电流跟踪型逆变器

电流跟踪型逆变器（共7篇）

电流跟踪型逆变器 篇1

1 逆变技术的分类及发展趋势

电能变换的类型有四种:

1) DC-DC变换器 (直流电与直流电之间的变换) ;

2) DC-AC变换器 (直流电与交流电之间的变换) , 这种变流装置也称为逆变器;

3) AC-DC变换器 (交流电与直流电之间的变换) ;

4) AC-AC变换器 (交流电与交流电之间的变换) 。

逆变技术的分类方式有很多, 按逆变器输出交流的频率分为:工频逆变 (50~60HZ) 、中频逆变 (400HZ至几十KHZ) 和高频逆变 (几十KHZ到几MHZ) ;按逆变器输出相数可分为:单相逆变器、三相逆变器、多相逆变器;按逆变器输入的不同可分为电压源逆变器 (输入为恒定的的直流电压) 和电流源逆变器 (输入为恒定的直流电源) ;按开关的调制方式可分为方波调制逆变器、阶梯波调制逆变器、单极性PWM调制逆变器、矢量调制及跟踪型调制逆变器;按逆变器输出的控制方式可分为输出正弦波电压为被控量的电压型逆变器和以输出正弦波电流为被控量的电流型逆变器等等。

随着全控型功率器件的高频调制技术的快速发展和不断完善, 在过去的多年中, 开关型逆变器在电路的基本形式和控制的基本方法方面都已趋于成熟, 然而, 开关型逆变器技术仍然在许多方面在以更快的速度不断发展, 第一, 高频化。高频化技术直接导致了隔离变压器和滤波器体积及重量的减小, 但也导致了开关损耗的增加和电磁干扰的增大;第二, 开关型逆变器的模块集成化发展;第三, 开关型逆变器的数字化和网络化控制。

逆变器在可再生能源并网发电中起着重要作用, 可再生能源已开始有补充能源向替代能源过度, 从偏远缺电地区的独立发电系统向分布式可调度型大功率并网发电系统的方向发展, 可再生能源发电并网系统可提供稳定、高质量、高效率的绿色能源, 并网逆变器是可再生能源发电系统和电网的重要接口, 是目前国内外研究的热点。逆变器电流是可再生发电电能质量的重要指标, PWM控制技术是目前最为流行的逆变器控制技术。光伏并网发电因其受温度和光照等外界条件变化的影响以及光伏阵列非线性的电气特性, 其控制系统变得复杂。闭环电流PWM控制是光伏并网逆变器的主要的控制策略, 能够实时跟踪参考电流波形, 精确地控制注入电网电流, 使其最大限度的降低畸变率和减小谐波分量。

2 电流跟踪型逆变器原理

电流跟踪型逆变器使逆变器输出电流跟随给定的电流波形变化, 这是一种PWM控制方式, 电流跟踪一般都采用滞环控制, 也就是把逆变器的输出电流和给定的电流相比较, 当所得的电流偏差超过一定范围时, 改变逆变器的开关状态, 使逆变器输出电流增加或减小, 这样就会把输出电流与给定电流的偏差控制在一定的范围内。

原理:逆变器首先通过检测负载电流i, 并与给定电流i*相比较, 相比较所得的偏差信号经过滞环控制器H1和H2, 而当所得的偏差超过滞环控制器的环宽ΔI时, 此时则改变逆变器开关状态, 且当VT1导通时, i增加, VT2导通时电流下降。如此周而复始, 随着跟踪给定电流i*的波形, 逆变器的输出电流i将做锯齿形变化, 而锯齿形变化的范围与滞环控制器的环宽ΔI有关, ΔI较小, 逆变器的输出电流跟踪给定的效果更好, 但是逆变器的开关频率将提高, 开关的损耗也更大。因此要选择合适的环宽。

3 全桥式逆变器仿真分析

利用MATLAB对全桥式逆变器进行仿真, 仿真模型如下:

其中, 跟踪控制逆变器的模型参数与半桥式逆变器仿真的参数一样。DC1、DC2均为200V;RL模块中:R为0.5Ω、L为0.5mH;正弦波模块:幅值:20, ω为100π。

仿真波形如下:

可见, 当取合适的RL值时, 全桥式逆变器输出电流的波形也很好地跟踪了给定电流的变化, 但它的输出电压是半桥式逆变器的一倍。

4 总结

本文简单介绍了逆变器的分类、发展趋势, 及单相电流跟踪型逆变器的原理, 然后用MATLAB对全桥式逆变器做了仿真, 从结论中我们可以看到在合适的RL值下, 其输出电流很好的跟踪了给定电流的变化, 所以选取合适的RL值是关键。

参考文献

[1]洪乃刚.电力电子、电机控制系统的建模和仿真.机械工业出版社, 2012.

[2]焦在强, 许洪华.单极式并网光伏逆变器[J].可再生能源, 2004.

[3]戴训江, 晁勤, 加玛力汗.库马什.光伏并网逆变器滞环电流的自适应控制[J].电源技术, 2009.

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[5]孙孝峰, 顾和荣, 王立乔, 邬伟扬.高频开关型逆变器及其并联并网技术[M].机械工业出版社, 2011.

电流跟踪型逆变器 篇2

近年来在探讨一种新的控制策略,就是使电压型逆变器受电流信号控制,并直接输出正弦电流波形,从而构成所谓的电压源电流型逆变器。这种逆变器除保持电压型逆变器特点外,还兼有电流型逆变器的一些优点,如快速力矩控制、较强的过载能力、较小的电流谐波等。常用的SPWM电压型逆变器局限在静态条件下,而采用电流滞环跟踪PWM技术,可保证波形的正弦性,开关规律自动生成,简化电路。

2 电流滞环跟踪PWM逆变器控制原理分析

以A相电流滞环跟踪控制为例,其控制结构图如图1所示。

其中电流控制器是带滞环的比较器,环宽为h,将给定电流i*a与输出电流ia进行比较,电流偏差△ia超过±0.5h时,经滞环控制器(HBC)控制逆变器A相上、下桥臂的功率开关器件动作。

采用电流滞环跟踪控制的PWM波形,如图2所示。设比较器的滞环宽度为h,当输出电流ia比给定电流i*a大时,且误差大于0.5h时,滞环比较器输出负电平,驱动开关器件VT1关断,VT2导通,使实际电流减小。当减小到与给定电流相等时,滞环比较器仍保持负电平输出,VT1保持关断,实际电流继续减小,直到误差大于0.5h时,滞环控制器翻转,输出正电平信号,开关器件VT1导通,VT2关断,使实际电流增大,一直增大到带宽的上限。以上过程重复进行,这样交替工作,实际电流与给定电流的偏差保持在-0.5h-+0.5h之间,并在给定电流上下作锯齿状变化,达到跟踪电流的目的。

