电流跟踪控制

电流跟踪控制（精选6篇）

电流跟踪控制 篇1

0 引言

随着石化资源的紧缺日益加剧, 太阳能等新能源的发电技术开始崛起, 但其具有波动性, 间歇性且运行时需要具备一定的电能存储系统。为了保证储能设备的寿命和并网的稳定性, 必须采取合理的控制策略和实施方案。滞环电流控制作为一种优良的跟踪控制方法, 被广泛的应用于逆变技术之中。但是当直流侧存在谐波时, 滞环电流跟踪控制性能会因此而下降, 甚至会跟踪失败, 跟踪波形严重畸变。本文就直流电源中含有的谐波对滞环电流控制性能的影响进行分析研究。

1 滞环电流控制的基本原理及工作过程

滞环电流控制电路工作原理[1,2]:电流参考方向如图1所示, 当指令电流Iref处于正半周期时, 且当I0—Iref>△I时, 滞环电流控制器给VT1开关管施加门极关断信号, 给VT2开关管延时施加正向门极触发信号;此时, 由于负载是阻感负载, 先通过VD2续流二极管向电源侧馈能, VT2开关管由于承受反压不能导通;负载电流逐渐减小, 当I0—Iref=0时, 馈能过程结束后, VT2导通, 负载电流继续减小;当I0—Iref<—△I, 滞环电流控制器输出给VT2施加门极关断信号, 给VT1开关管延时施加正向门极触发信号;同理, 此时由VD1向直流电源侧馈能, 当I0—Iref=0, 馈能过程结束后, VT1导通, 负载电流继续增大;当I0—Iref>△I时, 滞环电流控制器给VT1开关管施加门极关断信号, 给VT2开关管延时施加正向门极触发信号, 如此循环下去。当指令电流在负半周期时, 同理分析。工作过程及触发脉冲形成原理如图2所示。

2 整流输出波形纹波分析

在整流电路中, 为了使输出波形为一基本恒定的直流电压, 在整流电路输出端并联大电容。其工作过程:当电容电压低于整流后的直流脉动电压, 电源向电容充电, 同时向负载供能, 电容存储电能;当整流后的脉动直流电压低于电容电压时, 电容器放电, 电容器将电能传送给负载。在放电过程中, 电容电压随RC时间常数按指数形式下降, 直到电容再次充电, 输出电压也因此呈现出周期性纹波[1,3]。

当整流电路工作在稳定状态, 经过三相不可控整流器后, 得到波形如图3所示, 可以确定整流后电压波形函数为:

其中:U为三相电源相电压幅值最大值。当电路工作在稳定状态时, 且由于电容充电时间极短, 可以认为电容的电压与所并联的电源电压是相同的。因此充电时, 电压变化率为:

放电时, 电容电压随RC时间常数按指数形式变化, 则电容电压可表示为:

放电时的电压变化率为:

当工作在稳定状态时, 认为充放电一周期内电容电量是不变的。且当整流输出电路并联电容容值较大, 电路输出纹波较小时, 可以认为, 图3中t1<t2≈T, 则进一步可以认为充电纹波主要由时间常数RC决定, 而电路中负载是恒定的, 则纹波的大小主要取决于电容容值大小[1,3]。根据式 (3) 、式 (4) 可知, 针对于同一整流电路时, 当输出端并联电容越大时, 电压变化率绝对值越小, 即输出波形的纹波越小。

3 主电路图

基于滞环电流控制电路之上, 建立主电路拓扑结构, 如图4所示。主电路由整流电路与滞环电流跟踪控制电路组成。整流电路为滞环电流跟踪控制电路的直流电源部分。整流滤波电路通过改变并联电容容值来实现直流电源波动性模拟, 由上述分析可知, 并联电容器的容值大小。直接影响到直流电源纹波大小电容器容值越大, 直流电源输出纹波越小, 反之亦然。

4 实验仿真及波形分析

本文就滞环环宽为±0.5 A, 交流电线电压为380 V, 对直流侧并联单电容容值分别为100μF, 1 000μF的系统进行了仿真实验。其中指令信号为幅值10 A频率50 Hz的正弦电流波。直流电压输出电压波形如图5、图6所示。从图中可以看出, 并联电容容值越大, 直流侧纹波波动范围越小, 即含有谐波量越少, 同时从图7、图8可以看出, 并联电容值越大, 滞环电流跟踪控制输出电流波形跟踪程度越好。此外从图5、图7中能够发现在并联电容值较小时, 直流输出电压波形波动范围很大, 且跟踪电流输出波形出现跟踪失败的结果, 使得输出波形品质严重畸变, 在实践中一定要避免此现象的发生。图9、图10分别输出电流的FFT结果, 从图中可以看出, 增大直流侧并联电容器容值, 可以增大基波含有量, 减小电流谐波总畸变率 (THD) 。但是在并联电容器容值增大到一定情况下, 通过增大并联电容容值来改善波形质量效果不大。因此在实际应用时, 需要综合考虑进行折中选择, 才能使其达到最优化。

5 结论

通过仿真实验验证了直流电源中谐波对滞环控制电流跟踪控制技术的性能影响, 实验表明谐波使得滞环电流跟踪控制技术性能下降, 严重时会造成跟踪失败, 输出波形畸变严重, 可能会对其他系统造成干扰甚至破坏。

参考文献

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[3]Paul Scherz.夏建生, 王仲奕, 刘晓辉, 等译.实用电子元器件与电路基础 (第二版) [M].电子工业出版社, 2009.

