风电并网逆变器控制器

风电并网逆变器控制器（精选7篇）

风电并网逆变器控制器 篇1

一、前言

随着社会科技的不断发展与进步, 风电并网逆变器在现代电网中的应用越来越广泛, 随着传统逆变控制器在技术应用中存在一些创新性问题, 如何进一步改善其基本动态性能, 不断增强风电单向并网逆变器的控制能力成为其技术创新的关键性节点所在。特别是在使用大功率风电系统的时候, 为了进一步提升并网电流的滤波性效果, 需要采用LCL型风电并网逆变器, 但是, 由于LCL型滤波器在使用的过程中, 容易造成控制系统稳定性的降低, 因此, 需要对逆变器中的控制系统进行增强, 通过额外地检测变换器电流, 可以增加一定数量的系统传感器, 从而提高了系统的控制能力, 增强了整体系统的运行可靠性。

现今, 随着并网逆变器在小型风电领域、风光柴电力领域以及LCL并网发电领域的不断应用与推广, 其基础的交流型效果得到了不断体现, 这一效果既可以使其在常规电网中应用得到不断提升, 在一些稳定性供电应用中也可以对其进行探究。目前, 国内的并网逆变器研究水平与国际上先进水平仍然存在很大的差距, 这些差距主要体现在技术性能、可靠性以及品种功能等方面。针对这些问题, 需要从风电并网逆变器控制器、算法性科学改进、逆变输入侧电压稳定性研究以及实现电路的卸载输入范围扩大等方面进行综合性改进与完善。

二、如何增强风电并网逆变器控制器总体效能

1. 改进电路控制能力

在实现风电并网逆变器控制器总体效能的提升过程中, 第一方面需要对实际应用过程中的电路控制能力进行提升与改进。在控制器实际应用过程中, 首先要保障逆变器可以进行正常地工作, 这也是风电并网可以实现工作的重要前提。由于在实现逆变器政策并网的过程中, 一般要使得实际的运行电压高于200V, 如果高于310V则是一种占比比较大的工作电压, 但综合的Ulink变化范围不能高于0.35, 这是通过改进电路控制风电并网逆变器的科学算法方式。并且, 由于电路在控制电流电压的过程汇总, 在基础的逆变桥稳定需求变化范围中需要保证逆变器可以进行有效地并网发电, 特别是此时的电压过低会造成逆变桥的损坏效果, 因此需要对电压的大小进行细化控制, 运行电压不能过高也不能过低。值得一提的是, 在实现系统工作的多机并联以及风电并网运行模式的过程中, 为了提升并网逆变器的快速响应效能, 可以在前端位置撤职前馈控制功能, 这种功能的设置环节主要是SPWM控制环节, 在驱动电路前端, 实际运行PL后端。

2. 增强卸载控制能力

在实际的风电并网运行过程中, 当风速过大或者风速不可控制的时候, 由于此时的风力风电设施会在输出、输入电压方面提升电压大小, 此时如果不能较好地进行卸载会造成主电路的损坏, 会影响原有器件的使用寿命, 并且在逆变器滤波器波动过程的时候也会造成逆变器稳定性与可靠性的同步降低。因此, 为了提升风电逆变器控制器的能力, 需要卸载电路中不断的电压功能, 这样既可以使得原油的主电路电压趋于稳定的设置值, 还可以使得整体的风电逆变器效能得到稳定性增强。当原有的滤波器电压大于450V时, 可以进行卸载环节的开始, 通过卸载给定、驱动电路的使用以及开关器件的使用可以使得现有的VT占比得到稳定性增强, 同时, 由于Boost环节以及使得VT运行处于断开的状态, 因此, 当系统的电压低于320V的时候, 现有的卸载系统运行可以停止现有工作方式, 从而进一步保护逆变器不受到损坏。逆变器中的逆变电路控制方式是基于SPWM的电流控制方法来实现编程, 从而实逆变桥控制效果。SPWM调制方式可以采用规程采样的方式, 使用三角波作为基础载波功效, 其频率设置也可以固定值在10k Hz左右。通过合适的占比运算, 可以调制比为200, 逆变器的庶出交流电在50Hz左右。

3. 提升总体设计能力

提升风电并网逆变器的整体设计效果, 可以基于原有的设计思想, 针对试验样机的多功能效果, 在复杂多变的试验环境中进行多种性能测试方式, 同时对其基本的卸载能力要进行科学地规划与试验。在提升系统的总体设计能力过程中, 要注重两项重点试验效果, 第一就是要不断关注风电并网逆变器在运行过程中断开电流问题, 这一问题由于风力发电的多变性而极其容易产生, 如果风力发电机在使用过程中突然断开连接, 而后在进行突然连接的时其逆变器承受电压将会产生较大的反差, 这也容易造成逆变器与控制器的损坏。第二就是要不断重视在连接风力发电机过程中的卸载电路问题, 主要是关注在运行的过程中是否可以有效地启动卸载电路, 并通过对卸载电路前后的电压值变化进行观测与分析, 关注电压的控制问题同样也是卸载环节工作的重要工作内容。

三、浅谈风电并网逆变器控制器总结

对于风电并网逆变器的控制器部分, 可以分别在其独立运行与并网运行的两种模式下对其基础的输出电压电流进行观测与分析, 只有在独立运行的模式下才能将其基础的输出电压标准设定在标准的理想电压效果。同时, 由于风电并网逆变器在运行的过程中, 处于独立与并网两种模式之下可以有效地对其元件设计的硬件控制与电路控制进行可行性分析, 因此, 这项实验方式显得更为关键。

参考文献

[1]于彬, 沈锦飞, 张兴进.基于优化滑模控制的小型风电并网逆变器研究[J].电力电子技术, 2012, (5) :34-35, 65.

[2]王兴贵, 卢耀文.“风光柴”发电系统10kW风电并网逆变器设计[J].电力电子技术, 2010, (10) :1-3.

[3]王晗, 窦真兰, 张建文, 蔡旭.基于LCL的风电并网逆变器无传感器控制[J].电工技术学报, 2013, (1) :188-194.

