风力发电系统逆变器（共5篇）
风力发电系统逆变器 篇1
1 概述
风力发电是风能的主要利用形式, 正弦波逆变技术在风力发电系统中是一个极其关键的技术。所以, 正弦波逆变技术的性能直接决定着风力发电系统的推广和应用[1-3]。本文研究设计了逆变系统的主电路, 并就各部分进行了设计计算, 最后对所设计电路进行了仿真, 对电路的电流、电压波形和总谐波失真进行了对比分析。
2 主电路的技术指标及组成
2.1 电路的技术指标
输入电压:单相AC220V, 50Hz
输出电压:220V
输出功率:1kW
频率变化范围:0—400Hz
整机效率:η≥80
2.2 主电路的组成
图1为系统的主电路图。主电路由电容滤波的不可控整流电路, Boost升压电路, 桥式逆变电路和输出滤波电路组成。
图2为单相桥式不可控整流电路。直流电压平均值UD=0.9Ui, 由电路设计指标得:
整流电路的等效电阻R为: (1)
0.9 0.9 220 198VDiU=U=×= (2)
输出电流平均值IR为:
在稳态时, 流经电容的电流在一周期内的平均值为零, 由id=iC+iR得出:
Id=IR (4)
在一个电源周期中流过某个二极管的电流iD平均值为:
ID=2Id=2IR=2.5A (5)
故二极管承受的电流为2.5A。二极管
承受的电压为电源电压的最大值, 即
考虑裕量为1.5倍, 故二极管承受的最大电压为。由于输出电压uD不是恒定的直流电压, uD中除直流平均值UD外, 还含有谐波电压。因此, 必须在整流电路的输出端与负载之间接入LC滤波器。图2中R为负载等效电阻。
根据
其中t=RC, 得:C=86μF, 取电容值为100μF。考虑裕量2倍, 电容承受的最大电02 396VCDU=U=。因此耐压值400V。
3 Boost升压环节设计
为了分析问题的方便, 将Boost电路输入、输出电压分别用US和U0表示, 其中198VSU=, U0=315V。
3.1 Boost变换器电路原理
Boost变换器又叫升压变换器、并联开关电路或开关型升压稳压器[4]。线路如图3-4所示。
设开关动作周期为Ts, 接通时间为Ton, 关断时间为Toff, , 接通时间占空比为D。
从t=0到Ton=DTS期间, 其增益为
UD从t=Ton到TS的Toff期间, 其增益为
Boost型电路在ton期间, 电感电流iL的增加量∆iL1等于toff期间电感电流iL的减小量∆iL2, 即∆iL1=∆iL2。由式 (8) 和式 (9) 可得:
3.2 占空比计算
由于输出电压为
所以占空比为
3.3 储能电感1L和电容1C的设计计算
3.3.1电感L1的设计计算
(1) L1计算公式推导
关开管T导通, 二极管D截止, il线性上升时的增益为
其中fS为开关频率
开关管T阻断, 二极管D导通, il线性下降, 其增益为
fS为开关频率
电感电流iL的变化量∆iL为
Boost型电路中, 二极管D的电流平均值ID等于输出电流平均值Io。电感电流临界连续是二极管D的电流平均值ID为
因此, 电感电流连续的临界条件为的表达时代如此关系式中, 可得
(2) L1参数计算
由于整机效率为输出功率为开关频率为
所以输入功率为
电流为
考虑裕量 (2倍左右) , 承受的最大电流为I0 max=2×4=8A。电感为
因此, 选取电感的电感值为, 电流为I0 max=8A。
3.3.2 电容C1的设计计算
输出电压脉动∆Uo等于开关S导通期间电容向负载放电引起的电压变化量, 放电电流为Io。
由于要求电压纹波∆U0 U0≤3%, 故
考虑裕量 (2倍左右) , 承受的最大电压为UC1=2U0=2×315=630V所以, 选取电容的电容值为C1=16μF, 耐压值1630VCU=。
3.3.3 IGBT管和二极管的设计计算
通过T和D的电流最大值ITmax和IDmax与电感电流最大值ILmax相等, 即
考虑裕量 (2倍左右) , 承受的最大电流为2×12.5=25A, T和D截止时所承受的电压UT和UD均为输出电压U0, 即UT=UD=U0=315V考虑裕量 (3倍左右) , 承受的最大电压为:315×3=945V。
4 全桥逆变环节设计
4.1 全桥逆变的基本原理
