多功能并网逆变器（精选8篇）
多功能并网逆变器 篇1
0 引言
为了更好地实现分布式可再生能源并网,集成了可再生能源、局部负荷和储能的微电网技术作为一种局部供电系统引起了广泛的关注[1,2,3,4,5]。并网逆变器作为分布式发电系统和微电网技术中的关键部件之一,近年来得到了深入的研究[6,7,8]。
分布式发电系统和微电网内的不平衡、无功和谐波电流严重影响了公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)处的电能质量,甚至会给并网逆变器的控制带来不利影响[9]。若要治理PCC处的电能质量,最常用的方法是安装有源或无源滤波器,但这需要额外的装置,增加了系统的体积和成本。为了提升并网逆变器的运行性能,提高其性价比,有学者提出了具有复合功能的多功能并网逆变器MGI(Multifunctional Grid-connected Inverter)[10]。文献[11-12]给出了单相并网逆变器复合有源滤波功能的MGI拓扑。文献[13-14]进一步提出了复合有源滤波功能的三相全桥MGI拓扑。由于三相桥式拓扑带不平衡负载的能力不强,为了更好地实现对不平衡负载的补偿,文献[15]提出了一种三相四桥臂的MGI拓扑。为了使并网逆变器能同时治理电流和电压电能质量问题,文献[16-17]提出了能同时补偿谐波电流和电压跌落的MGI拓扑。但现有MGI拓扑对直流电压的要求比较高,往往需要多组直流模块(光伏电池、储能单元)串联或通过前级DC/DC变换升压才能接到其直流端。此外,就电流补偿而言,能同时补偿谐波、不平衡和无功电流的MGI拓扑还不多见。
本文针对一种能同时补偿无功、不平衡和谐波电流的MGI拓扑进行了研究,该拓扑由3组单相全桥逆变器构成。由于采用了升压隔离变压器,故能明显降低对直流侧的要求。同时,隔离变压器还能极大降低逆变器输出直流及谐波分量对电网的影响[18]。本文建立了该拓扑的详细数学模型,设计了其控制器,并给出了指令电流的生成算法。最后,仿真和实验结果验证了所提方法的正确性和有效性。
1 MGI拓扑及其控制
1.1 MGI的拓扑及数学模型
本文研究的MGI拓扑如图1所示,该拓扑由3组独立的单相全桥逆变器共用一组直流母线构成。考虑到光伏电池、储能单元的输出电压一般比较低,直流母线电压不宜设计过高,这里直流母线电压Udc取为400 V。3组单相全桥逆变器分别构成a、b、c三相,经LC滤波器接入隔离变压器,隔离变压器的输出端连接到PCC,该处接有非线性负荷、三相不平衡负荷,并与三相四线制配电系统相连。
从图1可以看出,3个单相全桥逆变器相互解耦,可以看作3个独立的单相逆变器。在建立逆变器的数学模型时,可忽略负载的影响,并取任意一相进行分析,其电路如图2所示。其中,L1和L2分别为隔离变压器的原边和副边漏感;Lm为激磁电感;Ls为系统电感;L、C和R分别为滤波电感、滤波电容以及阻尼电阻;uo和us分别为单相逆变器的输出电压和PCC处的电压;ups和ips分别为隔离变压器的副边电压和电流折算到低压侧的值;隔离变压器的原副边变比为N1∶N2;iL、it和io分别为逆变器滤波电感、隔离变压器原边和副边电流。
从图2中的阻抗网络部分可以看出,隔离变压器的原边电感L1、激磁电感Lm和滤波电容支路共同构成了一个△环,利用电路理论中的△-Y变换[19],可以得到如图3所示的等效阻抗网络。
值得指出的是,由于阻尼电阻较小,可忽略不计。在图3中,阻抗Z1、Z2和Z3可分别写为:
由图3,应用电路理论中的叠加原理,可得其电压uo到电流ips、iL之间的传递函数为:
文献[20]提出了一种基于加权电流反馈的控制方法,并利用该方法将三阶LCL滤波并网逆变器模型降阶为一阶模型,以方便控制器的设计。这里进一步利用该思想来实现图2所示MGI模型的降阶。定义加权电流i作为等效的反馈量:
那么,系统对输入电压uo到电流i之间的传递函数为:
代入阻抗的解析表达式(1)—(3),化简Guo i有:
若取:
由于变压器的激磁电感远大于原副边的漏感,即L1≈L2=Lm,故:
那么式(8)可简化为:
可见,降阶后的模型式(11)是一个一阶系统,且只由系统中的电感参数决定。可以方便地利用式(11)所示降阶模型设计MGI的控制器。
1.2 PI控制参数的整定
由前面的分析,可以得到MGI在PI控制器下的框图模型,如图4(a)所示。其中,KPWM为逆变器的放大系数,对于双极性调制的单相全桥逆变器,KPWM=Udc。图4(b)给出了基于降阶模型的控制器设计框图。
针对式(11)所示开环传递函数模型,设计PI控制器的参数。首先考虑比例环节的系数Kp,系统在比例环节作用下的开环传递函数为:
以保证系统的闭环系统穿越频率小于开关频率fs=10 k Hz为依据来设计Kp,以保证开环系统在开关频率附近的增益低于0 d B,据此可得:
系统参数如下:L=1 mH,C=10μF,R=4Ω,L1=L2=0.5 mH,Lm=0.6 H,Udc=400 V,N1∶N2=150∶220。由式(13)有:
由于Kp越大系统静态误差越小,取Kp=0.3。
在比例环节的基础上引入积分环节后,系统的开环传递函数为:
为保证PI的转折频率不影响原系统的穿越频率fc,需要满足的条件为PI补偿环节的转折频率远小于系统穿越频率,这里取为穿越频率的1/50,即:
计算可得:
由于Ki越大系统动态性能越好,取Ki=350。
基于以上设计的PI控制器,可得闭环系统的Bode图如图5所示。可见,受控系统在低频段具有0 d B的增益和0°的相移,能较好地保证对指令电流信号的跟踪。而对于高频段具有较大的衰减速率,从而保证对高次谐波的抑制能力。
1.3 滤波器中阻尼电阻的设计
由图2所示阻抗网络和式(8)易知该系统存在一个谐振回路。该回路易引起谐振频率附近的谐波电流谐振,导致系统不稳定或静差过大。本文采用滤波电容支路串联电阻的方法来对谐振加以阻尼与抑制,如图6所示。
对于图6所示的输出滤波电路,若在电容支路串联阻尼电阻R,那么输出电流ips到输入电压uo之间的传递函数为:
其中,A=L1L2+L1Lm+L2Lm,B=L2+Lm,D=L L2+L Lm+L1L2+L1Lm+L2Lm。
由式(18)易知,系统的无阻尼振荡角频率为:
ωn=姨ADLC=姨LL2(+L 1L2+LLm+L1Lm+L1L2+L1Lm+L2Lm)LCL2Lm(19)
阻尼比ξ满足:
故有:
阻尼电阻上的损耗近似为:
图7给出了阻尼与损耗之间的关系,由图7、式(21)和式(22)不难发现:当电阻越大时,系统阻尼也越大,而损耗随ξ先增后减,当阻尼ξ=31.85时,阻尼电阻具有最大的损耗35.34 W。然而,电阻越大其体积和成本也越大。针对本文所提拓扑,取阻尼电阻R=4Ω,对应的阻尼比为0.4,损耗约为0.89 W。
1.4 无锁相环指令电流生成算法
为了实现MGI对并网功率的跟踪和对谐波、不平衡以及无功电流的补偿,需要设计相应的指令电流生成算法。
文献[21]分析表明:基于锁相环的谐波电流检测算法在电网电压谐波或不平衡、控制延迟等条件下会对检测结果产生较大的影响,并提出了一种适用于硬件延迟补偿的无锁相环电流检测算法,较好地解决了补偿电流的检测问题。
基于同步旋转坐标系的无锁相环检测思想,这里将进一步给出一种跟踪指令功率的参考电流生成算法。该算法可替代传统并网逆变器的功率控制外环,提高系统的动态响应能力,降低控制算法的复杂度。对于电压、电流u和i:
其中,Um和Im分别为电压、电流相量的幅值;φu和φi为其对应的相位。选用式(25)所示的Park变换:
其中,θ=ωt+θ0,θ0为初相位,也即dq坐标系d轴与abc坐标系a轴之间的夹角,θ0可以是任意值。Cabc/dq的逆变换满足:Cdq/abc=C-1abc/dq=CTabc/dq。易知变换后的电压ut为:
类似地,对于变换后的电流it,有:
设逆变器有功和无功给定输出分别为P和Q,不难发现[22]:
由式(28),并网功率跟踪电流可写为:
图8给出了MGI指令电流的生成算法框图。按图1所示电流参考方向,总的负荷电流iLabc可以由ioabc和isabc之和间接表示。其中,变换式T即式(29),生成的并网功率跟踪电流指令igabc和由文献[21]所提无锁相环补偿电流检测方法所检测出的补偿电流指令ihabc共同构成逆变器的指令电流irefabc,此外,ipabc为总负荷电流的正序基波有功分量,u軈d、u軈q为PCC处电压的d、q轴分量ud、uq经过低通滤波器LPF(Low Pass Filter)后的结果,变换式Cpq为:
