逆变器拓扑（共5篇）
逆变器拓扑 篇1
0 引言
为了更好地实现分布式可再生能源并网,集成了可再生能源、局部负荷和储能的微电网技术作为一种局部供电系统引起了广泛的关注[1,2,3,4,5]。并网逆变器作为分布式发电系统和微电网技术中的关键部件之一,近年来得到了深入的研究[6,7,8]。
分布式发电系统和微电网内的不平衡、无功和谐波电流严重影响了公共耦合点PCC(Point of Common Coupling)处的电能质量,甚至会给并网逆变器的控制带来不利影响[9]。若要治理PCC处的电能质量,最常用的方法是安装有源或无源滤波器,但这需要额外的装置,增加了系统的体积和成本。为了提升并网逆变器的运行性能,提高其性价比,有学者提出了具有复合功能的多功能并网逆变器MGI(Multifunctional Grid-connected Inverter)[10]。文献[11-12]给出了单相并网逆变器复合有源滤波功能的MGI拓扑。文献[13-14]进一步提出了复合有源滤波功能的三相全桥MGI拓扑。由于三相桥式拓扑带不平衡负载的能力不强,为了更好地实现对不平衡负载的补偿,文献[15]提出了一种三相四桥臂的MGI拓扑。为了使并网逆变器能同时治理电流和电压电能质量问题,文献[16-17]提出了能同时补偿谐波电流和电压跌落的MGI拓扑。但现有MGI拓扑对直流电压的要求比较高,往往需要多组直流模块(光伏电池、储能单元)串联或通过前级DC/DC变换升压才能接到其直流端。此外,就电流补偿而言,能同时补偿谐波、不平衡和无功电流的MGI拓扑还不多见。
本文针对一种能同时补偿无功、不平衡和谐波电流的MGI拓扑进行了研究,该拓扑由3组单相全桥逆变器构成。由于采用了升压隔离变压器,故能明显降低对直流侧的要求。同时,隔离变压器还能极大降低逆变器输出直流及谐波分量对电网的影响[18]。本文建立了该拓扑的详细数学模型,设计了其控制器,并给出了指令电流的生成算法。最后,仿真和实验结果验证了所提方法的正确性和有效性。
1 MGI拓扑及其控制
1.1 MGI的拓扑及数学模型
本文研究的MGI拓扑如图1所示,该拓扑由3组独立的单相全桥逆变器共用一组直流母线构成。考虑到光伏电池、储能单元的输出电压一般比较低,直流母线电压不宜设计过高,这里直流母线电压Udc取为400 V。3组单相全桥逆变器分别构成a、b、c三相,经LC滤波器接入隔离变压器,隔离变压器的输出端连接到PCC,该处接有非线性负荷、三相不平衡负荷,并与三相四线制配电系统相连。
从图1可以看出,3个单相全桥逆变器相互解耦,可以看作3个独立的单相逆变器。在建立逆变器的数学模型时,可忽略负载的影响,并取任意一相进行分析,其电路如图2所示。其中,L1和L2分别为隔离变压器的原边和副边漏感;Lm为激磁电感;Ls为系统电感;L、C和R分别为滤波电感、滤波电容以及阻尼电阻;uo和us分别为单相逆变器的输出电压和PCC处的电压;ups和ips分别为隔离变压器的副边电压和电流折算到低压侧的值;隔离变压器的原副边变比为N1∶N2;iL、it和io分别为逆变器滤波电感、隔离变压器原边和副边电流。
从图2中的阻抗网络部分可以看出,隔离变压器的原边电感L1、激磁电感Lm和滤波电容支路共同构成了一个△环,利用电路理论中的△-Y变换[19],可以得到如图3所示的等效阻抗网络。
值得指出的是,由于阻尼电阻较小,可忽略不计。在图3中,阻抗Z1、Z2和Z3可分别写为:
由图3,应用电路理论中的叠加原理,可得其电压uo到电流ips、iL之间的传递函数为:
文献[20]提出了一种基于加权电流反馈的控制方法,并利用该方法将三阶LCL滤波并网逆变器模型降阶为一阶模型,以方便控制器的设计。这里进一步利用该思想来实现图2所示MGI模型的降阶。定义加权电流i作为等效的反馈量:
那么,系统对输入电压uo到电流i之间的传递函数为:
代入阻抗的解析表达式(1)—(3),化简Guo i有:
若取:
由于变压器的激磁电感远大于原副边的漏感,即L1≈L2=Lm,故:
那么式(8)可简化为:
可见,降阶后的模型式(11)是一个一阶系统,且只由系统中的电感参数决定。可以方便地利用式(11)所示降阶模型设计MGI的控制器。
1.2 PI控制参数的整定
由前面的分析,可以得到MGI在PI控制器下的框图模型,如图4(a)所示。其中,KPWM为逆变器的放大系数,对于双极性调制的单相全桥逆变器,KPWM=Udc。图4(b)给出了基于降阶模型的控制器设计框图。
针对式(11)所示开环传递函数模型,设计PI控制器的参数。首先考虑比例环节的系数Kp,系统在比例环节作用下的开环传递函数为:
以保证系统的闭环系统穿越频率小于开关频率fs=10 k Hz为依据来设计Kp,以保证开环系统在开关频率附近的增益低于0 d B,据此可得:
系统参数如下:L=1 mH,C=10μF,R=4Ω,L1=L2=0.5 mH,Lm=0.6 H,Udc=400 V,N1∶N2=150∶220。由式(13)有:
由于Kp越大系统静态误差越小,取Kp=0.3。
在比例环节的基础上引入积分环节后,系统的开环传递函数为:
为保证PI的转折频率不影响原系统的穿越频率fc,需要满足的条件为PI补偿环节的转折频率远小于系统穿越频率,这里取为穿越频率的1/50,即:
计算可得:
由于Ki越大系统动态性能越好,取Ki=350。
基于以上设计的PI控制器,可得闭环系统的Bode图如图5所示。可见,受控系统在低频段具有0 d B的增益和0°的相移,能较好地保证对指令电流信号的跟踪。而对于高频段具有较大的衰减速率,从而保证对高次谐波的抑制能力。
1.3 滤波器中阻尼电阻的设计
