并网变换器（通用6篇）
并网变换器 篇1
1 引言
近年来,由于石油、煤炭、天然气等非可再生能源的不断减少,三相电压源型并网变换器在风能、太阳能等可再生能源分布式发电领域的应用越来越广泛[1,2]。
为了提高并网变换器的并网性能和效率,变换器的控制策略成为目前热门的研究课题。传统的基于PI调节的PWM线性控制策略和基于滞环控制的非线性控制策略在功率变换器领域的研究和应用日趋成熟。然而传统的控制策略一般需要复杂的设计步骤,并且很难在控制器中加入系统的固有限制和约束条件。同时由于并网输出会向电网注入高次谐波电流,因此传统的控制策略在复杂的功率变换器中无法很好地应用[3]。随着数字信号处理器性能的不断提高,国内外的学者们相继提出了许多新颖、复杂的控制策略。其中一部分控制策略已经应用在实际的功率变换器中,并在很多方面表现出明显的优势,如模糊控制、自适应控制、滑模控制以及预测控制等[3,4,5,6]。
最早提出的预测控制是无差拍控制,这种控制策略广泛应用于电流控制式逆变器、整流器、有源滤波器和不间断电源(UPS)[7,8,9]。同无差拍控制相似的一种控制策略是模型预测控制(MPC)。模型预测控制基于系统的离散时间模型,在一个采样周期内预测系统下一采样时刻的输出值,通过设定的评估函数(Cost-Function)来选择出最优的开关变量[1]。模型预测控制作为一种新型控制策略,以其控制方法简单灵活、开关次数少、性能稳定等特点,得到了国内外学者的广泛关注。
本文主要研究模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,分别分析讨论了无功功率补偿与否条件下并网电流的稳态与动态性能。最后,本文通过仿真和实验结果的对比验证了模型预测控制在三相并网变换领域的优越性。
2 并网变换器数学模型
图1所示为三相并网DC/AC变换器的主电路结构,输出滤波器采用L型滤波,变换器输出与电网之间采用升压比为1∶2的工频变压器隔离。图1中Vdc为直流输入电压,L为滤波电感,R为滤波电感等效电阻、死区效应等效电阻、功率开关等效电阻和线路电阻的总和,ia、ib、ic分别为a、b、c三相的输出电流;Va N、Vb N、Vc N为逆变器输出电压;ea、eb、ec为电网电压;Vn N为负载电压中性点与直流母线负极之间的电压[3]。
变换器的开关状态由门级信号Sa、Sb、Sc决定。定义变换器的开关状态:
其中,x表示a、b、c三相,则变换器的输出电压可以表示为:
取α=ej2π/3,则变换器的输出电压矢量可以表示为:
代入式(2)可得开关状态变量(Sa,Sb,Sc)和输出电压矢量v的关系:
根据(Sa,Sb,Sc)的不同组合,可以得到7种不同电压矢量,其中v0=v7。假定负载三相平衡,可以定义负载电流合成矢量和电网电压合成矢量:
由式(4)~式(6)可以得到系统动态矢量方程:
式中,R为负载电阻;L为负载电感。
从abc坐标系到αβ坐标系的变换公式为:
则在αβ坐标系下系统的动态矢量方程可以转换为:
3 模型预测控制策略
3.1 三相并网变换器模型预测控制原理
模型预测控制的基本原理是根据系统的离散时间模型来预测系统下一采样时刻的输出值。图2所示为模型预测电流控制的基本结构框图,模型预测控制的控制过程为[10]:
(1)k时刻采样三相电网电流和电压值。
(2)通过PLL锁相环回路得到与电网电压同频同相的电流参考值。
(3)根据系统模型预测k+1时刻电网电流值。
(4)根据评估函数评估k+1时刻电网电流预测值,选择出使评估函数取最小值的一组电压矢量。
(5)将选择出的电压矢量转换为对应的开关信号,同时更新开关状态。
(6)等到k+1时刻,返回到步骤(1),进入下一个采样周期。
假设系统的采样周期为Ts,则式(9)中的微分项可以近似为:
将式(10)代入式(9),则并网电流的离散时间模型为:
式(11)将作为模型预测控制的控制器来预测每一个开关状态下系统所有可能的输出电流值,在采样周期Ts足够小的条件下可以近似地认为电网电压
3.2 评估函数的选择
评估函数的作用是从所有的预测值中选择出最优的一组开关变量,使k+1时刻系统输出误差最小。评估函数具有很强的灵活性,可以根据系统的需求加入约束条件,如开关频率最小化、开关损耗最小化、共模电压最小化、频谱成分限制、系统电压和电流幅值限制等[10]。如一般约束电压和电流的评估函数:,通过改变权重系数λ,可以调节不同约束条件对系统的影响程度,进而选择出最优的开关状态。权重系数的优劣决定了系统的稳定与否,然而对于权重系数的选择目前还没有明确的分析方法和理论依据,很多时候还需要通过实验方法和工程经验才能获得最优的权重系数[3]。
三相电压源型并网变换器的控制目的是使电网的参考电流和采样电流误差最小,为减少控制器的计算量,文中选取的评估函数为:
其中,iα*(k+1)、iβ*(k+1)代表k+1时刻参考电流在αβ坐标系下的分量。k+1时刻的参考电流可以通过外推的方法求出,当采样周期足够小的情况下可以近似地认为i*α,β(k+1)=i*α,β(k)。
模型预测电流控制的突出优点是不需要任何的调制器即可实现控制。本文基于系统的离散时间模型式(11)预测所有开关状态下的并网电流值,选取使评估函数式(12)取最小值的一组开关状态作为最优值来控制并网变换器,最终实现模型预测并网控制。三相电压源型并网变换器一共有7种不同的开关状态,在一个采样周期内式(11)和式(12)一共需要计算7次。
3.3 三相并网变换器模型预测系统结构
图3为三相电压源型功率变换器的并网结构控制框图,整个系统由直流源、三相电压源型变换器、隔离变压器、电压电流采样、DSP控制器、IGBT驱动器等组成。在一个采样周期的初始时刻采样电网电压和并网电流,通过PLL锁相环回路和模型预测控制方法实现并网电流和电网电压同频同相的目的。变换器的输出经过L型滤波电感后与电网之间通过升压比为1∶2的工频变压器进行隔离。
4 仿真结果分析
基于模型预测控制三相并网变换器的离散时间模型和控制策略,在PSIM9.1环境下搭建并网仿真模型,具体参数设置见表1。
图4(a)是参考电流幅值5A时,三相参考电流与负载电流波形;图4(b)是在0.025s参考电流幅值从5A阶跃变化到2.5A时三相参考电流和并网电流的波形。由图4可知,稳态变化时,并网电流能够准确跟踪参考电流变化;动态变化时,并网电流经过短暂调节,即实现快速跟踪,说明MPC具有快速的电流调节能力。
