交流电流（共7篇）
交流电流 篇1
引言
电子设备只有在额定电压、电流下才能长期稳定工作, 因此需要设计相应的监测、保护电路, 防止外部输入电压或者负载出现异常时造成设备损毁。工频交流电压、电流的大小, 通常是利用它的有效值来度量的。有效值的常用测量方法是先进行整流滤波, 得出信号的平均值, 然后再采用测量直流信号的方法来检测, 最后折算成有效值。但是由于供电主回路中存在大量的非线性电力、电子设备, 如变压器、变频器、电机、UPS、开关电源等, 这些设备工作时会产生谐波等干扰。大型电动设备启动、负载突然变化、局部短路、雷电等异常情况出现时, 供电主回路中会出现浪涌。当这些情况发生时, 供电线路上已不是理想的正弦波, 采用平均值测量电路将会产生明显的测量误差。利用真有效值数字测量电路, 可以准确、实时地测量各种波形的电压、电流有效值。下面介绍的监测电路安装于配电箱中, 与外围保护电路一起实现对电子设备保护的功能。
真有效值数字测量的基本原理
电流和电压的有效值采集电路原理基本相同, 下面以电压真有效值为例进行原理分析。所谓真有效值亦称真均方根值 (TRMS) 。众所周知, 交流电压有效值是按下式定义的:
其近似公式为
分析式 (1) 可知, 电路对输入电压u进行“平方→取平均值→开平方”运算, 就能获得交流电压的有效值。因这是由有效值定义式求出的, 故称之为真有效值。
若将式 (1) 两边平方, 且令, 还可以得到真有效值另一表达式
式 (3) 中, Avg表示取平均值。这表明, 对u依次进行“取绝对值→平方/除法→取平均值”运算, 也能得到交流电压有效值。式 (3) 比式 (2) 更具有实用价值。由于同时完成两步计算, 与分步运算相比, 运算器的动态范围大为减小, 既便于设计电路, 又保证了准确度指标。美国模拟器件公司 (ADI) 的AD536、AD637、AD737系列单片真有效值/直流转换器, 即采用此原理设计而成。
而凌力尔特公司的单片真有效值/直流转换器LT1966、LT1967、LT1968在RMS-DC的转换过程中采用一个∆∑调制器作除法器, 一个简单的极性开关作乘法器。相比采用对数/反对数电路的产品, 号称有更好的线性度, 增益受温度影响更小。
另一方面, 在计算机采集系统中U (t) 是离散值, 可以采用下面的公式计算:
U (i) 为各瞬时采用值, i=1, 2, …, n;n为采用次数。
交流电压采样电路设计
图1为简易平均值-有效值测量电路原理图, 平均值电路由变压器T、整流桥BR、电容器C和电阻RL组成, 虚线部分将平均值折算为有效值输出。
用图1所示平均值电路进行测量, 存在如下问题:
●变压器和整流桥是非线性器件, 因此必定会产生非线性误差, 难以精确补偿;
●整流桥BR后为得到稳定、平直的DC波形需要较大容值的电容器C, 电容充放电时间长, 因此响应速度慢;
●由于电容器C容值不可能无限大, 在电容C两端测量到的必然是直流脉动波形。
实际上, 因为变压器体积较大, 简易测量仪表多采用电阻分压的方式衰减被测交流电压, 再由运放和二极管组成平均值响应的线性整流电路将交流电压转换为直流电压, 然后将平均值折算为有效值。对于理想的正弦交流电压采用上述测量方法是没有问题的, 但是电网中存在各种非线性电力、电子设备, 对于由此造成的失真, 采用均值检波电路将会产生较大的误差。表1中列出均值检波与真有效值的误差比较。
在极端情况下, 均值检波电路产生如此之大的误差是不能接受的, 采用真有效值电路可以避免出现这么大的误差。单片TRMS/DC转换器可以选用美国模拟器件公司的AD536、AD636、AD637、AD736、AD737和凌力尔特公司的LTC1966、LTC1967、LTC1968。
图2是由AD736构成的5量程321位真效值数字电压表电路图。S1为量程开关, S2为“测量/备用”模式选择开关 (常态下S2断开, 闭合时仪表呈备用状态) , S3为电源开关。精密电阻R1～R5构成高阻抗分压器, 总阻值为10M。输入交流电压Vi n首先被衰减成200mV以下, 再经限流电阻R6接至AD736的第2引脚。VD1、VD2为双向限幅保护二极管。C1是输入端耦合电容, 起隔直作用。C2、C6为电源滤波电容。C4是AD736的平均电容。输出电压经R9、C5滤除纹波后获得直流电压, 加至ICL7136的模拟输入端。R9兼ICL7136的限流电阻。ICL7136采用外基准, 由ICL8069提供的1.2V基准电压源, 通过R8、RP分压后得到基准电压VREV=100mV, 基本量程为200mV。
交流电流采样电路
交流电流采样电路前端常用的交流电流互感器有硅钢FeSi电流互感器、罗果夫斯基线圈 (Rogowski Coil) 电流互感器、霍尔电流传感器三种。
硅钢电流互感器由于其普及的价格, 主要被广泛用在不需要很高精确度的功率监控, 对负载进行平衡。但是, 由于其只适用于50Hz的正弦波, 而且线性度很差 (特别在低电流值时) 和相移太大, 因而不适合对电量对象进行准确的检测分析。因为其又大又笨重, 因此也不太适合在空间有限的环境中使用 (例如小型配电箱) 。
罗果夫斯基线圈电流互感器虽然实现了小型、轻型和灵活的对高强度电流的测量, 但其对设计、制造工艺和固定安装方面要求较高, 而且对信号适应和标定有一定要求。目前, 罗果夫斯基线圈技术只在特定测量领域图1交流信号平均值-有效值测量原理是非常有前景的技术。
霍尔电流传感器尺寸小, 重量轻, 易于安装, 价格适中。传感器的原边电路与副边电路之间完全绝缘, 绝缘电压一般为2～12kV, 特殊要求可达20～50kV。其副边电路可以忠实地反映原边电流的波形, 可测量任意波形的电流, 如直流、交流和脉冲波形等, 可以对瞬态峰值参数进行测量。一般的霍尔电流传感器可在0～20kHz频率范围内很好地工作, 精度优于1%, 线性度优于0.5%, 动态响应时间小于7ms, 跟踪速度di/dt高于50A/ms, 过载能力强, 测量范围大 (0～±10000A) 。
通过上述比较, 为了适应舰船电子设备普遍的中小功率电流精确、稳定可靠监测的需要, 霍尔电流传感器是我们的首选。我们可以选择单电源供电, 电压型输出的LEM电流传感器CASXX-NP或者LTSXX-NP系列。选用印制板安装的单电源电流传感器可以简化电源硬件设计, 选电压型输出避免了电流型输出需要增加的外接采样电阻以及运放, 方便与DSP或者单片机的AD端口直接连接。输出电压范围 (2.5±0.625V) , 即原边电路电流为0时, 输出电压为2.5V;正向最大电流时输出电压为3.125V, 反向最大电流时输出电压为1.875V。
单相交流电压、电流监测电路
在图3所示电路中, 我们采用了一片Microchip公司的RISC结构的高性能嵌入式微控制器PIC16F873。其内置的主同步串行端口MSSP模块具有两种模式:串行外设接口SPI和集成电路内部I2C总线。SPI同步串行输入/输出可应用于外接移位寄存器、串行E2PROM、串行A/D和D/A转换器、LCD显示器等。SPI模式使用串行数据输入SDI、串行数据输出SDO、串行时钟SCK这三个I/O口通信, 根据情况还常常需要其他引脚配合使用 (例如提供片选信号) 。I2C模式是IC之间的串行总线, 只需要串行数据SDA和串行时钟SCL两个I/O端口。通过定义同步串行端口状态寄存器, 我们可以方便的选择其中一种工作模式, 但两种串行通信仅能选择其中之一进行工作。如图3所示, 在交流电压采集通道, 我们选用了一片LTC1966真有效值RMS-DC转换器和一片LTC2420A/D转换器。