由图2所示阻抗网络和式(8)易知该系统存在一个谐振回路。该回路易引起谐振频率附近的谐波电流谐振,导致系统不稳定或静差过大。本文采用滤波电容支路串联电阻的方法来对谐振加以阻尼与抑制,如图6所示。
对于图6所示的输出滤波电路,若在电容支路串联阻尼电阻R,那么输出电流ips到输入电压uo之间的传递函数为:
其中,A=L1L2+L1Lm+L2Lm,B=L2+Lm,D=L L2+L Lm+L1L2+L1Lm+L2Lm。
由式(18)易知,系统的无阻尼振荡角频率为:
ωn=姨ADLC=姨LL2(+L 1L2+LLm+L1Lm+L1L2+L1Lm+L2Lm)LCL2Lm(19)
阻尼比ξ满足:
故有:
阻尼电阻上的损耗近似为:
图7给出了阻尼与损耗之间的关系,由图7、式(21)和式(22)不难发现:当电阻越大时,系统阻尼也越大,而损耗随ξ先增后减,当阻尼ξ=31.85时,阻尼电阻具有最大的损耗35.34 W。然而,电阻越大其体积和成本也越大。针对本文所提拓扑,取阻尼电阻R=4Ω,对应的阻尼比为0.4,损耗约为0.89 W。
1.4 无锁相环指令电流生成算法
为了实现MGI对并网功率的跟踪和对谐波、不平衡以及无功电流的补偿,需要设计相应的指令电流生成算法。
文献[21]分析表明:基于锁相环的谐波电流检测算法在电网电压谐波或不平衡、控制延迟等条件下会对检测结果产生较大的影响,并提出了一种适用于硬件延迟补偿的无锁相环电流检测算法,较好地解决了补偿电流的检测问题。
基于同步旋转坐标系的无锁相环检测思想,这里将进一步给出一种跟踪指令功率的参考电流生成算法。该算法可替代传统并网逆变器的功率控制外环,提高系统的动态响应能力,降低控制算法的复杂度。对于电压、电流u和i:
其中,Um和Im分别为电压、电流相量的幅值;φu和φi为其对应的相位。选用式(25)所示的Park变换:
其中,θ=ωt+θ0,θ0为初相位,也即dq坐标系d轴与abc坐标系a轴之间的夹角,θ0可以是任意值。Cabc/dq的逆变换满足:Cdq/abc=C-1abc/dq=CTabc/dq。易知变换后的电压ut为:
类似地,对于变换后的电流it,有:
设逆变器有功和无功给定输出分别为P和Q,不难发现[22]:
由式(28),并网功率跟踪电流可写为:
图8给出了MGI指令电流的生成算法框图。按图1所示电流参考方向,总的负荷电流iLabc可以由ioabc和isabc之和间接表示。其中,变换式T即式(29),生成的并网功率跟踪电流指令igabc和由文献[21]所提无锁相环补偿电流检测方法所检测出的补偿电流指令ihabc共同构成逆变器的指令电流irefabc,此外,ipabc为总负荷电流的正序基波有功分量,u軈d、u軈q为PCC处电压的d、q轴分量ud、uq经过低通滤波器LPF(Low Pass Filter)后的结果,变换式Cpq为:
其中,ipd和ipq为dq坐标系下的总负荷电流正序基波有功分量。
需要说明的是,以上电流控制器设计中所采用的加权电流方法,只是对滤波器及隔离变压器漏感的原边等效电路进行了数学意义上的零极点对消和物理意义上的简化。但从隔离变压器的副边看进去,其副边电流和等效的加权电流之间仍满足变压器的匝比变换关系[23],即从加权电流的角度来看,电流参考信号的实际目标值和控制器的参考值仍然是一致的。故以上电流参考生成算法可以用作对虚拟电流进行调节,进而实现对多功能并网逆变器输出电流ioabc的控制。
2 仿真分析
为了验证图1所提拓扑及前述控制策略的正确性,利用PSCAD/EMTDC分别对多功能并网逆变器补偿不平衡和无功电流、谐波电流进行了仿真研究。
2.1 不平衡和无功电流补偿
在图1所示拓扑中将非线性负荷支路断开,MGI在实现并网功率跟踪的同时对PCC处不平衡电流和无功电流进行治理。不平衡负荷的各相参数为:a相为70Ω电阻负载,b相为40Ω电阻和118μF电容串联负载,c相为50Ω电阻负载。并网功率指令值为P=15 kW、Q=0 var。MGI从0.15 s开始对网侧电流进行治理。功率器件的开关频率fs=10 kHz,系统参数同1.2节所述。
网侧电流和网侧功率如图9所示。当MGI不进行补偿时,由于不平衡负荷的原因,有功和无功功率以2倍频波动[24],且由于容性无功负荷的存在,网侧无功功率存在一个负的直流分量。当MGI投入补偿后,网侧电流三相对称,且功率波动得到很好的抑制,网侧无功接近0。可见,MGI在实现并网功率跟踪的同时,还能很好地完成对网侧无功和不平衡电流的治理,提高PCC处的电能质量。
2.2 谐波电流补偿
在图1所示拓扑中将不平衡负荷支路断开,MGI在实现并网功率跟踪的同时,完成对PCC处谐波电流的治理。非线性负荷的直流电阻为Rr=50Ω,并网功率指令值为P=15 k W、Q=0 var。MGI从0.15 s开始对网侧电流进行治理。
网侧电流和网侧功率如图10所示。若不对网侧电流进行治理,非线性负载电流和并网电流的叠加将引起网侧电流波形畸变,反映在网侧功率上即为功率振荡。MGI投入补偿后,能明显消除电流波形畸变和网侧功率振荡。
不难发现,多功能并网逆变器在完成常规并网逆变器实现可再生能源或储能等微电网并网的同时,还兼有补偿PCC处无功、不平衡和谐波电流的能力,这使得一套并网逆变器能同时完成多个相互独立的功能,从而省去了额外的电能质量治理装置,在分布式发电系统和微电网中具有较好的应用前景。
3 实验结果
为了进一步验证所提拓扑和控制策略的正确性,搭建了一台15 kV·A的MGI实验室样机。其拓扑如图1所示,控制策略如图4和图8所示,控制器选用TI公司的TMS320F2812 DSP芯片,系统参数与仿真条件相同。