电流跟踪控制 篇2

随着电力电子器件在工业中的广泛应用,电网的谐波污染问题日趋严重。尤其是整流器、电弧炉、轧机、电焊机等电力用户,因其特有的工作特性导致其所在电网存在负序分量大、高次谐波多、功率因数低等现象。因此,提高电网功率因数、补偿负序电流、抑制谐波污染等方面的研究越来越多地受到人们的关注[1,2,3,4,5,6]。

采用电力电子装置就近补偿无功和吸收谐波源产生的谐波电流,是提高功率因数和抑制谐波污染的有效措施[6,7,8,9,10,11]。近年来,有源电力滤波器(APF)因其良好的谐波治理性能,越来越受到人们的关注,但受开关器件容量及电压等级的限制,很难应用于中高压系统[12,13,14,15]。并联混合型有源电力滤波器(SHAPF)兼有无源滤波器和APF的优点,并且可应用于中高压系统,是目前采用较为广泛的谐波治理和无功补偿装置[15,16,17,18]。

在SHAPF的诸多实用技术中,电流跟踪控制是一项关键技术。目前常用的控制方式有滞环控制方式和三角波比较方式2种。为了消除逆变器输出电压中的开关毛刺,需要在逆变器输出端加上低通滤波器。如果采用滞环控制方式,则开关器件的开关频率不固定,使得低通滤波器的设计困难,因此常采用三角波比较方式。在广泛应用的三角波比较方式中,PID控制算法凭借简单实用的优点长期处于主导地位,但是面对典型的开关非线性不确定系统SHAPF及其对高精度电流跟踪控制的要求,显示出较大局限性,难以满足高性能要求[19,20]。而自抗扰控制技术ADRC(Auto Disturbance Rejection Control technique)的核心就是将系统所有不确定因素和外部扰动视为一个综合扰动项,然后利用扩张状态观测器(ESO)对综合扰动项进行观测和前馈补偿,实现对系统的高品质控制[20,21,22]。但是ADRC的算法较为复杂,有多个参数需要整定,而且参数和性能之间关系不够清晰,使得参数设计较为繁琐。文献[23]总结了二阶非线性扩张状态观测器的参数整定原则,文献[24]应用基于搜索的计算方法来确定ADRC的参数,但是对于非线性ADRC而言,参数的整定仍不容易。美国克利夫兰州立大学的高志强教授对ADRC进行了多年研究,指出正常运行时,ADRC基本工作在线性区,提出了线性自抗扰控制技术LADRC(Linear Auto Disturbance Rejection Control technique)[25],极大简化了参数整定,具有很好的工程实用价值。

现针对一种适用于中高压系统的三相SHAPF,建立了其数学模型,并在此基础上设计出一种基于LADRC的电流跟踪控制器以提高系统的动态性能。数字仿真和物理结果验证了所提数学模型和控制策略的正确性和有效性,具有一定的工程应用价值。

1 三相SHAPF状态空间模型

SHAPF与非线性负载并联接入电网,其优点是安装、维护简单,可以直接在已有的无源滤波器上进行改造。图1为目前常用的一种三相SHAPF的功率逆变器电路,本文以此为例进行说明。该APF以电压源型逆变器(VSI)作为其有源部分,以单调谐滤波器作为其无源部分,有源部分通过耦合变压器与单调谐滤波器形成SHAPF。VSI为基于自关断器件的脉宽调制(PWM)逆变器,直流端为一大电容,直流电压来自于三相桥式整流器。VSI的输出端接有输出滤波器,用来滤除开关器件通断造成的高频毛刺。

为了便于模型的建立和方程运算,提出以下几点假设[2]:VSI看作一个理想的电压源Uc;谐波源等效为理想电流源IL;逆变器中IGBT为理想的开关器件,即忽略开关器件的管压降;耦合变压器为理想变压器。图1中SHAPF的电路结构可根据式(1)、(2)简化为开关结构,如图2所示。

其中,ω为电路电流的角频率;ZL0、ZC0为输出滤波器滤波电感L0和滤波电容C0的阻抗,用于滤去APF发出的高次谐波;Zeq为从变压器侧看进去的系统和单调谐滤波器的等效阻抗;nT为耦合变压器的变比。

图2中uj*(j=a,b,c)表示从变压器侧看进去的三相电网电压等效折算值。依照文献[24]中的方法,容易得到用开关函数表达的SHAPF的数学模型为:

其中,bjwj(j=a,b,c,u)表示开关损耗、检测误差及外部因素等对系统方程的干扰,sj(j=a,b,c)为开关状态。

开关函数在采用对称规则采样SPWM控制下,可以表示为:

其中,Tc为PWM开关周期;d为占空比;m为采样点,m=1,2,3,…。

将开关函数按傅里叶级数展开得:

其中,j=a,b,c。

在高开关频率(f≥fc,fc为开关频率)下,忽略开关函数的高频谐波成分,可以得到状态空间模型如下:

2 基于LADRC的电流跟踪控制策略

2.1 LADRC原理简介

ADRC是一种解决非线性(包括线性)不确定性系统的控制技术,具有很强的抗干扰能力。其核心就是将系统所有不确定因素和外部扰动视为一个综合扰动项,然后利用ESO对综合扰动项进行观测和前馈补偿,实现对系统的高品质控制。自抗扰控制器由3个部分组成[20,21,22]:跟踪微分器(TD)、ESO和非线性状态误差反馈(NLSEF)。这3个组成部分均采用非线性函数,组成形式多样、参数众多,参数的整定是一项繁杂的过程,在实际应用时调节复杂,不利于广泛应用。实际上ADRC正常运行时,基本工作在线性区,因此对其进行线性简化同样可以得到性能优良的控制器,且参数少,计算简单。以n阶LADRC[25]为例进行说明,如图3所示。

线性扩张状态观测器(LESO)为:

通过选择合适的参数β1、β2、…、βn+1获得y及其各阶微分的估计值z1、z2、…、zn,同时很好地估计出系统的综合扰动zn+1。

线性化后NLSEF部分就变成PD控制器形式,如下所示:

选择适当的kp、kd1、kd2、…、kd(n-1)构造控制分量u0,进而获得LADRC的控制量u如下:

式(8)—(10)构成n阶LADRC的数学模型。通过研究发现,β1、β2、…、βn+1和状态观测器的带宽ω0满足如下关系式:

kp、kd1、kd2、…、kd(n-1)和状态反馈系统的带宽ωc满足如下关系式:

简化的LADRC既继承了ADRC的优点,又大幅减少了其参数,只需要调节b0、ω0以及ωc3个参数,而且ω0和ωc满足ω0=(3~5)ωc。

2.2 基于LADRC的电流跟踪控制系统的设计

电流跟踪控制的目的是使SHAPF输出的补偿电流能够快速准确地跟踪指令电流信号的变化,是决定SHAPF稳态和动态性能的一个关键因素。电流跟踪控制方法直接决定了系统的准确性和快速性,本文基于LADRC设计控制器。