LTC1966采用∆∑计算技术, 内部的增量累加电路使用更为简便、准确度更高和功耗更低, 与传统的对数-反对数RMS-DC转换器相比, 表现出更大的灵活性。LTC1966可接受单端或差动输入信号 (可抑制EMI/RFI) 。差动输入范围为1VPEAK, 提供优异的线性度。具有独立的输出基准电压引脚, 可进行灵活的电平调整。LTC1966对电路板的焊接方式、应力及工作温度都不敏感。与对数/反对数方案相比, 该拓扑结构具有本质更好的稳定性及线形度。
LTC2420的ADC是一个过采样∆∑ADC, 具有本质性抑制RMS平均纹波的特性。将F0引脚接电源, 内置的数字滤波器即可以滤去50Hz纹波。数据输出为三线制接口, 兼容SPI和MICROWIRE协议。在采样时它的输入阻抗是6.5M, 如果直接连接负载LTC1966, 将会造成-0.54%至-0.73%的增益误差。而且, LTC2420 DC输入电流在0V时并不为零, 而是其基准的一半, 这会造成输出偏移和增益误差。但是对于特定的LTC1966和LTC2420组合, 该误差是固定的, 因此可以通过校准系统消除这些误差。
交流电压采样过程:LTC1966对衰减后的交流电压信号进行RMS-DC转换。PIC16F873的RA1端口输出低电平选中LTC2420的CS片选端启动A/D转换。PIC16F873通过SPI接口接收LTC2420的转换数据, 再对数据进行处理。
在电流检测通道, 首先由电流传感器将电流信号转化为电压信号。因为PIC16F873内部嵌入了一个10位A/D转换模块, 将其一路输入通道与LEM电流传感器的电压输出端连接, 由PIC16F873进行A/D转换后, 直接通过软件计算处理得到交流电流瞬时值、有效值和峰值。有效值计算原理依据公式4。
显示通道由一片带串行接口的多位译码驱动器MAX7221和四个LED数码管组成。因为监测过程需要显示的数据主要为数字量, 所以选择7段LED数码管作为显示输出部件。而且LED数码管较LCD显示器适应低温、震动环境能力更好, 价格更低廉。MAX7221是一种集成化的串行输入/输出共阴极显示驱动器秒, 它连接微处理器与8位数字的7段数字LED显示, 也可以连接条线图显示器或者64个独立的LED。其上包括一个片上的B型BCD编码器、多路扫描回路, 段字驱动器, 而且还有一个8×8的静态RAM用来存储每一个数据。MAX7221与SPI、QSPI以及MICROWIRE相兼容, 同时它能通过限制段驱动电流来减少电磁干扰。使用MAX7221驱动LED数码管, 不仅简化了硬件电路, 也减少了PIC16F873的软件编程工作。
报警输出通道, 采用一只压电蜂鸣器发出音频报警, 通过一只TLP421-1光耦和一只直流电磁继电器控制外围保护电路动作切断电源输入进而保护电子设备。
按键部分较为简单, 只有四个按键:“↑”、“↓”、“←”、“OK”。恰好可以利用B端口RB4～RB7四个I/O口的电平变化中断功能, 实现所有“显示模式”、“电压、电流值校准测量”、“高低限报警值设定”、“高低限切断值设定”、“复位确认”等功能选择操作。
结语
设计实现了交流电压、电流的真有效值测量电路。该电路选用了一片PIC16F873单片机, 利用其SPI串行通信接口连接一片LTC2420A/D转换器实现电压采集, 利用其内部嵌入的A/D转换器连接外部的LEM电流传感器实现电流采集, 一片MAX7221驱动器完成显示功能。在实际使用中, 该电路实现了精确的交流电压、电流检测, 抗干扰能力强, 配合外围保护电路能有效防止电子装备在异常情况下发生损毁。外围还可以考虑增加远程通信模块和记录模块, 实现更完备的监测记录分析功能。
参考文献
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穿孔式交流微电流隔离变送器 篇2
产品特点
检测精度高:检测范围达0.5~100m A;低端检测误差不超过50μA。
◆使用方便:采用穿孔式输入方式, 非常便于用户安装和调试。
◆过载能力强:可承受2000A输入电流冲击;同时可在高电压环境下检测, 规避了接线式检测不可回避的弱点。
◆电源适应宽:本产品只需单电源工作, 同时受电源拉偏影响小, 解决了传统 (霍尔磁平衡原理) 的双电源工作和受电源拉偏影响大的问题。
◆稳定性高:产品采用多种屏蔽措施, 非常有效的抑制空间干扰, 确保检测精度和稳定性;温度特性好——温度每变化1℃, 输出漂移量小于400×10-6;零点特性好;输入/输出/电源都采取突波抑制措施, 使产品达到《IEC61000-4-5 (GBT17626.5) 》标准的三级抗干扰等级。
◆安全性能高:由于使用非接触式输入, 输入隔离耐压达35KV (非裸线情况) , 极大地提高了产品使用安全性。
产品型号 (命名方法)
主要技术指标
额定输入:0.5~10~100mA AC;额定输出:0~5VDC, 0~20mA, 4~20mA;输出纹波:≤10mV;精度:1.0级;线性范围:0~120%;输入过载能力:5A AC (1s, 5次) ;响应时间:≤300ms;隔离耐压:2500V DC/min;工作温度:-20℃~+70℃。
产品接线
1、2、3、4、7脚:NC (禁用) ;5脚:VCC, 辅助电源正端;6脚:GND, 辅助电源和电压输出公共接地端;8脚:Vz, 电压输出端;9脚:Iy/Iz, 电流输出端。
产品外型结构
产品采用S型结构, 其外形尺寸:长×宽×高=83mm×36mm×76mm;穿线孔径Φ=20mm。
注意事项
◆使用时必须按所选产品型号对应的接线参考图, 正确连接信号输入、输出和辅助电源接线, 检查无误后再接通辅助电源。
◆使用环境应无导电尘埃和破坏绝缘、金属的腐蚀性气体存在。
◆集中安装时, 安装间距≥10mm。
◆产品出厂时已调校好零点和精度, 勿随意调校。确需现场调校时, 与圣斯尔公司联系。
◆传感器为一体化结构, 不可拆卸, 同时应避免碰撞和跌落。勿涂改和撕下产品上的任何标贴。
交流电流 篇3
工业上对于三相交流电的测试一般在现场, 而显示设备或者控制设备一般都在控制室或控制柜上, 两者之间可能相距数十至数百米, 测试结果若以电压等形式传输, 会出现信号减弱、失真等现象, 从而导致测试结果的不准确。若以电流形式传输则不会有衰减, 适宜于远距离传输。两线制变送的突出优点是现场变送器和控制室的仪表之间的联系仅仅使用两根导线, 这两根导线既是供给变送器工作的电源线, 又是信号输出线。传输信号的下限为4m A, 不与机械零点重合, 不但可充分利用晶体管电路的线性段, 而且容易识别断电、断线等故障。传输信号的上限为20m A, 比0~10m A输出方式大一倍, 有利于提高信号输送效力和信号的分辨能力。
根据需求设计了一种转换器, 可以实现将不同传感器采集的三相交流电的不同物理参数转换为4~20m A的标准变送输出, 并且保证转换精度≤2%, 以便于后续的测试工作。转换的物理参数包括利用基于DVL系列传感器的信号处理模块采集的三相交流电的电压信号, 利用基于DHR系列传感器的信号处理模块所采集的三相交流电的电流信号以及利用光耦传感器和PIC18F97J60单片机接口电路将采集的频率信号转换成的计数脉冲信号[1]。
