三相并网（共7篇）
三相并网 篇1
0 引言
并网逆变器作为可再生能源和电网的连接部分,其性能的好坏直接影响整个发电系统[1,2]。对于电压型的并网逆变器,常采用直接电流控制和间接电流控制方案[3,4,5]。但这些方法都需要PWM调制模块且控制算法比较复杂。而直接功率控制(DPC)技术直接控制有功功率和无功功率,根据功率给定和实际功率的误差去选择开关表。它没有电流内环和PWM调制模块,控制算法比较简单,同时系统具有很好的动态性能。因此,直接功率控制在国内外得到广泛的关注[6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。
本文根据三相并网逆变器在静止坐标系下的动态数学模型,详细分析和推导了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响,提出了一种基于新开关表的直接功率控制策略。最后通过仿真和实验验证了该控制策略的可行性和正确性。
1 直接功率控制的原理
三相电压型的并网逆变器的拓扑结构如图1所示,三相并网逆变器通过滤波电感L、电阻R和电网相连。
根据基尔霍夫电压定律,其动态电流方程(电流参考方向如图1所示)为
其中,ia、ib、ic为三相并网逆变器输出电流;ua N、ub N、uc N为三相并网逆变器输出电压;un N为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压;ea、eb、ec分别为三相电网电压。假定三相电网电压平衡(ea+eb+ec=0),并网逆变器输出电流在静止αβ坐标系下的电流动态方程为
其中,iα、iβ,uα、uβ,eα、eβ分别为三相并网逆变器输出电流、三相并网逆变器输出电压、电网电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。
假定采样周期为Ts,将式(2)离散化可得:
三相并网逆变器在静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和无功功率Q可表示为
如果三相并网逆变器的PWM采样周期较高,电网电压在一个PWM周期的变化可以忽略,则有功功率变化ΔP和无功功率变化ΔQ可以表示为
将式(3)代入式(5)并忽略电阻压降,可得:
对于图1所示的两电平电压型的三相并网逆变器,存在6个非零电压矢量和2个零电压矢量。其电压空间矢量关系如图2所示。
不同的电压矢量对应不同的有功功率和无功功率变化。因此,存在多种方式选择合适的开关状态来控制有功功率和无功功率的变化。不同空间电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响可表示为
其中,i=0,1,…,7;ΔPi、ΔQi、uαi、uβi分别为第i个电压矢量作用时有功功率的变化量、无功功率的变化量、三相并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。
在静止αβ坐标系下,电网电压(等功率变换)可以表示为
其中,eα=Ecosθ;eβ=E sinθ;E为电网电压在静止αβ坐标系下的幅值。
同样,在静止αβ坐标系下,根据直流母线电压和三相并网逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc(St=1为相应的上桥臂导通;St=0为相应的下桥臂导通;t=a,b,c),三相并网逆变器输出电压(等功率变换)可以表示为
将式(7)的有功功率和无功功率变化率进行标幺则化可处得:理,两边同时除以
则可得:
其中,i=0,1,…,7。
各个电压矢量对有功功率的影响可表示为
同样,各个电压矢量对无功功率的影响可表示为
为了优化三相并网逆变器输出电压矢量,把输出空间分为12个扇区(见图2),其中θ=arctan(uβ/uα)。图3(a)为电压矢量对有功功率变化的影响(标幺值);图3(b)为电压矢量对无功功率变化的影响(标幺值)。直接功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑。而有功功率和无功功率的控制采用滞环控制,其滞环控制规律如下:
其中,HP、HQ为有功功率和无功功率的滞环宽度,滞环宽越小,对有功和无功的控制精度越高、响应越快,但过小的环宽会使得开关频率增大、开关损耗增加;SP=1代表有功功率需要增加;SP=0代表有功功率需要减少;SQ=1代表无功功率需要增加;SQ=0代表无功功率需要减少;Pref、Qref分别为有功功率和无功功率的给定值。
滞环输出信号SP、SQ,在θ1扇区与电压空间矢量的关系如表2所示。
按照上面的方式可以得出其他扇区的各电压矢量作用,其开关表如表3所示。根据直接功率控制的开关表,三相并网逆变器的直接功率控制策略框图如图4所示。
2 直接功率控制仿真
为验证直接功率控制方法的性能,根据图4直接功率控制结构图,利用Matlab7.4进行仿真研究。仿真参数如下:额定功率PN=1 k W;直流母线电压Udc=450 V;电网电压相电压幅值eArms=100 V;交流侧滤波电感L=20 m H;电网基波角频率ω=2πf=314 rad/s;采样周期Ts=100μs。
2.1 直接功率控制稳态仿真
条件1:为了进行功率因数为1的逆变,给定有功功率Pref=1 000 W、无功功率Qref=0。图5(a)为条件1时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。
条件2:为了进行无功补偿,给定Pref=500 W、无功功率Qref=750 var。图5(b)为条件2时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。
2.2 直接功率控制动态仿真
为了验证三相并网逆变器直接功率控制的动态性能,在以下4种条件下进行动态仿真。
条件3:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=1 000 W、Qref=0。图6(a)为条件3下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件4:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=0。图6(b)为条件4下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件5:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=750 var。图6(c)为条件5下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
条件6:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=300 W、Qref=750 var。图6(d)为条件6下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。
3 直接功率控制实验
为了进一步验证三相并网逆变器直接功率控制的性能,对图4控制策略进行实验研究。实验参数同第2节的仿真参数。有功功率和无功功率通过CAN通信由上位机给定。
3.1 直接功率控制稳态实验
