三相逆变

2024-08-24

三相逆变（共7篇）

三相逆变篇1

1 引言

逆变电源并联运行是提高电源容量,提高系统可靠性、实现模块化的有效途径[1]。

无互联线控制方法通常有谐波注入法和下垂控制法,谐波注入法可消除逆变电源间连线差异造成的不均流,但是该方法存在一定的难度,即基波和谐波锁相问题,造成产生的谐波环流会很大,并联逆变系统的稳定性遭到重创。下垂控制策略通过电压幅值和频率下垂特性来实现有功和无功调节,使得各个逆变模块输出参数达到一致,减少系统环流。

目前无线并联系统的控制主要针对均分负载进行研究,常忽略电压外特性,故该问题是当前急需解决的[2],本文提出的在三相静止坐标系下采用电容电流反馈控制方式有效解决了输出电压外特性问题。

2 并联逆变系统分析

无互联线并联逆变方式通常采用下垂控制策略,通过有功、无功功率调整输出电压幅值差和相位差,图1为并联逆变电源系统框图。

环流是并联逆变系统中亟待解决的重要问题,下垂控制策略可以实现输出功率的平均分配,其表达式为

式中:foi为并联逆变系统空载时的频率;Eoi为并联逆变电源空载时输出电压值;m,n为下垂控制系数。

下垂控制法由电动机并网得来[3],通过检测各个逆变电源模块的有功功率和无功功率,调整各个逆变电源模块输出的电压幅值和频率,使得其有功功率、无功功率分别一致,最终得到负载均分效果。2台逆变电源模块并联时,为了达到各个逆变电源平均承担负载的效果,应当遵循如下原则:

式中:m1,m2为下垂控制系数;S1,S2为两电源模块容量。

下垂系数同电源模块容量呈相反关系。以有功功率特性为例,其频率下垂特性如图2所示。

由图2可知,下垂斜率不同时,下垂斜率大的其承担功率小;下垂斜率小的承担功率较大,幅值下垂特性类同。系统负载均分是以牺牲改变输出电压幅值、频率稳态为代价,故传统的控制策略将造成电压外特性硬度降低,控制部分需要进行相应的改善。

3 三相逆变电源建模设计

逆变电源采用三相全桥逆变拓扑结构,其拓扑电路如图3所示。

三相全桥逆变拓扑结构中,r为线路等效电阻,L为滤波电感,后级C为滤波电容;ili,ioi分别为流经滤波电感电流和输出负载电流,其中i=A,B,C。

三相全桥逆变数学模型通常采用坐标变换方式为αβο 静止坐标系和dqο旋转坐标系 ,abc/αβο坐标变换后可转化为两个相互独立的单相逆变,控制形式简单;而abc/dqο坐标变换后其d轴上的状态变量与q轴上的状态变量仍然存在相互耦合现象[3],故通常采用abc/αβο坐标变换。由三相全桥逆变系统状态方程park变换得到其在静止坐标系下表达式如式(1)所示,其推导过程不再赘述。

单相逆变系统通常采用双环控制,电感电流或电容电流作为内环,输出电压作为外环[4]。电感电流建立闭环系统在稳定上优于电容电流建立的系统,故仅从稳定上考虑,电感电流内环控制是比较好的。但是,从系统性能角度考虑,由于电感电流不能突变,假如负载电流在突变状况下,其突变全部由输出滤波电容承担,所以电容电流反应了输出负载的变化情况。电容电流作为内环可以使得系统具有良好的动态响应,故本文采用电容电流反馈方式。

三相逆变电源可看作为3个单相逆变电路,针对某一相电路可得到其电压电流关系表达式为

式中:u为逆变桥输出电压;uo为逆变系统输出电压;iC为电容电流。

以uo和iC为状态变量建立状态方程:

将式(5)化简可得:

为解决输出电压与电容电流间解耦,现需引入变量u*,令

式中:K为逆变桥的放大系数:?分别为K,r的估计值。

假设,由此可得其系统控制框图如图4所示。图4中,Gv(s)为电压外环,Gi(s)为电流内环。

4 输出阻抗设计

并联系统输出阻抗常忽略线路串联电阻,认为其为纯感性,使得负载均分精度降低。曾经有学者提出采用电感作为输出阻抗,使得下垂控制得以运用,电感的加入不仅导致了并联系统体积、质量的增大,而且成本也较高[5];电感同交流母线连接时会造成一定的压降,在非线性负载的情况下逆变电源的输出电压的畸变率增大,影响并联逆变系统电压波形的质量。本文需针对上述问题进行解决,提高系统输出精度且降低环流大小。输出阻抗越大,并联系统产生的环流越小,输出阻抗的大小由控制环来决定。

由图4可推得其输出电压电流之间表达式为

式中:Gv为电压外环,s;Gi为电流内环,分别为电压比例项、电压积分项、电流比例项。

由式(7)可得到其系统输出阻抗伯德图,如图5所示。

由图5可知,本文设计的控制参数保证其输出阻抗在低频段呈感性,高频段区域呈阻性。输出阻抗工频附近呈感性,高频段呈阻性时其可提高非线性负载均流精度。

5 仿真实验验证

基于以上理论分析设计,本文通过Matlab软件建立仿真模型和搭建2台5 k V·A三相全桥逆变电源实验平台进行验证。逆变电源输出滤波电感为1.15 m H,滤波电容为50μF ,直流母线电压为400 V。实验中采用TMS320F2812型芯片控制并联逆变系统,并保证其实时性。

图6为并联系统仿真波形。图6a为其稳态波形;图6b和图6c为其暂态仿真波形。

由图6可知,稳态状况下,2个逆变电源的电流输出波形几乎吻合;暂态条件下,不论突加负载还是突卸载状况下,两逆变电源输出电流波形变化较平缓,稳定性较好。

为方便验证系统控制器的可靠性,本文实验针对系统A相进行测量,其实验波形如图7所示。

图7a为2台逆变电源带阻性负载实验波形;图7b、图7c为在某时刻突然启动和退出实验波形。由图7可知,采用本文控制策略实现的并联系统对负载电流的均分效果控制效果很好,达到预期目标。

6 结论

通过上述仿真实验结果可知,在静止坐标系下采用的电容电流反馈控制方式对输出电压的精度控制较好且动态响应性能良好,提高了系统的可靠性和稳定性,仿真和实验进一步验证了所提出理论的可行性。

三相并网逆变器直接功率控制篇2

并网逆变器作为可再生能源和电网的连接部分,其性能的好坏直接影响整个发电系统[1,2]。对于电压型的并网逆变器,常采用直接电流控制和间接电流控制方案[3,4,5]。但这些方法都需要PWM调制模块且控制算法比较复杂。而直接功率控制(DPC)技术直接控制有功功率和无功功率,根据功率给定和实际功率的误差去选择开关表。它没有电流内环和PWM调制模块,控制算法比较简单,同时系统具有很好的动态性能。因此,直接功率控制在国内外得到广泛的关注[6,7,8,9,10,11,12,13,14,15]。

本文根据三相并网逆变器在静止坐标系下的动态数学模型,详细分析和推导了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响,提出了一种基于新开关表的直接功率控制策略。最后通过仿真和实验验证了该控制策略的可行性和正确性。

1 直接功率控制的原理

三相电压型的并网逆变器的拓扑结构如图1所示,三相并网逆变器通过滤波电感L、电阻R和电网相连。

根据基尔霍夫电压定律,其动态电流方程(电流参考方向如图1所示)为

其中,ia、ib、ic为三相并网逆变器输出电流;ua N、ub N、uc N为三相并网逆变器输出电压;un N为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压;ea、eb、ec分别为三相电网电压。假定三相电网电压平衡(ea+eb+ec=0),并网逆变器输出电流在静止αβ坐标系下的电流动态方程为

