型结构及其参数辨识策略也是值得研究的课题。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
三相并网系统 篇5
近年来,能源短缺和环境恶化逐渐成为全球关注的热点。太阳能作为一种极具潜力的新能源,是太阳内部不断的核聚变反应而产生的能量。太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式,主要采用光伏电池将光能转换为电能。与其他发电方式相比,光伏发电具有能源转换效率高、资源储量丰富、环境友好、易于管理和维护,建造和拆除方便等等优势[1]。目前,光伏系统正在由独立运行向并网发电方向发展,三相电压型并网逆变器的性能是光伏并网系统的关键和核心。为获得高品质并网电流,系统通常采用双闭环控制。其中电流内环动态性能是系统控制关键,直接影响着电压外环的控制性能和稳定性。
1电压空间矢量脉宽调制 SVPWM
电压空间矢量脉宽调制SVPWM技术是近几年出现的,这种技术本质上是可以提供一个最优开关模式, 使得转换设备的应力和开关损耗减少,同时,线电流波形也得到改善。因为SVPWM控制策略的开关损耗小,直流电压利用率高,消除谐波的效果好,它被广泛用于可替代的电流速度调节系统。
单级式光伏并网发电系统示意图如图1所示。
SVPWM是一种性能优越的易于数字化实现的PWM方案,最初主要用于PWM整流器及电机控制, 主要研究方向为如何获得幅值恒定的圆形旋转磁场。随并网控制技术的发展,这种技术也广泛应用于逆变器的并网控制中。
在光伏并网逆变器的控制中,依据逆变器空间电压矢量切换来控制逆变器是一种新颖思路,它能在功率开关器件频率不高的情况下输出质量较好的正弦波,并且能提高直流电压的利用率。空间矢量脉宽调制具有线性调节范围宽、直流电压利用率高、输出谐波小和易于数字化实现等特点[2]。
SVPWM技术本质上并不复杂,相当于在三相对称的正弦波参考信号中注入零序分量并利用规则采样来实现的SPWM技术。与传统的SPWM相比,其开关器件的开关次数可以减少1 /3,直流电压的利用率可提高15% ,能获得较好的谐波抑制效果,且易于实现数字化控制,但是,常规SVPWM方法需要进行复杂的三角函数和坐标旋转运算,计算量大,复杂的算法对高 精度实时 控制产生 了不可忽 视的影响[3]。
2三相逆变器的数学建模
2. 1 数学模型概述
三相逆变桥是光伏系统的核心,PV阵列输出的直流电,经过逆变过程,可以变成工频交流电,从而实现并网。三相并网逆变器主要有两平逆变桥、三电平逆变桥、H桥并联等几种典型拓扑,目前的研究中,两电平逆变器拓扑结构应用最广泛[4,5]。该拓扑结构简单, 易控制,更易实现SVPWM调制技术,故本研究采取该拓扑。其结构如图2所示,其中,定义ea,eb,ec分别是三相电网的电压,中点设定为O。经过逆变后的并网电流分别设为ia,ib,ic。图2也给出了电压和电流的正方向。逆变器桥臂输出电压分别定义为Va,Vb,Vc,L代表滤波电感,R是滤波电感的等效电阻。基于逆变器的数学模型,本研究可以作如下假设: 1电网电动势是三相对称的正弦波。2系统中的电感和电容均是理想器件。3开关管都被认为是理想的,因此开关死区时间可以被忽略。
在本研究中,综合多方面考虑,最终选定的三相并网逆变器的等效模型如图3所示。
2. 2 dq 坐标系下的解耦
由三相并网逆变器在dq坐标系下的数学模型,可以得到:
由式( 1) 可知,d轴和q轴的分量是耦合的,这样, 问题就变得比较复杂,不便于本研究的设计和研究,因而,需要对模型进行解耦。
又因为,dq坐标下可以看出,相比于d轴,q轴的电流很小,因此,可以认为q轴电流几乎不影响d轴, 那么,由式( 1) 变形为:
假设:
联立式( 2,3) ,可以得到:
上式中,d轴和q轴的电流是独立控制的,等效控制变量v'd和v'q可以由电流环PI调节器输出决定,假设Δvd和Δvq分别是d轴和q轴电流调节器的输出,那么:
式中: Kpi—比例系数; τpi—积分时间常数; d轴和q轴的指令电流分别是i*d和i*q,联立上式,可以得到:
电流状态反馈的引入,使得d轴和q轴的电流得以实现独立控制。考虑到整个逆变系统的动态性能, 本研究将电网电压作为前馈补偿,同时,控制系统的稳定性也有良好的表现。
3双环控制及仿真
控制系统由直流电压外环和电流内环组成。电压外环的作用是为了调节电压。当引入电压反馈, 在dq坐标下,通过一个PI调节器就可实现电压的无静差控制[6,7,8]。电流内环的主要作用是让并网电流能够精准地跟踪电网电压,并且保证并网逆变器的单位功率因素运行。电流内环是在dq坐标中实现控制的,电流内环PI调节器的输出信号经过dq /αβ逆变换之后,就能通过空间矢量脉宽调制( SVPWM) 得到并网逆变器相应的开关驱动信号,最终实现了三相光伏并网逆变器的并网控制[9]。电流环的设计如图4所示。
3. 1 电流内环控制原理及其设计
图4中,Ta,Tb,Tc—时间常数,取Ta= 0. 1Ts,Tb=0. 5Ts,Tc= n Ts,Ts—开关周期,Kpwm—逆变器增益。则,电流内环的开环传递函数为:
Ta—电流采样延迟时间,Tb—逆变器全桥电路固有的延迟时间常数,Tc—反馈电流信号的滤波时间常数
采用一个一阶惯性环节来代替上式中的3个小惯性环节,其中:
为了便于设计,取:
将式( 8,9) 代入式( 7) ,可得:
式( 10) 是一个典型的二阶系统,闭环函数如下:
取最佳阻尼比,经过与典型二阶系统函数的形式比对后,可以得到:
当开关频率很高的时候,Ts就会很小,T也会很小,电流闭环的传递函数s2项系数远小于s项系数,所以,s2可以忽略,电流内环可以近似等效成一个惯性环节。电压环的设计如图5所示。
Td—电压外环采样时间,Te—电压外环反馈信号的滤波时间常数
3. 2 电压外环控制原理及其设计
图5中,Td= 0. 1Ts,Te= g Ts。电压外环传递函数是:
其中,PWM调制比为1,可以把电流环,电压采样和电压反馈延迟3个惯性环节合并为一个小惯性环节,则Tu= Td+ Te+ τ,于是上式可化简为:
按照三阶系统的最佳参数来设计,电压环可得到最大的相角裕度和较快的响应速度,典型的三阶系统开环传递函数为:
对照可以得到:
3. 3 三相光伏并网逆变器双环控制的仿真
根据设计的三相光伏并网逆变器及其控制策略, 本研究在Matlab /Simulink环境下搭建系统的仿真模型,进行验证。仿真模型的参数如表1所示。
三相并网电流波形如图6所示。由图6可以看出,三相波形具有很好的对称性,且谐波较小,总谐波畸变率THD = 0. 13% 。并网指令电流由50 A跌落至10 A时的仿真并网电流波形如图7所示,可以看出, 该控制系统具有良好的动态响应过程,并网电流能够很快达到稳态。
并网电压与电流波形如图8所示。从稳态运行时的仿真波形可以看出,在同一个频率下,并网电流和并网电压同相位,并且,并网电流能够很好地跟踪电网电压,能够实现单位功率因数的并网运行。
4实验及结果分析
基于TI公司DSP28335优异的控制性能[10],本研究以其e PWM模块为基础,搭建了实验硬件平台,对本研究提出的策略进行了实验验证。实验中,电流传感器主要 采用了ACS714系列,开关器件 主要为STB11NM80系列,A / D采样主要使用了DSP28335自带的采样模块。
硬件平台的开关驱动波形如图9所示。并网电压和并网电流波形如图10所示,由图9、图10可以看出,并网电流能够很好地跟踪并网电压,实现了单位功率因素运行。对并网电流的THD分析如图11所示。
在图11中,A点和B点分别为开关频率处和二倍开关频率处的谐波量。可以看出,电网电流谐波主要集中在开关频率以及二倍开关频率处,三倍及以上开关频率处的谐波很小,基本可以忽略。由谐波分析软件得到并网电流总谐波畸变THD = 3. 6% 。
5结束语