3 滞环跟踪控制的数学分析

三相电流滞环跟踪控制中为了便于分析关系,用A相进行分析。在图1中Ea是电机的反电势(正弦量),L是定子漏感。Sa=1表示VT1导通,VT2关断;Sa=-1表示VT1关断,VT2导通。此外,作以下假定:(1)忽略VT1与VT2开关状态切换时的死区延时;(2)由于逆变器开关频率很高,定子漏感的影响远大于定子电阻,定子电阻忽略。

把图2进行几何分析,可得到如图3所示,图1有:

一个开关周期之内,时间很短,认为反电动势Ea不变,从A点开始,Sa=1,电流沿AB上升;过点后,Sa=-1,电流沿BC下降,这样式子可按两种情况分别写成:

从图3中可以求出开关频率:

一个开关周期为:

开关频率为:

据此,可以得出这祥一些结论:(1)开关频率f和滞环宽h成反比;(2)定子电流角频率ω越低,转速越低,反电动势Ea也越小,则f就越大。

当电机堵转时,Ea=0,式(10)就变成:

这是滞环宽度控制中可能出现的最高频率,它可作为功率管的容许开关频率选择环宽时的参考。当u=300V,h=0.1/0.2A,L=5mH时,则fmax=150/75kHz。从上面式子可以看到,电流滞环跟踪控制的精度与滞环宽度有关,同时受到功率开关器件最高开关频率限制。由以上数据可知,功率器件的开关频率很高,器件的开关时间很小,在仿真中暂时忽略功率开关时间这个因素。下面我们对电流滞环跟踪PWM逆变器进行建模仿真。

4 电流滞环跟踪PWM逆变器的仿真

根据电流滞环跟踪PWM逆变器控制的原理,在Matlab/Simulink环境下构建电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型,如图4所示。

在电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型中,给定电流i*a与输出电流ia经滞环比较后产生开关变量sin Wave1、sin Wave2、sin Wave3,以控制桥臂上下开关器件的导通和关断。给定的正弦信号,其幅值为2A,频率为50Hz,相位互差2π/3,如图所示Subtract1、Subtract2、Subtract3为减法器,Relay1、Relay2、Relay3为滞环比较器,当比较器的输入大于正的阀值时,比较器输出为1;小于负的阀值时,输出为0;Logical1、Logical2、Logical3为逻辑反相器,目的是为了保证同一桥臂的上下两个开关器件一个处于导通,而另一个处于截止,避免直通现象的发生。图5是电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型中的子模块,被封装Subsystem模块中。在Product1-product9为乘法器,sak、sbk、sck和sak1、sak2、sak3为减法器,s1-s6和Ud为输入量,经过乘法器和加法器运算,输出Uao、Ubo和Uco三个量。取Ud=300V,L=0.005H,R=3Ω。如图6所示为给定电流i*a波形。

图7和图8为滞环宽度取0.1A时,逆变器输出的三相电流波形和A相电压波形;图9和图10为滞环宽度取为0.2A时,逆变器输出的三相电流波形和A相电压波。从仿真结果可以看出,避免传统SPWM的载波方法,输出电压跟踪纹波波形间隙小,输出电流波形对给定电流波形的跟踪紧密,这样可达到控制响应快,动态性能好;输出电流有谐波,这和滞环宽度有关,但谐波较小,可保证电流的正弦性;滞环宽度越小,输出电流波形谐波小,输出电压跟踪纹波就越小,输出电流波形的正弦性越好,有利于电流闭环控制电子器件的效果。

5 结论

研究了电流滞环跟踪PWM逆变器的控制,通过Matlab/Simulink进行了仿真,由仿真结果可见,电流滞环跟踪PWM控制电流响应快,动态性能好,不用载波,方法简单,可以取代传统的SPWM电压型逆变器,用于逆变器的控制系统中。

参考文献

[1]戴训,江晁勤.一种新颖的并网逆变器自适应电流滞环控制策略[J].电力自动化设备,2009,9(9):85-89.

[2]雷元超,陈春根等.滞环比较PWM跟踪控制分析[J].水电能源科学,2004,22(1):83-85.

电流跟踪型逆变器 篇3

关键词：并网逆变器,双环控制,电流控制器,准比例谐振控制,LCL滤波器

0 引言

世界环境的日益恶化和传统能源的日渐枯竭,促使了太阳能、风能等新能源的开发和利用。作为新能源发电系统关键性装置,并网逆变器直接决定着进网电流的质量[1,2,3,4]。

进网电流中如果含有过多的谐波分量,就会对电网以及用电设备造成严重的危害。在并网逆变器中,采用适当的输出滤波器是抑制进网电流谐波含量最基本的方法[5]。LCL型滤波器具有在高频段快速衰减的特性,可以以较小硬件体积获得足够小的开关频率谐波,故本文采用LCL滤波器对输出电流进行滤波。LCL型并网逆变器的性能不仅取决于滤波器参数的恰当设计,也取决于有效的电流控制策略以抑制其可能受到谐波电流激发而发生的谐振,破坏系统的稳定性[6,7,8,9,10]。结合电容电流反馈的并网电流控制在LCL滤波系统应用中比其他控制策略更合理易行[11]。文献[12]采用同步旋转坐标系下的PI控制对误差进行补偿,然而其具有有限的抗干扰能力,多次坐标变换,计算复杂等缺点。文献[13]采用基于αβ静止坐标系下PR控制,实现正弦电流控制的零稳态误差。本文对文献[13]的双闭环控制做了改进,采用准比例谐振控制(QPR),并将比例调节器用于反馈通道,引入惯性环节。控制器由系统闭环传递函数的根轨迹相关参数进行调节,这种方法可避免需要一些假设和简化的分析方法,更能凸显单个参数对系统的影响。50 k W并网逆变器的仿真结果验证了所提方案的合理性和可行性。

1 并网系统模型

并网逆变器主电路如图1所示。

逆变系统的参数如表1所示。

2 控制结构

2.1 控制策略

采用基于准PR调节器和P调节器的双闭环控制策略可实现进网电流的零稳态误差,其控制框图如图2所示。

用电容电流内环增加系统阻尼,以有效抑制谐振发生,用进网电流外环控制实现对并网电流的直接控制,可保证高的进网电流功率因数。直流母线电压由PI调节器控制,再经dq/αβ坐标变换产生逆变器参考电流。电网电压经锁相环产生坐标变换和准PR调节器所必需的角度和频率。

