负载电流

负载电流（共5篇）

负载电流 篇1

设计目的是检测中功率直流感性负载电路的电流, 并对电路进行处理和控制。在中功率直流感性负载电路的设计中, 电压的检测和控制相对于电流的检测和控制要更简单。对电压的检测可在电路的任何地方进行, 且不会对电路性能产生明显影响。因检测电流必须时引入测量电流的传感器, 传感器的引入会使电路性能受到影响。但有时若要得到电流值, 或电流所反映的物理量, 需根据具体电路, 选择合适的电流检测方案, 并进行正确的电路设计。本文针对中功率直流感性负载电路提出了一种结构简单、测量准确且运行稳定的电路。

1 几种直流电流测量电路

1.1 电阻检测

如图1所示, 在理想状态下, 待测电流I流过检测电阻R时, 有

当电阻一定时, 电压U的变化可反映电流I的变化。可通过测量电阻两端的电压计算出流经电阻的电流。需说明的是, 检测电阻的引入会导致增加额外的功耗。而文中希望由其引起的功耗尽可能小, 电阻的功耗为

为尽量减小功耗, 在保证测量精度的情况下, 应尽量减小电阻R的值。

此外, 为减小检测电阻的寄生效应, 在电阻选择时应注意选择寄生电感小的电阻。PCB设计时, 应尽量缩短导带的距离;导带走线时应该尽量宽和直, 可用地线包围导带[2]。由欧姆定率可知, 在电阻阻值一定时, 电压U正比于电流I, 选择合适的检测电阻十分重要。

在选择电阻时, 应使电阻阻值尽量小, 寄生电感小、温度系数低, 要有足够的功率容量和温度余量[2]。检测电阻的实现方式众多, 可采用现有的成品电阻或PCB铺铜所形成的电阻等。不同的检测方式, 电路的设计也不同, 由于检测电阻直接引入了损耗, 限制了其应用。从目前的应用情况来看, 电阻检测主要应用在中、小功率场合。

1.2 霍尔传感器检测

霍尔效应是电磁效应的一种, 当电流垂直于外磁场通过导体时, 在导体垂直于磁场和电流方向的两个端面之间会出现电势差, 这一现象就是霍尔效应[6], 这个电势差也被称为霍尔电势差。

霍尔电势差和磁场的关系如下

式中, UH是霍尔电势差;B是磁场强度;I是传感器中流过的电流;n是单位体积内的载流子数量;q是单个载流子所带的电荷量;d是极板厚度。所以, 若能测出因霍尔电势差, 就能算出对应的磁场强度。

通电导体周围会产生磁场, 直流电流会产生稳恒磁场[6], 无限长直导线的电流和磁场的关系为

其中, B为产生的磁场强度;U0为真空中的磁导率;I为导线中流过的电流;r为到导线的轴线的距离。由式 (3) 可知, 距离一定时, 磁场强度与电流成正比, 所以若能测出导体产生的磁场强度, 即可算出通过导体的电流。由于日常生活中电磁干扰源较多[7], 若待测电流过小, 就会导致信噪比过小, 甚至噪声会超过信号本身。所以, 目前这种方案用于中小功率电路仍较为困难。

1.3 MOSFET检测

随着集成电路制造技术的快速发展, MOSFET的制造工艺越来越高, 将其作为电流检测的手段也得到了广泛应用。MOSFET在饱和导通时具有电阻特性。当VGS大于开启电压RON时, MOSFET导通, 漏极源极电阻RDS为恒定值, 且较小[4]。已知MOSFET的等效电阻RDS, 可通过检测MOSFET漏源之间的电压来检测开关电流, 典型的MOSFET电流检测电路如图2所示。

这种技术理论并未引入任何额外的功率损耗, 不会影响芯片的效率, 因而具有一定的实用性。但该技术存在检测精度过低的缺点: (1) MOSFET的RDS本身就是非线性的。 (2) MOSFET的RDS具有较大的正温度系数[2]。同时, 导通电阻的大小与驱动电压密切相关, 由于分立器件的离散性, 最终获得的信号电压将存在较大误差。为克服这些因素的影响, 电路设计将变得复杂, 这限制了单个MOSFET作为电流检测器件的应用。

2 综合比较

综合以上3种方案, 对于本文所述的中功率感性负载直流电流测量而言, 一般常用的直流电机电流在安培级别, 磁检测对于安培量级的电流检测, 容易受到其他因素的干扰, 误差相对较大, 故并不适合。MOSFET检测的电路较为复杂, 对制造工艺要求较高, 且成本偏高, 而使用电阻检测精度则较高, 且电路相对简单、稳定性较好。其应用实例电路如图3所示。

这是一个比较通用的电路模型, 主控制器MSP430F169通过内部A/D模块对MAX9918的输出端进行实时采样, 来监控中功率直流电机M的工作电流, 在发现异常时根据实际应用的需要, 对电机控制器进行控制, 来改变直流电机M的工作状态, 整个系统形成闭环控制。