风电并网逆变器控制器 篇2

太阳能、风能以及燃料电池作为新型清洁的能源受到了广泛的关注,利用这些能源的分布式发电技术成为全球能源可持续发展战略的重要组成部分[1]。新能源分布式发电的逆变器一般工作在并网运行状态,以电流控制方式运行,在某些场合,并网逆变器也需要以电压控制模式运行,以便在孤岛状态下能保证本地关键负载的连续运行,即逆变器需兼具并网和独立运行功能。

电源的模块化技术具有冗余度高、可靠性强、易于扩展、维修方便等一系列优点,将电源模块化技术应用于新能源并网必将成为今后一段时期的研究热点。电源模块化后,电网正常运行时,逆变器控制采用并网控制技术;电网故障时,逆变器控制采用并联控制技术。但目前模块化的逆变器并联[2]和并网控制技术[3,4]有不同的理论基础,采用不同的控制方法。

逆变器并联控制技术主要包括集中控制方式[5]、主从控制方式[6]、分散逻辑控制方式[7]以及无互联线并联控制方式[8,9]。逆变器并网控制技术主要包括直接电流控制技术[10,11,12,13]和间接电流控制技术[14,15]。模块化电源在并网状态时,如果采用直接电流控制方式,逆变器是一个受控电流源,逆变器输出端的电压由电网决定;如果采用间接电流控制方法,逆变器是一个受控电压源,需要调整逆变器输出电压的相位和幅值,使并网电流可控。模块化电源处于孤岛状态时,逆变器需要并联运行,逆变器为一受控电压源。可以看出为了避免逆变器并网与并联之间控制模式转换的问题[16],并网时逆变器需要采用间接电流控制模式。传统的间接电流控制方法中[17],逆变器基准电压的相位角和幅值通过公式计算而来,所用的变量包括电感值,而电感值在工作过程中可能受多种因素影响而发生变化,会造成幅值和相位角计算不准确。文献[18]提出了一种改进的间接电流控制方法,使逆变器的基准电压幅值始终等于电网电压的幅值,将进网电流闭环以调节逆变器基准电压的相位,从而实现逆变器并网,该方法不需要直接计算逆变器基准电压的相位角和幅值,克服了传统间接电流控制方法的缺点,但它未对逆变器基准电压的幅值进行调节,进网电流与电网电压必然存在相位差,造成进网功率因数小于1。这些间接电流并网控制策略都不能直接用于逆变器并联控制。

根据逆变器并联和间接电流型并网的有功调频、无功调幅的基本控制理论,提出了一种多机并网逆变器的并网/并联统一控制策略,单台逆变器采用电感电流瞬时值内环、输出电压外环的电压型控制方式[19],该控制方式具有一定的反孤岛性能[20]。利用有功功率闭环调节逆变器基准电压的相位、无功功率闭环调节基准电压的幅值,实现逆变器并联和并网统一控制。

1 多机并网逆变器系统

图1为采用了模块化电源技术后的多机并网逆变器系统。系统中,有n个模块化的逆变电源,每个模块化电源输出通过开关Si(i=1,2,…,n)并联连接到母线上,本地关键负载直接连接到并联母线上,并联母线通过开关S连接到电网上。电网正常工作时,开关S闭合,并联母线电压即为电网电压,每台逆变器均工作于并网状态,将新能源发出的电能一部分供给本地关键负载,多余能量输送给电网;电网故障时,通过多机并网逆变器的孤岛检测技术[21],断开并网开关S,逆变器立即以并联控制技术运行,并保证本地关键负载以额定电压值稳定运行。

2 有功调频、无功调幅控制原理

文献[22]指出,瞬时电流内环、电压外环控制的电压型逆变器可以等效为一个受控电压源与逆变器等效输出阻抗相串联,因此,多机逆变器并网系统的等效电路如图2所示。图中ri+j Xi(i=1,2,…,n)为逆变器等效输出阻抗与逆变器、电网之间线路阻抗之和。一般情况下为抑制并网电流的高次谐波,在逆变器和电网之间串接一个电感值较小的电感。令并联母线的电压为U∠0°,若系统处于并网状态,则U∠0°即为电网电压;若系统处于并联状态,则U∠0°即为各逆变器并联后所得母线电压。各逆变电源的输出电压为USi∠φi(i=1,2,…,n),在逆变器并网或并联稳定运行时,USi接近于U,而φi一般都较小。

图3给出了单台并网逆变器单位功率因数时电压、电流的矢量图。根据矢量图中的关系,可以计算出逆变器输出电压所需的相位角和幅值,这就是传统的间接电流型并网控制方法。下面通过不同的角度来描述图2所示的多机并网逆变器等效电路。

根据图2,得第i台逆变器进网电流为:

则流进母线的视在功率大小为:

根据逆变器输出阻抗的表达式[22],在电流环积分参数较大时,逆变器等效输出阻抗中阻性分量很小,且由于逆变器与母线间串接电感,可近似认为ri≈0。并网运行时,逆变器输出电压的相位与电网电压相位差很小,可近似认为sinφi≈φi,cosφi≈1,则有功和无功功率可表示为:

对式(3)进行微分,得:

在数值的大小上,相位差φi要远小于幅值USi,所以式(5)可以近似为:

在时间t内,逆变器和母线之间的相位差变化为:

将式(7)代入式(6),得:

同理对式(4)进行微分可得:

从式(8)和式(9)可以看出,不管逆变器处于并网状态还是并联状态,都可以通过调节逆变器输出电压的频率来调节逆变器输出的有功功率,调节逆变器的幅值就可以调节逆变器输出的无功功率。所不同的是,在并网状态下,逆变器给定的功率基准是根据新能源最大功率点跟踪(MPPT)算法得到的,除了保证本地负载供电以外,还将多余的能量送给电网;逆变器并联运行时,在保证本地负载稳定运行前提下,逆变器给定的功率基准是本地负载所消耗功率在各个逆变器模块中的均分。

3 多机并网逆变器并联/并网统一控制策略

基于以上理论分析,提出了一种新的基于有功调节逆变器频率、无功调节逆变器幅值的多机并网逆变器并联/并网统一控制策略。图4为第i台逆变器整体系统框图,其他逆变器的主电路和控制框图都与图4一致。

图4中,在逆变器在切入并联母线之前,首先通过孤岛检测保护检测电网是否正常工作,如果电网正常,则闭合并网开关S,每一台逆变器通过锁相环跟踪上电网的相位后,闭合各自的切入开关Si并网运行,逆变器运行于并网控制状态;如果电网故障,系统处于孤岛状态,并网开关S断开,此时每一台逆变器都检测并联母线电压,如果并联母线无电压,则逆变器直接闭合切入开关Si,一旦有一台逆变器并入母线,则其他逆变器模块都要向母线锁相后再并入母线实现逆变器并联,逆变器运行于并联状态。逆变器并联或并网运行的判断流程如图5所示。