在采用三角波[27]调制情况下,占空比满足式(13):

其中,vrj为j相谐波补偿电流瞬时值,Vtri为三角载波幅值。

将式(13)代入式(7),并整理成传递函数的形式,如式(14)所示。

其中,f=-Lrij+L1uj*+bjwj+(b-b0)vrj,为总扰动,此处取b0=-Uc2LVtri。

根据式(14)的模型,在SHAPF的电流跟踪控制系统中,本文拟采用3个一阶LADRC分别调节,控制框图如图4所示。

其中,一阶LADRC控制模型如下:

其中,β1=2ω0,β2=ω02,kp=ωc。

考虑到控制对象的数学模型的形式,对kp进行修正,k′p=ωc-Uc/(2r Vtri)kp。

3 仿真实验研究

为了验证SHAPF状态空间模型的正确性和线性自抗扰控制器的良好品质,分别采用LADRC策略和传统PI控制策略对三相SHAPF控制系统在MATLAB软件下进行仿真研究,给出了2种控制策略的仿真结果,并进行了比较。着重研究了固定参数下的自抗扰控制器对参考指令变化的适应能力。系统参数的设计如下:直流侧电容C=20 F;直流侧电压参考值Ucref=1100 V;基波电压Us=10 k V,频率f=50 Hz;系统等效参数r=1.273Ω,L=0.047 H;输出滤波器L0=1×10-5H;耦合变压器变比1∶nT=1∶1;无源支路L1=29.77×10-5H,C1=500×10-6F,C2=166.67×10-6F。检测环节采用基于瞬时无功功率理论的谐波电流检测方法,直流侧电压由PI控制器维持。控制器参数:ωc=20 rad/s,ω0=80 rad/s,kp=-0.258 7,b0=-9.437 4×104。

图5为a相电流指令信号和2种不同控制策略下的补偿电流波形,从图5(a)、(b)波形的对比可以看出,在LADRC策略下,从有源部分输出的补偿电流能较实时、准确地跟踪检测到的补偿电流指令信号,跟踪特性比较理想;从图5(a)、(c)波形的对比可以看出,在传统PI控制策略下,有源部分的补偿电流跟踪不够快速,有明显的波形失真。总之,在变化比较快的电流跟踪控制中,LADRC策略在动态性能和跟踪效果上明显优越于PI策略,适应能力更强。

图6(a)为a相负载电流,其谐波畸变很明显,总谐波畸变率(THD)为27.76%。图6(b)和(c)为补偿后系统三相电流的波形和a相电流的谐波频谱,其THD仅为2.61%,而在同样的条件下,采用传统PI控制策略设计的控制器的THD为3.74%,可以看出采用LADRC策略设计的控制器明显减小了电流波形畸变率,对谐波电流抑制起到了很好的控制效果,比PI控制更有优势,在SHAPF这种多变量、强耦合系统中,已体现出其优异的控制性能。

4 实验验证

为了进一步验证所提控制算法的有效性和可行性,在一台10 k V、50 A的三相SHAPF样机上进行了实验验证。系统实验主电路参数与仿真参数相同,控制器部分采用基于数据交换的双TMS320F2812型DSP并行处理方式,其中一片TMS320F2812用于信号采集和数据通信等,另一片TMS320F2812用于处理控制运算。图7为负载和系统的电流实验波形,即补偿前后系统电流波形,与数字仿真结果相近。可以看出,采用LADRC策略设计的控制器使得系统电流波形得到明显改善,对谐波电流抑制起到了很好的控制效果,体现出其算法的有效性和可行性。

5 结论

电流跟踪控制 篇3

目前电流跟踪控制技术很多,其中滞环电流控制是应用最为广泛的方法之一。它具有响应速度快及精度高等优点[1,2],但传统的滞环控制模式所设定的滞环宽度是固定的,会存在开关频率不固定及不容易设计输出滤波器等缺点[3]。空间电压矢量(SVPWM)是近几年研究的热点,其具有电压利用率高,可以实现最优开关模式等优点,但同时也存在着计算量大,数字化的实现对芯片有较高要求等缺点。

针对上述情况,笔者研究了一种将不定频滞环控制和SVPWM控制相结合的电流控制方式。该方法通过空间电压矢量的实时切换,将电流限制在固定的滞环宽度以内,从而获得良好的电流控制效果[4]。笔者采用不定频的滞环SVPWM电流控制方法,并对其在PWM整流器和有源电力滤波器中的应用建立了仿真模型,仿真结果验证了该策略的正确性。

1 控制原理

1.1 数学模型及原理

根据三相无中线VSR拓扑结构,若忽略交流侧电阻,可以得到VSR电压矢量方程为:

$U=E+L\frac{\text{d}{\rm I}}{\text{d}t}$ (1)

式中 E——三相电网电动势矢量;

I ——三相VSR交流侧电流矢量;

U ——三相VSR交流侧输出电压矢量。

若指令电流矢量为I*,三相VSR输出指令电压矢量为U*,误差电流矢量为ΔI,则可将式(1)变换为:

$L\frac{\text{d}\text{Δ}{\rm I}}{\text{d}t}=U{}^{*}-U$ (2)

式(2)说明,对于给定的具有零误差电流响应的参考电压矢量U*,可以选择合适的三相VSR空间电压矢量Uk,来控制误差电流矢量的变化率$\frac{\text{d}\text{Δ}{\rm I}}{\text{d}t}$,从而控制误差电流矢量ΔI,图1为不定频滞环SVPWM的三相电流控制原理图。

1.2 关于U*和ΔI区域的划分

以指令电压矢量U*的空间区域划分为基础,考虑到ΔI空间区域划分应有利于ΔIa、ΔIb、ΔIc的正负极性判别,可以将U*的空间坐标系顺时针旋转30°即可获得ΔI空间的区域划分[5],如图2所示。Iw为滞环宽度。