此方案所用的运放为MAX9918, 这款芯片是笔者经过很多次的测试, 挑选出的一款性能较好的电流型运放, 得到的效果也比较理想。

MAX99183的主要参数如下:输入共模电压范围-20~75 V;输入失调电压400μV;增益误差0.6%;单向或双向电流检测, 单电源供电4.5~5.5 V;电源电流1 m A;关断电流0.5μA, 满摆幅输出;汽车级温度范围-40~+125℃[6]。

3 应用举例

3.1 直流电机防过载

直流电动机在电流小于额定电流时, 线圈未到达磁饱和, 其扭矩跟输入电流的关系为

式中, K是机械常数。在转速小于额定转速以前, 转矩的大小只与电流有关, 与转速无关。因此, 转矩与电流成正比。只需测得直流电机的工作电流, 便可已知其当前的输出力矩, 当电机电流超过额定值, 则说明电机处于过载状态, 处理器将检测到这一信号, 从而及时对电机进行相应的控制, 防止电机因长时间过载过载而被烧坏。

3.2 无传感器车窗防夹手方案

以前汽车普遍采用手摇曲柄的方式使车窗玻璃上升或下降, 现如今轿车多安装了电动车窗。电动车窗的运用, 一方面减轻了驾驶员和乘客的劳动强度, 操作方便;另一方面由于电动车窗的上升速度较快, 容易造成夹伤乘客的事故。汽车电动窗具备防夹功能已是一种趋势。当车窗上升遇到人体某些部位时可自动后退到底, 从而可避免事故的发生。大多车窗防夹是通过霍尔传感器判断玻璃位置, 若在玻璃上升过程中, 有异物阻挡玻璃上升, 电动窗马上停止上升, 立刻下降到底, 实现防夹功能。但对于某些老车型, 虽有电动车窗但不带有防夹功能。重新安装传感器会改变车门的机械结构和车身的电路结构, 费时费力[1]。

若利用本文提出的中功率感性负载直流电流检测方法, 只需在原有电动机的供电电路中增加一个0.01Ω的电阻, 就可实现无传感器方式的汽车车窗防夹手的方案。该种方案无需改变车窗原有结构, 故较为方便。对于一个12 V, 1.5 A的直流电机而言, 增加这样一个电阻会增加22.5 m W的额外功耗, 电机本身的功耗为18 W, 再加上电路其他部分的原有功耗, 整个电路增加了<0.125%的功耗, 因此是可以接受的。

3.3 动车组自动门防卡死

我国高速轨道交通事业发展迅速, 动车组已成为人们生活中重要的交通工具之一, 自动门是动车组车身的一个重要部分, 随着动车组智能控制技术的发展, 自动门控制系统已经被逐渐推广应用, 而真正投入使用后会存在着乘客的身体或者行李物品被门夹住的隐患, 这样会导致自动门被卡死而无法正常关闭, 产生安全隐患。

在这种情况下, 如果运用中功率感性负载直流电流检测方法, 可以实时监测自动门的受力情况, 若阻力突然增大, 说明有物体阻挡了门的运动, 控制器控制电机停止[3], 然后反转一段距离, 这样便可有效避免意外的发生。需注意的是, 直流电机的启动电流较大, 假设不加以考虑, 就会影响整个系统的稳定性。要避免启动电流的干扰, 需在处理器编程时考虑进去, 可通过软件延时跳过电机启动的阶段。

4 结束语

介绍了目前功率电路中常用的电流检测方式, 并给出了不同应用电路实例, 比较了不同检测方法的优缺点, 并对其中较优的方案进行了具体说明, 举出了几种应用实例, 同时指出了在应用过程中需注意的问题。

参考文献

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[8]美信半导体.MAX9918数据手册[M].加利福尼亚:美信半导体, 2013.

二次负载对电流互感器误差的影响 篇2

电流互感器二次负载阻抗包括:保护装置电流绕组、测量仪表串联线圈的总阻抗∑Zb、二次回路中的导线电阻RL和接头的接触电阻RC, RC通常取0.1~0.2Ω。二次负载阻抗的主要部分为二次回路中的电缆导线阻抗。电缆导线由多股铜芯线外包聚乙烯绝缘编织制成, 接头焊有以黄铜或紫铜为材料的接线耳。电力电缆的接头应压接铜鼻子, 再与接线端子连接, 增大接触面积以减小接触电阻。当二次回路连接导线的长度一定时, 其截面积应由电流互感器的额定二次负荷计算确定。增大截面积可以使阻抗减少。

电流互感器允许的幅值误差为10%, 相位误差为7%。实际工作中由于运行条件的变化, 电流互感器的二次回路中如新增电度表、故障测距装置、安稳装置、测控装置等均会增大电流互感器的二次负载, 引起误差增大。因此, 改动电流互感器二次回路后应在现场检测二次负载, 以确定是否符合误差范围。