其中,iα、iβ,uα、uβ,eα、eβ分别为三相并网逆变器输出电流、三相并网逆变器输出电压、电网电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。

假定采样周期为Ts,将式(2)离散化可得:

三相并网逆变器在静止αβ坐标系下的瞬时有功功率P和无功功率Q可表示为

如果三相并网逆变器的PWM采样周期较高,电网电压在一个PWM周期的变化可以忽略,则有功功率变化ΔP和无功功率变化ΔQ可以表示为

将式(3)代入式(5)并忽略电阻压降,可得:

对于图1所示的两电平电压型的三相并网逆变器,存在6个非零电压矢量和2个零电压矢量。其电压空间矢量关系如图2所示。

不同的电压矢量对应不同的有功功率和无功功率变化。因此,存在多种方式选择合适的开关状态来控制有功功率和无功功率的变化。不同空间电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响可表示为

其中,i=0,1,…,7;ΔPi、ΔQi、uαi、uβi分别为第i个电压矢量作用时有功功率的变化量、无功功率的变化量、三相并网逆变器输出电压在静止αβ坐标系下的α轴和β轴分量。

在静止αβ坐标系下,电网电压(等功率变换)可以表示为

其中,eα=Ecosθ;eβ=E sinθ;E为电网电压在静止αβ坐标系下的幅值。

同样,在静止αβ坐标系下,根据直流母线电压和三相并网逆变器的开关状态Sa、Sb、Sc(St=1为相应的上桥臂导通;St=0为相应的下桥臂导通;t=a,b,c),三相并网逆变器输出电压(等功率变换)可以表示为

将式(7)的有功功率和无功功率变化率进行标幺则化可处得:理,两边同时除以

则可得:

其中,i=0,1,…,7。

各个电压矢量对有功功率的影响可表示为

同样,各个电压矢量对无功功率的影响可表示为

为了优化三相并网逆变器输出电压矢量,把输出空间分为12个扇区(见图2),其中θ=arctan(uβ/uα)。图3(a)为电压矢量对有功功率变化的影响(标幺值);图3(b)为电压矢量对无功功率变化的影响(标幺值)。直接功率控制的基本思想是在8个电压矢量中选择最佳的电压矢量,使有功功率和无功功率在每一个扇区尽量接近给定值且变化比较平滑。而有功功率和无功功率的控制采用滞环控制,其滞环控制规律如下:

其中,HP、HQ为有功功率和无功功率的滞环宽度,滞环宽越小,对有功和无功的控制精度越高、响应越快,但过小的环宽会使得开关频率增大、开关损耗增加;SP=1代表有功功率需要增加;SP=0代表有功功率需要减少;SQ=1代表无功功率需要增加;SQ=0代表无功功率需要减少;Pref、Qref分别为有功功率和无功功率的给定值。

滞环输出信号SP、SQ,在θ1扇区与电压空间矢量的关系如表2所示。

按照上面的方式可以得出其他扇区的各电压矢量作用,其开关表如表3所示。根据直接功率控制的开关表,三相并网逆变器的直接功率控制策略框图如图4所示。

2 直接功率控制仿真

为验证直接功率控制方法的性能,根据图4直接功率控制结构图,利用Matlab7.4进行仿真研究。仿真参数如下:额定功率PN=1 k W;直流母线电压Udc=450 V;电网电压相电压幅值eArms=100 V;交流侧滤波电感L=20 m H;电网基波角频率ω=2πf=314 rad/s;采样周期Ts=100μs。

2.1 直接功率控制稳态仿真

条件1:为了进行功率因数为1的逆变,给定有功功率Pref=1 000 W、无功功率Qref=0。图5(a)为条件1时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。

条件2:为了进行无功补偿,给定Pref=500 W、无功功率Qref=750 var。图5(b)为条件2时a相电压、三相电流以及三相并网逆变器输出的有功功率、无功功率的仿真波形。

2.2 直接功率控制动态仿真

为了验证三相并网逆变器直接功率控制的动态性能,在以下4种条件下进行动态仿真。

条件3:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=1 000 W、Qref=0。图6(a)为条件3下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件4:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=0。图6(b)为条件4下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件5:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=500 W、Qref=750 var。图6(c)为条件5下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

条件6:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,在0.1 s突给Pref=300 W、Qref=750 var。图6(d)为条件6下的a相电压、三相电流以及有功功率P和无功功率Q的仿真波形。

3 直接功率控制实验

为了进一步验证三相并网逆变器直接功率控制的性能,对图4控制策略进行实验研究。实验参数同第2节的仿真参数。有功功率和无功功率通过CAN通信由上位机给定。

3.1 直接功率控制稳态实验

为了进行功率因数为1的逆变,给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,图7(a)为a相电压和a相电流实验波形;为了进行无功功率补偿,给定功率Pref=500 W、Qref=750 var,图7(b)为此时的a相电压和a相电流实验波形。

3.2 直接功率控制动态实验

为了验证直接功率控制的动态性能,进行了以下3个方面的动态实验。

条件7:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=1 000 W、Qref=0。图8(a)为条件7下a相电压和a相电流实验波形;图8(b)为条件7下有功功率和无功功率的实验波形(通过D/A输出)。

条件8:开始给定功率Pref=1 000 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=0。图8(c)为条件8下a相电压和a相电流实验波形;图8(d)为条件8下有功功率和无功功率的实验波形。

条件9:开始给定功率Pref=500 W、Qref=0,稳定运行后,由上位机通过CAN通信突给Pref=500 W、Qref=750 var。图8(e)为条件9下a相电压和a相电流实验波形;图8(f)为条件9下有功功率和无功功率的实验波形。

从图5(a)的稳态仿真结果和图7(a)的稳态实验结果看出:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电压和a相电流同相位,实现了功率因数为1的逆变。图5(b)的稳态仿真结果和图7(c)的稳态实验结果表明:三相并网逆变器输出电流波形正弦度良好,a相电流滞后a相电压,实现了无功功率补偿(以图1的电流为参考方向)。但三相并网逆变器输出电流波形比文献[5]采用直接电流控制的输出电流波形差,这主要是直接功率控制采用滞环控制,而滞环控制的精度与采样频率、A/D采样精度有关,而实验的采样频率为100μs,A/D采样精度为10位,要提高输出电流波形的质量,须进一步提高采样频率和A/D采样精度。

从图6直接功率的动态仿真结果和图8直接功率的动态实验结果看出:系统有很好的动态性能,在改变功率给定时,输出功率很快达到给定值,这也是直接功率的突出优点。改变有功功率时,无功功率保持不变;在改变无功功率时,有功功率保持不变。这实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调。

4 结论

采用基于新开关表的直接功率控制的三相并网逆变器具有以下主要特点:

a.直接功率控制没有电流闭环和PWM模块,控制算法简单,容易实现;

b.实现了有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数的任意可调;

c.具有很好的动态性能,这是直接功率控制的突出优点。

因此,基于直接功率控制的三相并网逆变器在风力发电、太阳能发电等可再生能源发电过程中有很好的利用价值和应用前景。

摘要：根据三相并网逆变器的动态数学模型,详细推导和分析了各电压矢量对有功功率变化和无功功率变化的影响。根据有功功率变化的符号与无功功率变化的符号选择最佳的电压矢量,使三相并网逆变器输出的有功功率和无功功率脉动比较小。在此基础上,提出了一种基于新开关表的直接功率控制。该控制策略可实现有功功率、无功功率的解耦控制以及功率因数任意可调。采用直接功率控制的三相并网逆变器具有较好的静、动态性能。通过仿真和实验验证了该方案的可行性和正确性。