目前已有的电流控制器结构如图3所示。

图中采用PI调节器作为补偿器,将比例调节器用于正向通道,同时处理PI输出信号和电容电流反馈信号。两个调节器之间的耦合会导致这种结构在选择PI和P调节器参数方面实现比较困难。文献[13]采用PR调节器代替PI调节器,实现电流的零稳态误差。然而由于在实际控制中PR调节器不易实现,并且在非基频处增益非常小,当电网频率偏移时,不能有效抑制电网引起的谐波。故本文补偿器采用准PR调节器。两种调节器的传递函数分别为

式中:Kp为比例系数;Kr为谐振系数;ωc为带宽系数;ω1为电网基波角频率;其伯德图如图4所示。

可见,准PR调节器在谐振点附近一定带宽的频率范围内,仍能维持较高增益,解决了实际谐振频率与设计谐振频率略有偏差时增益大幅下降的问题。本文中电流控制器结构如图5所示。

图中将比例调节器转移至反馈通道,可实现准PR和P调节器的解耦控制,简化设计过程。并且比例调节器的增益也具有明确意义,即反映电容电流的反馈深度。考虑到实际系统不够理想,如逆变器开关延时及处理器的运行速度,本文在正向通道中引入惯性环节,取TPWM=150μs[14]。由图5可推导出系统的开环和闭环传递函数分别为

式中:a0=Kp;a1=Krωc+2ωcKp;a2=Kpω12;b0=TPWMLaLgaCa;b1=LaLgaCa+2ωcTPWMLaLgaCa;b2=KcLgaCa+ω12TPWMLaLgaCa+TPWMLT+2ωcLaLgaCa;b3=ω12LaLgaCa+LT+2ωc(TPWMLT+KcLgaCa);b4=ω12·(TPWMLT+KcLgaCa)+2ωcLga;b5=ω12TPWM,其中LT=La+Lga。由式(4)和式(5)可看出电流控制器为6阶系统,一般分析方法难以实现,故本文采用闭环传递函数根轨迹方法进行参数设计。Kr主要影响系统的稳态性能,ωc影响带宽(取ωc=5[15]),故先设置Kr=50,选取Kc和Kp的值。系统根轨迹如图6(a)所示,Kc从10到50,Kp从1增至60,当Kc和Kp为某一范围时系统进入稳态。根据分析,系统的稳定性和动态性能主要取决于极点p1~p4的位置,通过分析这些极点的阻尼比和自然频率确定Kc和Kp的最佳范围,如图6(b)所示,Kc取30和35时,Kp从1增至60,系统都处于稳态。

取Kc=30,Kp=20,验证Kr对系统的影响,如图7所示。图中Kr从1增至100可看出Kr的值对极点p1~p4基本无影响,对其他极点和零点具有微小影响。

综合以上分析并结合直流母线电压调节器,最终确定Kp,dc=0.7,Ki,dc=120,Kc=30,Kp=20,Kr=80,ωc=5。闭环系统零点和极点分别为p1,2=-1307.67+i5355.86,p3,4=-2023.66+i16977.35,p5,6=-2.02+i314.21,z1,2=-2.00+i314.14。相应的开环系统伯德图如图8所示。

由图可看出所设计控制器满足系统稳定性要求,其中幅值裕度为9.59 dB,相位裕度为24°。

2.2 滤波器参数和延迟时间变化时系统稳定性分析

在实际应用中,系统参数通常不能达到所设定的精确值。因此控制器参数的适应性需要在合理的可变范围内进行验证。不同参数变化时的根轨迹如图9所示。由图9(a)可看出,当Lg、Cf为给定值,Lf从0.5增至1.5 m H时,极点p1和p2远离虚轴,p3和p4靠近虚轴。所有极点的阻尼比增加,表明系统稳定性在此过程中增强。图9(b)、图9(c)中,当Lg或Cf增加时,p1和p2靠近虚轴,p3和p4远离虚轴。所有极点的阻尼比仍增加。需要注意,Lg和Cf对系统的影响是一致的,故应避免这两个值同向改变。

以上分析表明,即使滤波器参数变化较大时,系统仍能处于稳态。

图9(d)中,当系统延迟时间TPWM从100μs增至200μs时,所有极点都移向虚轴且阻尼比减小,极点p3,4有作为主要极点而取代p1,2的趋势。因此可得结论如下:TPWM对系统稳定性能有重要影响,其值越大,稳定性越差。故在实际运行中应尽可能的减小TPWM的值。

3 仿真分析

根据系统控制框图1和图2,对50 k W并网逆变器进行仿真来验证所提设计方法和所选控制器参数的可行性。采用表1及上节所设计参数,由Matlab/Simulink建立系统模型。逆变器输出电流和进网电流波形如图10所示。仿真时间为0.3 s,逆变器开始阶段PWM封锁,给直流母线预充电,在0.05 s时开启PWM波。根据图10,系统在2个暂态周期内进入稳态,开关纹波得到有效衰减,系统无振荡的稳定工作。图11为逆变器输出电流和进网电流频谱分析,证明了LCL滤波器和控制系统的有效性。对系统参数进行如上节所述的改变,仿真结果基本不受影响,然而当延迟时间TPWM增大到一定值后仿真波形发生了畸变。

4 结论

电流跟踪型逆变器 篇4

在冲量相等的情况下, 形状不同的窄脉冲加载具有一定的惯性, 所起到的效果是基本相同的, 这是采样控制理论中所得到的一个重要的结论。我们所提到的PWM控制技术, 其实质就是以上述理论为基础, 对半导体开关器件的导通和关断进行控制, 使输出端得到一系列幅值相等而宽度却不相等的脉冲信号, 同时用这些脉冲信号来代替一些波形, 然后按照一定的规则对脉冲信号的宽度进行调制, 用这样的方式来控制既能够改变逆变电路输出电压的大小值, 还能够改变输出功率, 而且这种方式相对较为安全可靠, 适用的范围较广, 受限制程度较低。

电压型PWM交—直—交变频特点是:第一, 在输出电压方面可以得到接近于正弦的波型。第二, 整流电路采用二极管, 这种方式可以获得接近于1的功率因数。第三, 在结构方面较为简单, 采取的是一级可控的功率环节。第四, 通过对输出脉冲宽度的控制就可以改变输出的电压大小, 这样能够大大地加快变频器的动态响应。

电流型PWM交—直—交变频特点是:第一, 当整流部分为可控制整流的时候, 可以简单地实现再生制动。第二, 直流侧接有大的电感, 相当于直流源, 直流电流基本上是没有脉冲的, 直流回去就会呈现出很高的阻抗。第三, 由于各个开关器件主要起到的是改变直流电流流通路径的作用, 所以交流侧电流通常都是矩形波样式, 这种波纹的形成与负载的性质没有关系, 但是交流侧电压波形和相位因为负载阻抗角度的不同会不一样, 而它的波形在通常情况下都是接近于正弦波的。

