电流电压功率论文（共12篇）
电流电压功率论文 篇1
0 引言
能源危机问题极大地推动了智能电网、分布式发供电系统的发展。其中,逆变器并联技术作为连接分布式电源与微电网的一个关键性的接口技术,越来越得到国内外学术界与工业界的重视[1,2]。
如何抑制环流从而使各逆变器单元达到功率平均分配或是按一定比例分配,是逆变器并联技术中的一个难点。目前主要通过2类方案来实现逆变单元间的功率分配:一类方案通过检测并互通各并联逆变器单元的输出电流、功率等信息而达到并联的效果[3,4,5];另一类方案不需要逆变单元间进行信息交互,每台逆变器只需检测自己的输出电压电流信息,并采用基于电压幅值—频率下垂的控制方法(PQ下垂法)[6,7,8]即可实现整个逆变并联系统的均流。
由于控制算法的日益更新,其复杂程度也越来越大,数字化的控制方案越来越成为主流。上述2类控制方案都需要对逆变器电压电流检测的离散采样值,通过采用一定的数字算法实时地计算逆变器的输出功率。功率检测及计算的精度和延迟时间等参数会影响到并联系统的稳定性[9]。为了提高逆变并联系统的稳定性和可靠性,需要对数字化功率计算方法的稳态、动态以及运算时间和空间消耗等性能提出更高的要求。
本文首先对逆变器并联技术中现有的数字化功率计算方法做了简要的介绍与总结。在分析了现有方法的优缺点的基础上,提出了改进的基于滑动平均的电压电流相移的数字化功率计算方法。该方法与现有方法的仿真结果对比表明,其具备良好的综合性能。最后通过2台2 kW单相逆变器无互联线并联实验,证实了本文提出的功率计算方法的可行性和有效性。
1 现有数字化功率计算方法介绍
这里只对现有数字化功率计算方法进行最简单的介绍,详细的原理分析及公式推导参见附录A。
1.1 傅里叶分解法
傅里叶分解法[9]的理论基础是周期函数的傅里叶级数理论。通过将周期函数的功率表达式分解为相应的傅里叶级数,然后采用快速傅里叶变换等算法对其系数进行计算,从而最终实现功率的计算。由于计算过程中需要提供相应的正弦表和余弦表,所以傅里叶分解法又称为双表法。
1.1.1 传统傅里叶分解法
传统傅里叶分解法一个工频周期只计算一次功率值,功率计算的延时较大,容易导致逆变器并联系统的不稳定。
1.1.2 基于滑动窗的傅里叶分解法
引入滑动窗的思想,在每个采样周期都计算一次傅里叶系数和功率值,可使零阶保持环节的周期降为仅仅只有一个采样周期。
利用傅里叶分解法计算功率,优点是对高频噪声、直流偏置以及谐波分量不敏感,能够准确地算出基波功率。但计算一次功率值所需的运算次数及数据存储空间较多,占用了过多的系统资源。
1.2 电压电流相移法
该类方法计算无功功率时需要对电流采样序列进行移相操作,故称为电压电流相移法。低通滤波环节一般有周期平均和数字低通滤波器2种选择。
1.2.1 周期平均法[10]
采用周期平均的滤波方法,程序编写简单,运算时间短,但需额外N/4个数据空间来存储前1/4个周期的电流采样信号。该方法存在与传统傅里叶分解法一样的缺点,即在每个工频周期仅计算一次功率值,对功率变化的动态捕捉速度较慢。
1.2.2 数字低通滤波器法[6]
采用数字低通滤波方法,需要特别关注滤波器带宽参数的折中选择。为了获得平稳的功率,要求数字低通滤波器在工频及更高频处的增益尽可能低。但同时为了使并联系统更加稳定可靠,又应尽可能增加低通滤波器的带宽。虽然增加滤波器的阶数可以在提高带宽的同时降低高频增益,但高阶的数字滤波器会增加程序的内存和运算时间的消耗。
1.3 二阶广义积分法
二阶广义积分器(second order generalized integrator,SOGI)在指定频率处可实现极大的增益,能够滤除正弦波形中的杂波,同时具备输入输出同步无延时的优点。SOGI近来被成功应用于并网逆变器系统的锁相环中[11],还被应用在逆变器并联系统中进行功率的实时计算[12]。
利用SOGI滤波器的2个正交输出,相比于电压电流相移法可以节省N/4个采样点的存储空间。因为其在工频处滤波前后的相移为0°,故而跟踪功率动态变化的速度很快。但由于计算一次功率值需要进行4次SOGI滤波运算,降低了功率计算的速度。而且由于SOGI的余弦输出不能滤除直流偏置,当电压电流采样信号中具有直流偏置时,会导致功率计算不够准确。可以通过取周期平均的方法来消除直流偏置量,但会进一步增加运算时间。
1.4 三要素法
三要素法[13]的速度非常快,功率计算的滞后只有仅仅一个采样周期,同时不需要额外的存储空间,占用数控程序的时间和空间的资源都很小。但实际的测量信号中往往存在噪声,哪怕是幅值很细微的一点扰动,都可能导致三要素法的计算结果存在较大误差。另外,该方法忽略了正弦信号的第4个要素——直流偏置量。当电压电流存在直流偏置时,该方法的计算结果也不准确。
2 基于滑动平均的电压电流相移法
2.1 滑动平均思想的引入
对于逆变器并联系统来说,输出电压在一般情况下变化是较小的,但输出电流则可能会随着负载的突变、其他逆变单元的并入或退出等原因瞬间产生较大幅度的变化。传统相移法中,利用当前的电压采样信号与1/4个周期前的电流采样信号来计算功率值,会导致不能快速反映系统中实际无功功率的变化情况。
将电压信号超前1/4个周期后得:
同时保持电流不变,此时的瞬时有功功率为:
将式(2)中的直流分量取反即为无功功率。相应的离散表达式为:
相比其他方法,采用周期平均的电压电流相移法的算法简单,计算时间很短,所需额外的N/4个数据存储空间对于数字处理芯片来说也不构成很大的负担。唯一较大的缺点就是一个工频周期计算一次功率值,这对于逆变器并联系统来说是很难接受的。若能借鉴基于滑动窗的傅里叶分解方法中在滑动窗内进行累加运算的思想,将滑动平均的概念应用于电压电流相移法中,则能得到不错的效果。
构建一时间长度为工频周期(即点数为N)的滑动窗口,并在此窗口中对瞬时功率序列进行平均操作,即从瞬时功率序列的第k+1-N个点一直累加到第k个点,然后除以N,即可得到第k个点的有功功率和无功功率序列。对应的数学表达式为:
采用滑动平均后,可在每个采样周期计算一次功率值。相对于传统的电压电流相移法,减小了功率计算延迟时间,改善了逆变器并联系统的动态特性。
2.2 滑动平均法的本质分析
本质上,滑动平均就是一种低通滤波运算,但其与一般的数字滤波器又存在着区别。
根据有功功率计算式(4),可得到Z域内的有功功率Z变换与瞬时功率Z变换的离散传递函数HP(Z)为:
其频率响应为:
式中:Ts为采样周期。
可得频率特性如图1所示。图中:Ts=50 μs,N=400。
如图1所示,在ω=140 rad/s处,传递函数的增益约等于0.707,可知该参数条件下的滑动平均的带宽为140 rad/s。图1同时还给出了带宽都为140 rad/s的一阶及二阶巴特沃兹数字滤波器的频率响应曲线。通过对比可以看出:3种滤波器的传递函数在直流处的增益都为1,在带宽频率内也比较接近;同为巴特沃兹滤波器,二阶的高频增益明显要小于一阶;同巴特沃兹滤波器不同,随着频率的增加,滑动平均的增益呈现以工频为周期的一种变化,且在工频的整数倍处增益都为0。这一特点能够很好地滤除瞬时功率中由谐波带来的整数倍工频分量,该增益特性是一般数字滤波器所不具备的。
3 仿真及对比分析
根据上节对基于滑动平均的电压电流相移法的分析,将其与基于二阶巴特沃兹数字滤波的相移法、基于滑动窗的傅里叶分解法、基于SOGI的方法和三要素法进行对比仿真。
仿真参数如下:工频周期T=0.02 s,采样周期Ts=50 μs,即N=400;巴特沃兹滤波器为二阶,带宽取140 rad/s;SOGI的带宽增益常数设为ξ=0.707。下面分别从稳态精度、噪声抑制、谐波抑制、直流抑制、动态特性等方面作细致的比较分析。这里只提供了有功功率的计算结果,完整的仿真结果参见附录B。
3.1 理想情况
理想情况下,电压电流皆为纯正弦信号,无直流分量,取
v(t)=311sin 314t (8)
图2为相应的仿真结果。从图2可以看出,除了巴特沃兹滤波的功率计算结果存在振荡,其他方法在准确性和稳定性方面的表现都很好。尤其是三要素法几乎是瞬间就得出了准确的功率计算结果,并且能保持稳定。SOGI法的计算速度也非常快,大约只用了1/2个工频周期即得出了准确结果。巴特沃兹法、滑动傅里叶分解法以及滑动平均这3种方法的功率计算时延相差不多。理想情况下,从功率计算的效果来讲,三要素法性能最佳。