图4为桥式变换器的主电路。桥对角的两个绝缘栅双极晶体管 (IGBT管) 作为一对, 成对的桥臂同时导通, 交替各导通180度[4]。
4.2 全桥逆变电路参数计算
4.2.1 IGBT管的选取
根据交流电网电压和IGBT额定电压关系, 因为交流电网电压为220V, 所以取IGBT的额定电压UCE为600V。流过IGBT的电流额定值IC可按下式估算:
4.2.2 二极管的选取
逆变电路中, 由于二极管和IGBT管的电压和电流几乎相等。所以选取二极管额定电压600V, 额定电流25A。
5 输出滤波环节的设计
LC滤波器的—般形式是一个由LC组成的无源网络, 其工作原理是串联的LC电路在基频下呈串联谐振状态。在理想状态下, 对基波不产生压降, 对高次谐波则是高阻抗, 抑制高次谐波电流[5]。滤波器截止频率fc通常在100-400Hz左右。所以选用200Hz。
由于额定负载电阻为
若取R=0.5RL=24.2Ω则可得
考虑裕量 (2倍左右) , 承受的最大电流为IL2=2×4.5=9A
考虑裕量 (2倍左右) , 承受的最大电压为UC2=2U1=2×220=440V
因此, 取电感的电感值为2L=20m H, 电流为IL2=9A;取电容的电容值为C2=33μF, 耐压值为UC2=440V。
5.1 输出滤波电感的计算
(1) 计算电感两端交流电压
(2) 计算电感的功率容量
(4) 匝数的计算
(5) 确定空气隙长度
(6) 校核电感量L
故实际气隙应大于0.11厘米。
(7) 确定导线直径
6 仿真模型的建立
前置DC/DC单管正激调压电路采用PWM控制方式。后置DC/AC全桥逆变电路采用SPWM控制方式控制IGBT的通断。采用专业仿真软件MatLab/Simulink对设计的斩波电路进行仿真分析。根据以上分析得出仿真电路模型如图5所示。
6.1 仿真波形图
(1) 阻性负载输出电压、电流波及THD图, 取额定阻性负载为48.4Ω:
(2) 感性负载时输出电压、电流波形图及THD频谱图
(1) 阻抗角为30度
(3) 容性负载时输出电压、电流波形图及THD频谱图
(1) 阻抗角为负30度
(2) 阻抗角为负90度
根据负载性质的不同, 分别对不同负载进行仿真。综合上述输出电压的仿真结果进行FFT分析, 电压的变化趋势和THD的变化趋势如图11和图12所示:
从图中可以看出, 正弦波逆变电路带阻性负载、感性负载时的输出电压比较稳定, THD保持在5%左右, 即阻抗角在0-30度的时候逆变电路可满足交流负载的要求;带容性负载时, 由于电容值的增大, 输出电压的变化率受到电容的抑制, 电压升压缓慢, 电压值有所下降;同时, 随着阻抗角的增大, THD随之增加, 即阻抗角在0-90度范围内时逆变电路不满足交流负载的要求。从图中不难看出, 带感性负载时逆变效率比较好。
结语
正弦波逆变技术在风力发电系统中已成为一个极其关键的技术, 它承担着将直流电调制成稳压稳频的交流电直接供给负载或安全并联到交流电网的任务。
本文设计的由IGBT组成的高频逆变器的主电路及控制电路, 并对电路参数进行了计算, 完成了单相正弦波逆变器的设计, 达到了本次设计的目的。从理论上来看, 本文设计的单相正弦波逆变器是切实可行的。但是, 由于没能将设计的硬件电路搭成实验平台, 进行实际测试, 因此不能发现本设计与实际装置存在的差距。
参考文献
[1]刘凤生, 曹彪.基于DSP风力发电逆变电源的研究[J].科学技术与工程, 2011.
[2]朱钊.小型离网风力发电系统逆变电源的研究与设计[D].华中科技大学, 2011.
[3]E.Koutroulis, J.Chatzakis, K.Kalaitzakis, N.C.Voulgaris.A bidirectional, sinusoidal, highfrequency inverter design.IEEE Proc-electr.Power Appl, Vol.148, No.4, July2001.
[4]王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2004 (1) .
[5]朱代祥, 张代润, 彭协华.单相正弦脉宽调制逆变器的设计[J].电源技术应用, 2004.