本研究利用Matlab /Simulink对所提出的双环控制策略进行了仿真。研究结果表明,三相光伏并网逆变器的双环控制设计策略设计的系统稳定性高,动态响应好,输出的电能质量也达到了国际标准,可以实现安全并网。
参考文献
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三相并网系统 篇6
直驱式永磁同步发电系统利用简单、牢固的永磁体结构,省去了增速传动装置(齿轮箱),其结构简单、噪音低、易维护,还能实现电网突然故障下并网发电系统的连续运行。它采用全功率变流器与电网进行连接,使转子和发电机的转速在0到1.5倍额定转速范围内连续运转,不仅提高了风能的利用率,而且输送给电网的电能质量也得到了很大提升[1]。因此直驱永磁风力发电技术正逐渐得到风电产业界的重视,是世界风电技术发展的趋势之一[2]。
直驱式风力发电系统的并网逆变电源是一个重要交换环节,通过采用合适的控制策略,电网侧变流器不仅可以在直流(DC)到交流(AC)变化时,得到稳定的、低谐波含量的输入电压,同时可以有效的控制有功和无功功率的双向流动。因此,并网逆变电源的控制性能好坏直接影响到电网电能质量的优劣。随着电压源型逆变器的广泛使用,如何给电压源逆变器的全控型开关器件提供一个给定频率的脉宽调制(PWM)信号,是需要解决的关键问题之一。 最常用的有电压空间矢量控制(SVPWM)方法和SPWM控制方法。相比于SPWM控制,SVPWM控制的优点是总谐波失真度比较小,直流侧电压利用率高,软件程序实现起来方便,所以SVPWM控制具有更大的优势。
针对SVPWM的基本原理和方法进行了分析和研究,在SVPWM网侧变频电源控制模型的基础上,先对控制模型进行了Matlab虚拟仿真,验证了理论分析的有效性,在此基础上基于TMS320F2812DSP的数字化平台,结合SVPWM控制思想,对网侧逆变电源进行了实验研究,实验结果表明利用该控制方法实现的并网效果良好,从而验证了控制策略的有效性。
1 直驱型风力发电系统并网逆变电源数学 模型
图1为直驱型风力发电系统并网逆变电源主电路拓扑结构图,ea,eb,ec为三相电网电压,L为滤波电感,R为其寄生电阻,ia, ib, ic为网侧电流,ua, ub, uc为逆变电源交流侧电压。
根据三相PWM逆变电源的拓扑结构,建立其在d-q坐标系下的数学模型[3]:
则有
式(2)中ud、uq分别为逆变电源输出桥臂电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量。ed、eq分别为电网电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量,id、iq分别为电流在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量;Kpi、τpi分别为电流PI调节器的比例系数、积分时间常数,i*d,i*q分别为d轴、q轴的基准电流。由此可得系统控制原理框图如图2。
2 SVPWM原理
SVPWM控制理论,是以让电动机获得恒定的电磁转矩为目的,针对电动机如何获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁场),以三相对称正弦波供电时产生的理想圆形磁场轨迹为基准,通过控制逆变器的不同开关模式,让在一个开关周期内的零矢量和两个相邻的非零矢量组合得到基本电压矢量,使基准磁通圆与电动机产生的实际磁通相接近,从而形成PWM波形,达到较高的控制性能[4]。
2.1 SVPWM扇区原理
定义三个电压空间矢量Uc(t)、UB(t)、Uc(t)。
式(3)中,Um为相电压最大值,f为电网频率,则三相电压空间合成矢量U(t)为
可见U(t)的幅值不仅为相电压最大值的1.5倍,且是按逆时针方向以角频率ω=2πf匀速旋转的空间矢量,并可以分解为三相坐标轴(a,b,c)上的三相对称正弦量。
