负载特性模拟（精选7篇）
负载特性模拟 篇1
0引言
电力电子负载(power electronics load)[1-3]是一种利用变流器模拟特定负载端口电压电流特性从而考核电源性能的负载模拟装置。因其特性灵活、绿色节能,被广泛应用于多种电源的功率考核和性能测试。但目前其模拟对象仅限于电阻、电感等常规负载,多用于直流或正弦波交流电源的老化考核;而不能模拟电机类负载,用于电机供电电源,如软启动器、变频器、微型网络等的性能测试。 这是因为: 1电机是一种高阶、非线性、动态、时变负载,相对于电阻、电感等常规负载,端口电压电流特性非常复杂;2当供电电源为软启动器或变频器时,电机端口电压为交流斩波或脉宽调制(PWM)波,其检测与锁相远复杂于常规电子负载中正弦量,这不仅增加了电机建模计算的难度,给模拟变换器的电流跟踪控制也带来巨大挑战。
本文将实时数字仿真(real-time digital simulation,RTDS)[4-5]技术引入电力电子负载中, 利用RTDS技术进行电机模型实时仿真,求出电机实际接入时的电流状态,并控制功率变换器输出相应端口电流,从而构造出与实际电机具有相同端口电压电流特性的模拟电机,简称为电机模拟器(motor simulator)。鉴于RTDS系统昂贵,采用了将电机模型实时仿真单元嵌入常规微控制器中的方案,利用常规信号处理器进行实时仿真和控制。为在有限计算能力下获得高仿真精度,对电机模型和求解过程进行了优化选择。针对系统中端口电压实时锁相困难问题,建立了两相静止坐标系下五阶数学模型;推导出数值求解的收敛域;对比多种数值计算方法的计算量及计算精度,最终选用两步亚当斯法求解电机模型。仿真和实验结果表明,电机模型实时仿真单元可准确计算出电机各状态量,功率变换器能准确跟踪电流指令,从而模拟出实际电机的端口电压电流特性。相对于由电机及其机械负载构成的交流传动实验平台[6-8],电机模拟器结构简单、 成本低廉,不仅可灵活模拟出各种工况下的电机端口特性,还能灵活修改电机参数、电机类型和机械负载模型,从而全面测试电机供电电源性能。
1电机模拟器的工作原理及其系统结构
1.1电机模拟器工作原理
电机既是电力系统中的主要功率负荷,又是各类电机驱动器的被控对象。在实验室条件下,为测试电机运行对供电网络的影响或电机驱动器在各种电机运行工况下的控制性能,一般采用由电机及其机械负载构成的交流传动试验平台,如图1(a)所示,系统结构复杂、成本高、控制困难、效率低。
实际上,进行电机供电电源测试时不以机电能量转换为目标,而是关注各种工况下的电机端口特性。此时可将电机视为一种电气负载,从而像模拟电阻、电感类负载一样,模拟其端口电压电流特性。 由于电机供电电源通常为电压源,电机模拟的重点就是模拟出相应端口电流,此时从端口看,接入电机模拟器与接入实际电机等效。
电机模拟器实质是一种半实物仿真(hardware in-the-loop,HIL)系统[9],只是常规HIL系统中接入的硬件是控制器而电机模拟系统是将电机供电电源的功率电路及其控制器整体接入,将电机及机械负载采用实时数学模型来表示并利用功率变换器作为接口单元实现“硬件实物”和“数学模型”间的匹配连接。因为回路中电压、电流包含实际功率,故又称为功率型半实物仿真系统(power-level hardware in-the-loop,PHIL),以区别于常规只包含信号级半实物仿真系统(signal-level hardware in-the-loop, SHIL)。
1.2电机模拟器工作原理
基于上述分析,本文以应用最广泛的三相鼠笼电机为对象构造了一套电机模拟系统,如图1(b)所示。系统由变换器及其数字控制系统构成。其中主电路部分包括:1三相电网;2并网变换器;3直流母线;4模拟变换器;5被试电机供电电源。相对于图1(a)所示的电力传动系统,该方案减少了2台同轴电机。
数字控制系统由一块数字控制器TMS320F2812为核心,主要包括功能单元:6电压采样器,对端口电压特别是高频PWM波电压进行滤波采样;7电机模型实时仿真器;8编码器,将仿真计算的转速位置信息编码输出;9模拟侧电流控制器;10并网控制器。
电机模拟器首先利用电压采样单元检测端口电压中有效信息,再利用实时仿真器计算出实际电机在上述端电压作用下时的端口电流状态,然后将上述电流作为模拟变换器的电流指令并控制变换器实际输出上述电流。而并网变换器负责将模拟变换器从被试电机供电电源中吸收的电能回馈电网以实现绿色节能并维持直流母线电压;同时如有需要,还可将转速位置信息编码输出给电机驱动控制器以实现闭环。
其中端电压实时检测是整个电机模拟的起点。 因电机是阻感性负载,其电流对电压响应是低通环节,对高频量具有自然衰减作用,故只需准确提取其低频有效信息。当端电压是正弦波或晶闸管相控波形时,常规采样系统能满足要求;而当端口电压为PWM波时,采用基于时域积分的单周采样法提取其有效量,即利用带复位积分器对端电压进行一定时间内的时域积分,然后再采样其时域平均值,这种方法不仅可准确提取任意波形的时域平均值,而且延时很小。
2电机模型实时仿真
电机模拟器能否模拟出电机端口特性,关键之一是获得待模拟电机在供电电源作用下的端口电流实时状态,这就需要利用实时仿真技术求解电机模型。此过程面临3个问题:1计算收敛性,数值计算过程不能发散;2计算准确性,各电机工况下的计算运行工作点和实际电机一致;3计算可行性,计算量必须在微处理器可承受的范围内。当将电机模型实时仿真单元嵌入在常规微处理器中实现时,由于其计算能力有限,还需执行实时控制,能提供给实时仿真的计算量将更加有限。
2.1实时仿真和实时控制的计算量分析
当将变换器实时控制和模型实时仿真单元集中于单块微处理器时,设仿真步长为h,每步运算执行时间为ts,实时控制周期为T,控制程序最大执行时间为tc。当实时仿真和实时控制独立运行时,在一个控制周期内仿真和控制程序的最大执行时间为:
式中:[]表示向上取整,如[2.5]=3,[2]=2。
为确保控制程序和仿真程序实时执行,必须保证tall≤T,这是系统运行的基本要求。由式(1)可知,数字控制器的实时计算量主要取决于以下几点。
1)实时控制程序的执行时间tc,包括相应的采样、锁相、坐标变换、闭环控制、调制等时间。
2)每步仿真的计算时间ts,与选用的电机数学模型、输入量检测和变换、数值计算方法密切相关。