文章所设计的电路是可以实现0~2.5V电压、0~125m A以及0~1KHz转化为4~20m A标准变送输出, 系统结构框图如图1所示。
1 转换器的电路设计
V/I转换器是一种可以实现将输入的电压信号转换为电流信号输出的电路。图2是两线制V/I变换电路的基本原理图, 转换电路由OP1、Q1、R1、R2、Rs构成。若A点由于某种原因高于0V, 则运放OP1输出升高, Re两端电压升高, 通过Re的电流变大。相当于整体耗电变大, 通过采样电阻Rs的电流也变大, B点电压变低 (负更多) 。结果是通过R2将A点电压拉下来。反之, 若A点因某种原因低于0V, 也会被负反馈升高到0V。以上是负反馈过程, 负反馈的结果是运放OP1虚短, A点电压=0V。
电路正常工作需要2个条件:首先要自身耗电尽量小, 省下的电流要供给调理电路以及变送器。其次要求运放器件能够单电源工作, 即在没有负电源情况下, 输入端仍能够接受0V输入, 并能正常工作。单电源供电时, 输入端从-0.3V~1.5V范围内都能正常工作。R5和U1构成基准源, 产生2.5V稳定的基准电压。
1.1 电压/电流转换电路设计
利用莱姆电子的DVL系列传感器所采集的三相交流电的0~2.5V直流电压信号, 输入转换电路实现4~20m A的交流电输出。电压/电流[2]的转换即是将电压信号转换为随输入电压变化的电流信号, 在一定的负载变化范围内要求输出电流能够保持稳定 (不随负载变化) 具有这一特性的V/I转换原理图如图3所示, 下面是对设计电路的介绍。
图3所示仿真电路中主要是由五个LT1078IN8运算放大器、一个BSS79B三极管以及其他辅助元件构成。电路中U3A运放电路实质上是一个检波电路, 其输出端接入一个二极管实现对输入信号的检波作用, 当输入信号为正弦信号时, 其输出信号相当于加了绝对值的正弦信号, 不存在负半轴信号。第二个运算电路U4A是跟随器[3], 该电路作为缓冲级和隔离级, 电压放大器U3A输出阻抗较高, 后级输入阻抗比较小, 信号会相当部分损耗在前级的输出电阻, 电压跟随器进行缓冲, 起到承上启下作用使电路性能得到进一步优化。假设从跟随电路输出端的电压值为Vin, 则U2A运算放大器正向输入端信号为V1, 该电路公式推导如下:
由公式2得公式4
将公式1、公式3带入公式4得公式5
由公式5可以看出, 当输入的电压信号为0V时, 则输出的电流信号为4m A, 而当输入的电压信号为2.5V其电路输出电流为20m A。
该电路的仿真结果如图4所示。当转换电路输入的电压为零时, 输出电流为4.073m A;当输入电压为2.5V, 输出电流为19.575m A。由此可见, 该电路通过仿真可以满足设计要求, 即输入信号为0~2.5V电压信号, 输出信号为4~20m A的标准交流电信号。
1.2 电流/电流转换电路设计
利用莱姆电子DHR系列传感器所采集的三相交流电的0~125m A电流信号, 输入转换电路转换成4~20m A的交流电输出。电流/电流[4]的转换功能通过图3所示的转换电路实现, 让电压源并联电阻接入电路中从而模拟出电流源的电流输入, 通过电路仿真以及实际电路的调试, 可以实现输入电流为0~125m A, 电路的输出信号为4~20m A的标准交流电信号。
1.3 频率/电流转换电路的设计
检测三相交流电的频率是否正常, 利用光耦传感器[5]和单片机接口电路将三相交流电的频率信号转换成的计数脉冲信号, 输入转换电路转换成4~20m A的交流电。利用图3电路, 输入电压是通过利用单片机接口电路将输入的频率信号转换成脉冲信号进行数模转换成电压信号作为电路输入信号, 即实现了输入信号为0~1KHz的频率信号转化为0~2.5V的电压输入到所设计的转换电路中, 最终实现电路的输出信号为4~20m A的标准交流电信号。
2 实验
对实际电路进行调试, 在电路的输入端分别是电压、电流以及频率的情况下, 观察输出端电流表示数并记录在表格中。
表1为图3电路的电压/电流实验结果, 由表1可以看出, 当输入交流电压信号在0~2.5V之间时可以实现输出电流为4~20m A的标准电流, 其转换精度为1.89%。
表2为图3电路的电流/电流实验结果, 根据试验结果来看, 可以实现电流值0~125m A转化为4~20m A的标准电流输出, 其转换精度为1.68%。
表3为图3电路的频率/电流实验结果, 通过观察实验现象, 利用单片机可以将0~1KHz的频率信号转化为0~2.5V的电压输入到电路中, 最终实现4~20m A的交流电信号输出, 其转换精度为1.2%。
3 结束语
随着电力系统的快速发展, 电网容量不断增加, 结构日趋复杂, 电力部门对电网运行的稳定和供电品质要求也越来越高。因此, 电力系统中需要实时采集电参量, 以便实现电网的远程监控和调度的自动化。而电力参数如电压、电流和频率等数据采集和变送又是实现自动化的重要环节。文章设计了一种实用的电压/电流 (V/I) 、电流/电流 (I/I) 和频率/电流 (F/I) 转换器, 实现三相交流电的电压、电流和三相频率等电参数的4-20m A的标准变送输出, 以便于后续的传输及测试。
摘要：在三相交流电路中, 往往需要检测三相相电流、线电流和频率的变化, 监控线路电压的波动, 控制升温、降温、振动大小等, 另外, 还需要经常了解三相负载的本身工作正常与否, 从而做到实时调整。文章设计了一种实用的电压/电流 (V/I) 、电流/电流 (I/I) 和频率/电流 (F/I) 转换器, 将传感器测量的电压、电流和频率信号转换为电流信号以适应远距离检测的需要, 实验结果表明三种转换电路均能满足设计指标。
关键词：三相交流电,变送器,标准电流输出
参考文献
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交流电流 篇4
浙福特高压交流输电工程是国家电网投资建设的第3个特高压交流输电工程。该工程建成后, 福建和浙江电网形成特高压和500kV的2路通道、4回线路, 抵御台风、冰灾等自然灾害的能力增强, 电网安全稳定运行水平大幅提高。本文将分析该条特高压交流输电线路典型工况下的感应电压、恢复电压和潜供电流, 评估在目前配置下平行线路间谐振情况, 并对高压电抗器中性点小电抗配置提出建议。
1 感应电压、电流仿真计算
感应电压、环流可分为静电感应、电磁感应两部分。静电感应主要由导线间的耦合电容引起, 通过电容耦合使得平行线路产生感应电压。静电感应电压、电流的计算建立在麦克斯韦方程基础上。电磁感应指回路间的磁耦合效应, 与静电感应分量不同, 电磁感应电压的大小取决于负荷电流、线路长度和导线布置方式, 与输电线路的电压等级无关。电磁感应电压、电流的计算建立在导线全阻抗基础上。
浙福特高压交流输电工程起于浙江安吉站, 经浙中、浙南特高压变电站, 到达福州特高压站。 其中, 浙北-浙中段总线长为197.4km, 浙中-浙南段总线长为121.5km, 浙南-福州段总线长为279km。3条线路均为三段式完全换位。