3.2 谐波抑制情况
逆变器并联系统中,由于器件的非线性、死区效应以及非线性负载等因素的影响,电压电流信号往往带有一定量的谐波分量。考虑谐波后,相应的功率计算仿真结果如图3所示。此时的仿真条件变为:
从图3可以看出,各方法的计算速度同理想情况下一样,但稳态时的功率计算结果却发生了各不相同的变化。滑动傅里叶分解法和滑动平均法的计算结果还是依旧平稳,但其余方法的计算结果中都带有了不同程度的谐波频率的振荡。
3.3 噪声抑制情况
不论采用何种检测方法,电压电流的采样信号中总会含有一定程度的高频噪声。为了对比分析各种方法对噪声的抑制能力,仿真条件改为在电流信号中加入峰—峰值不大于0.1 A的噪声,即
式中:rand(t)为取值在区间(0,1)上的随机数。
仿真结果如图4所示。在电流信号中加入噪声后,三要素法的功率计算结果出现了发散的现象,而且幅度相当大。而其余各种方法除了SOGI法稍有一点点毛刺之外,都能较好地抑制噪声。
3.4 直流偏置抑制情况
由于逆变器的正负电压不对称、采样调理电路的参数随温度漂移等原因,采样信号中也可能会存在直流偏置。信号中的直流分量对各种功率计算方法的影响,可以通过相应的仿真来比较。仿真条件为5 ms时在电流信号中加入2 A的直流偏置量,同时电压不变。
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此时的电压和电流分别表示为:
仿真结果如图5所示。在电流信号中加入直流偏置的瞬间,三要素法的计算结果中存在很大的尖刺,SOGI法也在一定程度上存在该过冲现象。随后的计算结果中,三要素法和SOGI法都出现了较大幅值的工频分量。巴特沃兹滤波法的结果中也存在类似现象。只有滑动傅里叶分解法和滑动平均法能够完全抑制电流信号中直流偏置的影响。
3.5 信号突变情况
逆变器并联系统运行中,当发生负载突变、其他逆变单元并入或切出等情况时,电流可能会出现瞬间突变的现象。为了模拟该类情况下各种方法的功率计算结果的变化,仿真条件设为2.5 ms时将电流幅值瞬间变为原来的2倍,保持电压不变,即
仿真结果如图6所示。由于电压电流信号在突变前后都是理想的正弦波,故各种方法的功率计算结果都很平稳。
在电流信号突变的瞬间,三要素法仍然能够以最短的时间捕捉到功率的变化,SOGI法紧随其后,但同时这2种方法存在较大的过冲。其余方法跟踪这一功率突变的时间相对较长,大致为一个工频周期。
3.6 功率计算方法的总结
根据仿真结果,结合各方法所需要的运算时间和数据空间情况,各种功率计算方法的总结如表1所示。
注:“m乘n加”表示采用该方法计算一次功率值需要执行m次乘法和n次加法运算。
综合考虑各种方法的稳态和动态性能,尽管滑动傅里叶分解法和滑动平均法这2种方法占用的运算时间和存储空间相对较多,但功率计算效果较为出色。相对于滑动傅里叶分解法,本文提出的基于滑动平均的电压电流相移法由于需要更少的运算次数和存储空间,更加适合于逆变器并联系统中实时功率计算的应用。
4 实验结果
为了进一步验证文中所提出方法的有效性,搭建了2台2 kW单相逆变器无互联线并联系统。数字控制芯片采用TI公司的型号为TMS320F28335的信号处理器。并联控制方法为PQ下垂法,其中的功率计算环节采用本文提出的基于滑动平均的电压电流相移法。输出空载电压有效值为221 V,空载频率为50.1 Hz,采样频率及开关频率为输出电压频率的400倍。
并联系统运行时的稳态均流结果如图7所示。可以看出,采用滑动平均的功率计算方法后,系统的稳态均流效果较理想。
图8为逆变器2稳定运行时逆变器1并入瞬间的动态均流实验结果。并入后经过大约一个工频周期,系统进入稳定均流状态。基于滑动平均的电压电流相移的功率计算方法的可行性和有效性得到验证。
5 结语
本文简要综述了逆变器并联系统中的数字化功率计算方法。在分析总结现有方法优缺点的基础上,借鉴滑动窗口的思想,提出了基于滑动平均的电压电流相移的数字化功率计算方法。从稳态、动态性能以及运算的时间和空间消耗等方面综合考虑,与现有方法的仿真结果对比验证了该方法良好的综合性能。同时逆变器无互联线并联实验系统的稳态和动态的均流效果证实了文中提出的功率计算方法的可行性和有效性。
电流电压功率论文 篇2
教师：程玉景
教学目地：（1）认识电压源模型和电流源模型
（2）掌握电压源和电流源的特点及符号
（3）掌握理想电压源和电流源的特点及符号
教学重点：（1）主要是其特点及符号 教学难点：
（1）对电流源的理解 教学方法：
举例，提问，讲授 教学时间：
45分钟
教学过程：
复习导入：
电压源电气符号
电流源电气符号
电源外特性：Ｕ＝Ｅ－Ｉｒ
并联分流公式: I1=(R2/R1+R2)I 新授：
导入： 向电路提供电压或电流的装置称为独立电源
举例: 稳压电源，稳压电源由稳压电源，发电机，太阳能电池
一.电压源
1.用途：
向外电路输出稳定电压。例：干电池（1.5V）
发电机（220V）
特点：
内阻较低
分类：
直流，交流
例：干电池，直流发电机，蓄电池 2.实际电压源
电气符号
特点：（1）电动势E和内阻ｒ串联,注意电压正负极性
（2）输出形式：电压U=Ｅ－Ｉｒ
3.理想电压源（恒压源）
电气符号：
特点：(1)r=0
(2)U=E
二．电流源
１.用途： 提供稳定的电流。例如：稳流电源 特点：
内阻很大
２.实际电流源
电气符号：
特点：（1）I S 和ｒ并联，注意电流方向
（2）输出形式：电流IL=(r/RL+r)I
3.理想电流源（恒流源）
电气符号：
特点：（1）ｒ趋于无穷大
（2）Is=IL
三．小结：
（1）实际电压源和电流源符号及其特点
（２）理想电压源和理想电流源符号及其特点
四．作业：
（１）笔试：整理笔记，将重点记忆。下一节提问
（２）口头：预习实际电压源和实际电流源的等效变换
五．板书设计：
主板书设计
副板书设计
电压源与电流源
一电压源
二电流源
复习：１.电压源与电流源符号 １.用途
１.用途
２.电源外特性： ２..实际电流源
２.实际电流源
３.并联分流公式:
用“类比法”学电压与电流 篇3
电压和电流是初中电学中两重要的概念，但它们既看不见又摸不着，对于初中学生来说比较抽象，怎样用“类比法”突破这个难点呢？
我们先看看电流的概念如何建立：放学后，同学们一起沿着学校门前的街道回家，这就形成了一股“人流”；如果骑自行车回家，形成一股“车流”；长江、黄河中的水日夜东流，形成“水流”；与此类似，导体中的电荷向一定方向流动，就会形成“电流”.
那怎样判断电流的存在呢？与“力”类似，导体中有电流时，常会产生一些特有的现象，称为电流的效应.人们就是根据电流的效应来判断电流的存在，并进行测量的.电流有三大效应：（1）电流的热效应即导体通电时发热的现象，电炉、电灯等电热器就是利用电流的热效应工作的.（2）电流的化学效应即导电溶液中有电流通过时发生化学反应的现象.工业上常用电流的化学效应提炼铝和铜，进行电解、电镀等.（3）电流的磁效应即通电导体的周围存在着磁场.电话、电风扇等就是利用这一原理工作的.
再看看电流强度的概念如何建立：
一江水比一盆水的水多，水的多少叫水量.带电体使验电器箔片张开的角度不同，张角越大，表明带电体带的电荷越多，即带电体所带的电荷也是有多少之分的.物理学中把电荷的多少叫电量，单位是库仑，这是为了纪念法国科学家库仑而命名的.
在汛期，长江水在河道某一横截面上每秒流过的水量多，流速快，称为流量大；在枯水期，每秒流过的水量少，流速慢，称为流量小，流量表示了水流的强弱.
与此类似，我们取导体的一个横截面，电荷做定向运动时就有部分电荷通过这一横截面，如在相等的时间内通过导体横截面的电量越多，电流也就越强.我们把1秒内通过导体横截面的电量叫电流强度，简称电流.注意，此处“电流”指电流的强弱，而非上面所说的“电流”概念.电压相同的情况下，通过100W灯泡比通过15W灯泡的电流要强，其含义是：1秒内通过100W灯泡钨丝横截面的电量比通过15W灯泡钨丝横截面的电量多，也就是通过100W灯泡钨丝的电流强度比通过15W灯泡钨丝的大.