由并联母线电压和逆变器输出电流计算出逆变器输出的有功功率Pi和无功功率Qi,将这2个量分别作为有功功率闭环和无功功率闭环的反馈量,这2个功率闭环的基准在并联和并网时如式(10)和式(11)所示。

式(10)和式(11)中,PMi为新能源MPPT得到的最大功率值;而QMi为根据需要设定的无功值,一般情况下为0。并联运行时,功率基准值即为各个逆变器模块产生的功率和的平均值,其他模块所发出的有功功率和无功功率通过通信线获得。

根据式(8)和式(9)可知有功功率闭环和无功功率闭环输出的量为需要调节的频率差Δf和幅值差ΔU,将它们分别与基准频率值和基准幅值相加,并联和并网时,基准频率和幅值分别为:

其中,fG和UG分别为电网电压的频率和幅值。式(10)—(13)的切换是通过孤岛检测信号决定的,发生孤岛时,逆变器运行于并联状态。

将得到的频率值f和幅值U合成一正弦波,作为逆变器的基准电压,为使逆变器具有较快的动态特性和较好的波形质量,逆变器采用电感电流瞬时值内环、输出电压外环的控制方式。由于有功功率闭环和无功功率闭环的基准为直流量,因此并网时逆变器的输出功率可以实现无静差跟踪,并联时逆变器可以很好地均分负载电流。

逆变器在并联和并网状态时的整套控制系统是统一的,区别仅在于功率、频率和幅值的基准值不一致,它们通过孤岛检测信号进行切换。本系统的控制全部在DSP中实现。

4 控制策略内在的反孤岛能力

根据图4中所采用的多机逆变器的并联/并网统一控制策略,合成逆变器基准电压的频率和幅值的表达式分别为:

其中,kpf、kp U、kif和ki U分别是有功功率闭环和无功功率闭环的比例系数和积分系数;PMi和QMi是基准功率值,正常情况下这2个值在短时间内保持不变;Pik和Qik分别是第k个工频周期内逆变器输出的有功功率和无功功率;fGk和UGk分别是检测到的并联母线上电压的频率和幅值;fk+1和Uk+1分别是逆变器在第k+1个工频周期内基准电压的频率和幅值。

电网正常时,fGk和UGk为电网电压的频率和幅值,此时P/f(ω)以及Q/U满足式(8)和式(9)的数学关系,有功功率闭环改变逆变器输出电压的频率并与电网电压频率相等,并使其相位紧跟电网电压相位;无功功率闭环调节逆变器输出电压的幅值,使其幅值稳定在某一固定值。

电网发生故障,可以从本地负载的功率因数cosφL的情况不同来说明:若φL≠0,则可以检测出逆变器的输出电流和电网侧的电压相位差不为0,可检测出孤岛发生;若φL=0,则逆变器输出电流与电网侧电压相位差继续为0,从相位的角度不能判断孤岛是否发生。

当φL=0、电网故障时,因为逆变器属于电压控制型,逆变器基准电压未发生突变,其输出电压未发生变化,但逆变器输出功率却因电网故障发生了变化。此时检测得到母线电压的fGk即为逆变器并联以后的等效频率,即近似等于逆变器的输出电压频率,那么式(14)变为:

可以看出,当并网时的基准功率PMi大于本地负载吸收的有功功率功率PL(PMi>PL)时,检测到电网侧的电压频率持续变大;当PMi

当φL=0且PMi=PL时,本文所提控制策略不能检测出孤岛情况的发生,但这种情况发生的几率极小,可以结合其他孤岛检测方法[24]来检测。因此本控制策略孤岛检测的盲区极小。

5 仿真和实验验证

根据本文所提的控制方案,用MATLAB7.1仿真软件建立了2台全桥单相逆变器的仿真模型,对照图4系统整体框图,仿真参数如下:电感Li1=2.4 m H,电感Li2=1 m H,电容Ci=20μF,本地负载20Ω,三角载波幅值12 V,输入直流电压UDC=400 V,开关频率fSW=10 k Hz,有功功率基准PMi=3 000 W,无功功率基准QMi=0 var,有功功率环PI参数0.001+0.01/s,无功功率环PI参数0.000 12+0.001 5/s,瞬时电压环PI参数0.5+2 500/s,瞬时电压环反馈系数k1=0.025 7,瞬时电流环P参数为4,瞬时电流环反馈系数k2=0.2。

图6为单台逆变器在静态和动态情况下的电流波形,可以看出,稳态时,逆变器输出电流和电网电压的相位保持一致;在功率基准突变时,逆变器的输出电流调节大约需要10个周期的时间,这也是间接电流控制策略的一个缺点。

图7给出了2台逆变器在由并网向并联切换的动态过程。电网在0.4 s时发生故障,在0.5 s处检测到孤岛存在。图7(a)给出了2台逆变器基准正弦波合成的频率和幅值的调节过程,可以看出逆变器在并网时,逆变器单元的频率和幅值在初始值不一致的情况下能相互趋近;电网发生故障时,逆变器输出电压的频率和幅值也没有发生太大的变化。图7(b)为逆变器输出功率以及功率基准波形,电网故障以前,逆变器的输出功率已经跟踪上基准电压;电网检测到孤岛发生时,逆变器的功率基准变为2台逆变器输出功率的平均值,此后逆变器实现并联控制运行。图7(c)为逆变器输出电流波形,电网故障时,系统能自动根据本地负载的大小实现逆变器输出电流的减小,并在逆变器并联控制运行后实现对本地负载电流的均分。图7(d)为逆变器在电网故障发生时刻(0.4 s)的并联母线电压以及单台逆变器输出电流波形,可以看出,负载上电压平稳过渡,没有对负载造成冲击,这也是间接电流控制型并网逆变器在模式切换过程中相对于直接电流控制型的一个优点。

为了验证该控制策略理论分析的正确性,研制了2台基于TMS320LF2407A的并网逆变器,容量均为1 k V·A,其余电路参数和控制参数与仿真参数相同,2台DSP之间通过CAN总线实现数据通信。图8为单台逆变器处于独立运行状态和并网状态时的电压和电流波形。可以看出,在并网逆变器独立运行模式时,由于采用了瞬时双环的控制策略,逆变器输出电压的正弦性好,THD值很低;在逆变器处于并网状态时,由于电网电压含有低次谐波,逆变器输出电流含有一定的低次谐波,THD值稍高,但仍满足文献[23]规定的小于5%的要求。