1.3 控制规则与Uk的选择

由式(2)分析,一旦指令电压矢量U*和误差电流矢量ΔI确定以后,两矢量的空间区域位置也随之确定,为实现电流跟踪控制,则必须选择一个合适的三相空间电压矢量Uk,使得误差电流变化率矢量$\frac{\text{d}\text{Δ}{\rm I}}{\text{d}t}$与误差电流矢量ΔI的方向始终相反。若设滞环宽度为Iw,则有控制规则如下[6]:

规则1:当|ΔI|>Iw时,选择Uk使其对应的$L\frac{\text{d}\text{Δ}{\rm I}}{\text{d}t}$具有与误差电流矢量ΔI方向相反的最小分量,以确保电流矢量I在跟踪指令电流矢量I*的同时,限制电流变化率,以抑制电流谐波。

规则2:当|ΔI|≤Iw时,原来的Uk不切换,从而在限制平均开关频率的同时,增加了SVPWM控制的稳定性。

根据以上规则,可以任意设定矢量U*和ΔI所在区域进行分析,可得到表1的结果。

1.4 矢量U*和ΔI区域检测以及Uk的选择逻辑运算

矢量ΔI区域实际上可以从三相电流的滞环比较器的输出逻辑上直接判定。设ΔIa、ΔIb、ΔIc滞环比较器的输出逻辑变量分别为Ba、Bb、Bc,且滞环宽度为Iw,则记:

分析规律可以直接得到ΔI区域判断的逻辑关系如下:

式中 RΔI(1)～RΔI(6)——ΔI区域1～6对应的逻辑变量。

当ΔI位于区域j时,RΔI(j)=1,否则RΔI(j)=0。

矢量U*所在区域的检测可以通过Ua*、Ub*、Uc*的相关极性判别,记:

分析规律容易获得U*区域判别的逻辑运算关系:

式中 RU*(一)～RU*(六)——U*区域一～六对应的逻辑变量。

当U*位于区域i时,RU*(i)=1,否则RU*(i)=0。

通过以上的逻辑运算,确定了矢量U*和ΔI所处的区域,根据矢量U*和ΔI所处区域的逻辑变量可以得到三相VSR基于不定频滞环SVPWM电流控制的开关函数Sa、Sb、Sc的逻辑变量算式[7]。

2 应用模型及仿真结果

笔者利用MATLAB/Simulink对所阐述的基于空间矢量的滞环电流跟踪控制策略进行了建模和仿真,验证了其在PWM整流器和有源电力滤波器中应用时的可行性。

2.1 在PWM整流器中的应用

基于该控制方法的PWM整流器的仿真模型如图3所示。

该模型主要包括:主电路模块、滞环比较模块、误差电流区域判断模块及指令电压区域判断模块等。系统主电路仿真参数如下:网侧输入三相电压峰值为311V,频率50Hz;交流侧电感为4mH;直流侧给定电压为800V,电容为1.7mF。

图4为仿真时的直流侧电压波形,可以看出,直流侧电压快速平稳地上升至给定的800V,说明了该系统的快速稳定性从而验证了该控制策略的可行性和优越性。

2.2 在有源电力滤波器中的应用

基于该控制方法的有源电力滤波器的仿真模型如图5所示。

该模型主要包括:主电路模块、谐波检测模块、直流电压控制模块、滞环比较模块、误差电流区域判断模块及指令电压区域判断模块等。系统主电路仿真参数如下:网侧输入三相电压峰值为380V,频率50Hz;交流侧电感为4mH;直流侧给定电压为800V,电容为1.7mF。

仿真结果分析如图6所示。通过比较可以看出,原来系统的谐波治理率(THD)为25.07%;在投入基于该控制策略的有源电力滤波器之后系统的谐波治理率(THD)降为4.5%,低于国家规定的标准(5%)。从而验证了该控制策略的可行性。

3 结束语

笔者详细阐述了基于空间矢量的滞环电流跟踪控制的原理,具体分析了指令电压和误差电流的区域判定以及电压矢量的选择方法,最后在仿真中将该方法应用于PWM整流器和有源电力滤波器中,仿真结果验证了该策略的可行性。该方法结合了滞环电流控制和SVPWM电流控制的优点,实现电流快速跟踪的同时降低了开关频率,且算法简单,非常容易实现数字化。

摘要：研究了一种基于电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的不定频滞环电流控制方法。设计了基于该控制策略的PWM整流器和有源电力滤波器的Simulink仿真模型,仿真结果表明了该控制策略的可行性。

关键词：滞环电流控制,电压空间矢量,电流跟踪,Simulink

参考文献

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[6]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2005:226～240.

电流跟踪控制 篇4

近年来在探讨一种新的控制策略,就是使电压型逆变器受电流信号控制,并直接输出正弦电流波形,从而构成所谓的电压源电流型逆变器。这种逆变器除保持电压型逆变器特点外,还兼有电流型逆变器的一些优点,如快速力矩控制、较强的过载能力、较小的电流谐波等。常用的SPWM电压型逆变器局限在静态条件下,而采用电流滞环跟踪PWM技术,可保证波形的正弦性,开关规律自动生成,简化电路。

2 电流滞环跟踪PWM逆变器控制原理分析

以A相电流滞环跟踪控制为例,其控制结构图如图1所示。

其中电流控制器是带滞环的比较器,环宽为h,将给定电流i*a与输出电流ia进行比较,电流偏差△ia超过±0.5h时,经滞环控制器(HBC)控制逆变器A相上、下桥臂的功率开关器件动作。

采用电流滞环跟踪控制的PWM波形,如图2所示。设比较器的滞环宽度为h,当输出电流ia比给定电流i*a大时,且误差大于0.5h时,滞环比较器输出负电平,驱动开关器件VT1关断,VT2导通,使实际电流减小。当减小到与给定电流相等时,滞环比较器仍保持负电平输出,VT1保持关断,实际电流继续减小,直到误差大于0.5h时,滞环控制器翻转,输出正电平信号,开关器件VT1导通,VT2关断,使实际电流增大,一直增大到带宽的上限。以上过程重复进行,这样交替工作,实际电流与给定电流的偏差保持在-0.5h-+0.5h之间,并在给定电流上下作锯齿状变化,达到跟踪电流的目的。