在一定时间内，通过导体某一横截面的电量越多，电流就越大.如果在1秒内通过导体横截面的电量是1库，导体中的电流就是1安，即1A=1C/s，电流的常用单位有mA、μA，其换算关系为：1A=1000mA，1mA=1000μA.日光灯的电流约150mA，电冰箱的电流约1A，柜式空调的电流约10A.
最后再看看电压的概念如何建立的：
如图1（a）所示的水路对同学们来说是形象直观易于理解的，而图（b）所示的电路对同学们来说是抽象的.图1（a）所示水路的组成包括水泵（又叫抽水机）、水管、水轮机、阀门四大部分.水泵的作用是在水路中保持一定水压；水管的作用是传输水流；水轮机是利用水能的设备，消耗水能转化为动能；阀门的作用是控制水流的通断.在这个水路中，抽水机的作用是保持水压，从而形成水流.
与此类似，图1（b）所示电路的组成包括电源、导线、电灯、开关四大部分.电源的作用是在电路中保持一定电压；导线的作用是传输电流；电灯就是一个用电器，作用是消耗电能转化为内能和光能；开关的作用是控制电流的通断.在这个电路中，电源的作用是保持电压，从而形成电流.
可见，电压是形成电流的原因，电源的作用就是提供电压，使电路中不断有电流通过.不同的抽水机，在水管两端产生的水压不同，例如离心泵就比压水井产生的水压大；类似地，不同的电源在电路两端产生的电压也不同.如照明电路的电压比干电池的电压大.
国际上通常用字母U表示电压，电压的国际单位是伏特，简称伏.常用单位有：千伏（kV）、毫伏（mV）、微伏（μV），其换算关系为：1kV=1000V，1V=1000mV，1mV=1000μV.1节干电池的电压是1.5V，1节铅蓄电池是2V，照明电路的电压220V，对于人来说，安全电压不能超过36V.
例 我们常常将看似无关的两个事物或现象联系起来，进行“类比”.“类比法”可以帮助我们理解概念、巩固知识，以下是两个“类比”学习案例：
（1）将如图2所示的“水路”模型类比基本电路，可以发现：
①叶轮机在“水路”中的作用与下面哪个元件在电路中的作用相当？（ ）.
A.电源 B.开关 C.用电器 D.导线
②类比“水路”模型中“水压是使水管中水定向运动形成水流的原因”，我们很容易理解电压是使电路中 定向运动形成 的原因.
（2）运用“类比法”，我们还可以将实验室交流发电机和直流电动机列表比较，请完成表中的三处填空（将答案直接写在横线上）.
电流电压功率论文 篇4
大功率电流源型变频器[1,2,3]在应用中存在共模干扰问题,如不解决,将影响电机绝缘和使用寿命。目前,常采用隔离变压器或使用增加绝缘强度的定制电动机来抑制共模电压,但是引入隔离变压器会增加制造成本,也给运输带来麻烦。而定制电动机不适用于对原有电动机改造的工程项目[4,5]。采用共模扼流器是一种简单实用的方法,尤其是在电流源型变频器中。因为电流源型变频器直流环节采用差模电感平波,可以在直流侧增加共模电感,与差模电感一起组成一体化直流电抗器[6,7],既可以起到抑制共模干扰的作用,又减小了采用隔离变压器的制造和运行成本。下面对采用差-共模一体化直流电抗器的电流源型变频器的共模电压进行详细分析。
1 采用差-共模一体化直流电抗器的电流源型变频器共模电压分析
根据整流侧电容中性点N与逆变侧电容中性点N′的不同连接方式,可知电流源型变频器的拓扑结构有3种。图1为N与N′不连接时的拓扑结构,其中,Ld为差模电感;Lcm为共模电感。
为保证电路的对称性,通常将直流环节的差模电感分置上下母线[8],如图1所示。由于差模电感的作用在于抑制直流电流脉动,共模电感作用在于抑制共模电流,从而减小共模电压,因此将差模电感分置上下母线不会对共模电压产生影响。下面分别对3种不同拓扑的系统共模电压进行分析。
a.拓扑1:N与N′不连接(见图1)。
假定电机输入平衡,根据共模电压定义,可以得到共模电压为[9,10,11,12]
假定电机中性点O对地阻抗为ZO,经过O点流入大地的共模电流为icm,则共模电压还可以表示为
此时共模电流的流通路径为整流器、逆变器、大地、电网。由于共模电流经过N′和O点流入大地,会对电网正常运行产生一定影响。
b.拓扑2:N与N′不连接,且N′接地(即在图1拓扑的基础上将N′接地)。
假定电网输出平衡,由式(1)得:
式(2)同样成立。此时共模电流的流通路径为整流器、逆变器、大地、电网,共模电流会对电网正常运行产生一定影响。由于N′直接接地,共模电流会经过N′点流入大地,流经电机中性点的共模电流icm基本为0,根据式(2),此时的共模电压ucm很小。
c.拓扑3:N与N′连接(即在图1拓扑的基础上连接N与N′点)。
共模电压为
首先按电机、逆变侧电容、中性线、整流侧电容和电网这条线路分析。电机中点O对电容中性点N′电位为
电容中性点N对地G点电位为
综合式(4)—(6),可得:
此时式(2)同样成立,此外输入、输出电容中性点连接在一起时的共模电流在整流器、逆变器、中性线之间流动,不会对电网造成干扰。流经O点的共模电流较小,易知此时的共模电压不大,再比较式(3)和式(7),可知拓扑1的系统共模电压最大。各种拓扑下共模电压、电流的比较如表1所示。
综合考虑各方面因素,拓扑3最好。
2 一体化直流电抗器参数设计
在逆变侧电容中性点不接地时共模电压最大,此时中性点与大地近似等电位,考虑到每一时刻只有2个功率管导通,此时的共模通路如图2所示(逆变侧三相电容通常取值相同,均以C′f表示)。
对图2(a)列写电路方程[13,14]:
其中,Zm为电机单相等效阻抗,um为共模噪声叠加在电机每相上的电压,LM为共模互感。假定LM与Lcm/2相等,则
对图2(b)列写电路方程:
则
通常Zm值不大,比较式(9)和式(11),令共模电压对电机相电压影响不超过5%,可得:
则共模电感
由于电流源型变频器中间直流环节的差模电感的主要作用是滤除纹波,本文主要讨论共模电压和共模电流的抑制,因此对于直流差模电感的选择在此不做讨论。
3 仿真结果
对一个2 MV·A、4 160 V的传动系统进行仿真[15],仿真参数如下:输入滤波电感Ls=5.54 m H,输入滤波电容Cf=41.87μF,共模电感Lcm=259.6 m H,差模电感Ld=59.49 m H,输出滤波电容C′f=54.88μF,开关频率f=550 Hz。
图3为电容中性点断开、且无共模电感时的传动系统仿真波形,图4为拓扑3传动系统的仿真波形。可以看出,电容中性点断开且无共模电感时传动系统的共模电压峰值达到2500~3000V,流入大地的共模电流峰值达到4.5 A,电机相电压受共模电压影响,畸变严重;将整流侧电容中性点和逆变侧电容中性点连接起来,并加入共模电感后,传动系统的共模电压峰值降到约150~200V,流入大地的共模电流峰值降至0.002 A,共模电压对电机相电压基本无影响。由此可知,采用差-共模一体化直流电抗器能够有效抑制共模电压,减小流入大地的共模电流,降低共模电压对电机的影响。
4 结论
Matlab仿真结果表明:电流源型高压变频器与电压源型高压变频器一样存在共模噪声。采用一体化电抗器的拓扑结构3可以有效地抑制共模电压,同时使得共模电流在整流器与逆变器之间流动,减少了共模电流对电网的污染,并且相对于采用隔离变压器来抑制共模电压更加简单经济。
摘要：为了解决电流源型变频器中存在共模电压的问题,提出了一种采用一体化直流电抗器的方法。该方法在传统电流型变频器的直流环节加入共模电感,以减小系统的共模电流和共模电压。对采用一体化电抗器的3种电流源型变频器的共模电压进行了系统分析,并对一体化直流电抗器的共模电感值进行选择。其中将整流器侧电容中性点与逆变器侧电容中性点连接在一起时,共模电压和共模电流都得到了明显抑制,降低了共模噪声对电机的影响。由于省去了用于抑制共模电压的隔离变压器,这种结构使得变频调速系统结构简单,运输方便,成本降低。仿真结果说明了分析的正确性。
电流跟电压、电阻的关系 篇5
知识目标
1.通过实验使学生知道“电阻一定时，电流跟电压成正比，电压一定时，电流跟电阻成反比”.
2.使学生初步熟悉如何用电流表测同一只电阻的电流及其两端电压，会用与待测电阻串联的滑动变阻器调节待测电阻两端的电压.
能力目标
1.使学生初步领会用控制变量法研究物理规律的思路.