图9为2台逆变器处于并网运行和并联运行时的波形。图9(a)和(b)分别为2台逆变器并网运行,突加和突卸有功功率基准时电网电压和逆变器输出电流的波形,可以看出系统稳定运行,但是由于间接电流控制型的固有缺点,其动态性能较差。图9(c)为2台逆变器处于并联运行时两者的输出电流波形,2台逆变器能够较好地均分本地负载。采用统一控制策略的逆变器处于并联和并网运行时,都能够稳定运行。

6 结论

本文分析了多机并网逆变器系统,提出了一种新型的多机并网逆变器的并网/独立(并联)统一控制策略:

a.调节并网逆变器输出电压的相位能调节逆变器输出的有功功率;

b.调节并网逆变器输出电压的幅值能调节逆变器输出的无功功率;

c.引入有功功率闭环和无功功率闭环分别调节逆变器输出电压的频率和幅值,保证逆变器输出功率实现无静差跟踪;

d.所提控制策略有其内在的反孤岛能力;

e.逆变器并网控制时和并联控制时,仅功率、频率和幅值的基准值不一致,控制策略一样,保证了孤岛发生时,本地负载不受冲击。

风电并网逆变器控制器 篇3

近年来,能源短缺和环境恶化逐渐成为全球关注的热点。太阳能作为一种极具潜力的新能源,是太阳内部不断的核聚变反应而产生的能量。太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式,主要采用光伏电池将光能转换为电能。与其他发电方式相比,光伏发电具有能源转换效率高、资源储量丰富、环境友好、易于管理和维护,建造和拆除方便等等优势[1]。目前,光伏系统正在由独立运行向并网发电方向发展,三相电压型并网逆变器的性能是光伏并网系统的关键和核心。为获得高品质并网电流,系统通常采用双闭环控制。其中电流内环动态性能是系统控制关键,直接影响着电压外环的控制性能和稳定性。

1电压空间矢量脉宽调制 SVPWM

电压空间矢量脉宽调制SVPWM技术是近几年出现的,这种技术本质上是可以提供一个最优开关模式, 使得转换设备的应力和开关损耗减少,同时,线电流波形也得到改善。因为SVPWM控制策略的开关损耗小,直流电压利用率高,消除谐波的效果好,它被广泛用于可替代的电流速度调节系统。

单级式光伏并网发电系统示意图如图1所示。

SVPWM是一种性能优越的易于数字化实现的PWM方案,最初主要用于PWM整流器及电机控制, 主要研究方向为如何获得幅值恒定的圆形旋转磁场。随并网控制技术的发展,这种技术也广泛应用于逆变器的并网控制中。

在光伏并网逆变器的控制中,依据逆变器空间电压矢量切换来控制逆变器是一种新颖思路,它能在功率开关器件频率不高的情况下输出质量较好的正弦波,并且能提高直流电压的利用率。空间矢量脉宽调制具有线性调节范围宽、直流电压利用率高、输出谐波小和易于数字化实现等特点[2]。

SVPWM技术本质上并不复杂,相当于在三相对称的正弦波参考信号中注入零序分量并利用规则采样来实现的SPWM技术。与传统的SPWM相比,其开关器件的开关次数可以减少1 /3,直流电压的利用率可提高15% ,能获得较好的谐波抑制效果,且易于实现数字化控制,但是,常规SVPWM方法需要进行复杂的三角函数和坐标旋转运算,计算量大,复杂的算法对高 精度实时 控制产生 了不可忽 视的影响[3]。

2三相逆变器的数学建模

2. 1 数学模型概述

三相逆变桥是光伏系统的核心,PV阵列输出的直流电,经过逆变过程,可以变成工频交流电,从而实现并网。三相并网逆变器主要有两平逆变桥、三电平逆变桥、H桥并联等几种典型拓扑,目前的研究中,两电平逆变器拓扑结构应用最广泛[4,5]。该拓扑结构简单, 易控制,更易实现SVPWM调制技术,故本研究采取该拓扑。其结构如图2所示,其中,定义ea,eb,ec分别是三相电网的电压,中点设定为O。经过逆变后的并网电流分别设为ia,ib,ic。图2也给出了电压和电流的正方向。逆变器桥臂输出电压分别定义为Va,Vb,Vc,L代表滤波电感,R是滤波电感的等效电阻。基于逆变器的数学模型,本研究可以作如下假设: 1电网电动势是三相对称的正弦波。2系统中的电感和电容均是理想器件。3开关管都被认为是理想的,因此开关死区时间可以被忽略。

在本研究中,综合多方面考虑,最终选定的三相并网逆变器的等效模型如图3所示。

2. 2 dq 坐标系下的解耦

由三相并网逆变器在dq坐标系下的数学模型,可以得到:

由式( 1) 可知,d轴和q轴的分量是耦合的,这样, 问题就变得比较复杂,不便于本研究的设计和研究,因而,需要对模型进行解耦。

又因为,dq坐标下可以看出,相比于d轴,q轴的电流很小,因此,可以认为q轴电流几乎不影响d轴, 那么,由式( 1) 变形为:

假设:

联立式( 2,3) ,可以得到:

上式中,d轴和q轴的电流是独立控制的,等效控制变量v'd和v'q可以由电流环PI调节器输出决定,假设Δvd和Δvq分别是d轴和q轴电流调节器的输出,那么:

式中: Kpi—比例系数; τpi—积分时间常数; d轴和q轴的指令电流分别是i*d和i*q,联立上式,可以得到:

电流状态反馈的引入,使得d轴和q轴的电流得以实现独立控制。考虑到整个逆变系统的动态性能, 本研究将电网电压作为前馈补偿,同时,控制系统的稳定性也有良好的表现。

3双环控制及仿真

控制系统由直流电压外环和电流内环组成。电压外环的作用是为了调节电压。当引入电压反馈, 在dq坐标下,通过一个PI调节器就可实现电压的无静差控制[6,7,8]。电流内环的主要作用是让并网电流能够精准地跟踪电网电压,并且保证并网逆变器的单位功率因素运行。电流内环是在dq坐标中实现控制的,电流内环PI调节器的输出信号经过dq /αβ逆变换之后,就能通过空间矢量脉宽调制( SVPWM) 得到并网逆变器相应的开关驱动信号,最终实现了三相光伏并网逆变器的并网控制[9]。电流环的设计如图4所示。