美国“试水”海上风力发电 篇2
不过，就在离岸边500米远的海上，未来的气息透过灰色的薄雾若隐若现。一台淡黄色的风力涡轮机在波浪中摇晃，薄薄的叶片缓慢地旋转着。这个20米高的家伙建于去年6月，是一种试验性漂浮设计，规模只有实际大小的1/8。它最多可提供20千瓦电力，基本够6个美国家庭用电。不过，因为是美国近海唯一的海上风力发电场，这个被称为VolturnUS的建筑物正引发广泛关注。
过去几十年间，其他国家如比利时、英国、丹麦和德国在其海岸线周围建造了大规模的涡轮机发电场。然而，由于环境顾虑、官僚制度和政治反对，美国开发海上风电的努力一直没有结果。不过，一切或许将很快得以改观。生态研究显示，经过周密计划建立的风电场不会明显伤害到鸟类或海洋哺乳动物。商业人士和政客对开发和投资海上风电的兴趣也日益增加。
今年5月，美国能源部拨款给新泽西州、俄勒冈州和弗吉尼亚州的3个示范项目。一些州政府也正在为其建造海上风电场的雄心开辟道路，开发商则表示他们最快可于明年开始在海洋中安置涡轮机。
從理论上讲，这种潜力是巨大的。包括难以达到的深水地区，美国近海预计可产生4万亿瓦电力，足够提供4倍于该国现有用电需求的电量。不过，在该领域获得快速发展前，支持者不得不证明海上风电在经济意义上可以同其他能量来源竞争，而且必须清除各州和联邦政府在管制海上风电项目时设置的各种错综复杂的规定。
风力发电系统逆变器 篇3
随着风能的开发和利用,风力发电相关技术也取得了显著的进步,并逐渐成为能源技术中的一个重要分支[1,2]。开关磁阻发电机(SRG)具有优良的调速性能、较强的容错能力与自励能力,因而在风力发电领域有很大的发展潜力和研究价值[3,4,5]。其中,并网逆变器作为风力发电系统的核心部分,主要功能是将再生电能逆变为与电网同频率、同相位的三相交流电,并送入电网。
本文从SRG工作特性出发,研究基于SVPWM过调制算法的逆变技术在SRG风力发电系统中的应用。完整的仿真研究验证了控制策略的正确性和有效性。
1 SRG的工作原理与建模
SRG风力发电系统结构如图1所示。
1.1 SRG的工作原理
SRG系统主要有2种工作模式:自励模式和他励模式[7,8]。自励模式即在电压建立的初始瞬间,由外电源提供初始励磁,当电压达到控制所需的稳定值后切断外电源,此后由SRG本身发出的电压提供励磁。在这种模式中,由于建压后不再需要外电源,系统体积较小、效率高。
本文以研究自励模式下的SRG为主,其主电路结构如图2(a)所示。图2(b)为SRG典型的发电运行状态及相电流波形。定子齿极轴线与转子槽轴线重合时θ=0,此时相电感有最小值Lmin;定子齿极轴线与转子齿极轴线重合时θ=θm,此时对应相电感最大值Lmax。主开关的开通角和关断角分别为θon和θoff。由图2(b)可看出,发电运行下的相电流可以分为2个阶段:θon~θoff阶段,主开关是导通的,由电源向绕组供电,电机吸收电能,称为励磁阶段;至θoff瞬间(i=ic)关断主开关后,电流循续流二极管向电源回馈或输出给用电负载,此阶段为续流发电阶段。励磁区是消耗电能的,其中ic作为磁场强弱的主要标志,越大越有利。
1.2 SRG自励模式下的非线性建模
1.2.1 电感的傅里叶级数分解式
SRG电感的非线性模型以电感的傅里叶级数分解式为基础,根据精度需要截取低次谐波,忽略高次谐波。设SRG电感为L(θ,i),L(θ,i)是以T=2π/Nr为周期的连续函数,其中Nr为转子极数,则L(θ,i)在任意点均可展开成傅氏级数:
L0(i)和L1(i)可由下式确定:
其中,Lmin(i)可认为近似保持不变,Lmax(i)采用多项式级数近似拟合,即
对本文样机,取N=3就可获得良好的拟合精度。
1.2.2 端电压与相电流关系
忽略主开关和续流二极管的导通压降,励磁期间(θon<θ<θoff)与发电续流期间(θoff<θ<2θoff-θon)电容端电压uc可分别表示为
其中,r为绕组内阻,ik为第k相的绕组电流,Ψk(θ,ik)为绕组磁链,其表达式为
1.2.3 转矩方程
在非线性电感模型的基础上,SRG相绕组产生的电磁转矩为
转矩平衡方程为
其中,J为转动惯量,f为摩擦系数,ω为角速度,Td为风轮机的驱动转矩。
2 基于SVPWM过调制算法的逆变器设计
2.1 三相电压源型逆变器的工作原理
SRG输出电压近似直流,因此选择电压型三相桥式逆变电路,结构如图3所示。另外,考虑电路主开关的过载能力、换流能力等性能指标,选用IGBT作为主开关器件。同一桥臂上、下2个开关动作互补,用3个双向开关函数Sa、Sb、Sc表示A、B、C各相桥臂的不同状态:开关变量为“1”时,表示相对应的上桥臂开关管导通;为“0”则相反。根据三相桥臂的不同开关组合,得到逆变器的8组开关状态,相应输出相电压矢量如表1所示。