3 滞环跟踪控制的数学分析

三相电流滞环跟踪控制中为了便于分析关系,用A相进行分析。在图1中Ea是电机的反电势(正弦量),L是定子漏感。Sa=1表示VT1导通,VT2关断;Sa=-1表示VT1关断,VT2导通。此外,作以下假定:(1)忽略VT1与VT2开关状态切换时的死区延时;(2)由于逆变器开关频率很高,定子漏感的影响远大于定子电阻,定子电阻忽略。

把图2进行几何分析,可得到如图3所示,图1有:

一个开关周期之内,时间很短,认为反电动势Ea不变,从A点开始,Sa=1,电流沿AB上升;过点后,Sa=-1,电流沿BC下降,这样式子可按两种情况分别写成:

从图3中可以求出开关频率:

一个开关周期为:

开关频率为:

据此,可以得出这祥一些结论:(1)开关频率f和滞环宽h成反比;(2)定子电流角频率ω越低,转速越低,反电动势Ea也越小,则f就越大。

当电机堵转时,Ea=0,式(10)就变成:

这是滞环宽度控制中可能出现的最高频率,它可作为功率管的容许开关频率选择环宽时的参考。当u=300V,h=0.1/0.2A,L=5mH时,则fmax=150/75kHz。从上面式子可以看到,电流滞环跟踪控制的精度与滞环宽度有关,同时受到功率开关器件最高开关频率限制。由以上数据可知,功率器件的开关频率很高,器件的开关时间很小,在仿真中暂时忽略功率开关时间这个因素。下面我们对电流滞环跟踪PWM逆变器进行建模仿真。

4 电流滞环跟踪PWM逆变器的仿真

根据电流滞环跟踪PWM逆变器控制的原理,在Matlab/Simulink环境下构建电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型,如图4所示。

在电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型中,给定电流i*a与输出电流ia经滞环比较后产生开关变量sin Wave1、sin Wave2、sin Wave3,以控制桥臂上下开关器件的导通和关断。给定的正弦信号,其幅值为2A,频率为50Hz,相位互差2π/3,如图所示Subtract1、Subtract2、Subtract3为减法器,Relay1、Relay2、Relay3为滞环比较器,当比较器的输入大于正的阀值时,比较器输出为1;小于负的阀值时,输出为0;Logical1、Logical2、Logical3为逻辑反相器,目的是为了保证同一桥臂的上下两个开关器件一个处于导通,而另一个处于截止,避免直通现象的发生。图5是电流滞环跟踪PWM逆变器仿真模型中的子模块,被封装Subsystem模块中。在Product1-product9为乘法器,sak、sbk、sck和sak1、sak2、sak3为减法器,s1-s6和Ud为输入量,经过乘法器和加法器运算,输出Uao、Ubo和Uco三个量。取Ud=300V,L=0.005H,R=3Ω。如图6所示为给定电流i*a波形。

图7和图8为滞环宽度取0.1A时,逆变器输出的三相电流波形和A相电压波形;图9和图10为滞环宽度取为0.2A时,逆变器输出的三相电流波形和A相电压波。从仿真结果可以看出,避免传统SPWM的载波方法,输出电压跟踪纹波波形间隙小,输出电流波形对给定电流波形的跟踪紧密,这样可达到控制响应快,动态性能好;输出电流有谐波,这和滞环宽度有关,但谐波较小,可保证电流的正弦性;滞环宽度越小,输出电流波形谐波小,输出电压跟踪纹波就越小,输出电流波形的正弦性越好,有利于电流闭环控制电子器件的效果。

5 结论

研究了电流滞环跟踪PWM逆变器的控制,通过Matlab/Simulink进行了仿真,由仿真结果可见,电流滞环跟踪PWM控制电流响应快,动态性能好,不用载波,方法简单,可以取代传统的SPWM电压型逆变器,用于逆变器的控制系统中。

参考文献

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电流跟踪控制 篇5

The proliferation of nonlinear loads such as static power converters and arc furnaces results in a variety of undesirable phenomena in the operation of power systems.The most important among these are harmonic contamination,increased reactive power demand and power system voltage fluctuations Harmoniccontaminationhasbecomeamajor concern for power system specialists due to its effects on sensitive loads and on the power distribution system.

Some methods have been used in power systems.Conventionally,PFs(Passive Filters)are used to suppress harmonics and improve power factor in industry application,but series or parallel resonance may occur between the system impedance and PFs,which will amplify harmonic voltage or current and sometimes result in damaging PFs[1,2,3].Therefore,AFs(Active Filters)consisting of pure AF and HAF(Hybrid Active Filter)are developed to overcome the problems caused by PFs[1,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13].

Whether the AF or the HAF could get the desirable filtering characteristic as expected or not,to great extent,it lies in the ability to track harmonic reference currents for the active inverter output currents.In industrial applications,PI controller is widely used for its simple arithmetic and high reliability;however,when the controlled signal employing multi-frequency-synthesized characteristic,the conventional PI controller is difficult to achieve a desirable controlling performance[14].Hence,the SFOI(Synchronous Frame Operation Integral)was presented to settle this problem[15,16].But the SFOI needs to rotate each order harmonic and many frames will be created.So it not only makes the calculation intricacy,but also delays the control period.A novel current tracking control algorithm named recursive integral PI is presented in this paper and applied for an injection type HAF to improve its steady-state and dynamic performance.

1 System configuration and mathematical modeling

Referring the topology shown as fig.1 and the operation principle discussed in ref.[17],the closed-loop configuration for current tracking control can be obtained in fig.2,where GC,Ginv,GFdenote the current tracking controller,the transfer function of active inverter,and the transfer function of IC/Uinv,respectively.

Due to the nonlinear characteristic of voltage-source PWM active inverter,it is very difficult to attain an enough accurate transfer function of the active inverter just by theoretical analysis.Hence,this paper achieves the transfer function of active inverter by identification from experimental data.The implementation could be concluded as following.Firstly,impose sinusoidal exciting signals with different frequency and magnitude on the input of active inverter,and measure the corresponding output results.Then describe the relationship between the input signals and the output.Finally,via plenty of experiment data,obtain the approximate transfer function of the active inverter as shown in formula(1).

where Kinv=42.6,τinv=3.62 ms.

