三电平NPC逆变器

2024-08-24

三电平NPC逆变器（共7篇）

三电平NPC逆变器篇1

1 引言

二极管箝位式三电平逆变器自从1980年日本学者南波江章在IAS年会上提出后,由于其输出电压谐波含量低、器件承受开关应力低、适用于中高压大功率场合等优良的特性成为了研究热点,许多学者对其调制方式和中点电压平衡控制等进行了大量的研究工作,使二极管箝位式三电平逆变器逐步实用化。由于二极管箝位式三电平逆变器最常采用空间电压矢量调制方式,本文针对中点电压平衡控制这个热点问题,通过分析空间电压矢量控制下二极管箝位式三电平逆变器工作原理,提出利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡,实验结果表明此方法简单、可靠,易于用数字电路实现。

2 三电平SVPWM调制技术

三电平SVPWM调制技术实质上是由两电平SVPWM调制技术发展而来的,将三相可能出现的开关状态组合全部考虑在内,可得到27个电压向量。这27个向量分布在六个大扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ中,其中零矢量有1个,但开关状态有三种,分别为(PPP)、(OOO)、(NNN);长矢量有6个,开关状态分别为(PNN)、(PPN)、(NPN)、(NPP)、(NNP)、(PNP);中矢量有6个,开关状态分别为(PON)、(OPN)、(NPO)、(NOP)、(ONP)、(PNO);短矢量实际上只有6个,每个短矢量具有两个不同的开关状态,在这两种开关状态中可分为正短矢量和负短矢量,以第一扇区Ⅰ的短矢量VS1为例,正短矢量为(POO),负短矢量为(ONN),其他短矢量以及中矢量、长矢量、零矢量如图1所示。

对于多电平SVPWM控制其构成所需电压矢量的方法也是由两电平构成所需电压向量的方法是类似的。首先判断需要构成的电压参考矢量所处的大扇区,然后再判断电压参考矢量在大扇区中处于哪个区域,根据矢量作用的伏秒原理,用三个顶点矢量去合成电压参考向量。以扇区1为例,将大扇区划分为0~5六个部分。假设参考电压矢量处于0区域,则作用脉冲序列可为(POO)(PPO)(PPP)(PPO)(POO)或者(ONN)(OON)(OOO)(OON)(ONN)。这两个作用脉冲序列是等效的,所不同的是前者采用正短矢量,后者采用负短矢量,两者对直流侧电容中点的电压影响恰好是相反的。对于1~5其他部分,也可以找出对应的两个等效的作用脉冲序列,对其他扇区也是类似。

3 各矢量对中点电压的影响

以图1中扇区1的矢量为例,当长矢量作用时,无论是VL1或者VL2,电容中点O与负载不连接,所以中点电流为零,电容电压保持不变。当中矢量VM1作用时,等效模型如图2所示。

电容C1、C2容值相等,即C1=C2=C,每个电容电压初始值都为Ud/2。按照图示所示的电压和电流参考方向有:

由于ΔU初始值为零,当Ib>0时,ΔU>0;当Ib<0时,ΔU<0。只要b相负载电流不为零,电容电压就是不平衡的,由于中矢量没有与之等效的冗余矢量,因此中矢量对电容电压的影响无法像短矢量那样通过正负矢量的切换来自动平衡电容电压。

当短矢量VS1以正矢量状态(POO)作用时,等效模型如图3所示,负载一般为感性负载。假设b相电流Ib,c相电流Ic的实际方向与图中参考方向一致,此时中点电流IO=Ib+Ic=-Ia。如果此时将正矢量切换成负矢量状态(ONN)作用时,等效模型如图4所示,由于负载电流不能突变,各相电流保持切换前的大小不变,此时可得出中点电流IO=Ia,此时中点电流与切换前的中点电流方向恰好相反,而大小是相等的,对电容电压差值的变化影响是相反的。因此可得到以下结论:通过切换正、负短矢量可以维持NPC三电平逆变器直流侧电容中点的电压平衡。进一步还可以推出,对于两个相邻的短矢量,如果将其中一个正短矢量或负短矢量切换为另一个负短矢量或正短矢量,(例如由POO切换至OON时)其对电容电压的影响也是相反的,这样通过以上结论可知,要使逆变器直流侧电容中点电压获得平衡尽量地减小不平衡度,就必须利用正、负短矢量的相互切换来达到目的。

4 中点电压平衡调制策略

为了能够维持三电平逆变器直流侧中点电压的平衡,很多学者提出了许多非常有效的方法。文献[2]中提出了在一个矢量作用脉冲序列中同时使用正负短矢量,利用电容电压差值符号以及中点电流方向来改变正负短矢量作用时间的长短以使电容中点电压达到平衡。但是这种方法必须要根据电容电压差值以及电流大小来改变正负短矢量的作用时间长短,其系数较难精确确定,实时性较差,而且一个作用脉冲序列分为9段,器件开关损耗较大,开关频率较高。文献[3]研究了利用检测中点电流的方向同时考虑不同功率因数时中点电位的控制,实现算法复杂,动态响应不高。文献[4]引入平衡因子方法检测电压和负载电流,通过调整短矢量的时间分配因子实现对中点电位的控制,但是由于电容电压是动态变化的,时间分配因子大小较难确定。本文在借鉴前人研究成果的基础上提出了一种检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。该方法能够较好地平衡中点电压。以图1扇区Ⅰ中的区域3中参考电压矢量为例,作用脉冲序列为(PPO)(POO)(PON)(POO)(PPO)或(ONN)(OON)(PON)(OON)(ONN),作用脉冲序列以短矢量开始和结束,一个作用脉冲序列只需分5段,每次作用序列中相邻矢量切换时只需改变某一相中两个器件的开关状态,这样就降低了开关器件的损耗和开关频率。

电容电压的不平衡程度可以用两个电容的差值ΔU来衡量,要使电容电压平衡,即使ΔU要尽量小,式(3)中表明了中点流过的电流IO与ΔU的变化率成正比,假设滞环环宽为H,可采用以下滞环控制策略:(1)当ΔU>H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(2)当ΔU>H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(3)当ΔU<-H,IO>0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐减小的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性相同的短矢量的脉冲序列。(4)当ΔU<-H,IO<0时,电容电压不平衡程度较大且这种不平衡程度有逐渐加大的趋势,此时应该在下一个参考电压作用脉冲序列中选择与上一个正负极性不同的短矢量的脉冲序列。(5)当-H<ΔU

式中,I为负载电流有效值;Ts为一个参考电压作用脉冲序列时间;C为电容值。

5 实验结果

按照上述中点电压平衡调制策略,制作了用DSP芯片控制的NPC三电平逆变电路实验装置。直流侧直流电压值为800V,负载为一台异步电动机,额定电压为380V,额定电流30A,定子绕组Y连接,直流侧电容C为2200μF,环宽H取5V,逆变器输出基波频率为50Hz,利用六个扇区的长矢量、中矢量和短矢量构造正二十四边形参考电压矢量,调制系数m=0.713,以下各图均为稳态时的波形图。图5为线电压波形比较图,图6为电容电压波形比较图,采用了本文所述的中点电压平衡策略后,电容电压不但是平衡的,而且两个电容电压差值幅值波动范围几乎在2H即10V以内,这与文献[2]所用的方法取得的效果是一样的。

6 结论

本文提出了利用检测两个电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法,实验证明本方法能够使电容中点电压达到平衡,由于每个作用序列只分为5段矢量作用,相邻矢量切换只需改变某相两个器件的开关状态,降低了器件开关损耗和开关频率,具有一定的实用价值。

摘要：对应用较多的空间电压矢量脉宽调制的二极管箝位式三电平逆变器的工作情况进行了介绍,针对此逆变器在实际使用中电容电压不平衡的问题进行了分析,提出了利用检测直流侧电容电压差值和中点电流瞬时值进行滞环控制以切换两个等效的矢量作用脉冲序列来使电容电压达到平衡的方法。实验结果表明,此方法可以有效地抑制电容电压不平衡的程度,使电容电压不平衡度在2倍滞环环宽以内。器件开关损耗和开关频率比较低且调制方法较简单、易行,具有一定的实用价值。

关键词：三电平逆变器,空间电压矢量,中点电压平衡,滞环控制,DC-AC变换器

参考文献

[1]翁海清,孙旭东,刘丛伟,等(Weng Haiqing,Sun Xud-ong,Liu Congwei,et al.).三电平逆变器直流侧电压平衡控制方法的改进(Improvement on DC-voltage bal-ance control method of three-level inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2002,22(9):94-97.

[2]宋文祥,陈国呈,束满堂,等(Song Wenxiang,ChenGuocheng,Shu Mantang,et al.).中点箝位式三电平逆变器空间矢量调制及其中点控制研究(Research onSVPWM method and its neutral-point-potential control forthree-level Neutral-Point-Clamped inverter)[J].中国电机工程学报(Proceedings of the CSEE),2006,26(5):105-109.

[3]Katsutoshi Yamanaka,Ahmet M Hava.A novel neutralpoint potential stabilization technique using the informa-tion of output current polarities and voltage vector[J].IEEE Trans.on Industry Applications,2002,38(6):1572-1580.

[4]Nabael A,Takahashi I,Akagi H.A new neutral-pointclamped PWM inverter[J].IEEE Trans.on IndustrialApplication,1981,17(5):518-523.

[5]姚文熙,吕征宇,费万民,等(Yao Wenxi,Lv Zhengyu,Fei Wanmin,et al.).一种新的三电平中点电位滞环控制法(A new three-level neutral point potential hysteresisband control)[J].中国电机工程学报(Proceedings ofthe CSEE),2005,25(7):92-96.