2.2 SVPWM过调制算法的原理及实现
对于每组开关状态,逆变回路输出的相电压与线电压可分别用开关状态函数矩阵表示为
经坐标变换,可得α-β平面上的8个基本电压矢量如图4所示。其中,U1~U6为有效矢量,模长均为2Udc/3;U0和U7为零矢量,复平面被划分成6个扇区。α-β平面上的任何电压矢量,均可用该电压所在区间相邻的2个基本电压矢量共同作用来合成。简便起见,忽略开关器件的死区影响。定义调制比M为
其中,r*=Ur/Udc,表示Ur以Udc为基准进行标幺值计算。令θr为参考电压矢量Ur的相角,则Ur的极坐标表达式为
根据调制比M的大小,整个调制区域可被分为线性调制区和过调制区2个部分,下文对其分别讨论。
2.2.1 线性调制区(0≤M≤0.866)
SVPWM的理论基础是平均值等效原理,即在1个开关周期内通过对2个相邻非零电压矢量加以组合,使其平均值与参考电压矢量Ur相等,以图4中位于第1扇区的参考电压矢量Ur为例,有
其中,Ts为SVPWM的1个开关周期,t1、t2为电压矢量U4、U6的作用时间,经过计算可得:
调制比M<0.866时,Ts≥t1+t2,Ts内的剩余时间t0=Ts-t1-t2由零矢量U0作用,逆变器线性输出正弦调制电压;调制比M=0.866时,t0=0,参考电压矢量Ur的运动轨迹是矢量图六边形的内切圆,此时逆变器输出最大正弦调制电压;调制比M>0.866时,逆变器进入过调制状态,参考矢量超出六边形边界的扇区内有t0<0,矢量图中不存在任何基本矢量组合可以在Ts时间内对Ur进行合成,此时逆变器输出的电压波形将产生畸变。
2.2.2 过调制区(0.866 通过以上分析可知,过调制区域内输出电压的畸变不可避免,其基波的幅值却可以通过过调制技术得到补偿。由此,本文采用了一种基于基波电压幅值线性输出控制的SVPWM过调制算法[9,10],定义幅值系数为 其中,姨3 Udc/3表示图4中六边形内切圆对应的电压矢量的幅值;2 Udc/3表示六边形的顶点电压矢量幅值;Ur表示参考电压矢量Ur的幅值。对上述3个量以Udc为基准进行标幺值计算,就可得到: 令Ux表示图4中六边形的顶点电压矢量,则算法对应的逆变器输出实际电压矢量U与参考电压矢量Ur的关系为 其中,x的具体数值见表2。 同样假定参考电压矢量Ur位于图4中六边形的第1扇区,基于式(13)和(14)及相关数学推导,可以计算出此时基本电压矢量U1、U2的作用时间t1、t2,如式(18)(19)所示,其他扇区类同。 比较式(18)(19)与式(13)(14)易知,该算法在过调制区间计算非零电压矢量作用时间的方法与在线性调制区间计算的方法非常类似,因而在已有SVPWM控制系统的基础上,不需对程序做出很大改动,就可采用该过调制算法。 3 仿真研究 分析自励模式下SRG的非线性数学模型,根据SVPWM过调制算法,在Matlab环境中进行仿真研究,建立仿真模型如图5所示。其中(a)为SRG一相仿真模块,(b)为基于SVPWM算法的逆变模块,(c)为系统整体仿真模型。相关参数如下:四相SRG,8/6极,额定功率为750 W,额定转速为1 500 r/min,参考电压U*=280 V,采样频率10 k Hz,C1=C2=1 000μF,频谱分析参考频率f=50 Hz。采用PI型调节器作为电压反馈控制器对SRG的输出电压进行控制,以实现稳压并减小输出电压脉动。PI控制器参数:KPv=0.1,KIV=4。 3.1 稳态特性 风速恒定时,SRG转速恒定,设n=1 000 r/min,仿真结果如图6所示。其中,(a)(b)分别为SRG输出电压波形及频谱图,(c)(d)分别为基于SVPWM过调制算法逆变后得到的A相电压和A相电流。从仿真结果可以看出,SRG的输出电压uc经过很短暂的调节时间就能稳定保持在280 V的给定值,谐波含量2.02%,静态特性理想,验证了SRG非线性建模的正确性;uc逆变后得到的A相电压为期望的三电平波形,最高电平约280 V;A相电流近似正弦,峰值约20 V,周期均为0.02 s。但是由于uc的微小脉动导致相电压与电流谐波畸变率较大,故增加滤波操作以改善电能质量。 逆变电路的输出端采用电感和电容构成Γ型滤波器,其传递函数为 给定滤波器截止频率为1 k Hz,考虑到滤波电感在逆变电路输出短路时还要起到限流的作用,将滤波电感和电容分别取值2 m H和13.3μF。滤波后三相输出电压和电流如图7所示。