图11给出了对不平衡和无功电流的补偿效果,图12给出了对谐波电流的补偿效果,图中点划线左、右侧分别为补偿前、后波形。对比实验结果和仿真结果可以看出,两者比较吻合,多功能并网逆变器在完成并网功率跟踪的同时,还能较好地实现对不平衡、无功和谐波电流的补偿,从而改善并网点处的电能质量。值得指出的是,虽然前面所提无锁相环参考电流生成算法能降低控制复杂度提供动态响应能力,但是无法克服滤波电容所产生少量容性无功对网侧功率的影响,加之电网电压波形也存在一定的畸变和不对称,共同使得补偿后的网侧无功稍小于0 var,且有功和无功存在小幅值波动。
4 结论
本文针对一种多功能并网逆变器拓扑及其控制进行了研究,建立了其数学模型,设计了其控制器,给出了指令电流的生成算法和输出滤波器中阻尼电阻的设计。仿真与实验结果验证了所提拓扑及其控制策略的正确性和有效性。所提拓扑对直流电压要求较低,且在实现并网功率跟踪的同时,能有效治理谐波、无功和不平衡电流,尤其是在分布式发电系统和微电网电能质量治理中具有很好的应用前景。
摘要：针对一种能兼顾分布式电源并网和并网点无功、谐波和不平衡电流补偿的多功能并网逆变器拓扑进行了研究。建立了该拓扑的数学模型,利用加权电流反馈方法设计了其并网电流跟踪控制器,基于输出滤波器中阻尼电阻功耗与阻尼比之间的关系,设计了阻尼电阻。给出了一种包含并网功率跟踪和电能质量补偿两部分的、简洁有效的指令电流生成算法。PSCAD/EMTDC的仿真结果和一台15 kV.A样机的实验结果,验证了所提拓扑和控制策略的正确性和有效性。
关键词：并网逆变器,功能复合,阻尼,加权电流反馈,逆变器,拓扑,电流控制
逆变器拓扑 篇2
Z源网络的概念问世以来,对于基于该阻抗网络构建的能量变换器的研究蓬勃发展,并且不断取得了新的突破和完善。其中,所研究的大部分电路拓扑是基于Z源逆变器;由于Z源逆变器弥补了传统电压源逆变器(VSI)或电流源逆变器(CSI)的不足,在传统正弦波脉宽调制SPWM(或者空间矢量脉宽调制SVPWM)输出零电压状态(或者零电压矢量)中加入直通零矢量,在不影响输出电压的同时取得了升压的效果。但是,Z源网络在获得青睐的同时也暴露出固有的局限性,在设计以之为基础的功率变流设备的时候,也需要将这些局限性考虑在内,通过其他途径的改进减小对系统的影响。文中将介绍几种多Z源拓扑,并且将其与多电平逆变技术结合,从而弥补Z源逆变器电流应力过大的缺陷。
1 Z源网络工作原理及其局限性
Z源阻抗网络由两个电感,两个电容组成。在应用于DC-AC变换时,以单相VSI为例,结构见图1。
VSI的SPWM或者SVPWM控制在一个开关周期内都存在电压零矢量状态,即对负载输出电压为零;Z源通过在这个状态下加入直通电压零矢量(逆变桥至少一个桥臂上下功率开关管同时导通)使电压非零矢量状态下逆变桥直流输入电压上升。在一定电压和功率等级下,若阻抗网络的L、C参数设计合理,Z源网络在VSI的一个开关周期中将只存在有源状态和直通状态[1]。设开关周期为T,直通时间为T0,有源状态的时间为T1,则T1+T0=T。稳态时,由于对称,UC1=UC2=UC,则:UC=T1U0/(T1-T0),Uim=2UC-U0=TU0/(T-2T0)[2]。
其中Uim为逆变器直流侧电压峰值,当T0在(0～0.5)T范围内变化时,理论上Uim/U0为1～∞。
固然Z源逆变器较传统逆变器取得了更好的升压性能,却也存在局限性,比较突出的如下:
(1)在对Z源L、C参数有特殊要求,或者为了节省成本、减小装置体积和重量的情况下,必须减小电感L的值;而当电感值小于某一临界,会导致在有源状态下直流电源流入Z源网络的电流断续,导致二极管截止。又或者当Z源逆变器由满负荷运行突然降低到轻载运行,会导致逆变器直流输入电压不稳定,微观出现电压跌落,宏观无限增大,严重影响逆变器输入电压的质量[3]。
(2)Z源逆变器直通零矢量状态虽然对于输出电压的波形没有任何影响,但对于功率器件电流应力参数的选择提出了更高的要求。对图1单相Z源VSI直通状态进行分析(三相系统分析类似)。
1.1 单桥臂直通开关管的电流应力
假设由V1和V2所在的桥臂直通,逆变器等效如图2所示。
可以得到开关管电流应力istress=2IL+iload。
1.2 双桥臂直通开关管的电流应力
设直通状态时,两个桥臂都直通,逆变器等效如图3所示。
设流过两个桥臂上部开关管的电流分别为ia和ib。根据叠加定理分别考虑iload=0和2IL=0两种情况,可得:
同理可得
可以得到开关管电流应力
不论哪种直通方式,开关管的电流应力同时与负载电流和直通状态下Z源电感L上的电流有关。而直通时电感L上的电流纹波与T0和UC分别成正比关系,可以得出结论,若要减小功率开关管的电流应力,可在满足技术指标的前提下减小直通时间或者降低UC。
2 利用Z源串联减小电流纹波
在不增加电感值的前提下,只能减小T0或UC以求得电流纹波的下降。实际应用中一般对VSI的输出电压等级做了要求,再区分各个功率等级,所以当直流电源电压U0,VSI输出电压,逆变器控制策略一定时,单Z源情况下式(1)中B可以确定,则T0唯一确定,其中M为调制系数,B为Z源升压因子,uacm为逆变器交流侧电压峰值。
uacm/U0=MB(1)
若减小U0,势必要增加M,同时M与T0/T的最大值有约束条件,单相VSI改进PWM控制[4]中M+(T0/T)max=1,增加M的同时降低Z源的升压潜力;而且在某些应用场合,直流电源等级不能随意提高。
通过将两个Z源串联的方法可以使以上问题得以改善。如图4所示,电路由两个Z源(Z源1和Z源2)串联组成。V2管的通断使Z源1的工作状态在有源和直通状态下切换,Z源2的工作状态切换由VSI完成。设Z源1和Z源2直通占空比分别为D1和D2,可得VSI直流侧输入电压同时设等效单Z源直通占空比为D,欲取得相同升压倍数则应,得:
由式(2)可知,若D较大,合理分配D1与D2可以达到同样的升压倍数,并且D1与D2均小于D。同时,由于D2远小于D,VSI调制系数M得以增大,由式(1)知可以降低U0或D。仅有Z源两电感电流流进VSI开关管,其平均值和纹波都较小,电流应力得以降低。在低电感值,升压倍数要求较高以及轻载条件下效果明显。
3 高功率等级下减小VSI电流应力的措施
在电感值较大且要求大功率运行的应用场合,电感电流纹波已经不是导致电流应力增大的主要原因。若负载为感性且感抗较大,在VSI直通零状态下,负载电流可近似为不变;Z源电感电流也近似为不变(忽略电流纹波)。同样以单Z源单相VSI为例,如图1所示,在任意开关周期内,可以认为流入电容的电流近似为零,则流入VSI的电流与流过电感L1的电流平均值相等。由于负载电流除去高频谐波外近似为正弦波,故L1电流为2倍基波频率半波振动,峰值为负载电流峰值与有源状态下向C2充电电流之和(暂且忽略纹波电流),故若取单桥臂直通,若取双桥臂直通,为电流峰值。可知,在大功率应用条件下,VSI开关管电流应力很大。
直通状态下Z源电感电流与负载电流分流将大大降低VSI电流应力。如图5所示,在VSI直流输入端并接一功率开关管V2,控制其在有源状态关断,直通状态下导通,而VSI各桥臂开关管采用上下互补控制信号。因为在不接V2的Z源VSI逆变系统中运用改进SPWM调制产生的直通零矢量都位于传统零矢量状态时间段内,所以若在该直通时间段内导通V2,而VSI部分保持传统零矢量状态可以取得同样的升压效果,并且不影响VSI输出电压波形,流过V2的电流等于2IL1(应力介于传统双桥臂直通和单桥臂直通之间),VSI各开关管电流为iload。增加一个开关管但全面降低VSI所有开关管的电流应力到传统VSI的水平。
4 Z源多电平技术
通过多电平逆变技术,可以降低功率开关管的电压应力,减少输出电压谐波。在Z源逆变系统中应用多电平,在输出电压等级一定的情况下,可以通过保持升压倍数不变,降低直流电源电压或者保持直流电源不变,降低升压倍数来降低Z源电感电流纹波,降低由其带来的开关管电流应力。
Z源级联多电平逆变结构又可以分为直流侧级联Z源逆变器(dc-link-cascaded Z-source inverter),双Z源逆变器(dual Z-source inverter)[5]。这里介绍双Z源输出2-H/2-H桥级联结构,如图6所示,两个2-H桥级联输出电压为uload。以单相并网逆变器为例,要求开环电压uloadm=220×2 V≈311 V,uloadm为电压峰值,两个Z源直通占空比分别为D1、D2,采用载波相移改进SPWM调制方法,则有:
电源电压一般为定值,取独立电源电压都为50 V。则取D1=D2=0.4可满足上式,由于每个Z源直流电源电压减半,电感纹波电流减小。同样,若取直流电源大于50 V,则可以降低D1、D2,同样能减小纹波电流。uload为三电平波形,减少了输出电压谐波。同时,每个桥开关管电压应力大为降低。
多Z源级联结构适合有充足小电压独立直流电源的情况。只有一个独立直流电源时,往往需要接变压器进行电压级联输出。
5 仿真结果
利用MATLAB/SIMULINK软件进行仿真试验,以验证以上的分析结论。
5.1 大功率传统单Z源VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。逆变桥IGBT电压应力为500 V,电流应力分为单桥臂直通和双桥臂直通两种情况,如图7所示,可以直观地看出其由负载电流和电感电流合成。
5.2 大功率单Z源并联分流功率管VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。通过改进SPWM调制产生直通信号控制分流功率管V2通断,VSI各桥臂开关管控制信号由与改进SPWM同频率同相位同幅值的载波和调制波进行传统SPWM调制产生,同一桥臂上下控制信号互补。可见IGBT桥各个开关管电流如图8 a)所示等于负载电流,分流管电流如图8 b)所示为Z源电感电流的两倍(单桥臂直通)。
5.3 Z源串联多电平VSI
直流电源U01=U02=50 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D1=D2=0.4,M=0.6。采用载波相移改进SPWM调制方法,即两个2-H桥的载波信号交错开T/4,T为开关周期。如图9、图10所示,IGBT电压应力为250 V,电流应力(此为单桥臂直通)也为图7的一半。
6 结语
为了弥补Z源逆变器的缺陷,文中提出了一些改进措施。通过Z源串联,Z源输出接分流开关管,引入Z源级联结构等,都可以降低逆变桥开关管的电流应力和电压应力;其中前三种可以大大降低不同工作情况下开关管的电流应力,Z源级联大大降低电压应力。与此同时,在Z源级联方面还需要做更多的研究工作,包括多Z源级联多电平逆变系统的拓扑结构和调制方法,以提高大电压高功率等级条件下Z源逆变器的应用能力,降低成本,提高利用率。
参考文献
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逆变器拓扑 篇3
光伏发电技术是利用光伏效应将太阳辐射能转变为电能的一种发电方式,伴随着传统能源的枯竭和人们对环保的重视,光伏发电越来越成为未来电力系统发展的主要方向。我国从2008年开始陆续出台了新的能源政策,更使得光伏发电产业如火如荼地发展起来,对光伏发电设备的研究也进入了一个新时期。但是,光伏发电设备本身存在着损耗高、运行效率低等缺点,极大地降低了其应用价值。与此同时,逆变器效率的高低直接影响光电转换效率,而且影响系统其他设备的容量选择与配置。因此,逆变器已成为解决光伏发电系统经济可靠运行的关键因素,研究其结构与控制方法对于降低成本、提高发电效率具有极其重要的意义。