2.进一步培养学生电路连接和有关电路的电学实验操作能力及根据实验结果分析、概括实验结论的能力.
情感目标
1.培养学生学习物理的兴趣和愿望.
2.培养学生实事求是的科学态度和刻苦钻研的精神.
教学建议
教材分析
在前三章的学习中已经把电路中的三个基本物理量电流、电压、电阻分别进行了学习，而本节是一节建立电流、电压、电阻三者关系的课.采用控制变量法通过实验得出当电阻不变时电流与电压的关系，当电压不变时电流与电阻的关系.使学生初步建立了电流、电压、电阻的联系.
教法建议
正确地进行数据分析得出电流与电压和电阻的关系是重点，而做好实验是难点也是关键，在学习过程中应根据实验目的和研究方法认真完成实验，在分析数据时，如分析电流与电压的正比关系时，应先算出 、 ，再算出 、 ;分析电流与电阻成反比关系时，应先算出 ， ，再算出 、 ，在语言文字的表达上只能说成“当电阻一定时，电流与电压成正比”而不能说成“当电阻一定时，电压与电流成正比”同样地“当电压一定时，电流与电阻成反比”不能说成“电阻与电流成反比”.这是因为这样才能正确地反映出：电压是形成电流的原因;电阻是导体本身的属性与电压、电流无关.在教学中，要培养学生的逻辑思维能力.
教学设计方案
引入新课
前面我们学习了电流的概念，电流不但有方向，还有强弱，即大小.那么导体中通过的电流大小与什么有关?由什么决定?今天我们就来讨论这个问题.
问题1 电流产生的原因是什么?(电压是产生电流的原因.)
老师进一步引导，这就是说，只有导体两端存在电压，导体中才会产生电流.没有电压导体中不会产生电流.
同学们从这一点可以猜想电流大小可能跟什么有关?
导体中电流大小与导体两端的电压大小可能有关，电压大，电流可能大.
问题2 什么叫电阻?(电阻是导体对电流的阻碍作用大小.)
教师进一步启发学生猜想，电阻大时，对电流的阻碍作用大，电流就不容易流过，对电流会产生影响，同学们从这一点可以猜想，电流大小还可能跟什么有关?
电流大小还可能跟电阻有关.
以上我们的这些猜想对不对?只有靠实验来验证.下面我们就用实验的方法探索电流跟电压、电阻的关系.
这节课的教学目标是
(1)通过实验使学生知道电阻一定时，导体中电流限电压的定量关系，电压一定时，
导体中的电流跟电压的定量关系;电压一定时，导体中的电流跟电阻关系.
(2)使学生初步熟悉如何用电流表、电压表测同一只电阻的电流及其两端电压，会用与待测电阻串联的滑动变阻器调节待测电阻两端的电压.
(3)使学生初步体会多变量问题的研究方法.
浅议人体电阻安全电流及安全电压 篇6
关键词：人体电阻；安全电流；安全电压
随着国家经济的日益发展及人们生活水平的逐步提高，在生产和生活中电器设备和用电器材越来越多。由于电本身具有看不见、摸不着的特性，当人们一旦接触或接近带有一定电压的设备和导体时，即有可能造成触电事故。因此安全用电的问题就显得十分重要。那么，多高的电压为安全电压呢？“36伏”，多少有点常识的人会这样说。好像这是个不容置疑的值。全国技工学校电工类教材《安全用电》对“安全电压值”定义为“人体持续接触不会使人直接致死或致残的电压为安全电压”。安全电压值的规定是以通过人体的电流（不超过安全电流）与人体电阻的乘积为依据的。即：
Us=IsRb
式中Us——安全电压（伏）
Is—安全电流（安）
Rb——人体电阻（欧）
教材中还给出了一个具体的数值Is=30毫安，Rb=1700欧。故算得Us约为50伏。其实真正回答此问题并非如此简单。前几年在电视节目中我们看到过，有人能一面接触着220伏工频交流电，一面神色自如地表演节目。但同时也有报道，日本曾发生过多起人在35伏电源上触电身亡的事例。所以对“安全电压”这一概念不能简单地回答。笔者在具体的教学过程中感到要想把这个问题讲透讲清，应让学生学会辩证地看问题，真正了解“人体电阻”“安全电流”和“安全电压”这三个概念。现将问题分述于后。
一、人体电阻
一般人体的电阻分为皮肤电阻和内部组织电阻两部分。由于皮肤的角质层有一定的绝缘性能，所以人体电阻主要是以皮肤外角质层为主的。人的个体差异很大，不同的人其角质层不同，就是同一个人，不同的部位角质层之厚薄也不同。加之外界环境的不同（如温度、湿度），人不同时期的体质、情绪等诸多因素的影响使这个值会在较大范围内变化。还要对学生着重讲到，此角质层的绝缘强度很有限，它随接触电压升高（一般50伏以上）、接触时间的延长会出现破坏。一旦破坏其电阻值会降低甚至击穿。
当这层皮肤绝缘层被击穿后，人体组织内部电阻就成为通过电流的主要因素了。人体内部组织电阻一般是不稳定的，约为500~600欧，与外加电压关系不大，对电流的阻碍能力极小。
二、安全电流
电流对人体的伤害程度与电流的强弱、频率等诸多因素也有很大关系。首先电流对人体的伤害程度与电流的强弱程度有很大关系。因为对象是人，试验数据不可能很多。又因实验条件和对象不完全相同，统计数据也不完全一样。但总体来说，当电流通过人体时，由于每个人的生理条件不同，对电流的反应也不同。有人敏感些，身体通过几毫安的工频交流电也忍受不了；有的人身体甚至通过十几毫安也不在乎。因此很难找到一个对所有人都合适的安全极限电流值。
男性对电流的抵抗力普遍较女性高一些。对摆脱电流的能力，工频电流男性约为16毫安，女性约为10.5毫安（平均值）；直流电流男性约为76毫安，女性约为51毫安（平均值）。可见工频交流电流对人体危害最大，直流电流、频率较高的电流对人体危害稍次。我们经常接触的多为220伏的工频交流电，故这点应引起我们足够的重视。
三、安全电压
通过前面的讲解可以看出“人体电阻”“安全电流”的值在具体问题中是个相对的概念，是个大致范围，需要具体问题具体分析。建立起这样的概念之后，安全电压的问题就比较好讲了。正如前文所给的公式Us=IsRb，我们认为具体条件下，允许短时间流过人体的电流值乘以人体电阻值，就是最高的安全电压值。前文得出的50伏就是这样得出的，为安全起见我国将其限制在36伏。
需要说明的是，上述这个值是我国《低压电路接地保护导则》中规定的，是“人体在状态正常、手脚皮肤干燥的情况下，在接触电压后有较大危险性的场所”得出的。该导则还给出了其他状态下的安全电压值。
讲解安全电压问题时，需要给学生强调，高电压对人的生命很危险，但一般人对其有一种本能的提防，触电死亡率反而不是太高。通常情况下人们对低电压警惕性不高，却经常致人死亡。有统计表明触电死亡发生在低电压的约占85％以上，所以千万不要因为电压低，思想就麻痹大意，这一点我们要经常给学生强调。
经过以上论述，我们可以看出，所谓“安全电压”其实是个笼统的说法，它受制于多个差异性很大的因素。因此目前各国对安全电压的规定不尽相同。安全电压的制订和选用必须考虑用电场所和用电器具对安全的影响。我国目前常用的36伏和12伏安全电压是这样规定的：
1.凡高度不足2.5米的照明装置、机床局部照明灯具、移动行灯、手持电动工具（如手电钻）以及潮湿场所的电器设备其安全电压可采用36伏。
2.凡工作地点狭窄、工作人员活动困难，周围有较大面积接地导体或金属结构（如在金属容器内），因而存在高度触电危险的环境以及特别潮湿的场所，则应采用12伏为安全电压。
以上仅仅是我们常有可能接触的两种用电环境下的安全电压值，还有一些特殊用电环境下的安全电压值这里就不再谈了。这些安全电压值通常是和它们生产的触电保安器的工作电压和动作时间相配合的。因此，安全电压按理应该还有一个附加条件，就是允许通过电流的时间。
最后还需要说明一点的是，安全电压值的取得对其电源也有要求。这些问题比较专业，我们一般用电者接触较少，不再赘述。美好而幸福的生活是建筑在安全的基础之上的，愿我们大家一定要规范用电、安全用电。
参考文献：
［1］《安全用电》全国技工学校电工类通用教材（二版）（三版）.
［2］《低压电路接地保护导则》安全用电国家标准GB3805-83.