浙福特高压交流输电工程在2014~2015年典型运行工况下同塔双回线路中一回停运一回运行时, 同塔双回线路的模拟示意图如图1所示, 假设I回路处于运行状态, II回路处于停运状态, KL和KSH分别为II回路两侧的接地开关。
I回路运行过程中, II回路两侧接地开关可能出现以下几种工况。
(1) KL和KSH均处于接地状态, 即两侧接地开关均连续承载感性感应电流, 操作任一侧接地开关将断开感性感应电流。
(2) KL处于接地状态, KSH处于断开状态, 即KL承载静电感应电流, KSH承受电磁感应电压;操作KL将断开静电感应电流, 操作KSH将关合电感性电压。反之亦然。
(3) KL和KSH均处于断开状态, 即两侧接地开关均承受容性感应电压, 操作任一侧接地开关将关合容性感应电流。
下面以浙北-浙中段为例, 说明感应电压、 电流计算过程。浙福特高压交流输电工程浙北-浙中段I回路及II回路一端各配置额定电压为1 100kV, 容量为720MVA的高压电抗器, 则高压电抗器的阻抗为1 680Ω。根据计算, 浙北-浙中段I回路和II回路的正序电容平均值为0.013 8172μF/km。根据特高压运行规范, 特高压交流输电线路上的电压应在1 000~1 100kV, 假设该线路运行在最高运行电压, 则单回路的充电电流为2.76A/km, 总充电电流为544.2A, 总充电功率为1 036.8Mvar, 而此时高压电抗器运行在额定电压下的补偿容量为720Mvar。线路的补偿度为:
浙福特高压交流输电工程浙北-浙中段线路感应电压、电流计算结果见表1。在目前的线路布置以及高压电抗器配置下, 浙北-浙中段线路的静电感应电压在不同运行方式下均低于50kV, 静电感应电流约为12A;电磁感应电压和电磁感应电流随着负荷而变。 在2014 年冬季低谷负荷时, 浙北-浙中段线路的输送功率仅为220MW, 此时的电磁感应电压最低仅为0.58kV, 电磁感应电流最低还不到11A;而当线路输送功率变大时, 电磁感应电压、电流也会变大, 当单回路输送功率达到3 000MW时, 电磁感应电压为3.07kV, 电磁感应电流为47.78A。
根据计算结果, 浙北-浙中段线路的静电感应电压最高为47.29kV, 静电感应电流最高为12.42A, 电磁感应电压最高为3.07kV, 电磁感应电流最高为47.78A, 均在接地开关的关合能力范围内。
2 恢复电压和潜供电流研究
线路的故障相两侧断路器跳闸后, 由于非故障相与故障相间存在电容与互感, 因此短路相电源已被切断时故障点弧光通道中仍有一定电流流过, 该电流即是潜供电流。潜供电流维持故障点处电弧, 使之不易熄灭。在潜供电流消失时, 线路间的电容耦合导致断开相立即出现感应电压, 该电压即是恢复电压。如果故障相短路点的对地电压很高, 那么短路点电弧燃烧, 弧光通道存在许多游离电子, 易使短路点再次出现弧光接地现象, 导致线路自动重合闸失败。线路的潜供电流和恢复电压与输电线路的参数、补偿情况、两端运行电压、输送潮流有关, 与线路两侧的网络结构关系不大。
2.1 恢复电压和潜供电流计算
浙福特高压交流输电系统典型运行工况下, 浙北-浙中段并联补偿高压电抗器容量为720MVA, 中性点小电抗为1 000Ω。 在2014 年冬季低谷负荷运行方式下, 浙北站、浙中站运行电压分别为1 061.1、1 065.8kV, 浙北-浙中段线路潮流为327.6-j1196.4MVA;在2015年夏季高峰负荷运行方式下, 浙北站、 浙中站运行电压分别为1 050.6、1 045.3kV, 浙中-浙北段线路潮流为1 402.9-j1 156.5MVA。浙福特高压交流输电系统典型运行工况下, 浙北-浙中段一回路处于运行、检修和冷/热备用状态下, 另外一回路发生单相接地故障时的恢复电压和潜供电流见表2。
由表2可知, 浙北-浙中段特高压交流输电线路的最大恢复电压为87.87kV, 相应的最大潜供电流为24.41A, 最大恢复电压梯度为8.37kV/m。根据不同电流下潜供电弧自灭时限推荐值 (0.18~0.22s, 保证率90%) , 再考虑故障点绝缘恢复时间和一定时间裕度, 浙北-浙中段特高压交流输电线路发生瞬时单相接地故障后的故障点恢复绝缘时间应不会影响单相重合闸的成功率。
2.2 中性点小电抗对恢复电压和潜供电流的影响
当恢复电压较高、潜供电流较大时, 需采取措施加快熄灭潜供电弧。目前, 超、特高压交流输电系统主要采取以下措施熄灭潜供电弧。
(1) 高压并联电抗器中性点加装小电抗。
(2) 使用快速接地开关, 在系统发生单相接地两端开关开断后动作, 将故障点的开放性电弧转化为开关内电弧, 使故障点的潜供电流大幅降低。
(3) 采用良导体架空地线, 以减小线路零序阻抗, 增大地线感应反电流, 减小线路潜供电流的感性分量。
(4) 根据潜供电弧熄弧时间自适应调整单相重合闸的合闸时间, 以提高重合成功率。
在浙福特高压交流输电线路中, 浙北-浙中段线路的最大潜供电流24.41A最高, 浙中-浙南段线路的最大恢复电压156.9kV最高。由于线路并联高压电抗器的中性点小电抗能有效限制线路恢复电压和潜供电流, 因此有必要对浙北-浙中-浙南两段线路上的高压电抗器中性点小电抗配置进行研究。
根据恢复电压和潜供电流计算结果, 浙北-浙中段线路在夏季高峰负荷运行方式下恢复电压和潜供电流较其它运行状态略高, 且发生故障时B相比A相和C相都要大;浙中-浙南段线路在冬季低谷负荷运行方式下, 一回路备用, 一回路运行, 运行回路的浙南B端发生单相接地故障时, 恢复电压最大。 本文以后者为例研究浙中-浙南段线路高压电抗器中性点小电抗配置。
浙中-浙南段线路在不通并联高压电抗器中性点电抗下的恢复电压和潜供电流见表3, 恢复电压和潜供电流随并联高压电抗器中性点电抗的变化曲线如图2所示。对于浙中-浙南段特高压交流输电线路, 在目前的并联电抗器配置下, 并联电抗器中性点电抗阻值在600~1 200Ω内逐渐增加时, 该线路的恢复电压和潜供电流会逐渐降低, 但是电抗阻值增加到一定程度时, 潜供电流和恢复电压的变化速率逐步减小。
3 结束语
分析浙福特高压交流输电系统典型运行工况下各参数, 在并联高压电抗器作用下线路上双回路间的静电感应电压均低于80kV, 静电感应电流约为12A, 而电磁感应电流低于80A, 电磁感应电压小于5kV, 均在接地开关的关合能力范围内;浙福特高压交流输电线路目前的潜供电流低于30A, 恢复电压梯度小于15kV/m, 潜供电弧自灭时限推荐值小于0.22s, 因此在发生线路瞬时单相接地故障后故障点恢复绝缘的时间基本不会影响单相重合闸成功率;对于浙中-浙南段特高压交流输电线路, 在目前的并联高压电抗器配置下, 并联高压电抗器中性点电抗阻值在600~1200Ω 逐渐增加时, 该线路的恢复电压和潜供电流会降低, 但电抗阻值增加到一定程度时, 恢复电压和潜供电流的变化速率逐步减小。
摘要：通过分析浙福特高压交流输电工程典型工况下感应电压、恢复电压和潜供电流, 对高压电抗器中性点小电抗配置提出建议。
关键词：特高压,感应电压,恢复电压,潜供电流
参考文献
交流电流 篇5