三电平NPC逆变器篇2

由于多电平逆变器[1,2]在高压大功率领域具有显著的优势,因而在过去20多年里得到了普遍关注。多电平逆变器的实现有多种拓扑结构,和其他多电平拓扑结构相比,图1所示的中点钳位(NPC)拓扑结构需要的元器件最少,只需要一个直流电源,因而得到广泛应用,是目前使用最广泛的拓扑结构。然而,这种电路拓扑存在中点电位波动问题,这不仅会导致输出电压、电流的波形扭曲,还将使功率器件上的电压不平衡,带来系统不稳定等危害。

人们尝试了用不同方法来解决NPC逆变器的上述问题,这些方法有基于软件算法,或者基于硬件实现[3]。基于硬件的方法需要增加两个DC-DC逆变器,因而增加了整个逆变器的成本,本文对其不予讨论。软件算法实现目前主要有两种思路,即基于空间矢量调制的PWM法和基于注入零序电压的载波调制法。本文将主要介绍这两种算法思路及其衍生方法,并介绍一种新型的滞环比较法。

2 基于空间矢量调制的PWM法

基于空间矢量调制的PWM法(SVPWM法)是在空间矢量调制规则基础上,保证参考电压不变,通过不同矢量的组合来控制中点电压的平衡。空间矢量调制的规则为:参考矢量由周围的基本矢量合成来获得[4]。

由图2可知,三电平逆变器有27个开关状态,19种空间电压矢量(基本矢量),按模量大小可以分为4类:零矢量、小矢量、中矢量和大矢量。其中零矢量和大矢量对中点电位没有影响;小矢量和中矢量至少有一相与中点连接,对中点电位有影响[5]。每个中矢量只有一种开关状态,其对中点电位的影响没有选择的余地。每个小矢量有两种开关状态,它们对中点电位平衡的作用相反,可以用来调节中点电位平衡。以这一特性为基础,人们提出了3种解决中点电位平衡的方案,其中方案1适用于一般调节,方案2、3适用于高调制系数时的调节,下面分别予以介绍。

2.1SVPWM中点电位平衡控制方案1[4,5,6]

在空间矢量调制中,最传统的调制方法是NTV(three-nearest-vector)调制方法,即在一个调制周期内,用离参考矢量最近的3个基本矢量去合成需要的参考矢量。如图2所示的参考电压矢量Vf可以用基本的空间电压矢量V1,V7,V8来调制合成。小矢量V1有两种开关状态POO,ONN。

方法1,V1只用一种开关状态,即V1(POO)或V1(ONN),则开关状态顺序有两种选择:POO-PON-PNN或者ONN-PNN-PON。具体选择哪种开关状态顺序取决于中点电位的平衡情况和各相电流的方向,使得中点电位向着有利于平衡的方向进行。

这种方法在一个调制周期内只用3个矢量,比较简单,但它存在两个不足:一是电容电压存在着明显的开关频率纹波;二是当改变区域或选择不同的小矢量时,需改变开关顺序,这将需要至少2个开关步骤(两相桥臂必须转换1个电平),有时甚至需要4个开关步骤,这样一来,开关频率将不再保持不变。

方法2,V1用两种开关状态,即V1=V1(POO)+V1(ONN),T1=αT1+(1-α)T1(其中0<α<1),αT1为POO的导通时间,(1-α)T1为ONN的导通时间。则开关状态顺序为POO-PON-PNN-ONN//ONN-PNN-PON-POO。通过检测中点电流iO的方向和两个电容的电压UC1,UC2,来决定α的大小,使中点电位朝着有利于平衡的方向变化。

当参考电压落在图2中的区域A或C时,为了加强对中点电位的平衡控制,可以同时利用两对冗余小矢量,这样可以有效地使中点电位向着平衡方向移动。

这种方法解决了方法1中存在的不足,但其可控制的中点电流比方法1小,增加了开关损耗。

2.2SVPWM中点电位平衡控制方案2[7,8]

控制中点电位的平衡就是在一个控制周期Ts内,使平均的中点电流iO为零。当调制系数比较高或功率因数比较小时,方案1就难以达到这种控制目的。其主要原因在于,此时小矢量作用的时间远小于中矢量作用的时间,导致小矢量产生的中点电流iO不能完全补偿中矢量产生的中点电流iO,因而不能很好地控制中点电位平衡。

为了解决上述问题,S.Busquets-Monge等提出了一种新的方法,通过对基本矢量进行重新组合,使每个开关周期中流过中点的电流为零。下面参照图2,来说明新基本矢量的组合方法。

对于小矢量V2,重新组合的小矢量为

$V_{s 2} = \frac{1}{2} V_{2 (Ρ Ρ Ο)} + \frac{1}{2} V_{2 (Ο Ο Ν)}$

其产生的中点电流为

$i_{Ο} = \frac{1}{2} i_{c} + \frac{1}{2} (- i_{c}) = 0$

因此新基本小矢量不影响中点电位的平衡。对于中矢量V8,重新组合的中矢量为

$V_{s 8} = \frac{1}{3} V_{2 (Ρ Ρ Ο)} + \frac{1}{3} V_{8 (Ρ Ο Ν)} + \frac{1}{3} V_{1 (Ο Ν Ν)}$

其中点电流为

$i_{Ο} = \frac{1}{3} i_{c} + \frac{1}{3} i_{b} + \frac{1}{3} i_{a} = 0$

因此新基本中矢量也不影响中点电位的平衡。对于零矢量和大矢量,由于它们不直接与中点连接,所以对中点电位没有影响。

图3为按以上方法重新组合得到的新基本矢量图。这个方法仍采用NTV调制,它在任何开关周期内,都可以完全控制中点电流iO为零,很好地解决了方案1在高调制系数时不能控制中点电位平衡的问题。但它增加了开关频率和开关损耗;当负荷不平衡时,即iO=ic+ib+ia≠0时,它无法使中点电位平衡。

2.3SVPWM中点电位平衡控制方案3[9]

当调制系数较高时,方案2不能解决实际运用中负荷不平衡时中点电位平衡问题。Amit Kumar Gupta等提出了一种新的方法,能较好地解决方案2的这个问题。

在调制系数较高时,在传统的NV(nearest vector)法中,中点电位波动的主要原因是中矢量的采用。Amit Kumar Gupta的新方法叫做SV(selected vector)法,其基本思想是:在合成参考矢量时,避免选择中矢量,只选用小矢量和大矢量参与合成,从而消除中矢量对中点电位不平衡的影响,由小矢量的两个开关状态来调节中点电位的平衡。其具体选择方法见图4,其中m为调制系数,列出了不同m值,参考矢量落在不同的区域时,合成参考矢量的不同组合。

当m<0.907时,SV法的开关损耗比NV法大;当m>0.907后,由于没有中点电位作用,SV法控制中点电位平衡能力比NV法好。

3 基于注入零序电压的载波调制法

上面介绍的SVPWM法,其控制中点电位平衡的本质,就是通过调整平均输出电压中的零序分量,来控制中点电位的平衡。通过零序电压分量来分析和控制中点电位的平衡,是更为本质的方法,在控制上也更为全面、准确,因此下面就这种方法进行全面介绍。

3.1 载波调制法解决中点电位平衡方案1[10,11]

假设负载电流为正序电流,功率因数角为φ,各相桥臂的开关状态函数Sx取值为-1,0,1(分别对应N,O,P开关状态)。则中点电流瞬时值可以表示为

iO=[1-abs(Sa)]ia+[1-abs(Sb)]ib+[1-abs(Sc)]ic

=-abs(Sa)ia-abs(Sb)ib-abs(Sc)ic (1)

对三相三线制系统,三相参考电压(输出相电压)可以包含零序电压分量,如果注入的零序电压为V0(t),则实际的参考电压为

Vrx(t)=Vrx1(t)+V0(t) (2)

PWM控制的本质就是在一个控制周期Ts内,控制开关状态函数Sa,Sb,Sc输出的平均效果等于参考电压的效果。因此有

iO=-abs(Vra)ia-abs(Vrb)ib-abs(Vrc)ic (3)

定义 $sgn (V_{r x}) = {\begin{matrix} 1 & V_{r x} \geq 0 \\ - 1 & V_{r x} < 0 \end{matrix}$

则:

iO=-[sgn(Vra)Vra1ia+sgn(Vrb)Vrb1ib+sgn(Vrc)Vrc1ic]-

V0[sgn(Vra)ia+sgn(Vrb)ib+sgn(Vrc)ic] (4)

中点电位波动控制的本质就是控制平均中点电流iO=0,则零序电压V0应该控制为

$V_{0} = - \frac{sgn (V_{r a}) V_{r a 1} i_{a} + sgn (V_{r b}) V_{r b 1} i_{b} + sgn (V_{r c}) V_{r c 1} i_{c}}{sgn (V_{r a}) i_{a} + sgn (V_{r b}) i_{b} + sgn (V_{r c}) i_{c}} (5)$

根据式(2),知道零序电压V0才能得到参考电压,但V0本身是待求量,这是互相矛盾的。可以采用“预估—校验—修正”的方法来计算准确的零序电压,解决这个矛盾。

首先用三相正序电压作参考电压,将一个基波周期划分为6个区域,即

Sec(k)=[-π/6+kπ/3,π/6+kπ/3]

(k=0,1,…,5)

则零序电压为

$V_{0} = S_{sgn} \cdot Μ \cdot \frac{\cos (2 θ - φ) - (1 / 2) \cos φ}{2 \cos (θ - φ)} (6)$

其中 $S_{sgn} = {\begin{matrix} - 1 & ω_{1} t \in 0, 2, 4 区 \\ 1 & ω_{1} t \in 1, 3, 5 区 \end{matrix}$

式中:φ为功率因数角;θ= ω1t-kπ/3(k是ω1t所在的Sec区号)。

然后校验下面的公式是否成立:

sgn=(Vrx1+V0)=sgn(Vrx1) (7)

