电压控制的电流源（精选7篇）
电压控制的电流源 篇1
电流源的用途很多,压控电流源因设计简单,调试方便而得到广泛应用。
压控电流源有多种实现方法。文献[1]和文献[2]采用运算放大器做输出,得到的输出电流小;文献[3]是一种比较复杂的应用;文献[4]用于蓄电池恒流充电;文献[5]采用脉宽调制控制器实现了开关恒流源。
本文采用运算放大器作为恒流元件,克服了文献[1]和文献[2]的不足,由单片机通过DA进行控制,通过A/D采样进行比较,以得到精度高、电路稳定的闭环恒流控制。
1 电压控制电流源的原理设计与分析
1.1 电路原理
电路如图1所示,根据理想运算放大器“虚短”和“虚断”的原理,可以得到:
当R>>R0、RL时,有如下近似等式:
即输出电流IL与输入电压vi成线性关系。
1.2 改进后的电路
图1所示电路要求R>>R0、RL时,(4)式才满足。将电路进行如图2所示的改进。由于理想运算放大器的输入阻抗为无限大,所以,流过电阻R0和RL的电流相等,可以得到:
由于vi是反向输入,当vi>0时,则v0′<0,IL的电流方向如图所示;当vi=0时,有v0′=v0,则流过电阻R0的电流为0。但当VDD较大时(VDD>v0),IL≠0,互相矛盾,所以要求必须vi>0。对于实际的运算放大器,当vi=0时,有v0′≠v0,且0
设运算放大器最大的输出为v0′=Vom,最大负输出为v0′=-Vom,则对应的输入电压分别为:
即:当vimin≤vi≤vimax时,才存在(6)式的线性关系。
1.3 进一步扩充电流后的电路
由于运算放大器的电流输出能力很小,一般为20m A~40m A,因此当实际应用电流比较大时,要对电路进行扩流,如图3所示。
同理,可以得到:
式中VEB是三极管发射结电压。所以,对应的输入电压范围是:
根据三极管的电流原理,设三极管的电流放大倍数为β,有:
由于受到电源VDD的限制,最大输出电流ILmax要满足:
因此在实际应用时,要根据输出电流的大小,按照(13)式、(14)式和(15)式的要求,选择合适的电阻R0、Rb和电源电压,以保证控制电压在合理的范围。
2 电压控制电流源的应用
图4所示为电池充电器中充电及控制电路的原理框图。单片机采用AT89C52,AD采用MAX195,DA采用DAC1232,采样放大是用OP177对采样电阻RS(100mΩ)上的小信号进行差分放大,负载电阻就是电池组,扩流三极管采用TIP127,压控电流源内的运算放大器采用TL082,以保证有足够大的输入阻抗。通过单片机进行置数,得到所需要的充电电流。对电流采样放大后进行比较,若电流偏大,则压控电压控制减1个LSB;若电流偏小,则加1个LSB,以实现稳定电流的闭环控制。在F3.4设备中,电流的范围是0.1m A~400m A,误差小于2%,满足了实际需要。
压控电流源的实现有很多种方法,本文所介绍的电路结构简单,理论分析明确。文中详细介绍了输出电流与输入电压的控制关系及动态范围,这对实际应用非常有帮助,这一点在充电电池的化成设备中得到了验证。
摘要：基于运算放大器原理,介绍了一种电压控制电流源的设计,分析了控制电压的输入范围和电流的输出范围,用三极管进行扩流,以满足不同的应用要求。该电路结构简单、性能稳定、可控性好、线性度高、成本低廉。最后给出了电池充电电路的应用实例。
关键词：压控电流源,运算放大器,电池,充电
参考文献
[1]钱如竹.用运算放大器构成压控电流源的研究[J].电测与仪表,2002,39(4).
[2]李盛峰,姚若河,李斌.基于AT89C51的电流源设计[J].电子设计应用,2007(3).
[3]郭继昌,李香萍,张宏涛.基于单片机控制的恒流源的设计[J].电子测量与仪器学报,2000,114(12).
[4]尉广军,朱宇虹.几种恒流源电路的设计[J].电子与自动化,2000(1).
[5]尉广军,朱宇虹,姚志敏.关于蓄电池充电器中的恒流源电路设计[J].河北工业科技,2000(4).
电压控制的电流源 篇2
Z源网络的概念问世以来,对于基于该阻抗网络构建的能量变换器的研究蓬勃发展,并且不断取得了新的突破和完善。其中,所研究的大部分电路拓扑是基于Z源逆变器;由于Z源逆变器弥补了传统电压源逆变器(VSI)或电流源逆变器(CSI)的不足,在传统正弦波脉宽调制SPWM(或者空间矢量脉宽调制SVPWM)输出零电压状态(或者零电压矢量)中加入直通零矢量,在不影响输出电压的同时取得了升压的效果。但是,Z源网络在获得青睐的同时也暴露出固有的局限性,在设计以之为基础的功率变流设备的时候,也需要将这些局限性考虑在内,通过其他途径的改进减小对系统的影响。文中将介绍几种多Z源拓扑,并且将其与多电平逆变技术结合,从而弥补Z源逆变器电流应力过大的缺陷。
1 Z源网络工作原理及其局限性
Z源阻抗网络由两个电感,两个电容组成。在应用于DC-AC变换时,以单相VSI为例,结构见图1。
VSI的SPWM或者SVPWM控制在一个开关周期内都存在电压零矢量状态,即对负载输出电压为零;Z源通过在这个状态下加入直通电压零矢量(逆变桥至少一个桥臂上下功率开关管同时导通)使电压非零矢量状态下逆变桥直流输入电压上升。在一定电压和功率等级下,若阻抗网络的L、C参数设计合理,Z源网络在VSI的一个开关周期中将只存在有源状态和直通状态[1]。设开关周期为T,直通时间为T0,有源状态的时间为T1,则T1+T0=T。稳态时,由于对称,UC1=UC2=UC,则:UC=T1U0/(T1-T0),Uim=2UC-U0=TU0/(T-2T0)[2]。
其中Uim为逆变器直流侧电压峰值,当T0在(0～0.5)T范围内变化时,理论上Uim/U0为1～∞。
固然Z源逆变器较传统逆变器取得了更好的升压性能,却也存在局限性,比较突出的如下:
(1)在对Z源L、C参数有特殊要求,或者为了节省成本、减小装置体积和重量的情况下,必须减小电感L的值;而当电感值小于某一临界,会导致在有源状态下直流电源流入Z源网络的电流断续,导致二极管截止。又或者当Z源逆变器由满负荷运行突然降低到轻载运行,会导致逆变器直流输入电压不稳定,微观出现电压跌落,宏观无限增大,严重影响逆变器输入电压的质量[3]。
(2)Z源逆变器直通零矢量状态虽然对于输出电压的波形没有任何影响,但对于功率器件电流应力参数的选择提出了更高的要求。对图1单相Z源VSI直通状态进行分析(三相系统分析类似)。
1.1 单桥臂直通开关管的电流应力
假设由V1和V2所在的桥臂直通,逆变器等效如图2所示。
可以得到开关管电流应力istress=2IL+iload。
1.2 双桥臂直通开关管的电流应力
设直通状态时,两个桥臂都直通,逆变器等效如图3所示。
设流过两个桥臂上部开关管的电流分别为ia和ib。根据叠加定理分别考虑iload=0和2IL=0两种情况,可得:
同理可得
可以得到开关管电流应力
不论哪种直通方式,开关管的电流应力同时与负载电流和直通状态下Z源电感L上的电流有关。而直通时电感L上的电流纹波与T0和UC分别成正比关系,可以得出结论,若要减小功率开关管的电流应力,可在满足技术指标的前提下减小直通时间或者降低UC。
2 利用Z源串联减小电流纹波
在不增加电感值的前提下,只能减小T0或UC以求得电流纹波的下降。实际应用中一般对VSI的输出电压等级做了要求,再区分各个功率等级,所以当直流电源电压U0,VSI输出电压,逆变器控制策略一定时,单Z源情况下式(1)中B可以确定,则T0唯一确定,其中M为调制系数,B为Z源升压因子,uacm为逆变器交流侧电压峰值。