其中,ipd和ipq为dq坐标系下的总负荷电流正序基波有功分量。
需要说明的是,以上电流控制器设计中所采用的加权电流方法,只是对滤波器及隔离变压器漏感的原边等效电路进行了数学意义上的零极点对消和物理意义上的简化。但从隔离变压器的副边看进去,其副边电流和等效的加权电流之间仍满足变压器的匝比变换关系[23],即从加权电流的角度来看,电流参考信号的实际目标值和控制器的参考值仍然是一致的。故以上电流参考生成算法可以用作对虚拟电流进行调节,进而实现对多功能并网逆变器输出电流ioabc的控制。
2 仿真分析
为了验证图1所提拓扑及前述控制策略的正确性,利用PSCAD/EMTDC分别对多功能并网逆变器补偿不平衡和无功电流、谐波电流进行了仿真研究。
2.1 不平衡和无功电流补偿
在图1所示拓扑中将非线性负荷支路断开,MGI在实现并网功率跟踪的同时对PCC处不平衡电流和无功电流进行治理。不平衡负荷的各相参数为:a相为70Ω电阻负载,b相为40Ω电阻和118μF电容串联负载,c相为50Ω电阻负载。并网功率指令值为P=15 kW、Q=0 var。MGI从0.15 s开始对网侧电流进行治理。功率器件的开关频率fs=10 kHz,系统参数同1.2节所述。
网侧电流和网侧功率如图9所示。当MGI不进行补偿时,由于不平衡负荷的原因,有功和无功功率以2倍频波动[24],且由于容性无功负荷的存在,网侧无功功率存在一个负的直流分量。当MGI投入补偿后,网侧电流三相对称,且功率波动得到很好的抑制,网侧无功接近0。可见,MGI在实现并网功率跟踪的同时,还能很好地完成对网侧无功和不平衡电流的治理,提高PCC处的电能质量。
2.2 谐波电流补偿
在图1所示拓扑中将不平衡负荷支路断开,MGI在实现并网功率跟踪的同时,完成对PCC处谐波电流的治理。非线性负荷的直流电阻为Rr=50Ω,并网功率指令值为P=15 k W、Q=0 var。MGI从0.15 s开始对网侧电流进行治理。
网侧电流和网侧功率如图10所示。若不对网侧电流进行治理,非线性负载电流和并网电流的叠加将引起网侧电流波形畸变,反映在网侧功率上即为功率振荡。MGI投入补偿后,能明显消除电流波形畸变和网侧功率振荡。
不难发现,多功能并网逆变器在完成常规并网逆变器实现可再生能源或储能等微电网并网的同时,还兼有补偿PCC处无功、不平衡和谐波电流的能力,这使得一套并网逆变器能同时完成多个相互独立的功能,从而省去了额外的电能质量治理装置,在分布式发电系统和微电网中具有较好的应用前景。
3 实验结果
为了进一步验证所提拓扑和控制策略的正确性,搭建了一台15 kV·A的MGI实验室样机。其拓扑如图1所示,控制策略如图4和图8所示,控制器选用TI公司的TMS320F2812 DSP芯片,系统参数与仿真条件相同。
图11给出了对不平衡和无功电流的补偿效果,图12给出了对谐波电流的补偿效果,图中点划线左、右侧分别为补偿前、后波形。对比实验结果和仿真结果可以看出,两者比较吻合,多功能并网逆变器在完成并网功率跟踪的同时,还能较好地实现对不平衡、无功和谐波电流的补偿,从而改善并网点处的电能质量。值得指出的是,虽然前面所提无锁相环参考电流生成算法能降低控制复杂度提供动态响应能力,但是无法克服滤波电容所产生少量容性无功对网侧功率的影响,加之电网电压波形也存在一定的畸变和不对称,共同使得补偿后的网侧无功稍小于0 var,且有功和无功存在小幅值波动。
4 结论
本文针对一种多功能并网逆变器拓扑及其控制进行了研究,建立了其数学模型,设计了其控制器,给出了指令电流的生成算法和输出滤波器中阻尼电阻的设计。仿真与实验结果验证了所提拓扑及其控制策略的正确性和有效性。所提拓扑对直流电压要求较低,且在实现并网功率跟踪的同时,能有效治理谐波、无功和不平衡电流,尤其是在分布式发电系统和微电网电能质量治理中具有很好的应用前景。
摘要：针对一种能兼顾分布式电源并网和并网点无功、谐波和不平衡电流补偿的多功能并网逆变器拓扑进行了研究。建立了该拓扑的数学模型,利用加权电流反馈方法设计了其并网电流跟踪控制器,基于输出滤波器中阻尼电阻功耗与阻尼比之间的关系,设计了阻尼电阻。给出了一种包含并网功率跟踪和电能质量补偿两部分的、简洁有效的指令电流生成算法。PSCAD/EMTDC的仿真结果和一台15 kV.A样机的实验结果,验证了所提拓扑和控制策略的正确性和有效性。
关键词：并网逆变器,功能复合,阻尼,加权电流反馈,逆变器,拓扑,电流控制
多功能并网逆变器 篇2
关键词：新能源；三相并网；模型建立；PWM变换器；解耦控制
中图分类号：TP464 文献标识码：A
1 引 言
随着现代社会对能源需求的不断增加而传统能源的供应不断枯竭，以风力发电为代表的可再生能源发电收到了广泛重视。作为一种新的发电方式，风力发电赢得了非常重要的发展机遇[1]。风力并网型发电系统凭借成本低、应用广泛、输出波形稳定等特点，其应用比例快速增长，已成为新能源技术的主流应用。由于要求风力并网型发电系统输出的交流电与电网电压严格同步，因此，如何综合考虑功率变换器的动态性能、系统干扰、输出波形失真、并网电流和电网电压同步等问题成为了风力并网发电系统控制的关键和难点[2]。基于此，本文采用电压、电流双闭环矢量控制策略，设计出矢量解耦的逆变器控制电路，在两相同步旋转坐标系下对三相逆变器的电流实现静态解耦，改善有源逆变的动态响应及抗干扰能力，实现稳定可靠的控制。
2 控制原理及数学模型
2.1 原理
矢量控制策略：给定信号分解成两个互相垂直而且独立的直流信号iM、iT，然后通过“直-交变换”将iM、iT交换成两相交流信号iα、iβ，又经“2/3变换”，得到三相交流的控制信号iA、iB、iC去控制变流电路[4-6]。对PWM逆变器控制也可以采用矢量控制策略，如图1。
图1 矢量控制框图
三相交流电流iA、iB、iC 经过“3/2变换”、“交-直变换”成为互相垂直且独立的直流量id、iq，再经过“直-交变换”、“2/3变换”，得到三相交流的控制信号iA、iB、iC，控制PWM逆变器[7]。该控制策略有动态响应快、稳态性能好、限流保护等优点。
2.2 三相PWM逆变器dq数学模型
对电压型逆变器，在三相静止坐标系ABC中假设：
1.电网电动势为三相平衡的纯正弦波电动势（Ea、Eb、Ec）；
2.网侧滤波电感L（a，b，c）是线性的；
3.主电路的开关视为理想元件，通断可以用开关函数描述。
在静止的三相ABC参考坐标系中，经滤波电感L并网的风力并网逆变器的状态方程如式（1）。
分别是并网电流、逆变器输出电压与电网电压的dq分量；ω为电网电压基波角频率。理想状态下，电网电压是无任何谐波的纯正弦波，在同步旋转的dq坐标系下，电网电压矢量可以表示为式（3）。
vgd=0vgq=v（3）
其中，v是电网相电压的峰值。
实际上，电网电压总是有谐波污染，不可能是纯正弦波，故电网电压vgd和vgq总有一定的脉动，其幅值和频率与电网电压的谐波量有关。但在稳态下，νgd的平均值仍为0。因此在稳态下，逆变器输出的有功、无功功率如式（4）。
P=vdid+vqiqQ=vqid-udiq（4）
在三相电网电压平衡的条件下，使并网电流d轴分量与电网电压交流矢量同步旋转，则Vq=0。那么逆变器输出的有功与无功功率分别与dq轴电流成比例，可以实现逆变器输出有功与无功功率的解耦控制[8]。
3 电路设计
3.1 逆变主电路
三相PWM逆变器的电路结构如图2示。
电路由三个桥式电路组成，开关管VT1～VT6采用全控型电力电子器件，二极管VD1-VD6为续流二极管，两者组成IGBT关断电路。在输入三相交流电下，当IGBT承受最大正向阳极电压，而控制极又获得触发脉冲时转入导通状态[9]。
3.2 三相并网控制结构
三相风力并网逆变系统采用双环控制。外环由锁相环和最大功率跟踪环组成，为内环提供参考线电流；内环由定频算法、滞环电流控制和三相解耦等模块组成，用于电流的实际跟踪，实现并网[10]，三相并网控制结构框图如图3示。
检测三相逆变器交流逆变电压与电流，经3/2变换，交-直变换，转换成相互独立的直流分量，与给定值比较，经PI调节，调节输出再经过2/3变换成三相交流，控制PWM逆变器产生脉冲。
4 仿真测试及分析
4.1 仿真电路搭建