2.实例分析:电流互感器与其二次负载不匹配引起零序保护误动

(1) 现场概况。

某220k V变电站, 某一35k V出线的负荷端采用零序保护三相电流互感器, LJA, LJB, LJC为三相过电流继电器, LJ0为零流继电器, 型号均为DL-11/6, LJ0的整定值为1.5A, 2.5S, 零流继电器动作跳闸于线路负荷端开关。从变电站到负荷端开关有110m, PA1为该回路现场操作屏上的电流表, PA2为变电站开关柜内的电流表。

(2) 故障现象。

在线路运行时, 负荷端时常出现开关跳闸现象, 经工作人员查看为零序电流保护动作, 同时负荷端正常运行时变电站内的电流表PA1读数为187A, 负荷端内电流表PA2读数为206A。

(3) 原因分析。

负荷端开关跳闸后, 变电站工作人员检查了回路绝缘, 校验电流表并未发现问题。同时, 检测零流继电器LJ0流过的电流, 发现其读数为0.98A。变电站内电流表PA1与负荷端内电流表PA2在正常运行时读数不同, 且流过零流继电器LJ0的电流过大。经分析得出结论:A相电流互感器PA1的二次回路电缆过长导致电流互感器容量小于实际承载的二次负载, 通过计算分析如下:

电流互感器在允许的二次误差范围内所接的二次负载应满足式 (1) , 即:

式中:

S2—电流互感器二次负载实际容量;

Se—电流互感器的额定容量。

故:Se≥S2=I22 e (∑Zb+RL+RC)

要求连接导线的电阻符合:

式中:

I2e—电流互感器的额定二次电流;

Z2L—二次负载阻抗;

∑Zb—保护装置、仪表串联线圈的总阻抗;

RL—二次电缆的电阻;

RC—电缆与设备接头处接触电阻;

式中:

l—二次连接导线长度;

ρ—二次连接导线的电阻率;

S—二次回路连接导线的截面积。

现场电流互感器采用LMWB-0.5, 其额定二次容量为10VA (0.5级) ;负荷端电流表PA1采用DTS-36, 其阻抗为0.04Ω, LJ0零序保护电流继电器线圈内阻约为0.02Ω, 二次电缆采用NA-YJV/NB-YJV, 4×2.5mm, 长度为105m。

由式 (2) 可计算得出电流互感器的二次电缆最大长度为62m, 而实际长度为105m, 导致二次负载容量大于二次负载额定容量。这样, 当流过A, B, C三相电流互感器的一次电流相同时, A相电流互感器PA1的二次电流误差增大, 导致零序电流回路中产生零流, A相电流互感器的二次电流随着一次电流的增大而增大, 而B, C相电流互感器的二次误差不变, 进而使流过零流继电器LJ0的电流增大, 当达到整定值时, 开关因零序保护动作而跳闸。

(4) 处理方法。

通常当电流互感器的误差不满足要求时, 可采取措施: (1) 增大二次电缆截面; (2) 串联同型号电流互感器; (3) 改用伏安特性较高的二次绕组; (4) 提高电流互感器变比。针对实例中出现的问题可采取处理办法: (1) 将现场所用的二次电缆采用双拼接法, 即增大二次电缆截面。处理后经计算电流互感器的二次电缆的最大长度可达122.35m, 可满足现场需要。 (2) 串联同型号电流互感器可使实际额定容量增大, 以串联一个电流互感器计算:实际额定容量可增加至20VA, 满足现场需要。两种处理办法通过数据列表的形式进行分析 (见表1) 。

负载电流 篇3

有源滤波器作为一种新型的谐波抑制装置,可以动态地补偿谐波,并克服无源滤波器的缺点,具有很大的应用前景[14]。近年来,学者们对有源滤波器进行了深入的研究,提出了许多种有源滤波器拓扑和控制策略[58]。然而,基于检测负载谐波电流的并联型有源滤波器[5]由于其结构简单,对系统谐波电流开环控制,不存在稳定性问题等优点而在工业场合得到广泛应用。

本文通过建立基于检测负载谐波电流的并联型有源滤波器系统的简化模型,对此模型进行理论分析,定量地给出了补偿前后负载谐波电流的关系,定性并定量地解释了负载谐波电流经过补偿后增大的这一现象。

2 系统结构

并联型有源滤波器结构图如图1所示。图2为指令电流检测控制框图,应用瞬时无功功率理论。图1中iLk(k=a,b,c)为负载电流,isk为电源电流,i*ck为指令电流,ick为变流器输出电流,Uk为电源电压,U*dc为直流侧电压指令,Udc为直流侧电压,Zsa,Zsb,Zsc为电源内阻抗。有源滤波器通过指令检测电路检测负载的谐波电流,与直流侧电压控制电流共同作为指令电流,通过电流闭环控制及PWM控制使有源滤波器输出谐波电流,补偿电源中的谐波电流,最终使电源电流中不含有谐波电流。

3 简化模型的理论分析

将有源滤波器看作理想的受控电流源ic,并将负载看作带内阻ZL的谐波电流源iL0[910],图1所示的系统模型可以简化为图3。有源滤波器产生与负载谐波电流iL大小相等、方向相反的补偿电流ic,系统电流is就为无畸变的正弦电流,实现滤波功能。按电源电压Us有畸变的一般情况下,只考虑谐波分量,那么对任意次谐波分量等效电路如图4所示。对图4进行电路分析可以得:

若有源滤波器对负载谐波能完全补偿,那么

ish=0 (3)

将式(3)代入式(1)、式(2)得

iLh=ich=iL0h+(Ush/ZLh) (4)

iL0h=iLh-(Ush/ZLh) (5)

如图5 所示,在未加上有源滤波器时,电源电流与负载电流中的谐波分量相等,根据对电路的分析可以得到:

$i{}_{\text{L}\text{h}b}=i{}_{\text{s}\text{h}b}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{L}\text{h}}i{}_{\text{L}0\text{h}}+U{}_{\text{s}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{L}\text{h}}}$ (6)

将式(5)代入式(6)可以得:

$i{}_{\text{L}\text{h}}=(1+\frac{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{L}\text{h}}})\cdot i{}_{\text{L}\text{h}b}$ (7)

由式(4)、式(7)合并转化为有效值得

${\rm I}{}_{\text{c}\text{h}\text{n}}={\rm I}{}_{\text{L}\text{h}\text{n}}=(1+\frac{|{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}\text{n}}|}{|{\rm Z}{}_{\text{L}\text{h}\text{n}}|})\cdot {\rm I}{}_{\text{L}\text{h}b\text{n}}$ (8)

式(7)表示了补偿前后负载谐波电流的关系,可以看出补偿后的负载谐波电流是补偿前的(1+Zsh/ZLh)倍,显然补偿后的负载谐波电流大于补偿前的负载谐波电流,也就是说负载谐波电流经过补偿后被放大了,放大程度由电源内阻抗Zsh和负载等效内阻抗ZLh的比值决定。电流源型负载的内阻ZLh相对于电源内阻Zsh比较大,ilh略微比iLhb大一些;而电压源型负载的内阻相对于电源内阻Zsh比较小,iLh远大于iLhb,甚至是后者的几倍。所以,并联有源滤波器适用于补偿电流源型负载而不适用于补偿电压源型负载。当负载为不控整流桥带RL负载时,负载电流在补偿前后放大现象在要补偿的负载谐波较小时并不太明显,随着负载谐波容量的增大,这一现象才引起人们的关注和重视;当负载为不控整流桥带RLC或RC负载时,这一现象比较容易被发现。

4 仿真和实验研究

4.1 仿真及结果分析

采用Matlab/Simulink仿真软件对图1系统进行了仿真。电源线电压为380 V,频率为50 Hz;电源内阻抗为Rs=0.1 Ω,Ls=0.05 mH;负载为三相不控整流桥带RCL负载,RL=1 Ω,LL=0.2 mH,CL=1 mF。仿真时间为0.2 s,在0.1 s时投入有源滤波器来观察有源滤波器投入前后负载谐波电流的变化情况。

图6为系统仿真波形图。图6中的波形由上至下分别为公共连接点电压UPCC,负载电流iL,电源电流is,有源滤波器输出电流ic。在0.1 s时投入有源滤波器,有源滤波器输出相应的谐波电流,电源电流is和公共连接点出的电压UPCC得到了有效的补偿,负载电流iL在投入瞬间增大。表1为并联有源滤波器投入前后系统参数的对照表。并联有源滤波器投入后,电源电流is的THD由投入前的21.11减小至3.03,公共连接点电压UPCC的THD由原来的4.79减小至2.67,可见此有源滤波器具有较好的滤波效果。

表1表明有源滤波器投入后,负载电流的有效值由投入前的380.98 A增大到393.87 A,各次谐波电流也有不同程度的增大。以5次谐波为例,有源滤波器投入后,5次谐波电流由投入前的62.61 A增大到73.49 A,即ILh5=1.17ILhb5。由Matlab测得|Zsh5|=0.101,|ZLh5|=0.623,代入式(8)可以计算出I′Lh5=1.16I′Lhb5,计算值与实验测量值基本吻合,证明了式(7)和式(8)的正确性。

4.2 实验及结果分析

本实验在某厂利用50 kV·A的并联型有源滤波器进行谐波治理的工业现场进行。电网电压为380 V,电网频率为50 Hz,负载为整流桥带卷包机负载。图7为并联型有源滤波器未投入时的实验波形。其中图7a为负载电压在5次时FFT分析;图7b为负载电压和负载电流波形;图7c～图7f为负载电流在5次、7次、11次和13次的FFT分析。图8为并联型有源滤波器投入后对应的实验波形。

由图7和图8对比可以看出,有源滤波器投入后电压总畸变率由原来的7.8%降到了4.5%,其中5次谐波电压从28 V降到了16.3 V。电压波形得到改善,电能质量明显好转。但5次、7次、11次和13次谐波分别上升了1.6 A,1.8 A,0.2 A,0.2 A,负载电流的THD也由原来的23.5%上升到26.8%。此实验再现了待治理网络的负载侧电流谐波含量经补偿后会发生增大这一现象,表明了上文理论分析的合理性。