uacm/U0=MB(1)
若减小U0,势必要增加M,同时M与T0/T的最大值有约束条件,单相VSI改进PWM控制[4]中M+(T0/T)max=1,增加M的同时降低Z源的升压潜力;而且在某些应用场合,直流电源等级不能随意提高。
通过将两个Z源串联的方法可以使以上问题得以改善。如图4所示,电路由两个Z源(Z源1和Z源2)串联组成。V2管的通断使Z源1的工作状态在有源和直通状态下切换,Z源2的工作状态切换由VSI完成。设Z源1和Z源2直通占空比分别为D1和D2,可得VSI直流侧输入电压同时设等效单Z源直通占空比为D,欲取得相同升压倍数则应,得:
由式(2)可知,若D较大,合理分配D1与D2可以达到同样的升压倍数,并且D1与D2均小于D。同时,由于D2远小于D,VSI调制系数M得以增大,由式(1)知可以降低U0或D。仅有Z源两电感电流流进VSI开关管,其平均值和纹波都较小,电流应力得以降低。在低电感值,升压倍数要求较高以及轻载条件下效果明显。
3 高功率等级下减小VSI电流应力的措施
在电感值较大且要求大功率运行的应用场合,电感电流纹波已经不是导致电流应力增大的主要原因。若负载为感性且感抗较大,在VSI直通零状态下,负载电流可近似为不变;Z源电感电流也近似为不变(忽略电流纹波)。同样以单Z源单相VSI为例,如图1所示,在任意开关周期内,可以认为流入电容的电流近似为零,则流入VSI的电流与流过电感L1的电流平均值相等。由于负载电流除去高频谐波外近似为正弦波,故L1电流为2倍基波频率半波振动,峰值为负载电流峰值与有源状态下向C2充电电流之和(暂且忽略纹波电流),故若取单桥臂直通,若取双桥臂直通,为电流峰值。可知,在大功率应用条件下,VSI开关管电流应力很大。
直通状态下Z源电感电流与负载电流分流将大大降低VSI电流应力。如图5所示,在VSI直流输入端并接一功率开关管V2,控制其在有源状态关断,直通状态下导通,而VSI各桥臂开关管采用上下互补控制信号。因为在不接V2的Z源VSI逆变系统中运用改进SPWM调制产生的直通零矢量都位于传统零矢量状态时间段内,所以若在该直通时间段内导通V2,而VSI部分保持传统零矢量状态可以取得同样的升压效果,并且不影响VSI输出电压波形,流过V2的电流等于2IL1(应力介于传统双桥臂直通和单桥臂直通之间),VSI各开关管电流为iload。增加一个开关管但全面降低VSI所有开关管的电流应力到传统VSI的水平。
4 Z源多电平技术
通过多电平逆变技术,可以降低功率开关管的电压应力,减少输出电压谐波。在Z源逆变系统中应用多电平,在输出电压等级一定的情况下,可以通过保持升压倍数不变,降低直流电源电压或者保持直流电源不变,降低升压倍数来降低Z源电感电流纹波,降低由其带来的开关管电流应力。
Z源级联多电平逆变结构又可以分为直流侧级联Z源逆变器(dc-link-cascaded Z-source inverter),双Z源逆变器(dual Z-source inverter)[5]。这里介绍双Z源输出2-H/2-H桥级联结构,如图6所示,两个2-H桥级联输出电压为uload。以单相并网逆变器为例,要求开环电压uloadm=220×2 V≈311 V,uloadm为电压峰值,两个Z源直通占空比分别为D1、D2,采用载波相移改进SPWM调制方法,则有:
电源电压一般为定值,取独立电源电压都为50 V。则取D1=D2=0.4可满足上式,由于每个Z源直流电源电压减半,电感纹波电流减小。同样,若取直流电源大于50 V,则可以降低D1、D2,同样能减小纹波电流。uload为三电平波形,减少了输出电压谐波。同时,每个桥开关管电压应力大为降低。
多Z源级联结构适合有充足小电压独立直流电源的情况。只有一个独立直流电源时,往往需要接变压器进行电压级联输出。
5 仿真结果
利用MATLAB/SIMULINK软件进行仿真试验,以验证以上的分析结论。
5.1 大功率传统单Z源VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。逆变桥IGBT电压应力为500 V,电流应力分为单桥臂直通和双桥臂直通两种情况,如图7所示,可以直观地看出其由负载电流和电感电流合成。
5.2 大功率单Z源并联分流功率管VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。通过改进SPWM调制产生直通信号控制分流功率管V2通断,VSI各桥臂开关管控制信号由与改进SPWM同频率同相位同幅值的载波和调制波进行传统SPWM调制产生,同一桥臂上下控制信号互补。可见IGBT桥各个开关管电流如图8 a)所示等于负载电流,分流管电流如图8 b)所示为Z源电感电流的两倍(单桥臂直通)。
5.3 Z源串联多电平VSI
直流电源U01=U02=50 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D1=D2=0.4,M=0.6。采用载波相移改进SPWM调制方法,即两个2-H桥的载波信号交错开T/4,T为开关周期。如图9、图10所示,IGBT电压应力为250 V,电流应力(此为单桥臂直通)也为图7的一半。
6 结语
为了弥补Z源逆变器的缺陷,文中提出了一些改进措施。通过Z源串联,Z源输出接分流开关管,引入Z源级联结构等,都可以降低逆变桥开关管的电流应力和电压应力;其中前三种可以大大降低不同工作情况下开关管的电流应力,Z源级联大大降低电压应力。与此同时,在Z源级联方面还需要做更多的研究工作,包括多Z源级联多电平逆变系统的拓扑结构和调制方法,以提高大电压高功率等级条件下Z源逆变器的应用能力,降低成本,提高利用率。
参考文献
[1]Rajakaruna S,Jayawickrama Y R L.Designing Impedance Network of Z-Source Inverters[J].IEEE Transactions on Industry Application,2004,22(4).
[2]Peng Fangzheng.Z-Source Inverter[J].IEEE Transactions on Industry Application,2003,39(2).
[3]Ding Xinping,Qian Zhaoming,Yang Shuitao,Cui Bin,Peng Fangzheng.A High-Performance Z-Source Inverter Operating with Small Inductor at Wide-Range Load[J].Applied Power Electronics Conference APEC2007-Twenty Second Annual IEEE,2007:615-620.
[4]Poh Chiang Loh,Mahinda Vilathgamuwa,Yue Sen Lai.Pulse-Width Modulation of Z-Source Inverters[J].IEEE Transactions on Industry Application,2004,17(2).