Based on a single-phase equivalent circuit in harmonic frequency domain as shown in fig.3,we can get the transfer function of IC/Uinvwhich depicting the relationship between inverter output current ICand inverter output voltage Uinvas for voltage-source PWM active inverter.

Therefore,the transfer function of IC/Uinvcan be gained as:

where:

Usually,the controller may be proportional controller before emendation,namely GC=KP.Thus the closed-loop transfer function for the current tracking control is:

where KC=KPKinv.

2 Controller design

2.1 Basic principle of the recursive integral PI algorithm

In view of the controlled inverter output currents in this paper are periodic and could be regarded as sinusoid with different frequency based on 20 ms common multiple period,which approximately shown in fig.4.

As we all know,traditional PI algorithm needs to integrate every sampling point and the output of the controller should be:

where u and error e respectively denote the output and input of controller,and N is the sampled points of e in one period,while KPand KIstand for proportional and integral constant,and K means every sampling instants.

Based on the traditional PI algorithm,considering the controlled inverter output current to be periodic,so the recursive integral PI is adopted to do integral for e in every period,which equivalent to N numbers PI controllers working together to implement zero error in steady state.In other words,the controlled inverter currents at the sampling instant K,K-N,K-2N,…,K-CN will be integrated According to the basic principle mentioned above,the output of controller should be:

where C is an integer and C=ent(K/N).

Apparently,at the sampling instant K-N,the above formula can be overwritten as:

Subtracting formula(8)from(7),the output of controller should be:

Obviously,this algorithm could realize fast zero steady-state adjusting based on the fact that N numbers PI controllers working together.Furthermore,in order to enhance its robustness and disturbing immunity ability,fuzzy logic based set-point weighing algorithm[18]is introduced in the control scheme.

2.2 Ameliorated control algorithm combined with fuzzy logic based set-point weighing algorithm

After fuzzy logic based set-point weighing algorithm adopted[18],the ameliorated control formula can be changed as:

where the value of variable f is determined by calculating error e as well as its variation rateΔe at current sampling instant with fuzzy inference based on fuzzy rules.Provided in this paper,the fuzzy sets of e andΔe are{NB,NS,ZO,PS,PB}and the fuzzy set of variable f is{NVB,NB,NM,NS,ZO,PS,PM,PB,PVB}.The grade of membership of e,Δe and f obey the normal function.The fuzzy rule is constituted on the basis of Macvicar-Whelan matrix and engineering experience[18],as shown in tab.1.The method for defuzzification is adopted scale average.

2.3 Structure of the current tracking controller

The proposed current tracking controller in this paper is composed of recursive integral PI and fuzzy logic based set-point weighing control as shown in fig.5,where error e,error variation rateΔe and u respectively stand for the input and output of the controller;while b and variant f respectively denote the weighing coefficient and the output of fuzzy inference;w is a constant between 0 and 1.

3 Experiments

To verify the function performance of the novel current tracking control algorithm presented in this paper,some experiments are done.The experimental setup is in the following:the line-line voltage of power supply to be 110V;the harmonic current source to be a three phase 10 k V·A full-bridge rectifier with impedance load.

Fig.6 gives the steady-state filtering performance of the injection type HAF in the laboratory.From the current waveforms in nonlinear loads,power supply and active inverter,it could be seen that the injection type HAF employing recursive integral PI controller can eliminate harmonic currents effectively.

In fig.7,the dynamic tracking characteristic of the injection type HAF using the presented recursive integral PI controller could be seen.It is evident a desirable tracking speedy to be obtained.

4 Conclusion

a.In this paper,a novel current tracking control algorithm named recursive integral PI is presented and applied for an injection type HAF to improve its steady-state and dynamic performance.

b.In view of the controlled inverter outpu currents in this paper are periodic and could be regarded as sinusoid with different frequency based on 20 ms common multiple period,so the recursive integral PI is adopted to do integral for error e in every period,which equivalent to N numbers PI controllers working together to implement zero error in steady state.

c.In order to enhance the robustness and disturbing immunity ability of the recursive integra PI,fuzzy logic based set-point weighing algorithm is introduced in the control scheme.

电流跟踪控制 篇6

随着电力电子设备在电力系统中应用的普及,由其非线性特性带来的谐波问题越来越不容忽视,各种电能质量监测、计量、补偿装置应运而生。非线性负载模拟是对这些装置进行测试的基础。传统的非线性负载模拟装置采用功率电阻、整流桥等无源器件,装置能耗高、调节不灵活,且会加剧电网侧的谐波污染。本文采用2个电压源变换器(VSC)形成背靠背拓扑结构,搭建了一台馈能式非线性负载模拟装置[1],实现了模拟非线性负载的功能,且装置能耗低,调节灵活,对电网谐波污染小。

电流跟踪控制是馈能式非线性负载模拟装置的控制核心。无差拍控制具有开关频率固定、动态响应速度快等优点[2],非常适用于馈能式非线性负载模拟装置的电流跟踪控制。然而,无差拍控制存在2个主要缺点[3]:一是对系统参数敏感;二是数字化实现无差拍控制时,当采样与计算延时同开关周期相比不可忽略时,会使控制误差增大,容易造成系统振荡甚至失稳。因此,研究延时对无差拍控制的影响以及电流预测具有重要意义。

文献[4,5,6]对单相全桥的电流跟踪无差拍控制进行了研究,并设计了相应的电流观测器。其中,文献[4,5]在一个采样周期开始后,计算出在本周期结束时达到指令电流所需的控制信号,是一个开环结构,精度较低;文献[6]考虑了计算延时,分析了四象限情况下一个开关周期内的电流变化情况,通过在开关周期的中间时刻采样获得新变量,对误差进行校正,这种方法在一定程度上提高了系统稳定性,但采样延时导致的控制误差依然存在。

本文对三相VSC的无差拍控制进行了研究。从延时的角度出发,分析了延时阶段的控制量及电流变化,提出了一种对采样反馈电流进行预测的无差拍控制算法,并将其应用于馈能式非线性负载模拟装置,取得了较好的控制效果。