在传统的PWM调制策略下,开关频率是固定的,谐波成分主要集中在载波频率以及载波频率的整数倍处。如图5所示,不同于传统的PWM控制方式,模型预测控制的谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,这主要是因为模型预测控制的开关频率是不固定的,一般小于采样频率的0.5倍。另外从图5中还可以看出谐波的幅值较小,从而能够获得较小的THD。
图6所示为相同采样频率、不同控制策略下三相电压源型变换器的输出电压波形。图6(a)为MPC控制策略下三相变换器的a相输出电压波形,图6(b)为PI控制策略下三相变换器的a相输出电压波形。对比图6(a)和图6(b)可以看出MPC控制策略下变换器的开关频率较低,约小于采样频率的0.5倍;而PI控制策略下变换器的开关频率较高,约等于采样频率。从降低电力电子器件导通和关断损耗的角度分析,可以看出MPC控制较PI控制具有明显的优势。
5 实验结果分析
为验证模型预测控制算法的并网控制性能,本文采用交流最大输出功率10k VA的MWINV-9R144三相功率变换器作为实验平台。模型预测控制算法采用数字信号处理器TMS320F28335实现,控制器产生的门极驱动信号通过接口和保护板卡与功率变换器进行连接。三相电网电压和三相并网电流通过ADC采样调理板卡与控制器进行连接,直流母线电压采用输出电压可调的直流电压源代替。实验参数与仿真参数一致,具体见表1。
5.1 稳态与动态性能分析
图7所示为三相并网电流的稳态和动态实验波形。图7(a)是参考电流幅值5A时,三相并网电流的稳态实验波形,从图中可以看出三相并网电流的正弦度较好,能够很好地跟踪参考电流的变化,证明了模型预测控制在并网变换应用场合的可行性。图7(b)是三相参考电流从5A到2.5A阶跃变化时的并网电流动态波形,从图中可以看出并网电流能够快速跟踪参考电流的变化,具有很好的动态性能。
图8所示为实验条件下得到的a相并网电流频谱图,谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,与仿真得到的结果相一致。另外,并网电流THD=2.84%,满足并网时THD<5%的要求。
5.2 不同功率因数的并网分析
正常情况下,用电设备不但要从电源取得有功功率,还需要从电源取得无功功率。如果电网中的无功功率供不应求,用电设备就不能维持在额定情况下工作,从而影响用电设备的正常运行。本节研究预测控制策略在功率补偿领域的应用,不同于前文的直接电流控制,本节采用直接功率控制,即把之前给定三相参考电流转换为给定参考功率:有功功率和无功功率,实现模型预测直接功率控制[11,12,13,14]。
图9所示为实验得到的并网电流和电网电压波形。图9(a)为功率因数等于1时并网系统仅输出有功功率的并网电流和电网电压波形;图9(b)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和感性无功功率的并网电流和电网电压波形;图9(c)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和容性无功功率的并网电流和电网电压波形。从图中可以看出,通过模型预测直接功率控制能够实现并网系统的无功功率补偿。
6 结论
本文研究了模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,仿真和实验结果表明模型预测控制策略在并网控制中具有较好的电流跟踪能力和动态响应。模型预测控制策略与传统的PWM控制方式相比具有简单、高效的特点,不需要任何的调制器和补偿回路即可直接产生功率开关管的驱动信号。模型预测控制策略具有很强的灵活性,可以根据实际系统的要求包含一个或几个不同的约束条件。该控制策略不仅适用于三相电压源型变换器,而且适用于电力电子技术中的各种电路拓扑结构。
模型预测控制策略的基本思想是基于系统的离散时间模型,所以模型参数的精确与否会直接影响到系统的整体性能。为减少处理器的计算负担,文中的评估函数仅考虑了并网电流误差这一因素,并没有考虑开关频率、共模电压等因素。未来的研究方向将主要集中在系统模型参数的鲁棒性分析以及评估函数权重因子的选择上。随着数字信号处理器性能的不断提升,模型预测控制策略在功率变换领域的应用将会越来越广泛。
并网变换器 篇2
1.1 锁相环分类
发电系统电网同步中锁相环 (PLL) 技术的运用越来越广泛。通常来说PLL可分为单相PLL和三相PLL。对于理想锁相环PLL, 不管是否受到电网电压畸变或干扰, 锁相环都可以精确获得电压同步相位。三相电压具有不平衡的特性, 这是因为单相系统存在的畸变或扰动依旧存在于三相电网中, 同时三相电网中还存在负序扰动。为了在这种情况下使得三相电网电压仍然能够快速精确地获得正序分量的相位信息, 三相锁相环需要达到更高的要求。按结构, 通常把三相锁相环分为开环锁相环和闭环锁相环。
1.2 锁相环路的基本组成
锁相环的作用主要是为了能够跟踪多路信号相位和频率。PLL是一个相位负反馈控制系统, 通过使用PLL可以实现输出相位与参考相位之间达到最小差值。鉴相器 (PD) , 环路滤波器 (LF) 和电压控制振荡器 (VCO) 是构成了典型的PLL基本结构。在实际运用中, 有多种多样的锁相环路, 都是基于PLL最基本的结构变化形成的。与常规控制系统相比:PLL是采集相位信号, 而常规控制系统采集的是电压或电流信号。
鉴相器是一个相位比较装置, 主要功能是监控输入信号相位θ1 (t) 和反馈信号相位θ2 (t) 两者之间的相位差θe (t) ;环路滤波器为了能够对鉴相器的输出噪声和高频信号进行消除, 此外还能够改变压控振荡器 (VCO) 的控制频率的高低;压控振荡器本质上是一个电压—频率转换器。
1.3 锁相环路的频率合成
频率合成器的主要功能是通过一个标准参考频率, 其具有稳定度高、精度高的特点, 通过对该信号使用混频、倍频与分频等方法, 最终得到大量具有同样精度与稳定的频率源。是目前实践运用中最为常用的一种频率合成方法, 称为间接合成。
1.4 锁相环路相位模型