3)仿真步长h的大小。
为不影响电机模拟的实时性,需合理选择电机模型、数值计算方法和计算步长,以在有限的微处理器计算能力下获得足够的精确。
2.2适于电机模拟系统的电机模型
在负载模拟系统中,电机作为模拟对象,其模型参数必然已知,本文也正是基于这一基本前提。为重点阐述电机模拟的原理及可行性,在建模时采用了忽略磁链饱和或参数变化的简化数学模型;但若要考虑上述因素,只需在建模时采用更精确的数学模型,而这是所有数字仿真技术的共性。
作为供电电源,特别是电机驱动器的负载,电机状态由供电电源控制,端口电压的频率、相位、相序都可能快速、非周期性变化,导致电机模拟系统中锁相可能非常困难。且此时不是以电机的解耦控制为目标,旋转坐标系下电机模型优势不再存在;而αβ 坐标系下不需锁相和旋转坐标变换并可减少仿真单元的计算量。因此本文在αβ坐标系下,选用角速度 ωr、转子磁链ψrα和ψrβ、定子电流isα和isβ为状态变量,得到五阶电机动态数学模型[10]:
式中:np为极对数;J为转动惯量;Lm为定转子互感;Lr为转子电感;Rr为转子电阻;Tr=Lr/Rr,为转子时间常数;Ls为定子电感;Rs为定子电阻;σ=1 -Lm2/(LsLr),为漏磁系数;TL为负载转矩。
可见,电机是以端口电压usα,usβ和负载转矩TL为输入的高阶非线性系统,通过实时检测端口电压和给定负载转矩,就可确定电机的实时状态量。相对于传统同步坐标系下的数学模型,该模型不再需要实时锁相,特别适合于相位信息不一定明晰的电机模拟系统。
2.3电机模型数值计算的稳定性与收敛域
选定电机数学模型后,需利用数值积分方法求解上述微分方程组,以获得电流指令和转速信息,这涉及数值计算方法和步长的选取。如果方法和步长选择不当,即使连续系统稳定收敛,数值计算过程也可能不稳定。
通常数值计算稳定性判据为步长h与特征根λ 的乘积λh位于收敛域内[11]。而式(2)所示电机模型为高阶非线性微分方程组不存在常系数矩阵,不过由于电机机械时间常数远大于电磁时间常数,在电磁计算时可将转速视为常量,即不考虑式(2)中转速方程,得到四阶常系数线性方程组,其系数矩阵为:
系数矩阵A的特征方程为:
其特征根为λ=x+i y,代入式(4)可得其取值范围为:
式中:B=Rs/Ls+Rr/Lr。
根据上述特征根范围可以确定两点:1特征根实部是负数,说明连续域中电机模型是稳定收敛的; 2特征根的取值与电机结构参数和转速密切相关, 但变化范围有限。
由此可以确定特定数值计算方法下的仿真步长收敛范围,如采用欧拉法求解电机模型时要求:
2.4电机模型数值计算的准确性
由式(6)确定的步长能保证数值计算过程收敛却不足以保证结果准确,特别是对式(2)的高阶、强耦合、交流系统而言。如采用最简单的欧拉法,对一台10kW鼠笼机在50 Hz,380V下空载启动过程进行数值计算,分别选用10μs和100μs仿真步长, 得到的计算结果如图2(a)所示。将电机参数代入式(6)可知上述步长均位于收敛域内,但100μs步长下计算出运行点,特别是空载稳态运行点严重偏离实际;即使步长减小到10μs仍存在明显误差。 因此,为确保计算精度必须选用更小步长,这成倍增加了仿真单元计算量,可能导致实时仿真难以实现。
数值积分一般包括微分量计算和积分迭代2个过程,对式(2)所示电机模型而言,电机实时仿真中最消耗计算资源的是微分量计算。在常用数值计算方法中只有亚当斯法和欧拉法每步只执行一次微分量运算,前者仅在迭代时增加少量加法运算但精度却比后者高出一个数量级以上,利用两步亚当斯法求解电机模型时的数值计算公式如下:
式中:Fk表示k时刻的微分量;xk表示k时刻的状态量。
分别选用100μs和10μs步长,利用式(7)对电机空载启动过程进行数值计算得到端口电流Ia如图2(b)所示。可见两步亚当斯法在较大步长下就可准确计算出电机状态,100μs步长下计算精度已足够高,因此更适合于在常规控制器中执行电机模型实时仿真,能在较小计算量下获得高计算精度。
3电机模拟器的仿真验证
本文构造了图3所示电机模拟器控制系统,其中模拟侧电机模型实时仿真和电流闭环控制均是基于αβ坐标系而并网侧基于同步dq坐标系。图中: SVPWM表示空间矢量脉宽调制。
为验证电机模拟方案可行性,按图1(a)所示结构在MATLAB/Simulink中构建了上述系统,采用C_Function模拟数字信号处理器(DSP)中断程序实现电机模型仿真和功率变换器实时控制;同时为检验其模拟准确性,选择Simulink中电力系统模块(power system blockset,PSB)下三相异步电机模块同步仿真并作为基准。
在电机端口电压为108V三相正弦时(频率为50Hz),对其空载启动和突加负载过程进行模拟, 仿真结果如图4所示。从图4(a)和图4(b)中可以看出,在空载启动和负载突加这两种典型工况下,电机模拟器都能准确模拟出电机的端口电流特性。在相同的端电压和机械负载作用下,无论是动态响应过程还是稳态运行点,电机模拟器的端口电流及转速都与PSB中电机模块基本一致,从而使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一样的端口电压电流特性。
4实验验证
在理论分析和仿真研究的基础上,本文研制了一台10kW电机模拟器实验样机。因电机供电电源各式各样,既有三相正弦的电网或逆变电压源,也有PWM波电压的变频器,还可能为晶闸管相控软启动器,本实验采用工频正弦电压源代替。控制系统以一块TMS320F2812为核心,集成了电机模型实时仿真、模拟变换器控制、并网变换器控制、上位机通信等功能,实时仿真单元端口电压由采样单元检测,机械负载转矩由上位机串口通信数字设定。
4.1 DSP中嵌入电机实时仿真单元的实验验证
系统开关频率为9.6kHz,对应控制周期为104μs。在这104μs中断时间内需完成网侧变换器控制、电机模型实时仿真及模拟侧变换器实时控制。为验证控制器TMS320F2812的运算能力是否能够满足系统实时仿真和实时控制的需要,首先测试了整个数字控制系统执行时间,得到各功能单元运行时间如表1所示。由此可知,并网控制程序历时36.2μs而电机实时仿真及模拟控制历时34.4μs,合计70.6μs时间占中断周期的70%。其中执行时间较长的单元为电压、电流AD转换和SVPWM,而嵌入的电机模型实时仿真单元计算时间为4.8μs,仅占据了整个104μs中断时间的4.7%,没有显著增加微处理器的负担。这一方面是因为在程序实现上对计算过程进行优化设计,另一方面也是源于Adams法计算量本身就小。执行时间结果表明,经过合理选择数值计算方法、计算步长、优化程序计算流程,常规控制器DSP完全可以满足整个电机模拟系统的实时仿真和实时控制运算需要。