模型预测控制三相逆变器的研究篇3

逆变器的控制策略在最近几年得到了广泛研究, 随着市场对逆变器性能和效率需求的不断增长, 寻求一种控制简单并能满足要求的控制策略是十分有必要的[1]。模型预测控制作为一种新型控制策略, 以其控制方法简单灵活、开关次数少、性能稳定等特点, 得到了国内外学者的广泛关注。目前, 模型预测控制可适用多种数字控制平台, 多种变换器拓扑结构, 通过调节控制平台的控制算法和模型参数可使系统满足多种特殊的应用场合[1,2]。

模型预测控制首先要搭建一个系统离散模型。该模型通常包括有限个状态变量, 所有状态变量均可在预测控制算法中进行优劣评估, 而预测算法的核心是构造满足系统要求的评估函数[2,3]。文中的控制策略主要用于分析三相逆变器负载电流的稳态和动态性能, 以及参数变化对逆变器模型预测控制性能的影响。

2 模型预测三相逆变器数学模型

三相逆变器的主电路拓扑结构如图1所示。其中Udc为输入直流电压, idc为输入逆变器的直流电流, iC1为流入电容支路的电流;L为滤波电感, R为负载阻抗, ia、ib、ic分别为a、b、c三相的输出电流;Ua N、Ub N、Uc N为逆变器输出电压;Uo N为负载电压中性点与直流母线负极之间的电压[3]。

逆变器的开关状态由门级信号Sa, Sb, Sc决定。定义逆变器的开关状态:

表示为合成矢量形式:

定义逆变器输出电压合成矢量:

由式 (2) 和式 (3) 可得开关状态矢量s和输出电压矢量v的关系:

根据S的不同, 可得8种电压矢量, 其中v0=v7, 故共存在7种不同电压矢量[4]。

假定负载是三相平衡, 定义负载电流合成矢量:

定义负载电流的动态矢量方程:

其中, R为负载电阻;L为负载电感[2,4]。

模型预测的前提是构建系统离散模型。根据逆变器的电路拓扑, 建立逆变器的离散数学模型[1,2]。假设系统采样周期是Ts, 对负载电流在tk时刻进行离散化可得:

将式 (7) 代入式 (6) , 得负载电流离散模型:

由式 (8) , 可得下一采样时刻的负载电流:

3 三相逆变器模型预测控制策略

3.1 三相逆变器模型预测控制原理

对于三相逆变器的模型预测, 首先要选择合适的评估函数;其次是搭建系统模型;最后是选择最优电压与开关状态矢量。

逆变器的预测控制原理过程: (1) 给定模型参考电流iref, 检测负载电流i (k) ;由i (k) 根据式 (9) 和电压矢量表得到7个预测电流i (k+1) ; (2) 将iref与7个i (k+1) 分别代入预测控制算法中, 选择能够使评估函数值最小的i (k+1) , 即iP (k+1) ; (3) 由于每个i (k+1) 对应特定的v (k+1) , 每个v (k+1) 又对应特定的开关状态, 所以在下一采样时刻应用iP (k+1) 对应的开关状态, 依次循环[2]。图2为逆变器模型预测控制原理图。

3.2 评估函数

评估函数g是模型预测控制策略中的重要因素, 评估函数不同其代表的电路拓扑结构、系统要求也不同。如:主要适用于各种电流控制的变换器[2];主要适用于功率控制的并网变换器[4];主要适用于转矩控制的变换器[5], *代表参考变量, P代表预测受控量。评估函数具有很强的灵活性, 可以根据实际需求为其增加约束条件, 如约束控制器计算量、约束开关频率、减少开关损耗、限制电压、电流幅值。如约束电压:, 通过改变权重系数λ, 可以调节约束程度[1]。

对于文中逆变器的模型预测控制, 评估函数的基本要求是使参考电流和下一时刻采样电流的绝对值误差最小。以最简易的评估函数:为例, 研究预测控制性能, 其中iα*、iβ*代表参考电流在静止坐标系下的电流值;iα、iβ代表负载电流在静止坐标系下的电流值[2]:

模型中是将给定和采样的三相电流, 通过Clark变换矩阵得到对应的αβ电流, 见Clark坐标变换:

3.3 三相逆变器模型预测系统结构

首先将Simulink搭建的MPC模型进行编译下载到DS1104中, 由DS1104通过驱动接口传递逆变器控制信号, 同时采样电路从负载端采样电流电压信号送入DS1104的ADC接口, 将采样电流和参考电流代入评估函数处理, 运行MPC算法, 产生最优电压矢量, 选出最优开关状态, 由此形成一个闭环系统[6], 如图3所示。

4 仿真结果分析

基于MPC逆变器的数学模型和控制策略, 搭建仿真模型[6,7], 其参数设置见表1。

图4 (a) 是参考电流幅值8A时, 三相参考与负载电流波形;图4 (b) 是电流幅值每两个周期发生阶跃变化时, 单相参考与负载电流波形, 阶跃幅值为4A和8A;以a相为例。

由图4可知, 稳态变化时, 负载电流能够准确跟踪参考电流变化;动态变化时, 负载电流经过短暂调节, 即实现快速跟踪, 说明MPC具有快速的电流调节能力。

MPC的关键点是搭建精确的系统预测模型。模型的准确度直接影响预测控制的性能, 所以有必要研究模型参数产生误差对逆变器MPC性能的影响[1,2,8]。

由式 (9) , 可得:

当采样时间足够小, 负载又是阻感负载时, 可以忽略RTs的影响。由式 (12) 可知电阻R的变化仅影响i (k) , 且在Ts足够小时对i (k+1) 的影响较小;而电感L的变化影响i (k) 和v (k+1) , 对i (k+1) 影响程度更大。如图5所示, 参数误差对负载电流THD的影响, 电阻R的参考值为1Ω, 电感L的参考值为2.7m H。由图5可知, 在R的误差范围不大时, 其对THD影响相对平缓, 只有当R误差剧烈时, 对THD影响严重;而L产生误差时, 其THD随L的增大有逐渐减小之势, 且L值相对参考值偏小时, 对THD波动影响较大, 偏大时影响较小些, 值得注意的是, 这并不意味着L值越大越好, 较大的L值可能会影响电流的快速跟踪能力[1,2]。

5 实验结果分析

基于仿真模型, 搭建d SPACE的实验平台。平台由d SPACE、三相逆变器、负载、采样调理电路等组成[6,7,8,9]。实验参数与表1保持一致, 设置逆变器死区时间约为6μs。

5.1 稳态与动态性能

图6 (a) 是参考电流幅值8A时, 负载三相电流波形;图6 (b) 是阶跃变化时, 单相参考与负载电流波形的比较, 以a相为例。

由图6可知, 在实际模型中, 逆变器的模型预测控制性能同仿真结果一样, 具有快速的电流调节能力和良好的动态响应。

需要指出的是, 实际模型中要考虑到控制器的处理性能, 因为控制算法需要进行大量的运算, 给逆变器开关带来一定的时间延迟, 且运算时间要小于采样时间, 否则, 可能在d SPACE中出现任务溢出情况[5,8,9]。