2 PWM控制技术的研究现状

长期以来, 变压变频调速以其优良的性能备受人们的关注, 但是由于缺乏理想的变频装置, 只能依靠旋转变频发电机组作为电源, 因此未能得到广泛的推广和应用, 直到电力电子开关器件的问世, 各种各样的静止式变压变频装置出现了迅猛的发展, 而随着电子电力技术产业的发展, 变频装置也在不断完善。1964年, 德国就已经提出了用脉宽来调制变频的想法, 把通信系统中的调制技术推广应用于交流变频器当中, 但是由于受到当时的条件限制, 开关器件的速度较慢, 所以没有能够得到广泛的应用。直到1975年, Bristol大学的S.R.Bowes及其小组人员把SPWM技术开始正式地应用于逆变技术, 使得逆变器的性能得到了极大的提高, 并且也得到了广泛的应用和推广, PWM逆变技术达到了一个新的发展高度。从1983年PWM调制技术出现到现在, 可关断元件在生产成本上不断地降低, PWM技术也越来越成熟, 它以其独有的灵活多变的调频调压方式逐渐被推广到世界的各个角落。目前, 世界上几个主要的电气公司所生产的变频调速器在控制技术上大都是采用PWM技术, 在大功率方面, 由于考虑到了开关损耗原因, 采用了阶梯波叠加的调制技术。现在最常用的就是正弦波脉宽调制方式, 也就是SPWM, 而这其中还包括了磁通SPWM以及电压SPWM和电流SPWM, 不过电压SPWM有一个缺点, 就是电压的利用率比较低, 输出的电压有效值只有输入的0.86倍, 这造成了极大的损耗。而磁通SPWM也就是SVPWM在使用中具有噪声小、电压利用率高、转矩脉动小等特点, 因而得到了广泛的应用。在电流源逆变器中, 应用较多的是梯形PWM和特定谐波消除PWM逆变技术。到目前为止, 有关逆变器以及控制方法的研究工作都集中于电压型逆变器, 对于电流型逆变器的研究还很有限。

3 梯形PWM控制的电流型逆变器

交流电动机的变频调速系统已经被公认为交流调速中性能最为优越的一种电力拖动型系统, 而且在调速的性能方面以及节能方面都有着无可比拟的优势。交流电动机之所以具有如此良好的性能, 主要归功于三个方面的技术性突破:第一, 全控型电力电子的出现以及不断完善, 简化了变频器的主回路。第二, PWM技术的不断革新和完善刷新了逆变器的性能指标, 使得主频器得到了广泛的应用。第三, 大规模的集成电路, 尤其是目前单片机的迅速发展, 其中专用芯片和ASIC的使用更是大大地简化了主频器的电路, 提高了其可靠性及实用性。

交流电动机的主频调速系统, 按照频率改变的方式分类, 变频器可以分为以下两种:第一, 交—交变频器, 就是将380V/50Hz交流电源直接转化成所需要频率的电压的电源。第二, 交—直—交变频器。这种变频器是将380V/500Hz交流电源首先转换成直流电源, 然后再转换成所需频率和电压的电源。

摘要：电流型逆变器在人们日常生活中的影响已经越来越大, 同时也得到了人们越来越多的关注, 专家及学者们对电流型逆变器的控制技术及方法的研究也越来越广泛, 并为此开设了专门的课题。电流型逆变器在电力系统无功补偿, 交流的变频调速和太阳能、风能等领域中也有着良好的发展前景, 笔者主要研究了关于三相电流型逆变器的PWM控制方法, 希望对读者有所帮助。

关键词：电流型逆变器,脉宽调制,梯形PWM

参考文献

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[2]PrasaD N.EnJeti.Programmed PWM techniques to eliminate harmonics:a critical evecalution[J].JEEE Trans on industry appl, 1999, 126 (2) :302-315.

电流型逆变电路的技术研究 篇5

三相电流型逆变器常常应用于电动机的调速控制,这个时候的负载是感性负载。电流型逆变电路的直流回路电流是不容易变动的,在逆变器开关动作时,如果不能保证逆变电流输入电流稳定,则易产生很高的di/dt,影响逆变器的安全运行,电压型逆变器则不会有这类问题出现。因此目前中小功率变频器大都采用电压型逆变电路,电流型逆变电路很少使用。但是电流型逆变电路的直流电源采用晶闸管可控整流,通过调节控制角可以进行有源逆变,将交流电动机的能量回馈电网,实现节能和四象限运行较为方便[1],因此有必要研究电流型逆变电路。

2 电流逆变电路工作原理介绍

2.1 单相电流逆变电路的工作原理

图1(a)所示为晶闸管组成的单相桥式电流型逆变电路。在图1中,V T1~V T4组成逆变电路的四个桥臂,大电感Ld串联于直流电源的输出端,因此直流回路电流Id基本不变。R、L为逆变器的负载,电容C是并联在负载两端的补充电容器,L、R与构成并联谐振电路。电容C处于过补偿状态,使并联谐振回路的电流0i领先于电压u0一个角度θ,即R、L、C呈容性,θ的大小取决于电容的补偿程度。在V T1、V T3导通时有正向电流Id自A流向B,在V T2、V T4导通时有反向电流自B流向A,AB间的电流i0是方波型的交流电,如图1(b)所示。设0~π区间,V T1、V T3导通,i=0id,C与R、L工作于谐振状态。在w t=π时刻之前,输出电压u0>0,V T2、V T4承受正向电压,在w t=π时刻,VT1与V T2、V T3与V T4需要换流时,触发V T2和V T4,VT2、V T4因受到正压而导通,V T1、V T3受反向电压而关断。在0i的负半周w t=2π时刻,触发V T1、V T3,则V T2、V T4受到反向电压关断,V T1、V T3再次导通。可以看出,晶闸管触发脉冲出现的时刻与负载电压u0有关,这种运用负载电压使晶闸管关断的方式称为负载换流形式。

2.2 三相电流逆变电路的工作原理

三相电流型桥式逆变电路的原理图如图2所示。图2中的GTO使用反向阻断型器件。假如使用反向导电型GTO,必须给每个GTO串联二极管以承受反向电压。图中的交流侧电容器是为了吸收换流时负载电感中的储能而设置的,是电流型逆变电路必不可少的组成部分。这种电路的基本工作形式是120o导通方式。即每个臂一周内导电120o,按V T1到V T6的顺序每隔60o依次导通。这样的话,在每个瞬间上桥臂组的三个臂和下桥臂组的三个臂都会各有一个桥臂导通。换流的时候,是在上桥臂组或者下桥臂组的组内依次进行换流,这是横向换流。