为了进行功率因数为1的逆变,给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,图7(a)为a相电压和a相电流实验波形;为了进行无功功率补偿,给定功率Pref=500 W、Qref=750 var,图7(b)为此时的a相电压和a相电流实验波形。
3.2 直接功率控制动态实验
为了验证直接功率控制的动态性能,进行了以下3个方面的动态实验。
条件7:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=1 000 W、Qref=0。图8(a)为条件7下a相电压和a相电流实验波形;图8(b)为条件7下有功功率和无功功率的实验波形(通过D/A输出)。
条件8:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=0。图8(c)为条件8下a相电压和a相电流实验波形;图8(d)为条件8下有功功率和无功功率的实验波形。
条件9:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=750 var。图8(e)为条件9下a相电压和a相电流实验波形;图8(f)为条件9下有功功率和无功功率的实验波形。
从图5(a)的稳态仿真结果和图7(a)的稳态实验结果看出:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电压和a相电流同相位,实现了功率因数为1的逆变。图5(b)的稳态仿真结果和图7(c)的稳态实验结果表明:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电流滞后a相电压,实现了无功功率补偿(以图1的电流为参考方向)。但三相并网逆变器输出电流波形比文献[5]采用直接电流控制的输出电流波形差,这主要是直接功率控制采用滞环控制,而滞环控制的精度与采样频率、A/D采样精度有关,而实验的采样频率为100μs,A/D采样精度为10位,要提高输出电流波形的质量,须进一步提高采样频率和A/D采样精度。
从图6直接功率的动态仿真结果和图8直接功率的动态实验结果看出:系统有很好的动态性能,在改变功率给定时,输出功率很快达到给定值,这也是直接功率的突出优点。改变有功功率时,无功功率保持不变;在改变无功功率时,有功功率保持不变。这实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调。
4 结论
采用基于新开关表的直接功率控制的三相并网逆变器具有以下主要特点:
a.直接功率控制没有电流闭环和PWM模块,控制算法简单,容易实现;
b.实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调;
c.具有很好的动态性能,这是直接功率控制的突出优点。
因此,基于直接功率控制的三相并网逆变器在风力发电、太阳能发电等可再生能源发电过程中有很好的利用价值和应用前景。
摘要：根据三相并网逆变器的动态数学模型,详细推导和分析了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响。根据有功功率变化的符号与无功功率变化的符号选择最佳的电压矢量,使三相并网逆变器输出的有功功率和无功功率脉动比较小。在此基础上,提出了一种基于新开关表的直接功率控制。该控制策略可实现有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数任意可调。采用直接功率控制的三相并网逆变器具有较好的静、动态性能。通过仿真和实验验证了该方案的可行性和正确性。
关键词：逆变器,三相并网逆变器,有功功率,无功功率,直接功率控制,解耦
三相并网 篇2
近年来,能源短缺和环境恶化逐渐成为全球关注的热点。太阳能作为一种极具潜力的新能源,是太阳内部不断的核聚变反应而产生的能量。太阳能光伏发电是太阳能利用的一种重要形式,主要采用光伏电池将光能转换为电能。与其他发电方式相比,光伏发电具有能源转换效率高、资源储量丰富、环境友好、易于管理和维护,建造和拆除方便等等优势[1]。目前,光伏系统正在由独立运行向并网发电方向发展,三相电压型并网逆变器的性能是光伏并网系统的关键和核心。为获得高品质并网电流,系统通常采用双闭环控制。其中电流内环动态性能是系统控制关键,直接影响着电压外环的控制性能和稳定性。
1电压空间矢量脉宽调制 SVPWM
电压空间矢量脉宽调制SVPWM技术是近几年出现的,这种技术本质上是可以提供一个最优开关模式, 使得转换设备的应力和开关损耗减少,同时,线电流波形也得到改善。因为SVPWM控制策略的开关损耗小,直流电压利用率高,消除谐波的效果好,它被广泛用于可替代的电流速度调节系统。
单级式光伏并网发电系统示意图如图1所示。
SVPWM是一种性能优越的易于数字化实现的PWM方案,最初主要用于PWM整流器及电机控制, 主要研究方向为如何获得幅值恒定的圆形旋转磁场。随并网控制技术的发展,这种技术也广泛应用于逆变器的并网控制中。
在光伏并网逆变器的控制中,依据逆变器空间电压矢量切换来控制逆变器是一种新颖思路,它能在功率开关器件频率不高的情况下输出质量较好的正弦波,并且能提高直流电压的利用率。空间矢量脉宽调制具有线性调节范围宽、直流电压利用率高、输出谐波小和易于数字化实现等特点[2]。
SVPWM技术本质上并不复杂,相当于在三相对称的正弦波参考信号中注入零序分量并利用规则采样来实现的SPWM技术。与传统的SPWM相比,其开关器件的开关次数可以减少1 /3,直流电压的利用率可提高15% ,能获得较好的谐波抑制效果,且易于实现数字化控制,但是,常规SVPWM方法需要进行复杂的三角函数和坐标旋转运算,计算量大,复杂的算法对高 精度实时 控制产生 了不可忽 视的影响[3]。
2三相逆变器的数学建模
2. 1 数学模型概述
三相逆变桥是光伏系统的核心,PV阵列输出的直流电,经过逆变过程,可以变成工频交流电,从而实现并网。三相并网逆变器主要有两平逆变桥、三电平逆变桥、H桥并联等几种典型拓扑,目前的研究中,两电平逆变器拓扑结构应用最广泛[4,5]。该拓扑结构简单, 易控制,更易实现SVPWM调制技术,故本研究采取该拓扑。其结构如图2所示,其中,定义ea,eb,ec分别是三相电网的电压,中点设定为O。经过逆变后的并网电流分别设为ia,ib,ic。图2也给出了电压和电流的正方向。逆变器桥臂输出电压分别定义为Va,Vb,Vc,L代表滤波电感,R是滤波电感的等效电阻。基于逆变器的数学模型,本研究可以作如下假设: 1电网电动势是三相对称的正弦波。2系统中的电感和电容均是理想器件。3开关管都被认为是理想的,因此开关死区时间可以被忽略。
在本研究中,综合多方面考虑,最终选定的三相并网逆变器的等效模型如图3所示。
2. 2 dq 坐标系下的解耦
由三相并网逆变器在dq坐标系下的数学模型,可以得到:
由式( 1) 可知,d轴和q轴的分量是耦合的,这样, 问题就变得比较复杂,不便于本研究的设计和研究,因而,需要对模型进行解耦。
又因为,dq坐标下可以看出,相比于d轴,q轴的电流很小,因此,可以认为q轴电流几乎不影响d轴, 那么,由式( 1) 变形为:
假设:
联立式( 2,3) ,可以得到:
上式中,d轴和q轴的电流是独立控制的,等效控制变量v'd和v'q可以由电流环PI调节器输出决定,假设Δvd和Δvq分别是d轴和q轴电流调节器的输出,那么:
式中: Kpi—比例系数; τpi—积分时间常数; d轴和q轴的指令电流分别是i*d和i*q,联立上式,可以得到:
电流状态反馈的引入,使得d轴和q轴的电流得以实现独立控制。考虑到整个逆变系统的动态性能, 本研究将电网电压作为前馈补偿,同时,控制系统的稳定性也有良好的表现。
3双环控制及仿真
控制系统由直流电压外环和电流内环组成。电压外环的作用是为了调节电压。当引入电压反馈, 在dq坐标下,通过一个PI调节器就可实现电压的无静差控制[6,7,8]。电流内环的主要作用是让并网电流能够精准地跟踪电网电压,并且保证并网逆变器的单位功率因素运行。电流内环是在dq坐标中实现控制的,电流内环PI调节器的输出信号经过dq /αβ逆变换之后,就能通过空间矢量脉宽调制( SVPWM) 得到并网逆变器相应的开关驱动信号,最终实现了三相光伏并网逆变器的并网控制[9]。电流环的设计如图4所示。
3. 1 电流内环控制原理及其设计
图4中,Ta,Tb,Tc—时间常数,取Ta= 0. 1Ts,Tb=0. 5Ts,Tc= n Ts,Ts—开关周期,Kpwm—逆变器增益。则,电流内环的开环传递函数为:
Ta—电流采样延迟时间,Tb—逆变器全桥电路固有的延迟时间常数,Tc—反馈电流信号的滤波时间常数
采用一个一阶惯性环节来代替上式中的3个小惯性环节,其中:
为了便于设计,取:
将式( 8,9) 代入式( 7) ,可得:
式( 10) 是一个典型的二阶系统,闭环函数如下:
取最佳阻尼比,经过与典型二阶系统函数的形式比对后,可以得到:
当开关频率很高的时候,Ts就会很小,T也会很小,电流闭环的传递函数s2项系数远小于s项系数,所以,s2可以忽略,电流内环可以近似等效成一个惯性环节。电压环的设计如图5所示。
Td—电压外环采样时间,Te—电压外环反馈信号的滤波时间常数
3. 2 电压外环控制原理及其设计
图5中,Td= 0. 1Ts,Te= g Ts。电压外环传递函数是:
其中,PWM调制比为1,可以把电流环,电压采样和电压反馈延迟3个惯性环节合并为一个小惯性环节,则Tu= Td+ Te+ τ,于是上式可化简为:
按照三阶系统的最佳参数来设计,电压环可得到最大的相角裕度和较快的响应速度,典型的三阶系统开环传递函数为:
对照可以得到:
3. 3 三相光伏并网逆变器双环控制的仿真
根据设计的三相光伏并网逆变器及其控制策略, 本研究在Matlab /Simulink环境下搭建系统的仿真模型,进行验证。仿真模型的参数如表1所示。
三相并网电流波形如图6所示。由图6可以看出,三相波形具有很好的对称性,且谐波较小,总谐波畸变率THD = 0. 13% 。并网指令电流由50 A跌落至10 A时的仿真并网电流波形如图7所示,可以看出, 该控制系统具有良好的动态响应过程,并网电流能够很快达到稳态。
并网电压与电流波形如图8所示。从稳态运行时的仿真波形可以看出,在同一个频率下,并网电流和并网电压同相位,并且,并网电流能够很好地跟踪电网电压,能够实现单位功率因数的并网运行。
4实验及结果分析
基于TI公司DSP28335优异的控制性能[10],本研究以其e PWM模块为基础,搭建了实验硬件平台,对本研究提出的策略进行了实验验证。实验中,电流传感器主要 采用了ACS714系列,开关器件 主要为STB11NM80系列,A / D采样主要使用了DSP28335自带的采样模块。
硬件平台的开关驱动波形如图9所示。并网电压和并网电流波形如图10所示,由图9、图10可以看出,并网电流能够很好地跟踪并网电压,实现了单位功率因素运行。对并网电流的THD分析如图11所示。
在图11中,A点和B点分别为开关频率处和二倍开关频率处的谐波量。可以看出,电网电流谐波主要集中在开关频率以及二倍开关频率处,三倍及以上开关频率处的谐波很小,基本可以忽略。由谐波分析软件得到并网电流总谐波畸变THD = 3. 6% 。
5结束语
本研究利用Matlab /Simulink对所提出的双环控制策略进行了仿真。研究结果表明,三相光伏并网逆变器的双环控制设计策略设计的系统稳定性高,动态响应好,输出的电能质量也达到了国际标准,可以实现安全并网。
参考文献
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三相并网 篇3
直驱式永磁同步发电系统利用简单、牢固的永磁体结构,省去了增速传动装置(齿轮箱),其结构简单、噪音低、易维护,还能实现电网突然故障下并网发电系统的连续运行。它采用全功率变流器与电网进行连接,使转子和发电机的转速在0到1.5倍额定转速范围内连续运转,不仅提高了风能的利用率,而且输送给电网的电能质量也得到了很大提升[1]。因此直驱永磁风力发电技术正逐渐得到风电产业界的重视,是世界风电技术发展的趋势之一[2]。
直驱式风力发电系统的并网逆变电源是一个重要交换环节,通过采用合适的控制策略,电网侧变流器不仅可以在直流(DC)到交流(AC)变化时,得到稳定的、低谐波含量的输入电压,同时可以有效的控制有功和无功功率的双向流动。因此,并网逆变电源的控制性能好坏直接影响到电网电能质量的优劣。随着电压源型逆变器的广泛使用,如何给电压源逆变器的全控型开关器件提供一个给定频率的脉宽调制(PWM)信号,是需要解决的关键问题之一。 最常用的有电压空间矢量控制(SVPWM)方法和SPWM控制方法。相比于SPWM控制,SVPWM控制的优点是总谐波失真度比较小,直流侧电压利用率高,软件程序实现起来方便,所以SVPWM控制具有更大的优势。
针对SVPWM的基本原理和方法进行了分析和研究,在SVPWM网侧变频电源控制模型的基础上,先对控制模型进行了Matlab虚拟仿真,验证了理论分析的有效性,在此基础上基于TMS320F2812DSP的数字化平台,结合SVPWM控制思想,对网侧逆变电源进行了实验研究,实验结果表明利用该控制方法实现的并网效果良好,从而验证了控制策略的有效性。
1 直驱型风力发电系统并网逆变电源数学 模型
图1为直驱型风力发电系统并网逆变电源主电路拓扑结构图,ea,eb,ec为三相电网电压,L为滤波电感,R为其寄生电阻,ia, ib, ic为网侧电流,ua, ub, uc为逆变电源交流侧电压。
根据三相PWM逆变电源的拓扑结构,建立其在d-q坐标系下的数学模型[3]:
则有
式(2)中ud、uq分别为逆变电源输出桥臂电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量。ed、eq分别为电网电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量,id、iq分别为电流在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量;Kpi、τpi分别为电流PI调节器的比例系数、积分时间常数,i*d,i*q分别为d轴、q轴的基准电流。由此可得系统控制原理框图如图2。
2 SVPWM原理
SVPWM控制理论,是以让电动机获得恒定的电磁转矩为目的,针对电动机如何获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁场),以三相对称正弦波供电时产生的理想圆形磁场轨迹为基准,通过控制逆变器的不同开关模式,让在一个开关周期内的零矢量和两个相邻的非零矢量组合得到基本电压矢量,使基准磁通圆与电动机产生的实际磁通相接近,从而形成PWM波形,达到较高的控制性能[4]。
2.1 SVPWM扇区原理
定义三个电压空间矢量Uc(t)、UB(t)、Uc(t)。