锁相环路本质上是一个对相位负反馈的误差能够进行控制的系统, 输入相位θ1 (t) 、反馈信号的输出相位θ2 (t) 两者进行比较, 得到的误差相位θe (t) ;进一步产生误差电压Ud (t) , 使用过环路滤波器对Ud (t) 进行过滤得到控制电压UC (t) , 将UC (t) 施加到VCO上使之产生频率偏移, 能够跟踪输入信号频率ωi (t) 。当输入频率ωi为固定频率时, 其受到控制电压UC (t) 对输入频率进行作用, 使得输出频率逐渐接近输入频率ωi, 当两个频率相等时, 整个环路能够到达稳定状态, 实现环路锁定。
当环路锁定后, VCO频率与输入信号频率相同, 会产生一个稳态相位差。对于维持误差电压Ud (t) 与控制电压UC (t) , 所产生的相位差至关重要, 如果没有它, 那么环路的控制电压也不会存在, VCO的振荡频率又变为其自由振荡频率ωo, 最终导致了整个环路无法进行锁定。这种现象称为存在剩余误差, 是误差控制系统所独有的特征。再使用相位模型深入研究输入相位θ1 (t) 、输出相位θ2 (t) 的关系, 相位模型是对锁相环进行下一步分析的基础。
锁相环的工作过程如下:一是对VCO的输出进行采集和分频;二是将第一步得到的输出与环路的基准信号同时输入鉴相器;三是鉴相器对输入的两者进行比较, 从而得到一个直流脉冲电压并将其输出;四是改变VCO的频率;最终使得VCO的输出稳定在所需要的状态。
2 并网变换器同步锁相环的应用
2.1 并网变换器同步锁相环的环路模型
在模型设计中要求锁相环输出相位与三相电网电压的基波正序同步, 使用鉴相法, 产生的Ud中包含有输入和输出的相位误差。在建立环路相位模型时, 把该相位误差当做输入相位与输出相位比较后的误差相位。然后对该模型进行线性化, 因为鉴相法的数学模型具有非线特性。最后再选择低通滤波器, 从而对整个系统进行建模。图1为锁相环模型, 设输入相位为θ1 (s) , 系统反馈的输出相位为θ2 (s) , 相位误差设定为θe (s) , 环路滤波器的传递函数为F (s) , K/s相当于VCO, VCO中心振荡频率ωff, K为环路增益 (K实际上是压控振荡器的增益系数) 。
2.2 参数设置
相位模型, F (s) 作为调节器, 调节器的时间常数Kp和Kl, 及VCO的增益系数Ko这三个参数需要进行设计, ωn、ξ的设定对锁相环路各种性能是矛盾却又统一的。一旦ωn、ξ增大, 模型的捕获带也会增大, 进而减小了模型的捕获时间, 加强对VCO噪声的滤除, 稳态相关被降低, 增大了模型的同步带、同步扫描速率;另一方面如果将ωn、ξ减小, 那么输入噪声的滤除力度将会增大, 模型的平均跳周时间会延长。ωn、ξ的增大与减小都会对模型性能产生影响, 因此对于环路参数选择是必须面对的问题。所以在日常使用中, 通常在开始工作阶段将环路参数设计在一个合理的范围, 然后根据锁相环所处的不同工作阶段, 对参数进行更改实现模型性能的最优化。
3 结语
当今社会对电力能源质量要求的越来越高, 电压波形畸变和三相不平衡现象日益严重, 作为同步参考信号的电网电压, 并非固定频率的正弦波形, 电压的频率会波动;波形会发生畸变, 含有谐波或电压缺口;此外, 三相电压可能不平衡。本文在研究锁相环基本原理的基础上, 阐述了通用并网变换器同步锁相环实现方案, 研究同步锁相在并网变换器中的应用。同步锁相对于并网变换器的性能和稳定性都有着至关重要的作用, 对同步锁相的应用研究十分有意义。
参考文献
并网变换器 篇3
大力开发利用可再生能源已成为国际上应对能源和环境问题的战略目标。近年来,全球范围内风能、太阳能等可再生能源发电的装机规模迅速大幅度增长,一些国家和地区的可再生能源发电已占电力系统重要比例[1,2]。随着可再生能源的进一步开发利用,可再生能源发电将成为未来电力系统的主力电源。电压源型变换器(VSC)作为可再生能源发电与电网的接口,广泛应用于可再生能源发电并网,如风力发电、太阳能发电等。另一方面,基于VSC的柔性直流输电(VSC-HVDC)作为新一代的直流输电技术,具有独立的有功和无功功率调节、无源网络供电、易于直流组网等特性,是提高未来输电网高效性和灵活性的重要手段,将在未来电网得到广泛应用[3,4,5,6]。随着VSC在电力系统发电、输电等领域的应用,其运行特性将对电力系统安全稳定运行带来深刻的影响。
由于在一些地区可再生能源资源与负荷逆向分布、电网网架薄弱等因素,VSC可能运行于弱电网条件。VSC弱电网下的运行稳定性是值得关注的问题[7,8,9,10,11,12,13,14,15,16]。文献[9,10,11,12,13,14,15,16]分别研究了弱电网下谐波、电流控制、锁相控制、功率控制等稳定问题。文献[9]研究了电流控制与配电网中负荷电容相互作用引起的谐波稳定问题。文献[10]研究了电网阻抗引起的系统谐振点变化导致电流控制的稳定问题。文献[11,12]研究了弱电网下锁相环(PLL)的稳定性。文献[13]研究了弱电网下锁相环引起的负电阻效应导致电流环的稳定问题。另一方面,弱电网下功率控制的稳定性也逐渐得到了关注[14,15,16]。文献[14]基于建立的VSC经线路阻抗接入无穷大电源系统的小信号模型,采用特征值和传递函数分析方法,研究了弱电网下功率控制环的稳定性,以及锁相环和无功功率控制环对有功功率控制稳定性的影响。文献[15]基于线性化状态空间模型,采用特征值分析方法,研究了锁相环参数对功率传输极限的影响。文献[16]通过特征值分析,发现电网变弱时,VSC功率控制会不稳定,并通过采用d轴和q轴电流协同控制有功和无功功率的方法,提高弱电网下功率控制的稳定性。以上研究从系统小扰动动态特性的角度,分析VSC功率控制的稳定性。而另一方面,VSC通过调节基于电网电压定向的d轴和q轴电流来调节注入电网的有功和无功功率。有功和无功功率与d轴和q轴电流间的静态关系特性,对功率控制的动态特性及稳定性有着重要影响。相比于同步发电机系统对功角曲线特性、传统高压直流输电系统对有功功率与直流侧电流关系特性的关注[17],并网变换器的功率—电流关系特性研究较少。
本文从有功和无功功率与d轴和q轴电流间静态关系特性的角度出发,分析推导了功率控制稳定性的物理约束,揭示了弱电网下功率控制稳定性弱的根本原因。首先,基于系统等效电路,推导了注入电网有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系,发现有功功率随着d轴电流的增大先增大后减小,有功功率对d轴电流的灵敏度Pe/id<0的电路特性制约功率控制的稳定性。进一步分析了不同工作点时有功功率、端电压幅值对d轴和q轴电流的灵敏度,指出基于矢量控制的有功和无功功率控制策略在弱电网下运行的局限性。基于分析结果提出了提高VSC功率控制稳定性的基本思路。