用MATLAB搭建的三相并网逆变系统的仿真模型，主要由风力电源模块、逆变主电路模块、电网模块和PWM生成模块组成，如图4所示。
仿真输出三相并网电压波形如图5示[11-12]。三相并网电压的周期0.01s，频率50Hz。与电网的频率一致，不会对电网造成干扰，完全满足并网要求。
图5 三相并网电压输出波形
仿真输出A相的电压与电流波形如图6示。
A相电压与电流周期，频率相同，相位差90°；电流瞬态响应时间0.005s左右，响应的时间短，逆变器输出电流完全能够跟随给定电流变化。
图6 A相电压和电流波形
5 结 论
本文提出了一种采用电压、电流双闭环矢量控制策略，设计出三相四桥臂逆变器的矢量解耦控制方案，实现了对三相四桥臂逆变器的矢量解耦控制。建立了三相四桥臂逆变器的空间电路模型，分析了其空间电压矢量的分布；同时，改善了有源逆变器的动态响应及抗干扰能力，实现稳定可靠的控制。设计电路经仿真测试，系统稳定性可靠、瞬态响应时间短、抗干扰能力强，电压、电流波形完全满足并网要求。
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多功能并网逆变器 篇3
由于分布式发电系统不但是可再生能源接入电网的重要纽带,而且还能在一定程度上提高传统电网的稳定性,近年来得到了越来越多的重视[1,2]。由于风能、太阳能等可再生能源具有间歇性、随机性的特点,是典型的不可控源,如何更好地将不可控的可再生能源接入电网,是长期以来的一大研究热点。为了解决这个问题,有学者提出了微电网的概念[3]。微电网作为一种集成了多种可再生能源、储能装置以及负荷的局部供电系统,近来得到了广泛的研究。
在微电网中,各种微电源(可再生能源等)一般需通过并网逆变器接入交流电网。已有大量学者对并网逆变器的拓扑及其控制策略进行了研究[4,5,6,7],目前开始朝不同运行模式之间的无缝切换和功能的复合化方向发展[8,9,10,11]。不同于传统电力系统,微电网具有2种不同的运行模式,即并网模式和孤岛模式[12,13]。对于这2种完全不同的运行模式,微电网的物理拓扑和数学模型都存在巨大的差异。对于只含有并网逆变器的微电网,由于没有同步发电机提供电压和频率支撑,情况更加复杂[8,9]。此时,往往需要有1台或多台分布式电源(DG)从输出功率恒定的有功功率-无功功率(PQ)控制无缝切换到V/f下垂控制以向系统提供V/f支撑,而其他DG则仍工作在PQ控制模式,以最大限度地利用可再生能源的效益[8,9]。另一方面,为了进一步提高并网逆变器运行的灵活性和经济性,大量研究将重点放在功能复合化的“多功能并网逆变器”上。现有的多功能并网逆变器主要复合了并网功率调节和并联有源滤波或统一电能质量补偿等功能[14,15,16]。
值得指出的是,微电网中大量电力电子变流装置为其电能质量带来了诸多影响[17,18]。同时,微电网内的无功、非线性或不对称负荷也会恶化其电能质量。此外,基于系统稳定性的考虑,配电系统总是希望实现无功功率的就地平衡,且要求微电网与配电网间的潮流是双向可控的,必要时为配电网提供一定的功率支撑。出于改善微电网电能质量和实现微电网输出功率可控的目的,迫切需要找到一种有效的解决方案。
本文提出了一种能同时补偿微电网内无功、谐波和不平衡电流的多功能并网逆变器,并给出了其控制策略。
1 含多功能并网逆变器的微电网拓扑
一个含有n台DG和1台多功能并网逆变器的微电网如图1所示。
整个微电网系统由DG、负荷、配电网和多功能并网逆变器构成。DG可以是光伏并网逆变器、风力发电机网侧变流器或储能并网发电系统等。第i台DG在机端带有三相平衡负荷Li,且经输电线路lli接入到公共连接点(PCC)。PCC处的负荷包括整流非线性负荷、三相平衡负荷和不平衡负荷3种类型。配电网系统为三相四线制系统,系统电感为Ls,且通过线路lls和开关S连接到PCC。多功能并网逆变器挂在PCC处。
所谓多功能并网逆变器,即是一种能在完成自身并网功率跟踪的同时,实现对微电网谐波、无功和不平衡电流补偿的并网逆变器。它使得从配电网看进去,整个微电网系统可以等效为谐波电流满足相关标准且吸收(输出)功率可控的负载(DG),在必要时可向配电网提供有功和无功功率支撑。图2给出了图1所示多功能并网逆变器的详细拓扑。
图中,L1为滤波电感,C为滤波电容。该拓扑由直流母线、3组共直流母线的单相并网逆变器、输出LC滤波器、隔离变压器和控制器构成。其中,直流母线接到光伏电池或储能装置的直流输出端,抑或是直驱风机或微型燃气轮机的整流输出端。控制器通过采样滤波电感电流、隔离变压器副边电流、网侧电流和PCC处的电压,经过一定的控制算法生成全桥所需的触发脉冲,实现对多功能并网逆变器的控制。
2 控制器设计
2.1 补偿电流的生成
为了实现多功能并网逆变器对谐波、无功和不平衡电流的补偿,需要检测补偿电流的瞬时值。现有检测手段主要是一些基于锁相环和瞬时无功功率理论的方法。这些方法或者需要额外的硬件锁相元件,或者需要复杂的软件锁相程序。同时,由于锁相环的存在,不可避免地存在锁相不准、延时等问题,尤其是在参考电压畸变或存在谐波时情况更加严重。这里给出一种基于同步旋转坐标系的无锁相环补偿电流生成算法。
由文献[19]可知,正序基波电流矢量i沿正序基波电压矢量u方向的投影If P即正序基波有功电流分量,沿u法向的投影If Q即正序基波无功电流分量,如图3所示。
由于i与u之间夹角的正弦和余弦值可用低通滤波(LPF)后的dq轴分量珔ud,珔uq,珋id,珋iq来表示,故正序基波有功电流分量也可以用这4个变量来表示,再将其投影到dq轴上,便可得到Park逆变换所需的正序基波有功电流分量iPd和iPq,即
本文中统一采用恒功率Park变换:
式中:θ=ωt+θ0,θ0为初相位,也即dq坐标系d轴与abc坐标系a轴之间的夹角。
Cabc/dq的逆变换满足:Cdq/abc=C-1abc/dq=CTabc/dq。
基于以上正序基波有功电流分量的检测原理,可以得到补偿电流的检测方法如图4所示。
图4中:usabc为PCC处的电压,也即多功能并网逆变器的机端电压;ioabc为多功能并网逆变器的输出电流,isabc为配网系统提供的电流,按图1所示正方向,ioabc+isabc可视为广义的负荷电流;CPQ即式(1)和式(2);i1abc为检测出的正序基波有功电流分量;ihabc为检测出的谐波、不平衡和无功电流分量;irefabc为多功能逆变器的指令电流值。
可见,由无锁相环电流检测理论,只要将三相电压和电流分量向统一的dq0坐标系投影,经过式(1)和式(2)所示算法,即可提取正序基波有功电流分量。广义负荷电流减去正序基波有功电流分量即可得到待补偿的电流分量。不难发现,这里dq0坐标系的d轴并不一定要定位在电压abc坐标系中的a轴上,故Park变换中的初相角θ0并不一定为0,而是可取任意值,也即不需要对电压进行锁相,从而可省去锁相环。图4还给出了多功能并网逆变器并网功率跟踪电流igabc部分的生成算法,该部分将在2.2节中详细阐述。igabc和ihabc之和,即为多功能并网逆变器需要向微电网注入电流的指令值irefabc。
2.2 功率跟踪参考电流的生成
类似于2.1节,这里将给出一种基于无锁相环电流检测技术的并网功率跟踪参考电流生成算法。由2.1节可知,Park变换中的相位并不一定要与电网电压相位一致,只要所选的旋转坐标系与电网电压旋转速度一致即可。这样同样能检测出abc坐标系变量在所给旋转dq坐标系中的投影。对于电压和电流向量u和i:
式中:Vm和Im分别为电压和电流相量的幅值;φu和φi为其对应的相位。
由式(3)所示Park变换,可知变换后的电压向量ut为:
类似地,对于变换后的电流向量it,有:
设DG的额定运行功率分别为Pn和Qn,不难发现[20]:
由式(8)易知参考电流可写为:
结合图4,其中多功能并网逆变器功率跟踪指令电流计算部分的变换式T即式(9)。
2.3 DG的控制
各DG均采用图5所示的拓扑结构。该拓扑由直流电容、三相全桥、输出滤波器和控制器4个部分构成。其中,直流侧的动态或最大功率追踪(MPPT)不是本文研究的重点,直流侧用电压为Vdc的直流电压源代替。全桥输出与机端之间接有LC滤波器,以抑制并网电流谐波。