4.2模拟电机空载启动和负载突加的实验
样机端口接入108V(线电压)的三相正弦电压(频率为50Hz),于t1时刻开启电机模拟功能,进行模拟电机空载启动的实验。样机中电机模型实时仿真和电流控制都基于αβ坐标系,但由于电机暂态过程一般需持续较多基波周期,在此时间段内交变的电压、电流不便于观测分析,为更清晰展示电机模拟的整个过渡过程,将电压和电流量变换到dq坐标系下进行输出。实验系统中,只有端口电压、电流可直接测量,实时仿真所得的转速信息、指令电流和坐标变换后的电压、电流量经DSP的DA口输出。模拟电机空载启动实验波形如图5(a)所示。
从图5(a)可以看出:在电机模拟功能开启之前,虽然端口已有电压,但端口电流很小,几乎可以忽略;在t1时刻投入模拟功能后,端口迅速出现较大启动冲击电流,输入电压也被拉低,电机加速直至升到同步速附近,电流才平滑减小。在同步旋转dq坐标下,按照电网电压d轴定向时,有功电流分量Id和无功电流Iq迅速增加后振荡衰减,其中Id回归至零值而Iq回归至较小负值,与电机的空载运行状态相符。对比图4(a)中电机启动和稳态运行时电流指令和实际端口电流ia的放大波形可知,功率变换器能够实时准确跟踪电机模型实时仿真单元输出的电流指令,仅在稳态电流偏小时才存在着较大的跟踪误差。
对比图5(a)实验与图4(a)仿真的电机启动过程,输入电压基本相同时,样机模拟出的端口电流、 计算转速与仿真中各量的数值和变化趋势都基本一致。但实验中启动过程稍长需350ms,而仿真中仅为300 ms;冲击电流偏小,样机中电流ia最大为8.7A,而仿真中达到10.5A。这是由于实验中供电电源具有较大的内阻抗,从图5(a)中uab和usd, usq波形可以看出,在负载电流较大时端口电压下降明显。
当电机空载启动进入稳态运行时,维持输入电压不变,通过上位机增大机械负载转矩给定值,得到模拟电机机械负载突加时的实验波形,如图5(b)所示。在负载转矩突加时,电机模拟器的端口电流ia平稳增加,转速nr下降,在旋转坐标系下,无功电流iq基本不变,有功电流id缓缓增加。
综合电机空载启动和突加负载两种典型工况, 将电机模拟器样机实验结果与Simulink/PSB中的仿真结果进行对比可知,电机模型实时仿真单元能准确获知电机在端口电压、转矩作用下的实时状态, 功率变换器能准确跟踪实时仿真单元计算出的电流指令,使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一致的端口特性,从而实现了对电机的模拟。
5结论
1)通过实时检测端口输入电压和给定负载转矩,并进行电机模型实时仿真,可以准确计算出待模拟电机在这些输入下的电机各状态量。
2)以电机模型仿真中的端口电流为指令,对功率变换器进行直接电流控制,可准确跟踪电流指令, 从而生成与电机实际接入时一样的端口电流。
3)将电机模型实时仿真单元嵌入以常规微处理器TMS320F2812为核心的数字控制系统中是可行的,其能满足实时仿真和实时控制的要求。
综上所述,利用电力电子负载来模拟电机端口特性的方案可行有效,不仅可用于电力系统动模实验,还能用于各类电机驱动器的性能测试。
摘要：针对电机驱动器的性能测试和功率考核需求,提出一种利用电力电子负载模拟电机端口特性的负载模拟系统,可取代交流传动试验平台用于各类电机供电电源的性能测试。采用实时数字仿真技术获得电机实际接入时的端口电流状态,并控制功率变换器准确跟踪上述电流,使变流器具有与实际电机相同的端口电压电流特性。在电机空载启动和突加机械负载两种典型工况下进行了模拟,仿真和实验结果表明,电机模拟器具有与实际电机一致的端口特性,从而验证了所提方案的有效性。
关键词：电机驱动器测试,电力电子负载,电机模拟器,实时数字仿真
负载特性模拟 篇2
液压驱动相对于传统的电机驱动和气压驱动,具有体积小、输出功率大、响应快、精度高等优势,特别适合足式机器人的高性能要求,可以提高足式机器人对未知、非结构环境的适应能力,使其可应用于野外复杂环境下的探测、运输、救援等领域,是近年来各国机器人领域学者的研究热点[1,2,3]。美国波士顿公司成功研制了液压驱动型四足仿生机器人Big-Dog,Big-Dog出众的运动性能以及其在雪地、沙地、冰面、土地、瓦砾等各种负载接触环境下的适应能力,大大提高其军用和民用价值[4,5]。
该类液压驱动型四足仿生机器人每条腿一般有3~4个主动运动关节,各主动运动关节均由一个高集成性的液压驱动单元驱动[6,7,8]。对于该四足机器人常用的运动控制方法而言,各关节的液压驱动单元可采用高精度的位置控制[9,10],但在足端触地或接触障碍物时,如果继续采用位置控制会产生较大冲击,从而引起四足机器人的不稳定,甚至造成机身及其附带的电子设备的损坏,这时需将四足机器人某些关节的液压驱动单元切换为力伺服控制或者柔顺力控制。四足机器人足端接触的真实环境复杂多变,如何准确地模拟出等效至各液压驱动单元的负载特性,以用于验证液压驱动单元控制方法的有效性和鲁棒性,是需要解决的关键问题之一。
传统的负载力模拟方法及相应的多余力抑制方法主要用于提高已知负载力曲线下的负载模拟精度[11,12],而当面临接触环境参数变化时,如何较为准确地模拟出此时的负载特性,相关的研究成果并不多。多数学者在进行机器人控制研究时,主要的工作是将负载特性等效为典型力加载信号或已知的负载力时程曲线,在此基础上研究机器人液压控制系统的鲁棒性:Xu等[13]将学习控制方法和鲁棒控制方法结合在一起设计了一种新的鲁棒学习控制器,利用鲁棒控制方法保证系统全局渐进稳定、利用学习控制方法消除系统结构不确定的影响,使机器人具有良好的适应能力;Namvar等[14]对机器人控制性能影响最大的环境因素展开研究,在环境地形和刚度不确定的情况下,设计了一种针对环境不确定性的自适应控制器,使机器人能够很好地进行多种环境下的跟踪控制;Irawan等[15]研究了自适应阻抗控制的设计与变刚度调谐方法,该方法对机器人的控制方法设计起到了一定指导作用。而四足机器人在实际工作中足端接触的环境结构具有多样性,不同的环境结构对应着各液压驱动单元的负载特性亦不同。由于环境结构的多变性及复杂性,诸多学者提出将不同的环境结构近似简化为刚度和阻尼系统的参数变化,若能将这种刚度和阻尼参数的动态变化特性作为负载特性进行高精度模拟,可使液压系统的负载特性更加贴近实际工况,在此基础上进行机器人液压系统的控制方法研究及控制有效性验证,将更具针对性及工程实用性。