电流电压功率论文 篇7
为了适应并促进较低电压等级电网的数字化发展趋势, 提出了适用于6～35 kV 电网的电阻分压式电子型电压互感器 ERVT (Electronic Resistor - divider - based Voltage Transformer) [1,2,3,4]。这种 ERVT 采用电阻分压器作为传感单元, 将被测母线电压转换成与之成比例的小电压信号送信号处理电路进行滤波、移相及放大等处理, 最后输出满足 IEC60044-7标准的信号, 供测量和保护装置使用。由于信号处理单元对地电位很低, 不存在对地绝缘问题, 因而无需使用光纤进行信号传输。显然, ERVT 具有测量频带宽、动态特性好、线性范围大、绝缘结构简单、体积小、造价低、易实用化等优点。但是, ERVT 也存在明显的不足之处, 如:适用范围有限、没有实现一次系统与二次系统的完全隔离、二次系统易受一次系统的干扰等。为了克服这些缺点, 进一步简化电压互感器的绝缘结构, 现提出一种基于电压-电流变换和弱电流检测技术的电子式电压互感器 EVCVT (Electronic Voltage - Current - conversion - based Voltage Transformer) 。
1 组成原理
基于电压-电流变换和弱电流检测技术的 EVCVT 的组成结构与工作原理如图1所示。
由图1可见, EVCVT 由电压-电流变换元件 ZVI、弱电流检测处理装置以及保护间隙 S 等3部分组成。其中, 电压-电流变换元件 ZVI 选用精密线性复阻抗, 它的一端接于被测母线, 另一端接地。流经 ZVI 的电流 Ix 与母线电压 Ux 之间呈现线性关系, 二者之间的关系见式 (1) :
Ux=ZVIIx (1)
由式 (1) 可知, 如果复阻抗 ZVI 的阻抗值 zVI 与阻抗角 φz 为固定值, 则电压 Ux 与电流 Ix 之间就会存在固定的比例关系和固定的相位关系, 比例因子为 zVI, 相位差为 φz。由于电压-电流变换元件为精密线性元件, 只要适当选取阻抗值 zVI, 电压-电流变换元件 ZVI 就可以把被测母线电压 Ux 按固定比例关系 (1/zVI) 转换为毫安级别的弱电流 Ix, 而且电压到电流变换过程中所产生的固定的相位偏差取决于变换元件的阻抗角 φz。
弱电流检测处理装置是利用电子测量技术和微机检测技术实现的电子检测处理装置, 由弱电流传感单元、数据处理单元以及信号输出单元3个部分组成, 其主要功能如下:
a. 实现对电压-电流变换元件接地引线中毫安级别弱电流 Ix 的精确测量;
b. 根据式 (1) , 将电流 Ix 的测量结果换算成被测母线电压 Ux;
c. 以模拟信号形式输出被测电压信号, 供模拟仪表与模拟保护装置使用;
d. 以数字信号形式输出被测电压信号, 供数字仪表以及数字保护装置使用。
由于电子检测处理装置安装于电压-电流变换元件的接地侧, 其对地电位非常低, 不存在对地绝缘问题。因此, 它与二次装置之间的连接不必使用光纤传输, 且对供电电源也无特殊要求。但是, 如果在 EVCVT 的运行中出现接地不良 (接地线松动或断线) , 一次侧的高电压将会窜入到二次侧, 将会严重威胁二次设备与人身安全。为了避免这种情况, 在 EVCVT 的一次侧设置了保护间隙 S, 其击穿电压应远小于电流取样元件 TA 的隔离电压。
2 电压-电流变换
如上所述, 电压-电流变换元件 ZVI 负责完成被测母线电压到毫安级别弱电流的转换。为保证电压互感器有较高的准确度, 变换元件需选用精密线性元件, 而且变换元件必须具有较高的稳定性。理论上, 电压-电流变换元件可以使用电阻、电容及电感组成的复阻抗。但在实际工程应用中, 电压-电流变换元件易使用纯电阻或者纯电容2种元件, 以简化变换元件的绝缘结构与制造工艺, 同时还可简化对电压到电流变换过程中产生的相位偏差所做的软件补偿或硬件补偿。电阻变换元件适合于6～35 kV 中压电网, 而电容变换元件则适合于110～220 kV 高压电网, 甚至适合于330 kV 以上的超高压电网。受篇幅所限, 这里仅讨论电阻变换元件作为电压-电流变换元件的情况。
用纯电阻元件构成电压-电流变换元件 ZVI 时, 变换元件仅完成被测母线电压到毫安级别弱电流的转换, 且在电压到电流变换过程中不产生相位移, 即输出电流与被测电压同相位。这时, ZVI=RVI, 由式 (1) 可知, 电压与电流之间的变换关系见式 (2) 。
Ux=RVIIx (2)
为了实现母线电压到毫安级别弱电流的转换, 电压-电流变换元件的额定阻值可按式 (3) 选择。
RVI=UN/IN (3)
式中 UN 为电网的额定电压 (V) ;IN 为变换元件的额定电流 (A) 。
变换元件的额定电流应选择毫安级别的电流。增大额定电流虽然可以使得电流测量变得更为容易, 但也会使互感器从电网吸收过多的能量, 增大变换元件的功率损耗而引起较大的温升, 影响变换电阻阻值的温度稳定性, 从而增加测量误差而影响互感器的准确度。反之, 如果额定电流过小, 则易受电晕放电电流和绝缘漏电电流的影响, 也会增大测量误差而影响互感器的准确度, 而且易受外部电磁场的干扰[1,2,3]。与毫安级额定电流相对应, 电压-电流变换元件的额定阻值为兆欧级。
为了保证电压-电流变换元件阻值的温度稳定性, 变换电阻的额定功率可按式 (4) 确定。
PN=KrUNIN (4)
式中 Kr 为裕度系数, 1.5≤Kr≤2;PN 为电压-电流变换元件的额定功率 (W) 。
变换电阻在工作过程中会因消耗电能而产生热量, 从而引起电阻元件的温度变化, 进而引起其阻值发生改变, 影响其阻值稳定性。为充分保证变换元件阻值的温度稳定性, 必须保证电阻额定功率大于正常工作条件下变换电阻消耗的实际功率。因此, 式 (4) 中引入了裕度系数, 裕量的大小视具体散热条件而定[3]。通常情况下, 裕度系数可取1.5～2。
高阻、高压的厚膜电阻具有高阻值、高耐压、高稳定性等特点, 非常适合用作电压-电流变换元件。其最大阻值可达2 GΩ, 单体工作电压可达40 kV (交流有效值) , 温度系数以及电压系数可以做得很低, 高稳定性的厚膜电阻经受冲击试验后阻值非常稳定, 而且阻值可以做得很精确, 外形尺寸也很小, 完全适合于6～35 kV 中压电网的电压测量[3,4,5]。
为了减少电压互感器的测量误差, 保证 EVCVT 有较高的准确度, 在电压-电流变换元件的设计中, 除了电阻元件种类的正确选择及元件参数的合理选用外, 还必须做到合理的结构设计, 以减小杂散电容的影响。电阻变换元件的对地杂散电容是影响电压互感器性能的主要因素, 减少变换元件对地杂散电容的影响是改善电压互感器特性的重要措施, 而合理的结构设计可明显地减少对地杂散电容的影响, 并将其影响限制到允许的范围内[1,2,3,4]。与电阻分压式电压互感器中的电阻分压器相比, EVCVT 中的电压-电流变换元件没有中间抽头, 不存在上、下臂元件间的配合问题, 因而其结构更为简单。但从减少对地杂散电容的影响以及满足绝缘要求等方面看, 电压-电流变换元件的结构设计与电阻分压器的结构设计相同。因此, 电压-电流变换元件的结构设计可参阅文献[1,2,3,4,5], 这里不再赘述。
3 弱电流检测
如上所述, 电压-电流变换元件把被测母线电压按照固定的比例关系变换为毫安级别的弱电流, 而且对于电阻变换元件而言, 从电压到电流的变换过程中不会产生相位移, 即保持输出电流与被测电压同相位。因此, 只要准确测量出弱电流 Ix, 就可以在数据处理电路中很容易地计算出被测母线电压 Ux。由此可见, EVCVT 把高电压测量问题转化成了弱电流的检测问题。很显然, 弱电流的精确测量是实现 EVCVT 的关键技术。事实上, 弱电流精确检测技术已比较成熟, 而且已广泛应用于电力设备的在线监测中[6,7,8]。因此, 基于电压-电流变换以及弱电流检测技术的 EVCVT 在技术上完全可行。
在 EVCVT 中, 弱电流传感单元实现对电压-电流变换元件接地引线中毫安级别弱电流的精确测量, 因而是 EVCVT 中极为重要的环节, 其组成与工作原理如图2所示。由图2可知, 弱电流传感单元主要由2部分组成:弱电流传感器 (TA) 和信号调理电路。其中, 弱电流传感器实现对弱电流信号的取样, 而信号调理电路则实现对取样信号的预处理。