式(3)中,Um为相电压最大值,f为电网频率,则三相电压空间合成矢量U(t)为
可见U(t)的幅值不仅为相电压最大值的1.5倍,且是按逆时针方向以角频率ω=2πf匀速旋转的空间矢量,并可以分解为三相坐标轴(a,b,c)上的三相对称正弦量。
让开关变量Sx代表x相桥臂的状态,Sx=1代表x相桥臂上开关管导通, Sx=0表示x相桥臂下开关管管导通,其中x=a,b,c;忽略电感饱和现象,并认为VT1—VT6为理想开关,将sa,sb,sc组合起来,可得到8种开关工作状态(000)～(111),则可得到图3所示的基本电压矢量图[5]。
6个扇区内的任意电压矢量根据伏秒平衡的原则可合成为
UrefT=UxTx+UyTy+U0T0 (5)
式(5)中,Uref为期望电压矢量;T为采样周期;Tx、Ty、T0分别为对应在一个采样周期内两个非零电压矢量 Ux、Uy 和零电压矢量 U0的作用时间;其中U0包括了U0和U7两个零矢量。
2.2 7段式SVPWM
为了有效地减少高次谐波的成分和功率管开关次数,并减少开关次数,选择如下基本相邻矢量顺序作用原则:在每个开关状态切换时,只有一相的开关状态得到改变。同时平均分布零向量的作用时间,从而产生对称的PWM波。当V1(100)切换至V0(000)时,改变的是A相上下开关管的切换顺序,若由V1(100)切换至V7(111),改变的是 B、C 相上下开关管的切换顺序,这样切换损失增加了一倍。因此改变电压向量V1(100)、V3(010)、V5(001)的大小,要和零电压向量V0(000) 配合,而要改变V2(110)、V4(011)、V1(100), 要和零电压向量 V7(111)配合。这样利用在不同扇区内不同开关状态的有序切换,就可以获得理想的SVPWM波形,扇区1的开关切换顺序为…0-1-2-7-7-2-1-0…,即如图4所示。其它扇区以此类推。
3 仿真结果及分析
Matlab中的Smiulink提供了用以实现各种基本功能的大量标准模块,通过模块组合能方便地实现系统的动态仿真。针对以上的理论研究,利用MATLAB中的Simulink对SVPWM控制的逆变器系统进行了建模仿真。取开关频率3 kHz。参考三相交流电压输入交流电压幅值为90 V,频率为50 Hz,直流侧输入为170 V电压。系统的仿真结果如图5。
由仿真结果可知,交流侧a相电压ua和电流ia同相位,实现了单位功率因数控制,SVPWM 算法得到的调制波呈马鞍形,不仅有利于提高直流电压利用率,而且可以有效抑制谐波。
4 软件设计与实验
4.1 系统软件设计
本文采用TI公司的TMS320F2812作为主控芯片,其具有运算精度高、处理速度快、功耗低等特点,特别适用于电机控制、电力电子技术等领域。
永磁直驱风电并网控制系统主要由以下功能模块组成[6,7]:(1)系统初始化模块;(2)电网电压锁相环模块;(3)Clark变换模块;(4)Park变换模块;(5)PI调节运算模块;(6)Park逆变换模块;(7)SVPWM模块;(8)故障保护处理模块。
主程序主要完成系统寄存器初始化设置。PWM中断服务子程序主要实现电压外环、电流内环的并网控制算法;AD采样中断服务子程序主要完成直流母线电压、电网电压、并网电流的信号采集,过压、过流判断以及数字滤波处理;故障处理子程序主要完成过流、过压保护处理。程序流程图如图7所示。
4.2 系统硬件设计
针对所仿真的系统设计了SVPWM控制硬件电路,试验设计参数如下:
直流侧电压:170 V,滤波电感:1.8 mH,交流电压幅值90 V,开关管频率:3 kHz。
并网三相正弦波变频电源结构如图8所示。三相交流电经过调压器降压,通过三相整流器变成所需要的变频电源直流侧电压,控制器包括电压电流采样调理电路以及基于DSP2812的SVPWM控制的数字软件实现电路,所得到的桥臂输出电流经过L滤波器,隔离变压器,并入三相电网。其中隔离变压器的主要作用是保证逆变电压和电网电压匹配,同时使电网和发电系统实现电气隔离;滤波器的主要作用是用来滤除并网电流的谐波。
由实验结果分析可见,所采用的SVPWM 控制思想实现了网侧逆变电源电流与电压的单位功率因数控制,验证了控制方法的有效性。
5 结论
针对直驱风力发电系统并网逆变电源,采用空间矢量脉宽调制控制技术,从仿真和实验两方面对该控制方法进行了验证。结果表明该控制方法不仅易于数字化控制,而且能够有效的实现单位功率因数并网,并降低谐波污染,对指导工程实际具有一定的参考价值。
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三相并网 篇4
1 太阳能及光伏发电
太阳能属于可再生的能源, 在开发的过程中也不会造成环境污染。随着人类社会的不断发展, 不可再生能源被大量的开采, 现在正面临枯竭的状态。能源问题是全世界面临的重大问题, 为了缓解这一问题, 人们开始将目光投入可再生的能源, 太阳能属于绿色能源, 其也是21世纪主要开发与利用的能源。太阳能可以作为光热利用, 也可以作为光伏利用, 在进行光伏发电时, 具有以下几个特点:首先, 无污染, 在发电时具有零排放的优点;其次, 可再生, 太阳能这一资源可以无限利用, 而且可以输出高质量电能, 具有可持续发展的优点。该资源不会受到地域的限制, 各个地区都蕴藏着这一资源, 只有资源是否丰富之分。光伏发电可以将电能安全的在输电线路中传输, 具有便捷、易于存储等优点。再次, 光伏发电可以提高整个系统的安全性以及可靠性, 还能地域自然因素的侵害。最后, 光伏发电具有灵活性发电系统的容量可调整, 扩容也比较方便, 在对系统的组件进行安装时, 不容易磨损活动部件。当前社会, 光伏发电的产业正在迅猛的发展, 由于常规能源正在不断减少, 生态环境也出现了恶化的情况, 只有加强对可再生能源的开发与利用, 才能实现电力行业的可持续发展。光伏发电的技术在不断提高, 光伏电池的转换效率也在不断提高, 这有利于降低光伏发电系统的成本。我国属于能源消耗大国, 为了解决能源紧缺的现状, 相关单位需要提高能源的利用率, 还要对能源结构进行合理的调整, 这有利于实现可持续发展。我国太阳能资源丰富, 有着较大的开发潜力, 很多地区土地资源广阔, 蕴含着丰富的太阳能资源, 比如西藏等地区, 日辐射量达到了每平方米几千瓦时以上。所以, 光伏并网发电在我国有着广泛的应用前景。广泛发电有独立与并网两种形式, 本文主要对三相并网广泛发电系统进行了介绍, 光伏并网发电省略了储能的环节, 有效节约了投资的成本, 该系统采用了拓扑结构, 具有易于维护的特点, 该系统的效率比较高, 可以减少放电过程中能量的损耗。我国并网光伏发电起步比较晚, 但是对光伏发电技术的开发与研究比较重视, 使得光伏发电的成本在不断降低。
2 三相并网光伏发电系统的运行控制策略
2.1 光伏并网发电系统简介
光伏并网发电主要有两种系统结构, 一种是单级式并网光伏发电系统, 另一种是两级式并网发电系统。单级式并网光伏发电系统结构是由光伏电池阵列、控制器、并网开关以及本地负载组成的, 电池组件产生的直流电主要是先被转换成交流电然后再输送到电网中, 该系统中电池阵列是通过串联的方式提升电压的等级。单级式并网光伏发电系统的拓扑结构比较简单, 系统内的元器件比较少, 省略了中间储能的环节, 而且节约了投资的成本, 具有高效的优点。两级式并网光伏发电系统主要由光伏电池阵列、DC/DC变换器、DC/AC光伏并网逆变器、储能系统、控制器、并网独立切换开关、本地负载等七大部分组成。其工作原理是光伏电池阵列所产生的直流电通过DC/DC变换器后变换成另外一个电压等级的直流电 (一般情况下升压变换) , 然后再通过DC/AC光伏并网逆变器变换为交流电输入电网。