由频谱分析知,经LC低通滤波器后,输出电压的谐波畸变率仅为0.03%,输出电流谐波畸变率0.33%,谐波含量大幅度减少,电压性能有明显改善,输出平稳,能得到良好的输出电能质量。 3.2 动态特性 当风速变化,风轮机对发电机的驱动转矩Td不再为恒值,SRG的转速随之发生变化。假设0.2 s时,SRG转速由1 000 r/min阶跃上升至1 500 r/min,仿真结果如图8所示。其中,(a)为SRG输出电压波形,(b)(c)分别为滤波后逆变器的三相输出电压和输出电流。从仿真结果可以看出,SRG的高速运行会增大输出电压uc的脉动幅度,这是因为SRG高速运转情况下,电流斩波控制失效,系统将会自行切入单脉冲控制模式,此时电压反馈失效[11,12,13,14,15]。uc经逆变、滤波后,输出电压与电流波形仍然能够很好地逼近正弦,0.2 s转速突变后,幅值、相位能够保持平稳,频率稳定在50 Hz,谐波含量理想,说明系统对于风速变化具有良好的抗扰性能,能够满足供电用户需求。 4 结论 本文基于SRG的实际工作特性分析了自励发电模式下SRG的非线性数学模型,并针对风力发电系统对并网逆变器的要求提出了基于SVPWM过调制策略的逆变方法。仿真结果证明该方法能够得到所需要的输出电能,在动、静态环境中都能保持稳定的输出频率与幅值,有理想的控制效果,为SRG风电系统并网逆变器的工程应用提供了指导意义。
摘要：以四相8/6极开关磁阻发电机(SRG)为例,介绍了SRG工作原理以及实际工作中的饱和非线性,以傅里叶级数为工具建立非线性数学模型,并针对SRG发电系统的应用场合,采用了一种基于基波电压幅值线性输出控制的SVPWM过调制算法:在过调制区域内,引入幅值系数的概念,基于幅值系数和空间矢量图的顶点电压矢量,计算逆变器输出电压矢量与参考电压矢量的关系,并进一步推导出过调制区的基本电压矢量作用时间。该算法能有效解决对于SRG小功率发电系统,多电平逆变技术不适用,传统的两电平SVPWM算法控制精度又不够理想的问题。在Matlab平台进行仿真,结果表明,基于SVPWM过调制算法的逆变电路能将SRG的输出电能回馈电网,在动、静态环境中均能得到理想的输出电能质量。
风力发电系统逆变器 篇4
1 并网逆变器的数学模型及工作原理
图1所示为三相电压型并网逆变器拓扑结构示意图。Esa、Esb、Esc是三相电网相电压,Va、Vb、Vc是逆变器交流侧三相输出电压,它们均是以三相电网电压中性点为参考点。ia、ib、ic是电网三相线电流。L是网侧滤波电感,R是等效串联电阻,Udc是直流母线电压。
并网逆变器在三相静止坐标系下数学模型[2]为:
并网逆变器在d-q坐标系下的数学模型为:
公式(2)中,Vd、Vq分别为并网逆变器交流输出电压的d轴分量和q轴分量。
电压定向控制即在坐标变换过程中,将同步速旋转坐标系的d轴定位于电网电压空间矢量Es的方向,即以网侧相电压Esa峰值点作为旋转角度θ的零点,这样电网电压的d、q轴分量为:
公式(3)中,Em为电网相电压的幅值。
则并网逆变器在d-q坐标系下的数学模型为:
在两相同步旋转坐标系下,网侧变换器相对于电网的有功功率和无功功率分别为:
公式(5)中,P大于零,表示变换器工作于整流状态,变换器从电网吸收能量;P小于零,表示变换器工作于逆变状态,变换器向电网回馈能量。Q大于零,表示变换器相对电网呈感性,吸收滞后无功功率;Q小于零,表示变换器相对电网呈容性,吸收超前无功功率。其中id、iq分别对应电网侧电流中的有功和无功分量。稳态时,id、iq均为直流,其微分项等于零,则可以得到VOC控制下,并网逆变器的稳态控制方程为:
在稳态方程中,网侧电压Esd为前馈分量,可以克服由电网电压波动引起的系统扰动;ωLid和ωLiq为解耦项,使有功电流和无功电流可以分别独立控制。
由电路的拓扑结构可知,当交流侧输入功率大于负载消耗的功率时候,多余的功率会使得直流侧电容电压升高;反之,电容电压降低。又由于变换器的d轴电流和它吸收的有功功率成正比,因此,可对电容电压进行控制,用电压调节器的输出作为d轴分量电流(有功电流)的给定值,它反映了变换器输入有功电流幅值的大小。根据需要的功率因数和d轴给定电流值,可以得到q轴电流给定值。单位功率因数时,q轴电流恒等于零。
并网逆变器的控制框图如图2所示。
2 电流内环PI调节器设计
公式(4)表明,d、q轴电流除受控制量Vd、Vq的影响外,还受到电流交叉耦合项ωLid、ωLiq和电网电压Esd的影响。为了消除d、q轴之间的电流耦合和电网电压扰动,采用前馈解耦控制,电流调节器采用PI调节器,则电压控制方程为:
公式(7)中,id*、iq*分别为网侧有功电流和无功电流的参考值。
将公式(7)代入公式(4)有:
公式(8)表明,引入电流状态反馈和电网电压前馈后,只要通过调节PI控制器参数使之满足公式(8),即可使Vd、Vq分别跟踪各自参考值,进而产生与控制目标对应的d、q轴电流,而且实现了d、q轴电流的解耦控制。引入前馈补偿实际上是采用开环控制方式去补偿可测量的扰动信号,因此它不会改变控制系统的特性。
电流内环控制框图如图3所示。由于d、q轴电流具有相同的控制对象,因此控制系统结构和参数应相同,仅以d轴电流为例进行控制器设计。
考虑数字化控制往往具有一个控制周期的延迟以及PWM装置的延迟时间,在控制器的设计中加入了电流信号采样延迟环节和PWM装置的延迟环节,PWM装置的延迟时间T≤Tc(PWM开关周期),一般取T=0.5Tc(当采用SVPWM时取T=Tc),由于在变流器的控制中,Tc一般很小,时间常数很小的延迟环节可近似为一阶惯性环节。内环电流控制器传递函数等值框图如图4所示。
将电流信号采样延迟环节和PWM装置延迟环节合并,由于开关频率一般较高,合并后分母s2项系数远小于s项系数,可将s2项忽略,简化为一阶惯性环节:1/(1.5Tcs+1),Tc为开关周期。简化后的内环电流控制器传递函数等值框图如图5所示。
开环传递函数为:
可以看出,内环电流控制系统为一个具有零点的三阶系统,其性能很难分析,参数设计也较复杂,而且由于电流内环要求具有快速的跟随性能,因此需对其进行降阶处理。
为此,令τ=L/R,即用PI控制器的零点和电流控制对象传递函数的极点对消,校正后的开环传递函数为:
要达到二阶“最优”模型的动态性能,须满足ξ=0.707,KT=0.5,从而得到:
所以:
公式(11)即内环电流调节器PI参数计算公式。
在实际应用中,由于滤波电感及线路的等效串联电阻很小(即R很小),由公式(11)整定得到的积分系数需进行修正。一般取内环电流环的积分时间常数τ等于开关周期的6倍。
内环电流控制器的闭环传递函数可以写成:
当开关频率足够高时,Tc将很小,1.5Tc<<1,故s2项系数远小于s项系数,可将s2项忽略,闭环传递函数简化为:
即内环电流控制器传递函数可近似等效为一个惯性环节,其惯性时间常数为3Tc,当开关频率较高时,电流内环有较快的动态响应。
3 电压外环PI调节器设计
忽略线路损耗和变流器开关损耗,有:
公式(14)中P为变流器发出的有功功率。可得:
公式(15)中m为变流器调制度(变流器交流侧输出基波相电压幅值与直流侧电压之比),δ为变流器交流侧输出基波相电压与电网相电压的相位差。
直流电压控制环节可采用如下控制律:
考虑外环电压信号采样延迟,则直流电压控制器传递函数等值框图如图6所示。
由于mcosδ为一时变环节,这给直流电压环设计带来了困难,为此采用该环节的最大比例增量的取值来代替,采用SPWM调制时,m≤1,由于该环节为1时对整个电压环稳定性影响最大,因此这种近似处理是合理的。同时将电压采样延迟环节和电流内环传递函数合并,并近似为一阶惯性环节1/(4Tcs+1),简化后的直流电压控制器传递函数等值框图如图7所示。
由图7可得直流电压控制器闭环传递函数为:
公式(17)中,τ=KP/KI。另外,其闭环特征方程为:
直流电压控制器为3阶系统,利用主导极点的概念将系统在允许的误差情况下进行降阶处理:如果一个实数极点(或一对复数极点)距离虚轴最近,而其它极点与虚轴的距离都比这个极点与虚轴的距离大5倍以上,则此系统的瞬态响应可近似视为这个极点所产生,并称之为主导极点。在高阶稳定系统中,主导极点往往是一对共轭复数极点,这样可得到最短的调整时间和较高的精度,此时高阶系统相应的性能指标可近似按二阶系统来分析。
为此,将系统其中两个极点配置为一对共轭极点并使之成为主导极点,另外一个极点配置在距离虚轴很远的地方。
假设系统期望的闭环主导极点为:,闭环非主导极点为:s3=-nξωn,n一般取5~10。n越大,3阶系统的特性越接近于闭环主导极点决定的二阶系统。
期望的闭环特征方程为:D'(s)=(s2+2ξωns+ωn2)(s+nξωn)=0。对比D(s)和D'(s)有:
当开关Tc周期确定时,由n、ξ可求得ωn,进而确定直流电压控制器PI参数:
取n=10,阻尼系数ξ按二阶系统最佳整定值取0.707,PI参数计算公式为:
当考虑到直流电压的大延迟环节时,设惯性时间常数为Tf,则图7中的惯性时间常数变为4Tc变为T=4Tc+Tf,则此时电压环的PI参数计算公式变为:
4 仿真分析与实验结果
4.1 仿真分析