图6给出了图5所示控制器部分的详细框图,其中变换式T即式(9)。控制器通过采样滤波电感电流iabc和机端电压uabc,经过同步旋转坐标系下的比例—积分(PI)控制算法实现对并网电流/功率的跟踪。值得指出的是,这里仍然采用了无锁相环的思想,只要其控制器中所用的坐标变换采用同一个旋转系即可,并不一定要将d轴定位到电压向量的a轴上,故也可以省去锁相环。
值得指出的是,图6所示的控制方法是DG输出恒定功率的PQ控制策略。这种控制方法对于并网运行模式是有效的,但是并不一定能适应离网运行模式。若微电网仅由逆变器型DG组成,而没有诸如柴油发电机或小型同步发电机等发电机提供电压支撑,在离网模式时系统的电压和频率将会失去稳定。一般的,对于这类逆变器型微电网,在离网运行模式下,至少需要有1台DG采用V/f控制,向系统提供电压和频率支撑,这样才能使其余DG稳定地运行在PQ控制模式。V/f控制策略如图7所示。图中:P和Q为该DG的实际输出功率;Vn和fn分别为额定电压幅值和额定频率;KPWM为逆变器的放大系数,对于图5所示的三相全桥逆变器,若采用双极性脉宽调制(PWM)控制,则KPWM=Vdc/2;M和δ分别为电压调制信号的幅值和相角。由于微电网线路主要呈电阻性,所以这里的下垂控制采用有功功率偏差控制电压幅值,无功功率偏差控制相角的策略[21,22]。
当检测到微电网处于离网运行模式时,事先选定的DG无缝切换到V/f运行模式。从另一个角度来看,也即该V/f运行模式的DG提供了微电网在离网运行模式下的不平衡功率。为了最大限度地利用可再生能源,光伏逆变器、风力发电机变流器一般运行在恒功率PQ控制模式,而大容量的储能系统担任了V/f控制的角色。
2.4 多功能并网逆变器的控制
对于图2所示的多功能并网逆变器拓扑,当激磁电感足够大时,折算到原边侧的隔离变压器可以等效为一电感,其电感值为原副边漏感。整个滤波器环节和隔离变压器环节可以等效为一LCL滤波器。由于LCL滤波器模型阶数高且存在一个谐振点,控制器设计困难[23]。
本文采用一种基于加权电流反馈的滞环电流控制策略。图8给出了多功能并网逆变器任意一相的等效电路。图中:L2为隔离变压器原副边漏感折算到原边的值;Zs为线路和系统阻抗;uo和us分别为逆变器输出电压脉冲和PCC处电压;i1,i2,io分别为电感L1和L2上的电流及网侧电流。
取加权电流:
式中:α=L1/(L1+L2);β=1-α。
文献[23]研究表明,当取式(10)所示加权电流反馈时,可将高阶的LCL滤波器结构降阶为一阶系统,从而便于控制器的设计。值得指出的是,为了进一步抑制LCL滤波器的谐振,有必要在滤波电容支路上串联一定的电阻对谐振加以阻尼。
多功能并网逆变器的控制策略主要为:采样滤波电感上的电流i1和隔离变压器的副边电流io,由io计算隔离变压器的原边电流i2,i1和i2分别通过加权系数α和β后,作为最终的等效反馈电流i,将i折算到变压器二次侧再与参考电流iref相比较后,通过环宽为Δi的滞环产生该相单相全桥的触发脉冲。
综上所述,对于多功能并网逆变器任意一单相系统,其控制器的框图可表示为如图9所示。其中,参考电流为补偿电流和并网功率跟踪电流之和,如图4所示。
3 仿真结果与分析
前面已经给出了含多台DG和多功能并网逆变器的微电网结构、参考电流生成方法及各部分的控制方法,下面将利用电磁暂态综合分析程序PSCAD/EMTDC验证所提出方法的有效性和正确性。对于如图1所示的微电网结构,考虑有3台DG的情况。
典型线路参数见附录A表A1和表A2。由于配电网为低压配电网,相电压有效值为220V,故选择低压线路参数。线路ll1~ll3,ls的长度分别为300m,200m,200m,100m。三相不平衡负荷的大小分别为0.1 H/20Ω,0.01 H/15Ω,0.15 H/10Ω。三相整流非线性负荷的大小为0.1H/50Ω。三相对称负荷选为电阻性负荷,各相电阻为20Ω。机端负荷L1,L2,L3的大小分别为12kW/0var,6kW/0var,0 W/0var。各DG指令输出功率分别为5kW/0var,3kW/0var,6kW/0var,均从0.01s开始并网发电,0.1s时多功能并网逆变器的指令输出功率从0阶跃变化到6kW/3kvar。并网开关S在0.07~0.15s之间断开,微电网系统进入离网运行模式,此时DG3从PQ控制模式切换到V/f控制模式,其他DG仍采用PQ控制模式。此时,DG3代替配电网的作用,使微电网内的功率供需平衡,此时isabc为0,为了实现多功能并网逆变器对离网模式下的微电网电能质量进行治理,多功能并网逆变器需要采集DG3的输出电流代替isabc。
在有、无多功能并网逆变器时,非线性整流负荷和不平衡负荷的负荷电流情况见附录A图A1。非线性负荷电流含有大量的谐波,不平衡负荷电流可以发现其中存在较大的负序、零序电流分量,且还可以发现由于0.07s和0.15s时开关模式的切换以及0.1s时多功能并网逆变器的功率调节,导致PCC处电压出现小的暂态过程,也影响到了其负荷电流。此外,在没有多功能并网逆变器时,负荷电流的幅值偏离其额定值较大。
采用多功能并网逆变器前后,DG1所在支路线路ll1上的电流和DG1输出功率的瞬时值见附录A图A2和图A3,DG2的情况见附录A图A4和图A5。不难看出,由于0.01s之前,并网逆变器没有功率输出,机端负荷电流均由配电网提供,故流过支路的电流较大,当并网逆变器有功率输出的时候,其幅值相应地降低。此外,0.07s,0.15s以及0.1s处的动态表明:并网模式和离网模式间的切换过程以及多功能并网逆变器的动态调节过程都会影响到各DG电流的暂态波形。当微电网采用多功能并网逆变器后,能有效抑制不平衡负荷对PCC处电压的影响,改善DG的并网电流三相不平衡。
图10给出了在含有多功能并网逆变器条件下,DG3支路的电流及输出功率情况。
从中不难发现,当切换到离网运行模式时,DG3代替了配电网的作用,提供电压和频率支撑,且承担了不平衡功率以保证微电网功率的供需平衡。在0.1s之后,多功能并网逆变器也参与功率输出调节,故DG3的输出功率对应地降低。无多功能并网逆变器时的结果见附录A图A6。此时的并网电流含有较大的谐波和无功分量,并网功率也呈现高频脉动。
图11和图12给出了有、无多功能并网逆变器时配电网侧电流和瞬时功率的情况。
对比图11和图12可得,在包含多功能并网逆变器后,并网电流三相对称,且谐波含量很小,其总谐波畸变率(THD)分析见附录A图A7和图A8。图13给出了多功能并网逆变器输出电流的情况。
从输出功率来看,由于多功能并网逆变器从0.1s开始参与并网功率调节,故0.15s再次并网运行时,系统的输出有功功率较先前有所减少,减少的量刚好为并网逆变器的输出量。同时,发出的无功功率刚好为多功能并网逆变器无功功率的指令值。可见,通过对多功能并网逆变器有功和无功指令值的设定不但可以消除PCC处并网电流谐波、无功和不平衡电流分量,提高微电网运行的电能质量,而且还能调节PCC与配电网之间的潮流,在必要时为配电网提供一定的有功或无功功率支撑。
4 结语
本文给出了一种能同时补偿谐波、无功和不平衡电流的多功能并网逆变器,并利用PSCAD/EMTDC验证了所提出并网逆变器的正确性和有效性。结果表明:在引入多功能并网逆变器后,能明显改善微电网的电能质量,同时还能调节PCC与配电网之间的潮流,在必要时为配电网提供一定的有功和无功功率支撑,具有很好的应用前景。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。
多功能并网逆变器 篇4
近年来,能源短缺和环境恶化逐渐成为全球关注的热点。太阳能作为一种极具潜力的新能源,是太阳内部不断的核聚变反应而产生的能量。太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式,主要采用光伏电池将光能转换为电能。与其他发电方式相比,光伏发电具有能源转换效率高、资源储量丰富、环境友好、易于管理和维护,建造和拆除方便等等优势[1]。目前,光伏系统正在由独立运行向并网发电方向发展,三相电压型并网逆变器的性能是光伏并网系统的关键和核心。为获得高品质并网电流,系统通常采用双闭环控制。其中电流内环动态性能是系统控制关键,直接影响着电压外环的控制性能和稳定性。
1电压空间矢量脉宽调制 SVPWM
电压空间矢量脉宽调制SVPWM技术是近几年出现的,这种技术本质上是可以提供一个最优开关模式, 使得转换设备的应力和开关损耗减少,同时,线电流波形也得到改善。因为SVPWM控制策略的开关损耗小,直流电压利用率高,消除谐波的效果好,它被广泛用于可替代的电流速度调节系统。