让开关变量Sx代表x相桥臂的状态,Sx=1代表x相桥臂上开关管导通, Sx=0表示x相桥臂下开关管管导通,其中x=a,b,c;忽略电感饱和现象,并认为VT1—VT6为理想开关,将sa,sb,sc组合起来,可得到8种开关工作状态(000)～(111),则可得到图3所示的基本电压矢量图[5]。
6个扇区内的任意电压矢量根据伏秒平衡的原则可合成为
UrefT=UxTx+UyTy+U0T0 (5)
式(5)中,Uref为期望电压矢量;T为采样周期;Tx、Ty、T0分别为对应在一个采样周期内两个非零电压矢量 Ux、Uy 和零电压矢量 U0的作用时间;其中U0包括了U0和U7两个零矢量。
2.2 7段式SVPWM
为了有效地减少高次谐波的成分和功率管开关次数,并减少开关次数,选择如下基本相邻矢量顺序作用原则:在每个开关状态切换时,只有一相的开关状态得到改变。同时平均分布零向量的作用时间,从而产生对称的PWM波。当V1(100)切换至V0(000)时,改变的是A相上下开关管的切换顺序,若由V1(100)切换至V7(111),改变的是 B、C 相上下开关管的切换顺序,这样切换损失增加了一倍。因此改变电压向量V1(100)、V3(010)、V5(001)的大小,要和零电压向量V0(000) 配合,而要改变V2(110)、V4(011)、V1(100), 要和零电压向量 V7(111)配合。这样利用在不同扇区内不同开关状态的有序切换,就可以获得理想的SVPWM波形,扇区1的开关切换顺序为…0-1-2-7-7-2-1-0…,即如图4所示。其它扇区以此类推。
3 仿真结果及分析
Matlab中的Smiulink提供了用以实现各种基本功能的大量标准模块,通过模块组合能方便地实现系统的动态仿真。针对以上的理论研究,利用MATLAB中的Simulink对SVPWM控制的逆变器系统进行了建模仿真。取开关频率3 kHz。参考三相交流电压输入交流电压幅值为90 V,频率为50 Hz,直流侧输入为170 V电压。系统的仿真结果如图5。
由仿真结果可知,交流侧a相电压ua和电流ia同相位,实现了单位功率因数控制,SVPWM 算法得到的调制波呈马鞍形,不仅有利于提高直流电压利用率,而且可以有效抑制谐波。
4 软件设计与实验
4.1 系统软件设计
本文采用TI公司的TMS320F2812作为主控芯片,其具有运算精度高、处理速度快、功耗低等特点,特别适用于电机控制、电力电子技术等领域。
永磁直驱风电并网控制系统主要由以下功能模块组成[6,7]:(1)系统初始化模块;(2)电网电压锁相环模块;(3)Clark变换模块;(4)Park变换模块;(5)PI调节运算模块;(6)Park逆变换模块;(7)SVPWM模块;(8)故障保护处理模块。
主程序主要完成系统寄存器初始化设置。PWM中断服务子程序主要实现电压外环、电流内环的并网控制算法;AD采样中断服务子程序主要完成直流母线电压、电网电压、并网电流的信号采集,过压、过流判断以及数字滤波处理;故障处理子程序主要完成过流、过压保护处理。程序流程图如图7所示。
4.2 系统硬件设计
针对所仿真的系统设计了SVPWM控制硬件电路,试验设计参数如下:
直流侧电压:170 V,滤波电感:1.8 mH,交流电压幅值90 V,开关管频率:3 kHz。
并网三相正弦波变频电源结构如图8所示。三相交流电经过调压器降压,通过三相整流器变成所需要的变频电源直流侧电压,控制器包括电压电流采样调理电路以及基于DSP2812的SVPWM控制的数字软件实现电路,所得到的桥臂输出电流经过L滤波器,隔离变压器,并入三相电网。其中隔离变压器的主要作用是保证逆变电压和电网电压匹配,同时使电网和发电系统实现电气隔离;滤波器的主要作用是用来滤除并网电流的谐波。
由实验结果分析可见,所采用的SVPWM 控制思想实现了网侧逆变电源电流与电压的单位功率因数控制,验证了控制方法的有效性。
5 结论
针对直驱风力发电系统并网逆变电源,采用空间矢量脉宽调制控制技术,从仿真和实验两方面对该控制方法进行了验证。结果表明该控制方法不仅易于数字化控制,而且能够有效的实现单位功率因数并网,并降低谐波污染,对指导工程实际具有一定的参考价值。