1 系统简介
VSC经线路阻抗接入无穷大电源系统及VSC控制如图1所示。图中:Pin为注入VSC直流侧的功率;Vs和Vt分别为无穷大电源电压和变换器机端电压矢量;Vc和I分别为变换器调制输出电压矢量和变换器输出电流矢量;vdcref和vdc分别为直流电压的指令值和实际值;idref和iqref分别为d轴、q轴电流的指令值;id和iq分别为变换器输出电流在锁相坐标系下的d轴、q轴分量;vd和vq分别为电流控制器输出的调制电压的d轴、q轴分量;θpll为锁相环输出相位;Lf,Cf,Rf分别为VSC滤波电感、电容、电阻;Ls和Rs分别为电网电感、电阻。
VSC采用基于电网电压定向的矢量控制策略。锁相环用于检测电网电压频率和相位,为矢量控制提供坐标基准。功率控制外环根据有功和无功功率的需求分别生成d轴和q轴电流指令值,通过调节d轴和q轴电流值来调节注入电网的有功和无功功率。有功功率控制可采用如图1所示的恒定直流电压控制策略。当直流电压维持恒定时,VSC输出的有功功率等于注入VSC直流侧的功率。无功功率控制包含恒功率因数控制、恒无功功率控制、恒端电压幅值控制等控制策略(图1中以恒端电压幅值控制为例)。电流控制内环执行功率外环的指令,控制d轴和q轴电流。本文不考虑VSC注入功率的动态,认为Pin保持恒定,且在以下分析中以逆变工况为例,Pin>0。
为研究系统有功功率、端电压幅值与注入电网的d轴和q轴电流间的关系特性,可作如下假设。
1)忽略电流环动态,认为电流理想跟踪其指令值。由于关注的是功率外环的稳定问题,电流内环的动态可忽略。
2)不考虑滤波电容的影响。滤波电容主要影响系统高频段特性,在本文研究的问题范畴可不考虑。
3)不考虑无功补偿电容的影响。根据下文的研究思路,考虑电容补偿不影响分析结果,为简化分析,本文假设无补偿电容。
4)忽略电网电阻,只计及电抗的影响。由于电阻相对于电抗较小,为简化分析,将电阻忽略。
基于以上假设,VSC等效为注入电流源,系统等效电路如图2所示。图中:Xs为电网等效电抗。
2 功率和端电压幅值与d轴和q轴电流关系
选择无穷大电源电压矢量相位为参考相位,即θs=0°。稳态时,注入电网的电流为idref+jiqref。值得注意的是,此电流是基于锁相坐标系,需转换到参考坐标系下。图3所示为锁相坐标系与参考坐标系关系示意图。图中:ds和qs表示参考坐标系;dpll和qpll表示锁相坐标系。
式(1)为参考坐标系下注入电网电流矢量表达式,其中C为锁相坐标系到参考坐标系的坐标转换公式。可见,注入电网的电流矢量相位取决于锁相环相位。
下文用id,iq分别替代idref,iqref。
根据电路原理,VSC端电压为:
式中:Vt和θt分别为端电压的幅值和相位;Vs为无穷大电源电压幅值。
稳态时,锁相环准确跟踪端电压的相位,即
将式(4)代入式(3)中,同时等式两边同乘以e-jθt,由等号左右侧实部虚部分别相等,可得
VSC输出的有功功率为:
由式(6)可知,id增加导致端电压幅值降低,iq绝对值(即-iq)增加导致电压幅值升高。由式(7)可知,有功功率随着id的增加先增大后减小。这是由于id的增加会导致端电压幅值下降,当id增大到一定值时,端电压下降引起的有功功率减小大于id增加引起的有功功率增加,最终导致id增加引起有功功率减小。有功功率随iq绝对值的增加而增加。
图4(a)为iq保持不变时,Vt随id变化的曲线。图4(b)为id保持不变时,Vt随-iq变化的曲线。变量采用标幺值,以无穷大电源电压、电网电抗分别作为电压、阻抗基值,则有Vs=1,Xs=1。在标幺值系统中,由式(5)可知,id不大于1。图4(c)为iq保持不变时,Pe随id变化的曲线,可见Pe随着id增加先增大后减小,且不同iq值下,使得Pe取最大值的id值不同。图4(d)为id保持不变时,Pe随-iq变化的曲线,可见Pe随着iq绝对值增加线性增加。
由以上分析可知,有功功率、端电压幅值均和d轴、q轴电流有关。一般认为的基于矢量控制下的有功和无功功率解耦是以VSC并入理想电网为前提。此时电网阻抗为零,端电压幅值和相位保持不变,有功和无功功率分别与d轴和q轴电流成正比,有功和无功功率控制解耦。非理想电网条件下,d轴和q轴电流均会影响有功和无功功率,从而影响有功和无功功率控制。
其次,有功功率、端电压幅值与d轴电流呈非线性关系。随着d轴电流增大,端电压幅值下降,导致有功功率随d轴电流增大先增大后减小。而VSC通过调节d轴电流来调节注入电网的有功功率,以维持VSC输入与输出功率的平衡。当VSC运行在区域,且无动态无功支撑(即iq保持恒定)时,d轴电流增加引起输出有功功率减小,进一步增加输入与输出功率的不平衡,导致有功功率控制失稳。同时,不考虑控制器饱和因素的影响时,输入与输出功率不平衡将使d轴电流持续增加(减小),由式(5)可知,d轴电流持续增加(减小)会引起端电压相位的持续增大(减小),VSC与电网失去同步。
3 灵敏度分析
由上述分析可知,Pe和Vt为id的非线性函数。为了进一步研究Pe,Vt与id,iq的关系特性,本节对不同工作点下特性作进一步分析。
同步发电机单机无穷大系统可用功角、电压幅值来反映系统的运行工作点以及系统的稳定裕度。同样,VSC接入无穷大电源系统可以定义端电压相位与无穷大电源相位间的夹角为功角,以运行点功角θt0及端电压幅值Vt0表征工作点。同时,以运行点功角、电压幅值取代d轴和q轴电流表示系统工作点,可将式(6)、式(7)中的根式运算转换为三角函数运算,从而简化计算。
由式(5)、式(6)可得θt0,Vt0与id0,iq0间的转换关系式为:
式中:θt0的取值范围为[0,π/2];下标0表示工作点处变量的值。
另一方面,运行点功角值可以反映当前运行工况下的交流电网强度。一般用短路比λSCR来衡量直流系统接入的交流系统强度[17]。短路比λSCR定义为交流系统的短路容量Sac与直流系统功率Pdc的比值。在某一运行点下,可以近似认为:
由式(10)可知,短路比与线路电抗、VSC有功功率成反比。线路电抗越大,VSC输出有功功率越大,短路比越小,电网越弱。另一方面,经如式(10)的进一步推导,发现若假定运行点端电压幅值维持在标幺值附近,则短路比与功角的正弦值成反比,功角越大,短路比越小,电网越弱。一般认为,短路比小于2的电网为极弱电网[17]。由式(10)可得,当端电压幅值维持在标幺值附近时,短路比为2对应的运行功角为π/6左右。
假定无穷大电源电压幅值及相位保持不变。将式(5)至式(7)线性化,同时以θt0,Vt0替代id0,iq0,整理可得:
则表达式分别为:
,其绝对值正比于功角的正切函数,随着功角的增大,其绝对值急剧增大,即当运行功角较大时,id微增量会引起端电压幅值的急剧降低。的绝对值等于电网电抗值。当功角大于π/4时,对应短路比小于1.41,,端电压幅值对id变化比对iq的变化更为灵敏。
的值与θt0和Vt0相关。随着θt0的增加,减小,且由正值变为负值。若iq保持恒定,当变为负值时,有功功率控制将不稳定。定义为零时的功角为临界功角,表达式为:
临界功角θtlim的值取决于端电压幅值与电网电压幅值的比值。θtlim随Vt0/Vs的增加而增加,即提高运行点端电压幅值有利于提高系统的稳定运行范围。当工作点端电压值等于电网电压幅值时,功角极限约为0.9rad,小于π/2,对应的临界短路比为1.27。图5(a)为随功角的变化曲线。图5(b)为随λSCR变化的曲线,λSCR小于2时,随λSCR的减小急剧减小且变为负,特性制约VSC弱电网下稳定运行。
正比于功角的正弦值,在功角[0,π/2]变化区间内,其值恒大于零,且随着功角的增大,增大。当功角大于一临界值时,,Pe对iq的变化比对id的变化更为灵敏。临界功角值取决于Vt0/Vs。如图5(a)所示,当Vt0/Vs分别为0.9,1.0,1.1时,曲线与曲线交点的功角分别为0.58,0.62,0.66rad。
以上分析基于锁相环准确跟踪端电压相位的假设。实际上,在d轴和q轴电流调节过程中,锁相环存在锁相动态,而锁相环相位将影响注入电网电流矢量的相位,从而影响到有功功率、端电压幅值对d轴和q轴电流的动态响应。锁相环动态对并网变换器功率控制动态稳定的影响本文不作分析。
有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的静态关系影响VSC功率控制的动态及稳定性。由以上分析可知,在运行功角超过一定值时,端电压幅值随d轴电流增加急剧降低,导致,是制约VSC弱电网下运行时功率控制稳定性的关键因素。
为了提高VSC功率控制稳定运行能力,可以通过提供动态无功支撑稳定端电压幅值实现。动态无功支撑一方面通过调节iq提高了VSC有功输出能力,另一方面使得更大运行范围内。如图4(c)所示,当iq绝对值增大时,Pe-id曲线的最大功率点右移,有功功率稳定运行范围增加。特别的,如果无功控制能使端电压幅值在有功功率控制动态过程中可认为恒定,这样注入电网的有功功率正比于id,在全范围内有功功率控制环稳定。而实际上,正比于运行点功角的正切值,运行在较大功角时,急剧增大,端电压幅值对d轴电流的变化非常敏感,使得无功与有功功率控制的配合变得困难,通过动态无功支撑提高稳定运行范围受到Vt-id特性的制约。
另一方面,基于矢量控制下的有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系特性是制约弱电网下功率环稳定的根本因素。提高VSC功率环弱电网下稳定性的根本途径是改变或优化以d轴电流调节有功功率、q轴电流调节无功功率的功率控制策略。例如:采用通过调节VSC输出电压矢量相位来调节有功功率、通过调节输出电压矢量幅值来调节无功功率的控制策略[18],其有功功率、无功功率与电压相位、幅值的关系类似于同步发电机系统。另一方面,可以优化现有的矢量控制。由上述分析可知,在运行功角较大时,有功功率对q轴电流、无功功率对d轴电流更为敏感,弱电网下可采用q轴电流控制有功功率、d轴电流控制无功功率来提高功率控制稳定性。
4 仿真验证
在MATLAB/Simulink中搭建VSC经线路电抗接入无穷大电源的仿真模型,仿真系统如图1所示。采用平均值模型,不考虑开关过程。仿真不同条件下有功功率、端电压幅值以及功角的响应。端电压相位近似用锁相环相位表示,用锁相环相位与无穷大电源电压相位差(以下简称锁相环相位)近似表示功角。变量采用标幺值,以无穷大电源电压为电压基值,以电网电抗为阻抗基值。
图6(a)为有功功率、端电压幅值、锁相环相位在不同运行功角下对d轴和q轴电流指令值阶跃变化的响应。初始状态下Vt0为1(标幺值),θt0分别为π/6和π/3。2s时,d轴电流指令值阶跃增加0.05(标幺值),3s时,q轴电流指令值阶跃减小0.05(标幺值)。由图6(a)可见,稳态时,当功角为π/6时,id增加导致Pe增加,Vt降低,θpll增加;当功角为π/3时,id增加导致Pe减小,Vt降低,θpll增加。功角为π/6和π/3时,iq减小均导致Pe增加,Vt增加,θpll保持不变。
图6(b)为不同运行功角时,无功控制从恒定端电压幅值控制切换到恒定iq指令控制,Pe,Vt,θpll的响应。Vt0为1(标幺值),θt0分别为0.89,0.91rad。初始时无功控制采用端电压幅值控制,以使系统能够进入到稳态运行点。5s时,端电压幅值控制切换到给定iq指令值控制,即没有无功动态支撑。iq指令值为无功控制切换前稳态iq值,即控制切换后iq值能维持端电压幅值初值。当初始功角为0.89rad时,控制切换后系统稳定;而初始功角为0.91rad时,控制切换后系统失稳,锁相环相位持续增大,VSC与电网失步,功率值以及端电压幅值振荡。可见,没有动态无功支撑时,功角运行于0.91rad时系统不稳定。进一步可以推断,没有无功动态补偿时,功率控制稳定临界功角介于0.89~0.91rad之间,与分析结果0.90rad一致。
图6(c)为有无功动态支撑时,不同运行功角下Pe,Vt,θpll对VSC直流侧注入功率阶跃扰动的响应。无功控制采用恒端电压幅值控制。初始工作点Vt0为1(标幺值),θt0分别为1.0,1.1rad,对应的短路比分别为1.19和1.12。5s时VSC输入侧功率Pin有0.01(标幺值)阶跃扰动。θt0为1.0rad时系统稳定,对比于无动态无功支撑时0.9rad的临界功角,可见快速无功环响应可以在一定程度上提高系统的稳定性。而当θt0为1.1rad时,加入动态无功支撑系统仍然失稳,可见,通过动态无功支撑来提高功率控制稳定的方法在电网进一步变弱时有其局限性。