3. 1 电流内环控制原理及其设计

图4中,Ta,Tb,Tc—时间常数,取Ta= 0. 1Ts,Tb=0. 5Ts,Tc= n Ts,Ts—开关周期,Kpwm—逆变器增益。则,电流内环的开环传递函数为:

Ta—电流采样延迟时间,Tb—逆变器全桥电路固有的延迟时间常数,Tc—反馈电流信号的滤波时间常数

采用一个一阶惯性环节来代替上式中的3个小惯性环节,其中:

为了便于设计,取:

将式( 8,9) 代入式( 7) ,可得:

式( 10) 是一个典型的二阶系统,闭环函数如下:

取最佳阻尼比,经过与典型二阶系统函数的形式比对后,可以得到:

当开关频率很高的时候,Ts就会很小,T也会很小,电流闭环的传递函数s2项系数远小于s项系数,所以,s2可以忽略,电流内环可以近似等效成一个惯性环节。电压环的设计如图5所示。

Td—电压外环采样时间,Te—电压外环反馈信号的滤波时间常数

3. 2 电压外环控制原理及其设计

图5中,Td= 0. 1Ts,Te= g Ts。电压外环传递函数是:

其中,PWM调制比为1,可以把电流环,电压采样和电压反馈延迟3个惯性环节合并为一个小惯性环节,则Tu= Td+ Te+ τ,于是上式可化简为:

按照三阶系统的最佳参数来设计,电压环可得到最大的相角裕度和较快的响应速度,典型的三阶系统开环传递函数为:

对照可以得到:

3. 3 三相光伏并网逆变器双环控制的仿真

根据设计的三相光伏并网逆变器及其控制策略, 本研究在Matlab /Simulink环境下搭建系统的仿真模型,进行验证。仿真模型的参数如表1所示。

三相并网电流波形如图6所示。由图6可以看出,三相波形具有很好的对称性,且谐波较小,总谐波畸变率THD = 0. 13% 。并网指令电流由50 A跌落至10 A时的仿真并网电流波形如图7所示,可以看出, 该控制系统具有良好的动态响应过程,并网电流能够很快达到稳态。

并网电压与电流波形如图8所示。从稳态运行时的仿真波形可以看出,在同一个频率下,并网电流和并网电压同相位,并且,并网电流能够很好地跟踪电网电压,能够实现单位功率因数的并网运行。

4实验及结果分析

基于TI公司DSP28335优异的控制性能[10],本研究以其e PWM模块为基础,搭建了实验硬件平台,对本研究提出的策略进行了实验验证。实验中,电流传感器主要 采用了ACS714系列,开关器件 主要为STB11NM80系列,A / D采样主要使用了DSP28335自带的采样模块。

硬件平台的开关驱动波形如图9所示。并网电压和并网电流波形如图10所示,由图9、图10可以看出,并网电流能够很好地跟踪并网电压,实现了单位功率因素运行。对并网电流的THD分析如图11所示。

在图11中,A点和B点分别为开关频率处和二倍开关频率处的谐波量。可以看出,电网电流谐波主要集中在开关频率以及二倍开关频率处,三倍及以上开关频率处的谐波很小,基本可以忽略。由谐波分析软件得到并网电流总谐波畸变THD = 3. 6% 。

5结束语

本研究利用Matlab /Simulink对所提出的双环控制策略进行了仿真。研究结果表明,三相光伏并网逆变器的双环控制设计策略设计的系统稳定性高,动态响应好,输出的电能质量也达到了国际标准,可以实现安全并网。

参考文献

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三相并网逆变器直接功率控制 篇4

并网逆变器作为可再生能源和电网的连接部分,其性能的好坏直接影响整个发电系统[1,2]。对于电压型的并网逆变器,常采用直接电流控制和间接电流控制方案[3,4,5]。但这些方法都需要PWM调制模块且控制算法比较复杂。而直接功率控制(DPC)技术直接控制有功功率和无功功率,根据功率给定和实际功率的误差去选择开关表。它没有电流内环和PWM调制模块,控制算法比较简单,同时系统具有很好的动态性能。因此,直接功率控制在国内外得到广泛的关注[6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。

本文根据三相并网逆变器在静止坐标系下的动态数学模型,详细分析和推导了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响,提出了一种基于新开关表的直接功率控制策略。最后通过仿真和实验验证了该控制策略的可行性和正确性。

1 直接功率控制的原理

三相电压型的并网逆变器的拓扑结构如图1所示,三相并网逆变器通过滤波电感L、电阻R和电网相连。

根据基尔霍夫电压定律,其动态电流方程(电流参考方向如图1所示)为

其中,ia、ib、ic为三相并网逆变器输出电流;ua N、ub N、uc N为三相并网逆变器输出电压;un N为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压;ea、eb、ec分别为三相电网电压。假定三相电网电压平衡(ea+eb+ec=0),并网逆变器输出电流在静止αβ坐标系下的电流动态方程为

其中,iα、iβ,uα、uβ,eα、eβ分别为三相并网逆变器输出电流、三相并网逆变器输出电压、电网电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。

假定采样周期为Ts,将式(2)离散化可得:

三相并网逆变器在静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和无功功率Q可表示为

如果三相并网逆变器的PWM采样周期较高,电网电压在一个PWM周期的变化可以忽略,则有功功率变化ΔP和无功功率变化ΔQ可以表示为

将式(3)代入式(5)并忽略电阻压降,可得:

对于图1所示的两电平电压型的三相并网逆变器,存在6个非零电压矢量和2个零电压矢量。其电压空间矢量关系如图2所示。

不同的电压矢量对应不同的有功功率和无功功率变化。因此,存在多种方式选择合适的开关状态来控制有功功率和无功功率的变化。不同空间电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响可表示为

其中,i=0,1,…,7;ΔPi、ΔQi、uαi、uβi分别为第i个电压矢量作用时有功功率的变化量、无功功率的变化量、三相并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。