参考文献
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三相并网系统 篇7
基于太阳能、风能等可再生能源的分布式发电技术是近年来国内外的研究热点。风力发电、光伏发电等分布式系统常采用逆变器作为并网接口,通过适当控制实现并网发电。然而,并网逆变器运行时存在孤岛现象。孤岛现象是指电网断电后,逆变器仍然持续供电,从而形成一个电力公司无法控制的局域供电网络[1]。逆变器处于孤岛运行时会对检修人员和用户设备产生严重危害。因此,快速有效的孤岛检测是并网逆变器的必备功能之一[1]。
孤岛检测方法一般分为无源方法和有源方法两类[2,3]。无源方法检测电压的电气特性,包括电压幅值、频率、相位、谐波畸变率等。其特点为原理简单容易实现,对电能质量无影响等,但存在较大检测盲区NDZ(Non detection zone)[2]。有源方法注入扰动量,如电流幅值扰动、频率扰动、功率扰动等,然后检测电压幅值和频率是否超出正常工作范围判断孤岛的发生。有源方法在一定程度上可以减小NDZ,但过大的有源扰动将导致电能质量下降[3]。
目前,国内对并网逆变器孤岛检测的研究集中在单相系统中,而对三相逆变器孤岛检测技术研究较少。因此,本文以三相并网逆变器为研究对象,根据三相系统中含有负序分量的特点,采用有源负序分量扰动法ANSCD(Active negative sequence component disturbance)进行孤岛检测。
1 三相逆变器孤岛检测
1.1 有源负序分量扰动ANSCD原理
图1为孤岛检测电路的原理图。其中,并网逆变器输出端连接电网于公共耦合点PCC,负载采用RLC并联形式,通过切断开关S来模拟孤岛的发生。
三相并网逆变器dq轴控制模型如图1所示[4],根据图1可得逆变器状态方程式(1)。由于dq轴解耦,因此d轴模型和q轴模型均可由图2表示。
如图2所示,在dq轴加入扰动量式(2)后,可得并网逆变器参考电流如式(3)所示。
经过坐标变换可得abc坐标系参考电流为:
如图1所示,三相逆变器并网运行时,公共耦合点PCC电压为电网电压,理想情况下为:
切断S电网断电,孤岛发生后,PCC电压为:
因此,加入有源负序电流扰动后,可以通过检测电压负序分量来判断孤岛的发生。
1.2 负序分量提取
根据上文可知,判断孤岛的关键之一在于提取PCC电压负序分量。根据对称分量法可知,三相电压矢量Uabc=[UaUbUc]T可分解为正序、负序和零序。其中,正序分量为
αβ坐标系电压矢量为:
式(7)~(10)联立可得αβ坐标系电压正序分量:
αβ坐标系电压负序分量为:
式(11)、(12)中,q为旋转因子,表示相移90°。本文采用实现q,其波特图如图4所示。从图中可以看出,在正序和负序频率50 Hz附近G(s)幅频特性为1 p.u.,相频特性为-90°,满足q要求。
正序和负序分量提取之后需要确定其幅值和频率。本文采用锁相环提取PCC电压正序分量和负序分量的幅值和频率信息。锁相环原理如图5所示。
1.3 负序扰动量标准
GB/T15543-1995标准中规定三相电压不平衡度ε为负序分量与正序分量的百分比,即:
GB/T15543-1995规定电力系统公共耦合点PCC正常工作电压不平衡度允许值为2%,短时不超过4%。因此,电网电压正常情况下电压不平衡度小于4%。本文设置有源负序电流扰动量为额定正序电流的4%,PCC电压负序分量上限值为正序分量的4%。一旦电网断电,若三相并联RLC负载平衡,则根据式(6)可知PCC电压负序分量增加至4%,达到上限值,从而检测到孤岛的发生。
1.4 电流控制器设计
根据上文分析和式(6)可知,电流控制存在误差将影响孤岛检测的有效性。传统基于同步旋转坐标系的PI控制对负序分量难以实现理想的控制效果,存在稳态误差。文献[5]采用正序、负序双同步旋转坐标系PI控制方案实现了正序和负序分量的零稳态误差控制。然而其结构复杂计算量大。为了解决该问题,借鉴内模控制思想对负序分量进行控制。