交流伺服系统以其高精度、高性能而广泛应用于各种场合[1],对于id=0的矢量控制方式,电流反馈、位置反馈以及速度反馈的精度在很大程度上影响了整个伺服系统的性能和精度[2,3,4,5,6,7,8,9]。国内比较通用的方案是直接将电流检测模拟信号传送到DSP中,虽然DSP自身带有A/D转换环节,但是其精度一般较低,如TMS320F2812的A/D转换通道精度只有12位,在实际的使用过程中,A/D的转换结果误差较大,如果直接将此转换结果用于控制回路,必然会降低控制精度。由文献[10]中检测得到的数据可以看到:在未加软件补偿算法情况下,实测2812的ADC通道分辨率只有5位,误差在5%左右,远不能满足高精度要求,在添加了复杂的补偿算法之后,虽然2812的A/D转换精度有所提高,但是增加了算法的复杂性。由此可见,采用直接将电流模拟信号送入DSP让其转化的方案在要求伺服系统高性能的场合不可取。
目前高性能伺服系统多采用“DSP+CPLD”的结构,DSP负责复杂的控制算法,CPLD负责电流采样、位置速度采样、I/O扩展等。并将采集的数据暂时存于CPLD,等到DSP需要某个数据时,通过读取CPLD寄存器或者CPLD内部的RAM得到需要的数据。
本研究设计伺服系统高精度电流采样硬件电路,利用16位高精度A/D转换芯片AD7655,基于CPLD,并采用VHDL语言控制AD7655来完成电流采样检测,最后在DSP中显示。
1 总体方案设计
高精度伺服系统电流采样方案设计如图1所示。
由图1可以看到,永磁同步电机的A相和B相定子电流IA和IB经过采样电阻,得到相对应的差分电压信号UI-U和VI-V,这两个差分信号经过光耦隔离放大电路后输出两个放大的差分信号Uout+-Uout-和Vout+-Vout-,两者再经过调理电路均变成0～5 V范围之内的电压信号,分别输入到AD7655的两个模拟输入通道INB2和INB1,由CPLD控制完成采样过程。
UI(VI)—逆变器输出U(V)相电压;U(V)—电机U(V)相输入相电压;Ru和Rv—采样电阻
下面进行具体电流采样电路和调理电路的设计。
2 电流采样电路和调理电路设计
电流采样电路需要检测永磁同步电机定子的两相电流,定子相电流采样电路如图2所示。经过R1与C1组成的滤波电路输入到光耦的差分电压输入端Vout+和Vout-,经过光耦HCPL-7840的隔离放大作用可得:
Vout+-Vout-=8(Vin+-Vin-) (1)
假设电机的U相电流为IA,则IA=(UI-U)/R2,Vout+和Vout-经过调理电路输出/输入到AD7655模拟信号输入端,电流采样调理电路如图3所示。
UI—逆变器输出U相电压;U—电机U相输入相电压;R2—采样电阻
由图3中电路及模拟放大器“虚短”、“虚断”的概念,可以得出输入电压与输出电压幅值的关系为:
UINB2=(Vout+-Vout-)+2.5 (2)
通过R6与C6组成的低通滤波电路滤波后输入AD7655,电压范围为0～5 V。
由式(1,2)可得:
3 软件设计及仿真
AD7655是ADI公司生产的具有16位精度的A/D转换芯片,可以选择转换后的数据输出方式为并行方式或者串行方式,本研究选择串行输出方式。
芯片启动转换如图4所示。
在CNVST的下降沿BUSY在32 ns左右由低电平变成高电平,表明器件进入转换状态。
AD7655芯片转换完成读数据过程如图5所示。
由图5可以看到,BUSY的下降沿显示AD7655转换完成,此时可以选通芯片读数据,且数据输出具有一定的延时。
一次完整的转换需要转换INA1、INB1、INA2、INB2共4个通道,INA1和INB1属于1通道,INA2和INB2属于2通道。选择先转换1通道或者2通道取决于A0的电平状态,数据转换完成之后,在1或2通道中,选择先读A通道还是B取决于
基于CPLD,本研究设计了采用VHDL语言控制AD7655电流采样的程序。
本研究中用到AD7655的INB2和INB1两个转换通道,因此需要在一定的时刻变换1,2转换通道。笔者选择在上次通道转换完成后开始读数据时变换通道。
CPLD控制过程流程图如图6所示。
部分设计程序如下。
本研究采用的CPLD为Lattice公司的LCMXO1200。利用Lattice最新推出的软件Lattice Diamond,笔者进行了CPLD控制下AD7655电流采样控制仿真。
仿真时序图如图7、图8所示。
CLK为CPLD系统时钟,SCLK为读转化数据的同步时钟,两者频率均为3.75 MHz,一个完整的转换周期中各信号的波形如图7所示。
通道1转换中和转换后各个信号的变化过程如图8所示,由图8可以看出:在CNVST的下降沿BUSY信号立即由低电平跳变为高电平,该过程小于32 ns,再经过0.875 μs,BUSY跳变成低电平,表明芯片转化完成,ADCS和RD在下个时钟上升沿有效,经过数据延时进入读状态读取转换完成的数据。data是为观察数据所设的寄存器。
4 实验及结果分析
4.1 CPLD控制AD7655实验
实验中采用的CPLD系统时钟CLK与AD7655同步采样时钟SCLK频率均为3.75 MHz,各信号的波形如图9～12所示。
由图9可以看到在CNVST下降沿的时候,BUSY立即上升,表明AD7655进入转换过程,在BUSY的下降沿表明转换完成。
如图10所示,A0为AD7655的1,2通道转换信号。A0=1时,转化2通道;A0=0时,转换1通道。
INB2输入5.03 V时的各信号波形如图11所示,由图11可以看到:在BUSY的下降沿,芯片转换完成,在下个CLK时钟上升沿ADCS和RD同时选通,再经过一个CLK周期的数据延迟之后,每次在外部同步采样时钟SCLK的上升沿读数据,经过32个SCLK脉冲读完2通道(INB2,INA2)数据,此时只需要读INB2通道,因此只需要16个SCLK脉冲。
A0=0时(即1通道转换)且INB1输入2.5 V时的各信号波形如图12所示。
按照上面的操作流程测出多组输入值与转换值如表1所示。
表1中转换后的二进制值为16位A/D转换值,由每次在同步采样时钟SCLK上升沿读SDO口电平状态所得,高电平为“1”,低电平为“0”。将“1111111111111111”代表5 V,据此,可得转换公式:
式中:Ucon—A/D转换后的电压,X—16位二进制转换值的十进制表示。
实际转化出的结果换算及误差如表2所示。
由表2可以看到,INB2输入2.51 V时的A/D转换误差为0.80%,输入3.01 V时误差为0.66%,有多组转化数据误差均为0。考虑到实际检测输入电压时不可避免的误差,以及其他一些干扰信号,模拟输入的电压信号经过AD7655转换后的转换值较原来模拟信号误差小于0.7%,与DSP的ADC通道直接转换产生的5%的误差相比,前者精度提高明显,能满足交流伺服高精度电流采样的要求。
4.2 数据在DSP中的显示
DSP采用TI公司的TMS320F2812,CPLD作为DSP的外扩器件。扩展在DSP外部接口的0区。CPLD将AD7655的串行电流数据信号进行串并转换后分别存储在CPLD内部寄存器INB2,INA2,INB1,INA1中,对应寄存器的地址分别为0x2001,0x2002,0x2003,0x2004。DSP每隔20 μs读一次CPLD,并显示出数据波形。INB2输入0.1 Hz正弦波形如图13所示,最大值为4.5 V,最小值为0.5 V的正弦波形经过转化和读取之后在DSP中的显示。
5 结束语