图3给出了逆变电路的三相输出交流电流波形及线电压uUV的波形。输出电流的波形和三相可控桥式整流电路在大电感负载情况下的交流输入电流的波形形状是一样的。因此,它们的谐波分析数学表达式也会是一样的。输出电压波形和负载性质有关,图3中给出的波形形状大体上是正弦波,但是上面叠加了一些脉冲,这产生于逆变器的换流阶段。输出交流电流的基波有效值IU1和直流电流Id的关系为:

和三相电压型桥式逆变电路中求输出线电压有效值的式子相比较,因两者波形形状相同,所以两个公式的系数相同。

3 电流型逆变电路在MATLAB/Simulink的建模与仿真

3.1 单相电流型逆变器的建模与仿真

单相电流型逆变电路主要由可控电流源、4个晶闸管、并联RLC支路、脉冲发生器等构成,其在MATLAB/Simulink中仿真电路模型如图4所示[2,3,4]。图5为单相电流型逆变电路的输出电流和电压仿真波形,从图5中可以看出输出电流逆变成矩形波,实现了直流变交流的目的。

3.2 三相电流型逆变器的建模与仿真

三相电流型逆变电路主要由可控电流源、6个Mosfet、三相串联RLC支路以及脉冲发生器等构成,其在MATLAB/Simulink中仿真电路模型如图6所示[2,3,4]。图7为三相电流型逆变电路的输出电流和电压仿真波形,从图7中可以看出实现了逆变成三相交流电流。

4 结束语

本文首先对单相和三相电流型逆变电路的工作原理做了简单阐述,然后在MATLAB/Simulink中对其进行了建模仿真,仿真结果表明,电流型逆变电路能够将直流电流逆变成矩形的交流电流,其中单相电流型逆变电路主要应用在小功率场合,而三相逆变电路应用在大功率场合。

摘要：根据直流侧电源性质的不同,逆变电路分为电压型和电流型逆变电路,其中电压型逆变电路的直流侧相当于电压源,直流回路呈现低阻抗;电流型逆变电路的直流侧相当于电流源,直流回路呈现高阻抗。文章研究了电流型逆变电路,首先阐述单相和三相逆变电路的工作原理,然后在MATLAB/Simulink中进行了建模与仿真,通过仿真结果分析,逆变电路能够将直流电流逆变成矩形波的交流电流。

关键词：电流型逆变电路,负载,矩形波,建模与仿真

参考文献

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[2]杨璐,荣军,刘凯,等.李仁贵单相全桥逆变电路在MATLAB中的建模与仿真[J].电子技术,2015,3:79-81.

[3]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统MATLAB的仿真[M].北京:机械工业出版社,2006.

电流跟踪型逆变器 篇6

关键词：逆变器,死区补偿,电流预测

对于电压型逆变器,为防止上下桥臂直通, 通常需设置一个死区时间以延迟开关器件的导通。但在逆变器输出电流的作用下,死区会使实际输出电压与给定电压之间出现偏差,导致输出电流波形畸变和电机转矩脉动,在输出电压较低时这种影响尤为严重[1]。

现有死区补偿方法大体分为硬件补偿和软件补偿两类[2]。硬件补偿大体分为电压检测补偿和电流极性检测补偿:1)电压检测补偿通过实时采集到的输出电压与给定电压进行比较,将误差反馈到给定通道进行补偿[4];2)电流检测补偿通过硬件电路实时检测电流极性,判断补偿电压[5]。 由于硬件补偿方法需要额外的硬件电路,使成本增加,所以在实际中并不常用。软件补偿大体也分为两种:1)通过计算需要补偿的电压平均值进行补偿,该方法简单易行,但对于电流过零点附近的补偿效果不佳[6];2)通过在每个PWM周期内采集电流极性实时对输出电压进行补偿,补偿效果取决于电流采样的准确性和实时性,若电流检测不准或滞后时间过长则导致补偿不准,反而可能会使死区影响加重[7,8,9]。

另外,功率开关器件的寄生电容对器件的开通和关断也有影响,寄生电容的存在相当于减小了死区时间,应对补偿电压进行调整[10]。

本文以异步电机数学模型为基础,提出了一种基于电流预测的死区补偿方法。该方法以当前时刻电流采样值作为初值,根据电机数学模型去预测后续时刻的电流值,再去判断电流极性并进行死区补偿。该方法消除了电流采样滞后带来的影响,解决了电流极性检测困难的问题。本文还分析了功率开关器件寄生电容对输出电压影响,并对此进行了补偿。

1死区效应及补偿电压

1.1死区效应分析

图1示出了电压型PWM逆变器单相桥臂电路以及死区效应的原理,其中电压参考点选为电容中点,电流以流出逆变器为正方向。

图1中,V1和V2是开关器件,D1和D2是续流二极管,S1是器件V1的驱动信号,S2是器件V2的驱动信号。PWM调制选用三角波载波比较方式, CB=1表示三角载波的下降段,CB=0表示三角载波的上升段,U*为给定电压,U为逆变器输出电压,Udc为逆变器直流侧电压,I为逆变器输出电流,以流出为正方向,Td为死区时间。

当电流I>0时,若V1由开通转为关断,由于电感电流不能突变,电流将通过D2续流,U迅速由正变负,不受死区影响;若V2由开通转为关断,此时V1由于死区设置也保持关断,电流仍然通过D2续流,逆变器输出电压U保持低电平。当死区结束,V1开通,U才变为高电平。可见,在图1条件下,死区效应导致逆变器输出相电压在一个开关周期内比给定值少开通Td时间,其伏秒面积为-Udc·Td,实际电压小于期望电压。同理,可以获得I<0时的死区效应对输出电压影响情况。逆变器输出相电压受死区影响如表1所示。

1.2补偿电压

根据伏秒平衡定理,可以采用对电压给定进行补偿的方法实现死区时间的补偿,其原理如图2、图3所示。图2a、图3a中,I>0,V1开通延时造成输出电压受死区影响Td1时间;I<0,V1开通延时造成输出电压受死区影响Td2时间。图2b、图3b中,电流:D2—V1—D2,V2无电流;Td1:V2提前关,V1按时开;Td2:V1按时关,V2延时开;判断条件分别为U*>0,I>0;U*<0,I>0。电流:V2—D1—V2,V1无电流;Td1:V2按时关,V1正常延时开;TD2:V1提前关,V2正常开;判断条件分别为U*>0,I<0;U*<0, I>0。当电压给定U*为“+”,电流为“+”时,在三角波下降段,由V2切换到V1时,原D2中流过电流、 V2中无电流,在三角波上顶点给定电压加上一个附加值ΔU,使V2提前关断,消除V1开通的死区时间Td1;三角波后半周,V2开通延时对输出电压无影响,电流从V1切换到D2,V1按时关,V2延时开。