如果成立,则算得的V0正确;否则,V0错误,需求取一个偏移角,重划电压符号的区域,即

Sec(k)=[-π/6+ФS+kπ/3,π/6+ФS+kπ/3]

求修正V0。

但式(6)的计算牵涉到功率因数角,实现比较困难,实用的算法如下。

首先,在由三相正序电压的符号来预估所需注入的零序电压时,由于直流电压存在着偏差,中线电流并非真正为零,所以采用以下公式预估零序电压:

$V_{0 (t s t)} = \frac{- i_{Ο} [sgn (V_{r a}) V_{r a 1} i_{a} + sgn (V_{r b}) V_{r b 1} i_{b} + sgn (V_{r c}) V_{r c 1} i_{c}]}{sgn (V_{r a}) i_{a} + sgn (V_{r b}) i_{b} + sgn (V_{r c}) i_{c}} (8)$

然后根据式(7)来校验。若错误,需重新修正,计算Vmid=mid(Vra1, Vrb1, Vrc1),先令sgn(Vmid)=-sgn(V0(tst)+Vmid),再用式(8)重新计算,此时得到的结果就是最后需要注入的零序电压V0。

基于零序电压注入的中点电位平衡控制算法反映了中点电位波动问题的本质,不仅适用于载波调制,也可应用于SVPWM方法。“预估—校验—修正”的算法可以快速准确地计算所需注入的零序电压,可用于实时控制

3.2载波调制法解决中点电位平衡方案2[12]

在调制系数较小的区域,PWM脉冲宽度可能小于GTO设备所需的最小开通时间。但这个最小开通时间必需予以保证,因为GTO缓冲电路中的容性储能需要这个时间来消散。开关模式的选择方法应该能够对GTO最小开通时间带来的影响进行补偿,不增加开关损耗。

Lazhar Ben-Brahim提出了一种解决方法可以满足以上的要求。这种方法的原则是,在保持输出线电压不变的前提下,保证PWM控制脉冲大于最小开通脉冲。这种方法的关键在于控制参考电压。如果让最小参考电压能产生的PWM脉冲宽度,正好等于GTO需要的最小导通时间宽度,则最小参考电压Δe可以通过最小开通时间ΔTmin和三角载波频率fc=1/T计算得到。

$Δ e = E_{d} \times \frac{Δ Τ_{\min}}{Τ} (9)$

一旦三相参考电压中一相的电压幅值小于最小电压的幅值,则这相的参考电压必须修正。同样,其他两相电压也要修正以保证参考线电压不变。设原参考电压为er=(ea,eb,ec),修正后的参考电压为e*r=(e*u,e*v,e*w)。假如|eu|≥|ev|≥|ew|,则修正后的参考电压为

${\begin{cases} e_{u}^{*} = - sgn (e_{u}) \times Δ e \\ e_{v}^{*} = - sgn (e_{v}) \times Δ e - (e_{u} - e_{v}) \\ e_{w}^{*} = - sgn (e_{w}) \times Δ e - (e_{u} - e_{w}) \end{cases} (10)$

这种模式的波形如图5所示。

同样,也可以将高调制系数下的修正补偿,运用在相电压通过零点的时候。假设eu正在通过零点,且只有|eu|≤Δe,则可得到如下的修正电压,其波形如图6所示。

${\begin{cases} e_{u}^{*} = - sgn (e_{u}) \times Δ e \\ e_{v}^{*} = - sgn (e_{v}) \times Δ e - (e_{u} - e_{v}) \\ e_{w}^{*} = - sgn (e_{w}) \times Δ e - (e_{u} - e_{w}) \end{cases} (11)$

这种调制方法减少了中点电位的不平衡,并在没有增加GTO开关损耗的情况下,解决了GTO最小导通时间的问题。同前面介绍的方法相结合,可以很好地控制中点电位平衡。

4 一种新的滞环控制方法[13]

图7所示是一种新的滞环控制方法,它与具体的PWM调制模式分离,只对已生成的三相PWM开关组合进行重新组合。

图7中的平衡调节环节作用于已生成的PWM信号Gi,并产生具有中点平衡能力的PWM信号GO。通过测量中点电流iO和中点电压uO,判断中点电流是否有利于中点电位的平衡。若不利于平衡,则调整原开关组合为输出线电压相同但注入中点电流方向相反的开关组合,从而使新的开关组合有利于中点电位的平衡。

该方法优点很多。其控制方法简单,不依赖于某种PWM方式;加入中点平衡环节后逆变器增加的开关次数可以通过设定滞环宽度来调节;有利于三电平逆变环节的系统集成;其原理可以扩展应用到更多电平逆变器的中点电位平衡问题。但这种方法仍然不能对中矢量开关状态产生的中点电流引起的中点电位不平衡进行有效控制。

5 结语

三电平NPC逆变器中点电位平衡控制策略方面的论文很多,并不断有新的研究文献发表。本文对三电平NPC逆变器中点电位平衡的主要控制策略进行了系统总结,内容包括基于空间矢量调制PWM法、基于注入零序电压的载波调制法和一种滞环控制方法等,涵盖了该领域新近的许多重要研究成果。

三电平NPC逆变器篇3

三电平逆变器和两电平逆变器相比,具有输出电平增加、输出波形阶梯增多、谐波少、电压跳变较少、开关频率低、损耗小、效率高等优点,钳位式逆变器使开关器件耐压定额降低,同时使成本也随之降低[1]。因此,NPC三电平逆变器受到广泛关注。采用不同的控制方法对三电平逆变器的性能产生很大影响,目前应用在三电平NPC逆变器上的PWM调制方法可以分为2类:基于载波的正弦波脉宽调制(SPWM)方法[2]和空间矢量脉宽调制(SVPWM)[36]方法。 SVPWM具有方法易于数字化、电压利用率高、形成的旋转磁场更接近于圆形、转矩纹波较小等优点,在三电平逆变器中应用较广泛[1]。

传统的SVPWM算法在实现中需要进行大量的三角函数运算。本文研究的非正交化的60°坐标系SVPWM方法和正交化坐标系下的SVPWM方法相比,在参考矢量的大扇区判断、小扇区判断、基本矢量作用时间的计算等方面进行了简化。

2 三电平逆变器结构原理

二极管钳位式三电平逆变器的拓扑结构[7]如图1所示,每1个桥臂上有4个开关管和反并联二极管、2个钳位二极管。逆变器直流侧有2个直流电容(C1和C2),每个直流电容上的电压为直流母线电压的一半(Udc/2)。

三电平空间电压矢量由三相的输出状态合

成,可由下面的公式表示为

$\begin{array}{l} u_{Κ}^{g} = \frac{1}{3} U_{d c} (s_{a} + α s_{b} + α^{2} s_{c}) \\ = \frac{1}{6} U_{d c} [(2 s_{a} - s_{b} - s_{c}) + \\ j \sqrt{3} (s_{b} - s_{c})] (1) \end{array}$

式中:α为向量算子, $α = e^{j \frac{2 π}{3}}$ ;K取值为1～19。

逆变器通过开关器件的开通和关断,各相输出电压分别为: $- \frac{1}{2} U_{d c} ‚ 0 ‚ \frac{1}{2} U_{d c}$ 。由于逆变器有3个桥臂,共有27个开关状态,除去冗余剩下为19个。可分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量4种,零矢量位于矢量圆的中心,其余矢量将矢量圆分成6个大扇区,每个大扇区又分为6个小三角形区域,矢量的划分如图2所示。

定义sx和ux(x为a,b或c)分别为各相桥臂的输出状态和各相的电压,则各相电压可以表`示为

$u_{x} = \frac{1}{2} U_{d c} s_{x}$ (2)

式中:sx为1,0,-1时分别对应输出正电平、零电平和负电平。

3 传统的SVPWM算法

传统的SVPWM算法主要解决三方面的任务,首先判断参考电压矢量所在的大扇区,然后判断所在的小三角形区域,最后计算和其接近的3个矢量的作用时间。

3.1大扇区的判断

假定参考矢量Uref=Uα+jUβ,则大扇区的判断利用下面公式:

$\begin{array}{l} Ν = s i g n (U_{β}) + 2 s i g n (\frac{\sqrt{3}}{2} U_{α} - \frac{1}{2} U_{β}) + \\ 4 s i g n (- \frac{\sqrt{3}}{2} U_{α} - \frac{1}{2} U_{β}) (3) \end{array}$

当N为3,1,5,4,6,2时分别对应扇区1,2,3,4,5,6。

3.2小三角形的判断

根据下面公式判断所在的三角形的位置,以扇区1为例

$U_{α} + \frac{\sqrt{3} U_{β}}{3} \leq \frac{U_{d}}{3}$ (4)

$U_{α} - \frac{\sqrt{3} U_{β}}{3} \geq \frac{U_{d}}{3}$ (5)

$U_{β} > \frac{\sqrt{3} U_{d}}{6}$ (6)

只要式(4)成立矢量位于三角形A中;式(5)成立而式(4)不成立位于B中;式(6)成立而式(4)和式(5)不成立则位于D中;如果3个式子都不成立则位于C中。

3.3矢量作用时间的计算

矢量作用时间按照空间电压矢量合成的伏秒平衡原则根据Vref·Ts=V1·T1+V2·T2+V0·T3和T1+T2+T3=Ts可得:

$Τ_{1} = 2 m Τ_{s} \sin (\frac{π}{3} - θ)$ (7)

T2=2mTssin θ (8)

$\begin{array}{l} Τ_{3} = Τ_{s} - Τ_{1} - Τ_{2} \\ = Τ_{s} [1 - 2 m \sin (\frac{π}{3} + θ)] (9) \end{array}$