电压控制的电流源 篇3
大容量无功设备导致电网功率因数降低,降低了电能生产、传输和利用的效率,甚至影响到负载的正常工作。静止同步补偿器(STATCOM)作为一种较理想的无功补偿设备,得到了越来越深入的研究和广泛的应用[1,2,3,4]。STATCOM的控制方案可分为间接电流控制和直接电流控制2种。间接电流控制通过控制逆变器的电压相位,达到控制输出无功电流的目的,其直流侧电压根据无功的需求自动调节。间接电流控制的开关器件的工作频率较低,但由于无功变化依赖于直流电压变化,所以系统响应速度较慢,适合于大容量场合。通过多重化等方法可以提高逆变器输出电压的质量,从而减少输出电流的谐波大小[5]。直接电流控制方法引入了输出电流的反馈控制回路,使得STATCOM的输出电流能够实时跟随指令电流的变化。因此其动态响应速度快,输出电流谐波小,但开关频率较高,适合中小容量STATCOM[6]。文献[7鄄8]建立了STATCOM电流控制的数学模型,并且讨论了控制器设计等问题。而文献[9鄄11]讨论了利用现场可编程逻辑门阵列(FPGA)实现电力电子应用相关的控制器设计。
现应用直接电流控制原理,采用STATCOM的无功、有功电流解耦控制方法,分析了电压电流双环控制器的简化设计方法。通过使用空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术提高直流电压利用率,并降低输出电流的谐波畸变率[12,13]。因此,该方法具有动态响应速度快、调制深度高、开关损耗低、输出电流谐波畸变小等优点。仿真和实验结果显示,系统的动、静态性能良好。
1 工作原理
图1是基于SVPWM的STATCOM直接电流控制原理图。
控制器采用同步旋转坐标变换理论和锁相环(PLL)检测负载电流iLabc中的无功分量iqref;同时将补偿电流iabc从abc坐标系分解到dq坐标系,得到iabc中无功分量的瞬时值iq和有功分量的瞬时值ip。然后,利用PI控制器实现电流空间矢量(id,iq)到电压空间矢量(ud,uq)的转换。最后,输出空间电压矢量脉宽调制技术产生的PWM驱动信号[14]。另外,STATCOM输出电流iabc同样通过同步旋转坐标变换从abc坐标系变换到dq坐标系下。基波无功分量在dq坐标系下是q轴的直流量,通过低通滤波器可滤除谐波分量得到iqref。直流电压通过电压外环耦合到d轴分量,因此可通过控制STATCOM吸收或输出有功电流达到控制直流电压的目的。电流dq分量通过PI调节器调整到电压平面,并通过脉宽调制技术输出PWM脉冲,则控制电压源逆变器(VSI)3组桥臂开关管的导通与关断及其作用时间,就可改变电压源逆变器的输出电压uCabc。此时,连接电抗XL上的电压为
假设系统电压uSabc稳定,因此控制VSI输出电压uCabc的大小和相位,就可以控制XL上的电压,从而达到控制STATCOM输出电流的目的。
2 电流控制内环分析
由于STATCOM主电路包含PWM逆变器,难以对该非线性电路进行准确的数学描述。文献[8]研究了其频率响应特性并建立了简化模型。现采用该模型并忽略电源电压和负载电流影响,根据图1建立STATCOM电流内环在s域的控制系统如图2所示。
图中τc1、τc2分别是模数转换通道对负载电流和STATCOM输出电流采样的转换延迟时间常数;kc1、kc2是两通道的电流传感器变比;L、R分别是STATCOM交流侧连接电抗器的电感和电阻值;kcp是PI调节器的比例系数,kci是PI调节器的积分系数;τVSI是逆变器模块的输出延迟时间常数,通常近似取一次开关时间的一半;kVSI是逆变器模块输出电压的增益。如果采用SPWM技术,kVSI=udc/2;如果采用SVPWM技术,则。很显然,SVPWM技术可以得到更高的直流电压利用率。
由前面的分析知:当系统稳态时无功电流在dq平面的分量是恒定的,低通滤波器LPF输出的无功给定也是不变的。假设负载电流和STATCOM输出电流采样的AD通道参数相同,则有τc1=τc2=τc及kc1=kc2=kc,则图2(a)的系统就可以简化为图2(b)。该简化系统的开环传递函数可以表示为
通常,VSI模块的输出延迟τVSI和AD采样的转换延迟τc都较小,因此可合并为一个延时单元τ,即τ=τVSI+τc。同时,令kpi=kcp/kci、kRL=R/L可得:
为降低设计的复杂度,采用零极点抵消方法降低闭环传递函数的阶次。令kpi=kRL,得电流控制内环的二阶简化系统为,其中k=kcpkVSIkc/L。因此,简化的电流控制内环的闭环传递函数为
式中,ωn是系统无阻尼自然振荡角频率,ξ是阻尼比。
由式(4)知k=1/(4ξ2τ),因此可计算PI控制器的参数为
对于该二阶系统,系统的稳态误差为0,选择ξ=0.707计算PI控制器的参数kcp及kci,则可以使系统具有最优的阶跃响应特性。
3 电压控制外环分析
电压调节器的性能由诸多因素决定[15,16]。考虑STATCOM直流侧的放电电阻Rdc,则直流电容上的充放电行为可描述为
其中,τc=RdcCdc。但实际系统中通常有τc垌1,因此直流侧模型可以近似为一个理想的积分环节,即uc(s)/ic(s)=1/(Cdcs),其积分系数为1/Cdc。根据系统结构图1建立STATCOM电压外环在s域的控制系统如图3(a)所示,其中τcv、kcv是AD对直流电压采样的模数转换延迟和传感器变比;kvp是电压PI调节器的比例系数,kvi是PI调节器的积分系数。
由于电压采样、电流控制器和VSI模块的延迟通常都比整个电压环路的延迟小得多,因此,在电压外环控制中三者可以简化为一阶模型:。其中,kv=kVSIkcvkcp,τv=τcvτVSI。则图3(a)的直流电压控制系统可简化为图3(b)。其开环传递函数为
从而可以得到系统的闭环传递函数为
故系统的特征方程为
根据劳斯判据可得系统能稳定运行的参数范围为
根据式(10)并综合稳定性、动态性能等要求,就可以选择合适的电压控制环路PI控制器的参数。
4 仿真与实验
为验证基于SVPWM的电压电流双环控制策略的系统性能,利用Simulink建立系统并进行了仿真研究,同时研制了实验样机并完成了动态无功补偿的实验。仿真和实验系统的主要参数如下:三相系统电压有效值/频率为300 V/50 Hz;交流连接电抗/电阻为350μH/0.01Ω;直流侧额定电压/电容为1 000 V/35 m F;功率模块为SKii P240GB172。
根据第2节的讨论计算电流控制器的参数。其中,开关频率3.3 kHz,延时取开关周期的一半,τVSI=0.000 152 s,AD采用频率40 kHz,τc=0.000 025 s,因此τ=0.000 177 s;kRL=28.5;采用SVPWM调制方式,则kVSI=577.4;另外,电流传感器变比为500∶1,因此kc=0.002。选择阻尼比ξ=0.707,则k=2 833.7。再由式(5)可计算出kcp=0.859,kci=24.5。
根据第3节的讨论计算电压控制器的参数。其中,τv=τ=0.000 177 s;电压传感器变比为1 500∶1,则kcv=0.000 667,kv=0.33。因此,由式(10)可得kvp<6.19,考虑kvi的稳定取值范围,取kvp=0.25,从而有kvi<0.456,取kvi=0.25。
选取以上控制器参数并根据图2在Simulink建立仿真系统。图4是无功给定从滞后250 A突变到超前500 A时输出电流的瞬态仿真波形。图5记录了启动过程直流电压的仿真波形。直流电压初始值设定为线电压峰值。可以看出,直流电压控制器在启动过程中的1.5 s内将电容升压并稳定到给定值1 000 V,超调量低于10%。
实验样机控制器用FPGA芯片EP1C12Q240C8。基于SVPWM的电压电流双环控制的全部控制策略用Verilog HDL语言描述,利用QuartusⅡ软件分析、综合,并布线实现。控制器的逻辑单元资源占用率约为57%,整个系统的工作频率为30 MHz。