在静止αβ坐标系下,电网电压(等功率变换)可以表示为

其中,eα=Ecosθ;eβ=E sinθ;E为电网电压在静止αβ坐标系下的幅值。

同样,在静止αβ坐标系下,根据直流母线电压和三相并网逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc(St=1为相应的上桥臂导通;St=0为相应的下桥臂导通;t=a,b,c),三相并网逆变器输出电压(等功率变换)可以表示为

将式(7)的有功功率和无功功率变化率进行标幺则化可处得:理,两边同时除以

则可得:

其中,i=0,1,…,7。

各个电压矢量对有功功率的影响可表示为

同样,各个电压矢量对无功功率的影响可表示为

为了优化三相并网逆变器输出电压矢量,把输出空间分为12个扇区(见图2),其中θ=arctan(uβ/uα)。图3(a)为电压矢量对有功功率变化的影响(标幺值);图3(b)为电压矢量对无功功率变化的影响(标幺值)。直接功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑。而有功功率和无功功率的控制采用滞环控制,其滞环控制规律如下:

其中,HP、HQ为有功功率和无功功率的滞环宽度,滞环宽越小,对有功和无功的控制精度越高、响应越快,但过小的环宽会使得开关频率增大、开关损耗增加;SP=1代表有功功率需要增加;SP=0代表有功功率需要减少;SQ=1代表无功功率需要增加;SQ=0代表无功功率需要减少;Pref、Qref分别为有功功率和无功功率的给定值。

滞环输出信号SP、SQ,在θ1扇区与电压空间矢量的关系如表2所示。

按照上面的方式可以得出其他扇区的各电压矢量作用,其开关表如表3所示。根据直接功率控制的开关表,三相并网逆变器的直接功率控制策略框图如图4所示。

2 直接功率控制仿真

为验证直接功率控制方法的性能,根据图4直接功率控制结构图,利用Matlab7.4进行仿真研究。仿真参数如下:额定功率PN=1 k W;直流母线电压Udc=450 V;电网电压相电压幅值eArms=100 V;交流侧滤波电感L=20 m H;电网基波角频率ω=2πf=314 rad/s;采样周期Ts=100μs。

2.1 直接功率控制稳态仿真

条件1:为了进行功率因数为1的逆变,给定有功功率Pref=1 000 W、无功功率Qref=0。图5(a)为条件1时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。

条件2:为了进行无功补偿,给定Pref=500 W、无功功率Qref=750 var。图5(b)为条件2时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。

2.2 直接功率控制动态仿真

为了验证三相并网逆变器直接功率控制的动态性能,在以下4种条件下进行动态仿真。

条件3:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=1 000 W、Qref=0。图6(a)为条件3下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件4:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=0。图6(b)为条件4下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件5:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=750 var。图6(c)为条件5下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件6:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=300 W、Qref=750 var。图6(d)为条件6下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

3 直接功率控制实验

为了进一步验证三相并网逆变器直接功率控制的性能,对图4控制策略进行实验研究。实验参数同第2节的仿真参数。有功功率和无功功率通过CAN通信由上位机给定。

3.1 直接功率控制稳态实验

为了进行功率因数为1的逆变,给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,图7(a)为a相电压和a相电流实验波形;为了进行无功功率补偿,给定功率Pref=500 W、Qref=750 var,图7(b)为此时的a相电压和a相电流实验波形。

3.2 直接功率控制动态实验

为了验证直接功率控制的动态性能,进行了以下3个方面的动态实验。

条件7:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=1 000 W、Qref=0。图8(a)为条件7下a相电压和a相电流实验波形;图8(b)为条件7下有功功率和无功功率的实验波形(通过D/A输出)。

条件8:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=0。图8(c)为条件8下a相电压和a相电流实验波形;图8(d)为条件8下有功功率和无功功率的实验波形。

条件9:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=750 var。图8(e)为条件9下a相电压和a相电流实验波形;图8(f)为条件9下有功功率和无功功率的实验波形。

从图5(a)的稳态仿真结果和图7(a)的稳态实验结果看出:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电压和a相电流同相位,实现了功率因数为1的逆变。图5(b)的稳态仿真结果和图7(c)的稳态实验结果表明:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电流滞后a相电压,实现了无功功率补偿(以图1的电流为参考方向)。但三相并网逆变器输出电流波形比文献[5]采用直接电流控制的输出电流波形差,这主要是直接功率控制采用滞环控制,而滞环控制的精度与采样频率、A/D采样精度有关,而实验的采样频率为100μs,A/D采样精度为10位,要提高输出电流波形的质量,须进一步提高采样频率和A/D采样精度。

从图6直接功率的动态仿真结果和图8直接功率的动态实验结果看出:系统有很好的动态性能,在改变功率给定时,输出功率很快达到给定值,这也是直接功率的突出优点。改变有功功率时,无功功率保持不变;在改变无功功率时,有功功率保持不变。这实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调。

4 结论

采用基于新开关表的直接功率控制的三相并网逆变器具有以下主要特点:

a.直接功率控制没有电流闭环和PWM模块,控制算法简单,容易实现;

b.实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调;

c.具有很好的动态性能,这是直接功率控制的突出优点。

因此,基于直接功率控制的三相并网逆变器在风力发电、太阳能发电等可再生能源发电过程中有很好的利用价值和应用前景。

摘要：根据三相并网逆变器的动态数学模型,详细推导和分析了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响。根据有功功率变化的符号与无功功率变化的符号选择最佳的电压矢量,使三相并网逆变器输出的有功功率和无功功率脉动比较小。在此基础上,提出了一种基于新开关表的直接功率控制。该控制策略可实现有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数任意可调。采用直接功率控制的三相并网逆变器具有较好的静、动态性能。通过仿真和实验验证了该方案的可行性和正确性。

并网型风电机组软并网控制研究 篇5

于软并网装置的可控硅拥有很多优点:因其导通压减小,器件的功率损耗和发热的问题得到解决;电流浪涌冲击和峰值的转矩冲击力被也可以被可控硅消除;另外,可控硅是没有接触不良、磨损、粘着以及弹跳等问题的

一、可控硅的触发方式

通常而言,利用可控硅实现风电机组软并网可有两种方案供我们选择:斩控式和相控式。其中根据可控硅的通断与否,相控式电路又可以被分为过零式触发和移相式触发。

所谓斩控式电路,它是指当频率控制不变的时候,正弦波电压通过斩波被分成了若干个小的脉冲式电压,然后,使功率电子器件的导通比变化,输出电压的有效值便得到了有效调节。然而,当我们选择使用可控硅等半可控型器件时,则就需要借助换流电路(它起到辅助的作用)来关闭可控硅的导通电路;但是,当选择全控型的自关断器件用于斩控电路的时候,比如说GTO、IGBT等,它们有一个共同特点便是工作频率偏高,因此在导通和关断的过程中,器件不可避免地会有尖峰电流产生且伴随着很高的反电势,从而带来开关损耗增大的问题,此时,我们便需要考虑缓冲吸收电路的合理性。