弱电流传感器可采用多匝串入式电磁线圈或单匝穿心式电磁线圈, 以实现弱电流信号的隔离测量。对于多匝串入式电磁线圈, 因其一次绕组匝数较多, 因而对弱电流信号的变化反映较为灵敏, 二次侧输出信号较强, 有利于提高信号传输的信噪比, 但这种传感器需要串入到电压-电流变换元件接地引线中, 使用不够方便。而对于单匝穿心式电磁线圈则恰恰相反, 因其原边绕组仅为一匝, 反映弱电流信号变化的灵敏度较差, 二次侧输出信号的幅值较小, 信号传输的信噪比较低。但它不需串入到电压-电流变换元件的接地引线中, 而是直接套装在变换元件的接地引线上, 使用非常方便, 且安全性较高, 因而在电力系统弱电流检测中得到了广泛应用[6,7,8]。
信号调理电路主要由电流-电压变换电路、滤波电路、相位补偿电路及线性放大电路等部分组成, 负责完成对取样信号的滤波、相位补偿及信号放大, 从而输出与被测电流成比例且同相位, 同时满足 A/D 电路输入要求的电压信号。需要特别强调的是, 为保证 EVCVT 的准确度, 减少测量误差, 信号调理电路必须采用温度稳定性高、线性度好的精密电子元件。目前, 我国一些公司已能提供产品化的、将弱电流传感器与信号调理电路合二为一的高精度电量传感器, 如:WB-I 411系列交流电流隔离传感器, 可以实现毫安级别弱电流的精确测量。WB-I 411系列电流传感器的输入标称值系列为1 mA、2 mA、5 mA、10 mA、20 mA、50 mA、100 mA 等, 线性测量范围为0～120 % 标称输入, 精度等级为0.1级, 频率范围为25 Hz～5 kHz。WB-I411采用新型电磁隔离, 隔离电压大于2.5 kV DC (1 min) , 可完全满足 EVCVT 中毫安级别弱电流的检测需要, 可以用作 EVCVT 中的弱电流传感单元。
4 数据处理与信号输出
数据处理单元主要由数据采集电路与微机系统组成。它对弱电流传感单元输出的电压信号 UAD 进行采样保持、模数转换, 完成数据处理与换算, 并对前级测量误差进行软件补偿[9,10], 从而得到数字形式的被测母线电压。为了保证电压互感器的准确度, 模数转换电路必须选用高分辨率的高速 A/D 器件。至于微机系统, 则可根据对电压互感器的性能要求, 选择微控制器 (MCU) 系统或者数字信号处理器 (DSP) 系统。
信号输出单元包括模拟输出电路和数字输出电路, 以满足 IEC60044-7标准对输出信号的要求。模拟输出电路对数据处理单元得到的数字信号进行数模转换、平滑滤波及信号放大, 以模拟信号形式输出被测电压 (二次电压) 。模拟输出电路必须采用温度稳定性高、线性度好的精密电子元件, 以减少测量误差, 从而保证 EVCVT 的准确度。 数字输出电路采用 RS-485串行接口, 用以直接输出数字信号形式的被测电压。串行口设计成半双工双向通信口, 以适应 EVCVT 的2种工作模式:设置与调试模式/正常运行模式。在设置与调试模式下, PC 机 (上位机) 以“命令/应答”方式与 EVCVT 通信, 完成 EVCVT 的设置与调试。在正常运行模式下, EVCVT 以“命令/无应答”方式主动地不断向数字仪表、数字保护装置或合并单元发送电压数据[11]。EVCVT 必须采取适当的硬件措施[12]和软件措施[13] , 以保证装置通信的可靠性, 从而保证二次系统可靠工作。
5 结语
EVCVT 利用电压-电流变换和弱电流检测技术实现电网电压的精确测量。与传统电压互感器相比, EVCVT 具有绝缘结构简单、体积小、重量轻、线性度好、动态范围宽、暂态性能好等优点, 而且不会引起电网的铁磁谐振, 更容易与数字仪表及微机保护接口。与光电式电压互感器相比, EVCVT 不存在供电难题, 其数字输出接口为常用的 RS-485口, 因而更容易取得实用化进展, 对中压或高压电网尤其如此。与电阻或电容分压式电压互感器相比, EVCVT 的电压-电流变换元件的结构比分压器更简单, 而且实现了一次系统与二次系统的完全隔离, 因而其使用安全性更高。总之, EVCVT 的推出与应用必将大大推动变电站尤其是6～35 kV 变电站的数字化进程。
电流电压功率论文 篇8
电流控制差分电压输入电流传输器(CCDVCC)是DVCC的一种重要的改进电路模块。它的X端寄生电阻RX是可调的,RX的阻值是通过外接输入偏置电流控制的,因此RX可以作为电路应用中的有源电阻。所以使用了CCDVCC模块的电路可以实现传输函数的可电调谐功能。文献[4,5]中X端可调电阻RX是通过一对NMOS管(或NPN)和一对PMOS管(或PNP)组成的跨导线性环电路实现的;而本文是利用一对NMOS管组成的跨导线性环取代4个MOS构成的跨导线性环。在CMOS工艺中,由于PMOS管相比NMOS管,PMOS管处理交流信号的性能较差,在跨导线性环电路中使用PMOS管会使得电路的输出跟随信号精确度和可以处理的最高频率等性能会有所降低。文中提出的跨导线性环电路只使用NMOS管构成,在跨导线性环中避免了PMOS管处理交流信号,处理交流信号的只有NMOS管,因此电路中输出信号的跟随精度以及系统函数的带宽会有所提高。
CCDVCC的符号图如图1所示。它具有两个高输入阻抗的差分电压输入端:Y+和Y-端;具有一个低输入阻抗的X端,可以作为电流输入端或者电压输出端。X端的寄生电阻RX通过外接输入偏置电流IB实现电阻值的可控
uX=uY+-uY-+iXRX=uid+iXRX (1)
IX=IZ+=-IZ- (2)
1 CCDVCC的设计
设计的CCDVCC如图2所示。电路的第一级为一个轨对轨输入的DVCC。电路的第二级为一个仅由两个NMOS管组成的跨导线性环结构,作为电流控制RX电阻值的结构。第一级电路包括3部分[6]:第一,由N型和P型MOS管并联组成的差分电压输入结构——轨对轨电压输入结构;第二,电流镜结构;第三,AB推挽输出结构。晶体管PM11,PM12 和NM9,NM10构成电流镜具有电压阈值相消的作用。晶体管NM13和PM13构成了AB推挽输出级。N型MOS管的差分电压输入结构和P型MOS管的差分电压输入结构并联是为了得到轨对轨电压输入以便扩大电压输入范围。轨对轨的差分电压输入结构有4个工作区域:只有P型MOS管差分对工作;P型MOS管差分对和N型MOS管差分对同时工作;只有N型MOS管差分对工作。
第二级由一个跨导线性环结构组成,跨导线性环的作用是通过外接的偏置电流控制X端的寄生电阻值。文献[7]提出的跨导线性环结构是由一对NMOS管和一对PMOS管共同构成的,而文中设计的跨导线性环结构仅由一对NMOS管构成。由于集成电路中PMOS管会降低电路的性能。相较于参考文献,设计的电路可以在较高的频率上正常工作并且可以将信号更加精确的传输到输出端;因为文中设计的电路中,跨导线性环电路结构中处理交流信号的只有NMOS管,避免PMOS管处理交流信号以致降低电路性能[8,9,10]。图2中晶体管M5和M6构成一个跨导线性环结构。根据跨导线性环的原理可以得到
i2=iX+iB (3)
图2中所有晶体管都工作在饱和区。因此,有
由式(4)可知,RX可以通过IB调节。M7是一个MOS开关,可以通过改变MOS开关的状态得到X端的负寄生阻抗-RX或正寄生阻抗+RX。控制MOS开关的信号是低电平时,RX为负阻抗;控制MOS开关的信号是高电平时,RX为正阻抗[11]。
2 仿真结果
使用CMOS 0.18 μm工艺对文中设计的电路进行仿真。电路的电源电压为1.8 V,工作电压为0.9 V。电路中所有MOS晶体管的宽长比如表1所示。图3为文中设计集成电路的版图结构。图4～图6显示的仿真结果曲线与文献[5]相比较列于表2中。
为证明设计的电路应用能力,提出了CCDVCC的两种应用。第一种为应用CCDVCC构成电流模式测量放大器,电路结构如图8所示。测量放大器的增益可通过改变电路中CCDVCC的输入偏置电流IB的值来进行调节。图9显示了电流模式测量放大器增益随输入偏置电流IB变化的曲线,测量放大器的增益如式(5)所示
由图7可知,曲线变化符合式(5)中所示函数
第二种为应用CCDVCC构成电压模式多功能滤波器,如图10所示。滤波器的中心频率和品质因素可以通过改变CCDVCC输入偏置电流IB的值调节
图11(a)显示了电路实现低通和带通滤波器时,滤波器的频率响应。利用CDVCC的偏置电流IB改变滤波器的中心频率fo以及品质因数的曲线如图11(b)所示。
3 结束语
500V共模电压电流监控器 篇9
图1所示电路监控系统中的电流,可在高达+500 V的正高共模直流电压下工作,且误差小于0.2%。负载电流通过一个电路外部的分流电阻。分流电阻值应适当选择,使得在最大负载电流时分流电压约为500 mV。
与外部PNP晶体管配合使用时,AD8212能在具有大于500 V的正高共模电压情况下,精确放大小差分输入电压。