针对上述存在的问题,本文设计了一种基于液压驱动单元位置控制环的变刚度和变阻尼负载特性模拟方法。首先,建立液压驱动单元位置控制系统数学模型,阐述液压驱动单元性能测试实验平台的原理及组成;其次,将液压驱动单元接触的环境结构等效为一种变刚度和变阻尼负载特性,基于一种典型的负载特性与位置变化量关系式,设计一种变刚度和变阻尼负载特性模拟器;最后通过实验和仿真对比分析,验证变刚度、变阻尼负载特性模拟的可行性。
1 液压驱动单元位置控制系统
1.1 液压驱动单元位置控制系统数学模型
液压驱动单元作为高性能四足仿生机器人各关节的驱动器,是机器人的核心部件之一,主要由小型对称伺服缸、流量伺服阀、力传感器和位移传感器集成,其三维装配图见图1。
采用机理建模的方法,基于液压系统滑阀压力-流量方程、流量连续性方程及伺服缸力平衡方程,可建立液压驱动单元位置控制系统框图见图2。
依据图2,采用MATLAB/Simulink中子模型功能进行封装,建立的液压驱动单元位置控制系统仿真模型如图3所示。
控制系统框图及仿真模型中的主要参数物理意义及初值如表1所示。
1.2 液压驱动单元性能测试实验平台
液压驱动单元动态性能的好坏直接影响着四足机器人整体运动性能,为了更好地研究液压驱动单元的力控制方法和位置控制方法,搭建了专用的液压驱动单元性能测试实验平台,其液压原理示意图见图4。
图4所示的实验系统采用了航空航天、船舶、工程机械等诸多领域广泛应用的电液力模拟器原理[16],由两套相同的液压驱动单元对顶安装。左侧液压驱动单元采用力闭环控制,称为力控系统;右侧液压驱动单元在位置闭环控制的基础上设计变刚度阻尼特性,称为负载特性模拟系统,用于模拟负载特性的动态变化;力控系统和负载特性模拟系统之间通过力传感器刚性连接。液压驱动单元性能测试实验平台实物照片及控制器如图5所示。
2 液压驱动单元变刚度和变阻尼负载特性模拟方法
2.1 负载特性模拟要求
将环境结构特性等效为刚度、阻尼参数可变的负载特性,则图4可等效为图6,即需要使图4右侧液压驱动单元模拟出图6中变刚度和变阻尼的负载特性。
由于力传感器质量、液压缸活塞质量以及油液折合至活塞上的质量均较小,忽略由此产生的惯性力,则以图中力传感器为质心,可建立如下动力学方程:
式中,Bp为活塞及负载黏性阻尼系数;F为力传感器实测力;K为负载刚度;xF为力控系统活塞位移变化。
一般而言,将某一真实的环境结构等效为刚度和阻尼,其刚度和阻尼参数必然是动态变化的,其值的大小通常与位移的压缩量有关,且随着位移压缩量的增大,相应的刚度和阻尼参数增大。以某一种典型环境下的刚度和阻尼参数变化为例,其负载刚度K与位移变化量xF成3次指数关系,其表达式为
式中,K0为负载刚度初始值,N/m;M为负载刚度变化系数。
设定某环境下负载阻尼Bp与位移变化量xF成二次指数关系,其表达式为
式中,为负载阻尼初始值,N·s/m;N为负载阻尼变化系数。
联立式(1)~式(3),将位移变化量xF列为状态变量,则可将式(1)转化为
式(4)表征了变刚度和变阻尼负载特性下力与位移变化量的动力学关系,由此可建立力与位移变化量的传递框图,如图7所示。
2.2 负载特性模拟原理
由图7可知,若要准确地模拟出负载刚度和阻尼特性,当模拟系统受到力F的作用时,其位移应变化xF。在负载特性模拟系统中引入图7的变刚度和变阻尼模型,可得液压驱动单元变刚度和变阻尼负载特性的模拟原理示意图,如图8所示。
图8中,在负载特性模拟时,xF相当于位置修正量给定,而由力F引起的真实变化量为实际位移响应xp与位移给定xr之差,因此,变刚度阻尼模型的形变量输入应为xp-xr。该负载特性模拟系统对应的部分参数值如表2所示。
2.3 负载特性模拟控制器设计
在图3液压驱动单元位置控制系统仿真模型的基础上,结合图7和图8搭建负载特性模拟系统的仿真模型,如图9所示。
在实验过程中,搭建负载特性模拟系统的控制界面如图10所示。为消减两液压驱动单元固连的多余力,在控制中引入了参数自整定的多余力抑制方法。
为验证本文设计方法在刚度、阻尼参数同时变化时的有效性,并使验证结果更清晰且更具说服力,在后续分析中先进行单因素分析,即先分别分析刚度模拟和阻尼模拟的模拟效果,再分析整体模拟效果。由于本文模拟的刚度和阻尼值均为液压驱动单元输出位移的函数,而刚度和阻尼值又无法直接测得,因此刚度和阻尼的理论计算值和实际模拟值均需通过相应的数据处理求得。对于刚度而言,其理论计算值应满足式(2),而其实际模拟值反映的是液压驱动单元在受力时抵抗变形的能力,需用实测负载力F除以实际变化量xp-xr计算得出,通过理论计算值和实际模拟值的对比,可获得刚度模拟效果。对于阻尼而言,其理论计算值应满足式(3),而由于液压驱动单元的行程很小,单独测量阻尼易导致系统失速,且实际的接触环境产生的负载力一般以刚性力为主,不会存在单纯阻尼负载的情况,因此,阻尼模拟的仿真和实验是在刚度K=1MN/m条件下完成的,通过位移变化量的变化速率间接观察阻尼模拟的有效性。
3 液压驱动单元负载特性模拟效果
3.1 斜坡加载下变刚度模拟效果
将初始值为500N、终值为1500N、斜坡斜率分别为1000N/s和2000N/s的斜坡负载力施加至负载特性模拟系统,负载特性模拟系统的位移响应曲线、理论计算刚度和仿真模拟刚度对比曲线如图11所示。由图11分析可知,位移响应实验曲线、刚度实验曲线的变化趋势与仿真结果相同。其位移变化量均与仿真值相差0.2mm左右,实验模拟的斜率与仿真结果相差不大;两组理论计算刚度与实验模拟刚度终值相差最大值为0.007MN/m,最小值为0.002MN/m,在跟踪过程中理论计算刚度与实际模拟刚度最大误差分别为0.1MN/m、0.142MN/m,可见该刚度模拟方法对斜坡加载是可行的且具有一定的模拟精度。