内模原理指出[6]:若要求一个反馈控制系统具有良好的跟踪指令以及抵消扰动影响的能力,并且这种对误差的调节过程结构是稳定的,则在反馈控制环路内部必须包含一个描述外部输入信号指令信号和扰动信号动力学特性的数学模型,该数学模型就是所谓的“内模”(internal mode1)。由于同步旋转坐标系下正序分量为直流量,其(标么值)内模为因此PI可以实现正序分量的零稳态误差控制。同理,同步旋转坐标系下负序分量为交流量,其频率为基波频率ω的2倍,其内模为因此,根据内模原理可得正序、负序电流控制器如下:
2 仿真验证
本文采用Matlab对有源负序分量扰动法进行仿真分析,根据IEEE Std.929-2000标准中定义的最恶劣情况(worst case)进行验证[1]。具体参数如下:三相电网电压380 V/50 Hz,逆变器额定功率3 k W,直流母线电压800 V,并网接口电感5 m H,开关频率10 k Hz,并联RLC负载额定功率3 k W(R=48Ω,L=61.1 m H,C=165.87µF),仿真结果如图6所示。
图6(a)为电网电压波形,图6(b)为公共耦合点PCC电压波形。仿真中设置0.065 s时电网断电,电网电压为0。其后并网逆变器仍向负载供电,此时PCC电压出现不平衡,该现象可由式(6)解释:三相逆变器输出电流中的负序分量导致PCC电压中同样含有负序分量,从而造成PCC三相电压不平衡。
图6(e)~(f)为根据式(11)和图5提取的PCC电压正序分量信息。可以看出,0.065 s孤岛前后正序分量基本不变。该现象可由式(6)和IEEE Std.929-2000的测试标准解释:并网逆变器输出正序功率和负载功率匹配。
图6(c)为根据式(12)提取的PCC电压负序分量U-αβ波形,说明孤岛后PCC电压中出现负序分量。图6(d)为根据图5提取的负序分量幅值。由于负序电流的扰动导致负序分量明显上升,在0.203 s左右幅值增至额定正序电压的4%,达到上限值,从而检测到孤岛的发生,三相逆变器停止工作,实现孤岛保护,如图6(g)所示。
根据以上仿真结果可知,在IEEE Std.929-2000标准中定义的最恶劣情况下,有源负序分量扰动法ANSCD仍可以检测到孤岛的发生,检测时间为(0.203-0.065)s=0.138 s,远低于IEEE Std.929-2000标准中规定2.000 s的标准[1]。
实际应用中还存在三点问题:
(1)IEEE Std.929-2000未规定负载不平衡IL(Imbalanced Load)时的孤岛测试标准,而实际应用中却存在IL情况。根据式(6)可知IL情况下负序分量将有所变化。单从负序电流考虑,可能出现与IL同时作用降低PCC负序电压幅值的情况;但考虑到正序电流,其与IL作用将增大PCC负序电压幅值。因此,IL情况下ANSCD仍然有效。
(2)为了减小负序分量对电能质量的影响,可减小负序电流含量,如从4%降低到2%。
(3)电网电压的暂态波动或短时电压不平衡现象会导致负序分量幅值超出上限值。为了避免误动作,此时可采用延时一段时间后再检测负序分量幅值的方法,延时选取时间依据IEEE Std.929-2000[1]。
3 结论
本文利用三相系统中存在负序分量的特点,采用有源负序分量扰动法ANSCD进行孤岛检测,通过判断公共耦合点电压负序分量的幅值确定孤岛的发生。此外,文中还给出一种正序分量、负序分量控制及其幅值、频率信息的提取方法,分析了ANSCD实际应用中存在的问题并提供了相应的解决方案。最后,根据IEEE Std.929-2000标准规定最恶劣情况进行了孤岛检测仿真分析,仿真结果表明ANSCD可以实现快速有效的孤岛检测。
参考文献
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