单级式光伏并网发电系统示意图如图1所示。
SVPWM是一种性能优越的易于数字化实现的PWM方案,最初主要用于PWM整流器及电机控制, 主要研究方向为如何获得幅值恒定的圆形旋转磁场。随并网控制技术的发展,这种技术也广泛应用于逆变器的并网控制中。
在光伏并网逆变器的控制中,依据逆变器空间电压矢量切换来控制逆变器是一种新颖思路,它能在功率开关器件频率不高的情况下输出质量较好的正弦波,并且能提高直流电压的利用率。空间矢量脉宽调制具有线性调节范围宽、直流电压利用率高、输出谐波小和易于数字化实现等特点[2]。
SVPWM技术本质上并不复杂,相当于在三相对称的正弦波参考信号中注入零序分量并利用规则采样来实现的SPWM技术。与传统的SPWM相比,其开关器件的开关次数可以减少1 /3,直流电压的利用率可提高15% ,能获得较好的谐波抑制效果,且易于实现数字化控制,但是,常规SVPWM方法需要进行复杂的三角函数和坐标旋转运算,计算量大,复杂的算法对高 精度实时 控制产生 了不可忽 视的影响[3]。
2三相逆变器的数学建模
2. 1 数学模型概述
三相逆变桥是光伏系统的核心,PV阵列输出的直流电,经过逆变过程,可以变成工频交流电,从而实现并网。三相并网逆变器主要有两平逆变桥、三电平逆变桥、H桥并联等几种典型拓扑,目前的研究中,两电平逆变器拓扑结构应用最广泛[4,5]。该拓扑结构简单, 易控制,更易实现SVPWM调制技术,故本研究采取该拓扑。其结构如图2所示,其中,定义ea,eb,ec分别是三相电网的电压,中点设定为O。经过逆变后的并网电流分别设为ia,ib,ic。图2也给出了电压和电流的正方向。逆变器桥臂输出电压分别定义为Va,Vb,Vc,L代表滤波电感,R是滤波电感的等效电阻。基于逆变器的数学模型,本研究可以作如下假设: 1电网电动势是三相对称的正弦波。2系统中的电感和电容均是理想器件。3开关管都被认为是理想的,因此开关死区时间可以被忽略。
在本研究中,综合多方面考虑,最终选定的三相并网逆变器的等效模型如图3所示。
2. 2 dq 坐标系下的解耦
由三相并网逆变器在dq坐标系下的数学模型,可以得到:
由式( 1) 可知,d轴和q轴的分量是耦合的,这样, 问题就变得比较复杂,不便于本研究的设计和研究,因而,需要对模型进行解耦。
又因为,dq坐标下可以看出,相比于d轴,q轴的电流很小,因此,可以认为q轴电流几乎不影响d轴, 那么,由式( 1) 变形为:
假设:
联立式( 2,3) ,可以得到:
上式中,d轴和q轴的电流是独立控制的,等效控制变量v'd和v'q可以由电流环PI调节器输出决定,假设Δvd和Δvq分别是d轴和q轴电流调节器的输出,那么:
式中: Kpi—比例系数; τpi—积分时间常数; d轴和q轴的指令电流分别是i*d和i*q,联立上式,可以得到:
电流状态反馈的引入,使得d轴和q轴的电流得以实现独立控制。考虑到整个逆变系统的动态性能, 本研究将电网电压作为前馈补偿,同时,控制系统的稳定性也有良好的表现。
3双环控制及仿真
控制系统由直流电压外环和电流内环组成。电压外环的作用是为了调节电压。当引入电压反馈, 在dq坐标下,通过一个PI调节器就可实现电压的无静差控制[6,7,8]。电流内环的主要作用是让并网电流能够精准地跟踪电网电压,并且保证并网逆变器的单位功率因素运行。电流内环是在dq坐标中实现控制的,电流内环PI调节器的输出信号经过dq /αβ逆变换之后,就能通过空间矢量脉宽调制( SVPWM) 得到并网逆变器相应的开关驱动信号,最终实现了三相光伏并网逆变器的并网控制[9]。电流环的设计如图4所示。
3. 1 电流内环控制原理及其设计
图4中,Ta,Tb,Tc—时间常数,取Ta= 0. 1Ts,Tb=0. 5Ts,Tc= n Ts,Ts—开关周期,Kpwm—逆变器增益。则,电流内环的开环传递函数为:
Ta—电流采样延迟时间,Tb—逆变器全桥电路固有的延迟时间常数,Tc—反馈电流信号的滤波时间常数
采用一个一阶惯性环节来代替上式中的3个小惯性环节,其中:
为了便于设计,取:
将式( 8,9) 代入式( 7) ,可得:
式( 10) 是一个典型的二阶系统,闭环函数如下:
取最佳阻尼比,经过与典型二阶系统函数的形式比对后,可以得到:
当开关频率很高的时候,Ts就会很小,T也会很小,电流闭环的传递函数s2项系数远小于s项系数,所以,s2可以忽略,电流内环可以近似等效成一个惯性环节。电压环的设计如图5所示。
Td—电压外环采样时间,Te—电压外环反馈信号的滤波时间常数
3. 2 电压外环控制原理及其设计
图5中,Td= 0. 1Ts,Te= g Ts。电压外环传递函数是:
其中,PWM调制比为1,可以把电流环,电压采样和电压反馈延迟3个惯性环节合并为一个小惯性环节,则Tu= Td+ Te+ τ,于是上式可化简为:
按照三阶系统的最佳参数来设计,电压环可得到最大的相角裕度和较快的响应速度,典型的三阶系统开环传递函数为:
对照可以得到:
3. 3 三相光伏并网逆变器双环控制的仿真
根据设计的三相光伏并网逆变器及其控制策略, 本研究在Matlab /Simulink环境下搭建系统的仿真模型,进行验证。仿真模型的参数如表1所示。
三相并网电流波形如图6所示。由图6可以看出,三相波形具有很好的对称性,且谐波较小,总谐波畸变率THD = 0. 13% 。并网指令电流由50 A跌落至10 A时的仿真并网电流波形如图7所示,可以看出, 该控制系统具有良好的动态响应过程,并网电流能够很快达到稳态。
并网电压与电流波形如图8所示。从稳态运行时的仿真波形可以看出,在同一个频率下,并网电流和并网电压同相位,并且,并网电流能够很好地跟踪电网电压,能够实现单位功率因数的并网运行。
4实验及结果分析
基于TI公司DSP28335优异的控制性能[10],本研究以其e PWM模块为基础,搭建了实验硬件平台,对本研究提出的策略进行了实验验证。实验中,电流传感器主要 采用了ACS714系列,开关器件 主要为STB11NM80系列,A / D采样主要使用了DSP28335自带的采样模块。
硬件平台的开关驱动波形如图9所示。并网电压和并网电流波形如图10所示,由图9、图10可以看出,并网电流能够很好地跟踪并网电压,实现了单位功率因素运行。对并网电流的THD分析如图11所示。
在图11中,A点和B点分别为开关频率处和二倍开关频率处的谐波量。可以看出,电网电流谐波主要集中在开关频率以及二倍开关频率处,三倍及以上开关频率处的谐波很小,基本可以忽略。由谐波分析软件得到并网电流总谐波畸变THD = 3. 6% 。
5结束语
本研究利用Matlab /Simulink对所提出的双环控制策略进行了仿真。研究结果表明,三相光伏并网逆变器的双环控制设计策略设计的系统稳定性高,动态响应好,输出的电能质量也达到了国际标准,可以实现安全并网。
参考文献
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光伏并网逆变器的研究 篇5
关键词：光伏并网,TMS320LF2407,并网逆变器,电导增量法
随着社会生产对能源需求量的不断增长, 光伏发电具有无污染、无噪音、取之不尽、用之不竭等优点而越来越受到关注。并入公共电网给太阳能光伏发电带来不必考虑负载供电的稳定性和供电质量、始终运行在最大功率点、提高了发电的效率、免除蓄电池的储能环节, 同时消除了处理废旧蓄电池带来的间接污染等诸多好处。
1 光伏并网逆变器系统设计
1.1 系统工作原理
光伏并网系统由光伏阵列、变换器和控制器组成, 变换器将光伏电池所发出的电能逆变成正弦电流并入电网;控制器控制光伏电池最大功率点跟踪、控制逆变器并网电流的波形和功率, 使向电网转送的功率与光伏阵列所发的最大功率电能相平衡。控制器一般是由单片机或数字信号处理芯片作为核心器件构成;常见光伏并网系统结构图如图1所示。通过直流-直流升压斩波变换器, 可以在变换器和逆变器之间建立直流环。升压斩波器根据电网电压的大小用来提升光伏阵列的电压以达到一个合适的水平, 同时直流-直流变换器也作为最大功率点跟踪, 增大光伏系统的经济性能。逆变器用来向交流系统提供功率;继电保护系统可以保护光伏系统和电力网络的安全。
1.2 光伏并网逆变器