本文以光伏离网发电系统的核心设备--逆变器为研究对象,设计了一种基于低成本单片机C8051F330和SG3525集成芯片的离网型光伏逆变器,可以满足户用型小功率场合的需求。该逆变器的优点在于,通过采用高性能单片机,使整机结构简单、效率高、控制灵活,一旦出现故障,容易维修[1]。
1 系统设计要求
离网型光伏发电系统主要用于无电地区居民家庭的电力供应,它一般由太阳能电池组件、蓄电池、控制器和逆变器这四个部分组成。通常情况下应当具有以下基本功能:1)控制蓄电池充放电,通过对蓄电池输出电压的采样、比较和判断,自动启停蓄电池的充、放电过程,并且可以根据蓄电池的环境温度来调整预定上、下限值;2)提供DC/AC输出短路保护,一旦短路发生,立即切断振荡信号和电源;3)运行状态指示灯,即指示系统是否处于正常运行工作状态,一旦蓄电池出现过冲或过放,立即报警;4)控制器实现软启动,避免合闸过电流。
上述功能依靠硬件电路设计也可以实现,但存在着控制精度低和调节困难等缺点。本文采用单片机控制,不但克服了上述缺点,而且提供了更多功能,如根据需要设定阈值、电路智能保护、根据阈值进行充放电管理等。
2 系统结构设计
本文设计的离网型光伏逆变器系统结构如图1所示,各部分功能如下:
1)太阳能电池板:吸收太阳能,并将太阳能转化为电能;
2)充、放电控制回路:对蓄电池进行充、放电控制;
3)DC-DC、DC-AC变换电路:将光伏电池产生的直流电进行升压处理,并逆变成所需交流电;
4)驱动电路:产生可靠的控制信号保证主电路功率管正确地导通与截止;
5)电压采样电路:主要完成对蓄电池电压的检测、比较、运算放大等处理,并将其转换成满足C8051F330芯片使用要求的数字信号;
6)辅助保护电路:电路的拓展功能,主要完成过流保护、短路保护、过热保护和过压保护等功能。
本系统由主电路和控制回路两部分构成,其中主电路采用了比较简单的隔离型两级变换拓扑结构,控制回路则是以C8051330单片机和SG3525为控制核心。
3 逆变器主电路设计
常见的逆变器主电路的设计方法有两种:隔离式的逆变器和非隔离式的逆变器,两者的主要区别在于,交流输出端与直流输入端有无变压器。是否需要变压器主要看客户要求,目前行业内通用的做法是:500k W及以上逆变器均未使用隔离变压器,即输出为270V;250k W及以下逆变器均标配隔离变压器,输出为380V。和非隔离式的逆变器相比,隔离式的逆变器具有以下优点:1)实现了直流输入与交流输出的电气隔断,提高了安全性;2)变压器具有变压功能,可以改变输出电压;3)变压器可以衰减逆变器开关器件的电磁噪声,提高电磁兼容性;4)过滤掉了逆变器输出的直流电流,提高了电能质量。
考虑到以上优点,本文选用了简单实用的两级变换拓扑结构,即DC/DC升压变换和DC/AC逆变变换,设计出了一种隔离型逆变器,如图2所示。这种结构的电路运行可靠,控制相对独立,便于系统软件和硬件的模块化设计[2]。
(1)充电环节
选用阀控式密封铅酸蓄电池,控制芯片C8051F330的一个I/O口输出的控制信号控制MOSFET管Q1的栅极,从而实现蓄电池的充电控制。二极管Dl可以防止蓄电池向光伏电池板反向充电,损坏电池板。
(2)DC/DC部分
本文要求逆变器输入电压为12V直流电,输出电压为220V正弦交流电,因此必须加入升压环节。升压环节是由DC-DC升压电路实现的。本文选用推挽变换电路作为升压电路,推挽变换电路适用于中小功率场合和低压大电流输入,满足本系统要求。推挽变换电路如图2中DC-DC升压电路所示。
MOSFET管V1和V2是由SG3525芯片的两个引脚Output A(脚11)和Output B(脚14)输出的两组PWM控制信号,通过控制使V1、V2以相同的开关频率交替导通,且每个开关管的占空比均小于50%,以留出一定死区时间避免V1和V2同时导通,将直流输入电压转换成高频交流信号。通过变压器传送到次级,再经过全波整流和滤波后得到所期望的直流电压。
(3)DC/AC部分
DC/AC逆变环节的作用是将前级输出的330V直流电逆变成用户终端所需要的220V正弦交流电,供负载使用。常用逆变器的拓扑有单相全桥和单相半桥两种形式,本文选用单相全桥式逆变器完成DC/AC变换,因为全桥比半桥具有更高的直流电压利用率,且电路结构简单、容易控制。
另外,电容C2作为连接升压与逆变的中间环节,作用是减小逆变输入电压的脉动,保证逆变输出稳定的正弦交流电[3]。
4 控制电路设计
4.1 C8051F330芯片
本文选用的C8051F330芯片是美国Silabs公司生产的一款完全集成的混合信号片上系统型MCU。内置高速流水线结构的8051兼容的CIP-51内核、全速非侵入式的系统调试接口、768字节片内RAM、8KB可在系统编程的FLASH存储器、17个I/O端口、真正带模拟多路器的10位200ksps的16通道单端/差分ADC、高精度可编程的25MHz内部振荡器、4个通用的16位定时器、可编程计数器/定时器阵列(PCA)、VDD监视器和温度传感器等数字资源。因此,这款芯片可完全满足离网型光伏逆变器的要求。
C8051F330除了具有以上数字资源外,还有几个非常关键的特点。一个是Silicon Labs二线(C2)开发接口,它允许使用安装在最终应用系统上的产品MCU进行非侵入式(不占用片内资源)、全速的在系统调试;一个是优先权交叉开关译码器,它按照预先设定的优先权,灵活地给片内各数字资源分配端口引脚;还有一个是C8051系列的芯片,与8051完全兼容,因此可以很方便地进行开发和应用[4]。
4.2 SG3525芯片