5.2 采样频率与THD

由式 (9) 可知, 采样频率对预测电流也有影响。采样频率越高, 参考和负载电流精度越高, Δi=i (k+1) -i (k) 的值越小, 产生的电流谐波就越小。图7是不同采样频率下, 模型预测逆变器的单相负载电流波形变化。

由图7可知, 负载电流受采样频率的影响很大, 采样频率越高, 其波形越平滑, 电流谐波也相对越小[4]。这并不是说采样频率越高就越好, 对于任意采样频率来说, 控制器的运算时间延迟可假定是不变的, 采样频率越高, 时间延迟所占采样时间的比例就越高, 过高的比例也会影响电流的调节性能, 必要时可能需做延迟时间的补偿。

图8是不同频率下, 单相负载电流的THD连接图。由图8可知采样频率对模型预测控制逆变器负载电流的影响程度和趋势。当采样频率过高时, 就需考虑控制器性能和任务溢出问题。

根据逆变器的MPC原理, 逆变器的开关状态在每个采样周期最多改变一次, 所以其开关频率限定在fs/2 (采样频率) 范围内, 但是并不是在每个采样周期其开关状态都会发生变化, 所以其开关频率必定小于fs/2, 且其开关频率是随机变化的。图9是不同采样频率下的负载电流频谱图。由图9可知, 其平均开关频率一般界于采样频率 (1/6~1/4) fs之间。这样的开关频率可以有效地减少开关损耗, 提高系统效率。同时可以看到, 不同的采样频率下, 其电流频谱的分布也是不同的, 这里的原因可能是:采样频率不同, 造成其平均开关频率不同;下一采样时刻预测电流的精度不同;延迟时间产生的影响不同等。例如, 当fs=16k Hz时, 电流频谱分布较广, THD主要受低次谐波的影响;当fs=8k Hz时电流频谱分布更为平均, 其谐波主要在4k Hz内受影响;当fs=4k Hz时其谐波主要在3k Hz范围内变化, 且在2k Hz之前受影响更大[2]。

6 结论

文中通过仿真和实验分析了模型预测逆变器的稳态与动态性能, 并研究了对逆变器模型预测控制性能影响的因素。文中的系统模型并没有考虑反电动势因素, 如若将反电动势加入模型中, 采用相同的控制原理, 选择合适的参数后, 将构成并网模型, 这就扩展了模型预测控制的应用范围。模型预测控制可以根据实际要求的不同, 改变其系统模型、模型参数、评估函数, 使之具有很强的灵活性。它不仅适用于三相逆变器, 对于电力电子的各种变换器和电路拓扑都有很强的适用性, 应用范围更为广泛。

参考文献

[1]Jose Rodriguez, Patricio Cortes.Predictive control of power converters and electrical drives[M].America:Wiley-IEEE, 2012.

[2]JoséRodríguez, Jorge Pontt, César A Silva.Predictive current control of a voltage source inverter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2007, 54 (1) :495-503.

[3]杨勇, 赵方平, 阮毅, 等 (Yang Yong, Zhao Fangping, Ruan Yi, et al.) .三相并网逆变器模型电流预测控制技术 (Model current predictive control for threephase grid connected inverters) [J].电工技术学报 (Transactions of China Electrotechnical Society) , 2011, 26 (6) :153-159.

[4]Patricio Cortés, JoséRodríguez, Patrycjusz Antoniewicz, et al.Direct power control of an AFE using predictive control[J].IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23 (5) :2516-2523.

[5]Hernán Miranda, Patricio Cortés, Juan I Yuz, et al.Predictive torque control of induction machines based on state-space models[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56 (6) :1916-1924.

[6]Z A Ghani, M A Hannan, A Mohamed Subiyanto.Threephase photovoltaic grid-connected inverter using dSPACE DS1104 platform[A].2011 IEEE 9th International Conference on Power Electronics and Drive Systems[C].2011.447-451.

[7]Patricio Cortés, Alan Wilson, Samir Kouro.Model predictive control of multilevel cascaded H-bridge inverters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57 (8) :2691-2699.

[8]Chih-Chiang Hua, Chun-Wei Wu, Chih-Wei Chuang.A digital predictive current control with improved sampled inductor current for cascaded inverters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56 (5) :1718-1726.

三相光伏逆变器的设计和控制篇4

关键词：不平衡负载,三相四桥臂逆变器,三维空间矢量调制

太阳能光伏发电是最有前景的新能源技术, 而且光伏并网逆变器系统是绿色新能源发展的一个热点[1]。并网逆变器的控制技术发展很快, 已经成为电力电子领域中不可或缺的一部分。但随着负荷种类的增多, 很容易出现三相负载不平衡的状态, 在一定程度上会影响负荷的正常使用。为此, 本文利用三维空间矢量调制技术控制三相四桥臂逆变器系统, 解决了负载不平衡情造成的输出电压不平衡问题。

1 逆变器的拓扑结构

三相逆变器能在三相对称负载下输出三相对称电压, 但很难在不对称负载下输出三相对称电压。近年来, 产生了一种新的三相四桥臂的逆变器, 即在传统的三桥臂逆变器基础上增加一个桥臂。三相四桥臂逆变器的原理图如图1所示。通过增加一个桥臂直接控制中性点电压, 从而产生三相独立电压, 使其有能力在不平衡负载下维持三相电压对称输出[2]。

设uvw三相分别为3个受控电压源Uuf、Uvf、Uwf, 则

式中:duf、dvf、dwf为相电压占空比。微分方程为

式中:Uin为输出电压, ILn为负载电流。

通过坐标变换将其转换到dq坐标系中, 变换关系为

式中:X为电压电流, T为PARK变换矩阵。

由以上式子联立的微分方程为

系统闭环控制框图如图2所示。

传递函数为

其中GU (s) = (Kps+KI) /s, GI (s) =KPI。

当负载平衡时, dq轴负载电流为直流, 即s=jω=j0=0, 代入式 (2) 得

所以在平衡负载下能输出对称的三相电压。

当负载不平衡时, 负载电流为ILdq (j0) +ILdq (j2π100) , 代入式 (2) 得

由于Udq中包含了Udqref和100 Hz交流分量, 因此输出的三相电压出现不对称现象。为解决这一现象, 设电压控制器为

其中ω0=2π50 rad/s

将式 (3) 代入式 (2) 得

这种方法来解决不平衡时输出电压不对称的问题。

2 三相光伏逆变器的控制方法

三相四桥臂逆变器的控制方法主要有PWM控制方法、滞环电流控制方法、空间矢量调制方法等[3]。空间矢量控制方法的主要特点是开关损耗小, 电压利用率高, 灵活, 便于数字化管理等。因此, 本文采用空间矢量调制 (SVPWM) 的方法进行控制[4]。

三维空间矢量控制的任务就是通过跟踪开关向量来对参考电压矢量进行合成。三维空间向量控制可以分为两个步骤:一是选择开关矢量, 计算每个开关矢量的持续时间;二是确定基准转换的序列向量。

2.1 开关矢量的选择

开关矢量的选择方法能够省去跟踪环路环节, 减少电流谐波的产生[5]。在三相四桥臂逆变器中, 每个桥臂都有两种开关状态, 共有16种状态, 经过坐标变换可将三相电压uvw坐标系变换成三维αβγ坐标系, 那么, 每一种开关就对应一种空间矢量。空间电压矢量如图3所示。

在一个60°区域中有6个非零矢量和2个零矢量。同时一个60°区域可以分为4个相邻的向量四面体, 如图4所示。每个四面体由3个相邻的非零矢量和2个零矢量构成, 并且由相邻开关矢量来确定。一共24个四面体, 现只列举了其中4个。