5 结论

本文通过对有源滤波器补偿前后负载电流的定量分析,发现负载谐波电流在有源滤波器投入后放大的程度由电源内阻抗和负载等效阻抗的比值决定的。对负载谐波电流经过有源滤波器补偿后增大这一现象进行了解释。

参考文献

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负载电流 篇4

随着电力电子设备在电力系统中应用的普及,由其非线性特性带来的谐波问题越来越不容忽视,各种电能质量监测、计量、补偿装置应运而生。非线性负载模拟是对这些装置进行测试的基础。传统的非线性负载模拟装置采用功率电阻、整流桥等无源器件,装置能耗高、调节不灵活,且会加剧电网侧的谐波污染。本文采用2个电压源变换器(VSC)形成背靠背拓扑结构,搭建了一台馈能式非线性负载模拟装置[1],实现了模拟非线性负载的功能,且装置能耗低,调节灵活,对电网谐波污染小。

电流跟踪控制是馈能式非线性负载模拟装置的控制核心。无差拍控制具有开关频率固定、动态响应速度快等优点[2],非常适用于馈能式非线性负载模拟装置的电流跟踪控制。然而,无差拍控制存在2个主要缺点[3]:一是对系统参数敏感;二是数字化实现无差拍控制时,当采样与计算延时同开关周期相比不可忽略时,会使控制误差增大,容易造成系统振荡甚至失稳。因此,研究延时对无差拍控制的影响以及电流预测具有重要意义。

文献[4,5,6]对单相全桥的电流跟踪无差拍控制进行了研究,并设计了相应的电流观测器。其中,文献[4,5]在一个采样周期开始后,计算出在本周期结束时达到指令电流所需的控制信号,是一个开环结构,精度较低;文献[6]考虑了计算延时,分析了四象限情况下一个开关周期内的电流变化情况,通过在开关周期的中间时刻采样获得新变量,对误差进行校正,这种方法在一定程度上提高了系统稳定性,但采样延时导致的控制误差依然存在。

本文对三相VSC的无差拍控制进行了研究。从延时的角度出发,分析了延时阶段的控制量及电流变化,提出了一种对采样反馈电流进行预测的无差拍控制算法,并将其应用于馈能式非线性负载模拟装置,取得了较好的控制效果。

1 馈能式非线性负载模拟装置的结构与电路模型

1.1 馈能式非线性负载模拟装置的结构

馈能式非线性负载模拟装置的结构如图1所示。

装置由负载模拟变换器和能量回馈变换器组成,均采用三相VSC电路结构,并共用直流电容。负载类型设置及控制端可根据所需负载类型产生指令电流i*,负载模拟变换器通过对i*的跟踪控制,使该模拟负载流过电流iharm。将待测试装置接入p点,即可在所需电能环境下完成测试。为实现能量回馈与谐波消除的目的,能量回馈变换器需检测c点与p点间的电流,并计算出指令电流,通过对指令电流的跟踪控制,发出补偿电流ifeed,从而减小网侧电流is的幅值与谐波含量。

1.2 三相VSC电路模型

馈能式非线性负载模拟装置中的负载模拟变换器和能量回馈变换器均采用如图2所示的三相VSC电路结构,建立其电路模型是电流跟踪控制器设计的基础。图中的电力电子开关器件为绝缘栅双极型晶体管(IGBT),由电流跟踪控制器计算出调制信号,采用脉冲宽度调制(PWM)技术得到IGBT的开关信号。

定义单极性二值逻辑开关函数sy(y=a,b,c;下同)为:

$\begin{array}{l}s{}_{\text{a}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_1,\text{V}\text{D}{}_1\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_4,\text{V}\text{D}{}_4\text{导}\text{通}\end{array}\\ s{}_{\text{b}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_3,\text{V}\text{D}{}_3\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_6,\text{V}\text{D}{}_6\text{导}\text{通}\end{array}\\ s{}_{\text{c}}=\{\begin{array}{l}1\text{V}\text{Τ}{}_5‚\text{V}\text{D}{}_5\text{导}\text{通}\\ 0\text{V}\text{Τ}{}_2,\text{V}\text{D}{}_2\text{导}\text{通}\end{array}\end{array}$

以电解电容C的负极N点为参考点,假设电解电容两端电压为Udc,VSC三相交流侧U,V,W三点相对于N点的电位可以用ujN=syUdc(j=U,V,W)来表示,则线电压可用相应的表达式表示,如uUV=saUdc-sbUdc=(sa-sb) Udc。忽略电抗器L的电阻,建立VSC的电路方程如下:

式中:ea,eb,ec为三相电网电压;ia,ib,ic为流入VSC的三相电流。

2 传统电流跟踪无差拍控制算法分析

2.1 理想情况下载波周期内电流跟踪分析

为便于分析延时对数字控制系统造成的影响,首先分析理想情况下的无差拍控制,得到调制信号的计算方法。理想情况下,可认为数字控制系统中不存在延时,即采样周期和载波周期的起始时刻重叠。馈能式非线性负载模拟装置的控制系统设定采样频率和载波频率相等,并且指令电流已知。