采用同样的方法计算其他小扇区的矢量作用时间。

从上面可以看出,传统SVPWM算法无论在大扇区判断、小三角形判断还是矢量作用时间计算上,都需要进行大量的三角函数运算,这大大增大了控制器的负担,通过非正交坐标系下的SVPWM算法可以解决这个问题。

4 非正交坐标系下SVPWM算法

为了简化三电平SVPWM算法,引入60°坐标系的概念,定义g轴和h轴,Uref在α轴上的分量为Uα,在β轴上的分量为Uβ;Uref在g轴上的分量为Ug,在h轴上的分量为Uh,进行坐标变换,将Uref从α-β坐标系(两相静止坐标系)变换到g-h坐标系(60°坐标系)[7]:

$\begin{array}{l} [\begin{array}{l} U_{g} \\ U_{h} \end{array}] = [\begin{matrix} 1 & - \frac{1}{\sqrt{3}} \\ 0 & \frac{2}{\sqrt{3}} \end{matrix}] [\begin{array}{l} U_{α} \\ U_{β} \end{array}] \\ = \sqrt{\frac{2}{3}} [\begin{matrix} 1 & - 1 & 0 \\ 0 & 1 & - 1 \end{matrix}] [\begin{array}{l} U_{A Ο} \\ U_{B Ο} \\ U_{C Ο} \end{array}] (10) \end{array}$

在g-h坐标系下,定义小矢量的长度 $\frac{1}{3} V_{d c}$ 为单位长度。可以得到参考矢量Uref的坐标(g,h),其中 $g = 3 \frac{U_{g}}{U_{d c}} ‚ h = 3 \frac{U_{h}}{U_{d c}}$ 。

4.1大扇区的判断

仍然将矢量空间划分为6个大扇区,36个小扇区。经过坐标变换后,可以根据参考矢量Vref在g-h坐标系下的坐标(g,h),确定大扇区号N,如表1所示[8]。

4.2小三角形的判断

在判断参考矢量Vref所在的小扇区之前,首先将位于N号大扇区的Uref,旋转60°×(N-1),将其旋转到1号大扇区,小扇区的选择规则如表2所示[8]。由此确定各功率管的开关状态。

4.3矢量作用时间的计算

在g-h坐标系下,可以得到:

$g = 2 m \sin (\frac{π}{3} - θ)$ (11)

h=2msin θ (12)

由式(11)、式(12)对传统的三电平SVPWM算法进行简化,简化的结果如表3所示。

从上面的大扇区、小三角形的判断和矢量计算来看,在非正交坐标系,计算中没有三角函数运算,这将使计算量大大减小。

5 仿真、实验结果与分析

5.1仿真结果及分析

在Matlab/Simulink仿真环境下,建立了采用改进的三电平SVPWM算法的三电平逆变器仿真模型,仿真离散时间1e-6 s,SVPWM周期Ts=1/1 080 s,直流母线电压Udc=600 V。给定参考矢量Uref的频率为60 Hz,调制比m为0.8,仿真结果如图3～图5所示,图3给出了A相1号管和4号管的驱动信号;图4给出了相电压波形,可以看出相电压为三电平;图5给出了线电压波形,可以看出线电压为5电平;仿真结果验证了本文所述的改进的三电平SVPWM算法的正确性。

5.2实验结果及分析

为了对三电平逆变器矢量控制系统进行实验研究,以三电平NPC逆变器为基础,搭建了如图6所示的三电平NPC逆变器的实验平台。通过调压器可以调节三电平NPC逆变器的直流母线电压,三相直流电机作为三相异步电机的负载电机。三相异步电机的参数分别为:额定功率2.2 kW,额定转速1 410 r/min,额定电压380/660 V,额定电流5.05/2.92 A,功率因数0.82,设计标准JB-T7565.1-2004;直流电机的参数分别为:额定功率2.2 kW,额定转速1 500 r/min,电枢电压220 V,电枢电流12.5 A,励磁电压220 V, 励磁电流0.61 A。

为了进一步验证该算法,在以DSP为控制核心的实验平台上,进行三电平SVPWM算法的实验。在三电平NPC逆变器实验平台上,使用三相调压器将直流母线电压Vdc提高到600 V,将SVPWM算法的周期Ts改为0.000 5 s,电机的线电压波形和相电流波形如图7所示。实验结果进一步验证了该算法的正确性和有效性。

6 结论

本文针对传统直角坐标系下三电平逆变器SVPWM算法的计算复杂的问题,采用非正交坐标系下的SVPWM算法分别对矢量的大扇区判断、小扇区判断和矢量计算时间进行改进,并将该算法应用到三电平逆变器中,通过仿真和实验分别实现该算法,仿真和实验结果均验证该算法的正确性和有效性。

参考文献

[1]曾允文.变频调速SVPWM技术的原理、算法与应用[M].北京:机械工业出版社,2010.

[2]周京华,李正熙,刘坤.基于载波的三电平逆变器PWM调制策略研究[J].电气自动化,2008,30(2):14-16.

[3]李启明.三电平SVPWM算法的研究及仿真[D].合肥:合肥工业大学,2008.

[4]朱丹.三电平SVPWM控制策略的研究[D].太原:山西大学,2010.

[5]符晓,伍晓杰,于月森,等.基于g-h坐标系SVPWM算法三电平PWM整流器的研究[J].电气传动,2009,39(6):29-33.

[6]Halasz S,Varjasi I.Voltage Spectral of Three-level InvertersWith Three-phase Modulation[C]∥Power Electronics and Mo-tion Control Conference,Hangzhou,China,2006,1-6.

[7]Holtz J,Nikolaos F.Neutral Point Potential Balancing Al-gorithm at Low Modulation Index for Three-level InverterMedium-voltage Drives[J].IEEE Transactions on IndustryApplications,2007,43(3):761-768.

[8]Nikola Celanovic,Dushan Boroyevich.A Fast Space-vectorModulation Algorithm for Multilevel Three-phase Convert-ers[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2001,37(2):637-641.

三电平NPC逆变器篇4

中点钳位型三电平逆变结构以其实用性和控制方便性等明显优势在高压中小功率逆变系统中得到了广泛应用。传统NPC变换器中应用的主流器件是IGBT和快恢复二极管, 但是在某些工况下, 由于器件特性因素并不能达到较低的损耗和较高的效率。文献[1-2]分别对NPC三电平逆变器的通态损耗和开关损耗进行了理论分析与定量计算。

随着控制算法的不断优化, 在一定程度上降低了损耗。文献[3]研究了SPWM和SVP-WM之间的联系与区别, 指出SVPWM调制方法能获得更高的调制度, 电压利用率比SPWM高约15.47%。但是仅仅依靠优化控制算法的方法来减少损耗已基本达到极限, 若进一步降低损耗, 改进拓扑结构是一方向。文献[4]研究了新型高频Boost PFC变换器, 采用新型器件Cool MOS和Si C二极管, 降低了变换器损耗。本文研究了基于混合型H桥模块 (IGBT+MOS-FET) 的NPC三电平逆变器的损耗与效率, 分析其导通和换流模式, 利用器件损耗特性参数建立通态损耗计算模型和开关损耗计算模型。建立仿真模型并与传统拓扑结构进行了效率对比分析, 对部分结果进行了实验验证。得出基于混合型H桥模块的NPC三电平逆变器整机损耗低, 效率高。

2 混合型H桥模块拓扑介绍

传统的NPC拓扑结构中开关管多采用的是纯IGBT, 因为IGBT导通压降的非线性特性使得IGBT的导通压降并不会随电流的增加而显著增加。从而保证逆变器在最大负载的情况下, 仍可以保持较低的损耗和较高的效率。但是对于某些应用领域 (如光伏逆变系统) , 不仅要保证最大负载情况下的高效率, 低损耗, 且不同轻载下的效率更加重要。在轻载时, IGBT的导通压降并不会显著下降, 这反而降低了逆变器的总体效率。相反, MOSFET的导通压降是线性的, 轻载时具有更低的导通压降, 而且MOSFET有非常优越的动态性能和高频工作能力, 新拓扑结构会更多地考虑采用MOSFET。此外, 考虑到提高效率带来的巨大经济回报, 比较昂贵的Si C二极管也越来越多的在光伏逆变器的设计中采用, 实践证明, Si C肖特基二极管可显著降低开关管的通态损耗, 降低电磁干扰。

混合型H桥模块由IGBT+MOSFET构成, 上半桥IGBT作为极性控制器, 工作频率低, 从而降低总损耗和逆变器的输出电磁干扰;下半桥MOSFET进行PWM高频切换。图1为基于混合型H桥模块的NPC三电平逆变器一相拓扑结构。其中, 中间换相环节由75 A/600 V IGBT和快恢复二极管组成, 上下高频切换环节由600 V Cool MOS组成, 中点钳位二极管由Si C二极管组成。实践证明, 将新型功率器件应用于逆变器系统中降低了逆变器整机损耗。

3 损耗模型建立及分析

在分析逆变器系统损耗特性之前, 首先应该对单个功率器件损耗进行建模。传统的方式通常会对器件开关导通过程的各个阶段分别进行复杂的数学建模, 其计算量大, 不利于损耗分析。通常生产厂商在使用手册中会给出功率器件结温在25℃和125℃下的主要参数, 根据参数建立功率器件的损耗模型。IGBT与MOSFET损耗主要由开关损耗和通态损耗构成, 二极管损耗则主要考虑其反向恢复损耗。利用这些模型分析混合型H桥模块拓扑结构下的开关损耗和通态损耗。