2.2 三相光伏并网发电系统的理论研究
随着国内外兆瓦级大型光伏并网电站的项目不断建成, 大功率的三相光伏并网发电系统越来越被广泛采用。而三相电压型PWM光伏并网逆变器能够实现并网电流正弦化, 功率因数可调和能量的双向流动, 并且保证直流电压在光伏发电系统进行最大功率跟踪时在安全幅值范围内可靠的变化, 因此PWM并网逆变器在光伏并网发电系统中应用越来越广泛。
2.2.1 基于L型滤波器三相并网光伏逆变器的经典控制策略
基于L型滤波器的三相光伏逆变器的常用的控制策略如图1所示, 采用并网电流单闭环控制, 其控制器可以采用经典的控制方法例如:PI控制、滞环控制、重复控制、无差拍控制。该控制策略的优点是控制简单, 控制器的选择比较灵活, 且控制器设计比较容易、并网控制也容易实现;结合图1虚线框里面的电网电压前馈补偿可以消除电网电压扰动对并网电流的不利影响。其缺点是由于单电感滤波的滤波性能有限, 如果做到很好的谐波抑制效果, 比较依赖控制器的性能。
2.2.2 基于LC型滤波器三相并网光伏逆变器的经典控制策略
在并网情况下忽略电容电流的影响, LC型滤波器的三相光伏逆变器的工作状态光伏逆变器采用LC型滤波器一般考虑独立、并网双模运行。因此外环并网电流控制器一般与独立电压源工作模式下的电压外环控制器共用一个控制器以及控制参数, 所以外环控制器需要同时满足电流调节和电压调节的性能要求。内环控制变量一般采用滤波电感电流, 其经典控制策略如图2所示, 其优点是可以实现独立与并网两种工作模式运行, 实现光伏发电功能多样化, 缺点是由于工作模式有切换过程, 系统设计相对比较复杂, 同时在设计并网模式下控制器时需要考虑抑制滤波电容电流的影响。
3 结论
通过本文的分析可以看出, 三相并网光伏发电有着良好的发展前景, 其主要采用的是太阳能发电的形式, 可以利用可再生的资源实现电力行业的可持续发展。光伏发电有着较多的优点, 其已经成为了当前电力行业的主要研究对象, 本文对三相光伏并网发电系统的运行控制策略进行了介绍, 对该系统的优缺点进行了分析, 这可以保证该系统在任何天气以及环境下都能稳定的运行。通过对比发现, 两级式三相并网光伏发电系统与单级相比有着较多的优点, 通过搭建两级式三相并网光伏发电系统仿真模型, 有利于制定出科学合理的控制策略。
参考文献
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三相并网 篇5
近年来,由于石油、煤炭、天然气等非可再生能源的不断减少,三相电压源型并网变换器在风能、太阳能等可再生能源分布式发电领域的应用越来越广泛[1,2]。
为了提高并网变换器的并网性能和效率,变换器的控制策略成为目前热门的研究课题。传统的基于PI调节的PWM线性控制策略和基于滞环控制的非线性控制策略在功率变换器领域的研究和应用日趋成熟。然而传统的控制策略一般需要复杂的设计步骤,并且很难在控制器中加入系统的固有限制和约束条件。同时由于并网输出会向电网注入高次谐波电流,因此传统的控制策略在复杂的功率变换器中无法很好地应用[3]。随着数字信号处理器性能的不断提高,国内外的学者们相继提出了许多新颖、复杂的控制策略。其中一部分控制策略已经应用在实际的功率变换器中,并在很多方面表现出明显的优势,如模糊控制、自适应控制、滑模控制以及预测控制等[3,4,5,6]。
最早提出的预测控制是无差拍控制,这种控制策略广泛应用于电流控制式逆变器、整流器、有源滤波器和不间断电源(UPS)[7,8,9]。同无差拍控制相似的一种控制策略是模型预测控制(MPC)。模型预测控制基于系统的离散时间模型,在一个采样周期内预测系统下一采样时刻的输出值,通过设定的评估函数(Cost-Function)来选择出最优的开关变量[1]。模型预测控制作为一种新型控制策略,以其控制方法简单灵活、开关次数少、性能稳定等特点,得到了国内外学者的广泛关注。
本文主要研究模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,分别分析讨论了无功功率补偿与否条件下并网电流的稳态与动态性能。最后,本文通过仿真和实验结果的对比验证了模型预测控制在三相并网变换领域的优越性。
2 并网变换器数学模型
图1所示为三相并网DC/AC变换器的主电路结构,输出滤波器采用L型滤波,变换器输出与电网之间采用升压比为1∶2的工频变压器隔离。图1中Vdc为直流输入电压,L为滤波电感,R为滤波电感等效电阻、死区效应等效电阻、功率开关等效电阻和线路电阻的总和,ia、ib、ic分别为a、b、c三相的输出电流;Va N、Vb N、Vc N为逆变器输出电压;ea、eb、ec为电网电压;Vn N为负载电压中性点与直流母线负极之间的电压[3]。
变换器的开关状态由门级信号Sa、Sb、Sc决定。定义变换器的开关状态:
其中,x表示a、b、c三相,则变换器的输出电压可以表示为:
取α=ej2π/3,则变换器的输出电压矢量可以表示为:
代入式(2)可得开关状态变量(Sa,Sb,Sc)和输出电压矢量v的关系:
根据(Sa,Sb,Sc)的不同组合,可以得到7种不同电压矢量,其中v0=v7。假定负载三相平衡,可以定义负载电流合成矢量和电网电压合成矢量:
由式(4)~式(6)可以得到系统动态矢量方程:
式中,R为负载电阻;L为负载电感。
从abc坐标系到αβ坐标系的变换公式为:
则在αβ坐标系下系统的动态矢量方程可以转换为:
3 模型预测控制策略
3.1 三相并网变换器模型预测控制原理
模型预测控制的基本原理是根据系统的离散时间模型来预测系统下一采样时刻的输出值。图2所示为模型预测电流控制的基本结构框图,模型预测控制的控制过程为[10]:
(1)k时刻采样三相电网电流和电压值。
(2)通过PLL锁相环回路得到与电网电压同频同相的电流参考值。
(3)根据系统模型预测k+1时刻电网电流值。
(4)根据评估函数评估k+1时刻电网电流预测值,选择出使评估函数取最小值的一组电压矢量。
(5)将选择出的电压矢量转换为对应的开关信号,同时更新开关状态。
(6)等到k+1时刻,返回到步骤(1),进入下一个采样周期。
假设系统的采样周期为Ts,则式(9)中的微分项可以近似为:
将式(10)代入式(9),则并网电流的离散时间模型为:
式(11)将作为模型预测控制的控制器来预测每一个开关状态下系统所有可能的输出电流值,在采样周期Ts足够小的条件下可以近似地认为电网电压
3.2 评估函数的选择
评估函数的作用是从所有的预测值中选择出最优的一组开关变量,使k+1时刻系统输出误差最小。评估函数具有很强的灵活性,可以根据系统的需求加入约束条件,如开关频率最小化、开关损耗最小化、共模电压最小化、频谱成分限制、系统电压和电流幅值限制等[10]。如一般约束电压和电流的评估函数:,通过改变权重系数λ,可以调节不同约束条件对系统的影响程度,进而选择出最优的开关状态。权重系数的优劣决定了系统的稳定与否,然而对于权重系数的选择目前还没有明确的分析方法和理论依据,很多时候还需要通过实验方法和工程经验才能获得最优的权重系数[3]。
三相电压源型并网变换器的控制目的是使电网的参考电流和采样电流误差最小,为减少控制器的计算量,文中选取的评估函数为:
其中,iα*(k+1)、iβ*(k+1)代表k+1时刻参考电流在αβ坐标系下的分量。k+1时刻的参考电流可以通过外推的方法求出,当采样周期足够小的情况下可以近似地认为i*α,β(k+1)=i*α,β(k)。
模型预测电流控制的突出优点是不需要任何的调制器即可实现控制。本文基于系统的离散时间模型式(11)预测所有开关状态下的并网电流值,选取使评估函数式(12)取最小值的一组开关状态作为最优值来控制并网变换器,最终实现模型预测并网控制。三相电压源型并网变换器一共有7种不同的开关状态,在一个采样周期内式(11)和式(12)一共需要计算7次。
3.3 三相并网变换器模型预测系统结构
图3为三相电压源型功率变换器的并网结构控制框图,整个系统由直流源、三相电压源型变换器、隔离变压器、电压电流采样、DSP控制器、IGBT驱动器等组成。在一个采样周期的初始时刻采样电网电压和并网电流,通过PLL锁相环回路和模型预测控制方法实现并网电流和电网电压同频同相的目的。变换器的输出经过L型滤波电感后与电网之间通过升压比为1∶2的工频变压器进行隔离。
4 仿真结果分析
基于模型预测控制三相并网变换器的离散时间模型和控制策略,在PSIM9.1环境下搭建并网仿真模型,具体参数设置见表1。
图4(a)是参考电流幅值5A时,三相参考电流与负载电流波形;图4(b)是在0.025s参考电流幅值从5A阶跃变化到2.5A时三相参考电流和并网电流的波形。由图4可知,稳态变化时,并网电流能够准确跟踪参考电流变化;动态变化时,并网电流经过短暂调节,即实现快速跟踪,说明MPC具有快速的电流调节能力。
在传统的PWM调制策略下,开关频率是固定的,谐波成分主要集中在载波频率以及载波频率的整数倍处。如图5所示,不同于传统的PWM控制方式,模型预测控制的谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,这主要是因为模型预测控制的开关频率是不固定的,一般小于采样频率的0.5倍。另外从图5中还可以看出谐波的幅值较小,从而能够获得较小的THD。
图6所示为相同采样频率、不同控制策略下三相电压源型变换器的输出电压波形。图6(a)为MPC控制策略下三相变换器的a相输出电压波形,图6(b)为PI控制策略下三相变换器的a相输出电压波形。对比图6(a)和图6(b)可以看出MPC控制策略下变换器的开关频率较低,约小于采样频率的0.5倍;而PI控制策略下变换器的开关频率较高,约等于采样频率。从降低电力电子器件导通和关断损耗的角度分析,可以看出MPC控制较PI控制具有明显的优势。
5 实验结果分析
为验证模型预测控制算法的并网控制性能,本文采用交流最大输出功率10k VA的MWINV-9R144三相功率变换器作为实验平台。模型预测控制算法采用数字信号处理器TMS320F28335实现,控制器产生的门极驱动信号通过接口和保护板卡与功率变换器进行连接。三相电网电压和三相并网电流通过ADC采样调理板卡与控制器进行连接,直流母线电压采用输出电压可调的直流电压源代替。实验参数与仿真参数一致,具体见表1。
5.1 稳态与动态性能分析
图7所示为三相并网电流的稳态和动态实验波形。图7(a)是参考电流幅值5A时,三相并网电流的稳态实验波形,从图中可以看出三相并网电流的正弦度较好,能够很好地跟踪参考电流的变化,证明了模型预测控制在并网变换应用场合的可行性。图7(b)是三相参考电流从5A到2.5A阶跃变化时的并网电流动态波形,从图中可以看出并网电流能够快速跟踪参考电流的变化,具有很好的动态性能。
图8所示为实验条件下得到的a相并网电流频谱图,谐波成分比较分散,整个频率范围内均匀分布,与仿真得到的结果相一致。另外,并网电流THD=2.84%,满足并网时THD<5%的要求。
5.2 不同功率因数的并网分析
正常情况下,用电设备不但要从电源取得有功功率,还需要从电源取得无功功率。如果电网中的无功功率供不应求,用电设备就不能维持在额定情况下工作,从而影响用电设备的正常运行。本节研究预测控制策略在功率补偿领域的应用,不同于前文的直接电流控制,本节采用直接功率控制,即把之前给定三相参考电流转换为给定参考功率:有功功率和无功功率,实现模型预测直接功率控制[11,12,13,14]。
图9所示为实验得到的并网电流和电网电压波形。图9(a)为功率因数等于1时并网系统仅输出有功功率的并网电流和电网电压波形;图9(b)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和感性无功功率的并网电流和电网电压波形;图9(c)为功率因数等于0.86时并网系统输出有功功率和容性无功功率的并网电流和电网电压波形。从图中可以看出,通过模型预测直接功率控制能够实现并网系统的无功功率补偿。
6 结论
本文研究了模型预测控制策略在三相电压源型并网变换器中的应用,仿真和实验结果表明模型预测控制策略在并网控制中具有较好的电流跟踪能力和动态响应。模型预测控制策略与传统的PWM控制方式相比具有简单、高效的特点,不需要任何的调制器和补偿回路即可直接产生功率开关管的驱动信号。模型预测控制策略具有很强的灵活性,可以根据实际系统的要求包含一个或几个不同的约束条件。该控制策略不仅适用于三相电压源型变换器,而且适用于电力电子技术中的各种电路拓扑结构。
三相并网 篇6
基于太阳能、风能等可再生能源的分布式发电技术是近年来国内外的研究热点。风力发电、光伏发电等分布式系统常采用逆变器作为并网接口,通过适当控制实现并网发电。然而,并网逆变器运行时存在孤岛现象。孤岛现象是指电网断电后,逆变器仍然持续供电,从而形成一个电力公司无法控制的局域供电网络[1]。逆变器处于孤岛运行时会对检修人员和用户设备产生严重危害。因此,快速有效的孤岛检测是并网逆变器的必备功能之一[1]。
孤岛检测方法一般分为无源方法和有源方法两类[2,3]。无源方法检测电压的电气特性,包括电压幅值、频率、相位、谐波畸变率等。其特点为原理简单容易实现,对电能质量无影响等,但存在较大检测盲区NDZ(Non detection zone)[2]。有源方法注入扰动量,如电流幅值扰动、频率扰动、功率扰动等,然后检测电压幅值和频率是否超出正常工作范围判断孤岛的发生。有源方法在一定程度上可以减小NDZ,但过大的有源扰动将导致电能质量下降[3]。
目前,国内对并网逆变器孤岛检测的研究集中在单相系统中,而对三相逆变器孤岛检测技术研究较少。因此,本文以三相并网逆变器为研究对象,根据三相系统中含有负序分量的特点,采用有源负序分量扰动法ANSCD(Active negative sequence component disturbance)进行孤岛检测。
1 三相逆变器孤岛检测
1.1 有源负序分量扰动ANSCD原理
图1为孤岛检测电路的原理图。其中,并网逆变器输出端连接电网于公共耦合点PCC,负载采用RLC并联形式,通过切断开关S来模拟孤岛的发生。
三相并网逆变器dq轴控制模型如图1所示[4],根据图1可得逆变器状态方程式(1)。由于dq轴解耦,因此d轴模型和q轴模型均可由图2表示。
如图2所示,在dq轴加入扰动量式(2)后,可得并网逆变器参考电流如式(3)所示。
经过坐标变换可得abc坐标系参考电流为:
如图1所示,三相逆变器并网运行时,公共耦合点PCC电压为电网电压,理想情况下为:
切断S电网断电,孤岛发生后,PCC电压为:
因此,加入有源负序电流扰动后,可以通过检测电压负序分量来判断孤岛的发生。
1.2 负序分量提取
根据上文可知,判断孤岛的关键之一在于提取PCC电压负序分量。根据对称分量法可知,三相电压矢量Uabc=[UaUbUc]T可分解为正序、负序和零序。其中,正序分量为