图6是SVPWM控制器的实验波形。当三相负载与电容中点连接时,负载电流呈现马鞍型波形,与理论分析的结果一致。图7记录了系统启动时的直流电压波形。初始时,控制器不工作,逆变器通过反并二极管工作在三相不控整流模式,直流电压充电到交流线电压峰值。控制器工作后,直流电压调节器工作在升压模式,直流电压迅速上升,经过约1 s的调整时间后稳定在给定值。最后,STATCOM系统开始正常工作,直流电压稳定不变。图8是系统的稳态实验波形。此时输出电流畸变率小于1.7%。图9是无功电流从超前300 A突变到滞后300 A时的动态响应波形。可以看出,动态过程中,调整时间小于10 ms,突变电流平滑无过冲。
5 结论
讨论了基于SVPWM的电压电流双环控制方法的原理,并提出电压电流环路控制器的简化设计方法,仿真和实验结果验证了该方法应用在STATCOM中的性能。同时设计了基于FPGA的高性能控制器,该控制器可以完成基于SVPWM的电压电流双环的控制功能,系统的动、静态性能良好。
摘要：提出一种基于电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)方法的静止同步补偿器(STATCOM)控制方案,并讨论了电压电流双环控制器的简化设计方法。该方法利用锁相环(PLL)和低通滤波器(LPF)检测负载电流中无功电流的大小,通过dq变换实现STATCOM无功电流和有功电流在dq平面的解耦控制。同时,直流电压外环控制器输出耦合到有功电流控制环路实现直流电压稳压控制。为利用SVPWM调制方法控制STATCOM输出电压控制其输出电流,控制器通过PI调节器将电流控制变量变换到电压矢量空间。全部控制算法在单片现场可编程逻辑门阵列(FPGA)中采用VerilogHDL硬件描述语言设计和综合实现,并应用在500kV·A容量样机的控制上。仿真和实验结果显示该控制方法具有动态响应速度快、调制深度高、输出电流谐波畸变率低等优点。
电压控制的电流源 篇4
关键词：光伏电站,并网逆变器,模型电流预测,低电压穿越
0 引言
为了解决能源短缺危机和缓解环境保护压力，大力发展以光电、风电等为代表的新能源开发和利用，已经成为各国研究人员和决策者们的共识[1,2,3]。随着接入电网的新能源规模越来越大，其对电网造成的影响也越来越大，如大容量的光伏电站接入和切除，将对电力系统稳定造成重大影响，另外由于新能源电站内采用了大量电力电子器件，电网发生故障也会损坏这些器件[4,5]。因此，国家电网公司最新的并网接入标准中要求大型光伏电站应该具备低电压穿越（LVRT）能力。
光伏电站实现LVRT能力的关键设备是光伏并网逆变器。文献[6]采用了一种单级非隔离型光伏逆变器的LVRT控制策略，通过对逆变器的有功电流和无功电流进行协调控制，实现LVRT，但是该控制策略采用了传统的双闭环控制，控制电路中含有多个比例—积分（PI）控制器，因此，在实际工程中调节PI控制参数较为困难。
文献[7]提出了一种电网电压不平衡条件下简单而快速的正序分量分离算法，实现了三相不平衡条件下并网逆变器的快速锁相技术，并基于该锁相技术及正负序分离算法，设计了光伏逆变器的LVRT，但是其未对电网电压跌落20%以上的情况进行研究，控制算法在电网严重故障下的稳定性和可靠性不能保证。
文献[8]对模型电流预测用于并网逆变器的LVRT控制进行了研究，但是该研究基于中点钳位型逆变器，并非国内光伏电站普遍采用的三相两电平桥式逆变器，且该文献并未对逆变器正常运行下电流参考值的计算问题进行研究，也未考虑逆变器在故障期间的无功支撑问题。
在文献[9,10,11,12]基础上，本文采用模型电流预测控制（MCPC）技术，将该控制策略应用于光伏单级三相并网逆变器控制上，能够显著改善传统的LVRT技术，具有良好的动态响应，能够快速根据电网电压的跌落情况进行有功功率和无功功率的分配，为并网点提供电压支撑。另外，该控制方法中舍弃了传统控制方法中的电流线性控制器和脉宽调制（PWM）模块，控制算法简单，数字信号处理芯片实现起来十分容易，工程上易于实施。
1 光伏电站LVRT技术要求
国家电网公司出台的《光伏电站接入电网技术规定》指出：光伏电站应满足的LVRT要求，见图1。
由图1可以看出，LVRT要求为：(1)光伏电站并网点电压跌至0时，光伏电站应能不脱网连续运行0.15s;(2)光伏电站并网点电压跌至曲线1(0.15s之后的曲线）以下时，光伏电站可以从电网切出[13]。在曲线1上方，要求光伏电站不脱网连续运行；在曲线1下方，光伏电站可以从电网切出。
2 光伏电站的控制策略
2.1 基于模型电流预测的控制原理
模型电流预测控制技术是基于功率开关器件有限个开关状态（即开通和关断两种状态），并且系统的模型可以预测在不同开关状态下有限个控制变量的行为[14,15,16,17,18]。基于模型电流预测的控制策略可以通过构造一个价值函数c，建立逆变器的模型及其所有可能的开关状态，建立负荷的预测模型。对负荷模型进行离散化，通过价值函数来评价变量在下个周期的控制行为，一般选取负荷电流来构造价值函数。
图2为光伏并网逆变器的主电路[19,20]，其中L为滤波电感，R为线路的等效电阻。
根据基尔霍夫电压定律，逆变器的动态电流方程为：
式中：k=a,b,c;ik为并网逆变器输出电流；ukN为并网逆变器输出电压；unN为电网电压的中性点与直流母线的负极之间的电压；ek为三相电网电压。假设电网电压三相对称，那么，ea+eb+ec=0。
现在分析三相并网逆变器的输出电压矢量与开关状态的关系[19]。在三相并网逆变器的每相桥臂中共有两种开关模式，即上桥臂导通或下桥臂导通，因此逆变器共有23=8种开关模式，并可利用单极性二值逻辑开关函数gi(i=a,b,c）描述，即
逆变器输出电压为：
式中：；Udc为直流侧电压。
从三相静止坐标系abc变换到两相静止坐标系αβ，则有
开关状态与逆变器输出电压的关系如表1所示。
将式（1）进行abc/αβ变换，得到：
式中：uα，uβ分别为逆变器输出电压在α，β轴上的分量；iα，iβ分别为逆变器输出电流在α，β轴上的分量；eα，eβ分别为逆变器并网点电压在α，β轴上的分量。
在（tk,tk+1）时间内，对式（5）进行离散化，得到：
式中：Ts=tk+1-tk，为采样周期。
由式（6）可以得到：
在三相电网电压平衡条件下，采用电网电压矢量定向控制，将同步旋转dq坐标系的d轴定向于电网电压合成矢量Es方向上，有ed=|Es|，eq=0。根据瞬时功率理论统的瞬时有功功率P和无功功率Q分别为：
式中：id,iq分别为逆变器输出电流的dq轴分量。
可以看出，逆变器的瞬时有功功率和无功功率仅与id,iq有关，则通过控制id,iq就可以分别控制逆变器的有功功率和无功功率，实现功率的解耦控制。
根据需要向电网注入的有功电流和无功电流参考值id*,iq*，经过坐标变换dq/αβ，可以得到在两相静止坐标系αβ下的参考值iα*，iβ*。即
式中：φ为d轴与α轴的夹角。
选取价值函数为：
式中：iα（k+1）和iβ（k+1）为在下一个采样周期的预测值。
对三相并网逆变器的8个电压矢量进行评价，选择可以使价值函数c取得最小值的电压矢量，该电压矢量所对应的开关状态作用于下一个采样周期。
在电流预测模型中，式（10）所提出的价值函数有很好的灵活性，对于系统其他所需的约束条件可以方便地添加在价值函数里面进行处理，例如开关频率和开关损耗约束等。式（11）中将开关损耗添加到式（10）中从而构造出新的价值函数c′[14]。
式中：λ为权重系数；Δicp(j）为第j个开关器件在预测状态改变前后集电极电流值的差值；Δvcep(j）为预测状态改变前后集电极与发射极之间电压值的差值。
加入该约束可以使得在进行电流预测时开关状态的变换产生的损耗最少，这在传统的变流器双闭环控制方法中是没有的。
2.2 光伏逆变器LVRT控制策略
当电网电压在0.9（标幺值）～1.1（标幺值）范围内波动时，系统正常运行；当电网电压跌落至0.9以下时，光伏逆变器控制由故障之前的正常控制切换为LVRT控制。正常控制中电流预测的参考值由外环电压给定，LVRT控制中的参考值由用户直接给定。