1 馈能式非线性负载模拟装置的结构与电路模型

1.1 馈能式非线性负载模拟装置的结构

馈能式非线性负载模拟装置的结构如图1所示。

装置由负载模拟变换器和能量回馈变换器组成,均采用三相VSC电路结构,并共用直流电容。负载类型设置及控制端可根据所需负载类型产生指令电流i*,负载模拟变换器通过对i*的跟踪控制,使该模拟负载流过电流iharm。将待测试装置接入p点,即可在所需电能环境下完成测试。为实现能量回馈与谐波消除的目的,能量回馈变换器需检测c点与p点间的电流,并计算出指令电流,通过对指令电流的跟踪控制,发出补偿电流ifeed,从而减小网侧电流is的幅值与谐波含量。

1.2 三相VSC电路模型

馈能式非线性负载模拟装置中的负载模拟变换器和能量回馈变换器均采用如图2所示的三相VSC电路结构,建立其电路模型是电流跟踪控制器设计的基础。图中的电力电子开关器件为绝缘栅双极型晶体管(IGBT),由电流跟踪控制器计算出调制信号,采用脉冲宽度调制(PWM)技术得到IGBT的开关信号。

定义单极性二值逻辑开关函数sy(y=a,b,c;下同)为:

$\begin{array}{l}s{}_{\text{a}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_1,\text{V}\text{D}{}_1\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_4,\text{V}\text{D}{}_4\text{导}\text{通}\end{array}\\ s{}_{\text{b}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_3,\text{V}\text{D}{}_3\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_6,\text{V}\text{D}{}_6\text{导}\text{通}\end{array}\\ s{}_{\text{c}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_5‚\text{V}\text{D}{}_5\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_2,\text{V}\text{D}{}_2\text{导}\text{通}\end{array}\end{array}$

以电解电容C的负极N点为参考点,假设电解电容两端电压为Udc,VSC三相交流侧U,V,W三点相对于N点的电位可以用ujN=syUdc(j=U,V,W)来表示,则线电压可用相应的表达式表示,如uUV=saUdc-sbUdc=(sa-sb) Udc。忽略电抗器L的电阻,建立VSC的电路方程如下:

式中:ea,eb,ec为三相电网电压;ia,ib,ic为流入VSC的三相电流。

2 传统电流跟踪无差拍控制算法分析

2.1 理想情况下载波周期内电流跟踪分析

为便于分析延时对数字控制系统造成的影响,首先分析理想情况下的无差拍控制,得到调制信号的计算方法。理想情况下,可认为数字控制系统中不存在延时,即采样周期和载波周期的起始时刻重叠。馈能式非线性负载模拟装置的控制系统设定采样频率和载波频率相等,并且指令电流已知。

在一个载波周期Ts内,定义每相桥臂的占空比为相应的开关函数在该周期内的平均值,写成如下积分形式:

$d{}_y=\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{s}}}{\displaystyle {\int }_t^{t+{\rm T}{}_{\text{s}}}s}{}_y(\tau )\text{d}\tau$ (2)

在一个载波周期内,假定电网电压恒定不变,并以(k+1)Ts时刻电流和kTs时刻电流的差分形式代替电流微分,可将式(1)改写为如下离散形式:

$\{\begin{array}{l}e{}_{\text{a}}^k-e{}_{\text{b}}^k=L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{a}}^k-d{}_{\text{b}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{b}}^k-e{}_{\text{c}}^k=L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{b}}^k-d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{c}}^k-e{}_{\text{a}}^k=L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{c}}^k-d{}_{\text{a}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\end{array}(3)$

式中:每相各变量xy(kTs)均记为x${}_y^k$(k为自然数)。

式(3)中3个方程是线性相关的,不存在唯一解,需寻求其他约束条件,以得到唯一解。

图2中,记三相电源中性点为O,直流侧电容中点为O′,则

式中:ukUO,ukVO,ukWO为VSC三相交流侧输出U,V,W相对于电源中性点O的电位差,因此

ukUO+ukVO+ukWO=0 (5)

将式(4)中各式相加,结合式(5)可得:

$u{}_{{\rm O}{{\rm O}}^{\prime }}^k=\frac{1}{3}(d{}_{\text{a}}^k+d{}_{\text{b}}^k+d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{U{}_{\text{d}\text{c}}}{2}$ (6)

正弦波脉冲宽度调制(SPWM)的控制目标是使OO′的电位差在一个载波周期内的平均值为0[7],因此

dka+dkb+dkc=3×0.5=1.5 (7)

综合式(3)、式(7)得:

$\{\begin{array}{l}e{}_{\text{a}}^k-e{}_{\text{b}}^k=L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{a}}^k-d{}_{\text{b}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{b}}^k-e{}_{\text{c}}^k=L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{b}}^k-d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ d{}_{\text{a}}^k+d{}_{\text{b}}^k+d{}_{\text{c}}^k=1.5\end{array}(8)$

式(8)描述了第k个载波周期内占空比为dka,dkb,dkc时各相电流的变化规律。若将(k+1)Ts时刻的各相电流i${}_y^{k+1}$用(k+1)Ts时刻的指令电流i${}_{\text{r}y}^{k+1}$代替,即可得满足这种电流变化规律所需的占空比dka,dkb,dkc,如下式:

由三角载波峰峰值Vpp和各相占空比d${}_y^k$求得相应的调制信号S${}_{\text{m}y}^k$=dkyVpp-Vpp/2。在该调制信号作用下,第k个载波周期结束时,实际电流i${}_y^{k+1}$=i${}_{\text{r}y}^{k+1}$。

2.2 延时的影响

实际上,控制系统中AD采样转换和调制信号计算均需要时间,因此,采样周期与载波周期的起始时刻并不重叠。图3给出了考虑延时后一个采样周期内调制信号和电流变化的示意图。

由图3可以看出,采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻,记此段时间为T。由于三相的控制方法相同,以下仅以一相为例进行说明,各变量略去下标y。

启动第k个采样周期时,第k个载波周期尚未就绪,上一载波周期的调制信号Sk-1m继续作用时间T;在kTs+T时刻启动第k个载波周期,根据指令电流ik+1r和采样电流ik计算出调制信号Skm,而此时实际电流已在Sk-1m作用下,变化至i(kTs+T),不再是kTs时刻的采样电流ik,再在Skm的作用下,本载波周期结束时,实际电流将不能达到预期的指令值ik+1r。