当电压给定U*为“+”、电流为“-”、三角波前半周、由V2切换到V1时,V1中没有电流,因此V1开通延时对输出电压无影响,V2按时关,V1延时开;三角波后半周,电流从D1切换到V2,V1中无电流,在三角波下顶点给定电压减去一个附加值 ΔU,使V1提前关断,消除V2开通的死区时间Td2。

从上述分析看,死区补偿与给定电压极性无关,仅与电流极性和三角波前后半周期相关。具体为:电流极性为“+”,在三角波前半周期给定电压加补偿电压ΔU;电流极性为“-”,在三角波后半周期给定电压减补偿电压ΔU。

上述方法忽略了电流采样时间的滞后以及电流断续对补偿效果的影响。实际装置中,电流采样一定会有滞后,当开关动作时,实际相电流的极性可能已经发生变化,和采样结果不同,因此直接根据采样电流去推断电压补偿不一定准确,会影响补偿效果。

1.3功率器件寄生电容影响

功率开关器件寄生电容也会对逆变器输出电压有影响,文献[11]对此进行了详细分析。

以A相为例,当CB=1,IA<0时,下管V2关断,上管V1延时开通,则A相输出电压如图4所示。

图4中,当下管V2关断后,电流将通过D1续流 。 理想情况 下 ,电压将在t0时刻立刻 由-Udc/2变为+Udc/2,而实际情况下,电流会对功率管的寄生电容充电,使输出电压有一定的上升时间,上升时间即完全充电时间为T1=C·Udc/IA,C为寄生电容值。寄生电容会使实际电压小于期望电压,其缺失的伏秒面积为图4中三角形阴影面积。

逆变器输出电压脉冲上升和下降时间随相电流瞬时值变化而变化,输出电压下降时间取决于正电流的大小,电流越小下降时间越长;输出电压的上升时间与负电流的大小有关,电流绝对值越小,上升时间越长。

2电流采样延时的补偿方法

逆变器驱动异步电机系统电路如图5所示。

图5中,Ux0为逆变器出口处的电压,Ix为逆变器的输出电流(以流出为正方向,x=A,B,C),Rs为定子电阻,Lso为定子漏感,Lro为转子漏感,Lm为定转子互感,Ucom为电机公共点处共模电压。

根据上节的分析,要想精确补偿死区,必须考虑电流采样滞后的影响。对于每个电流采样周期,电流采样结果为该周期内电流的平均值, 它近似等于采样周期中点时刻的电流值,采样周期越短,这一近似效果越好。考虑到任意时刻功率器件的开关状态都是已知的,则图5的电路结构明确。若以采样值作为当前采样周期中点时刻的电流初值,可以预测出后续任意时刻的电流变化,直到开关动作发生改变。基于上述原理, 本文采用这一预测电流结果来做死区补偿,从而使补偿效果更加精确。

根据图5,逆变器输出电压可表示为

式中:Lr为转子电感,Lr=Lm+Lro;ωΨx为由转子磁场感应出的定子侧相电压(用电压模型算出的磁链乘以同步角速度)[1];x=A,B,C。

若x相上管导通,则Ux0= +Udc/2;若x相下管导通,则Ux0=-Udc/2。

电机公共点处共模电压为

由式(1)可得:

式中:ΔT为采样等效延时。

在采样频率比较高时,ΔIx等效为式(1)中的d Ix, ΔT等效为式(1)中的dt。

式(1)~式(3)中,反电势ωΨx可根据矢量控制电压模型算出[1],Ucom可根据当前开关状态确定,那么当前时刻实际电流Ix′= Ix+ ΔIx,并根据Ix′电流极性、电流幅值和逆变器开关状态计算补偿时间。

3寄生电容影响的补偿方法

功率器件寄生电容对输出电压的影响与相电流的极性、幅值有关,因此根据第2节得到的当前实际电流对补偿时间进行计算,再转换成补偿电压。下面以A相为例详细说明补偿方法,Ton为开关器件开通延时,Toff为开关器件关断延时,C为开关器件的结电容和等效分布电容值,T′d为实际死区时间,Td′= Td+ Ton- Toff,T1为充放电时间。

1)CB=1,IA′≥0。当下管V2关断后,电流由D2续流,输出电压依然保持为-Udc/2,经过死区时间Td和开通延时Ton时间后,上管V1才实际导通, 因此补偿时间Tc=Td+ Ton。

2)CB=1,IA′ <0。T1=-C·Udc/IA′ ,若T1>Td′ ,使图6a中三角形阴影部分与梯形阴影部分面积相等可得:

若T1≤T′d,如图6b所示,同理可得:T2=T1/2。

因为理想情况下电压应在t0时刻从-Udc/2上升到+Udc/2 ,而实际情况如图6所示,电压存在逐渐上升的过程,从而实际电压可等效为在tc时刻从-Udc/2上升到+Udc/2,所以补偿时间Tc=Toff+T2。

3)CB=0,IA′<0。当上管V1关断后,电流由D1续流,输出电压依然保持为Udc/2,经过死区时间Td和开通延时Ton时间后,下管V2才实际导通,因此补偿时间Tc= Td+ Ton。

4)CB=0,IA′≥0。T1=C·Udc/IA′ ,若T1>Td′ ,使图7a中三角形阴影部分与梯形阴影部分面积相等可得:

若T1≤Td′,如图7b所示,同理可得:T2=T1/2。

因为理想情况下电压应在t0时刻从+Udc/2下降到-Udc/2,而实际情况如图7所示,电压存在逐渐下降的过程,从而实际电压可等效为在tc时刻从+Udc/2下降到-Udc/2,所以补偿时间Tc=Toff+T2。

根据图2、图3可推导出补偿电压Uc=2UdcTc/ Ts,其中Ts是PWM逆变器三角波载波周期。

图8给出了本文死区补偿方法的流程图。

4实验

为验证上述方法的有效性,在160 k W电机试验台上做了验证。PWM载波频率2.5 k Hz,死区时间5 μs。图9为电机工作在2.5 Hz,50%负载下的电流波形,图9a为无死区补偿的波形,图9b为采用死区补偿后的波形,可知采用上述补偿方法后,低频下电流波形得到明显改善。

图10为理想电压与实际电压对比波形,图10中通道1为A相理想电压波形,通道3为A相电流过零处,通道4为逆变器A相实际输出电压波形。可知补偿后实际输出电压与理想电压基本上实现了面积等效。