根据光伏电站LVRT要求[10]，光伏电站注入电力系统的动态无功电流Iq应实时跟踪并网点电压变化，并应满足：
式中：UG为光伏电站并网点电压标幺值；IN=光伏电站额定装机容量/（×并网点额定电压）。
根据并网点电压得到注入电网的无功电流后，有功电流与无功电流应不超过额定电流的1.1（标幺值）[11]，即满足：
基于模型电流预测的LVRT技术主要是根据并网点电压的跌落情况对电流id*,iq*的控制，逆变器可按照无功电流的指令进行无功功率的输出。为限制电流增大，采用限幅控制[21,22,23]。基于模型电流预测法的LVRT控制框图如图3所示，实线为正常运行模式下的控制，虚线为故障下的控制。
模型电流预测法控制流程图如图4所示，在进行仿真实验时利用了PSCAD/EMTDC中c语言接口完成了编程工作。
3 仿真验证
3.1 算例参数说明
本文基于PSCAD/EMTDC仿真平台对光伏电站并网点三相接地故障、单相短路故障和大负荷扰动进行了仿真研究，对所提出的基于模型电流预测LVRT策略的可行性与正确性进行验证，如图5所示。
单个光伏发电单元的容量为0.5 MW,2个0.5MW的光伏发电单元组成一个容量为1MW的光伏电站，并通过一个1 000kVA/10kV的双绕组分裂变压器接入电网。架空线路选择LGJ-240/40，长度为10km。
3.2 对称故障
在0.5s时10kV母线发生三相短路故障，短路故障持续时间为0.1s，在0.6s时继电保护装置动作清除故障，系统恢复正常运行。光伏电站在故障前以额定功率运行，功率因数为1。
由于逆变器的限幅作用，在电压发生跌落后，逆变器输出电流与故障前相比基本保持不变，而通过LVRT控制向电网注入无功功率来支撑电网电压，使电压与电流的相位差发生了显著变化，如附录A图A1(a）所示。
仿真模型中光伏电站的容量为1 MW，当电网故障后，光伏电站能够补偿的最大无功功率为1Mvar，为了能够清楚地说明光伏电站对电网电压的支撑作用，在故障期间，以无功优先为原则，即不输出有功电流，设置有功电流参考值id*=0，设置无功电流参考值iq*=-1。由附录A图A1(b）、图A1(c）可以看出，采用LVRT控制策略后，无功功率从0 Mvar提高至0.65 Mvar，有功功率从0.9MW降低至0 MW，此时光伏电站不再向电网提供有功功率，完全成为无功补偿设备，而当故障排除以后，有功和无功功率又可以快速地恢复至故障前的稳态值。
三相短路故障下并网点电压对比如图6所示。可以看出，采用LVRT控制策略后，逆变器能够快速地根据下达的电流指令进行功率的调节，为电网提供电压支撑，使并网点电压标幺值由0.683提升至0.703。
3.3 不对称故障
不对称故障包括单相短路接地故障、两相短路接地故障和两相短路故障。以单相短路接地故障为例进行分析。
在0.5s时10kV母线发生A相短路故障，短路故障持续时间为0.1s。发生A相短路故障时并网点电压变化曲线如附录A图A2所示，此时电压跌落期间并未进行LVRT控制。
当电网发生A相短路故障时，为了维持并网点电压，需要光伏输出一定的无功功率，此时逆变器的输出电压与电流出现相位差，如附录A图A3(a）所示。发生单相故障时，注入电网的电流会出现负序分量，通过相关控制消除零序分量，使得三相并网电流在故障期间仍可以保持平衡，如附录A图A3(b）所示。在故障期间采取LVRT控制后，并网点电压补偿效果如图7所示，当光伏电站提供无功支持后，并网点电压比没有无功支持时有所提升。
3.4 大负荷接入并网点
0.5s时，在10kV母线末端处，有功负荷突然增大为原来的2倍，并保持该容量不变，负荷突增前光伏电站以额定功率运行，功率因数为1。采用LVRT策略后，电压波形对比如图8所示。
采取LVRT中的有功和无功控制策略，在负荷变化后，减小逆变器有功功率的输出，增大无功功率的输出，如附录A图A4(a）、图A4(b）所示，逆变器的输出有功和无功功率能够在负荷变化后跟踪设定的有功和无功指令值。
从图8中可以看出，在负荷投入后，若不采用LVRT中的功率控制策略，10kV母线电压将跌落至0.91；采用LVRT控制策略后，母线电压提升到0.937，光伏电站能对并网点电压起到支撑的作用。
从仿真算例可以看出，在电网电压跌落时光伏电站能够按照电流指令，快速地向电网提供一定的无功功率，为电网提供电压支撑。但是由于光伏电站本身的容量有限，因此所能提供的无功功率也是有限的。但总体来说，在电网扰动和故障期间，光伏电站的无功输出特性对电网电压能够进行一定程度的支撑作用，提高电力系统暂态稳定性。
3.5 与传统控制器的对比分析
3.2至3.4节是模型电流预测对光伏LVRT控制的适用性仿真验证，本节以典型的三相两电平电压源型逆变器并网为例，对模型电流预测控制器和传统的PI控制器在系统响应和稳定性等方面进行对比分析。
在0.3s改变有功电流参考值时，仿真结果如附录A图A5所示。可以看出，当参考电流变化时，两种控制均可以快速地跟踪电流指令。仿真结果显示，在0.3s时参考信号突变，在0.02s内两种方法都能追踪参考信号的变化。采用PI控制器响应较电流预测要快，但是PI控制器的跟踪精度和响应速度受PI控制器设计者的经验和水平影响较大，而模型电流预测控制的响应速度只依赖于模型参数和采样频率。
稳定性分析主要研究电感参数在一定范围内变化时控制策略对参数波动的适应能力，即控制策略的鲁棒性。
用阶跃响应来分析控制策略的鲁棒性，控制中电感参数为3.5mH，线路参数中电感分别设置为2,3.5,7mH，仿真结果如附录A图A6和图A7所示。可以看出，随着电感参数的增大，调节时间变长，超调量也增大，但是在整个过程中，稳态特性一致，即PI控制器能够适应电感参数的变化，具有较强的鲁棒性；在附录A图A7电流阶跃过程中，随着电感的增大，其响应结果与PI控制的结果一致。且由附录A图A5可以看出，模型电流预测控制策略在调节过程中的超调量σ为3.16%，低于PI控制器的3.93%，但在稳态过程中，随着电感的减小，与参考指令值之间存在的误差增大，但不超过0.1%，则电感参数在一定变化范围之内，模型电流预测控制具有良好的鲁棒性。
控制器内电感参数保持在3.5mH，当线路电感参数发生变化时，对两者控制下变流器输出电流瞬时波形的谐波进行对比，结果如图9所示。
由图9可以看出，随着电感参数的增大，两者的谐波含量均减小，且MCPC的谐波含量低于PI控制。
4 结语
电流预测控制与传统的控制方法相比，其优越性和实用性主要表现在以下几个方面。
1）控制系统设计方面。控制系统设计简单，省去了大量的非线性环节和PWM，不需要进行控制器的参数调节。
2）约束条件方面。采用了价值函数对变流器的行为进行评价，对于系统其他所需的约束条件可以很容易地添加在价值函数里面进行处理，例如将开关器件的开关频率添加在价值函数中，可以对器件的开关损耗进行限制，这在传统的变流器双闭环控制方法中是没有的。
3）系统响应方面。从仿真试验可以看出，在并网点电压跌落时，逆变器能够迅速地根据计算出的无功电流指令输出无功电流并完成对电流的跟踪。
4）系统稳定性方面。电流预测控制方法本身具有良好的自适应性与鲁棒性等优势。
5）工程应用方面。本文所提方法与传统方法相比，更加易于在数字信号处理器上实现。
本文将模型电流预测控制技术应用到光伏电站的LVRT控制策略上，提出了一种基于模型电流预测控制的光伏并网逆变器LVRT控制方法，利用模型电流预测控制策略良好的动态响应，可以快速实现对并网逆变器的控制。在PSCAD/EMTDC平台上进行了三相对称故障、单相不对称故障和大负荷扰动仿真算例的验证，并对模型精度进行了分析。可以看出，运用该控制策略，光伏电站在故障期间能够实现LVRT，向电网提供一定无功功率，起到了局部电压支撑的作用，减少了传统无功补偿设备，在故障排除以后，能够迅速地恢复正常运行方式，提高了光伏电站的暂态稳定性，具有重要的现实意义。
电压控制的电流源 篇5