电流隔离由四通道隔离器ADμM5402提供。这不仅是为了提供保护,而且还可将下游电路与高共模电压隔离开来。除了隔离输出数据以外,数字隔离器ADμM5402还为电路提供+3.3 V隔离电源。
AD7171的测量结果通过一个简单的双线SPI兼容型串行接口以数字码形式提供。
这一器件组合实现了一款精确的正高压供电轨电流检测解决方案,具有器件数量少、成本低、功耗低的特点。
电路描述
该电路针对最大负载电流IMAX下500 mV的满量程分流电压而设计。因此,分流电阻值为RSHUMT=(500 mV)/(IMAX)。
AD8212工艺具有65 V的击穿电压限制。因此,共模电压必须保持在65 V以下。通过采用外部PNP BJT晶体管,共模电压范围可以扩展到500 V以上,具体取决于晶体管的击穿电压。
AD8212没有专用电源。相反,该器件实际上利用一个内部5V串联调节器使自身“浮动”脱离500 V共模电压,从而创建出一个5 V电源,如图2所示。此调节器确保所有端子中的最大负端COM(引脚2)始终要比电源电压(V+)低5 V。
刍议小电流接地系统电压不平衡 篇10
我国大多数配电网均采用中性点不直接接地系统, 它包括中性点不接地系统、中性点经消弧线圈接地系统。当发生单相接地故障时, 由于不能构成低阻抗短路回路, 接地短路电流很小因此这种系统称为小电流接地系统。从长期的运行经验知道, 单相接地故障是配电网中出现频率最高的故障形式, 而且一般这类故障会自行消除, 所以采用这种接地方式可以提高供电的可靠性。
当这种接地系统出现电压不平衡的情况如果变电运行人员对这方面的认识不足, 往往会因为未能及时处理而影响到安全、可靠供电。在变电站出现电压不平衡的状态, 主要原因有两个, 一是电压互感器熔断器熔断, 一是单相短路接地故障。
1 电压互感器熔断器熔断
电压互感器熔断器熔断包括高压熔断器熔断和低压熔断器熔断两种情况, 两者出现的现象也是各不相同的。
1.1 高压熔断器熔断
单相高压熔断器熔断, 由于电压互感器有一定的感应电压, 所以故障相电压降低, 但并不为零, 非故障相电压正常, 向量角度为1200, 同时由于高压熔断器熔断, 使得一次侧电压不平衡造成开口三角形有电压, 即有零序电压出现。如C相高压熔断器熔断, 矢量合成图如图1所示, 零序电压3U0等于相电压。
两相高压熔断器熔断, 同样由于电压互感器有一定的感应电压, 所以故障相电压降低, 但并不为零, 非故障相电压正常, 同时一次侧电压不平衡, 开口三角形也有电压。如, A、C两相高压熔断器熔断, 矢量合成图如图2所示, 零序电压3U0等于相电压。
1.2 低压熔断器熔断
单相低压熔断器熔断时, 由于是二次侧熔断器熔断, 一次侧电压正常, 所以故障相电压为零, 非故障相电压正常, 其向量角为120, 开口三角形处没有零序电压, 不能起动报警。出现这种情况, 只要变电运行人员及时更换低压熔断器就可以了。
两相低压熔断器熔断, 也是故障相电压为零, 非故障相电压正常, 处理方法和单相熔断器熔断一样。
2 单相接地故障
小电流接地系统中, 经过过渡电阻的接地称为不完全接地故障, 接地过渡电阻是指当发生接地时, 接地电流从导线流入大地的通路中所遇到的电阻, 包括弧光电阻、杆塔电阻、接地装置电阻等。在实际的小电流接地系统运行中, 单相接地故障占到总故障的70%左右, 而单纯的金属性完全接地故障是很少的, 更多的是不完全接地故障。
假设发生A相接地故障, 其电压向量图如图3、图4所示。
接地相A相对地电压UAd在0至相电压UAN之间变化, 接地相对地电压只是降低, 而并不为零。
非接地相B相对地电压UBd在相电压UBN线电压UBA之间变化, 其始端沿着图4中半圆Nd A运动。在一定范围内, A相发生接地故障, 非接地相B相对地电压是降低的, 而接地相A相对地电压也不是最低的。因而不能用对地电压最低作为判断接地相的判据。超出一定范围, 非接地相B相对地电压会升高, 但不会超过线电压。
非接地相C相对地电压Uvd在相电压UCN线电压UCA之间变化, 其始端同样沿着图4中半圆Nd A运动, A相发生接地故障, 非接地相C相对地电压总是升高的, 一定范围内, 非接地相C相对地电压会升高, 甚至会超过线电压。
综上所述, 当发生A相发生接地故障时, 非接地相C相对地电压UCd总是大于接地相A相对地电压UAd, 也大于非接地相B相对地电压UBd, 由此可以得出, 当发生单相接地故障时以正相序 (A→B→C→A) 为基准, 相对地电压最高的下一相为接地故障相。
单相接地故障是配电网中出现频率最高的故障, 发生单相接地故障时, 故障电流很小, 90%以上的单相接地电弧都能够自行熄灭;三相线电压依然对称, 不影响对负荷连续供电, 规程规定可以继续运行1~2h。但是, 系统带单相接地故障运行时, 故障相对地电压降为0, 非故障相电压可升高为线电压, 由此引起的过电压会危害电网的绝缘水平, 可能导致短路故障使事故扩大, 影响安全可靠供电, 因此需要尽快排除故障。
3 事故分析
结合以上分析可以得出以下简单判据:
当出现电压互感器单相高压熔断器熔断故障相电压降低, 但不为零, 非故障相电压正常有零序电压。当出现电压互感器单相低压熔断器熔断, 一次侧电压正常, 与高压熔断器熔断不同在于一次三相电压仍平衡, 没有零序电压, 其他现象则相同。
当出现单相接地时, 如果是金属性接地, 其中一相与大地同电位, 电压为零, 其他两相电压数值上升为线电压, 则电压为零的相为故障相如果是非金属性接地, 一相电压降低但不为零其他两相升高但不相等, 其中一相略高于线电压, 则电压降低相为接地相。
结合以上分析归纳的电压不平衡时故障判别如表1所示。
我公司下属某110kV变电站35kV系统曾发生过类似电压不平衡现象, 根据后台监控机告警情况, 依据当时的故障信息, 并结合上述电压不平衡时故障判别简表, 变电运行人员迅速判断出不是接地故障, 而是电压互感器高压熔断器C相熔断。
4 结语
本文介绍了两种主要的电压不平衡现象分析了不平衡现象产生的原因, 为运行人员进行准确的判断和及时的故障处理提供了参考, 对于运行中的故障分析也具有一定的指导意义。
此外, 设备运行过程中, 应分析各种电压不平衡情况, 做到分析判断准确、处理及时, 才能保证设备的安全运行。对接地不消失的情况, 运行人员应引起充分注意, 否则会认为是误发信号而造成误判断而延误了故障排除, 影响安全、可靠供电。
摘要：在变电站运行中, 为保证供电可靠性, 35kV电网采用中性点不接地系统, 对于中性点不接地系统, 变电运行人员经常会遇到一些电压不平衡的情况。如果对这方面异常认识不足, 往往会因为电压不平衡而误认为接地情况者, 找不到问题之所在, 做了很多无用功, 另一方面也可能因为未能及时找到接地点, 而引起事故扩大。
关键词：小电流,接地系统,电压互感器
参考文献
电流电压功率论文 篇11
【摘要】通过采用新版本的电力电子与电磁暂态计算程序（EMTPE），在东北电网作必要等值的基础上，对500kV输电线路的潜供电流和恢复电压问题进行研究，通过确定中性点小电抗选择，以达到合理抑制潜供电流及恢复电压。
【关键词】潜供电流；恢复电压；中性点小电抗
1、前言
当线路发生单相接地短路时，接地相两侧断路器跳开后，其它两相仍在运行，由于相间电容和相间互感耦合，接地点仍流过一定的电流，这就是潜供电流；接地点的电流过零时故障相的电压称为恢复电压。当潜供电流和恢复电压数值较大时，会使故障处的电弧不易熄灭，单相重合闸的时间就会延长。为了采用快速自动重合闸，并确定重合闸的动作时间，需要计算线路的潜供电流和恢复电压的大小，并研究减小它的措施。本工程计算采用新版本的电力电子与电磁暂态计算程序（EMTPE），以阜新～鹤乡500kV输电线路为例对线路的潜供电流和恢复电压进行计算研究。
2、潜供电流和恢复电压
由健全相产生的潜供电流和恢复电压与线路上有无并联电抗器、线路长度、线路参数、故障点的位置等有关系。一般來说，线路较短时，潜供电流较小，熄弧时间短，单相重合闸动作时间也短，能够满足系统稳定的要求；线路较长时，潜供电流较大，熄弧时间长，单相重合闸动作时间也长，可能会不满足系统稳定的要求。然而，当线路较长时，线路上往往装设并联电抗器，如果选择适当的小电抗装在其中性点上，可以使得并联电抗器和中性点小电抗有效地补偿相间电容，大大减小潜供电流的静电分量，从而有效地限制线路的潜供电流。