3.1 开关损耗计算及分析

IGBT与MOSFET在开通和关断过程中都会产生开关损耗, 快恢复二极管在开通时损耗非常小, 可以忽略不计, 一般考虑其反向恢复损耗。在某一特定型号的开关管数据手册中, 一般会给出典型工况下开关能量损耗随负载电流变化的曲线图, 在器件承受不同电压和结温时, 损耗大小可通过器件实际承受电压和测试电压比值的幂函数以及实际结温和测试结温比值的幂函数进行修正。因此, 开通能量损耗Eon、关断能量损耗Eoff、二极管反向恢复损耗Erec, D与负载电流Ic关系可分别由下式表示:

三电平逆变器在稳态工作时有3种工作模式, 相应的有2, 1, 0 3种开关状态。根据负载电流流向, 又可分为6种电流流通方式。设负载电流由变换器流入负载方向为正, 反之为负。则三电平逆变器开关工作模式如表1所示。

图2给出了三电平逆变器1状态下负载电流2种流通路径。可见, 当iL>0时, 负载电流经VD5, T2流入负载;当iL<0时, 负载电流经T3, VD6流回逆变器。

假设负载为感性负载或者阻感性负载, 负载电流波形为正弦, 根据NPC逆变器开关管导通规律及开关状态切换原则, 可得当功率因数角为θ时一个调制周期内电流流经的器件情况, 如图3所示。

由图3可知, 在一个调制周期中, 随着开关状态的变化及电压、电流相位关系, 各开关器件按一定规律轮流导通, 在导通区段内器件根据调制波与载波比较作相应开、关动作, 也即产生开关能量损耗。例如三电平变换器中T1器件, 计算其开关损耗需要考虑在一个调制周期中的k次开关过程, 即

式中:T为调制周期。

为了得到T1开关损耗的解析解, 当载波比足够大、且周期内开关频率为fsw时, 将式 (4) 转换为积分形式为

同理, 逆变器中其他器件的开关损耗表达式为

故可得总的开关损耗Psw为

以上开关损耗计算式表明三电平变换器开关损耗与负载、器件动态特性、功率因数角θ有关, 新的拓扑结构以及开关管材料 (Si C) 正是从改善器件动态特性角度出发来降低损耗的。Cool MOS基于电荷补偿原理, 是多子导电的器件, 消除了IGBT关断时的拖尾延迟, 从而有效降低了关断损耗。Si C技术可以有效减小二极管反向恢复电流, 采用Si C二极管后, 主开关和二极管上的反向恢复电流尖峰可以大大减小, 开关的电流容量也可以相应降低, 器件开关损耗得到改善。

根据开关损耗计算模型建立开关损耗与开关频率、功率因数关系如图4所示, 易知开关损耗与开关频率基本成线性关系 (见图4a) ;本文拓扑结构只考虑变换器用于逆变状态, 由图4b可知开关损耗随着功率因数增加而降低。

3.2 通态损耗计算及分析

通态损耗的产生主要是由于存在初始饱和压降和导通电阻。IGBT, MOSFET和反并二极管通态损耗可由下式表示为

其中

根据NPC三电平逆变器的开关管导通规律, 我们可以得出每个开关管的平均电流:

其中, 在1个桥臂中1, 4管导通规律相同, 2, 3管导通规律相同。

4个反并二极管的导通平均电流如下式:

式中, m为调制度, 故通态损耗大小与导通压降、导通电阻、流过开关管电流、占空比和功率因数角有关。

IGBT导通压降是非线性的, 在某些工况下 (如光伏领域) , 逆变器工作在变化的负载下, IG-BT的这一特性使得其在轻载时的导通压降不会显著降低。相反, MOSFET的导通压降是线性的, 在轻载情况下具有更低的导通压降。此外, 新型Cool MOS由一系列的P型和N型半导体薄层交替排列组成, 在截止态时, 由于P型和N型层中的耗尽区电场产生相互补偿效应, 使P型和N型层的掺杂浓度可以做得很高而不会引起器件击穿电压的下降。导通时, 这种高浓度的掺杂使器件导通电阻明显降低。由式 (5) 可知, 通态损耗与导通压降和导通电阻成正比。因此, 在光伏逆变等应用领域中, MOSFET替代IGBT可以降低逆变器通态损耗。基于混合型H桥模块的三电平逆变器采用IGBT+MOSFET混合型结构, 损耗降低。

Si C (碳化硅) 是一种由硅 (Si) 和碳 (C) 构成的化合物半导体材料, Si C二极管可以做到单位面积导通电阻很低。Si C二极管替换传统Si二极管可明显降低钳位二极管通态损耗。

根据通态损耗计算模型可知, 通态损耗与开关频率无关;当变流器工作在逆变状态时, 由图5可知, 功率因数对通态损耗影响不大。

4 仿真

利用Matlab仿真平台, 根据NPC三电平逆变器拓扑结构搭建了仿真主电路模型。仿真系统参数为输入直流电压400 V, 开关频率3 000 Hz, 输出频率50 Hz, 调制方式SVPWM, 调制度0.8, 负载功率15 k W, 仿真时间0.25 s。

首先在传统逆变器拓扑结构下仿真, 得出输入与输出功率如图6a所示。从示波器可以读出, 输出功率为5 276 W, 输入功率为5 528 W, 因而得出传统拓扑结构下的逆变器转化效率为95.44%。

基于混合型H桥模块拓扑选用IGBT+MOS-FET混合结构, 并选用新型材料Si C二极管。功率开关管仿真参数分别根据各自器件手册确定, 同样搭建主电路仿真模型, 系统参数不变, 仿真结果如图6b所示。从示波器可以读出, 输出功率为5 267 W, 输入功率为5 463 W, 因而得出基于混合型H桥模块NPC三电平逆变器转化效率为96.41%。

为了能更加精确地说明新的拓扑结构效率优势, 在仿真平台基础上, 分别对两种拓扑结构在不同输入功率下进行了校验分析。表2是不同直流电压等级下两种拓扑结构效率仿真结果。

根据仿真结果, 可以画出两种拓扑下效率走势图, 如图7所示。从仿真结果中可以看出基于混合型H桥模块拓扑结构要比传统的拓扑结构效率高出将近0.9%。这说明通过改善开关器件参数方法可以有效降低损耗, 提高效率。

5 实验与分析

分别根据两种拓扑结构搭建NPC三电平逆变器系统进行实验, 采用三相不控整流输出为系统直流侧电源, 输出接可调阻感负载。实验所用NPC三电平逆变器实验系统参数为:输入直流电压400 V, 开关频率3 000 Hz, 直流侧电容4 700μF×4, 调制方式SVPWM, 控制芯片DSP+FPGA, 负载功率10 k W, IGBT模块型号2MBI100N-060, Cool MOS型号IPP60R200C6, Si C二极管型号CSD10060A。测得A相输出电流及A, B间线电压波形如图8所示。

测试IGBT开关过程中电压电流以及开关损耗波形如图9所示, 开关损耗曲线是由示波器Math功能对开关状态的电压和电流值实时相乘得到的。从图9可以看出, 在一次开关过程中损耗明显, 通过有效地改善开关性能会降低大量损耗, 新型材料将以此展开。

利用MS2203三相钳形数字功率表测量两种拓扑结构下输入输出功率如表3所示, 其中开关频率为3 k Hz。

从表3可以看出, 实验效率比仿真效率偏低, 因为在仿真中没有考虑更多的实际情况, 均以理想模型建立, 实验中开关管性能、工作环境温度、功率管发热不均衡、线路阻抗以及测量环境等均会影响测量结果。但是从实验结果中依然可以看出混合型H桥模块拓扑结构的输出功率更大, 效率有所提升, 这与仿真结果一致。

由实验与仿真结果可知, 与传统拓扑结构三电平逆变器相比, 基于混合型H桥模块NPC三电平逆变器损耗低, 效率高。原因在于, 采用混合型H桥模块降低了高频切换时的开关损耗, H桥模块中MOSFET的低导通压降和低导通电阻特性降低了通态损耗;Si C二极管的应用降低了钳位二极管的反向恢复损耗, 低导通电阻特性降低了钳位二极管开通过程中通态损耗。混合型H桥模块以及Si C二极管应用于三电平逆变器中, 逆变器整机效率高, 更具实用性。

6 结论

本文分析了二极管钳位型三电平变流器的导通规律和换流过程, 给出了开关管的多项式开关损耗模型和简化的通态损耗模型。基于此方法验证了基于混合型H桥模块拓扑结构的正确性和低损耗特性, 得到了两种拓扑结构下的功率仿真波形, 仿真结果表明基于H桥模块拓扑结构要比传统的拓扑结构效率高出将近0.9%。在此基础上, 搭建实验平台测试了IGBT与MOSFET开关管的暂态开关过程, 实验结果表明基于H桥模块拓扑结构系统损耗得到改善, 输出功率高, 逆变器整机效率得到提升。

参考文献

[1]陈权, 王群京, 郑常宝.三电平变换器PWM控制通态损耗分析[J].电气传动, 2009, 39 (11) :38-41.

[2]王群京, 陈权, 姜卫东, 等.一种降低三电平逆变器开关损耗的PWM方法[J].电气传动, 2007, 37 (3) :26-29.

[3]吴洪洋, 何湘宁.多电平载波PWM法与SVPWM法之间的本质联系及其应用[J].中国电机工程学报, 2002, 22 (5) :10-15.

[4]李志江, 王峰, 方资瑞.采用CoolMOS和SiC二极管的高频Boost PFC变换器[J].电力电子技术, 2005, 39 (6) :25-29.

[5]Casanellas F.Losses in PWM Inverters Using IGBTs[J].IEEProc.-elect.Power Appl., 1994, 141 (5) :235-239.