仿真参数如表1所示。理论计算得到的并网逆变器双闭环PI参数值为:电压环KP=0.383,KI=3.87;电流环KP=0.73,KI=244.4。
图8是电流内环的闭环传递函数Bode图,由图8可知,电流内环闭环系统带宽约为180 Hz。
图9是电流内环闭环系统的零极图,由图9可知,电流内环闭环系统的零极点均在单位圆内,故该系统是稳定的。
4.2 实验结果
实验在350 k W鼠笼式异步发电机全功率风力发电实验平台上进行,验证所提双闭环PI调节器参数设计方法的正确性和有效性。为简单起见,令并网逆变器工作在整流状态,直流母线侧接电阻性负载。实验参数如表1所示。
图10为直流侧电压Udc、电网线电压Uab和电网侧a相电流ia的稳态实验波形。从实验波形可以看出,直流侧电压稳定,交流输入电流正弦,同时,线电压Uab波形超前a相电流30°,即实现了单位功率因数运行。
为了验证系统的动态特性,在空载的情况下,突然给直流侧加上RL=43.5Ω的纯阻性负载,对应的实验波形如图11所示。由图可知,突加负载后,直流母线电压跌落,跌落幅值约为50 V,经过大约200 ms调节时间后,直流母线电压恢复正常。可见网侧变换器的动态特性较好,能够满足设计要求。
5 结语
并网型逆变器是风力发电系统中的核心关键部件。针对并网逆变器电压定向矢量控制策略,设计了电压电流双闭环PI调节器。本文在建立并网逆变器数学模型并阐述其工作原理的基础上,详细给出了双闭环PI调节器的设计方法。对设计的电流内环闭环系统的稳定性进行了分析,最后进行了实验验证。实验结果表明,运用所提方法设计的双闭环PI调节器效果良好,能够满足系统设计的要求。
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风力发电系统逆变器 篇5
关键词：Z源逆变器,永磁直驱风力发电机,直通,并网
1 引言
直驱式永磁风力发电系统的功率变换装置中，应用不同的电力电子变换电路，可组成不同的交-直-交功率变换拓扑结构，根据拓扑结构的不同，整个系统的控制方案也会不同。依据功率变换装置拓扑结构，直驱式永磁风力发电系统目前主要有不可控整流-Boost升压-电压型逆变器功率变换系统以及双PWM功率变换系统[1,2]。
不可控整流-Boost升压-电压型逆变器功率变换系统如图1所示。该系统采用三相二极管整流桥整流，经过Boost直流升压环节，将风力发电机输出整流的较低且波动较大的电压进行稳压，并满足并网逆变器的所需电压大小，然后由电压型逆变器将直流电能逆变并传输到电网[3,4]。这种电压型并网逆变器具有以下缺点:(1)额外加入的Boost升压斩波电路不仅降低了变换效率，而且增加了系统的成本;(2)若出现控制失误，或由于存在电磁干扰，容易导致逆变器上下管直通，损坏开关管;(3)为了避免逆变器上下管直通的发生，通常加入了死区，但死区影响了输出并网电流质量，给电网带来了谐波。
双PWM功率变换系统如图2所示。该系统中发电机输出的幅值和频率都变化的交流电，经过PWM整流器整流并升压，获得恒定直流，再经过电压型PWM逆变器逆变后与电网联接[5,6]。采用双PWM技术，使发电机与电网柔性连接，可有效缓解发电机故障对电网、电网故障对发电机的影响;同时，可以让电机在不同工况下运行，实现最大转矩、最小损耗和最大效率控制以及发电系统的单位功率因数控制。但使用PWM整流器会大大增加成本。
2003年彭方正教授提出的Z源逆变器提供了一种低成本、高可靠性的单级式升降压逆变器实现方案，得到了国内外学者的广泛关注[7,8,9,10,11,12]。Z源逆变器为功率变换提供了一种新的思路和理论，通过引进一个X型交叉阻抗源网络，将逆变桥与电源耦合，其拓扑结构如图3所示。
本文在改进升压控制策略的前提下，将Z源逆变器应用于永磁直驱风力发电系统，如图4所示。该系统包括风力机、永磁同步发电机、输入电容器、不可控整流器、Z源逆变装置和并网变压器。分析了基于Z源逆变器的永磁直驱风力发电系统并网的工作原理，研究了Z源网络电容电压和直通占空比的关系，提出了一种基于Z源逆变器的直驱永磁风力发电并网控制策略，以降低成本，提高Z源逆变器直驱式永磁同步风力发电系统的并网控制性能，满足电网运营商对风力发电并网的要求。
2 Z源逆变器的改进升压控制方法
由于最大增益控制中，直通占空比是变化的，其变化的频率是负载交流频率的6倍，因此最大增益控制会引起电感电流具有很大的低次谐波成分;另外，由于采用简单升压控制时，开关频率会加倍，导致开关损耗加大，因此本文采用改进的升压控制方法。实现Z源逆变器改进升压控制的方法是将一个开关周期内的直通零矢量平均分为6份，将它们插在两个有效矢量之间以及传统零矢量的两边。图5为改进升压控制的原理图。