本次计算中分别选取400Ω～800Ω作为阜新～鹤乡I回线路阜新侧的高压并联电抗器中性点小电抗阻值、800Ω～1200Ω作为阜新～鹤乡II回线路鹤乡侧的高压并联电抗器中性点小电抗阻值，对阜新变～鹤乡变双回线路进行潜供电流和恢复电压进行计算。
a）阜鹤I回线路
表2.1-1给出了500kV阜新～鹤乡同塔双回线路阜鹤I回线路单相接地短路时潜供电流和恢复电压的计算结果。当阜鹤II回线路运行时，阜鹤I回线路故障相上的潜供电流有效值最高为11.95A，恢复电压有效值最高为63.46kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为46.67kV。当阜鹤II回线路检修停运时，阜鹤I回线路故障相上的潜供电流有效值最高为12.80A，恢复电压有效值最高为78.41kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为60.46kV。当阜鹤II回线路备用时，阜鹤I回线路故障相上的潜供电流有效值最高为20.21A，恢复电压有效值最高为146.69kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为69.98kV。由计算结果可知，选择阻值为400Ω～800Ω的中性点小电抗，均可以达到合理抑制潜供电流及恢复电压的效果。
b）阜鹤II回线路
表2.1-2给出了500kV阜新～鹤乡同塔双回线路阜鹤II回线路单相接地短路时潜供电流和恢复电压的计算结果。当阜鹤I回线路运行时，阜鹤II回线路故障相上的潜供电流有效值最高为7.11A，恢复电压有效值最高为26.83kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为60.16kV。当阜鹤I回线路检修停运时，阜鹤II回线路故障相上的潜供电流有效值最高为11.61A，恢复电压有效值最高为43.81kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为65.33kV。当阜鹤I回线路备用时，阜鹤II回线路故障相上的潜供电流有效值最高为23.12A，恢复电压有效值最高为102.45kV，中性点小电抗上的最高工频过电压有效值为75.17kV。由计算结果可知，选择阻值为800Ω～1200Ω的中性点小电抗，均可以达到合理抑制潜供电流及恢复电压的效果。
4、结论
当阜新～鹤乡I回线路阜新侧的高压并联电抗器中性点小电抗阻值范围选取400Ω～800Ω、阜新～鹤乡II回线路鹤乡侧的高压并联电抗器中性点小电抗阻值范围选取800Ω～1200Ω时，均可以达到合理抑制潜供电流及恢复电压的效果。
参考文献
[1]电力工业部.交流电气装置的过电压保护和绝缘配合.DL/T620-1997.
[2]曹荣江.“电力系统潜供电弧自灭特性的模拟研究”.电力科学研究院，1994.11.
[3]宋杲等.1000kV特高压交流同塔双回输电线路潜供电弧及其控制研究.中国电力科学研究院，2008.12.
[4][美]J.G.安德生等.345千伏及以上超高压输电线路设计参考手册.电力工业出版社，1981.
作者简介
高电压大电流开关电源的制作 篇12
其中的一款LM2576芯片性能比较优良，能在很宽的电源范围下工作;普通型的上限达到40V，而LM2576HV能达到60V，输出电流均在3A左右(散热条件良好情况下)。而且，该芯片外围元件少，调试容易，所以为很多人所采用，特别是在DC-DC变换器上应用最广泛。
但是，由于DC-DC变换器输入电源多数为化学电源，即各类电池，而电池具有内阻，空载和满载端电压变化很大，所以制造大功率电池时，为减少电池极板面积，厂家的策略往往是增加串联个体数目，以致电池标称电压有逐渐增高趋向。以自行车用48V铅酸动力电池为例，空载时为58V，满载为48V。而48V燃料电池空载更达72V，满载达48V。
显而易见，48V铅酸电池空载电压已超过LM2576上限，已接近LM2576HV输入上限，而48V的燃料电池空载已超过LM2576HV上限。而且，很多应用要求DC-DC输出5-15A的电流，这就迫使LM2576输出扩流。然而这并非用大功率管组成射极跟随就可扩展为需要值。读者也不必去尝试，其结果为大功率管无法承受功耗发热严重而损坏!
欲使系统满足高电压输入、大电流输出要求，当然最简单是改换电路结构，采用高频变压器输出的开关电源。但是某些芯片转换效率欠佳，系统体积也无法和LM2576相比;而且由于制作方面复杂性，造价也倍于后者，所以很多输入、输出电源无需电气隔离的电源。设计者总不太喜欢采用，而希望保留简洁的LM2576平台，加以外围辅助电路，从而实现其性能提升，制作出具较高性价比的应用产品。
去年，笔者接受一个在48V燃料电池控制电源的任务：其参数为输入电压空载72V到过流时39V，输出为30V稳压、输出7A。而且有体积上的限制，不允许安装大的散热片。其中如此高的电源电压一项，就使很多元器件失去用户之地!为此，需要对输入电压、输出电流的扩展电路作一个全新的两全齐美的设计，才能脱出困境!
反复推敲得出具体设计方案：芯片电源用简易串稳电源24V供电，用VMOS管作为开关管替代芯片片内开关管;芯片仅作为VMOS管驱动器应用。实现此方案的关键问题，就是要求电路既要有效传送驱动信号，又要同时保证外接VMOS管与芯片输出端电位隔离良好，避免芯片与管子同归于尽的后果发生!
经过多次试验，简易电路具体结构介绍如图1所示。其中，R1、Q1、D1、Q2组成24V简易稳压电路。C3为滤波电容。该电源为LM2576提供稳定23V电源。当电源输入低于25V时不能稳压，但仍能在20V以上电压工作。如欲工作于低电源电压，可降低D1稳压值，实验可低到10V应用，而不影响电路工作，但R1须调整阻值，使稳压管正常工作。由于该电源仅提供小电流输出的LM2576芯片，所以Q2不需装散热片。
在电源上限不超过芯片输入电压上限值时(LM2576HV-60V, LM2576-40V)可省略稳压电路，电池直接LM2576电源端。
LM2576输出由R2、R3分压驱动Q7导通与截止。Q7导通时，电流从VCC流出经D3、D2、R4、Q7到地。D3产生15V电压供给Q3～Q5栅压，而Q6因D2导通而反偏充分截止。截止时的高阻不构成Q3～Q5栅压的旁路。从而使Q3～Q5充分导通，C2充电。Q7截止时，VCC→D3→D2→R4电流回路被切断，D3无压降使Q3～Q5栅压消失，而D2截止，不构成对Q6反偏箝位。Q6因R6供电导通，致使Q3～Q5栅极同源极短接，从而迫使Q3～Q5迅速关断，C2仍由D4产生下正上负的感生电压通过L1充电。此状态直至Q7重新导通结束。
Q7由LM2576输出端口经R2、R3分压驱动，高电平时导通，低电平截止。由于VMOS管驱动电流很小，因此5551驱动3～4个VMOS是没有问题的。必要时更换TIP41驱动能力更大，能驱动更多的VMOS管。
LM2576-ADJ (ADJ为输出电压可调型)的电压调整机理，由R7、R5阻值调整构成调节系统。其公式VOUT (V) =1.23* (R7/R5+1) ，附加的电子开关不影响其数值。电路中R7为42K, R5为1.8K;实测输出电为30.3V。同计算值非常接近。
电路调试结果：品质极其良好，基本上合乎设计要求;输出电压稳定，发热很小;在不加散热片情况下，3个IRF9540并联输出4A时工作3小时管子不烫手;而LM2576和20100肖特基二极管根本无温升。装上散热片后，可输出7.0A电流。转换效率同lm2576单独应用相仿。其性能竟满足了要求极其苛刻的军方要求：输入电压22～80V;输出电流1～7A;全天候工作温升<27℃总的来说，系统提升应用效果相当成功。
此外，本电路还可派生出很多应用电路，如可以用作有刷直流电机控制器;R7改成电位器可平稳的调节转速;R5并接适当阻值负温热敏电阻后，使成为一个DC无刷风机控制器;可根据器件温升自动调节风机转速…，作为一个高效、宽范围电源输入、大功率输出平台;肯定有很多等待读者开发用途!
注：LM2576---TO-220封装
IRF9540、TIP41、20100均为TO-220封装
D1、D2、D3均为贴片1005封装
Q1、Q6、Q7为贴片SOT-23封装
R1-R7为贴片0805封装
L1Φ12X16工字磁芯用1.35漆色铜线绕制，电感量47μH—100μH
C1、C3为RB.3/.6封装
C2为RB.2/.4封装
C5为贴片1005封装
图2:LM2567原资料中二种封装
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