在一个载波周期Ts内,定义每相桥臂的占空比为相应的开关函数在该周期内的平均值,写成如下积分形式:

$d{}_y=\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{s}}}{\displaystyle {\int }_t^{t+{\rm T}{}_{\text{s}}}s}{}_y(\tau )\text{d}\tau$ (2)

在一个载波周期内,假定电网电压恒定不变,并以(k+1)Ts时刻电流和kTs时刻电流的差分形式代替电流微分,可将式(1)改写为如下离散形式:

$\{\begin{array}{l}e{}_{\text{a}}^k-e{}_{\text{b}}^k=L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{a}}^k-d{}_{\text{b}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{b}}^k-e{}_{\text{c}}^k=L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{b}}^k-d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{c}}^k-e{}_{\text{a}}^k=L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{c}}^k-d{}_{\text{a}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\end{array}(3)$

式中:每相各变量xy(kTs)均记为x${}_y^k$(k为自然数)。

式(3)中3个方程是线性相关的,不存在唯一解,需寻求其他约束条件,以得到唯一解。

图2中,记三相电源中性点为O,直流侧电容中点为O′,则

式中:ukUO,ukVO,ukWO为VSC三相交流侧输出U,V,W相对于电源中性点O的电位差,因此

ukUO+ukVO+ukWO=0 (5)

将式(4)中各式相加,结合式(5)可得:

$u{}_{{\rm O}{{\rm O}}^{\prime }}^k=\frac{1}{3}(d{}_{\text{a}}^k+d{}_{\text{b}}^k+d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{U{}_{\text{d}\text{c}}}{2}$ (6)

正弦波脉冲宽度调制(SPWM)的控制目标是使OO′的电位差在一个载波周期内的平均值为0[7],因此

dka+dkb+dkc=3×0.5=1.5 (7)

综合式(3)、式(7)得:

$\{\begin{array}{l}e{}_{\text{a}}^k-e{}_{\text{b}}^k=L\frac{i{}_{\text{a}}^{k+1}-i{}_{\text{a}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{a}}^k-d{}_{\text{b}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ e{}_{\text{b}}^k-e{}_{\text{c}}^k=L\frac{i{}_{\text{b}}^{k+1}-i{}_{\text{b}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}+(d{}_{\text{b}}^k-d{}_{\text{c}}^k)U{}_{\text{d}\text{c}}-L\frac{i{}_{\text{c}}^{k+1}-i{}_{\text{c}}^k}{{\rm T}{}_{\text{s}}}\\ d{}_{\text{a}}^k+d{}_{\text{b}}^k+d{}_{\text{c}}^k=1.5\end{array}(8)$

式(8)描述了第k个载波周期内占空比为dka,dkb,dkc时各相电流的变化规律。若将(k+1)Ts时刻的各相电流i${}_y^{k+1}$用(k+1)Ts时刻的指令电流i${}_{\text{r}y}^{k+1}$代替,即可得满足这种电流变化规律所需的占空比dka,dkb,dkc,如下式:

由三角载波峰峰值Vpp和各相占空比d${}_y^k$求得相应的调制信号S${}_{\text{m}y}^k$=dkyVpp-Vpp/2。在该调制信号作用下,第k个载波周期结束时,实际电流i${}_y^{k+1}$=i${}_{\text{r}y}^{k+1}$。

2.2 延时的影响

实际上,控制系统中AD采样转换和调制信号计算均需要时间,因此,采样周期与载波周期的起始时刻并不重叠。图3给出了考虑延时后一个采样周期内调制信号和电流变化的示意图。

由图3可以看出,采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻,记此段时间为T。由于三相的控制方法相同,以下仅以一相为例进行说明,各变量略去下标y。

启动第k个采样周期时,第k个载波周期尚未就绪,上一载波周期的调制信号Sk-1m继续作用时间T;在kTs+T时刻启动第k个载波周期,根据指令电流ik+1r和采样电流ik计算出调制信号Skm,而此时实际电流已在Sk-1m作用下,变化至i(kTs+T),不再是kTs时刻的采样电流ik,再在Skm的作用下,本载波周期结束时,实际电流将不能达到预期的指令值ik+1r。

3 基于采样反馈电流预测的无差拍控制

从上文可知,数字控制的延时问题会对传统无差拍控制带来负面影响,因此需要对其进行优化。采样反馈电流预测是补偿延时的主要方法。根据系统方程,构建采样反馈电流的预测方法,预测下一拍的变量值,装载时刻一到,已生成的调制信号立即输出,从而避免了采样延时与计算延时对控制系统的影响。

传统预测下一拍电流的方法[8]中,状态变量和输出变量均为电流变量,这种方法是开环预测,只有在理想情况下,预测值才有可能等于实际值。由于电流环变量是一维的,并且存在干扰,所以仍然存在电流控制误差。本文采用的是一种调节工作时序的电流预测方法。