本研究设计了高性能伺服系统电流采样的硬件电路,在此基础上采用VHDL语言设计了软件程序,并进行了仿真,最后进行了电流采样实验。由输入与转换输出数据误差的分析可知:采用该方案,采样误差基本低于0.7%,由此可知该设计的精度能满足高精度电流采样需求,电流采样作为高性能伺服重要反馈环节,其精度的提高对于整个伺服系统性能和精度的提高具有重要的作用。
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交流电流 篇6
关键词：交流电机,单电阻采样,电流重构,BCPWM,非对称PWM输出
0 引言
在交流电机矢量控制策略中, 相电流采样性能是一个重要的指标。在对成本要求高的应用场合, 如何低成本地获得好的电流采样性能成为关键问题。
目前, 较为常见的电流采样方式有两种:使用霍尔传感器对三相电流进行采样[1]和母线电流单电阻采样相电流重构[2]。霍尔传感器具有使用简单、隔离性好等优点, 但是霍尔传感器也有体积大、价格比较昂贵等缺点, 不适用于对成本要求较高的应用场合。母线电流单电阻采样相电流重构方法是指在直流母线上串联一个电流采样电阻, 通过对母线电流瞬时值与开关状态的分析, 重构出电机三相电流。单电流采样相电流重构方法结构简单, 成本低廉, 十分适用于对于成本要求较高的应用场合。
在SVPWM调制方式中, 每个PWM载波周期所有开关都需要动作, 开关损耗较大。与之相比, 母线箝位PWM (BCPWM) 调制方式把一相电平箝位, 开关器件不动作, 每个载波周期只有两组开关需要动作, 降低了开关损耗。
本研究探讨单电流采样相电流重构的实现方法;针对SVPWM和BCPWM两种PWM调制方式下实现单电阻采样相电流重构的方法进行分析, 最后通过实验对电流重构结果进行比较, 以验证算法可行性。
1 单电阻采样三相电流重构
在三相全桥逆变电路中, 本研究定义三组桥臂的开关状态为Sa, Sb, Sc, 当上桥臂导通时开关状态为“1”, 关闭时开关状态为“0”。空间电压矢量调制的基本原理是:通过调节6个非零基本电压矢量U0 (V100) , U60 (V110) , U120 (V010) , U180 (V011) , U240 (V001) , U300 (V101) 和两个零矢量V000, V111的作用时间, 实现交流电机电压波形控制。
以第一扇区为例, 当两个零矢量V000与V111作用时, 电机处于续流状态, 母线电流与相电流之间没有特定关系;当非零基本电压矢量U0 (V100) 作用时, 母线电流瞬时值与A相电流ia相同, A相电流关系图如图1 (a) 所示;当非零基本电压矢量U60 (V110) 作用时, 母线电流瞬时值与C相电流ic相反, C相电流关系图如图1 (b) 所示。
其他扇区分析方法与第一扇区相似, 在不同基本电压矢量作用时, 母线电流与三相电流之间的对应关系如表1所示[3,4,5]。
根据表1的对应关系, 每个PWM周期内, 可以在构成扇区边界的两个非零基本电压矢量作用时得到两相电流的瞬时值, 再通过相电流关系ia+ib+ic=0得到第三相电流, 从而完成重构[6,7,8]。
2 单电阻采样相电流重构非观测区
2.1 最小采样时间
在前面的分析中, 所有情况都是基于理想状态讨论的。
实际情况中最短采样时间示意图如图2所示。由于死区延迟、母线电流信号建立延迟、A/D转换延迟等原因, 系统需要一个最短采样时间Tmin作为最小采样窗口, 才可以得到准确的母线电流信息。最短采样时间Tmin一般为3μs~5μs, 由3部分组成:死区时间Td、母线电流建立时间Tset与AD转换时间Tconv, 其关系如下:
采样延迟最小时间为Tsample, 可以得到:
2.2 扇区过渡区与低压调制区
在一些特定的区域, 非零基本电压矢量作用时间过短, 无法提供足够的采样时间, 这些区域统称为非观测区。非观测区分为两种:扇区过渡区与低压调制区[9], 如图3所示。
以第一扇区为例, 扇区过渡区是指在目标电压矢量接近扇区中一个基本电压矢量时, 另一个基本电压矢量的作用时间很短, T1/2
3 非观测区的解决方法
使用非对称PWM输出, 将PWM波形前移或者后移, 在PWM载波前半周期内预留足够的采样时间Tsample, 满足Tsample≥Tmin的条件, 就可以解决非观测区的问题。以第一扇区为例:
其中:
式中:T1, T2—第一扇区非零基本电压矢量U0, U60的作用时间;T000, T111—零矢量V000、V111的作用时间;Ta, Tb, Tc—逆变电路三相PWM作用时间;Ua, Ub, Uc—逆变电路三相PWM单独作用时等效电压矢量。
可见, 只要保持Ta, Tb, Tc不变, 即保持占空比不变, 就可保证目标电压矢量Uset不变[10]。
3.1 SVPWM扇区过渡区移相分析
以第一扇区为例, 若需要增加U60在PWM前半周期的作用时间, 只需将C相PWM波向后移动即可。
状态1-1波形如图4 (a) 所示, 此时, C相PWM波下降沿还未超越B相PWM波下降沿, 矢量变化如图4 (b) 所示, T'2、T''2分别为前半周期与后半周期中U60作用时间, T2=T2'+T2'', U60作用时间不变, 此外并无额外的补偿电压矢量生成, 目标电压矢量Uset不变。
状态1-2波形如图5 (a) 所示。其中, 波形Sc为原始波形, S'c为状态1-2波形。
此时, C相PWM波下降沿处于A, B两相PWM波下降沿之间, 矢量变化如图5 (b) 所示, 非零基本电压矢量U60在PWM前半周期作用时间T'2增加, 零矢量U000作用时间T000与非零基本电压矢量U0作用时间T1减小, 此外还插入补偿矢量U300 (V101) 。状态1-2波形S'c增加的电压矢量为Uadd, 作用时间为Tadd;减少的电压矢量为-Udes, 作用时间为Tdes。由于Tc不变, 则:
在一个PWM周期里, 目标电压矢量Uset不变。
状态1-3波形如图6 (a) 所示, 波形Sc为原始波形, S'c为状态1-3波形。
此时, C相PWM波下降沿处于A相PWM波下降沿之后, 矢量变化如图6 (b) 所示, 非零基本电压矢量U60在PWM前半周期作用时间T'2增加, 零矢量V000作用时间T000减小, 此外还插入补偿矢量U240 (V001) 。
则可得:
以式 (4) 作为条件同样可以得到式 (7) , 在一个PWM载波周期里, 目标电压矢量Uset不变。
若需要增加U0在PWM载波前半周期的作用时间, 只需将A相PWM波形向前移动即可, 波形会出现3种状态 (编号1-4至1-6) , 分析方法与移动C相PWM波时相似, 不再累述。
3.2 SVPWM低压调制区移相分析
在低压调制区进行移相时, 需要同时移动A、C两相PWM波, 状态1-7波形如图7 (a) 所示。
Sa、Sb、Sc为原始波形, 首先扩大U60在PWM前半周期作用时间, 三相PWM波形为Sa、Sb、S'c, 即状态1-3波形, 输出电压矢量Uset不变。在此基础上, 扩大U0在PWM前半周期作用时间, 向前移动A相PWM波形, 三相波形为S'a、Sb、S'c, 即状态1-7波形。矢量变化如图7 (b) 所示。显然, 由于三相PWM作用时间不变, Tinsert=Tinsert1+Tinsert2。可以看出, 前半周期除零矢量V000外无减少电压矢量, 即Udes1×Tinsert=0。