5结论

电流跟踪型逆变器 篇7

关键词：电流源型三相逆变器,电流空间矢量,双向拓扑,软开关

0 引言

电力电子变换技术在工业自动化、智能交通、输电配电、节能降耗、环境保护治理等方面起到了巨大的推动作用[1]。特别是近年来随着世界各国工业和科技的迅速发展,电力电子变换技术正在快速更新,其对人类社会的影响与日俱增。在采用独立运行逆变器供电的应用场合中,随着用电设备的增加,对逆变器的功率等级与可靠性的要求也随之增高[2]。

国内在功率变流领域方面的研究起步较晚,与发达工业国家相比尚有较大的差距。迄今为止,国内外学者对电流源型三相逆变器的研究相对电压源型三相逆变器来说要少得多。在此背景下,本文对电流源型三相逆变器进行系统的研究包括:数学模型的建立与分析,电流空间矢量控制技术,电流双向流动拓扑与控制,新型软开关拓扑及其控制方法。该研究对提升我国电力电子装备技术具有重要的意义。

1 建模与分析

1.1 d-q坐标系下逆变器的数学模型

图1 为电流源型三相逆变器拓扑图,其中各参数的意义:C为输出的滤波电容;Usd,Usq为逆变器输出电压的d,q分量;isd,isq为逆变器输出电流的d,q分量;ω 为d q坐标轴的旋转角速度;L为直流侧大电感;Idc为直流侧大电感的电流;R为负载;Uin为输入直流电压;r为输入侧串联电阻的等效值。

以第6 扇区为例分析,由电流源型三相逆变器的工作原理可得:

由逆变器的拓扑可得:

将电压和电流均进行d-q坐标变换,得到式(3):

以第2 扇区(I2矢量与 β 轴同向,便于分析)为例,两电流矢量的作用时间为:

电流源型三相逆变器在d-q坐标系下的平均模型表达式如式(5)所示,结构框图如图2 所示。

1.2 电流源型三相逆变器的参数设计

由于三相逆变器采用PWM控制,而PWM有很多不同的调制方法[3],通过这些PWM调制来控制输出电流ik(k = a,b,c) 的相位和幅值。所以可以保证的是:保持逆变器输出电流接近正弦并且输出电流ik和电网电压uk同相。根据上述的理论说明可知,此时基波相移因数为1。功率因数的高低取决于上述两个变量的值,而这两个变量都可以尽量保证为1,所以功率因数也可以近似为1。据此便达到了获得高功率因数的目的。

为了在d-q坐标系下对整个三相逆变器系统进行分析以及对控制器进行设计,需要对逆变器的输出电压、电感电流、负载电流进行三相到两相的Clarke变换和旋转变换,得到d-q坐标系下控制系统的各控制量。

假设三相逆变器输出电流为三相对称,则可以得出三相电流各次谐波表达式如下:

式中:ian,ibn,icn分别为a,b,c相电流的第n次谐波;imn为n次电流谐波的幅值;ω 为基波角频率。通过计算可以得到各次谐波通过变换后在d-q坐标系下的分量为:

式中:idn和iqn分别为第n次谐波经过变换后在d轴和q轴上的分量。

电流源型三相逆变器交流侧电流与开关函数成正比,当采用PWM控制时,由于开关函数中含有谐波分量,因而逆变器交流侧电流中亦含有谐波分量。为了滤除交流电流中的谐波分量,电流源型三相逆变器交流侧必须设置滤波环节。 LC滤波器是典型的无源滤波器,使用设计都比较简单,能满足基本需求,所以本文采用最简单的LC滤波器。

电流源型三相逆变器输出交流侧的滤波环节的谐波电流传递函数Gh(s) 可表示为:

其中:R为LC滤波环节的等效电阻;Isjh(s) 为电流源型三相逆变器输出电流谐波分量的拉氏变换量;Ipjh(s) 为电流源型三相逆变器输出电流谐波分量的拉氏变换量;电流源型三相逆变器交流侧LC滤波环节的传递函数呈现为二阶传递[4]。所以当设计LC滤波环节的参数时,首先必须要确定合理的LC滤波器的截止频率,以滤除PWM谐波,并有效地抑制低次谐波电流。另外,还必须使LC谐波器具有一定的阻尼比,以抑制网侧电流振荡。

由于PWM谐波主要分布在开关频率的整数倍频附近,因此LC滤波器设计必须充分考虑到开关频率点附近的谐波衰减,同时还必须确保足够大的基波增益。LC滤波器的自然振荡频率 ωn和阻尼比分别为式(9):

根据式(9)即可求取电流源型三相逆变器的滤波器相关参数L,C。权衡考虑,LC滤波器电容C的取值范围为:

其中:Idcmin为电流源型三相逆变器输入端直流电流最小值;Em为电流源型三相逆变器输出端电网电压的最大值(幅值);Pe为电流源型三相逆变器输入直流端的额定功率;ωhmin为电流源型三相逆变器输出交流侧最低次谐波的角频率。

一旦电容C的值取值范围确定,即能根据截止频率求出电感L值,进而设计出电流源型三相逆变器输出滤波器的其他所需参数。

2控制技术分析

2.1 电流空间矢量控制

根据电流源不能开路的特性,任意时刻三相桥拓扑中必须保持有电流通路[5],因此电流空间矢量的开关状态不同于电压空间矢量,三相逆变桥同一桥臂的上下桥臂功率器件的开关状态并不互补。电流空间矢量调制中,三相桥在任意时刻必须保持三个桥臂的上桥臂和下桥臂有且只有一个桥臂同时导通,根据这种组合规则可以得出9 种开关状态。忽略电感上电流的脉动,认为直流电感上电流为恒值Idc,同时忽略输出端低通滤波器的作用,则9 种开关模态对应的输出电流表如表1 所示。

表1 中:“0”表示开关ks关断;“1”则表示其开通;k =1,2,…,6。电流源型三相逆变器系统中,三相电流在空间上相差120°。

将9 个基本电流矢量分别在轴上进行投影,可以得到9 个基本电流矢量在 α,β 轴上的投影值如表2 所示。

由于电感的存在,电感电流不能突变,否则会在电感两端感应出一个很高的电压,导致功率器件过压损坏。因此,任何时刻都必须保持三相桥上、下臂各有一个功率器件导通。实际中使用的功率器件并不是理想器件,有开通和关断的延迟,为了保持电感电流连续,空间矢量脉冲中必须加入相应的死区。实际电路中需要加入硬件死区电路。