三电平NPC逆变器篇5

近年来, 随着海上风电的快速发展, 海上风电机组容量不断增加, 目前主流的机型的功率已达到5MW甚至6MW, 机组的功率等级的增加, 对配套的变流器提出了更高的要求。陆上风电的主流机型采用的多为2MW或3MW机型, 配套的变流器电压等级为690V, 因受到功率器件的电流限制, 多采用变流器并联或功率器件的并联来完成功率的扩容, 而模块并联或变流器的并联会带来较多的问题, 例如: 零序环流的产生, 变流器体积变大、变流器的可靠性降低等。因此, 目前海上风电机组多采用中压机组, 如金风科技目前研发的海上风电机组即采用3k V的中压永磁同步电机, 通过提高电压等级, 可以降低系统的电流, 降低系统的电缆成本和线路损耗, 而三电平变流器因为其具有更低的谐波和更好的控制性能成为首选[1,2,3,4]。

已有的三电平变流器多采用二极管箝位式的拓扑结构, 但是随着电压等级的提高和电平数的增加, 箝位二极管的数量也随着增加, 分压电容中点电位不平衡的问题会更加突出, 可靠性进一步降低。文献[5] 中提出了一种采用NPP拓扑的三电平电路, 该电路中将箝位二极管替换为反串联的两个开关管, 通过这个替换, 当电压等级提高时, 只需要将开关管串联即可完成更高电压等级的输出[5]。文献[6-7] 中介绍了采用的二极管箝位式电路的多电平拓扑, 随着电压等级提高需要大量增加箝位二极管且中点电位的控制变得更加复杂[6,7]。本文在详细分析了NPP和NPC拓扑的电路工作原理, 并搭建了两种拓扑的仿真模型, 采用最近三矢量方法实现SVPWM算法, 分析了两种电路的输出电流波形和控制性能, 在此基础上介绍了两种拓扑结构在电压等级提高后的拓扑,并针对提高电压等级后的拓扑分析了优缺点,明确了NPP拓扑结构在电压等级提升后更有优势。

2 NPP三电平变流器主回路拓扑及工作原理

NPP拓扑三电平变流器主回路如图1 所示, 每个桥臂由六个反并联二极管的开关管组成, 上下桥臂各有两个开关管, 与中点连接的两个开关管为反串联连接。

以A相桥臂为例说明电路工作原理。

当Vao>0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa1、Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa5 与Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6 和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。

当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。

通过分析电路的工作原理可以得到NPP拓扑结构电路工作特点:Sk1 和Sk2、Sk3 和Sk4 共同承受正向阻断电压为Vdc/2, 每个开关管承受的电压为Vdc/4;且每个开关管的工作时间基本相等。

3 NPC三电平变流器主回路拓扑及工作原理

NPC拓扑三电平变流器主回路如图6 所示, 每个桥臂由四个反并联二极管的开关管和两个箝位二极管组成。

以A相桥臂为例说明电路工作原理。

当Vao>0,ia>0 时:Sa1 和Sa2 常通,Sa3 和Sa4 常断; Sa1 和Sa2 导通时, 输出为Vdc/2;Sa2 与Da5 构成通路, 输出为0。

当Vao>0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa3 和Sa4 常断;Sa6和Sa1、Sa2 作PWM切换,Sa6 导通时,Sa6 与Da5构成通路, 输出为0;Da1 和Da2 构成通路, 输出Vdc/2。

当Vao<0,ia>0 时:Sa5 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Sa3 和Sa4 导通时输出为-Vdc/2;Sa5 和Da6 构成通路, 输出为0。

当Vao<0,ia<0 时:Sa6 常通,Sa1 和Sa2 常断;Sa5和Sa3、Sa4 作PWM切换,Da3 和Da4 构成通路, 输出-Vdc/2;Sa6 导通时,Sa6 与Da5 构成通路, 输出为0。

通过分析电路的工作原理可以得到NPC拓扑结构电路工作特点: 开关管Sk1 和Sk4 不能同时导通,Sk1和Sk3、Sk2 和Sk4 的工作状态正好相反, 为互补状态,平均每个主开关管的正向阻断电压为Vdc/2, 且每相桥臂中间的两个开关管导通时间最长。

4 NPC和NPP三电平拓扑SVPWM实现

采用最近三矢量的SVPWM方法实现NPP和NPC拓扑的控制。因NPP拓扑每相有六个开关管, 需要六路脉冲输出, 按照分析的工作原理, 采用的脉冲控制规律为:Sk1、Sk2 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk6 互补;Sk3、Sk4 脉冲相同,Sk1、Sk2 和Sk5 互补。NPC拓扑的脉冲控制规律为:Sk1 和Sk3 互补;Sk2 和Sk4 互补。

使用MATLAB软件搭建系统仿真模型。仿真模型参数为: 电网线电压3k V(RMS), 频率50Hz, 等效电阻R=0.03Ω。LCL滤波器,Lg=1m H,Lcon=0.5m H,C=80μF。直流母线电容C1=C2=1200μF, 电压指令Udc*=5400V。额定电流Ie=577A(RMS)。开关频率fs=1600Hz。

由图11 和图12 所示的仿真结果可以看出, 两种拓扑结构的输出电流波形基本一致,THD分别为1.7%(NPP) 和1.84%(NPC)。

由图13 和图14 所示波形可以看出: 通过电网电压与交流侧输出电流的对比显示, 两种拓扑结构功率因数基本为1。

5 NPC和NPP拓扑扩容分析

当电路的电压等级进一步提高时,NPP电路拓扑结构可以通过电路中器件的串联提升电压等级, 电路改动较小, 且控制方案不需要较大的改动, 只需要在硬件电路增加驱动就能实现,NPP拓扑通过器件串联提升电压等级的主回路如图所示:

NPC电路提升电压等级时, 与NPP拓扑类比, 每个桥臂由八个开关管组成时, 电路拓扑结构如图14 所示。分析电路特点可知因电平数需要增加, 箝位二极管的数量按照电平数目的二次方快速增加, 母线电压的平衡控制很难实现, 内外开关管的损耗不平衡等问题。上述这些问题对控制系统的实现提出了很多难题, 尤其是在实际应用中, 受到控制系统资源限制等, 此电路应用受到限制。

通过对比分析可知, 在拓扑结构和控制方案实现难度方面都是NPP拓扑更易于实现,NPP拓扑结构更适合于高压大容量的应用场合。

6 结束语

本文通过分析三电平电路的NPP和NPC拓扑工作原理, 说明了两种拓扑结构的优缺点; 同时分析了当电压等级升高后两种拓扑结构的改造方法, 通过对比可以发现,NPP拓扑结构更适合与电压等级升高的情况下使用, 硬件电路变化较小, 且控制方案不需要进行较大改动, 易于实现的优点,NPP拓扑更适用于高压大容量的场合应用。

摘要：随着海上风电机组的功率等级的不断增加,越来越多的整机厂商采用中压等级的机组,而三电平因更低谐波和更好的控制性能得到越来越广泛的使用。分析了采用NPC和NPP拓扑的三电平变流器工作原理,并通过MATLAB进行了两种拓扑的SVPWM仿真验证,仿真结果显示两种拓扑结构输出的电流波形基本一致。针对两种电路的特点进行扩展分析,通过分析说明当电路的电压等级和容量进一步上升时,NPP拓扑结构具有明显的优势,扩容易于实现、控制简单且具有冗余功能,在更高电压等级和更大容量系统中具有一定的优势。

关键词：三电平变流器,NPP,NPC

参考文献

[1]马浩淼,高勇,王立虎.风力发电系统中两电平与三电平变换器研究[J].电源技术,2011.9,36(9):1340-1343;

[2]王宝石,谷彩连.大功率直驱风力发电并网变流器主电路研究[J].电机与控制应用,2012,39(3):44-47;

[3]杨勇,阮毅,张朝艺等.基于背靠背三电平电压变换器的直驱式风力发电系统[J].电网技术,2009.10,33(18):148-155.

[4]李经纬,童亦斌,苏昆仑等.3MW/3k V直驱风力发电并网变流器设计[J].电力电子技术,2013.10,47(10):12-14.

[5]章钧,NPP拓扑结构在MV7000三电平中压变频器上的应用[J].高压变频器,2011.(5):91-93;

[6]李永东,王琛琛.大容量多电平变换器拓扑研究及其最新进展[J].自动化博览,2009,(4):16-21

三电平NPC逆变器篇6

中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)型三电平拓扑是当前应用最广泛的多电平拓扑[1]，其原理图如图1所示。相比于传统的两电平变流器，三电平NPC变流器具有输出功率大、输出波形THD小、器件电压应力和系统EMI低等多方面的优点[2]，因而被广泛地应用于中高压变频调速、有源电力滤波和电力系统无功补偿等领域。

调制策略是三电平NPC变流器的一项关键技术。自三电平NPC变流器诞生至今，学者们对其调制策略的研究就一直没有停止。经过近三十年的研究，目前已有多种三电平调制策略问世，其中应用最为广泛的是正弦波脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)策略和空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)策略。

虽然SPWM策略和SVPWM策略基于不同的调制思想，但很多学者都试图通过研究二者的内在联系对其进行统一。在传统的两电平变流器中，这类研究已经取得了许多成果。文献[3]证明了在规则采样法下，叠加零序分量的SPWM与七段式SVP-WM的等效性，给出了相应的调制函数表达式。文献[4,5,6]分别研究了连续型SVPWM策略和不连续型SVPWM策略的调制函数表达式。在多电平变流器中，有关SPWM策略与SVPWM策略内在联系的研究也取得了一些成果。文献[7]研究了多电平SPWM策略叠加零序分量法与输出波THD的关系;文献[8]研究了五电平变流器减小开关损耗的不连续SVPWM策略与SPWM策略之间的关系;文献[9,10]将两电平SPWM策略与SVPWM策略之间的关系直接应用于多电平变流器中，研究其对系统性能的影响;文献[11,12]研究了五电平SPWM策略与SVPWM策略等效的可行性;文献[13]研究了三电平维也纳变流器SPWM策略与SVPWM策略之间的关系;文献[14]分析了级联多电平变流器中SPWM策略与SVPWM策略的等效关系。文献[15]研究了单相三电平变流器SVPWM策略与SPWM策略之间的关系。