随着功率MOSFET在开关变换器中广泛使用,美国硅通用半导体公司(Silicon General)推出SG3525。SG3525是电流控制型PWM控制器,用于驱动N沟道功率MOSFET。它的工作电压范围宽:8V~35V;振荡器工作频率范围宽:100Hz~400k Hz,并且同时具有振荡器外部同步功能。该芯片另一个重要特点是,可以同时输出两路PWM信号。除此以外,芯片还具有欠电压锁定功能,内置软启动电路和锁存器。它的输出方式为推挽式,不但开关速度更快,而且驱动能力更强。因此,这款芯片是目前比较理想的新型控制器。
图4是SG3525芯片的内部结构。在应用中,SG3525的CT端(脚5)接振荡电容,RT端(脚6)接振荡电阻。Discharge端(脚7)是振荡器放电端,该端与脚5之间外接放电电阻,构成放电回路。输出反馈信号加在误差放大器(EA)的反相端(脚1),与脚2的参考电压比较后产生误差信号以调制输出信号的脉宽。Output A(脚11)和Output B(脚14)分别是输出端A和B,输出两组PWM信号,用以驱动功放MOSFET,当输人电压或负载发生变化时,PWM信号的脉宽会随之而变,以稳定输出电压。SoftStart端(脚8)是软启动电容接入端,该端通常接一个电解电容以实现软启动。Shutdown端(脚10)是外部关断信号输入端,连接从MCU送来的控制信号,当过流或短路时该端接高电。OSC.Output端(脚4)振荡器输出被禁止,以实现故障保护。
4.3 控制方案实现
1)蓄电池充、放电控制。MOSFET管Q1的栅极是由C8051F330单片机的一个I/O口输出的控制信号控制。当蓄电池电压低于设定值VD时,MCU跳过PCA,I/O口直接输出高电平信号,打开MOSFET管Q1,使太阳能电池板向蓄电池充电。达到充电电压上限VH后,MCU接入PCA,改为PWM方式充电。充电的脉宽随着蓄电池电压的升高而逐渐变窄。达到充电上限VH后,再次跳过PCA,I/O口输出低电平,关断充电。
2)直流输出控制。直流输出MOSFET管也是由C8051F330单片机的一个I/O口控制。当电压采样电路检测出蓄电池的电压低于欠压限值PD时,MCU输出关断信号,放电停止;当检测出的电压高于恢复限值PG时,MCU输出开启信号,使放电MOSFET导通,开始放电。在PD和PG之间时,MCU的输出保持不变。
3)电压采样电路控制。直流电压选用霍尔传感器进行检测,传感器型号则选用LEM公司型号为LV100的电压传感器,具有精度高、线性度好、频带宽、抗干扰能力强等优点,同时它也是霍尔效应的闭环电压传感器,所以原副边具有非常良好的隔离作用。交流电压传感器的型号为CHV-50P,具有过载能力强、性能稳定可靠、易于安装、原副边电气隔离等优点。不管直流还是交流,传感器的输出信号都需要再经过信号调制电路,以保证最终输出的采样信号正确地输入给控制器。
4)辅助保护电路控制。当检测到短路发生时,立即启动优先级最高的外中断程序,向SG3525的OSC.Output端(脚4)和Shutdown端(脚10)送出短路保护信号,关断振荡器输出。同时,切断为逆变器供电的继电器,使逆变器电源中断[4]。
5 结语
本文选用单片机C8051F330和SG3525作为控制芯片,设计了主电路为两级变换拓扑结构的离网型光伏逆变器,基本可以满足户用型小功率场合利用太阳能发电的需求。虽然该系统具有结构简单、成本低和易于控制等优点,但从长远看,高集成度的模块化设计、提高逆变器的转化效率和更多级的拓扑结构设计是未来逆变器结构的发展趋势,也是本文作者接下来的研究方向。
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逆变器拓扑 篇4
两级式单相非隔离型光伏并网逆变器具有体积小、成本低、效率高等优点,尤其适合应用在光伏发电一体化建筑,家用屋顶光伏发电等小功率光伏发电场合[1-2]。由于传统的单相全桥光伏并网逆变器不具备漏电流抑制能力,国内外的一些专家学者提出了一系列新的拓扑结构来解决漏电流的产生问题。其中,H6拓扑能够有效抑制漏电流产生,且具有优良的并网波形质量和高变换效率[3-4]。
目前,实现电流内环控制的方法很多,主要有PI控制、滞环控制和无差拍控制等[5]。其中PI控制器在跟踪正弦电流指令时会产生稳态误差,电流滞环控制中功率器件的开关频率不固定,使电路工作的可靠性下降,同时也造成了滤波的困难。而无差拍控制是一种数字化PWM控制方法,具有良好的动态响应,并且具有使输出电流快速、准确地跟踪参考电流等特点。本文首先分析了单相H6 拓扑电路的工作原理及数学模型。其次,推导了单相逆变系统中无差拍控制算法,并在此基础上提出了基于无差拍控制的单相H6拓扑逆变系统的总体控制策略。最后,搭建了Matlab/Simulink仿真及实验平台,对理论分析结果进行了验证。
2 单相H6 拓扑并网逆变系统
2.1 单相H6 拓扑电路工作原理
单相H6 拓扑光伏并网逆变系统如图1 所示。该系统由Boost升压电路、高效率且具备漏电流抑制能力的H6拓扑逆变电路及滤波电路组成。图1 中S1~S5为MOSFET开关管;G1,G2为IG-BT开关管;D2,D3为续流二极管;L2,L3为滤波电感;C3为滤波电容。
新型单相H6拓扑的具体工作模式如下。
1)工作模式1,电网电压正半周时,开关管G1一直导通,S2,S5以相同的高频驱动信号导通与关断。G2,S3,S4一直处于关断状态。
2)工作模式2,电网电压负半周时,开关管G2一直导通,S3,S4以相同的高频驱动信号导通与关断。D2和D3为续流二极管。
2.2 H6 拓扑逆变系统数学模型
单相H6 拓扑逆变系统等效电路如图2所示。