通过仿真和实验曲线也可以发现如下问题:①理论计算刚度滞后于实际模拟刚度,这是由于两者的计算方法不同,由式(2)可知,理论计算刚度是位移变化量的函数,而实际模拟刚度是力传感器实测加载力和位移变化量的函数,由于位移变化是由加载力引起的,因此位移变化量滞后于加载力,这是导致理论计算刚度值滞后于实际模拟刚度值的主要原因;②随着加载频率的增大,理论计算刚度逐渐变小,而实际模拟刚度逐渐增大,这是由于实际的检测位移变化存在一定滞后性,加载频率越大,滞后越明显,理论计算刚度与位移变化量成三次指数关系,而实际模拟刚度则与位移成倒数关系。
3.2 阶跃加载下变阻尼模拟效果
将幅值F=500N、1000N和1500N的阶跃加载力施加给负载特性模拟系统,负载特性模拟系统的位移响应仿真曲线和理论计算阻尼曲线与定阻尼的位移响应仿真曲线进行对比,结果如图12~图14所示,其对应的实验曲线如图15~图17所示。
由图12~图14可以看出,在定刚度条件下,随着负载力幅值的增大,负载特性模拟系统的位移响应速度变慢,达到稳态所需的时间变长,分别为273ms、380ms和533ms,与其对应的定阻尼达到稳态所需时间分别为260 ms、284 ms和298ms,且当负载力越大时变阻尼作用效果越明显。
由图12~图17对比分析可知,位移响应实验曲线与仿真结果相同。在定刚度条件下,负载力幅值越大,变阻尼效果越明显,且阻尼的增大阻碍了液压驱动单元位移响应的快速性,验证了变阻尼的模拟效果。
3.3 典型加载下变刚度和变阻尼模拟效果
对负载特性模拟系统施加如图18a所示的斜坡阶跃负载力,并通过力传感器检测实际负载力曲线如图18b所示,负载特性模拟系统的位移响应仿真曲线和实验曲线如图19所示。
由图19可以看出,在斜坡阶跃加载力作用下负载特性模拟系统位移曲线在第一阶段从重合到逐渐分离,达到稳态的时间分别为531ms和1077ms,响应时间有差异是由于两者的负载刚度和阻尼不同;第二阶段稳定在不同位置,其位移形变量分别为0.72mm和0.95mm,位移形变量存在差异是由于两者的负载刚度不同;第三阶段阶跃力瞬间撤去,变刚度变阻尼和定刚度定阻尼位移仿真曲线变化趋势一致,实验曲线有细微差别。在斜坡阶跃加载力作用下,变刚度和变阻尼模拟同时起了作用。
4 结论
(1)斜坡加载力下的负载刚度模拟效果表明:该变刚度的模拟方法模拟出了负载刚度特性的变化,且实验效果和仿真效果相近,变刚度的模拟方法是可行的。给出了理论计算刚度与实际模拟刚度产生差异的原因。
(2)阶跃加载力下的负载阻尼模拟效果表明:变阻尼下的位移响应曲线均滞后于定阻尼的位移响应曲线,可见变阻尼的模拟方法起到了阻碍液压驱动单元位移响应快速性的作用。
(3)斜坡阶跃加载力下的变刚度变阻尼负载特性模拟效果表明:即使刚度和阻尼参数与加载力产生的形变量同时成非线性的函数关系,设计的模拟方法仍能够较好地模拟刚度和阻尼参数的动态变化,且具有较高的模拟精度。
摘要：基于机理建模方法建立了液压驱动单元位置控制系统数学模型,针对不同环境结构下负载刚度和负载阻尼的动态变化特性,把位置控制环作为控制器内环,推导了一种变刚度和变阻尼负载特性的模拟方法。建立了负载特性模拟方法的仿真模型,并在液压驱动单元性能测试平台上进行了模拟方法的实验测试,研究了斜坡阶跃负载力和正弦负载力下变刚度和变阻尼负载特性的模拟效果。研究结果表明:设计的模拟方法能够较好地模拟环境刚度参数变化、阻尼参数变化,以及刚度参数和阻尼参数同时变化时的负载特性。
生产机械的负载转矩特性分析 篇3
电力拖动系统的运动方程式中包括了电动机的电磁转矩T、生产机械的负载转矩TL与转速n之间的关系,定量的描述了拖动系统的运动规律。但是,要对运动方程式求解,首先必须知道电动机的机械特性和负载特性。负载转矩特性是指生产机械工作机构的转矩与转速之间的函数关系,即。不同的生产机械其负载转矩特性也不相同,本文主要对几种典型的负载转矩特性进行说明。
1 恒转矩负载特性
负载转矩TL的大小为一恒定值,与转速n无关,这种特性称为恒转矩负载特性。恒转矩负载的特点是无论转速n如何变化,负载转矩都保持恒值。根据转矩负载的方向是否与转向有关,恒转矩负载又分为反抗性负载和位能性负载两种。
1.1 反抗性恒转矩负载特性
反抗性恒转矩负载转矩是由摩擦阻力产生的转矩,因此是阻碍运动的制动性质转矩。它的特点是不管生产机械的运动方向如何,其作用方向总是与旋转方向相反,而绝对值的大小则是不变的。属于这一类的生产机械有起重机的行走机构、皮带运输机和轧钢机等。
从反抗性恒转矩负载的性质可知,当n>0时, TL>0( 常数 ) ; n<0时, TL<0( 也是常数 ),且TL的绝对值相等,因此,在n、TL直角坐标系中,反抗性恒转矩负载特性是位于第一或第三象限且与纵轴相平行的直线,如图1所示。
1.2 位能性恒转矩负载特性
位能性恒转矩负载的转矩是由重力作用产生的。其特点是工作机构的转矩绝对值大小恒定不变,而且作用方向也保持不变。当n>0时,TL>0,TL是阻碍运动的制动转矩 ; n<0时,TL<0,TL成为帮助运动的拖动转矩了。在n、TL坐标系中,位能性恒转矩负载特性是穿过第一、四象限的直线,如图2所示。
起重机的提升机构、矿井卷扬机等生产机械都具有位能性恒转矩负载特性。对于起重机的提升机构或是矿井卷扬机来说,无论是提升或下放重物,重力作用始终不变。在提升时,重力作用与运动方向相反,它是阻碍运动的 ;在下放时,重力方向与运动方向相同变为促进运动的驱动转矩。如图2所示。
2 恒功率负载转矩特性
恒功率负载的特点是负载的功率为一恒定值,即常数,也就是时,负载转矩减小 ;转矩降低时,负载转矩增大,负载功率不变。恒功率负载特性是一条双曲线,如图3所示。
某些生产机械,例如车床,在粗加工时,切削量大,切削阻力大,负载转矩大,用低速切削 ;在精加工时,切削量小,切削阻力小,往往用高速切削。负载功率恒定。应当指出,所谓恒功率负载是指一种工艺要求,例如车床在加工零件时,根据切削量不同,选用不同的转速,以使切削功率保持不变,对这种工艺要求,体现为负载的转速与转矩之积为常数,即恒功率负载特性,但是在进行每次切削时,切削量都保持不变,因而切削转矩为常数,为恒转矩负载特性。
3 风机、泵类负载转矩特性