如前文所述,数字控制延时导致采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻时间T,造成调制信号的计算不准确。若能预测出时间T内电流的变化量ΔI,从而得到时间T结束时实际反馈电流值,并在时间T内完成AD采样和DSP计算,时间T结束时,就能立即装载已经计算出的准确调制信号Sma,Smb,Smc。

由于是三相三线系统,三相电流的变化量满足:

ΔIa+ΔIb+ΔIc=0 (10)

综合式(3)、式(10),在时间T内三相电流的变化量ΔIa,ΔIb,ΔIc满足:

$\{\begin{array}{l}U{}_{\text{a}\text{b}}=\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}+(d{}_U-d{}_V)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}\\ U{}_{\text{b}\text{c}}=\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}+(d{}_V-d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-\frac{L}{{\rm T}}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}=-\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}-\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}\end{array}(11)$

其中,电网电压、直流电压均是kTs时刻的采样值,占空比为上一载波周期内的数值。

由式(11)可推出:

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}{\rm I}{}_{\text{a}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(2U{}_{\text{a}\text{b}}+U{}_{\text{b}\text{c}})-(2d{}_U-d{}_V-d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}]\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{b}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(d{}_U-2d{}_V+d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-(U{}_{\text{a}\text{b}}-U{}_{\text{b}\text{c}})]\\ \text{Δ}{\rm I}{}_{\text{c}}=\frac{{\rm T}}{3L}[(d{}_U+d{}_V-2d{}_W)U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{a}\text{b}}-2U{}_{\text{b}\text{c}}]\end{array}(12)$

样机实验中,测得DSP的采样与计算延时约为19 μs,即约0.24Ts(开关频率为12.8 kHz),T的选取应大于0.24Ts。在DSP程序中,可以准确定位三角载波的最低点和最高点,所以将采样周期的起始时刻设定为先于载波周期的起始时刻0.5Ts。为区别采样周期与载波周期,采样周期用Ts表示,载波周期用Tc表示,调制信号随载波周期的更迭而调整,其工作原理如图4所示。

以第k个采样周期和载波周期为例,工作时序如下。

1)t=kTs=(k-0.5)Tc时,启动AD转换,得到电网电压、直流电压、反馈电流的采样值。

2)由kTs时刻的采样值、第k-1个载波周期的占空比,根据式(12)进行电流变化量预测,预测完成后修改反馈电流采样值,根据式(9)计算出第k个载波周期的占空比以及调制信号,CPU空载一段时间。

3)t=kTc=(k+0.5)Ts时,进行调制信号装载,开始一个载波周期。

4)在第k个载波周期的中间时刻,即(k+1)Ts时刻,进行下一周期的采样并预测,为第k+1个载波周期服务。

这种预测方法在不增加传感器数量的前提下,利用现有量对电流进行较为准确的预测,取得了良好的控制效果。

4 实验验证

本文搭建了一台380 V/50 A的实验样机,并设计了相应的软硬件控制系统。负载模拟变换器和能量回馈变换器均采用电流跟踪无差拍控制算法,在样机上进行了多种非线性负载的模拟实验。

4.1 传统无差拍控制的实验波形

图5为模拟整流桥大电感负载的实验结果,仅给出a相波形。从图中可看出,负载模拟变换器和能量回馈变换器在电流变化较大处,会产生较大的超调量,即难以跟踪高次谐波电流,并且能量回馈变换器的电流补偿能力较差,VSC跟踪精度较低。

分析实验结果可知,数字控制中的延时会影响无差拍电流跟踪效果:时域波形体现为电流振荡幅度加大,误差增大;频域分析则体现为稳定裕度减小,稳定性降低。

4.2 改进无差拍控制算法的实验波形

在馈能式非线性负载模拟装置样机上,采用基于采样反馈电流预测的电流跟踪无差拍控制算法,对整流桥大电感负载进行模拟,得到实验电流波形如图6所示。

对比图5和图6可知,改进无差拍控制算法后,负载模拟变换器在电流变化较大处无超调,对高次谐波电流的跟踪能力提升,能量回馈变换器的电流补偿精度也提高了。

图5中电流波形正负半周不对称,图6中电流的不对称性降低。对图5和图6中的负载模拟变换器的模拟电流进行快速傅里叶(FFT)分析,结果如图7所示。可以看出,采用无预测的无差拍控制时,电流波形正负半周不对称,是因为出现了指令电流中原本没有的偶次谐波;在对电流进行预测后,基本不存在偶次谐波。由此说明,改进算法提高了控制精度,抑制了数字控制中引入的偶次谐波含量。

5 结语

本文搭建的馈能式非线性负载模拟装置能够灵活模拟各种非线性负载,能耗低,对电网的谐波污染小。三相VSC的电流跟踪控制是其控制核心。通过建立电路模型,对电流跟踪无差拍控制的原理进行分析和实验验证,可得到如下结论。

1)理想情况下,采样周期与载波周期的起始时刻重叠,根据三相VSC的电路模型,由当前时刻的电网电压、直流电压、反馈电流采样值和下一时刻指令电流值,即可计算出该周期调制信号。