作为四象限AC-DC变换器,单相电压源整流器(VSR)能够满足网侧谐波电流标准[1,2],既可以用作固态变压器的前级AC-DC变换器、也可以用作单相有源电力滤波器(APF)。此外,在本质上单相电压源整流器与单相并网逆变器也是一致的。经过适当改造,三相VSR、单相VSR的控制策略都可以应用到单相VSR中,包括传统双闭环控制结构、单相dq坐标变换[3]、PID控制策略[4]、单周期控制(OCC)策略、直接功率控制(DPC)策略等,因此单相VSR具有很多种控制策略。对于现有单相VSR的控制策略,大都采用电压外环和电流内环的控制结构,可以获得满意的控制效果。在双闭环控制结构中,采用电压外环控制输出电压,采用电流内环控制电感电流或输入电流。电压外环可以采用PID调节器或电压误差滤波放大器,还可以采用陷波器,用来消除电容电压纹波对输入电流控制的影响。电流内环可以采用PID调节器,还可以采用PR调节器,进一步改善输入电流控制精度。对无源器件的电压、电流或功率等常规电量进行控制,物理意义明确,但是否可以突破该范畴,也是值得探讨的。文献[5]在三相电压源PWM整流器中采用了直接功率控制,提高了响应速度。文献[6]在三相电压源PWM整流器中采用了输出直流电压平方控制,提高了输出电压的跟踪能力,但是没有给出电压平方外环的详细分析。文献[7]在单相有源电力滤波器中采用了电压偏差平方的PI控制策略,增加了稳态电压控制精度。文献[8]在BUCK DC-DC变换器中采用电容电流平方滞环控制方法。本文提出和探讨一种直接控制单相VSR电压平方和电流平方的控制策略,通过理论分析和仿真分析以及实验验证,考察其实际物理意义和系统动静态响应。
1 电路拓扑与工作原理
1.1 电路拓扑
单相VSR的功率电路如图1所示,输入单相交流正弦电压ui,输出单路直流电压uo。图中逆导型开关S1~S4构成单相VSR桥;C1为交流滤波电容;L1与L2为升压电感,E1为储能用电解电容;电阻R1和R2为分压电阻,分压后可以得到反映输出电压的电压信号。
1.2 直接储能控制
单相电压源整流器的双闭环直接储能控制结构如图2所示,其中电压外环用于稳定输出直流电压平方,间接稳定输出直流电压,可以采用PID调节器、电压平方误差滤波放大器或陷波器。电流内环用于控制输入交流电流平方,间接获得期望的输入正弦交流电流,可以采用PID调节器或PR调节器。在图2中,被控对象为电容电压平方和电感电流平方。
图1 单相电压源整流器的功率电路
图2 双闭环直接储能控制结构
1.3 电压平方外环设计
电压平方外环的被控对象为输出直流电压的平方,等效于控制电解电容E1的储能。输出直流电压的分压比kuo,分压后得到u'o。
输出直流电压误差为:
在图2中,输出直流电压平方误差为:
则:
显然,不论选择何种电压平方外环控制器,输出直流电压平方误差增加了u'o+ur=kuouo+ur倍,相当于引入可变比例环节,输出直流电压瞬时值越高,该比例越大,反之该比例越小。比例增大可以加快响应速度,减少误差。但是过大比例,也会降低系统稳定性,甚至造成系统失稳。
1.4 电流平方内环设计
电流平方内环的被控对象为升压电感电流的平方,等价于控制升压电感L1与L2的储能。
单相电网电压为:
式中Uim为网压幅值。
经过分压后,可得单位幅值的单相电网电压信号为:
则平方后的电网电压信号表达式为:
输出电压平方的控制量uc与上式乘积即为电感电流平方的参考量i2ref
假设实际网侧电流为:
平方后的实际网侧电流为k2Lii2L1,kLi为分流比。电流内环输入的电流平方误差为参考电流平方与电感电流信号平方的差,即:
原有电流内环控制器的输入误差为iref-kLiiL1。前者比后者增加iref+kLiiL1倍,相当于引入一个可变比例环节。比例增大可以加快响应速度,减少误差,但是过大比例,也会降低系统稳定性,甚至造成系统失稳。
2 仿真分析
2.1 平方电量的仿真分析
根据图1的功率电路和图2的控制结构,利用MATLAB/Simulink建立了无源器件储能作为被控对象的单相VSR仿真电路,并进行了较为全面的仿真分析。不同输出功率时的控制电路参数设计有所不同,输出功率2.5 kW时仿真电路与参数如图3所示。
图3 单相VSR直接储能控制的仿真电路
仿真参数:单相输入交流电压有效值为220 V,期望额定输出直流电压平均值为330 V,纹波电压峰峰值不大于10 V,额定负载2.5 kW,开关频率20 kH z。交流滤波电容为2.2μF,合计升压电感为1 mH,电解电容为2 200μF。参考电压平方U2ref为5 V2。
在任何输出功率条件下,都可以获得单位功率因数和稳态特性。
当输出功率分别为2.5 kW时,网侧电压与电流的仿真波形如图4所示,输出直流电压波形如图5所示,输出直流电压纹波峰峰值小于8 V。
图4 输出功率2.5 kW时网侧电压与网侧电流仿真波形
图5 输出功率2.5 kW时直流电压仿真波形
当输出功率分别为3.5 kW时,网侧电压与电流的仿真波形如图6所示,输出直流电压波形如图7所示,输出直流电压纹波峰峰值小于10 V。
图6 输出功率3.5 kW时网侧电压与网侧电流仿真波形
图7 输出功率3.5 kW时直流电压仿真波形
在负载变化的条件下,可以获得良好的动态特性。在半个电网周期内,网侧电流与网侧电压波形一致且同步,输出直流电压恢复到新的稳态值。
当输出功率由1.5 kW→2.0 kW→2.5 kW→3.0 kW→3.5kW→3.0 kW→2.5 kW→2.0 kW→1.5 kW切换时,网侧电流的仿真波形如图8所示,输出直流电压波形如图9所示。
图8 变载时网侧电流的仿真波形
图9 变载时输出直流电压的仿真波形
2.2 实验分析
图1 0 单相电压源整流器的实验平台
利用现有三相PWM整流器实验平台,改造成单相PWM整流器实验平台,如图10所示。交流输入电压为220 V,工频50 Hz。期望输出电压平均值为330 V,额定设计输出功率为2.5 kW。开关频率为20 kH z,电感取5mH,电解电容取值3×680μF,电压互感器型号为PE2012-M(0.6 VA)。电流霍尔传感器型号为TBC15DS,额定输入电流15A,最高可测量电流为48 A,额定输出电压为0.625±0.5%(V)。功率模块IPM为PM50RLA120,采用光耦隔离驱动,故障信号也采用光耦隔离传送。DSP F28335作为核心控制器。
图11给出了单相VSR输入电流和输出直流电压的实测波形,其中电流有效值12.7 A,输入功率2.8 kW。可见,所得波形良好,说明单相VSR的直接储能控制可行。
图1 1 输入电流与输出直流电压与的实测波形
改变负载电阻大小时,可以获得如图8和9所示的网侧电流、输出电压波形,表现出满意的动态响应特性。
3 结束语
提出了在单相VSR中直接控制被控电量平方(即储能)的控制方法,分析了该方法能够提高动态响应速度的原因,实现了直接控制被控电量平方的单相VSR实验平台,仿真结果与实验结果验证了所提方法的具有一定的可行性,该方法具有实际物理意义,相比无源器件常规电量控制策略,具有响应快速的特点,具有一定的借鉴意义。
参考文献
[1]国家技术监督局.GB4343-1995,家用和类似用途电动、电热器具,电动工具以及类似电器无线电干扰特性测量方法和允许值[S].北京:中国标准出版社,1995.
[2]IEC61000-3-2:1995.Electromagnetic compatibility Part3:limits-set.2:limits for harmonic current emission(equipment input current≤16A per phase)[M].
[3]肖汉,曾岳南,唐雄民.基于旋转坐标变换的单相电压型PWM整流器系统仿真[J].通信电源技术,2009,26(5):43-46.
[4]唐丽丽,郑琼林.单相PWM整流器主电路参数选择探讨[J].北方交通大学学报,2008,33(4):98-102.
[5]何致远,韦巍.基于虚拟磁链的PWM整流器直接功率控制研究[J].浙江大学学报:工学版,2004,38(12):1619-1622.