鼓风机、水泵、输油泵等流体机械,其转矩与转速的二次方成正比,即TL8n2。这类生产机械只能单方向旋转,其负载转矩特性如图4所示。
4 结语
以上三类负载转矩特性都是很典型的,实际负载可能是一种类型,也可能是几种类型的
综合。例如高炉卷扬机,当料车沿着倾斜的轨道向炉顶送料时就兼有位能和反抗性两类恒转矩负载特性。
摘要：电力拖动系统的运动方程式中包括了电动机的电磁转矩、生产机械的负载转矩与转速之间的关系,定量的描述了拖动系统的运动规律。但是,要对运动方程式求解,首先必须知道电动机的机械特性和负载特性。负载转矩特性是指生产机械工作机构的转矩与转速之间的函数关系,即。不同的生产机械其负载转矩特性也不相同,本文主要对几种典型的负载转矩特性进行了分析和介绍。
阻性负载下低压故障电弧特性分析 篇4
随着社会的进步和人民生活水平的提高,居民用电负荷在不断增加,因此用电安全,特别是由于电弧故障而引起的火灾越来越受到关注[1]。 电弧故障断路器AFCI(Arc Fault Circuit-Interrupter)可及时检测到线路中的故障电弧,并在较短的时间内快速切断故障线路,防范因电弧故障而引起的火灾[2]。
故障电弧是2个电势不相等的导体相互接近而引起的,伴随着发声、发光、发热的空气电离现象[3,4,5,6]串联故障电弧是指故障电弧与原线路负载呈串联关系存在。 持续燃烧的串联故障电弧可等效为与原线路负载串联的近似阻性负载,因此发生串联故障时线路电流值受到线路负载的限制,小于正常情况下的线路电流[3,4,5,6,7]。 由于电弧燃烧产生的高温使金属触点融化、挥发,同时被电离的空气不断变化,因此电弧的传导路径及阻抗值均在不断变化之中,这使得故障电弧的持续燃烧存在随机性,发生串联故障电弧时的线路电流变化也存在随机性。
由于阻性负载在常用电器中占很大比例,且串联电弧不容易被检测到[3,6,8,9,10],因此对阻性负载情况下的串联电弧进行分析很有必要。 目前大部分文献仅给出了串联故障电弧电流的时域特征:当线路中发生串联故障电弧时,电流的幅值减小;由于串联电弧的熄灭和重燃特性,每个周期都会出现一段电流瞬时值等于0的时间(称为“平肩部”或“零休”)[11];同时串联电弧状态下的电流上升率也与正常电流有所不同;一个周期内的电流正负半周波形也不再对称文献[12]指出,发生串联故障电弧时电流中的各次谐波因数也会发生变化[13]。 但是以上文献并没有分析线路中的负载对这些特征的影响,专门针对阻性负载进行串联故障电弧分析的文献也较少[14,15]。
本文通过搭建串联电弧检测试验平台,采集不同功率时正常和故障状态下的电流数据,并分别从时域和频域角度,对线路电流进行详细的分析对比探明负载大小对串联故障电弧的电流特征的影响为串联故障电弧的检测提供了可靠的依据。
1试验理论与设备
串联电弧示意图如图1所示。
1.1时域指标计算
a. 零休时间 。
由于串联电弧的熄灭和重燃特性,每个周期都会出现一段电流瞬时值等于0的时间,这一现象称为“平肩部”或“零休”。 统计零休时间的方法:将采样数据按周期进行分组,每组中电流瞬时值的绝对值在设定值以下时判断为电流零休,统计每个周期内零休的总时长即为该周期电流的零休时间。
b. 上升速率。
将一个周期内的离散数据中相邻2个值作差取其中的最大值和最小值表征电流的上升速率。
c. 电流平均值。
电流信号为离散数据时,设每周期采样点数为N,则电流平均值的计算公式为:
其中,ik为采样点k的电流信号。
d. 电流有效值。
离散数据下的电流有效值计算公式为[16]:
1.2频域指标计算
1.2.1快速傅里叶变换
通过对采样信号进行傅 里叶变换FT(Fourier Transform),可以从频域角度分析信号特性[17]。 在计算机中,由于采集的数据是离散的,因此常采用离散傅里叶 变换DFT(Discrete Fourier Transform)求解信号频谱,其缺点是采集的数据长度越大则应用DFT算法的计算量也越大[18]。
快速傅里叶变换FFT(Fast Fourier Transform) 是DFT的一种快速算法,运算时间一般可缩短一二个数量级。 每个周期的采样信号为一个长度为N的有限长度序列x(n),对x(n)进行FFT,得到表示各谐波分量大小和相位的序列dj( j=1,2,… ,N),dj为复数[19]。 因为DFT的共轭对称性,保留1~N / 2 - 1次谐波分量系数d′j( j=1,2,…,N / 2 - 1),然后对d′j求模,得到表征各谐波分量权重的序列Dj′( j = 1,2,… , N / 2 - 1),其中基波的权重为D′1。
1.2.2谐波因数
第h次谐波因数HF(Harmonic Factor)定义为第h次谐波分量有效值与基波分量有效值之比,即:
其中,Uh为第h次谐波分量有效值;U1为基波分量有效值。 谐波因数常用于衡量电压波形质量。 本试验选取的电流信号谐波特征向量P如下所示:
将选取的谐波特征向量经过归一化处理后,pj( j = 1,2,… ,N / 2 - 1)即为电流各次谐波分量的谐波因数,它反映了信号各个谐波分量相对于基波的能量权重[20]。
1.3试验平台搭建
目前还没有一种串联电弧数学模型可以精确地仿真各种工作状况下的串联电弧波形,用软件进行模拟得出的串联电弧波形带有一定的误差[21]。 为最大限度地模拟真实情况,减小误差,且实现对串联电弧电流的多次采集,便于分析比较,本文依照UL1699标准[22],搭建了如图2所示的串联故障电弧的实物试验平台[23],其包括开关、电弧发生器、负载、采样装置和示波器等设备。
电弧发生器用于产生持续燃烧的电弧,其结构如图3所示。 它由固定电极和移动电极组成,2个电极中必须有1个的末端是尖锐的,电极相互接触时电路完全闭合。 本试验平台中的固定电极由表面平坦的石墨棒制成,移动电极由一端尖锐的铜棒制成固定电极与移动电极分别与对应的接线柱相连。 调节旋钮与螺杆相连,螺杆的另一端与移动电极相接触,通过转动调节旋钮即可横向调节移动电极,使其接近或远离固定电极,从而改变移动电极与固定电极之间的距离,产生电弧。
1 — 接线柱 ( 接电源 ), 2 — 接线柱 ( 接负载 ), 3 — 调节螺丝 4 — 固定电极 , 5 — 移动电极 , 6 — 弹簧 ,7 — 螺杆 , 8 — 调节旋钮