αβ坐标系电压矢量为:
式(7)~(10)联立可得αβ坐标系电压正序分量:
αβ坐标系电压负序分量为:
式(11)、(12)中,q为旋转因子,表示相移90°。本文采用实现q,其波特图如图4所示。从图中可以看出,在正序和负序频率50 Hz附近G(s)幅频特性为1 p.u.,相频特性为-90°,满足q要求。
正序和负序分量提取之后需要确定其幅值和频率。本文采用锁相环提取PCC电压正序分量和负序分量的幅值和频率信息。锁相环原理如图5所示。
1.3 负序扰动量标准
GB/T15543-1995标准中规定三相电压不平衡度ε为负序分量与正序分量的百分比,即:
GB/T15543-1995规定电力系统公共耦合点PCC正常工作电压不平衡度允许值为2%,短时不超过4%。因此,电网电压正常情况下电压不平衡度小于4%。本文设置有源负序电流扰动量为额定正序电流的4%,PCC电压负序分量上限值为正序分量的4%。一旦电网断电,若三相并联RLC负载平衡,则根据式(6)可知PCC电压负序分量增加至4%,达到上限值,从而检测到孤岛的发生。
1.4 电流控制器设计
根据上文分析和式(6)可知,电流控制存在误差将影响孤岛检测的有效性。传统基于同步旋转坐标系的PI控制对负序分量难以实现理想的控制效果,存在稳态误差。文献[5]采用正序、负序双同步旋转坐标系PI控制方案实现了正序和负序分量的零稳态误差控制。然而其结构复杂计算量大。为了解决该问题,借鉴内模控制思想对负序分量进行控制。
内模原理指出[6]:若要求一个反馈控制系统具有良好的跟踪指令以及抵消扰动影响的能力,并且这种对误差的调节过程结构是稳定的,则在反馈控制环路内部必须包含一个描述外部输入信号指令信号和扰动信号动力学特性的数学模型,该数学模型就是所谓的“内模”(internal mode1)。由于同步旋转坐标系下正序分量为直流量,其(标么值)内模为因此PI可以实现正序分量的零稳态误差控制。同理,同步旋转坐标系下负序分量为交流量,其频率为基波频率ω的2倍,其内模为因此,根据内模原理可得正序、负序电流控制器如下:
2 仿真验证
本文采用Matlab对有源负序分量扰动法进行仿真分析,根据IEEE Std.929-2000标准中定义的最恶劣情况(worst case)进行验证[1]。具体参数如下:三相电网电压380 V/50 Hz,逆变器额定功率3 k W,直流母线电压800 V,并网接口电感5 m H,开关频率10 k Hz,并联RLC负载额定功率3 k W(R=48Ω,L=61.1 m H,C=165.87µF),仿真结果如图6所示。
图6(a)为电网电压波形,图6(b)为公共耦合点PCC电压波形。仿真中设置0.065 s时电网断电,电网电压为0。其后并网逆变器仍向负载供电,此时PCC电压出现不平衡,该现象可由式(6)解释:三相逆变器输出电流中的负序分量导致PCC电压中同样含有负序分量,从而造成PCC三相电压不平衡。
图6(e)~(f)为根据式(11)和图5提取的PCC电压正序分量信息。可以看出,0.065 s孤岛前后正序分量基本不变。该现象可由式(6)和IEEE Std.929-2000的测试标准解释:并网逆变器输出正序功率和负载功率匹配。
图6(c)为根据式(12)提取的PCC电压负序分量U-αβ波形,说明孤岛后PCC电压中出现负序分量。图6(d)为根据图5提取的负序分量幅值。由于负序电流的扰动导致负序分量明显上升,在0.203 s左右幅值增至额定正序电压的4%,达到上限值,从而检测到孤岛的发生,三相逆变器停止工作,实现孤岛保护,如图6(g)所示。
根据以上仿真结果可知,在IEEE Std.929-2000标准中定义的最恶劣情况下,有源负序分量扰动法ANSCD仍可以检测到孤岛的发生,检测时间为(0.203-0.065)s=0.138 s,远低于IEEE Std.929-2000标准中规定2.000 s的标准[1]。
实际应用中还存在三点问题:
(1)IEEE Std.929-2000未规定负载不平衡IL(Imbalanced Load)时的孤岛测试标准,而实际应用中却存在IL情况。根据式(6)可知IL情况下负序分量将有所变化。单从负序电流考虑,可能出现与IL同时作用降低PCC负序电压幅值的情况;但考虑到正序电流,其与IL作用将增大PCC负序电压幅值。因此,IL情况下ANSCD仍然有效。
(2)为了减小负序分量对电能质量的影响,可减小负序电流含量,如从4%降低到2%。
(3)电网电压的暂态波动或短时电压不平衡现象会导致负序分量幅值超出上限值。为了避免误动作,此时可采用延时一段时间后再检测负序分量幅值的方法,延时选取时间依据IEEE Std.929-2000[1]。
3 结论
本文利用三相系统中存在负序分量的特点,采用有源负序分量扰动法ANSCD进行孤岛检测,通过判断公共耦合点电压负序分量的幅值确定孤岛的发生。此外,文中还给出一种正序分量、负序分量控制及其幅值、频率信息的提取方法,分析了ANSCD实际应用中存在的问题并提供了相应的解决方案。最后,根据IEEE Std.929-2000标准规定最恶劣情况进行了孤岛检测仿真分析,仿真结果表明ANSCD可以实现快速有效的孤岛检测。
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三相并网 篇7
关键词：逆变器,并网,空间矢量脉宽调制,总谐波畸变率
0 引言
近年来,随着环境污染的日益加剧和化石能源的不断紧缺,太阳能[1,2,3]、燃料电池[4]和风能[5,6]等可再生能源由于清洁安全、无污染、可再生等特点已成为当今研究的热点。太阳能电池和燃料电池等的输出为直流电,风力发电机的输出为频率随风速变化的交流电,而电网电压为恒定的交流电,因此,并网逆变器[7,8,9,10,11]成为分布式发电系统中的重要组成部分。
基于LCL滤波和空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)的并网逆变器由于具有直流电压利用率高、电网电流总谐波畸变率(THD)低、无静差调节、直轴和交轴电流可实现解耦控制等优点在中、大功率场合得到广泛应用[12,13,14,15]。但传统SVPWM控制方法是通过电网电流的交轴和直轴分量分别乘以总滤波电感感抗后注入直轴和交轴电流控制器实现解耦控制的,因此,若电网电流存在谐波,将导致电网电流交轴和直轴分量脉动相互影响,进一步降低了电网电流波形质量。此外,当电网参考电流变化时,三相桥臂的直轴和交轴参考电压无法直接反映电网参考电流的变化,从而导致系统动态响应速度变慢。
基于上述原因,本文研究了一种三相SVPWM并网逆变器的改进解耦控制方法。该解耦控制方法将电网参考电流的直轴和交轴分量分别代替电网电流控制器解耦分量中电网电流的直轴和交轴分量。本文详细阐述了三相SVPWM并网逆变器的传统解耦控制方法(以下简称传统控制方法)和改进解耦控制方法(以下简称改进控制方法)的工作原理,并以一台15kVA三相SVPWM并网逆变器为例进行了实验验证。
1 传统控制方法的工作原理
图1是传统控制方法下三相SVPWM并网逆变器的系统框图。
图1中:PLL为锁相环;ω为电网电压角频率;Uin为输入电压;L1和L2分别为逆变器侧和网侧的滤波电感;Cf为输出滤波电容;iga,igb,igc分别为A,B,C相的电网电流;uga,ugb,ugc分别为A,B,C相的电网电压;ugd和ugq分别为电网电压经过abc/dq变换后的直轴和交轴电压;ud*和uq*分别为逆变器三相桥臂输出的直轴和交轴参考电压;i*gd和i*gq分别为电网参考电流的直轴和交轴分量(由机柜的控制面板产生),参考方向如图1所示。