2.2 电流双向工作原理与分析

为了弥补传统拓扑只能实现电流单向流动的缺点,将该拓扑中串联的二极管用全控型开关管替代,可实现系统电流的双向流动,如图3 所示。此拓扑适用于逆变器并网,可以视实际情况决定功率流的流动方向。

本文对电流源型三相逆变器的控制是基于该拓扑在d-q坐标系下的数学模型。该控制系统中,只采用了电流单环控制,先对电网电压和并网电流进行采样,通过计算出此时电网电压的相位 θ,然后对并网电流进行α-β/d-q变换,算出并网电流在d轴和q轴的分量,将d轴和q轴的电流作为反馈量分别与d轴和q轴的给定量作差,得到误差量,再通过PI运算得到系统d轴和q轴的控制量。当系统的输出功率越大时,同一桥臂中上、下桥臂直通的时间应该越长,而此时算出的idout为两个非零基本电流矢量作用的矢量和,其值越大,两个非零基本矢量的作用时间越长,相反零矢量作用的时间越短,因此这里应该将控制量取反,再加上一个偏移量作为d轴最终的控制量。最后进行d-q/α-β 变换得到控制量在 α-β 坐标系下的分量,判断此时矢量所处的扇区,计算出各基本向量的作用时间,再根据脉冲产生的方法产生相应的脉冲波形,最后通过逻辑电路来产生最终的驱动脉冲。

本文采用同步旋转坐标系下的数学模型对系统进行控制,将直流侧电感电流作为系统d轴外环反馈,网侧电流作为系统内环反馈,控制器采用PI调节器[6],当系统工作在反向工作状态时,电网向直流电源充电,本文采用的是恒流充电的模式,受控对象为直流侧电感电流。在同步旋转坐标系下,d轴控制变换器的有功分量,q轴控制变换器的无功分量。在反向工作的控制系统中,d轴采用双环控制,将直流侧电感电流作为d轴的外环反馈,交流侧三相电流的d轴分量作为内环反馈。 q轴采用单环控制,通常为了使整流器工作在最大功率因数条件下,需要使系统的无功分量为零,因此q轴控制量恒取为零。

为了说明在并网状态下电流双向流动的拓扑与控制原理,本文通过Matlab软件进行仿真分析,见图4。

由图4(a)可以看出,当系统工作在正向逆变时,三相电流与三相相电压同频同相,直流侧电感电流为正值,说明当系统工作在逆变状态时直流侧输出功率为正,直流侧向外输出功率。由图4(b)可以看出当系统工作在反向整流时,三相电流与三相相电压同频反相,直流侧电感电流为负值,说明当系统工作在整流状态时直流侧输出功率为负,电网通过系统向直流侧储能系统充电。

3软开关设计与仿真分析

3.1 新型软开关拓扑及控制原理

电流源型三相逆变器软开关电路拓扑如图5 所示。 L为主电路的大电感,在逆变器正常工作时,L上的电流仅有很小的纹波变化,近似于电流源。S1~S6是主电路的开关管,每个开关管均串联一个二极管,防止电流回流。 Lr,Cr,VT1,VT2,VD1和VD2组成了软开关电路。

软开关电路的4 种模态图,如图6 所示。

(1)模态1:t0时刻之前S1和S6导通,此时是工作在A,C两相。在t0时刻,将VT1零电流导通,因为Lr的数量级很小,时间常数很小,A,C两相的负载电流快速换流到Lr和VT1的支路上,当Lr上的电流增加到与L电流相等时,负载电流降为0,为开关管的软开关切换提供了条件,iload= 0, idc= iLr。

(2)模态2:L继续给Lr充电,idc继续减小,iLr继续增大,电容Cr补充充电电流,直至Cr电压为0。因为Cr数量级也很小,所以这一过程持续时间很短。

(3)模态3:S6零电流关断、S2零电流导通,同时VT1关断、VT2零电流导通。因为A相进入了直通,直流电源通过S1和S2给Boost电感L充电储能,Cr被短路钳制,两端电压始终为0。同时,Lr的电流通过VD1和VT2快速放电,短时间内变为0,为VT2的零电流关断提供了条件。

(4)模态4:Boost升压结束后,因Cr两端电压不能突变,故S2零电压关断,VT2零电流关断。同一时刻S4零电压导通,进入A,B两相状态。 L将能量释放到负载端,并且给Cr充电,Cr两端电压等于负载端电压,高于直流侧电源。

自此一个升压周期结束,实现了所有主开关管的软开关。B相和C相升压时原理同上。

3.2 仿真试验与结果分析

参数选择:Lr和Cr的时间常数要尽量小,因为要加快其充放电过程;L = 0.5 H,Cr=1n F,Lr=0.1m H。开关频率选择10 k Hz;d分量和q分量PI调节器均设计为;逆变器三相输出接LC低通滤波电路,输入电压Uin=300 V,C= 60μF,L=50 μH,负载= R= 30Ω,截止频率近似为,增加两个辅助开关管的逻辑:

VT1:,即;

VT2:t0。

在直通之前的极小段时间内,将VT1导通,直通时,将VT1关断同时将VT2导通,VT2与直通保持同步。

图7(a)为8 个开关管驱动信号波形图。以第一扇区截图为例(最后一行波形N=1),S1恒通,S3和S5恒关断,S2,S4,S6交替导通,VT1在S2导通之前保持导通一段时间,即与S6同时导通一段时间,S2导通时将VT1关断、VT2导通,VT2与S2的开关逻辑保持一致。

图7(b)为系统稳定时d-q分量图,说明系统达到了稳态,d-q两分量均保持在给定量附近,其中可以看到q分量为零。

图7(c)为三相逆变器输出电压波形,可以看出在加入软开关电路后,并未影响其输出稳定性。

图7(d)为软开关电路的效果图,从中可以清晰地看出:Iload为0 时S2零电流导通,UCr为0 时零电压关断;UCr为0 时S4零电压导通;Iload为0 时S6零电流关断。

4 结论

围绕电流源型三相逆变器进行系统的研究,提出了一种新型的应用于电流源型三相逆变器中的软开关拓扑,明确了其控制逻辑,分析其各个模态的电压电流特征和工作的波形图。在电流空间矢量控制下进行总体仿真,仿真结果验证了拓扑及其控制方法的可行性。软开关电路的加入,基本实现了预期的功能,使主开关管能够实现软化;但是仍然存在一个问题:增加的两个辅助开关管,VT1的导通、VT2的导通和关断,可以实现软化,但是VT1不能实现软开关关断。相当于以牺牲一个辅助开关管关断损耗为代价,换取了大功率主开关管的开关状态软化。由于新型软开关拓扑中辅助开关管不能实现完全软化,后续工作还可以进一步研究,使得所有开关管都能工作在软开关状态。

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