[6]王久和,尹虹仁,张金龙,等.采用功率内环和电压平方外环的电压型PWM整流器[J].北京科技大学学报,2008,30(1):90-95.
[7]刘日科,李茂华,许建平,等.BUCK变换器电容电流平方滞环(CCSH)控制方法[J].电源技术应用,2006,9(1):26-31.
电压控制的电流源 篇6
多电平变换器的概念是在中点钳位变换器的基础上发展起来的, 其基本思想是由多个电平台阶合成阶梯波来逼近正弦输出电压, 电平数越多, 谐波含量越少, 效果越好, 但实现的难度和控制的复杂度也越高[1]。STATCOM是电力系统无功补偿领域的先进技术, 它能实时的动态调节系统中某点的无功功率的大小和方向。多电平变换器技术在提高STATCOM的功率和电压等级方面提供了一种可行的解决方案, 是目前较为流行的技术。二极管钳位的拓扑结构是多电平变换器中一种较常见的拓扑结构[2]。讨论的三电平二极管钳位拓扑结构在提高电压等级和控制复杂度达到了一个平衡, 并且拓扑结构简单, 易于实现。
1 电压源型STATCOM的基本原理
STATCOM是目前出现的补偿无功方案较为理想的一种, 因其具有响应速度快, 且能动态实时补偿电力系统的无功功率, 因此发展很快。如图1所示, 采用自关断开关器件的电压源型STATCOM的等效模型, VSA、VSB、VSC表示电网中的某个节点的电压, XS表示变压器的漏抗, VA、VB、VC表示变换器交流侧的输出电压, Vdc表示直流侧电容电压。可以通过控制开关器件的开通和关断控制变换器的直流侧电压和交流侧电压, 从而达到控制系统有功功率和无功功率的目的。进一步说, 变换器的直流侧电压决定系统有功功率的损耗, 交流侧输出电压决定无功功率的大小和方向。通过适当的控制策略调节输出交流电压的幅值和相位, 就可以控制无功功率的大小和方向。
对照上述模型图可以分析电压源型变换器有功功率P和无功功率Q的表达式, 向量图如下:
有功功率P的表达式为:
无功功率Q的表达式为:
由有功功率P和无功功率Q的表达式可以看出:要同时控制P和Q, 只要控制表达式中的两个变量VA和Φ。
2 三电平二极管钳位电压源型STATCOM的拓扑结构
如下图所示, 三电平二极管钳位电压源型变换器的每一相由四组开关器件组成 (每组用一个IGBT和续流二极管表示) , 直流侧由两组电容组成 (每组用一个电容表示) , 钳位二极管与中点电平相连接。
这种电路的结构当电平数为m时, 可以证明[4]所需钳位二极管的数目为 (m-2) (m-1) 个。可以看出所需钳位二极管的数目近似与电平数m的平方成正比;电平数为m时所需主开关的数目为2 (m-1) 个。所以可以看出这种结构需要的器件数较多, 但是其结构简单, 触发方式也较简单。
3 触发方式
对于上述三电平二极管钳位的电压源型变换器, 如图, 定义A相的四组IGBT的触发信号按照从上到下的顺序表示为Ga P1、Ga P0、Ga N0、Ga N1。对于A相, 其触发方式如下表所示:
表中“1”表示开关管触发导通, “0”表示开关管关断。
由上表可以看出, Ga P1与Ga N0的开关状态互补, Ga P0与Ga N1的开关状态互补。因此可以仅用两个逻辑电路实现上述四个开关的触发, 即仅需实现Ga P1和Ga N1的触发电路, 剩下的两个开关可以用非逻辑来实现。其它两相的触发原理与A相相同, 只是相位互相相差120°。
仿真试验中采用SPWM调制方式, 并使用载波层叠法[1,3,5]。由于采用了三电平拓扑结构, 其调制方法是两电平载波SPWM法的直接扩展, 是由两组频率和幅值相同的三角载波上下层叠, 且两组载波对称分布于同一个调制波的正负半波。当调制波大于上层载波时输出正电平, 当调制波小于下层载波时输出负电平, 当调制波位于上层和下层载波之间时输出零电平。
4 控制原理
STATCOM要补偿给电网无功功率, 有功功率仅为变换器自身的消耗, 因此P近似为零, 这就要求sinΦ近似为零;这就对应着cosΦ近似为1。此时Φ角在一个很小的范围内 (-5°～+5°) 变化。如果采用相控的方法, 可以通过改变Φ角, 进而改变VA的方法, 从而达到控制无功的大小和方向的目的;如果采用SPWM调制的方法, 就要实现Φ角和VA的单独控制———用Φ角来控制有功功率, 用VA控制无功功率 (对VA的控制是通过控制调制比M来实现的) 。试验中采用的调制方式为SPWM, 那么就要同时控制有功功率P和无功功率Q满足STATCOM的要求。通过直流侧电压的设定值和实际值比较后经PI调节来控制Φ角以实现有功功率P近似为零, 这是一个控制环路;通过无功功率Q的设定值和实际值的比较再经PI调节来控制调制比M来调节输出的无功功率Q的大小和方向, 这是另一个环路[6]。其控制框图如下所示:
5 仿真
试验采用的仿真软件为PSCAD, 仿真中调制波为50Hz的正弦波, 三角载波的频率为调制波频率的12倍, 且二者同相, 并能通过Φ角实现其输出电压的相移。其波形图如下:
图中调制比M=0.6, 且为清晰起见仅显示了一路载波, 上面的触发信号为Ga P1的触发脉冲, 下面的触发信号为Ga N1的触发脉冲 (为清晰起见, 将Ga N1的触发信号乘以-1显示, 实际中触发信号为正) 。
仿真结果中显示直流侧电压能较好的稳定在设定值附近, 如下图所示:
图中的正弦波为电网电压的A相, 直流侧电压有两组电容电压组成, 由图可见直流侧电容电压基本平衡且稳定在固定值。
仿真中随着无功功率的设定值, 无功能够相应的补偿, 可由下图示出:
由图可见有功功率一直维持在零值附近, 无功功率可以随需要进行快速调节。
6 结论与展望
采用SPWM调制的三电平二极管钳位的STATCOM通过采用多电平技术, 较传统两电平拓扑结构而言能够适当提高电压等级, 从而达到增加系统容量的目的;通过SPWM调制技术能够有效的抑制输出电压的谐波含量, 并能实现系统动态无功补偿的快速性。实际中多电平技术的实现也遇到一些问题, 如触发脉冲的同步一旦遭到破坏将给系统造成致命打击;还有就是增加容量与控制复杂度之间的矛盾, 随着电平数的增多其控制复杂性急剧增大, 这都是需要进一步解决的问题。
参考文献
[1]李永东、肖曦、高跃, 大容量多电平变换器--原理、控制、应用[M].北京:科学出版社, 2005.
[2]Jose Rodriguez, Jih-Sheng Lai and Fang ZhenPeng, Multilevel Inverter:A Survey of Topologies, Controls and Applications.IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol.49, No.4, August2002
[3]林渭勋, 现代电力电子电路[M]杭州:浙江大学出版社, 2002.
[4]Yonghe Liu, Multi-level Voltage and Current Reinjection AC-DC Conversion.Christchurch.New Zealand.November2003
[5]何湘宁, 陈阿莲.多电平变换器的理论和应用技术[M].北京:机械工业出版社, 2006.