图2 中,R2,R3分别代表滤波电感L2,L3的内阻,通常滤波电容C3的内阻较小,可以忽略。iL为流经电感L2的电流,uc为电容两端电压,ig为并网电流,ug为电网电压,ui为AB两端的电压。
其状态方程为
其中
其传递函数框图如图3所示。
3 并网逆变系统控制策略
3.1 单相H6 并网逆变器无差拍控制算法
后级逆变系统的等效电路模型如图2 所示,其中,由于流过滤波电容的电流非常微弱,因此在推导无差拍控制算法时忽略其影响。
根据基尔霍夫定律,在第k次采样时刻的逆变系统的电压方程为
式中:iac(k),uin(k),uac(k)分别为在采样时刻t=k Ts时的并网电流、H6逆变桥输出电压及并网电压的大小;iac(k + 1)为并网电流在t=(k + 1)Ts时的数值;Ts为采样周期;L,RL分别为滤波电感值及其内阻大小。
在单极性调制的情况下,升压后的直流母线电压Udc与单相H6 逆变桥的输出电压Uin有以下关系
式中:DT(k)/Ts为在t=k Ts采样时刻的占空比。
因此,式(3)可变换为
将式(5)中的iac(k + 1)用参考电流iref(k)代替,便可以得到单相H6 拓扑逆变系统的无差拍控制算法,如下所示:
3.2 总体控制策略
如图4所示为基于无差拍控制的两级式单相H6 光伏并网逆变系统的总体控制框图。整个的控制部分主要包括3 个控制环路,分别为前级的MPPT控制环、后级的直流电压控制环及并网电流控制环。
前级的Boost升压电路主要有两个作用:一是将太阳能电池板输出的较低的电压升高到400 V左右进行逆变,因为单相光伏并网逆变器比较适合用在功率等级较低的发电场合,其太阳能电池板相对较少;二是方便进行最大功率跟踪控制。其中,MPPT控制环采用电导增量法来调节太阳能光伏电池板的输出电压,进而根据光伏板的功率电压特性保证其工作在最大功率点处。
直流电压外环采用PI控制器控制并网电流环的参考电流幅值,且稳定直流侧电压。同时参考电流信号iref的相角由锁相环电路(phase-locked loop,PLL)获得的电网电压相位角θ给定。并网实际电流iac与参考电流iref的差值、直流母线电压及并网电压经过无差拍控制器的相关运算和SPWM调制后驱动H6逆变桥的开关管,以实现单向光伏并网逆变器的快速跟踪并网控制。
4 仿真研究
为了验证本文提出的基于无差拍控制的单相H6拓扑并网逆变系统的总体控制策略的优越性,本文搭建了其Matlab/Simulink仿真模型。仿真参数如下:光板输入电压DC 110~128 V,Boost升压后的直流母线电压DC 400 V,并网电压AC220 V,并网电流4.5 A,开关频率20 k Hz,并网频率50 Hz,Boost升压电感及滤波电感分别为1.2m H,2.0 m H,滤波电容为4.7 μF。
为了验证无差拍控制算法跟踪的快速性,设定当系统稳态运行后,在2.3~2.35 s之间,光照强度由1 000 W/m2逐渐下降到250 W/m2,然后保持光照强度为250 W/m2,而在2.65~2.7 s之间,光照强度由250 W/m2逐渐上升到1 000 W/m2,从而观察相关参数的一些变化情况。
图5 所示为光照变化期间,光伏并网逆变器输出端的并网电压与并网电流波形。可以看出,并网电流的波形在光照变化的时候能够迅速地发生变化,并且准确地与并网电压的相位保持一致,说明无差拍控制算法在控制并网电流跟踪电网电压的过程中具有很高的准确性与快速性。
图6 所示为升压后直流母线两端的电压波形。从图6 中可以看出,在整个光伏并网逆变系统启动的过程中,直流母线电压由于冲击而造成一定的波动,但是很快地能够稳定在400 V左右。同样,在2.3~2.35 s及2.65~2.7 s光照强度发生变化期间,直流母线电压有少许波动,但是并不会影响系统的正常工作。整体来看,直流母线电压的控制也是比较好的。
5 实验结果
根据上述分析与研究,设计了1台3 k W的单相光伏并网逆变器的实验样机,其中,该样机的实验参数为:输入电压DC Upv=200~380 V,升压后的直流母线电压DC Udc=400 V,输出电压AC Ugrid=220 V,输出频率fac=50 Hz,Boost升压电感L1=1.2 m H,光伏阵列输入电容C1=190 μF,直流母线电容C2=1 500 μF,输出滤波电感L2=L3=1.0 m H,输出滤波电容C3=4.7 μF。此外,核心控制板采用浮点型DSP:TMS320F28335。
图7 所示是通过WT3000 功率分析仪测量得到的单相光伏并网逆变器的输入电压upv、输入电流ipv、并网电压uac、并网电流iac的波形以及输入输出功率大小P1和P3、效率值η1、并网电流的功率因数值λ3。从图7中可以看出,该样机在功率2.818 5k W时效率可以达到96.748%,且近似单位功率因数运行,具有较好的性能。
图8所示是稳态情况下测量得到的并网电流的谐波图。从图8中可以看出其总的谐波畸变率为1.9%,远低于5%的国家标准。
图9所示是采用录波仪测量在输入功率变化情况下的并网电压与并网电流的波形图。实验中,当光伏并网逆变器正常工作时,切掉并联的两路太阳能电池板来模拟光照的突然下降。从图9中可以看出,在模拟光照突然下降的情况下,光伏并网逆变器在采用本文提出的控制策略下具有良好的暂态特性。
6 结论
逆变器拓扑 篇5
将串联谐振转换器和并联谐振转换器组合起来,就可以得到两个以上谐振元件,或多元件串并联谐振转换器。它克服了串联谐振转换器和并联谐振转换器的不足,降低了开关管的应力。但由于多个谐振元件持续谐振导致电路中循环能量大,因此导通损耗大。同时准谐振转换器为保持输出电压在各种运行条件下(如输入电压波动、负载变化等)基本不变,必须采用变频控制。变频控制复杂,而且变压器、电感等磁性元件要按最低频率设计,体积和重量不可能做得极小(即不可能实现最优化设计)[1]。