目前已有的研究大多分析的是SVPWM策略与SPWM策略的调制波等效关系。本文从两种调制策略作用下各功率器件的导通时间出发，分析了两种调制策略作用下器件导通时间的内在联系，在此基础上提出了一种基于导通时间等效的SVPWM策略快速实现方案。仿真和实验表明本文提出的新型等效方案理论上与传统三电平SVPWM策略查表法具有完全相同的效果，而实际应用中由于新型等效方案实现简单，计算量小且无复杂无理和三角运算，实际输出效果优于查表法。

2 三电平NPC变流器两种调制策略简介

2.1 SVPWM策略与SPWM策略的基本原理

三电平SPWM策略的基本原理如图2所示，将每相调制波Vx(x=a,b,c)与上下两个三角载波uc1和uc2比较，当调制波大于上载波则输出P状态，小于下载波值则输出N状态，否则输出O状态。

实际应用中三电平变流器交流侧多采用三相三线制的接法，据此可以得到三电平NPC变流器输出线电压与三相开关状态的对应关系。将其投射到以Vab、Vbc和Vca为基准的空间直角坐标系中可以得到19个空间电压矢量，将这些矢量投影到以(1,1,1)为法线的平面上，可以得到如图3所示的空间电压矢量图的平面投影图。在该图中共有27个开关状态，根据参考电压矢量所在的区域采用合适矢量对应的开关状态合成参考电压矢量，这就是三电平NPC变流器另一种调制策略———SVPWM策略。

2.2 SVPWM与SPWM等效的理论前提

调制策略的实现方法有两种，一种是调制法，采用调制波与载波比较得到输出的开关序列，三电平SPWM策略就是采用这种方法，其基本原理如图4(a)所示;另一种是计算法，根据调制原理实时计算每个开关周期应输出的开关序列及其中各个开关状态的作用时间，三电平SVPWM策略采用计算法，如图4(b)所示。

根据调制理论，在规则采样法下，一个开关周期内输出脉冲的占空比等于该开关周期内调制波采样结果的标幺值。据此，可以得到三电平SPWM策略的导通时间(每个开关周期内各相P、O和N状态的作用时间)，进而推导该时间与采用SVPWM策略对应导通时间的内在联系。需要注意的是，由于传统的三电平SPWM策略每个开关周期内单相最多只能产生两个电平，因而其输出开关序列中最多只能存在4个开关状态。而三电平SVPWM策略的某些小三角形中的开关状态数多于4个，如图4中1号和2号小三角形分别有7个和5个开关状态，传统的三电平SPWM策略无法对一个开关周期输出4个以上开关状态的SVPWM策略进行等效。

3 三电平NPC变流器SVPWM策略的导通时间等效方式

式(1)给出了SVPWM策略中参考电压矢量与三相参考电压的关系式。其中，Vref为参考电压合成矢量;Va、Vb、Vc为三相参考电压，具体如式(2)所示，其中msp表示相电压调制度，θ表示Vref到Va的角。本文为了方便计算，对这些量都取其标幺值。

实际中参考电压矢量Vref会在三电平NPC变流器的空间电压矢量图中逆时针旋转，在某个时刻，Vref将处于某一特殊三角形中。构成这个三角形的矢量有三类情况:第一类是由一个大矢量、一个中矢量和一个小矢量构成;第二类是由一个中矢量和两个小矢量构成;第三类是由两个小矢量和一个零矢量构成。观察图4中的空间矢量发现其存在对称关系，现以第1扇区为例，分别分析参考电压矢量处于不同小三角形中时SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效情况。

3.1 不同区域中SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效关系

3.1.1 第一类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当Vref落在第1扇区3号小三角形中时，msp与θ满足如下关系式:

定义Tgxy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SPWM策略时x相处于y开关状态的时间，根据SP-WM策略的基本原理，可以得到Tgxy与一个开关周期内三相参考电压采样值Vx*的关系为:

式中，Ts为开关周期。

根据SVPWM策略的基本原理，Vref位于3号小三角形中时，选择图4中V1、V2和V3矢量合成Vref。三个矢量的作用时间T1～T3为:

式中，M为SVPWM策略的调制比(M∈[0,1])。

Vref与三相参考电压采样值Vx*的关系为:

V1～V3对应四个开关状态，分别为100,200,210和211，其中100和211均对应矢量V1。设开关状态100和211作用时间分别为(1-k1)T1和k1T1(k1∈(0,1))，定义Txy(x=a,b,c;y=0,1,2)表示采用SVPWM策略时x相处于y开关状态的时间，则Txy与各开关状态的作用时间满足式(7):

将式(5)和式(6)代入式(7)中有:

3.1.2 第二类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当SVPWM策略参考电压Vref位于第1扇区2号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*存在大于零和小于零两种可能。

(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、210和211四个开关状态，定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k2)/k2(k2∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、210、211和221四个开关状态，定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k3)/k3(k3∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

3.1.3 第三类小三角形中两种调制策略的导通时间等效关系

当SVPWM策略的参考电压Vref位于第1扇区1号小三角形中时，b相参考电压的采样值Vb*仍然存在大于零和小于零两种可能:

(1)当Va*>0>Vb*>Vc*时，SPWM策略将输出100、110、111和211四个开关状态。定义开关状态100和211的作用时间比为(1-k4)/k4(k4∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系为:

(2)当Va*>Vb*>0>Vc*时，SPWM策略将输出110、111、211和221四个开关状态。定义开关状态110和221的作用时间比为(1-k5)/k5(k5∈(0,1))。应用3.1.1节的分析方法可以得到SVPWM策略和SPWM策略的各相导通时间关系如下:

3.2 任意情况下两种策略导通时间等效关系

根据3.1节的分析，在第二类和第三类小三角形中，由于调制波Vb的符号存在两种可能，因而SP-WM策略与SVPWM策略具有两种等效情况。根据Vb的正负可以进一步将SVPWM策略矢量图每个扇区划分为六个小三角形，具体如图5所示。在每个小三角形中，三电平SVPWM策略均可通过与SP-WM策略的导通时间等效关系得到，具体如表1所示。其中，Tsvx([Tsvx2Tsvx1Tsvx0]T,x=a,b,c)表示三电平SVPWM策略的各相导通时间，Tspx([Tspx2Tspx1Tspx0]T)表示三电平SPWM策略的各相导通时间，具体如式(13)所示，Ty如式(14)所示。Tz1、Tz2、Tz3、Tz4和Tz5,6如式(15)所示。

式中，Umin、Umid和Umax分别表示三相调制波中的最小值、中值和最大值。

3.3 三电平SVPWM策略的新型等效快速算法

3.2节分析了三电平SVPWM策略与SPWM策略的导通时间等效方式，根据这种等效方式，本文提出了基于导通时间等效的三电平SVPWM策略快速算法。图6中给出了这种快速算法的实现流程图，通过该流程图可以看出，这种快速算法简化了三电平SVPWM策略的复杂性，有利于数字化实现。

4 仿真实验验证

为了验证本文分析的正确性，搭建三电平NPC逆变器仿真和实验平台(主控器件为DSP2812)对其进仿真和实验验证。系统的主电路如图1所示，仿真平台的关键参数见表2。

两种实现方式在Matlab中的仿真结果对比如图7所示。图7(a)～图7(d)中分别给出了调制比M在不同情况时两种实现方式得到的A相开关状态及其差值。由该图可知，在任意调制比下，应用本文提出的导通时间等效方法得到的SVPWM策略各相开关状态及其作用时间与传统的查表法得到的各相开关状态及作用时间完全相同，这从理论上证明了本文提出的SVPWM策略新型等效算法与传统算法的一致性。

不同调制度时应用查表法和本文提出的新型等效方法实现三电平SVPWM策略的实验结果分别如图8和图9所示。其中ia为负载侧a相电流，Vco和Vba分别为逆变器侧输出相电压和线电压脉冲，VC 1为直流电容C1上的电压波动情况，实验结果分析见表3。图8、图9和表3表明两种SVPWM策略实现方法的实验波形基本相同，但查表法在各种情况下输出波形的幅值略小于导通时间等效法，且负载电流THD和中点电压波动略大于导通时间等效法。理论分析与实验结果表明，查表法由于需要处理大量的表格和三角函数运算，算法复杂且在实际实现中存在误差积累，而本文提出的导通时间等效方法实现简单，结果更加准确，尤其适用于控制器频率较低的场合。

5 结论

本文提出了一种三电平SVPWM策略的新型等效方法———导通时间等效法。本文介绍了导通等效法的基本原理，并通过仿真和实验对比了该方法与传统查表法的理论等效性及具体实现差异性。本文的研究表明导通时间等效法实现简单、误差较小，可以应用于计算频率较低的控制器中。这在一定程度上将降低系统的硬件和软件成本，增强多电平变流器的可靠性及市场竞争力。

摘要：针对三电平中点钳位变流器传统空间矢量脉宽调制策略实现较复杂的问题,基于三电平空间矢量脉宽调制策略和正弦波脉宽调制策略作用时各开关器件的导通时间关系,提出了一种导通时间等效的三电平中点钳位变流器空间矢量脉宽调制策略等效算法。该算法实现简单,无需进行复杂的坐标转换,大大减小了常规三电平空间矢量脉宽调制策略中由于三角函数和无理数计算带来的计算误差,输出脉冲中的基波分量与理论值更加接近。仿真和实验结果表明本文提出的新型等效算法较传统空间矢量脉宽调制策略查表法具有更高的直流电压利用率和更好的谐波特性。