光伏并网逆变器具有将太阳能电池发出的直流电转化为和电网电压同频、同相交流电的功能光伏并网系统常常被设计成电压源输入、电流源输出的控制方式, 并网系统实际上就是一个交流电流源和电压源的并联。通过控制并网电流与电网电压的相位同步, 同时也可通过调整并网系统输出电流的大小及相位来控制系统的有功输出和无功输出, 电路结构图2所示。要想将此电压源输出电压直接接入电网母线的电压端是不行的, 中间需要加缓冲电抗器。
逆变器的理想状态为网侧功率因数为1, 设网侧电压为 , 则网侧电流应该有 , 即网侧电流i无畸变且与u相位一致, 馈至电网的只为有功功率。
2 并网控制方法与策略
光伏并网控制主要涉及两个闭环控制环节, 一是输出波形控制;二是功率点控制。波形控制要求快速, 需要在一个开关周期内实现对目标电流的跟踪。
2.1 最大功率点控制
最大功率点跟踪是当前较广泛采用的一种光伏阵列功率点控制方式。这种控制方法实时改变系统的工作状态, 以跟踪光伏阵列最大功率点, 实现系统的最大功率输出。采用电导增量法可达到控制精确, 响应速度快。控制流程图如图3所示。
图中, 为检测到光伏阵列当前电压、电流值, 为上一控制周期的采样值。这种MPPT控制算法最大的优点是在光照强度发生变化时, 光伏阵列输出电压能以平稳的方式跟踪其变化, 而且稳态的振荡也比较小。当时, 说明系统工作在最大功率点, 无需调节。 。
2.2 波形跟踪和控制方法
并网时要求逆变器输出采用电流型方式。因通过电感的电流不能突变, 可以采用电压电流双闭环控制, 电压外环采用瞬时值反馈方式, 其中参考电压与光伏电池实际输出电压相比较后, 误差经PI调节得到电流指令 , 再与正弦波形相乘得到正弦指令, 与实际输出的电流相比较后, 误差经P调节后得到的值与电网电压相加得到的波形与三角波比较, 便得到4路PWM波形控制逆变器开关管的通断, 这样就实现了光伏电池输出电压基本工作在附近, 系统输出正弦波形幅值为I*。双闭环控制方案中的电流内环加大了逆变器控制系统的带宽, 使得逆变器动态响应加快, 输出电压的谐波含量减少, 非线性负载适应能力增强。电压外环能实现对不同负载实现给定电流幅值的自动控制, 电压瞬时值外环能及时、快速的校正输出电压波形, 使系统在各种负载情况下均具有良好的电压输出波形。
3 仿真结果
设计了输出功率为3k W的三相并网逆变器实验样机, 逆变输入电压为400V, 输出电压为300V, 变压器为型联结线性三相变压器, 输出交流电压有效值为220V/50Hz, 逆变器的开关频率为5k Hz, 逆变输出电流为正弦波形, 逆变器输出效率因数接近1, 采用数字化PWM控制方式, 能够实现自动同步并网, 减小了谐波含量对电网干扰, 系统具有较好的工作稳定性, 工作效率高的特点。
结束语
采用TMS320LF2407作为控制芯片的光伏并网系统具有很好的动态效应及强大的控制功能, 可快速地通过软件编程实现对外围设备进行控制。不仅保证系统最大限度地输出功率, 还能使其安全可靠地并网运行。
参考文献
[1]赵争鸣, 刘建政.太阳能光伏发电及其应用[M].北京:科学出版社, 2005
三相并网逆变器直接功率控制 篇6
并网逆变器作为可再生能源和电网的连接部分,其性能的好坏直接影响整个发电系统[1,2]。对于电压型的并网逆变器,常采用直接电流控制和间接电流控制方案[3,4,5]。但这些方法都需要PWM调制模块且控制算法比较复杂。而直接功率控制(DPC)技术直接控制有功功率和无功功率,根据功率给定和实际功率的误差去选择开关表。它没有电流内环和PWM调制模块,控制算法比较简单,同时系统具有很好的动态性能。因此,直接功率控制在国内外得到广泛的关注[6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。
本文根据三相并网逆变器在静止坐标系下的动态数学模型,详细分析和推导了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响,提出了一种基于新开关表的直接功率控制策略。最后通过仿真和实验验证了该控制策略的可行性和正确性。
1 直接功率控制的原理
三相电压型的并网逆变器的拓扑结构如图1所示,三相并网逆变器通过滤波电感L、电阻R和电网相连。
根据基尔霍夫电压定律,其动态电流方程(电流参考方向如图1所示)为
其中,ia、ib、ic为三相并网逆变器输出电流;ua N、ub N、uc N为三相并网逆变器输出电压;un N为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压;ea、eb、ec分别为三相电网电压。假定三相电网电压平衡(ea+eb+ec=0),并网逆变器输出电流在静止αβ坐标系下的电流动态方程为
其中,iα、iβ,uα、uβ,eα、eβ分别为三相并网逆变器输出电流、三相并网逆变器输出电压、电网电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。
假定采样周期为Ts,将式(2)离散化可得:
三相并网逆变器在静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和无功功率Q可表示为
如果三相并网逆变器的PWM采样周期较高,电网电压在一个PWM周期的变化可以忽略,则有功功率变化ΔP和无功功率变化ΔQ可以表示为
将式(3)代入式(5)并忽略电阻压降,可得:
对于图1所示的两电平电压型的三相并网逆变器,存在6个非零电压矢量和2个零电压矢量。其电压空间矢量关系如图2所示。
不同的电压矢量对应不同的有功功率和无功功率变化。因此,存在多种方式选择合适的开关状态来控制有功功率和无功功率的变化。不同空间电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响可表示为
其中,i=0,1,…,7;ΔPi、ΔQi、uαi、uβi分别为第i个电压矢量作用时有功功率的变化量、无功功率的变化量、三相并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。
在静止αβ坐标系下,电网电压(等功率变换)可以表示为
其中,eα=Ecosθ;eβ=E sinθ;E为电网电压在静止αβ坐标系下的幅值。
同样,在静止αβ坐标系下,根据直流母线电压和三相并网逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc(St=1为相应的上桥臂导通;St=0为相应的下桥臂导通;t=a,b,c),三相并网逆变器输出电压(等功率变换)可以表示为
将式(7)的有功功率和无功功率变化率进行标幺则化可处得:理,两边同时除以
则可得:
其中,i=0,1,…,7。
各个电压矢量对有功功率的影响可表示为
同样,各个电压矢量对无功功率的影响可表示为
为了优化三相并网逆变器输出电压矢量,把输出空间分为12个扇区(见图2),其中θ=arctan(uβ/uα)。图3(a)为电压矢量对有功功率变化的影响(标幺值);图3(b)为电压矢量对无功功率变化的影响(标幺值)。直接功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑。而有功功率和无功功率的控制采用滞环控制,其滞环控制规律如下:
其中,HP、HQ为有功功率和无功功率的滞环宽度,滞环宽越小,对有功和无功的控制精度越高、响应越快,但过小的环宽会使得开关频率增大、开关损耗增加;SP=1代表有功功率需要增加;SP=0代表有功功率需要减少;SQ=1代表无功功率需要增加;SQ=0代表无功功率需要减少;Pref、Qref分别为有功功率和无功功率的给定值。
滞环输出信号SP、SQ,在θ1扇区与电压空间矢量的关系如表2所示。
按照上面的方式可以得出其他扇区的各电压矢量作用,其开关表如表3所示。根据直接功率控制的开关表,三相并网逆变器的直接功率控制策略框图如图4所示。
2 直接功率控制仿真
为验证直接功率控制方法的性能,根据图4直接功率控制结构图,利用Matlab7.4进行仿真研究。仿真参数如下:额定功率PN=1 k W;直流母线电压Udc=450 V;电网电压相电压幅值eArms=100 V;交流侧滤波电感L=20 m H;电网基波角频率ω=2πf=314 rad/s;采样周期Ts=100μs。
2.1 直接功率控制稳态仿真