2)数字控制的固有延时会导致采样周期的起始时刻先于载波周期的起始时刻,造成调制信号的计算不准确,带来控制误差。

3)通过将采样周期和载波周期的起始时刻错开一定时间,并在此时间内进行反馈电流预测,可以准确计算出下一拍所需的调制信号。

4)基于采样反馈电流预测的无差拍控制算法计算过程简单,不仅提高了馈能式非线性负载模拟装置的电流跟踪精度,还有效提高了时间利用率。这种改进的无差拍控制算法能够广泛应用于电力电子变换器的控制中。

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负载电流 篇5

一、理论依据

(一) 振动原理分析

变压器本体和冷却装置的振动是引起变压器器身振动的主要原因。冷却系统在小于100Hz会引起基本振动。硅钢片的磁致伸缩、硅钢片接缝处和叠片之间由于存在因漏磁而产生电磁吸引力, 电流在绕组间、线饼间、线匝间产生动态电磁力以及油箱壁因漏电而引起的振动是致使本体振动的主要原因。

早前的国内外研究和实验曾表明漏磁引起的铁心振动对变压器本体的振动的影响不显著, 变压器本体振动主要是受铁心和绕组震动的影响。随着铁心叠积方式的改进以及无纬环氧玻璃粘带的采用, 硅钢片接缝处和叠片之间由于存在因漏磁而产生电磁吸引力越来越小, 对铁心振动的程度也越来越弱。由此可以看出, 硅钢片的磁致伸缩是引起铁心振动的关键。

磁致伸缩的大小受外磁场大小和材料温度的影响。正常运行的变压器, 铁心的温度并不会发生太大的变化。当负载变化时, 在变压器的相同分接位置, 激磁电流在铁心中产生的主磁通大小基本相当。因而, 磁致伸缩对铁心振动的影响基本不明显。

磁致伸缩越大, 磁感应越强烈, 电源电流周期是磁致伸缩变化周期的两倍。以两倍的电源频率为基频, 磁致伸缩引起铁心振动。铁心振动频谱中不仅包括基频还有高次谐波成分, 是由不同的沿铁心内框及外框磁通路径长短和铁心磁致伸缩的非线性所导致的。

(二) 故障判断和振动信号取得

铁心在变压器相同的分接位置处, 其振动在空载、负载和负载时的变化大小没有很大差异。负载电流越大, 绕组的振动信号越大。铁心压紧不够会导致硅钢片发生松动。硅钢片自身的重量引起铁心发生弯曲变形, 使硅钢间的缝隙变大, 同时也会使硅钢片接缝处和叠片间的漏磁变大。

(三) 验证负载电流法的有效性

负载电流的大小会影响变压器本体振动加速信号的高次谐波成分;另外, 与材料的特性也密切相关。因而, 从负载电流与本体振动信号的关系中取得铁心的高次谐波成分是不可行的。在等效于电力变压器实际运行中维持调压器的输入电压值稳定的情况下, 可以通过改变变压器高压测所接水电阻的阻值来改变负载电流的大小。

从表1看出, 负载电流I与振动加速度信号基频成分幅值F拟合关系所得的方程式为:F=7.04+12589.82I2。当负载电流为零时, 动加速度信号基频成分幅值为7.04m V。

表2为测量变压器空载运行时, 本体振动加速信号的统计结果。分析得出, 当f=100Hz时, F=7.17m V。与利用负载电流法存在1.8%的误差。因而, 当误差小于1.8%时, 无须空载变压器, 可以通过负载电流与振动加速度信号基频成分的关系方程式便可得出铁心振动信号的基频成分。

二、实际运用

综合上文所述, 通过减小铁心的径向压紧力, 对模拟故障采用负载电流法测量变压器的振动信号。由表3, 拟合得出故障时负载电流与振动加速度信号基频成分幅值间的线性方程式为:Ff=10.3739+12583.75I2f。故障情况下, 负载电流为零时, 振动加速度信号基频成分幅值为10.3739m V。由此可见, 铁心振动加速度信号基频成分幅值比正常时增长了47.36%。

一般而言, 当额定电流小于50%时, 电力变压器的运行状况是不乐观的。考虑负载电流在额定电流超过50%以上的情况, 重新拟合数据, 分析外推求得的空载振动值的影响情况和拟合点的数量及分布, 其研究结果分别为:当铁心运行正常时, F=6.96+12591.82I2;而在故障的情况下, Ff=10.3362+12587.84If2。对比分析采用更多额定电流与采用50%以上额定电流下振动数据, 发现拟合得到的直线方程与外推求得的空载振动值相当。由于噪音和虚假信号的影响较小, 在现场想要运用这种方法准确地外推出空载振动信号的基频成分值, 可以在50%到满负载间均匀地取三个或以上的拟合点。

结语

电压变压器器身振动信号、内部绕组、铁心的状况相互联系, 相互影响。其内容的广泛性及信息的丰富性为开展变压器的振动在线监测工作提供了好的依据。利用负载电流法在没有空载变压器的情况下, 就可以判断出铁心的故障问题, 并有效地提取变压器铁心的振动信号基频成分。

参考文献