而对于相控式电路来说,这种触发方式是非常适合用来控制输出功率的,而对于电压需要平滑调节的场合则无法得到广泛使用。另外,还有一点需要注意,交流电网的功率因数不能设置的太低,因为设置太低便使得相位角过大从而带来了冲击电流的产生。

移相触发方式,为实现输出电压从零到电源电压的连续变化我们可以通过改变可控硅的触发角来改变输出端电压的有效值。这个方案的优点非常明显。首先它的实现方法是比较简单和可靠的,并且充分利用了可控硅自然关断的特点,并不要使用辅助换流。但是它的缺点也是存在的。电压中包含的奇次谐波含量还是相对较高。

综上所述,三相反并联可控硅移相触发是失速型风电机组软并网控制系统经常采用的控制的形式。在可控硅移相触发的过程中,因为异步的电机定子上的电压波形是正负半波对称的,而且不含有偶次谐波,所以有效避免了负序磁场带来的负序转距的反面影响。

二、风电机组软并网系统控制功能

经过以上分析可知,双向且可控硅的等效阻抗值是可以改变的,当可控硅的导通角发生变化的时候,它也会随之改变。考虑到,反相可控硅是串联链接在电机的出线与电网的中间的,所以我们通过改变可控硅的导通角大小来实现电机定子的电压值大小和每一个电压平台持续的时间长短。为了使得其电压从某一较小的初始值开始慢慢地增大直至达到全压的状态,我们可以通过慢慢的增大定子的电压来实现。我们通常将这种控制方式称为电机的降压启动模式。为了限制并网过程中产生的冲击电流是使用软并网控制系统的主要目的,所以,我们将电机的定子电流进行逐一地采样之后,再计算有效值,并把这些有效值和电流的限定值进行比较,最终得到相对的电流的偏差值。称之为增量式PI算法。

三、对采用软并网过渡过程进行仿真分析

在仿真模块中所包含的风机模块、异步风力发电机模块是如前所述。控制其初始的控制角为1700,仿真算法设为变步长ode23tb,相对误差控制在lxl O(-3),绝对误差是lxl0(-6)。则可以得到总体的仿真图如下

当大电机处于风速等于10m/s的时候切入电网,其切入预置点设为s=O.1,则在过渡过程出现的电流状态量限定值为500A。可以得到仿真结果如下图

当大电机在风速等于13m/s的时候切入电网,切入的预置点设置为s=0.15,则在过渡过程出现的电流状态量限定值为500A。得到的仿真结果为

综上分析,我们可以获得以下几点结论:

1. 软并网过渡过程时间很短,但是相对直接并网来讲,过渡过程则变长。

2. 并网时,可以将软并网过渡过程冲击电流限定在电机额定值的范围之内,工程上一般取额定值的1.2~2倍。只要我们的控制方法适当就可以做到使转速和电流平稳过渡。

3. 为避免初始阶段的时候,可控硅的导通太快,会造成巨大电流冲击产生,我们可以设置较小的可控硅控制角,当转子加速度逐渐增大时,我们使控制角的减小幅度加快,从而使得可控硅可尽可能快的得到导通。在现实运行时,控制系统可以对此自动计算。

4. 可控硅等效阻抗从最初值逐步减小接近于零,电网电压从小到大逐步加载到电机定子端。

参考文献

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单相光伏并网逆变器控制的研究 篇6

资源有限, 污染严重的传统石化能源正日渐减少, 人们逐渐认识到走可持续发展道路, 大力开发和利用可再生能源的必要性。而资源量最大、分布最普遍的可再生能源莫过于太阳能, 并且它已经全球性地由“补充能源”的角色被认可为下一代的“替代能源”。而太阳能用于发电在光伏市场中需要求最大。根据统计, 2003年, 在光伏市场中份额达到55.5%的为光伏并网发电方面的使用, 占据了光伏市场的主导地位[1]。

太阳能发电有离网和并网两种工作方式。过去, 由于太阳能电池的成本很高, 光伏发电大多被用于偏远的无电地区, 并且以村庄用和户用的中小系统占大多数, 这些均属于离网型用户。可是这几年来, 光伏市场和产业发生了很大的变化, 逐渐开始了由边远的农村地区向城市并网发电、光伏建筑集成的方向迅速迈进。光伏并网发电系统的优势在于其不需要用蓄电池中间储能, 这样可以节省投资, 还可以使得系统简化, 更易于维护。

2 单相并网逆变器结构与原理

光伏并网发电系统通过光伏数组将接收来的太阳辐射能量经过高频直流转换后变成高压直流电, 经过逆变器逆变后向电网输出与电网电压同频、同相的正弦交流电流。它把太阳能转化为电能, 直接通过并网逆变器, 把电能送上电网。光伏并网发电系统主要由电子元器件构成, 不涉及机械部件, 所以, 光伏发电设备极为精炼, 可靠稳定寿命长、安装维护简便。如图1所示为光伏并网发电系统框图[2,3]。

由图1可知, 将太阳能电池阵列产生的直流电馈送给交流电网, 其间的能量传递与变换需要通过逆变器的作用。逆变器在整个系统并网过程中起着核心器件的作用。逆变器以电流源为输入的, 它的直流侧就需要串联一个大电感, 用来提供一个较稳定的直流电流输入, 电流源输出的控制方式。如图2所示为以IGBT开关管构成的电压源电流控制型单相并网逆变器的主电路原理图[4]。

图2中T1-T4是IGBT开关管, D1-D4是反相并联二极管, 起续流的作用;Cdc是直流侧支撑电容, 也叫平波电容;LN是交流侧电感, 也叫缓冲电感, 可以抑制输出电流的过分波动, 同时起到滤波的作用, 将开关动作所产生的高频电流成分滤除。uN (t) 是电网的正弦波电压, Ud是输入的恒定的直流电压, uo (t) 是逆变器的输出电压, iN (t) 是从逆变器输出到电网的电流。单相光伏并网逆变器有四种开关模式, 使得该器件处于不同的工作状态:若功率器件T1、T4导通, 直流侧的能量送入电网, 并网的电流增加, 电感的储能也增加;若功率器件T2、T4导通, 电感储能除了通过反并联二极管D2和D3的组成回路送入电网之外, 还可以通过D2和D3与直流侧能量一起对直流侧电容充电, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T1、T3导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T1和D3的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T2、T4导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T4和D2的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小。