开关矢量的实际持续时间可以通过计算来获得, 计算方法与三桥臂逆变器中矢量持续时间的计算方法一致。首先必须经过坐标变换, 从三相的uvw转换到的空间的αβγ坐标系中, 这种控制算法能简单有效地计算出各个矢量的作用时间, 避免了传统计算下的复杂性[6]。设每个四面体中3个非零矢量为U1、U2、U3, ti是Ui的作用时间, i=1、2、3, 零矢量作用时间为t0, 则

根据“伏秒平衡”原则得

由式 (1) 变换得

式中:uα、uβ、uγ分别为U在αβγ坐标系中的分量;u1α、u1β、u1γ分别为U1在αβγ坐标系中的分量。

当出现过调制时, 即t1+t2+t3>Ts, 则不用零矢量作用, 非零矢量作用时间为

2.2 开关矢量顺序的选择

选择合理的开关矢量顺序不仅可以降低开关动作频率和开关切换损耗, 而且还能减少输出电压的THD[7]。在三相三桥臂逆变器中一般选择相邻的交替转换顺序, 三相四桥臂逆变器的顺序选择也可参考三桥臂的顺序, 如图5所示。

提供了两种选择方案:

1) 基于对称情况下的对称开关顺序;

2) 基于零矢量旋转工作模式下的开关顺序。

在对称负载的情况下, 输出电压的THD为2.3%, 在非对称负载的情况下, 输出电压的THD为4.8%, 一般情况下选对称开关顺序[8]。

3 仿真结果

为证明该逆变器控制策略、硬件拓扑结构以及三维空间矢量调制算法的可行性, 在MATLAB中建立仿真模型, 并在U相接阻性负载来模拟不平衡的情况, 如图6所示。

当三相负载相同时, 都取10Ω, 仿真结果如图7所示。输出的三相电压和电流都是对称的, 经过第4个桥臂的电流几乎为零。

当负载处于不平衡的情况下, 设U相电阻为10Ω, V相电阻是30Ω, W相电阻为45Ω, 仿真结果如图8所示。

由图8可看出, 在三相不平衡负荷下, 输出三相电流是不对称的, 其中有部分电流流过了中点N, 4个桥臂流过的总电流之和为零, 即Iu+Iv+Iw=0, 但输出的三相电压是近似平衡的, 这主要是由于第4个桥臂提供了不平衡电流, 抑制了由电感电流而产生的不平衡电压, 使输出相电压波形近似趋于平衡。

当三相负载对称时, 输出的三相电流和电压都是对称的, Iu=Iv=Iw, θU=θV=θW, 空间矢量轨迹位于αβ平面内, 在γ轴上分量为零, γ轴是一个固定值, 在αβ平面投影为一个圆, 如图9所示。

当三相负载不对称时, 输出的三相电压几乎对称, 但输出的三相电流是不对称的, IU≠IV≠IW, θU≠θV≠θW, 空间矢量轨迹位于αβγ三维空间内, 在在γ轴上有一定的分量, γ轴上的值会影响中央线的电流值, 在αβ平面投影为一个椭圆, 如图10所示。

经过MATLAB仿真后的图形如图11所示, 从图11中可以清晰地看到空间矢量在三维空间的运行轨迹。

4 结语

三相四桥臂逆变器拓扑结构简单, 在三相不平衡情况下, 三维空间矢量调制策略也有其良好的功能。新的逆变器在一定程度上解决了负载不平衡时输出三相电压的问题。同时, 通过模型的建立和仿真试验, 验证了该逆变器的功能及三维空间矢量调制策略的可行性。

参考文献

[1]姚为正, 付永涛, 芦开平, 等.三相光伏并网逆变器的研究[J].电力电子技术, 2011, 45 (7) :5-7.YAO Weizheng, FU Yongtao, LU Kaiping, et al.Research on three phase photovoltaic grid-connected inverter[J].Power Electronics, 2011, 45 (7) :5-7.

[2]王恒利, 付立军, 肖飞, 等.三相逆变器不平衡负载条件下双闭环控制策略[J].电网技术, 2013, 37 (2) :398-404.WANG Hengli, FU Lijun, XIAO Fei, et al.A double-loop control strategy for three-phase inverter with unbalanced load[J].Power System Technology, 2013, 37 (2) :398-404.

[3]刘波, 杨旭, 孔繁麟, 等.三相光伏逆变器控制策略[J].电工技术学报, 2012, 27 (8) :64-69.LIU Bo, YANG Xu, KONG Fanlin, et al.Control strategy for three-phase photovoltaic inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27 (8) :64-69.

[4]王笃亭, 李一丹.一种400 W太阳能逆变电源系统设计[J].黑龙江电力, 2014, 36 (5) :460-462.WANG Duting, LI Yidan.Design of a 400 W solar inverter system[J].Heilongjiang Electric Power, 2014, 36 (5) :460-462.

[5]刘青, 高金峰, 陶瑞, 等.三相光伏并网系统的控制技术研究[J].电源技术, 2014, 38 (7) :1298-1301.LIU Qing, GAO Jinfeng, TAO Rui, et al.Research on control technology of three-phase photovoltaic grid-connection system[J].Chinese Journal of Power Sources, 2014, 38 (7) :1298-1301.

[6]徐建云, 李宝树, 王升杰.不平衡电压和负载时单周控制有源电力滤波器的研究[J].黑龙江电力, 2013, 35 (1) :50-54.XU Jianyun, LI Baoshu, WANG Shengjie.Study on the active power filter based on one-cycle control under unbalanced voltage and load[J].Heilongjiang Electric Power, 2013, 35 (1) :50-54.

[7]REN YUYAN, GAO JINLING, ZHENG CUNFANG, et al.Switching losses suppression method for three-phase PV grid-connected inverter[J].Power Electronics, 2014, 48 (3) :7-9.

新型四开关三相逆变器的实验研究篇5

电力电子变流电路的基本转换形式有四种。其中将直流电变换成交流电的变换称之为DC/AC变换, 也即通常所说的逆变。它是电力电子技术领域中最为活跃的部分之一。逆变器就是通过半导体功率开关器件 (如SCR、GTO、GTR、IGBT或功率MOSFET等的开通和关断作用, 实现逆变的电能转换装置。

由于新型四开关三相逆变器与传统的六开关三相逆变器相比, 拓扑结构较为简单, 从理论上讲能够降低系统成本和控制复杂度, 逐渐受到一些人的关注[1,2,3]。

本文首先分析了四开关三相逆变器的工作原理, 并将其与六开关三相逆变器做了深入比较, 最后搭建实验平台, 证明了四开关三相逆变器的可行性。

2. 四开关三相逆变器的工作原理

四开关三相逆变器 (Four-Switch Three-Phase Inverter, 简写为FSTP[4]) 的电路拓扑结构如图1所示, Ud为直流母线电压, M1、M2、M3、M4为四个功率开关器件, 两个容量相等的电容串于直流母线电压之间, 从O、A、B点分别引出三根线, 接到三相负载。以O点为参考点, 当M1导通、M2关断时, A点电位为+Ud/2;当M1关断、M2导通时, A点电位为-Ud/2。同理可分析B点电位。当给开关管M1和M2、M3和M4施予SPWM控制信号时, A、B两点的电压基波必为正弦波。若使A、B两点电压相位相差60度, 则可得到三相电压。