电压控制的电流源 篇7
随着电力电子技术的发展,AC/DC变换器即整流器已被广泛应用于微电子电源供电,电池管理系统,电机驱动等场合。传统的整流器由二极管或晶闸管组成,二极管整流器可以实现电流的交直流变换,晶闸管整流器则可以用来控制能量的传输。然而,这一类整流器会产生大量的谐波和无功功率,对电网造成污染。虽然有源电力滤波器等装置可以减小网侧电流谐波,但是这种方法会使整流装置的体积和成本大大增加。针对上述不足,PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进,用全控型功率开关管取代了半控型功率开关管或二极管,以PWM斩控整流取代了相控或不控整流。因此,PWM整流器可以取得以下优良性能:1)输入电流高度正弦化,即网侧电流为正弦波;2)输入功率因数可调,既可运行于单位功率因数,也可完成无功补偿,实现了网侧功率因数控制(如单位功率因数控制);3)能量可在交流侧、直流侧间双向流动,实现了电能的双向传输;4)具有较快的动态响应。PWM整流器可分为单相、三相,电压源型、电流源型等,其中,三相电压源型PWM整流器应用最为广泛[1]。
本文对三相电压源型PWM整流器的工作原理进行了简单描述,并且基于整流器网侧电流矢量推导出同步旋转坐标系下系统的数学模型。通过对数学模型的变换和化简,给出一种电流前馈解耦控制算法。基于这种算法,本文对PWM整流器电流前馈解耦的电流内环和电压外环的设计进行了详细的描述。在双环控制算法的基础上,基于TI公司的数字信号处理器TMS320LF2407A建立了PWM整流器的数字化实验系统。通过实验波形得到的结果表明:在前馈解耦控制算法下,整流器能获得单位功率因数的正弦输入电流、稳定的直流输出电压和快速的动态响应。
2 PWM整流器的数学模型
三相PWM电压源型整流器交流侧采用三相对称的无中线连接方式,用6个功率开关管构成,如图1所示。
它适用于三相电网平衡的系统,是一种最常用的PWM整流器。利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对PWM整流器建立一般数学描述,可以得到电压源型PWM整流器的数学模型为
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式中,sa,sb,sc为a,b,c三相功率开关管的开关函数,定义如下:
通过等量变换,可以将电流矢量I从三相静止坐标系(a,b,c)上变换到两相同步旋转坐标系(d,q)上,如图2所示。
根据图2可以求得两者的变换关系如下,
以其中的a相为例,将ia=idsin θ+iqcos θ代入undefined,得到电压源型PWM整流器在两相同步旋转坐标系(d,q)的数学模型[3]为
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3 PWM整流器前馈解耦控制策略
由式(4)可以看出,整流器相与相之间存在强耦合作用,给控制系统的设计造成一定困难。为此,需要采用前馈解耦控制[4]。在稳态时,同步旋转坐标系(d,q)上的电流id,iq为一个恒定不变的常量,所以其导数为0。忽略网侧等效电阻后,可将式(4)简化为
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在式(5)的基础上,加入电流id,iq的前馈环节,通过PI调节器进行控制,可得到(d,q)坐标系上的电压ud和uq改进的表达式为
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式中:KP,KI分别为电流内环比例和积分调节增益;i*d,i*q分别为电流指令值。
将式(6)带入式(4),并进行简化,可以得到PWM整流器在两相同步旋转坐标系(d,q)上实现电流前馈解耦后的数学模型为
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通过式(7)可以看出,基于电流前馈的控制算法使得电流id,iq的控制互不影响,式中的电流指令值i*d和i*q分别为系统输入有功电流和无功电流。这样就可以实现PWM整流器网侧有功和无功分量无耦合、独立控制,即实现了电流内环的解耦控制,从而降低了控制系统设计的难度,便于电流调节器的设计。基于以上的公式推导,可以得到三相PWM整流器电流内环的控制模型如图3所示。
4 基于DSP的控制系统设计
三相电压源型PWM整流器一般采用电压控制外环和电流控制内环的双闭环控制方法。电压外环的作用是维持直流母线电压的恒定,根据直流电压Vdc的大小决定PWM整流器输出功率的大小和方向,输出为电流的给定信号。电流内环的作用是使整流器的实际输入电流能够跟踪电流给定,实现单位功率因数控制。
4.1 电流环设计
为了实现输入功率因数为1,令图3中无功电流分量i*q=0,将式(7)进行拉氏变换,得到电流解耦后的系统内环传递函数框图如图4所示。
图4中Gid(s)为电流PI调节器的传递函数,1/(R+sL)为控制模型的传递函数。由式(6)可知,Gid(s)=KP+(KI/s),从而得到电流内环的闭环传递函数GC_id(s)为
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如果选取合适的电流调节器参数,使得KP=KI(L/R)=KITid,式(8)可以化简为
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式中:Tid为此惯性环节的时间常数。
由式(9)可以看出,经过前馈解耦后的电流内环闭环传递函数可以作为一阶惯性环节,因此可以按典型Ⅰ型系统进行设计。
4.2 电压环设计
对于电压外环的设计,可按图5所示的电压环控制系统框图得到。
电压环PI调节器传递函数 GV(s)=KVP+KVI/s,电流内环传递函数GC_id(s)由式(9)给出。忽略负载扰动,可以得到整个双环控制系统的开环传递函数为[5]
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考虑到电压外环的主要作用是抑制三相PWM整流器直流母线电压的波动,故系统整定时,应着重考虑电压环的抗扰动性能,因此可以按照典型Ⅱ型系统设计电压调节器。
经过电流内环和电压外环的设计,得到基于前馈解耦的PWM整流器双环控制系统框图如图6所示。
4.3 控制系统DSP实现
控制系统主要采用TI公司生产的TMS-320LF2407A数字信号处理DSP芯片进行设计,TMS320LF2407A是TI公司专门为控制应用而设计的,片上集成了高性能的DSP处理器和丰富的外围设备。根据前文所述的控制算法和图6所示的控制系统框图,可以将PWM整流器DSP控制实现框图表示为图7。
从图7可以看出,采用TMS320LF2407作为PWM整流器的控制芯片,由于其含有丰富的片内外设,大大简化了硬件电路的设计,这也使得硬件电路和控制策略的修改非常方便。整个系统的软件采用模块化设计,通过调用子程序和接受、处理各种中断来完成PWM整流器的控制,其软件模块示意图如图8所示。其中电压外环算法在定时器2的下溢中断服务程序中完成;电流内环算法在定时器1的下溢中断服务程序中完成。
5 实验结果及结论
根据前文所述的方法,在构建的DSP数字化实验平台上对PWM整流器前馈解耦控制进行实验验证,取交流输入电压有效值为200 V,直流给定输出为450 V, 电感 L=30 mH, 直流侧电容C=1 120 μF,负载RL=650 Ω。电压环的PI参数设置为:KVP=0.02,KVI=0.05 ;电流环PI调节器的参数设置为:KP=0.06,KI=0.05。电压环采样频率为1 kHz,电流环采样频率为5 kHz。得到实验结果如图9～图11所示。
图9是主电路中所有IGBT均关断的情况下(由二极管整流)的直流母线电压和输入相电流波形。从图9中可以看出,相电流含有较多的低次谐波,对电网产生了很严重的谐波污染。
图10是启动和停止PWM控制的动态波形,其中上半部分波形为直流母线电压(启动后,直流母线电压稳定在450 V),其中下半部分波形为相电流。可以看出,直流母线电压和相电流具有良好的动态性能。
图11是启动PWM控制之后的相电压和相电流的波形,可以看出,相电压和相电流同相位,电流正弦度较好,达到了单位功率因数的设计要求。
6 结论
本文描述了两相同步旋转坐标系(d,q)上PWM整流器的数学模型,并针对两相电流id,iq之间存在的耦合关系提出一种新型的前馈解耦控制算法,然后在此算法基础上设计了PWM整流器的双环控制系统。通过对电流环的控制,可以实现网侧电流正弦化,并且可以实现单位功率因数控制;通过对电压环的控制,可以实现直流侧电压迅速稳定。系统的双环控制由所构建的DSP数字化实验平台实现,实验结果证明该PWM整流器具有良好的动态性能。
参考文献
[1]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2005.
[2] Chen Yao,Jin Xinmin.Modeling and Control of Three-phaseVoltage Source PWM Rectifier[C].IEEE Trans.Power Elec-tronics and Motion Control Conference,2006:1-4.
[3] Ye Y,Kazerani M,Quintana V H.A Novel Modeling andControl Method for Three-phase PWM Converters[C].IEEE Trans.Power Electronics Specialists Conference,2001,1:102-107.
[4] Azab M.Decoupled Control of Active and Reactive Power forThree Phase PWM Rectifiers[C].IEEE Trans.Electrical,E-lectronic and Computer Engineering,2004:901-904.