分析之前作如下假设:(1)所有功率开关管均为理想器件,忽略死区时间;(2)所有电感和电容均为理想元件,且三相参数相同;(3)电网电压为三相对称的纯正弦波;(4)输入电压大于电网电压的峰值。
由于LCL滤波器和单L滤波器低频特性相同,因此,基于LCL滤波器的三相并网逆变器在低频段可看做是基于单L滤波器的三相并网逆变器[16],从而由图1可得LCL滤波器三相并网逆变器在dq旋转坐标系下的三相桥臂输出的直轴和交轴电压ud和uq[17]分别为:
式中:igd和igq分别为电网电流经过abc/dq变换后的直轴和交轴电流;L=L1+L2。
由式(1)和式(2)可知,为了实现直轴和交轴电流的解耦控制,应在直轴和交轴电流比例—积分(PI)调节器的输出上分别加上-ωLigq和ωLigd。
由图1可得传统控制方法的解耦原理框图,如图2所示。
由图2可得传统控制方法下的ud*和uq*分别为:
式中:Δud和Δuq分别为直轴和交轴电网电流PI调节器的输出。
由图2可知,传统控制方法是通过电网电流交轴和直轴分量igq和igd分别乘以总滤波电感感抗后注入直轴和交轴电流控制器实现解耦控制的。因此,若电网电流存在谐波,则igd和igq存在脉动,使得解耦分量-ωLigq和ωLigd也含有脉动,导致ud*和uq*含有脉动,从而进一步加大了igd和igq的脉动,降低了电网电流波形质量。此外,当i*gd和i*gq变化时,由于ud*和uq*分别受解耦分量-ωLigq和ωLigd的影响,无法直接反映电网参考电流的变化,使得ud*和uq*变化缓慢,导致系统动态响应速度慢。
2 改进控制方法的工作原理
图3是改进控制方法的解耦原理框图,参数定义同图1。
该控制方法将i*gd和i*gq分别代替电网电流控制器解耦分量中的igd和igq,则由图3可得改进控制方法下的ud*和uq*分别为:
改进控制方法与传统控制方法相比具有以下特点。
1)动态响应速度快
改进控制方法由于解耦分量引入的是i*gq和i*gd,直接反映电网参考电流的变化,从而提高了系统的动态响应速度。
2)电网电流波形质量高
当igd和igq存在脉动时,igd和igq可分别等效为:
式中:珓igd和珓igq分别为igd和igq中的脉动量。
由式(3)—式(8)可得传统控制方法下的ud*和uq*比改进控制方法增加的三相桥臂直轴和交轴参考电压脉动(珘ud*和珘uq*)分别为:
由式(9)和式(10)可知,传统控制方法中珘ud*和珘uq*分别含有解耦分量中的珓igq和珓igd,从而导致igd和igq的脉动分量相互影响,降低了电网电流的波形质量;而改进控制方法中解耦分量所含的是i*gq和i*gd,不存在电网电流的脉动分量,则igd和igq的脉动分量不会相互影响。由上述分析可知,传统控制方法下igd和igq的脉动比改进控制方法的大。
由假设(3)可得ugq=0,从而由瞬时功率理论可得[18]:
式中:p和q分别为瞬时有功和无功功率;p*和q*分别为瞬时参考有功和无功功率。
由前面的分析可知,由于传统控制方法下igd和igq的脉动比改进控制方法大,因此,由式(11)和式(12)可知,传统控制方法下p和q的脉动比改进控制方法大。
由于igd和igq在稳态时可近似认为恒定的直流,因此,igd和igq的导数都为0,从而由ugq=0、式(1)、式(2)、式(11)和式(12)可得:
由式(15)和式(16)可知,当ugd恒定时,ud为ugd加上与无功功率成比例的量,uq与有功功率成正比。
3 实验结果
为了验证理论分析,研制了一台15kVA的三相SVPWM并网逆变器的原理样机。实验参数如下:输入电压为700 V;电网相电压和频率分别为240V/50Hz(实验中其THD为0.5%);逆变器侧电感和网侧电感分别为1.8 mH和1.5 mH;输出滤波电容为20μF;开关频率为5kHz。
表1是传统和改进控制方法在满载情况下的电网电流THD。由表1可知,传统控制方法下的电网电流THD比改进控制方法下的高。主要原因是改进控制方法下igd和igq的脉动分量不会相互影响,而传统控制方法下igd和igq的脉动分量会相互影响。
图4是满载情况下uga,iga,igb,igc的实验波形。由图4可知,改进控制方法下的电网电流波形质量比传统控制方法下的高。因此,实验结果验证了理论分析。
ud*,uq*,p,q由满载到空载再由空载到满载的实验波形见附录A图A1。可知,在纯阻性、纯感性和纯容性负载下,2种控制方法都实现了直轴和交轴的解耦控制,但传统控制方法的直轴和交轴参考电压ud*和uq*的脉动比改进控制方法大,传统控制方法p和q的脉动比改进控制方法大。因此,实验结果验证了理论分析。
ud*,uq*,p,q由空载到满载的动态响应实验波形见附录A图A2。结合式(3)—式(6)可得到如下结论。
1)纯阻性突加负载
由式(13)可知,纯阻性负载下i*gd为正值,则i*gd由0突变至正额定值,使得电网电流d轴分量的PI调节器正饱和,从而导致2种控制方法下ud*都正饱和。对于电网电流q轴分量的控制器,i*gq不变,由于输出滤波电感的存在,igq在i*gd突加瞬间不会突变,则其PI调节器输出不变。传统控制方法下,由于q轴解耦分量为ωLigd,则uq*缓慢增加,导致动态响应速度慢;改进控制方法下,由于q轴解耦分量为ωLi*gd,则uq*突加到给定值,提高了动态响应速度。
2)纯感性突加负载
由式(14)可知,纯感性负载下i*gq为负值,则i*gq由0突变至负额定值,使得电网电流q轴分量的PI调节器负饱和,从而导致2种控制方法下uq*都负饱和,即降为0(由于最小值限幅为0)。对于电网电流d轴分量的控制器,i*gd不变,由于输出滤波电感的存在,igd在i*gq突减瞬间不会突变,则其PI调节器输出不变。传统控制方法下由于d轴解耦分量为-ωLigq,则ud*缓慢增加,动态响应速度慢;改进控制方法下由于d轴解耦分量为-ωLi*gq,则ud*突加至给定值,提高了动态响应速度。
3)纯容性突加负载
由式(14)可知,纯容性负载下i*gq为正值,则i*gq由0突变至正额定值,使得电网电流q轴分量的PI调节器正饱和,从而导致2种控制方法下uq*都正饱和。需要说明的是:由式(15)和式(16)可知,ud*为ugd加上与无功功率成正比的量,uq*与有功功率成正比,因此为了限制有功功率,uq*的饱和值小于ud*的饱和值。对于电网电流d轴分量的控制器,与纯感性突加负载情况相同,其PI调节器输出不变。传统控制方法下由于d轴解耦分量为-ωLigq,则ud*缓慢减小,动态响应速度慢;改进控制方法下由于d轴解耦分量为-ωLi*gq,则ud*突减至给定值,提高了动态响应速度。
ud*,uq*,p,q由满载到空载的动态响应实验波形见附录A图A3。结合式(3)—式(6)可得上述类似的结论,不同的是突加负载下的ud*和uq*与突卸负载的变化方向相反。
表2是传统和改进控制方法动态响应时间的实验结果。由表2可知,传统控制方法下的动态响应速度比改进控制方法下的慢。
4 结语
本文方法只需将直轴和交轴参考电流分别代替电网电流控制器解耦分量中的电网电流直轴和交轴分量,就可以提高电网电流波形质量和系统的动态响应速度。该控制方法对提高三相SVPWM并网逆变器的系统性能具有重要的应用价值。
附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。