为此我们提出了一种恒频的电压馈电LrCrCdc串/并联软开关准谐振逆变器,它可实现宽的负载范围,平稳的输出功率调节,低的开关损耗,通过仿真和在电子镇流器中的实际应用中得到了验证。
2 常规的串/并联准谐振逆变器
作为DC/AC逆变器,LrCrCdc串/并联准谐振逆变器应用广泛,图1为它在常规的高频电子镇流器中的应用。该开关电路由两个MOSFET组成,谐振电路由电感Lr和谐振电容Cr组成,因直流阻断电容Cdc足够大可忽略其影响,谐振频率表示为:
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为了实现软开关,电压馈电串联谐振逆变器的开关频率fs一般会稍高于或低于谐振频率fr[2]。
3 改进的串/并联半桥准谐振逆变器
图2是提出的带PFC升压改进的串/并联半桥准谐振逆变器,它采用一个无损缓冲电容Cs与Q2并联用来降低Q1和Q2关断损耗,实现零电压开关。并用一个反向阻断二极管串联在开关管Q1上取代二极管D1,以减少D1的导通损耗。由于在输入DC电压为310V时Q2峰值电压可达700V,辅助高频低耗二极管Da的应用可大大降低Q2上的电压。最近PFC被经常应用在电子镇流器、调光灯及电机驱动中[3],升压式PFC可确保转换器工作于高输入功率因数。
逆变器的输出功率通过改变占空比来连续调节,理想的最大占空比为0.5,实际应用中应稍小于0.5。因为Q1和Q2有一个小的断开时间(死区时间),可避免其上大的开关浪涌。占空比的下限由电容Cs确定。PWM控制器提供了一个恒定的开关频率,从而简化了电路设计。
4 拓扑电路原理分析
图3为不同开关模式时的等效电路。
模式1 [t0-t1](SW1开):由于Q1在导通状态。电流isw1经Q1、D1向谐振电路提供能量,此时通过灯泡的谐振电流逐渐增加。
模式2 [t1-t2](Cs放电):在t = t1时Q1关闭,流经Q1的电流被迅速切断,缓冲电容器Cs开始放电,Vsw1从零升到Vdc,Vsw2从Vdc降到零。到T2时刻谐振电路贮藏的能量使反并联二极管D2导通,Cs完成放电,模式从模式2转换成模式3。
模式3 [t2-t3](D2通):由于D2开始导通,使Q2的电压达到零。T2时刻控制脉冲电压作用于Q2。此时二极管D2的电流达到零,开关管Q2导通,因此Q2实现了ZVZCS。
模式4 [t3-t4](Q2导通):由于Q2已经导通,谐振电路贮藏的能量使流经Q2电流逐渐增加。
模式5 [t4-t5](Cs充电):Q2在t = t4断开,谐振电流不能通过Q2,开始为缓冲电容Cs充电,(Q2关闭过程中产生了一定的开关损耗)直至电感Lr电压达到Vdc。辅助二极管Da开始导通,模式5转变为模式6。
模式6 [t5-t6](Da通):在此模式下,谐振电路储存的能量通过二极管Da返回到电压Vdc。由于二极管Da是在零电压下导通和截止, 因此Da导通和截止的损耗较小。这种模式被视为非共振模式。当二极管Da 电流降至零时截止,模式转到模式7。
模式7 [t6-t7] (Cs放电):t6时刻Cs开始放电,在t7时刻电压降至Vdc,D1导通, Vdc经Q1、D1向谐振电路提供能量,回到模式1。
主要工作波形如图4所示。
5 试验电路组成
控制电路板包含一个PWM控制芯片SG3526和一个PFC功率因数控制器MC34262组成。SG3526构成一个频率固定的可调整的双端输出电压型脉宽调制器[4]。MC34262构成一个临界连续电流型PFC控制器[5]。它们的输出信号经HCPL-316J被输送到Q1、Q2、Q3的栅极。HCPL-316J是一个使用方便且成本低的智能的场效应MOSFET 驱动器,包含了过流保护、欠压保护和开关管软关断的功能[6]。逆变器过流保护电路是通过测量灯的有效电流实现,当电流超过一定值,关断信号输送到MC34262,切断开关器件。此外,在负载开路状态下,利用负载过电压间接检测出负载的电流值,信号同样被输送到MC34262,切断开关器件。
6 试验结果分析和讨论
辅助二极管Da,缓冲电容Cs和荧光灯输出电压的工作波形示于图4。它是经验证获得的仿真波形,从仿真波形看电路特性明显。开关SW1和 SW2均工作在ZVS状态。此外,无损缓冲电容器Cs可使开关SW2免于EMI电磁干扰。
表1显示的是在不同的逆变器输出功率下测量的功率因数、总谐波失真和效率,从表中可看到逆变器总谐波失真都低于12%。系统在不同负载的条件下对应的输出电源总的效率均大于0.75,在低的额定功率下效率可达到90%。
图5示出了常规和改进的逆变器在不同占空比下的效率,可看出改进的软开关电路使运行效率得到了显著的提高,较之常规电路的运行效率平均提高了10%。可看出在D=0.36,额定输出功率条件下效率可达98.4%,在D=0.1,由于运行在软开关状态,最低输出功率时效率大约为86%。软开关可在0.1
7 结论
本文提出的新型的DC/AC逆变器拓扑结构,虽然电路较复杂,使用的电子元件也较多,但随着半导体、铁氧体磁芯价格的迅速下降使制作本电子镇流器成本大大下降,它的高效能所带来的经济效益完全能够弥补其生产成本的提高,因此具有很大的市场潜力。
摘要：提出了一种新型的DC/AC逆变器拓扑结构,并分析了其工作原理。它是一个改进的电压馈电串/并联软开关准谐振逆变器,能达到大范围且平稳的输出功率调节、低的开关损耗和成本,在仿真和电子镇流器的实际应用中得到了验证。
关键词：串/并联准谐振,软开关,DC/AC逆变器
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