PWM载波前半周期增加的电压矢量:
后半周期增加、减少的电压矢量:
由式 (14) 可得, 输出电压矢量Uset不变。
其他扇区分析方法相似, 在SVPWM调制下, 保持占空比不变, 移动占空比最大与最小的PWM波形不会改变PWM载波周期内的目标电压矢量。
3.3 BCPWM移相分析
BCPWM与SVPWM相比, 零矢量都以V000形式等分插入PWM载波周期两端, 使得一个载波周期内只有两相开关动作, 在SVPWM中占空比最小的相PWM波在PWM载波周期内开关不动作。
以第一扇区为例, 若要增加U0在PWM载波前半周期作用时间T'1, 则将A相波形向前移动。
状态2-1波形如图8 (a) 所示, S'a为状态1-1波形, 矢量变化如图8 (b) 所示。T1'、T1''分别为U0在前后半周期的作用时间, T1=T1'+T1'', U0、U60作用时间不变, 此时并无额外的补偿电压矢量生成, 目标电压矢量Uset不变。
状态2-2如图9 (a) 所示, 其中Sa为原始波形, S'a为状态2-2波形, 矢量变化图如图9 (b) 所示。此时非零电压矢量U0在PWM前半周期作用时间T'1增加, U60与零矢量V000作用时间T2、T000减小, 插入补偿矢量U120 (V010) , 则:
与SVPWM类似, 由于Ta不变, 得到式 (4) , 以式 (4) 为条件可以推导出式 (7) , 目标电压矢量Uset不变。
若增加U60在PWM载波前半周期作用时间T2, 将b相PWM波形向前移动。具体分析方法与状态2-1、状态2-2相似。
其他扇区分析方法相似, 在BCPWM调制下, 保持占空比不变, 移动PWM波形不会改变PWM载波周期内的目标电压矢量。
3.4 BCPWM不可观测区及处理方法
对于BCPWM, 本研究采用非对称PWM调制方法可以在非观测区的一部分对电流进行观测, 但观测范围并非全区域。
以第一扇区为例, BCPWM模式移相过程中, 由于零矢量全部以V000形式作用于PWM载波周期两端, 在低压调制区, 如果有效电压矢量过小, 即Tb
扇区过渡切换区中, 靠近U60 (V110) 的区域, 由于较小的基本电压矢量过小, 即Tb
由于BCPWM调制方式中有一相不动作, 导致BCPWM移相输出只能解决部分非观测区的电流观测问题, 不能解决全区域非观测区的问题, 如图10 (b) 、图11 (b) 的阴影部分所示。
在本研究中, 笔者提出了一种解决BCPWM特有不可观测区的方法。在SVPWM调制方式下, 单电阻采样三相电流重构通过移相可以实现全区域电流观测, 所以在BCPWM模式下, 当动作的两相PWM占空比过小, 不能通过移相进行单电阻采样时, 系统切换至SVPWM模式输出, 并通过非对称PWM输出预留足够的采样时间, 进行单电阻采样相电流重构。此外, 本研究在其他区域仍使用BCPWM模式。这样既可以在大部分区域使用BCPWM模式, 减少开关损耗, 也可以实现单电阻采样相电流重构的全区域观测。
4 实验
该实验用于验证在SVPWM和BCPWM两种PWM调制方式下, 单电阻采样三相相电流重构方法的可行性。电机驱动系统内核选用TI公司TMS320F28035数字信号处理器, 交流电机选用4对极三相永磁同步电机, PWM模块采用非对称模式输出, PWM输出频率10 k Hz, 死区时间3μs, 电机转速750 r/min, 在SVP-WM与BCPWM两种调制模式下, 使用不同的移相时间Tmin, 三相重构电流波形与FFT谐波分析结果如下:
Tmin=5μs、Tmin=7μs、Tmin=9μs时重构相电流波形图与FFT分析如图12~14所示。在Tmin=5μs时, 由于母线电流还没有建立就进行采样, 重构出的相电流波形谐波幅值较大THD=28.89%;在Tmin=7μs时, 相电流波形谐波幅值最低, THD=5.22%;在Tmin=9μs时, 由于移相时间较大, 与Tmin=7μs时相比, 相电流波形谐波幅值略有上升, THD=5.65%。
Tmin=5μs、Tmin=7μs、Tmin=9μs时重构相电流波形图与FFT分析如图15~17所示。在Tmin=5μs时, 由于母线电流还没有建立就进行采样, 重构出的相电流波形谐波幅值较大, THD=31.98%;在Tmin=7μs时, 相电流波形谐波幅值最低, THD=8.07%;在Tmin=9μs时, 由于移相时间较大, 与Tmin=7μs时相比, 相电流波形谐波幅值略有上升, THD=8.82%。
通过实验得知, 如果Tmin过小, 采样母线电流信号尚未建立, 重构相电流波形畸变严重;如果Tmin过大, PWM不对称输出产生谐波, 重构出的相电流波形稍有畸变。两种PWM输出模式都需要合适的Tmin才可达到最好的相电流重构效果。
BCPWM与SVPWM相比, 由于各个扇区都有一相电压箝位, 开关损耗降低, 但输出电压的谐波更大, 在同样的移相时间Tmin下, 重构出的波形畸变较大。
5 结束语
本研究针对SVPWM与bus-clamped PWM两种PWM调制方式下单电阻采样三相电流重构的原理进行了研究分析, 并论述了通过非对称PWM输出解决非观测区问题的可行性, 同时, 针对BCPWM特有的不可观测区, 提出了一种PWM调制模式切换的方法, 实现了BCPWM模式下单电阻采样相电流重构的全区域观测。最后通过实验验证了算法的可行性, 实验结果表明, 在合适的采样时间Tmin下, 该方法可以实现相电流的准确重构。
该技术在保持低成本的前提下, 在两种PWM调制方式下都具备可行性, 具有重要的实际意义与较高的应用价值。
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交流电流 篇7
随着经济的持续发展和科技水平的逐步提高, 越来越多的自动化设备被使用到工业生产之中,存在大量要求以直流电源供电的设备和装置,由于PWM整流技术具有较高的功率因数,输入电流谐波小,能量的可逆等优良的性能正在广泛的应用[1]。 构建数学模型,确定合适的控制策略控制网侧的电流是单相PWM整流技术的难题,很多文献对此进行研究,文献[2]对其进行了概述,通常采用dq旋转坐标系的比例积分控制器[3,4]、静止坐标系下的比例谐振PR控制器[5,6]前馈解耦的思想、虚拟磁链定向的线性控制策略[7,8];无源混合控制策略[9]、最优时间序列的非线性控制策略[10],消除稳态误差,使得系统稳定。本文借鉴上述的思想,根据稳态矢量关系,把反步法应用到单相PWM整理器中,构造了Lyapunov能量函数,结合双闭环控制结构,完成对单相PWM整流器的控制,通过仿真并实验验证其具有较好的稳定性和动态性能。
1单相全桥整流器模型
如图1所示主电路,所有的模型都看作成理想的元件,U 、R和L分别为网侧电压,网侧损耗的等效电阻和网侧电感;i 、Udc分别为电流和直流侧电压,C为直流侧电容,idc为直流侧的总电流,i0是负载电流。
当整流器工作在单位功率因数的时候,有如图2的相电压矢量关系。 为网侧电压角频率, S是开关变量。网侧电压和电流同相位,负载从电网吸收有功功率,实现整流器的单位功率运行。
2直流侧电压纹波产生原理
当整流器工作在理想的单位因数下时,假设电压、电流波形是理想的余弦波形。
式中:Urms、irms为Us、is的有效值;Us、is为交流电压电流峰值。