三电平逆变器控制技术研究现状篇7

在电压型逆变器(VSI)中,最早广泛应用的是两电平逆变器。传统两电平逆变器受功率器件耐压水平和载流能力的限制难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下,多电平逆变器及其相关技术有着诸多显著优点,已被公认为在高压大容量电能变换领域中有着广阔的应用前景,具有较高的研究价值。随着新型电力电子器件的研制成功,促进了逆变技术在提高电能的利用率、降低损耗、提高中高压大容量等方面有了长足的发展与进步。利用增加主电路电平数来减小du/dt和输出电压中的谐波,并使逆变器的开关管工作在电压低频(或工频)状态,以减小开关损耗及电磁干扰EMI。由于增加了逆变器的主电路电平数,电路结构必然要发生改变,逆变器的开关管数目必然要增多,但增多的是低频开关器件,这种器件货源充足、价格便宜,虽然多了开关器件,却使逆变器的造价降低,从提高逆变器性能价格比的角度来看还是合适的。这种逆变器更适合用于高压大功率应用,它和两电平逆变器相比,不存在开关管串联的静态和动态均压问题,du/dt小,EMI小,逆变效率高。

三电平逆变器控制技术研究是电力电子领域的研究热点,本文综述了三电平逆变器控制技术的研究现状,对三电平逆变器控制策略进行了展望。

1 逆变器与电网并联运行控制方法

逆变器并入电网后,控制其并联运行的方法有逆变器输出电压控制和电流控制两种方式。采用电压控制方式,则要求控制输出电压的大小和相位与电网同步;而采用电流控制方式,只需设定输出电流的大小、跟踪电网电压的相位,就可达到与电网并联运行,实现起来要比电压控制方式容易。电流控制方式:直接电流控制和间接电流控制。直接电流型并网方式一般采用电流负反馈的方式来控制逆变器输出电流的大小及相位。间接电流型并网方式是将采集的并网电流值进行相关转换后,变为电压控制值,使系统控制方式变为电压控制。

2 三电平逆变器拓扑结构[5,6]

1981年日本学者Nbae A.等人提出了三电平的拓扑结构,并提出了多电平逆变器的思想,即由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。目前三电平逆变器的电路拓扑结构种类较多,主要有三种基本的拓扑结构:1) 全桥级联式;2) 电容箝位式;3) 二极管箝位式。

3 三电平逆变器PWM控制策略[8]

三电平逆变器的PWM控制方法主要有载波调制方法(SPWM)、空间矢量调制方法(SVPWM)和特定谐波消除方法(SHEPWM)。SPWM正弦脉宽调制法的优势在于其简单的原理和良好的控制和调节性能,并且能够起到消除谐波、调节和稳定输出电压等多种作用。SVPWM从电压空间矢量的原理出发,实质是对三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形的SPWM技术,但SVPWM技术较SPWM技术具有更高的直流侧电压利用率、更低的开关频率和更好的动态性能[7]。SHEPWM通过开关时刻的优化选择,消除选定的低频次谐波,具有波形品质高、效率高、直流电压利用率高、直流侧滤波器尺寸小等一系列优点。

4 三电平逆变器波形控制算法

波形控制一直是PWM逆变器领域的研究热点,主要的控制方案有:PID、双闭环、无差拍控制、状态反馈、滞环控制、滑模变结构控制、模糊控制、神经网络控制和重复控制等。

a) PID控制

PID具有原理简单,使用方便,适用性和鲁棒性强等优点。数字控制器的出现使得数字PID控制成为可能。PID控制的快速性有了较大提升。文献[9]设计了PID闭环控制器,取得了较好的稳定性。文献[10]利用DSP实验实现了逆变器的PID算法,并与重复控制相结合,获得了良好的效果。文献[11]提出了一种基于坐标变换的三相SPWM逆变器恒压恒频控制策略,建立了逆变器在两相旋转坐标系下的数学模型,对输出电压的d,q轴分量分别进行PI调节,从而根据生产调制信号,实现三相逆变器的恒压恒频控制。

b) 双环控制[12,13]

在三电平逆变器各种不同的并网控制方式中,普遍采用电压外环和电流内环的双闭环串级控制结构。电压外环的作用主要是控制逆变器直流侧电压。电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制,如实现单位功率因数按正弦波电流控制。双闭环控制的主要特点是物理意义清晰,控制结构简单,控制性能优良。双闭环控制的另一个优点是,由于电流内环的存在,只要对电流指令限幅,可以使逆变器工作于恒流状态。由于双闭环控制在电力电子及其他工业领域中都已得到广泛应用,其控制器参数的工程化整定方法已趋成熟,所以双闭环PWM整流系统的控制器设计几乎可以完全借用这种工程化设计方法。

c) 状态反馈控制[14,15]

逆变器输出波形的要求包括两个方面:高稳态精度和快动态性能。文献[16]指出通过配置闭环系统的极点,改变系统阻尼比,减少过渡过程的响应时间,可大大改善系统的动态品质。单就改善动态特性,状态反馈不失为一种简单有效的控制方法。但是,该方法对系统的稳态指标影响不大,许多文献中往往将状态反馈作为内环、以其他的控制策略作为外环形成复合控制方案,共同实施对逆变器的波形校正。

d) 滞环控制

滞环控制是将检测的输出电流与给定参考电流进行后的误差信号送入滞环比较器形成控制逆变回路开关器件的PWM信号,当误差信号大于给定的环宽时,产生的PWM信号控制开关管的通断,使误差信号回到滞环环宽内,从而使逆变器输出电流围绕给定电流在一个滞环环宽内波动。该方法的优点是快速的瞬态响应,高度的准确性及较强的鲁棒性。然而,滞环电流控制与当今的全数字化趋势不适应,因为它的瞬态响应性会被ADC及微机中断延时所降低。其次,滞环控制开关频率不固定,运行不规则,给滤波器的设计带来困难。

e) 模糊控制

模糊控制属于智能控制范畴,其最大的特点是不依赖控制对象的数学模型。对于具有多变量非线性时变特性的电力电子装置来说,系统存在复杂性与模型精确性之间的矛盾,模糊控制就是能够在准确与简明之间取得平衡、有效的控制系统。模糊控制器具有以下缺点:1) 模糊控制器的设计过程不需要被控系统精确的数学模型,模糊控制器有着较强的鲁棒性和自适应性2) 查找模糊控制表所用的处理器时间很少,因而可以采用较高的采样频率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。模糊控制可以以任意精度逼近任何非线性函数。然而受当前技术水平的限制,它的隶属函数的确定还没有统一的理论指导,因此模糊控制理论还需要进一步的研究和改善。

f) 神经网络控制

神经网络控制也属于智能控制范畴,它也不依赖于受控对象的模型,非常适合于具有不确定性和高度非线性的控制对象,并且具有较强的自适应和学习能力,鲁棒性强。而神经网络的类型、结构和训练方法需要在控制系统的性能和系统的复杂性两者之间进行折衷,而且训练的速度受到现有硬件技术条件的限制,还有待进一步提高。

g) 滑模变结构控制[16]

滑模变结构理论由前苏联学者S.V.Emelyanov,V.I.Utkin于20世纪50年代提出。它利用不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。它最大优点是鲁棒性强,对系统参变量的扰动不敏感,而且具有优良的动态性能,并且它利用的是开关特性,故可以用于对逆变器这类固有的变结构系统的控制。其设计首先要寻求滑模面函数,使受控系统在滑模面上得运动渐进稳定且获得良好的品质,之后再设计相应的变结构控制,使滑模面满足条件。通过合适地选取控制器的参数,可以获得较高的控制鲁棒性以及较快的响应速度。但是滑模控制也存在稳态效果不佳、理想的滑模切换面难于选取等弱点,而且滑模变结构控制难于通过模拟实现,在采用数字控制时,采样频率不够高也将影响其控制效果。目前,滑模变结构控制的逆变器还有待进一步的研究才能应用于实际产品中。

h) 重复控制[17,18]

重复控制是一种跟踪周期性输入、抑制周期性干扰的新型控制方法。它基于内模原理,利用控制系统中输入和扰动的周期重复性规律,记忆前一周期扰动发生的位置,在下一周期有针对性地进行波形补偿,从而实现了稳态条件下对给定周期信号的跟踪。重复控制与其它控制相比有以下特点:1) 对于未知的干扰信号,充分利用了它的重复性,降低了控制难度,减轻了控制器的负担;2) 只需一个电压反馈环,不需检测电流变化,因此电路结构简单,易于实现;3) 具有非常好的稳态性能及波形品质,理论上可以实现无稳态静差;4) 控制算法简单,对控制速度要求不高,而且可以实现控制动作的超前性。但对非周期性的扰动无作用,动态响应速度较慢,一般不单独使用。

i) 无差拍控制[19]

美国著名控制理论专家卡尔曼于20世纪60年代初提出了数字控制的无差拍控制思想。它具有瞬时响应快、精度高、THD小等特点,是一种优秀的控制策略。无差拍又称“无过冲”,指在每个采样点上系统的输出都与其指令完全一致,没有任何相位滞后和幅值偏差。从其定义即可看出,无差拍控制是数字系统特有的控制方式。它与最少拍控制有相似之处,表现在二者都具有“有限调节时间”特性。

5 展望

随着技术的发展,多电平逆变器将在高电压、大电流、大功率领域中应用得越来越多.复合控制可以结合一些控制策略的优点,使控制效果更好。比如文献[20]中提到的以重复控制为基础其他控制策略为辅的复合控制器。

【三电平NPC逆变器】推荐阅读：

三电平逆变器08-10

三电平光伏逆变器05-22

三电平中点钳位逆变器08-28

三电平逆变技术01-27

5电平逆变器01-27

多电平逆变05-11

并联逆变器07-21

逆变器拓扑08-04

电力逆变器11-02