图6(d)验证了弱电网下用d轴电流控制无功功率、q轴电流控制有功功率以提高功率控制稳定的有效性。图6(d)对应的仿真中,直流电压指令值与测量值之差经控制器产生q轴电流指令,端电压幅值测量值与指令值之差经控制器产生d轴电流指令。初始工作点Vt0为1(标幺值),θt0为1.37rad,对应的短路比为1.02。5s时,VSC输入功率Pin有0.01(标幺值)阶跃扰动。由图可见,在此控制方式下,系统在短路比为1.02时仍能保持小扰动稳定。对比图6(c)中在传统矢量控制下,VSC在短路比为1.12时小扰动失稳可知,采用d轴电流控制端电压幅值、q轴电流控制有功功率的控制策略可使VSC稳定运行于更弱的电网条件。
5 结论
本文基于并网变换器经线路阻抗接入无穷大电源系统的等效电路模型,研究了变换器注入电网的有功功率、端电压幅值与d轴和q轴电流间的关系特性,得出如下结论。
1)当q轴电流保持恒定时,由于端电压幅值随d轴电流的增加持续降低,导致有功功率随d轴电流的增加先增加后减小,是制约弱电网下功率控制稳定的关键因素。
2)通过灵敏度分析发现,当运行功角增大时,有功功率对q轴电流的灵敏度更大,端电压幅值对d轴电流的灵敏度更大。
并网变换器 篇4
目前并网逆变器市场上大多采用工频隔离型并网逆变器,由于工频变压器会使系统效率变低、体积大、成本高等缺点,近年来,高频隔离型并网逆变器也逐渐成为研究热点;但是逆变器的高频化会带来高电磁干扰(EMI)和高开关损耗,同时考虑到光伏并网系统作为大功率系统的应用,因此移相全桥软开关变换器(FB-ZVZCS)很适用于光伏并网中的DC/DC环节。
现阶段,实现FB-ZVZCS的方法有很多,主要有滞后桥臂串阻塞二极管、原边串饱和电抗器,副边有源钳位等等;文献[6]提出了一种副边无源钳位的ZVZCS变换器,本文结合光伏逆变器的特点并从电路结构简单、占空比丢失小、副边整流二极管寄生振荡小、效率高的角度出发,采用无源钳位的ZVZCS变换器作为光伏升压移相全桥DC/DC变换器。
1 原理分析及实现软开关的条件
1.1 原理分析
图1为无源钳位的ZVZCS全桥变换器,该电路中超前桥臂通过并联在两个开关管V1和V3上电容的C1和C3来实现零电压开关。而实现滞后桥臂零电流
开关,是在续流期间通过钳位电容Cc上的电压反射到漏感Lr上,使得原边电流迅速下降来实现的。
为简化电路分析,先作如下假设:所有元件都是理想的;输出滤波电容很大,可近似为电压源,输出滤波电感很大,可近似为电流源;电容C1=C3=Cr,变压器匝数比为N1/N2=1/k,输入电压为Uin,输出电压为U0。在半个周期中,变换器一共有8种工作状态,各阶段主要波形如图2所示;
模式1[t0~t1]
t0时刻,V1开通,由于变压器漏感Lr的存在,原边电流不会发生突变,V4零电流开通,如图2所示。电压Uin作用于漏感Lr上,原边电流Ip为:
模式2[t1~t2]
t1时刻,整流二极管VD2、VD3反向关断,VD2、VD3两端的反压等于U0,无源钳位电路开始工作,通过Cc和D2给Cf充电,钳位电容Cc两端电压升高。这段时间内有:
模式3[t2~t3]
t2时刻,二极管D2关断,整流二极管VD2和VD3承受nUin电压,原边电流nI0,在这段时间内,变换器经变压器向负载提供能量,Cc上电压充至UCc(t2)=Uin-U0/2n并保持不变。
模式4[t3~t4]
t3时刻,V1关断,由于并联C1,V1实现了ZVS关断,电容C1开始充电,C3开始放电。
模式5[t4~t5]
在t4时刻,钳位二极管D1开始工作,原边不足以向副边提供能量,Cc通过Lf、Cf、D1开始向负载提供能量,同时C1继续充电、C3放电至t5时刻。
模式6[t5~t6]
t5时刻,C3放电完毕,续流二极管D3开始导通,为V3实现零电压开通提供了条件。V4处于续流状态,此时原边电流迅速下降,负载电流主要由钳位电容Cc提供,流过Cc的电流增大,在t6时刻原边电流减小为零,此时Cc的电流值达到最大。
模式7[t6~t7]
t6时刻,原边电流为零,负载电流全部由钳位电容Cc提供,整流二极管两端承受的反压随钳位电容Cc的放电下降。
模式8[t7~t8]
t7时刻,钳位电容Cc中的能量被全部释放,整流二极管VD1~VD4开始续流,变压器原边电流为零并且保持。在t8时刻关断V4,实现了零电流关断并结束前半个周期的换流;下一个时刻,V2零电流开通,开始进入下半个周期的循环,工作模式和上述分析基本相同。
1.2 实现软开关的条件
1.2.1 超前臂实现ZVS条件
为实现零电压开关,要求要有足够的能量来使得同一桥臂开关管两端并联的电容充、放电,从而让即将开通的开关管的反并联二极管自然导通。所以要实现超前桥臂的零电压开关,需要在开关管导通和关断之前将电容C1和C3上的电荷抽走。根据模式4可得到最小死区时间。
1.2.2 滞后臂实现ZCS条件
变压器漏感Lr的大小是以能实现滞后桥臂ZCS为前提的,假设滞后臂开关管的开通时间为ton,要实现ZCS需要(t1-t0)>>ton,则根据工作模式1可得:
2 关键参数的设计
变换器采用了移相控制,超前臂两开关管互补180°导通,两开关管驱动信号之间设置一定死区,滞后臂设置与超前臂相同,只是在相位上有一定的滞后,滞后角度反映了有效占空比的大小。设计步骤如下:
(1)设置两对桥臂的死区时间Td;
(2)设置占空比D,计算匝比k;
(3)根据式(1)算出谐振电感Lr,根据式(2)求出钳位电容Cc;
3 仿真研究
为了检验上述分析,采用matlab仿真软件对无源钳位的ZVZCS全桥变换器进行开环仿真(如图3所示),根据以上分析,设计电路参数为:输入电压Uin=36V,输出Uo=400V,输出功率Po=1000W,移相角30°,开关管频率fs=20kHz,输出滤波电容Cf=100μF,输出滤波电感Lf=3mH,超前桥臂开关管并联电容C1=C3=0.2μF,输入滤波电容Cin=1000μF,谐振电感Lr=0.36μH,钳位电容Cc=100nF,仿真结果如下:
图3超前臂的ZVS图4滞后臂的ZCS
图5变压器原、副边电压
图6整流二极管VD电压、电流
图7输出电压、电流(图3~图7参见下页)