条件1:为了进行功率因数为1的逆变,给定有功功率Pref=1 000 W、无功功率Qref=0。图5(a)为条件1时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。
条件2:为了进行无功补偿,给定Pref=500 W、无功功率Qref=750 var。图5(b)为条件2时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。
2.2 直接功率控制动态仿真
为了验证三相并网逆变器直接功率控制的动态性能,在以下4种条件下进行动态仿真。
条件3:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=1 000 W、Qref=0。图6(a)为条件3下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件4:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=0。图6(b)为条件4下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件5:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=750 var。图6(c)为条件5下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件6:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=300 W、Qref=750 var。图6(d)为条件6下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
3 直接功率控制实验
为了进一步验证三相并网逆变器直接功率控制的性能,对图4控制策略进行实验研究。实验参数同第2节的仿真参数。有功功率和无功功率通过CAN通信由上位机给定。
3.1 直接功率控制稳态实验
为了进行功率因数为1的逆变,给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,图7(a)为a相电压和a相电流实验波形;为了进行无功功率补偿,给定功率Pref=500 W、Qref=750 var,图7(b)为此时的a相电压和a相电流实验波形。
3.2 直接功率控制动态实验
为了验证直接功率控制的动态性能,进行了以下3个方面的动态实验。
条件7:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=1 000 W、Qref=0。图8(a)为条件7下a相电压和a相电流实验波形;图8(b)为条件7下有功功率和无功功率的实验波形(通过D/A输出)。
条件8:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=0。图8(c)为条件8下a相电压和a相电流实验波形;图8(d)为条件8下有功功率和无功功率的实验波形。
条件9:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=750 var。图8(e)为条件9下a相电压和a相电流实验波形;图8(f)为条件9下有功功率和无功功率的实验波形。
从图5(a)的稳态仿真结果和图7(a)的稳态实验结果看出:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电压和a相电流同相位,实现了功率因数为1的逆变。图5(b)的稳态仿真结果和图7(c)的稳态实验结果表明:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电流滞后a相电压,实现了无功功率补偿(以图1的电流为参考方向)。但三相并网逆变器输出电流波形比文献[5]采用直接电流控制的输出电流波形差,这主要是直接功率控制采用滞环控制,而滞环控制的精度与采样频率、A/D采样精度有关,而实验的采样频率为100μs,A/D采样精度为10位,要提高输出电流波形的质量,须进一步提高采样频率和A/D采样精度。
从图6直接功率的动态仿真结果和图8直接功率的动态实验结果看出:系统有很好的动态性能,在改变功率给定时,输出功率很快达到给定值,这也是直接功率的突出优点。改变有功功率时,无功功率保持不变;在改变无功功率时,有功功率保持不变。这实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调。
4 结论
采用基于新开关表的直接功率控制的三相并网逆变器具有以下主要特点:
a.直接功率控制没有电流闭环和PWM模块,控制算法简单,容易实现;
b.实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调;
c.具有很好的动态性能,这是直接功率控制的突出优点。
因此,基于直接功率控制的三相并网逆变器在风力发电、太阳能发电等可再生能源发电过程中有很好的利用价值和应用前景。
摘要：根据三相并网逆变器的动态数学模型,详细推导和分析了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响。根据有功功率变化的符号与无功功率变化的符号选择最佳的电压矢量,使三相并网逆变器输出的有功功率和无功功率脉动比较小。在此基础上,提出了一种基于新开关表的直接功率控制。该控制策略可实现有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数任意可调。采用直接功率控制的三相并网逆变器具有较好的静、动态性能。通过仿真和实验验证了该方案的可行性和正确性。
光伏并网逆变器控制和仿真 篇7
近年来,应用于可再生能源的并网变换技术在电力电子技术领域形成研究热点。并网变换器在太阳能光伏、风力发电等可再生能源分布式能源系统中具有广阔发展前景。太阳能、风能发电的重要应用模式是并网发电,并网逆变技术是太阳能光伏并网发电的关键技术。在光伏并网发电系统中所用到的逆变器主要基于以下技术特点:具有宽的直流输入范围;具有最大功率跟踪(MPPT)功能;并网逆变器输出电流的相位、频率与电网电压同步,波形畸变小,满足电网质量要求;具有孤岛检测保护功能;逆变效率高达92%以上,可并机运行。逆变器的主电路拓扑直接决定其整体性能。因此,开发出简洁、高效、高性价比的电路拓扑至关重要。
1 逆变器原理
该设计为大型光伏并网发电系统,据文献[1]所述,一般选用工频隔离型光伏并网逆变器结构,如图1所示。光伏阵列输出的直流电由逆变器逆变为交流电,经过变压器升压和隔离后并入电网。光伏并网发电系统的核心是逆变器,而电力电子器件是逆变器的基础,虽然电力电子器件的工艺水平已经得到很大的发展,但是要生产能够满足尽量高频、高压和低EMI的大功率逆变器时仍有很大困难。所以对大容量逆变器拓扑进行研究是一种具有代表性的解决方案。作为太阳能光伏阵列和交流电网系统之间的能量变换器,其安全性,可靠性,逆变效率,制造成本等因素对于光伏逆变器的发展有着举足轻重的作用,决定着光伏发电系统的投资和收益。市场主流光伏变换器大都采用电压源型变换器,因为光伏电池的电流源输出特性,所以为满足光伏电池的直流端电压可能大幅度变化的特性,都采用二级变换的技术方案,这导致变换效率的降低。大功率电流源变换技术因为强迫断流缓冲电容的高价,低可靠性,使电流源型变换器的应用受到限制。注入式电流源型变换器的直流侧电流电压全控特性,使光伏电池发出的直流电仅经一级变换就可以完成,这一的特性使电流源型变换器有可能成为高效的光伏变换技术方案。
1.1 两电平逆变器
传统的逆变器通常也称为两电平变换器,并网逆变器一般使用桥式电路,这种拓扑结构比较简单。太阳能光电池具有电流源型特性,光伏阵列串联大电感后相当于电流源,以这种方式并接入电网,称为电流源并网。为改善并网电流,在交流侧需要加滤波电容器,光伏电池要串联电感才能接在相应的直流母线上。由于大电感的存在,使直流回路电流不易变化,在逆变器开关动作时,如果不能保证逆变器输入电流稳定,则易产生很高的di/dt,影响逆变器的安全运行。
1.2 多级注入式电流源型逆变器