2试验与结果分析
2.1试验方法
在试验平台上,通过调节移动电极与固定电极之间的距离来产生串联故障电弧,通过示波器分别采集正常和故障状态下电流波形与相关数据。 由于串联电弧产生时存在较大随机性,且考虑到线路电流的大小有可能会对串联电弧的特性造成影响,因此分析时将分别采用功率为800 W和4 000 W的负载进行试验,并分多次采集记录2种状态下的电流波形。
2.2时域对比
采集连续50个周期的电流数据,并按照上文提出的时域指标计算方法进行处理。 由于电弧燃烧具有随机性的特点,且为了更好地体现各时域指标的波动性,本文对连续多个周期的时域指标进行统计得出各时域指标的变化范围。 以连续50个周期的各时域指标为样本,计算各指标的样本方差,称为波动率。 当连续多个周期的某一时域指标比较分散 (即数据波动较大)时,该时域指标的方差即波动率就较大;当该时域指标数据分布比较集中时,该时域指标的波动率较小。 因此波动率越大,表明该时域指标的波动越剧烈;波动率越小,表明该时域指标的波动就越小。 计算及统计结果如表1所示。
由表1可以看出,当线路处于正常状态时,除零休时间外,各时域指标的波动率普遍较小,即各指标的分布较为集中,波动范围很小;负载功率不变时除零休时间外,其他时域指标在故障状态下的波动程度较正常状态下的波动程度更大。 同时还可以看出,无论线路处于正常状态还是故障状态,各时域指标在相同线路状态下的波动范围随着负载功率的增加而增大;负载功率较小时各指标在正常和故障2种状态下的波动范围相差很小(如电流有效值),甚至有相互重合的部分(如电流平均值)。
通过上述分析可以得出,串联故障电弧电流时域特征的变化不仅会受到线路状态的影响,还会受到线路中负载功率的影响,某些时域指标在负载功率较小时不适合作为判定串联故障电弧的可靠依据。 当采用以上几种时域特征编制串联故障电弧检测算法时,线路中的负载功率将对算法有很大影响, 很可能会导致算法检测时间不稳定,甚至使算法误判和失效。
2.3频域分析
将采集的电流数据利用上文提到的频域指标方法进行计算,可得到电流的各次谐波因数。 考虑到串联电弧的随机性特点,对谐波因数进行统计。 图4为负载功率分别为800 W和4 000 W情况下,正常和发生串联故障电弧时30次以内的谐波因数对比表2为不同负载情况下正常和故障状态时10次以内谐波因数变化情况统计。 由图4和表2可以看出在10次以内的谐波中,正常状态下,2、4、6、8等偶次谐波因数较小,而3、5、7等奇次谐波因数较大。 发生串联故障电弧时,高次谐波的成分总体变化较大,其中奇次谐波成分较偶次谐波成分变化程度小,并且随着线路电流的增大,偶次谐波因数较奇次谐波因数有更明显的增加。
2.3.1奇次谐波变化对比
图5(a)为负载功率为800 W时3、5、7、9等奇次谐波因数在正常和发生串联故障电弧状态下的对比,串联故障电弧在第10个周期之后产生。 由该图可以看出,正常情况下,3次和9次谐波因数较高,5次和7次谐波因数较低,且各奇次谐波因数基本保持恒定,波动范围很小;而在故障状态下,各奇次谐波因数均有所上升,且随着电弧的持续燃烧,奇次谐波因数变化剧烈,其变化剧烈程度按3、5、7、9次顺序减弱。
图5(b)为负载功率为4000 W时各奇次谐波因数在正常和串联故障电弧状态下的对比,由该图可以看出,在线路电流较大时,各奇次谐波因数变化规律与800 W时相似,其波动范围有所增加。
2.3.2偶次谐波变化对比
图6(a)为负载功率为800 W时,2、4、6、8、10等偶次谐波因数在正常和串联故障电弧状态下的对比,串联故障电弧在第10个周期之后产生。 由该图可以看出,正常状态下,各偶次谐波因数均维持在较低水平,基本保持恒定,波动范围较小,这是因为线路电流为正弦波,每个周期内正负半周的波形对称; 而在故障状态下,由于电流波形不再对称,各偶次谐波因数均有所上升,且随着电弧的持续燃烧,偶次谐波因数有较为剧烈的变化,其变化剧烈程度按2、4、 6、8、10次顺序减弱。
图6(b)为负载功率为4 000 W时,偶次谐波因数在正常和串联故障电弧状态下的对比,由该图可以看出,当线路负载增大时,正常状态下各偶次谐波因数变化规律与负载功率为800 W时相似,其中2、4次谐波因数波动范围变大,10次谐波因数波动范围变小,6、8次谐波因数波动范围基本不变;由于此时的电流波形不对称程度加剧,故障状态下的偶次谐波因数的变化也更加剧烈,其变化剧烈程度按2、6、4 8、10次顺序减弱。
通过对表2的分析可以看出,正常状态下,2种负载下的各偶次谐波因数的波动范围大致相同。 而故障状态下,除10次谐波外,大功率负载情况下各次谐波因数波动的上下限值较低负载情况下有所上升,且各次谐波因数的变化范围均有所扩大,轻、重负载情况下的波动范围均有重合部分。
2.4统计结果分析
对比表1和表2可以发现,当线路状态相同时2种功率下的电流时域指标波动率相差至少一个数量级,时域指标在大电流情况下波动更加剧烈,电流的时域指标受负载功率影响较大;而2种功率下的大部分谐波因数的波动率相差较小,基本处于同一数量级,谐波因数的波动程度相似,这表明电流的谐波因数受负载功率影响相对较小。
但表2同时表明,大部分的谐波因数在正常状态下的变化范围上限值和故障状态下的变化范围下限值之间并没有较为明显的界线,因此谐波因数的大小也并不能作为充分判别串联故障电弧存在的依据。
从上文分析中还可以看出,发生串联故障电弧之后的高次谐波因数均会发生较大范围的波动,线路电流在发生串联故障电弧时奇次谐波中的3、5次谐波因数,偶次谐波中的2、4、6次谐波因数变化明显。 综合以上分析可以得出,选取2~6次谐波因数及其变化率作为判定串联故障电弧的标准较为合理,当这几次谐波因数中有若干次发生剧烈波动时,即可判定线路中存在串联故障电弧。
3结论
负载特性模拟 篇5
1. 工作原理
力士乐A11VODRS型负载敏感变量泵控制原理如图1所示,其主要由变量泵1、负载敏感阀2、压力切断阀3、变量活塞4和节流阀5等组成。变量泵1是一种压差控制型负载敏感流量调节泵,通过改变可变节流阀5节流口的开度,从而改变可变节流阀5进、出口的压差,可控制变量泵1的流量。