3 基于采样反馈电流预测的无差拍控制

从上文可知,数字控制的延时问题会对传统无差拍控制带来负面影响,因此需要对其进行优化。采样反馈电流预测是补偿延时的主要方法。根据系统方程,构建采样反馈电流的预测方法,预测下一拍的变量值,装载时刻一到,已生成的调制信号立即输出,从而避免了采样延时与计算延时对控制系统的影响。

传统预测下一拍电流的方法[8]中,状态变量和输出变量均为电流变量,这种方法是开环预测,只有在理想情况下,预测值才有可能等于实际值。由于电流环变量是一维的,并且存在干扰,所以仍然存在电流控制误差。本文采用的是一种调节工作时序的电流预测方法。

如前文所述,数字控制延时导致采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻时间T,造成调制信号的计算不准确。若能预测出时间T内电流的变化量ΔI,从而得到时间T结束时实际反馈电流值,并在时间T内完成AD采样和DSP计算,时间T结束时,就能立即装载已经计算出的准确调制信号Sma,Smb,Smc。

由于是三相三线系统,三相电流的变化量满足:

ΔIa+ΔIb+ΔIc=0 (10)

综合式(3)、式(10),在时间T内三相电流的变化量ΔIa,ΔIb,ΔIc满足:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{a}\text{b}}=\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}+(d{}_U-d{}_V)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}\\ U{}_{\text{b}\text{c}}=\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}+(d{}_V-d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}=-\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}-\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}\end{array}(11)$

其中,电网电压、直流电压均是kTs时刻的采样值,占空比为上一载波周期内的数值。

由式(11)可推出:

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(2U{}_{\text{a}\text{b}}+U{}_{\text{b}\text{c}})-(2d{}_U-d{}_V-d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}]\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(d{}_U-2d{}_V+d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-(U{}_{\text{a}\text{b}}-U{}_{\text{b}\text{c}})]\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(d{}_U+d{}_V-2d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{a}\text{b}}-2U{}_{\text{b}\text{c}}]\end{array}(12)$

样机实验中,测得DSP的采样与计算延时约为19 μs,即约0.24Ts(开关频率为12.8 kHz),T的选取应大于0.24Ts。在DSP程序中,可以准确定位三角载波的最低点和最高点,所以将采样周期的起始时刻设定为先于载波周期的起始时刻0.5Ts。为区别采样周期与载波周期,采样周期用Ts表示,载波周期用Tc表示,调制信号随载波周期的更迭而调整,其工作原理如图4所示。

以第k个采样周期和载波周期为例,工作时序如下。

1)t=kTs=(k-0.5)Tc时,启动AD转换,得到电网电压、直流电压、反馈电流的采样值。

2)由kTs时刻的采样值、第k-1个载波周期的占空比,根据式(12)进行电流变化量预测,预测完成后修改反馈电流采样值,根据式(9)计算出第k个载波周期的占空比以及调制信号,CPU空载一段时间。

3)t=kTc=(k+0.5)Ts时,进行调制信号装载,开始一个载波周期。

4)在第k个载波周期的中间时刻,即(k+1)Ts时刻,进行下一周期的采样并预测,为第k+1个载波周期服务。

这种预测方法在不增加传感器数量的前提下,利用现有量对电流进行较为准确的预测,取得了良好的控制效果。

4 实验验证

本文搭建了一台380 V/50 A的实验样机,并设计了相应的软硬件控制系统。负载模拟变换器和能量回馈变换器均采用电流跟踪无差拍控制算法,在样机上进行了多种非线性负载的模拟实验。

4.1 传统无差拍控制的实验波形

图5为模拟整流桥大电感负载的实验结果,仅给出a相波形。从图中可看出,负载模拟变换器和能量回馈变换器在电流变化较大处,会产生较大的超调量,即难以跟踪高次谐波电流,并且能量回馈变换器的电流补偿能力较差,VSC跟踪精度较低。

分析实验结果可知,数字控制中的延时会影响无差拍电流跟踪效果:时域波形体现为电流振荡幅度加大,误差增大;频域分析则体现为稳定裕度减小,稳定性降低。

4.2 改进无差拍控制算法的实验波形

在馈能式非线性负载模拟装置样机上,采用基于采样反馈电流预测的电流跟踪无差拍控制算法,对整流桥大电感负载进行模拟,得到实验电流波形如图6所示。

对比图5和图6可知,改进无差拍控制算法后,负载模拟变换器在电流变化较大处无超调,对高次谐波电流的跟踪能力提升,能量回馈变换器的电流补偿精度也提高了。

图5中电流波形正负半周不对称,图6中电流的不对称性降低。对图5和图6中的负载模拟变换器的模拟电流进行快速傅里叶(FFT)分析,结果如图7所示。可以看出,采用无预测的无差拍控制时,电流波形正负半周不对称,是因为出现了指令电流中原本没有的偶次谐波;在对电流进行预测后,基本不存在偶次谐波。由此说明,改进算法提高了控制精度,抑制了数字控制中引入的偶次谐波含量。

5 结语

本文搭建的馈能式非线性负载模拟装置能够灵活模拟各种非线性负载,能耗低,对电网的谐波污染小。三相VSC的电流跟踪控制是其控制核心。通过建立电路模型,对电流跟踪无差拍控制的原理进行分析和实验验证,可得到如下结论。

1)理想情况下,采样周期与载波周期的起始时刻重叠,根据三相VSC的电路模型,由当前时刻的电网电压、直流电压、反馈电流采样值和下一时刻指令电流值,即可计算出该周期调制信号。

2)数字控制的固有延时会导致采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻,造成调制信号的计算不准确,带来控制误差。

3)通过将采样周期和载波周期的起始时刻错开一定时间,并在此时间内进行反馈电流预测,可以准确计算出下一拍所需的调制信号。

4)基于采样反馈电流预测的无差拍控制算法计算过程简单,不仅提高了馈能式非线性负载模拟装置的电流跟踪精度,还有效提高了时间利用率。这种改进的无差拍控制算法能够广泛应用于电力电子变换器的控制中。

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