将式(1)、式(2)相乘,其交流瞬时功率为
式(3)化简得到直流侧的瞬时功率为
式中:Udc是直流电压;idc是直流电流;Udc是直流电压的交流波动。
由瞬时的总功率平衡可得
求解该一阶微分方程可得
即存在交流波动其幅值和直流侧电压,滤波电容C ,电压角频率 成反比,电压脉动的幅值与输出功率成正比。由上式可知整流器输入的瞬时功率不是恒定的,有二倍频的波动,但是整流器输出的功率要求是恒定的,所以电源电压中将含有二倍频分量,且不可避免,降低了功率因数。
3控制器设计
系统控制框图如图3所示。反步法实际是一种由前向后迭代的方法,逐步迭代出设计的函数,最终实现系统的稳定,在控制策略上,采用电压外环和电流内环的双闭环控制,系统设计中利用直接电流控制,其关键就是让一个和网侧电压同频同相的单位正弦波与由电压外环产生的电流幅值相乘得到电流指令的期望值,而电流环作用是让网侧输入电流达到该电流期望值[6],为了使得交流电流指令值的相位与网侧电压的相位相同,网侧电压的相位需要通过锁相环得到。
3.1锁相环设计
传统的锁相环一般为鉴相器、环路滤波器和压控振荡器三部分器组成,由于单相的整流器只存在单相电压信号,因此需要构造一个虚拟的正交信号[11], 本文采用延迟法构造虚拟两相的锁相控制方案,实现电网电压的锁相控制。在具体过程中,延迟90 即延时四分之一周期,因为已知电网电压工频为50 Hz,可以利用该方法构造虚拟的正交相,Va为电网电压采样信号,Vb是延迟四分之一周期得到的。 归一化后得到ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,es即为单位正弦波。
3.2电压外环设计
构造一个Lyapunov函数V ,设直流侧电压的期望值是Ud*c,得到
利用电容C的微分方程
由Lyapunov稳定定理可知,函数V在平面上是正定 的 , 仅当V0时可以保 证该系统 是Lyapunov稳定的。
联立式(7),式(8)对V求导,得到
对于电压外环而言,考虑了单相整流器直流侧电压二次谐波的影响,直接利用外环的电压调节器产生电流幅值,则必然会导致直流电压环输出中包含有相应的谐波分量,从而内环电流指令中包含有谐波,导致输入电流畸变[12],计算时可以将采样的直流电压均值滤波后再送入PI控制器,消除高次谐波对控制环节的干扰。
由Lyapunov稳定定理可知,为使V 0,可以得到idc的期望值idc 0为
式中:Udc是经过均值滤波后得到的直流侧电压; 因为idcsi ,Sm是开关变量S的幅值;im是网侧指令电流幅值;同时idc 0应该是忽略二次谐波后的直流分量,根据整流器稳态矢量关系图(图2)在单位功率因数下有如下方程式:
为求得交流电流设定值,可以得到
式(12)可化简为
式中:Ф 为网侧电压矢量和直流侧电压矢量夹角;R是网侧串联损耗等效电阻;em是网侧电压幅值。
利用上述矢量关系得到平衡式,联立求解式 (12)、式(13)得到
可以将求得的im作为引入电流内环的指令电流幅值。这样就忽略了其中二次纹波,用它做电压外环的输出,iset作为期望电流的设定值,得到式(15)。
式中,ec是网侧电压同相同频的单位余弦波,这样利用交流信号作为期望电流可以改善由于谐波对电流内环的误差。
3.3电流内环设计
设计电流内环控制器,实际电流i和期望电流iset之间的电流差:i iset,建立电流环的数学模型为
期望电流的导数可得
式中: e是网侧电压; L是网侧电感;es是网侧电压同相同频的单位正弦波;im是网侧电流的幅值;iset是网侧电流的设定值; i是网侧电流的实际值。
根据系统的Lyapunov能量函数,构建函数V为
其连续导数为
代入式(15)、式(17)可得到
通过加入反馈控制可以使得函数V成为闭环系统的Lyapunov函数,由于直接电流控制时,根据内模原理,PI控制无法实现对正弦信号(电流环的期望值)无静差跟踪,因而可以通过引入滞环比较环节,即比较网侧电流的实际值和指令电流值的偏差来实现电流指令跟踪来消除稳态误差。即
此时电流内环使得网侧输入电流无静差的跟踪期望的电流值,即V收敛于零,容易得到最终的控制变量为
3.4SVPWM和死区补偿
最后采用SVPWM方案更易于使得整流器工作在单位功率因数状态,并且具有开关损耗低等优点。 利用上文中的锁相环虚构正交平面,Va、Vb将整个平面分成四个扇区,为了确定扇区的象限,加入两个判断变量A,B。通过A,B相加的值来判断象限, 并且在一个周期内通过两个单位矢量对期望矢量进行组合,使期望值与其平均值重合,从而合成PWM波形。
电流的极性也可以用类似的办法来判断,根据电流正负极性改变PWM信号发生时刻,减小由于死区的原因对电流内环的影响,从而获得更加理想的脉冲宽度,改善网侧电流波形。
4实验结果
本文分别搭建了仿真模型和试验平台。把反步法的策略应用到实际系统中,在开发的试验装置上, 进行了相关的运行控制实验。参考文献[13]选择参数,用PSIM进行了仿真实验,表1给出了整流器的相关参数,仿真时直流侧期望电压设定为400 V。
图4为利用表1中的参数下采用上述控制策略所得到的仿真波形,系统在0.05 s启动,输出电压能够快速地达到期望值并在0.125 s突加200 Ω 负载后直流电压波动较小,空载时电流基本为零,加入负载后交流侧电流能迅速达到期望值。
实验中采用TMS320F28335作为最小系统电路,采用IGBT全控型开关管构建的电路进行能量的转换,具体实验的参数和仿真时一样,实验时直流侧电压设定为300 V,将电网电压经调压器接到交流侧。实验波形见图5,图5上图为由空载到突然加负载的过渡过程波形,其中Udc为直流母线电压曲线, U为交流侧线电压曲线, i为交流侧电流曲线。可以看出突然加负载时,母线电压变化很小,电压稳定;同时可以看出由于突然加入负载,电流明显增加,但电压变化较小,受负载的干扰小。图5下图为系统稳定运行时的波形,经比较后可看出线电压和线电流同相位,从而分析得出电压电流同相位。针对以上实验波形曲线的分析,采用其控制策略能够得到比较满意的控制效果。
5结论
本文着重分析了单相全桥PWM整流器,并针对网侧电流较难控制问题和系统本身具有的非线性的多变量耦合的特性,构建了基于Lyapunov能量函数非线性方程的模型,利用反步法在设计过程中实现对整流器系统的降阶处理,消除了经典控制中相对阶为1的限制使其可以控制相对阶为n的非线性系统。同时采用直接电流控制的策略,设计电压外环,设计电流内环,仿真和实验结果表明从实验的波形中可看出系统具有高功率因数、谐波小和鲁棒性强的优点,和其他的控制方法相比较,系统较好地消除电流稳态误差,动态响应效果得到了提升, 在直流电源、UPS、融冰技术[14]有一定的实际意义。
摘要：由于单相电压型PWM整流器比较难以实现交流电流的直接控制,为了使得系统控制达到期望的效果,根据反步法在多变量非线性系统的控制方面的诸多优点,设计了基于反步法的非线性控制算法。详细介绍了单相电压型PWM整流器的数学模型,根据电感电容的能量关系分别构造了电压、电流环的Lyapunov函数,通过Lyapunov函数导数的负定,推断出系统的稳定性。且进行了基于PSIM的电路仿真,并构建采用IGBT全控型开关管的单相H桥的整流电路进行了验证。实验结果显示该方案下能够保证跟踪误差渐近收敛,说明系统设计是正确有效的。