参见图2, 使UAO和UBO相位相差60度, 根据向量加减法则, 则UAB、UBO、UOA的相位必定依次相差120度;变为相电压, 则UAN、UBN、UON的相位依次相差120度。

图3为A、B两相 (O为参考点) SPWM控制信号产生图, 两相调制信号ur A和ur B相位相差60度, 经三角载波调制产生SPWM控制信号, 该信号用来控制四个开关管的通断。A、B两相功率开关器件的控制规律相同, 现以A相为例来说明。当ur A大于载波时, 给上桥臂M1以导通信号, 给下桥臂M2以关断信号;当ur A小于载波时, 给上桥臂M1以关断信号, 给下桥臂M2以导通信号。M1和M2的驱动信号始终是互补的。

3. 四开关三相逆变器与六开关三相逆变器的比较

3.1 回顾六开关三相逆变器

六开关三相逆变器 (Six-Switch Three-Phase Inverter, 简写为SSTP) 的拓扑结构如图4所示, Ud为直流母线电压, M1、M2、M3、M4、M5、M6为六个功率开关器件, 从A’、B’、C’点分别引出三根线, 接到三相负载。若驱动开关器件的SPWM信号相位依次相差120度, 则A’、B’、C’三点可输出标准的三相电压。

3.2 四开关三相逆变器与六开关三相逆变器的区别

由图1、图4、图5, 我们可以得到四开关三相逆变器与六开关三相逆变器存在以下几点区别:

(1) 拓扑结构:四开关三相逆变器比六开关三相逆变器少了两个开关器件, 主电路简单了。不过, 六开关三相逆变器的两个电容可以用一个电容来代替, 而四开关三相逆变器则不可以。

(2) 控制方案:六开关三相逆变器的控制信号需要三相相位互差120度的正弦波来作为调制信号;而四开关三相逆变器的控制信号只需要两相相位相差60度的正弦波作为调制信号。控制电路相对也简单了。

(3) 输出线电压谐波:输出波形中所含谐波的多少是衡量PWM控制方法优劣的基本标志。一般来说, 输出线电压电平数越多, 谐波越少[5]。六开关三相逆变器控制的是相电压, 相电压为两电平, 两个相电压向量相减得线电压, 所以线电压为三电平 (+Ud, 0, -Ud) ;而四开关三相逆变器直接控制线电压, 所以线电压为两电平 (+Ud/2, -Ud/2) 。所以, 可以初步断定, 四开关三相逆变器输出线电压的谐波要相对多一些。

(4) 直流电压利用率:直流电压利用率[6]是指逆变电路所能输出的交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比, 提高直流电压利用率可以提高逆变器的输出能力。四开关三相逆变器的直流电压利用率要比六开关三相逆变器低。设调制度为1, 六开关三相逆变器控制的是相电压, 输出相电压的基波幅值为Ud/2, 输出线电压的基波幅值则为其根3倍, 即直流电压利用率为0.866;而四开关三相逆变器直接控制线电压, 所以它的直流电压利用率就为0.5。所以, 四开关三相逆变器的输出能力要相对弱一些。

(5) 其他:对负载而言, 逆变器提供的是线电压, 一种以控制相电压为手段, 以控制线电压为目的控制方式就称为“线电压控制方式”[7]。比如在相电压正弦调制信号中叠加适当大小的三次谐波, 使之成为鞍形波, 用以提高逆变器的直流电压利用率。而对于四开关三相逆变器而言, 直接控制的就是线电压, 当然也就根本不存在该种控制方式。所以, 六开关三相逆变器控制方式要相对灵活一些。

4. 实验结果分析

为了验证上述四开关三相逆变器的可行性, 设计了如图6所示的试验系统。其中控制器采用Texas Instrument公司的TMS320F2812, 开关器件采用International Rectifier公司的功率MOSFET IRFP460, 功率驱动采用International Rectifier公司的IR2110。图6中的S1, S2, S3, S4分别代表控制器输出的四路控制信号SPWM1, SPWM2, SPWM3, SPWM4, 其中S1和S2控制一个桥臂, S3和S4控制另一个桥臂。

系统实验结果如图7所示。其中图7 (a) 为控制器输出的四路SPWM信号, S1和S2交互导通, S3和S4交互导通。图7 (b) 为S1和S2经过IR2110功率驱动后的波形, 高电平是15V左右, 用于控制MOSFET开关管的通断。图7 (c) 为四开关三相逆变器的最后输出, 可以看出, 三相波形比较完好, 基本达到六开关三相逆变器的效果。如果负载是三相电机, 通过控制器控制SPWM波形, 可以实现三相电机的变频调速。

5. 结论

经过前面的理论分析和实验验证, 可以得到以下结论:

(1) 四开关三相逆变器在理论和实践上都是可行的。

(2) 四开关三相逆变器的输出效果基本可以达到六开关三相逆变器的输出效果。

(3) 四开关三相逆变器能降低系统的成本和复杂度。

参考文献

[1]曾立, 孙友涛, 雄蕊.四开关三相逆变器的空间矢量控制[J].通信电源技术, 2005, 23 (2) :30-32.

[2]符强, 林辉, 贺博.四开关三相无刷直流电机的直接电流控制[J].中国电机工程学报, 2006, 26 (4) :149-153

[3]张兰红, 胡育文, 黄文新.容错型四开关三相变换器异步发电系统的直接转矩控制研究[J].中国电机工程学报, 2005, 25 (18) :52-58

[4]王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2000, 159-160

三相逆变篇6

直驱式永磁同步发电系统利用简单、牢固的永磁体结构,省去了增速传动装置(齿轮箱),其结构简单、噪音低、易维护,还能实现电网突然故障下并网发电系统的连续运行。它采用全功率变流器与电网进行连接,使转子和发电机的转速在0到1.5倍额定转速范围内连续运转,不仅提高了风能的利用率,而且输送给电网的电能质量也得到了很大提升[1]。因此直驱永磁风力发电技术正逐渐得到风电产业界的重视,是世界风电技术发展的趋势之一[2]。

直驱式风力发电系统的并网逆变电源是一个重要交换环节,通过采用合适的控制策略,电网侧变流器不仅可以在直流(DC)到交流(AC)变化时,得到稳定的、低谐波含量的输入电压,同时可以有效的控制有功和无功功率的双向流动。因此,并网逆变电源的控制性能好坏直接影响到电网电能质量的优劣。随着电压源型逆变器的广泛使用,如何给电压源逆变器的全控型开关器件提供一个给定频率的脉宽调制(PWM)信号,是需要解决的关键问题之一。最常用的有电压空间矢量控制(SVPWM)方法和SPWM控制方法。相比于SPWM控制,SVPWM控制的优点是总谐波失真度比较小,直流侧电压利用率高,软件程序实现起来方便,所以SVPWM控制具有更大的优势。

针对SVPWM的基本原理和方法进行了分析和研究,在SVPWM网侧变频电源控制模型的基础上,先对控制模型进行了Matlab虚拟仿真,验证了理论分析的有效性,在此基础上基于TMS320F2812DSP的数字化平台,结合SVPWM控制思想,对网侧逆变电源进行了实验研究,实验结果表明利用该控制方法实现的并网效果良好,从而验证了控制策略的有效性。

1 直驱型风力发电系统并网逆变电源数学模型

图1为直驱型风力发电系统并网逆变电源主电路拓扑结构图,ea,eb,ec为三相电网电压,L为滤波电感,R为其寄生电阻,ia, ib, ic为网侧电流,ua, ub, uc为逆变电源交流侧电压。

根据三相PWM逆变电源的拓扑结构,建立其在d-q坐标系下的数学模型[3]:

${\begin{cases} i_{d} R + L \frac{d i_{d}}{d t} = u_{d} + ω L i_{q} - e_{d} \\ i_{q} R + L \frac{d i_{q}}{d t} = u_{q} - ω L i_{d} - e_{q} \end{cases} (1)$

则有

${\begin{cases} u_{d} = Κ_{p i} (1 + 1 / τ_{p i} s) (i_{d}^{*} - i_{d}) - ω L i_{q} + e_{d} \\ u_{q} = Κ_{p i} (1 + 1 / τ_{p i} s) (i_{q}^{*} - i_{q}) - ω L i_{d} + e_{q} \end{cases} (2)$

式(2)中ud、uq分别为逆变电源输出桥臂电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量。ed、eq分别为电网电压在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量,id、iq分别为电流在两相旋转坐标系下的d轴、q轴分量;Kpi、τpi分别为电流PI调节器的比例系数、积分时间常数,i*d,i*q分别为d轴、q轴的基准电流。由此可得系统控制原理框图如图2。

2 SVPWM原理

SVPWM控制理论,是以让电动机获得恒定的电磁转矩为目的,针对电动机如何获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁场),以三相对称正弦波供电时产生的理想圆形磁场轨迹为基准,通过控制逆变器的不同开关模式,让在一个开关周期内的零矢量和两个相邻的非零矢量组合得到基本电压矢量,使基准磁通圆与电动机产生的实际磁通相接近,从而形成PWM波形,达到较高的控制性能[4]。

2.1 SVPWM扇区原理

定义三个电压空间矢量Uc(t)、UB(t)、Uc(t)。

${\begin{cases} U_{A} (t) = U_{m} \cos (θ) \\ U_{B} (t) = U_{m} \cos (θ - 2 π / 3) \\ U_{C} (t) = U_{m} \cos (θ + 2 π / 3) \end{cases} (3)$

式(3)中,Um为相电压最大值,f为电网频率,则三相电压空间合成矢量U(t)为

$\begin{array}{l} U (t) = U_{A} (t) + U_{B} (t) e^{j 2 π / 3} + U_{C} (t) e^{j 4 π / 3} = \\ \frac{3}{2} U_{m} e^{j θ} (4) \end{array}$

可见U(t)的幅值不仅为相电压最大值的1.5倍,且是按逆时针方向以角频率ω=2πf匀速旋转的空间矢量,并可以分解为三相坐标轴(a,b,c)上的三相对称正弦量。

让开关变量Sx代表x相桥臂的状态,Sx=1代表x相桥臂上开关管导通, Sx=0表示x相桥臂下开关管管导通,其中x=a,b,c;忽略电感饱和现象,并认为VT1—VT6为理想开关,将sa,sb,sc组合起来,可得到8种开关工作状态(000)～(111),则可得到图3所示的基本电压矢量图[5]。

6个扇区内的任意电压矢量根据伏秒平衡的原则可合成为

UrefT=UxTx+UyTy+U0T0 (5)

式(5)中,Uref为期望电压矢量;T为采样周期;Tx、Ty、T0分别为对应在一个采样周期内两个非零电压矢量 Ux、Uy 和零电压矢量 U0的作用时间;其中U0包括了U0和U7两个零矢量。

2.2 7段式SVPWM

为了有效地减少高次谐波的成分和功率管开关次数,并减少开关次数,选择如下基本相邻矢量顺序作用原则:在每个开关状态切换时,只有一相的开关状态得到改变。同时平均分布零向量的作用时间,从而产生对称的PWM波。当V1(100)切换至V0(000)时,改变的是A相上下开关管的切换顺序,若由V1(100)切换至V7(111),改变的是 B、C 相上下开关管的切换顺序,这样切换损失增加了一倍。因此改变电压向量V1(100)、V3(010)、V5(001)的大小,要和零电压向量V0(000) 配合,而要改变V2(110)、V4(011)、V1(100), 要和零电压向量 V7(111)配合。这样利用在不同扇区内不同开关状态的有序切换,就可以获得理想的SVPWM波形,扇区1的开关切换顺序为…0-1-2-7-7-2-1-0…,即如图4所示。其它扇区以此类推。

3 仿真结果及分析

Matlab中的Smiulink提供了用以实现各种基本功能的大量标准模块,通过模块组合能方便地实现系统的动态仿真。针对以上的理论研究,利用MATLAB中的Simulink对SVPWM控制的逆变器系统进行了建模仿真。取开关频率3 kHz。参考三相交流电压输入交流电压幅值为90 V,频率为50 Hz,直流侧输入为170 V电压。系统的仿真结果如图5。

由仿真结果可知,交流侧a相电压ua和电流ia同相位,实现了单位功率因数控制,SVPWM 算法得到的调制波呈马鞍形,不仅有利于提高直流电压利用率,而且可以有效抑制谐波。

4 软件设计与实验

4.1 系统软件设计

本文采用TI公司的TMS320F2812作为主控芯片,其具有运算精度高、处理速度快、功耗低等特点,特别适用于电机控制、电力电子技术等领域。

永磁直驱风电并网控制系统主要由以下功能模块组成[6,7]:(1)系统初始化模块;(2)电网电压锁相环模块;(3)Clark变换模块;(4)Park变换模块;(5)PI调节运算模块;(6)Park逆变换模块;(7)SVPWM模块;(8)故障保护处理模块。

主程序主要完成系统寄存器初始化设置。PWM中断服务子程序主要实现电压外环、电流内环的并网控制算法;AD采样中断服务子程序主要完成直流母线电压、电网电压、并网电流的信号采集,过压、过流判断以及数字滤波处理;故障处理子程序主要完成过流、过压保护处理。程序流程图如图7所示。

4.2 系统硬件设计

针对所仿真的系统设计了SVPWM控制硬件电路,试验设计参数如下:

直流侧电压:170 V,滤波电感:1.8 mH,交流电压幅值90 V,开关管频率:3 kHz。

并网三相正弦波变频电源结构如图8所示。三相交流电经过调压器降压,通过三相整流器变成所需要的变频电源直流侧电压,控制器包括电压电流采样调理电路以及基于DSP2812的SVPWM控制的数字软件实现电路,所得到的桥臂输出电流经过L滤波器,隔离变压器,并入三相电网。其中隔离变压器的主要作用是保证逆变电压和电网电压匹配,同时使电网和发电系统实现电气隔离;滤波器的主要作用是用来滤除并网电流的谐波。

由实验结果分析可见,所采用的SVPWM 控制思想实现了网侧逆变电源电流与电压的单位功率因数控制,验证了控制方法的有效性。

5 结论

针对直驱风力发电系统并网逆变电源,采用空间矢量脉宽调制控制技术,从仿真和实验两方面对该控制方法进行了验证。结果表明该控制方法不仅易于数字化控制,而且能够有效的实现单位功率因数并网,并降低谐波污染,对指导工程实际具有一定的参考价值。