将谐波注入的概念用在功率变换器已经有半个多世纪的历史。但是将谐波注入用于功率变换器中作为减少谐波含量的一种方法。多级注入电流幅度与工作条件相匹配,通过附加晶闸管触发控制和利用纹波电压实现自然换相,注入电流的频率和相位与供给电源取得同步。建立在直流电流和注入电流的固定幅值关系上,各种工作条件下的最优的谐波抑制得到保证,交流电流波形和直流电压波形质量进一步提高。在文献[2-8]中,提出了一种新的直流电流注入的概念,并且发现了6倍基频的注入电流用在12 脉冲电流源变换器能够起到完全抑制谐波的效果。其中非常规系统的研究方法来寻找注入电流波形的幅值,从而达到最小谐波畸变率的目的。并且经过严格的数学分析概括总结了这种思想,导出了能够完全消除标准12 脉波电流源变换器交流测输出波形谐波的理想注入波形。12 脉波电流源变换器,主电路的工作模式和普通三相全控桥式变换器相同,每个桥中的6个晶闸管间隔60°依序触发导通,每个主桥开关导通120°。这样,对两个并联的三相全控桥而言,每隔30°触发一支桥臂上的开关,任意时刻都有两只开关导通。它不需要交流系统提供换相电压,与交流系统同步连接可以作为整流器运行也可作为逆变器运行。当有功功率从交流系统向直流系统输送时,该装置工作在整流状态,当有功功率从直流系统向交流系统输送时,此装置工作在逆变状态。多级注入式电流源型逆变器(MLCR-CSC)的直流电压可正可负,变换器需要采用具有对称特性的开关器件,即具有双向电压阻断能力和单向电流流通能力的器件。所以IGBT不可以直接用于MLCR-CSC,二极管与IGBT串联可以满足这种性能要求,但是器件串联又会引起额外的功率损耗。由于MLCR-CSC的相对较低的开关频率,晶闸管适用于大功率的MLCR-CSC。由于直流侧电感的存在,使得直流电流单向流动,而直流电压极性可能瞬时改变,所以多级注入式电流源变换器需要的开关器件应具有双向电压阻断能力和单向电流流通能力。
2 实验仿真
2.1 太阳能电池模型搭建
根据文献[9]原理光伏电池的等效电路见图2。在此基础上搭建输出0～450 V的直流电源在PSCAD中,模型如图2所示。该仿真模型选取的是典型光伏参数,组件选用型号为 YL85(17)1010×660,主要参数为:输出峰值功率85 W、峰值电压 17.5 V、峰值电流 4.9 A、开路电压22 V、短路电流5.3 A。要求光伏阵列输出5 000 W,可推算光伏组件连接方式为20串3并。
由图3的光伏阵列的仿真模型,得出I-U 特性曲线和P-U特性曲线如4所示。
通过计算得出的最大功率为 5.1 kW,与模型输出的功率基本吻合,输入量的其他参数也基本吻合,故可以在工程实践中使用。
2.2 逆变器拓扑电路
在该拓扑结构(见图5)中主控桥采用由两组并联的三相全桥串联组成一个12脉波电流源变换器。主桥由24个换流阀组成,每一个开关阀由一个晶闸管组成。其交流侧通过变压器串联而成。变压器分别采用Y/Y和Y/△连接,变比分别为Kn∶1和
图6下主桥注入电流波形上部与下部对应三相桥输出直流电流大小相等,相位差为15°,电感支路电流为叠加少量纹波的直流,各支路电流平均值为IDC/6。交流电压、电流波形见图7。多电平电流波形的正弦度较好,电压波形有明显的毛刺,这是由开关切换时电感能量转移引起的,各开关器件引入阻容吸收回路后,可使电压毛剌明显减少。
图8中,CH1是A相电压波形;CH2是B相电压波形;CH3是C相电压波形。结论是三相电压正弦波形上叠加一些毛刺,与仿真相吻合。
3 实验结论
各注入支路电力电子开关最佳组合控制方案的确定。多个注入支路具有多种开关组合方案,如何以较低复杂程度的开关组合方案实现变换要求,是研究的主要技术难点之一。在仿真中,使用PSCAD 做了6级电流注入的研究,证明了该系统无需加设滤波器以及采用PWM技术,就能得到理想的输出波形。正是由于该装置具有非常低的谐波畸变率以及低的开关损耗,因此该装置很适合应用于大功率的应用场合。
摘要：为了达到提高光伏逆变器的容量和性能目的,采用并联型注入变换技术。根据逆变器结构以及光伏发电阵电流源输出的特点,选用工频隔离型光伏并网逆变器结构,并在仿真软件PSCAD中搭建光伏电池和逆变器模型,最后通过仿真与实验验证了理论的正确性和控制策略的可行性。
关键词：太阳能光伏发电系统,太阳能电池组件,并网变换器,PSCAD
参考文献
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单相光伏并网逆变器控制的研究 篇8
资源有限, 污染严重的传统石化能源正日渐减少, 人们逐渐认识到走可持续发展道路, 大力开发和利用可再生能源的必要性。而资源量最大、分布最普遍的可再生能源莫过于太阳能, 并且它已经全球性地由“补充能源”的角色被认可为下一代的“替代能源”。而太阳能用于发电在光伏市场中需要求最大。根据统计, 2003年, 在光伏市场中份额达到55.5%的为光伏并网发电方面的使用, 占据了光伏市场的主导地位[1]。
太阳能发电有离网和并网两种工作方式。过去, 由于太阳能电池的成本很高, 光伏发电大多被用于偏远的无电地区, 并且以村庄用和户用的中小系统占大多数, 这些均属于离网型用户。可是这几年来, 光伏市场和产业发生了很大的变化, 逐渐开始了由边远的农村地区向城市并网发电、光伏建筑集成的方向迅速迈进。光伏并网发电系统的优势在于其不需要用蓄电池中间储能, 这样可以节省投资, 还可以使得系统简化, 更易于维护。
2 单相并网逆变器结构与原理
光伏并网发电系统通过光伏数组将接收来的太阳辐射能量经过高频直流转换后变成高压直流电, 经过逆变器逆变后向电网输出与电网电压同频、同相的正弦交流电流。它把太阳能转化为电能, 直接通过并网逆变器, 把电能送上电网。光伏并网发电系统主要由电子元器件构成, 不涉及机械部件, 所以, 光伏发电设备极为精炼, 可靠稳定寿命长、安装维护简便。如图1所示为光伏并网发电系统框图[2,3]。
由图1可知, 将太阳能电池阵列产生的直流电馈送给交流电网, 其间的能量传递与变换需要通过逆变器的作用。逆变器在整个系统并网过程中起着核心器件的作用。逆变器以电流源为输入的, 它的直流侧就需要串联一个大电感, 用来提供一个较稳定的直流电流输入, 电流源输出的控制方式。如图2所示为以IGBT开关管构成的电压源电流控制型单相并网逆变器的主电路原理图[4]。
图2中T1-T4是IGBT开关管, D1-D4是反相并联二极管, 起续流的作用;Cdc是直流侧支撑电容, 也叫平波电容;LN是交流侧电感, 也叫缓冲电感, 可以抑制输出电流的过分波动, 同时起到滤波的作用, 将开关动作所产生的高频电流成分滤除。uN (t) 是电网的正弦波电压, Ud是输入的恒定的直流电压, uo (t) 是逆变器的输出电压, iN (t) 是从逆变器输出到电网的电流。单相光伏并网逆变器有四种开关模式, 使得该器件处于不同的工作状态:若功率器件T1、T4导通, 直流侧的能量送入电网, 并网的电流增加, 电感的储能也增加;若功率器件T2、T4导通, 电感储能除了通过反并联二极管D2和D3的组成回路送入电网之外, 还可以通过D2和D3与直流侧能量一起对直流侧电容充电, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T1、T3导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T1和D3的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小;若功率器件T2、T4导通, 直流侧的电容充电, 交流侧的电感储能通过T4和D2的组成回路送入电网, 并网的电流减小, 电感的储能也减小。
3 并网逆变器的控制实现
光伏并网逆变系统的控制采用电流瞬时值闭环控制的方法, 要求并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较后得到的误差信号, 经控制器处理后, 产生相应的SPWM信号, 控制功率器件工作, 使并网电流波形为正弦波[5,6]。
4 结语
通过建立逆变器电压控制的模型, 并对逆变器的结构和原理进行分析, 根据并网逆变器的控制目标, 建立单相并网逆变器的结构框图, 为系统的理论分析提供基础。
参考文献
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