图3为超前臂G1的管压降和驱动波形;在G1导通之前VDS1下降为零,在G1关断之前,VDS1保持为零,因此超前臂实现了ZVS。图4为滞后臂G3的驱动电压和流过G3电流波形;在G3开通之前,Ip电流保持为0,在G3关断之前Ip电流下降为0,滞后臂实现了ZCS。图5为变压器原、副边的电压波形;原边与副边的占空比存在差异,副边电压上升比原边电压上升略微滞后,这是由变压器原边漏感Lr造成的;而在电压下降时副边电压也滞后于原边电压,这是由无源钳位电路所造成;总体来看,较传统的ZVS变换器器占空比丢失有所减小。图6是副边整流二极管电压、电流波形,经过计算二极管电压尖峰理论值为535V,实际副边尖峰电压约540V,二极管电流尖峰理论值5.1A,实际电流尖峰5.4A较传统的ZVS变换器尖峰明显减小。图7是负载R输出电压、电流波形,由仿真图可以看出,输出电压最终稳定在400V左右,输出电流最终接近2.5A,输出功率Po=1000W。
4 结束语
本文结合光伏并网逆变器的特点介绍了一种无源钳位的ZVZCS变换器,此变换器较好地实现了超前臂的ZVS、滞后桥臂的ZCS,降低了系统的损耗;且原副边占空比丢失较传统的ZVS变换器有所减小,副边整流二极管的寄生振荡基本得到消除;设计了一套1kW的参数,通过matlab软件仿真初步验证了此变换器的正确性和可行性。
参考文献
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并网变换器 篇5
随着新能源发电技术,如风力发电、光伏发电和燃料电池发电等越来越受到人们的重视,对并网发电逆变技术的关注也日益增加[1]。在并网系统中,如何提高入网电流功率因数、减小入网电流总谐波失真(THD)成为当前研究的热点问题。
由于电感小、开关频率低、高频谐波衰减效果明显等优点,LCL滤波器在光伏并网系统中获得了广泛应用。但是,LCL滤波器为3阶系统,可能发生谐振导致系统不稳定[2,3]。作为目前最成熟的解决方法之一,采用电容电流内环的双电流闭环控制能够有效抑制谐振发生,保证入网电流的功率因数,因此得到了广泛研究[4,5,6]。在双电流闭环控制系统中,电流外环控制器一般PI控制,但其无法对交流信号进行无静差跟踪。文献[7]将准比例谐振控制引入外环控制器中,能够在特定频率产生很高增益,从而实现无静差跟踪,但其硬件实现复杂。本文对采用LCL滤波器的单相光伏并网控制器进行分析,在电网电流外环、电容电流内环的双环控制系统基础上,通过构造虚拟正交电流,在电流外环对电网电流进行Park变换后采用PI控制,从而达到无静差的控制效果。
2系统模型及分析
图1为采用LCL滤波器的单相光伏并网逆变主电路。其中,Udc为直流输入电压,u为逆变器输出电压,i1为逆变器侧电感电流,ic为电容电流, ig为并网侧电感电流,ug为电网电压。
采用P,PI或PID控制器直接对并网电流ig进行电流单闭环控制是不稳定的[8,9]。因此,需要引入滤波电容电流内环控制,增大系统的阻尼,削弱谐振尖峰,从而提高系统稳定性。同时,为了达到无静差控制,本文在并网电流外环构造虚拟正交电流分量,通过Park变换在旋转坐标系下采用PI控制。系统的控制框图如图2所示。
Fig.2 System control model
图2中,LCL滤波器的控制框图如图3所示。忽略滤波电感和电容的寄生电阻,G1=1/s L1, G2=1/s C,G3=1/s L2。
在单相光伏并网系统中,并网电流ig只有一相,因此在Park变换前,需要构造并网电流ig的虚拟正交电流分量。首先,取并网电流ig作为两相静止坐标系下的iα分量,不考虑谐波, 设为
式中:Ig为入网电流峰值。
将并网电流ig延时90°作为ig分量,即
将iα,iβ经过Park变换后,得到d-q旋转坐标系下的id,iq,采用的坐标变换矩阵为
式中:θ′为电网电压ug通过锁相环(PLL)后得到的电网电压相角。
将式(1)、式(2)带入式(3),得:
由式(4)、式(5)可知,当电网电压相角θ′和并网电流相角θ相等,即实现入网电流功率因数为1时,id,iq分量满足
上文表明,经过式(3)所示的坐标变换后,id表示电流无功分量、iq表示电流有功分量的相反数,从而在d-q坐标轴上实现了有功和无功的解耦控制。单相光伏并网系统通常要求入网功率因数为1,在d-q旋转坐标系下,对id,iq分别采用PI控制使之满足式(6)即可实现该目标,因此本文提出了图2所示的控制框图。
与式(3)对应的反Park变换为
PI控制器的输出经过反Park变换后得到i′α, i′β,取i′α作为电容电流内环的给定值,即
3控制器设计
在电网电流、电容电流双闭环控制系统中, 外环决定控制系统的调节精度,而内环确定系统的稳定性[10]。将电网电压视为外界扰动,不考虑其影响,由图2、图3推导出电流外环控制器输出Ic*到并网电流Ig的开环传递函数Gop1为
电流内环控制器Gc一般采用比例控制器,设Gc=kc。由于开关频率较高,逆变器可近似为增益GINV=kPWM。化简式(9)得:
电容电流内环闭环传递函数Gclz1为
化简得:
由式(12)可知,电流内环是一个二阶系统, 其阻尼系数为
为了兼顾系统的阻尼效果和动态性能,一般取阻尼系数为0.707。根据式(13),就可以由滤波器参数求出内环控制器参数kc,本文取kc= 0.15。
为了便于外环控制器参数设计,将Park变换后移,等效控制框图如图4所示。
在图2中,PI控制器的输入为
将Park变换后移之后,PI控制器的输入为
因此,iα*,iβ*为
由式(16)可知,图2和图4所示系统是完全等效的。
联合式(7)、式(8),可求得:
由于电网电压基本不变,可认为其相角θ′= ω0t,其中ω0为电网角频率。将式(17)两边同时进行Laplace变换,且由频移特性得:
电路参数对称,故d-q坐标系下的2个PI控制器参数都取为
由图4可知:
同理,对式(20)进行拉氏变换,得:
又由图4和式(19)可知:
将式(21)、式(22)带入式(23)后,再带入式 (18),求出ic*,即
从式(24)可以看出,经过Park变换后,有功部分PI控制器的传递函数与比例谐振控制非常相似,因此可以采用比例谐振控制器的设计方法选取控制参数。经过调试,最终确定控制参数kp=1.15,ki=100。
4仿真实验