3 并网逆变器的控制实现

光伏并网逆变系统的控制采用电流瞬时值闭环控制的方法, 要求并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较后得到的误差信号, 经控制器处理后, 产生相应的SPWM信号, 控制功率器件工作, 使并网电流波形为正弦波[5,6]。

4 结语

通过建立逆变器电压控制的模型, 并对逆变器的结构和原理进行分析, 根据并网逆变器的控制目标, 建立单相并网逆变器的结构框图, 为系统的理论分析提供基础。

参考文献

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并网逆变器智能控制策略研究 篇7

进入21世纪, 能源问题成为全世界共同关注的十大焦点问题之首。

太阳能是绿色无污染的新能源, 太阳能光伏发电系统是利用太阳电池半导体材料的光伏效应, 将太阳光辐射能直接转换为电能的一种新型发电系统。它一方面节约了大量的煤炭等不可再生能源, 另一方面由于不产生任何污染, 减少了对环境再处理的大量资金投入。目前, 世界上很多发达国家对在城市大规模建设并网光伏系统都非常重视。

首先分析了光伏并网逆变器的工作原理及控制原理, 并在此基础上设计了一种基于自抗扰控制器的电流跟踪控制方案, 此控制策略能够有效的实现跟踪并网电压, 并能实现最大功率点进行跟踪, 同时进行了样机实现设计, 实验结果表明, 与普通的控制器相比, 启动快速, 性能可靠、鲁棒性强、响应速度快等特点。

1 并网逆变器原理分析与控制策略

1.1 并网逆变器原理

并网逆变器将可再生能源产生的直流电变换为正弦交流电, 经过滤波后输送到电网。采用输入电压源方式为主, 一般由低压直流, 并经过DC/DC升压后得到高压直流电源。输出控制采用电流控制方式的全桥逆变电路。通过控制电感电流的频率和相位跟踪电网电压的频率和相位, 保持正弦输出, 从而达到并网运行的目的。

1.2 并网逆变器控制策略

一般的并网逆变器的控制主要分为对输出电压、电流的控制和最大功率点的跟踪, 现有的控制方法有滞环控制、双环控制、空间矢量控制、无差拍控制和重复控制等等[3,4,5]。

电网跟踪控制设计的最终目的就是将直流电能发送到电网上去, 即要求输出电流与电网电压同频同相, 且功率因数保持为1, 本系统采用小惯性电流跟踪控制方法, 以固定开关频率的直接电流反馈控制进行电流内环设计, 通过采集太阳能电池组件的电流与电压, 利用最大功率跟踪控制的方法可以得到参考电压, 与太阳能电池组件的实际电压, 相比较后, 其误差经过PI调节器得到指令电流, 与正弦波参考相乘后得到正弦电流指令, 再与实际并网侧电流输出相比较后, 通过智能控制器-自抗扰控制器 (ADRC) , 利用电压前馈控制与电网电流反馈控制, 使系统输出正弦电流并与网侧电网电压同相位[6]。

2 控制器的设计

2.1 控制器参数整定

将自抗扰控制技术引入基于电流跟踪的SVPWM光伏逆变器中, 采用ADRC进行电流跟踪控制, 用ESO对包括负载在内的未知扰动进行观测。通过ESO对负载变化的及时和准确的估计和补偿, 能有效地抑制各种扰动带来的影响。

2.2 跟踪微分器 (TD) 和扩张状态观测器 (ESO) 设计

跟踪微分器 (TD) 参数整定相对较简单, 对系统输出电流给定Z, 按照确定好步长和速度因子就可以直接设计得到单调上升无超调的过渡过程。

本文中ESO参数的选取先在Matlab中仿真整定得到一组参数, 然后代入实际系统经过多次实验取得。

2.3 非线性状态误差反馈律 (NLSEF) 设计

非线性状态误差反馈控制律 (NLSEF) 的作用是针对状态误差求取出理论控制量。

3 基于ADRC的并网逆变器的控制系统

并网逆变器其控制目标是实现正弦电流输出和相位控制, 使逆变器工作在单位功率因数并网模式或无功补偿模式。常见的电流控制方法有PID控制等, PID控制易于实现、可靠性高, 但其对正弦参考量却难以消除稳态误差。为了解决该问题, 采用智能控制-自抗扰控制实现了正弦电流控制的零稳态误差, 并在快速性与稳定性上比常规PID控制器性能要优。

根据系统模型, 利用等效和简化, 可以得到并网逆变器的数学模型。可知, 逆变器的输出电流与参考电流和电网电压有关, 可以看出, 采用ADRC闭环控制, 能够抑制来自包括电网及其他方面的扰动。

4 实验验证

为了验证本论文提出的控制策略的有效性, 采用了TI公司的数字信号处理器 (DSP) TMS320LF2704为基础验证了自抗扰控制系统的性能。由于此DSP内含事件处理单元及丰富的内部扩展资料, 因此电网电压的幅值相位, 输出电流幅值与相位的检测不必再通过外围专门的模/数转换电路, 而是经过一定的信号预处理之后直接送入DSP。这样就简化了系统的硬件重量及复杂度, 提高了系统的可靠性。

经过调试分析, 得到硬件实验的波形如图1。

从图1可以看出, 在启动阶段, ADRC控制器能够快速地进入稳定状态, 而且超调小, 这在实际的并网发电系统能够减小对电网的冲击, 无疑有利于并网的实现。而在稳定状态下, 输出电流与电压基本维持同相位, 达到了功率因数为1的目标, 从而验证了论文控制策略的有效性。

5 结论

应用智能控制器实现了光伏并网逆变器的电流跟踪控制, 该控制策略能够对内外扰动进行观测和补偿, 使得系统在参数变化和负载扰动的情况下, 仍然能够得到期望性能, 具有较强的鲁棒性。以后改进工作主要为:基于样机长期的运行数据和运行经验, 优化系统设计, 从而进一步提高效率、提高可靠性和降低成本。

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