在传统SVPWM的基础上，增加直通零矢量的产生环节，具体方法如下:由式(1)产生的Ta、Tb、Tc通过和三角波比较后产生的脉冲用来驱动三相桥上桥臂的三个开关管，由式(2)产生的Ta、Tb、Tc通过和三角波比较后再取反，用来驱动三相桥下桥臂的三个开关管。产生带有直通零矢量的PWM波形如图6所示。
3 Z源逆变器并网控制策略
由Z源网络的对称性可知
当Z源逆变器处于非直通状态时，非直通的时间为T1=T-T0，由图3可知:
当Z源逆变器处于直通状态时，其等效电路如图7所示。直通的时间为T0，由图可知:
由一个开关周期T中，电感两端平均电压必然为0可得:
其中，D0为Z源逆变器的直通占空比。
Z源逆变器交流侧相电压峰值可表示为:
其中，M为Z源逆变器的调制因子;B为Z源逆变器的升压因子。
当上桥臂导通、下桥臂关断时，开关函数SK=1，当上桥臂关断、下桥臂导通时，开关函数SK=0，其中K=a,b,c。
永磁直驱风力发电机组中，Z源逆变器的控制目标为:保证直流母线电压的稳定，且具有良好的动态响应性能。由于Z源逆变器独特的对称交叉网络，控制量选取单个稳压电容的电压值，同时控制无功功率，确保网侧电流正弦。
经过同步旋转坐标变换有
其中，Sd、Sq为开关函数SK变换到dq坐标系中d、q轴相应的开关函数;R为线路等效电阻;ω为网侧电压角频率;L为交流侧输入电感;ud、uq分别为电网电压的d、q轴分量。
将同步速坐标系的d轴定向为电网电压US，则有电网电压的dq分量为:
其中，um为电网相电压幅值。
dq坐标轴下，Z源逆变器相对于电网的有功功率和无功功率分别为:
由于dq轴变量相互耦合，控制器的设计具有一定困难。为此，在电流调节器采用PI控制时，可运用前馈解耦控制对dq轴变量进行解耦，vd、vq的控制方程为:
其中，KP、KI为电流内环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*为dq轴分量的指令电流值。
令d轴与电网电动势矢量重合，则d轴电流为有功分量，q轴电流为无功分量，为确保并网电流的正弦度好、谐波含量小，令q轴电流指令值为0。Z源逆变器采用电网电压定向的矢量控制方法，控制结构采用双闭环控制方式:外环为Z源网络中电容电压闭环，其输出作为电流有功分量的给定值。内环为电流闭环，其作用是跟踪电压外环给出的电流有功分量的给定值以及用户设定的电流无功分量的给定值。Z源逆变器控制框图如图8所示。
当交流侧输入功率大于负载消耗功率时，ud、uq多余的功率会使得直流电压升高，且变换器d轴电流与输入到交流侧的功率成正比，因此可对Z源网络电容电压进行控制，用电压调节器的输出作为id的给定值。令iq*恒等于零，确保网侧电流为单位功率因数。
4 仿真研究
本文所采用的永磁电机参数如表1所示。为防止非直通时直流侧断流，二极管非正常关断，Z源网络电感L=3mH,Z源网络电容C=1700μF。此时，Z源逆变器电感电流、逆变器输入电压以及二极管端电压波形如图9～11所示。可见，在直通时间内，Z源网络电容给电感充电，电感电流上升，在非直通时间内，Z源网络电感放电，电感电流下降。逆变器输入电压为正常的方波，并没有出现电压的跌落，在直通时间内，二极管电流为0，在非直通时间内，二极管电流并没有下降到0，说明Z源网络电感足够大，在非直通状态下，二极管并没有出现误关断，即不会出现Z源逆变器的非正常工作状态。
当永磁同步电机在额定转速时，经过三相不可控整流后的直流电压约为510V，此时，设定直通占空比为0.1，由式(6)可知，Z源网络电容电压为573V。由式(7)可知，逆变器输入电压峰值为637V。图12为Z源网络电压波形。可见，该电压基本稳定在设定值，但电压超调较高，响应时间较长，这与Z源网络的传递函数存在半平面零点有关，可采用非线性控制改善该系统的非最小相位现象。并网三相电流波形如图13所示，可知系统并网电流质量好，可实现网侧单位功率因数控制，具有较好的动态特性。
5 结论
本文在改进升压控制策略的前提下，将Z源逆变器应用于永磁直驱风力发电系统，分析了基于Z源逆变器的永磁直驱风力发电系统并网的工作原理，并针对其独特的阻抗网络和直通调制手段，提出了一种基于Z源逆变器的直驱永磁风力发电并网控制策略，提高了Z源逆变器直驱式永磁同步风力发电系统的并网控制性能。仿真结果表明，Z源网络电容电压稳定在设定值，网侧实现了单位功率因数，并网电流波形质量良好。
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