参考文献

[1]金玉洁,毛承雄,王丹,等.直驱式风力发电系统的应用分析.能源工程,2006;(3):29—33

[2]肖飞,王颢雄,陈明亮,等.兆瓦级永磁直驱式风力发电系统中背靠背变流器系统的设计.船电技术,2010;30(1):2—6

[3]毛鸿,沈琦.PWM整流器的电压控制策略研究.电气传动,2000;(3):21—23

[4]肖春燕.电压空间矢量脉宽调制技术的研究及其实现,[硕士学位论文].南昌:南昌大学,2005

[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制.北京:机械工业出版社,2003

[6]乔英杰,徐建城,王海峰.基于DSP生成SVPWM在逆变电源中的应用研究.微电机,2006;(3):44—46

400Hz三环三相逆变器的设计篇7

关键词：三相逆变器,电压平均值,三环控制,静差

0 前言

按反馈类型来分,逆变器可以分为电压型和电流型两种;按控制策略来分,则有PID控制、滑模变结构控制、无差拍控制、重复控制和模糊控制等[1,2]。目前,在中大功率逆变器中应用最广的控制方式是输出电压瞬时值和电感电流双环反馈PI控制,这种控制方式由于采用了电感电流作为内环,即使在输出短路的情况下,电感电流也不会无限增大,而是被限定在一定范围内,从而增加了系统的可靠性。但由于输出电压瞬时值和电感电流双环反馈控制很难保证系统在400 Hz处的增益足够大,从而导致静差问题比较严重[3,4]。

本研究比较几种减小静差的方法,并引入三环控制策略:外环输出电压平均值反馈、中环输出电压瞬时值反馈和内环电感电流反馈,探讨400 Hz三环三相逆变器的设计。

1 拓扑介绍

本研究采用的三相逆变器是半桥合成式结构,由于每相半桥结构都彼此独立而且参数一致,因此对三相电路的设计可以简化为其中一相的单相半桥电路设计,如图1所示。设计时只需要考虑三相基准波的相位要精确相差120度即可。其中,输入直流母线电压Vd通过两串连电容分压得到E1和E2,理想情况下,E1=E2=E,uab(s)为桥臂中点和电容中点(a、b)两点之间的电压。

本研究在设计过程中,先讨论里面两环的模型设计问题,然后再考虑如何解决静差问题。控制系统的内环采用采样电感电流,这样可以保证:即使在输出短路的情况下,电感电流也不会无限增大,而是被限定在一定范围内。这种自动限流的特性增加了系统的可靠性。对于外环,输出电压采样瞬时值,能在反映出输出电压的瞬时变化,从而使输出电压波形能及时的跟踪基准正弦波。

2 模型建立

2.1 主电路建模

由半桥逆变电路平均值模型[5]及图1可以得到,滤波电感电流对桥臂间电压基波的传递函数Gid(s)为:

$\begin{array}{l} G_{i}_{d} (s) = \frac{i_{L} (s)}{u_{a b 1} (s)} \\ = \frac{1}{L C s^{2} + (r_{L} C + \frac{L}{R}) s + \frac{r_{L}}{R} + 1} \cdot \frac{R C s + 1}{R} (1) \end{array}$

输出电压对电感电流的传递函数Gvi(s)为:

$G_{v i} (s) = \frac{u_{o} (s)}{i_{L} (s)} = \frac{R}{R C s + 1} (2)$

2.2 电流环设计

根据式(1)和式(2)以及图1,另外将电压环和电流环补偿网络转换成传递函数的形式,则该控制系统方框图,如图2所示。其中,Gi(s)为电流内环补偿网络传递函数,Gv(s)为电压环补偿网络的传递函数。

由图2可以得到,未加补偿的电流内环开环传递函数Ti_nor(s)为:

Ti_nor=km·Gid(s)·RiL (3)

在未加补偿前,电流环也是稳定的。在工程应用中,一般选择单纯的比例环节作为电流环的补偿网络,另外引入一个高频极点,对开关次纹波进行衰减。

加入控制补偿网络后的电流环开环传递函数Ti(s)和闭环传递函数Gi_close(s)分别为:

Ti(s)=km·Gid(s)·RiL·Gi(s)

=Ti_nor(s)·Gi(s) (4)

$G_{i_c l o s e} (s) = \frac{i_{L} (s)}{i_{r e f} (s)} = \frac{k_{m} \cdot G_{i d} (s) \cdot G_{i} (s)}{1 + Τ_{i} (s)} (5)$

2.3 电压瞬时值环设计

将电流内环看成一个整体Gi_close(s),这时总的控制系统框图,如图3所示。

电压环未加补偿时的控制开环传递函数为:

Tv_nor(s)=Gi_close(s)·Gvi(s)·Kv (6)

由分析可知,系统低频增益过低,高频衰减也须进一步增大;因而,需要加入补偿网络来调整其开环特性,补偿函数的幅频曲线示意图,如图4所示。

补偿后的系统闭环传递函数的bode图,如图5所示。从图5中可以看出,空载和满载的闭环幅频增益相差较大,且在400 Hz基波频率处,由于受补偿函数对于整个系统相位裕度的影响,开环幅频增益无法取的很大,从而导致输出电压相差较大,静差问题严重。

2.4 静差问题的分析

输出电压与基准正弦波幅值和系统闭环函数的关系为:

$U_{o r m s} = \frac{V_{r e f} \cdot | G_{v_c l o s e} (s) |_{s = j ω_{s}}}{\sqrt{2}} (7)$

可以看出,通过提高Vref或者提高|Gv_close(s)|s=jωs可以消除静差。对于提高|Gv_close(s)|s=jωs,笔者提出了两种方法。

2.4.1 负载电流正反馈

具体的实现方式是:采样负载电流,与电压环产生的iref(t)信号相加,作为修正后的电流基准信号。负载电流正反馈补偿函数,如图6所示。从定性的分析来看,当加载时,负载电流变大,因而电流基准信号变大,从而使与三角比较的调制波变大,进而达到增大输出电压,补偿静差的效果。从幅频特性角度,从图6中可看出引入负载电流正反馈对于系统400 Hz处增益的影响。图中两条曲线分别表示了引入负载电流正反馈后对于原来系统开环传递函数的补偿函数,可见,当满载时,负载电流正反馈会对原系统在400 Hz处给予一个很大的增益补偿。但是,由图6也可以看出,正反馈的引入在给电压开环传递函数带来低频增益补偿的同时,也降低了系统的稳定性。

2.4.2 谐振电路

如图7所示,在400 Hz处引入谐振,从而可使400 Hz处的闭环函数的增益近似无穷大。但是该方法主要是在dq方法的基础上引进的,需要采用数字控制才能实现,而本研究出于追求系统稳定性,采用的是模拟控制,所以该方法很难在本研究的控制方法中使用[6]。

提高Vref,笔者引入了输出电压平均值反馈的方法。

2.5 外环电压有效值环

输出电压有效值反馈的控制框图,如图8所示。对输出电压反馈值进行取平均值,以此来间接反映输出电压的有效值。获得的平均值再和某一固定直流基准量进行比较,再经过比例积分环节,产生的值再与某一给定的正弦波相乘,相乘得到的正弦波再作为反馈电感电流的基准值。该方法可以使由输出电压得到的直流量稳定在给定的直流基准附近,控制输出电压有效值在负载变化很大时稳定在预先设定值附近,从而使静差趋于零。

在设计平均值外环时,把内环闭环作为被控对象。外环的参考值是输出电压的参考幅值,反馈量是输出电压的幅值信号,这两个都是直流量。由于外环仅调节输出电压的幅值,外环的输出只是改变内环参考正弦波的幅值。从控制的角度看,被控对象的输入是400 Hz正弦波的幅值,输出也是400 Hz正弦波的幅值,实际上被控对象的传递函数也就是内环闭环传递函数幅频特性上400 Hz频率对应的增益。所以可以把图8中虚线的部分等效成一个比例系数Kw。则简化框图,如图9所示,且:

$Κ_{w} = | G_{i_c l o s e} (s) |_{s = j 2 π \times 400} (8)$