为了验证理论分析的正确性,本文在Matlab/ Simulink环境下搭建仿真模型,仿真参数为:直流母线电压Udc=400 V,电网电压幅值ug=380 V, 电网频率fs=50 Hz,给定并网电流幅值I*g=6 A, 开关频率fk=20 k Hz,逆变器侧电感L1=3.3 m H, 滤波电容C=5 μF,电网侧电感L2=2 m H。
仿真结果如图5所示。其中,图5a为电网电压和并网电流波形,可见输出并网电流波形非常接近正弦波,而且和电网电压相位相同,保证了入网功率因数接近为1。图5b中,曲线1为基于Park变换双闭环下的并网电流,曲线2为常规双闭环控制下的并网电流,比较发现两者波形基本一致。 但采用常规双闭环控制时,并网电流在峰谷值点及其附近会产生0.3~0.4 A的偏差;而在基于Park变换的双闭环控制下,并网电流始终能够跟踪给定正弦电流,在峰谷值点附近没有波动产生,且大小总为6 A。图5c为旋转坐标系下,并网电流的d轴和q轴分量。系统稳定后,Id接近于0 A,Iq接近于-6 A,只存在非常小的波动,与上文对控制系统的分析完全吻合。图5d为并网电流的频谱分析, 并网电流基波分量为6.002 A,THD = 1.04% < 5%,满足电流幅值控制要求和电能质量要求。
5结论
并网变换器 篇6
关键词：两级式,光伏发电,并网逆变,功率变换
太阳能作为一种取之不尽、用之不竭的自然资源,其开发利用对于促进能源的可持续发展,缓解人类对能源需求的激增和生态环境的保护具有重要的意义[1,2]。
并网发电是太阳能开发利用的一种重要形式,近年来得到了国内外专家、学者的广泛关注[3,4,5]。但是,太阳能作为一种自然能源,受光照、温度等外部环境因素的影响较大[6,7]。因此,如何保证发出的电能能够满足并网规范的要求,而且最大限度、稳定地输送到电网是光伏发电系统的关键内容[8]。
本文以光伏并网发电系统为研究对象,着重围绕其中的电路拓扑、最大功率跟踪和并网控制策略展开,并通过MATLAB对系统进行仿真验证,研究的内容和得到的结论对于光伏并网发电技术的发展具有重要的理论意义和参考价值。
1系统结构
图1为两级式光伏并网发电系统的拓扑结构示意图,其中,图1a为系统总体结构。第一级为Boost升压变换器,由电感Ldc、功率管V0和二极管VD组成,如图1b所示,连接光伏阵列和后级变换单元,完成光伏阵列直流输出电压的抬升和最大功率跟踪功能。第二级为DC/AC并网逆变拓扑,采用三相全控半桥结构,如图1c所示,连接前级升压变换单元与三相交流电网,将直流变换为工频的交流电,通过三相电感以电流的形式注入电网。
假定三相并网电感参数一致,电网电压平衡,并忽略功率桥路中的寄生参数因素,可以得到两相同步旋转坐标系下的并网逆变器数学模型为:
式(1)中,L为并网滤波电感;ω为电网电压角频率;id、iq为并网电流在d、q轴上的分量;sd、sq为开关函数的d、q轴表示形式。
2最大功率跟踪
为尽可能地发挥光伏阵列的发电效能,在Boost升压环节的控制器中加入最大功率跟踪环节,以使系统能最大限度地向电网输送电能。
图2为基于电导增量法的最大功率跟踪算法流程图。图2中,U(k)、I(k)分别为k时刻光伏阵列电压、电流采样值;U(k-1)、I(k-1)分别为(k-1)时刻的电压、电流值;∆U为电压调整步长。
3并网逆变策略
三相静止坐标系下的直接电流控制策略物理概念清晰,并且在单相与三相并网逆变中均适用,但指令电流为具有一定频率、幅值和相角的正弦时变信号,不利于控制系统的设计,且不易实现并网电流的无静差控制。
相比之下,两相同步旋转坐标系下的直接电流控制策略的指令电流为直流时不变信号,可以实现并网电流的无静差控制,同时能够对无功和有功电流进行独立控制,便于注入电网有功能量和无功能量的解耦控制。
图3为两相同步旋转坐标系下并网逆变控制策略的基本框图,主要包括以下几个部分:(1)参考给定,直流电压给定和q轴电流给定;(2)反馈测量,直流电压udc,三相电网电压ea、eb、ec和三相并网电流ia、ib、ic;(3)调节器,电压外环和电流内环中的调节器,在此均采用PI环节;(4)坐标变换,三相并网电流clark、park变换和逆变器输出电压指令的park反变换;(5)PWM调制,将双环控制的输出量,即逆变器输出电压在两相静止坐标系下的参考信号,通过SVPWM模块转换成6路合适的PWM控制信号,驱动功率桥路;(7)同步锁相,采样得到的三相电网电压送入同步锁相环节PLL,得到电网电压同步角θ。
以直流电压外环的输出信号为有功并网电流的给定信号,无功并网电流的给定信号设置为0,给定电流与实际电流相比较后,送入PI电流调节器,电流调节器的输出加入解耦环节和电网电压前馈环节后,为两相同步旋转坐标系下的并网逆变器交流输出电压参考信号,经过park反变换后送入SVPWM模块,然后产生驱动功率桥路的PWM信号。
4仿真结果与分析
为验证光伏并网发电系统功率变换拓扑及其控制策略的正确性和有效性,在MATLAB/simulink环境下搭建系统的仿真模型,进行仿真研究。仿真中,光伏阵列的短路电流为3.45A,开路电压为43.50V,最大功率点电流为3.15A,最大功率点电压为35.00V。设定温度在0~0.1为25℃,0.1~0.2s骤降至0℃,0.2~0.3s又突增至25℃。
图4为基于电导增量最大功率跟踪算法的仿真结果。由图4可以看出,系统在光伏阵列外部温度发生突变时,光伏电池输出功率能够随着光伏电池输出电压、电流的变化而变化,第一突变阶段在0.02s时达到光伏阵列的最大功率点,并可以稳定地以最大功率向网侧功率变换单元输送能量。
设定并网逆变环节的开关频率为10k Hz,电网电压幅值为311V,电网电压频率为50Hz,直流母线电压为550V。图5为电网电压和并网电流的对比仿真波形。由图5可以看出,并网电流变化平滑,正弦度好,且与电网电压保持同频、同相,能够以单位功率因数向电网输送电能。
5结论
本文以两级式光伏并网发电系统为研究对象,对其中的电路拓扑、最大功率跟踪和并网逆变控制等关键环节进行了研究,并对研究内容进行了仿真验证。结果表明,系统可以跟踪光伏阵列环境条件的变化,能够准确追踪最大功率点,以最大功率向电网输送电能,并且并网电流与电网电压保持同频同相,功率因数高。本研究结果可以为光伏发电领域的理论发展及其在工程实践中的应用提供借鉴与参考。
参考文献
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