在负载压力恒定时,将可变节流阀5的节流口开度增大(进、出口压差降低),将使变量泵1出口压力P降低。此时负载敏感阀2两端力的平衡被打破,即作用在负载敏感阀2上负载敏感压力PL与弹簧弹力之和大于泵出口压力P,负载敏感阀2工作于右位,变量活塞4的负载敏感腔(右腔)的油液通过负载敏感阀2流出,变量泵1的排量增大。直到作用在负载敏感阀2两端的力(即负载敏感压力PL和弹簧力之和与变量泵1出口压力P)平衡为止,负载敏感活塞4才停止动作,反之亦然。
1.变量泵2.负载敏感阀3.压力切断阀4.变量活塞5.可变节流阀
在变量泵1出口压力P超过其设定值时,压力切断阀3工作于左位,变量泵1输出的流量降到最小值。
工程机械液压系统中,设计人员常将可变节流阀替换成操纵工作装置的换向阀。通过改变换向阀的开度,调节负载敏感变量泵输出的流量,即可调节工作装置的作业速度。
2. 动态特性分析
采用IMAGINE公司开发的AMESim软件,可对负载敏感变量泵进行定量的动态分析。具体方法如下:首先,将力士乐A11 VODRS型负载敏感变量泵的结构参数输入AMESim软件;其次,将变量泵排量设为40mL/r,原动机转速设为1900r/min,可变节流阀阀口最大直径设为6mm;最后,根据这些参数建立泵的仿真模型,进行仿真分析。
仿真分析设计2种工况:一是负载压力变化工况,二是阀口开度变化工况。第一种工况是将可变节流阀阀口开度固定,将负载压力逐渐增加,以模拟工程机械的工作装置作业受阻时的工况。第二种工况是负载压力不变,改变节流阀阀口开度,以模拟工程机械的换向阀逐渐打开和逐渐关闭的工况。
(1)负载压力变化工况
将可变节流阀阀口开度设为最大,其仿真设定如下:在0～5s时,负载压力信号从0增大至21.0MPa,并保持1s不变;在6s时刻,负载压力增大至22.5MPa,并保持1s;在7～9s时,负载压力信号从22.5MPa增大至28.5 MPa,然后保持1s。
负载压力与变量泵出口压力变化的仿真结果如图2所示,图中实线为负载压力,虚线为变量泵出口压力。从图2可以看出,可变节流阀阀口前、后的压差开始时有个调整过程,在负载压力突变时稍有波动,在负载压力连续变化的整个过程中,压差基本恒定为2.1MPa。在7～9s时,由于压力切断阀的切断作用,压力并没有上升至28.5 MPa,而是保持在27.5 MPa。
图3为变量泵出口的流量曲线和负载流量曲线对比图。图3中实线为变量泵的输出流量,虚线为负载流量。从该图中可以看出,变量泵初始位置排量最大,随着原动机的启动,变量泵的排量迅速减小,逐渐与负载流量相匹配。在负载压力的变化过程中,变量泵输出的流量保持恒定。在6s时刻,由于负载压力突然增大,负载流量迅速减小,然后迅速恢复。在7.95s时刻,由于变量泵的出口压力达到了压力切断阀的设定压力,变量泵的输出流量迅速减小直至为零。泵的输出流量之所以一直略大于负载流量,主要是因为泵要提供变量机构控制用油。
(2)阀口开度变化工况
设定开始0～1s内,可变节流阀阀口在20%的开度维持不变。在1～5s阶段,可变节流阀阀口开度从20%均匀增大至80%。在5s时刻,可变节流阀阀口开度突然变至最大,并维持1s。6～9s阶段,可变节流阀阀口开度均匀减小至完全关闭。9～10s阶段,可变节流阀阀口保持关闭状态。
可变节流阀进、出口压差变化的仿真结果如图4a所示。从图中可以看出,开始时由于变量泵调节排量,压差产生一定波动。在5～6s内,压差出现了微小的下降,在9～10s阶段,可变节流阀阀口关闭时,变量泵仍旧维持一定的压力,这就是所谓的“低压待命状态”。从总体看:在可变节流阀阀口开度变化的过程中,可变节流阀进、出口压差基本恒定,压差约为2MPa。
变量泵流量变化的仿真结果如图4b所示。从图中可以看出,在开始时为适应负载需求,变量泵的排量急剧减小。在5～6s内,变量泵的流量达到了最大值。在9～10s阶段,可变节流阀阀口关闭时,变量泵仍有一定的微小流量,即维持“低压待命状态”下的流量。从总体看:变量泵输出的流量随阀口开度的变化而变化。
3. 结论
负载特性模拟 篇6
传统LC式无功过补不可避免
传统的滤波装置采用LC式无源滤波器, 其基本原理是利用电容、电抗组成的串联谐振回路, 将滤波器的谐振次数设定为需要滤除的谐波次数。对于需要滤除的谐波电流, 滤波器呈现出低阻抗通道, 使之大部分流入滤波器, 很少流入电网, 从而达到滤波目的。但此类的传统无源滤波器存在一些明显缺陷。在利用电容、电抗组成串联谐振回路, 吸收谐波的同时, 电容器必向系统输出大量的无功补偿容量。若在自然功率因数较高的场合, 采用这种滤波器将不可避免出现无功过补的问题, 所导致的直接后果将是, 滤波器要么不能正常投运, 起不到滤波效果;要么就是投运后因过补而抬高母线电压, 危害其它用电设备的安全运行。并且其滤波特性受电网阻抗和运行状态的影响, 滤波效果不稳定, 容易和系统发生并联谐振, 使电源端的阻抗和无源滤波器产生谐振, 导致某些谐波放大, 而滤波支路过载时, 容易出现无法正常运行的现象。因一条LC支路只能滤除一种频率的谐波, 若现场谐波成分复杂, 就需添加多个滤波支路, 这既增加了设备占地面积, 又提高了项目投资费用。
10k V中压补偿特点显著
鉴于通信负荷的特点及传统补偿的不足, 新型有效、安全可靠的补偿技术应运而生。如当通信局 (站) 市电引入容量达到15MVA (15000kVA) 及以上时, 应在开闭所 (通常叫做开关站) 设置中压动态补偿, 可将功率因数由0.8补偿到0.9, 这样既可以达到满意效果又可以节省投资。
作为中压补偿装置应具备如下技术特点:采用大功率IGBT管组成三相逆变器, 既补偿感性负荷, 又补偿容性负荷, 并可动态双向连续调节无功功率。整套装置可实现大容量和无级补偿, 无功容量在保证连续调节与平滑输出的同时, 又克服了电容器分组分级投切的缺陷。装置在补偿容量足够的情况下可实现趋近为1的功率因数, 能根据负荷无功功率的大小及功率因数的实际运行水平自动投切, 动态补偿无功功率, 并且响应速度应小于10ms, 调节速度快, 动态特性好。而控制系统选用DSP芯片, 可快速鉴相和直接控制SVG交流侧输出电流的相位。采用优化特定消谐技术, 能输出优质正弦电压和电流, 及采用电流间接控制和基于自适应、自校正非线性PID调节算法, 以满足装置对稳定性的要求。还要求具有专门转理外挂键盘输入、数据显示查询与上位机通讯的功能。选用高清晰荧光显示屏, 可显示和记录系统运行参数、运行参数, 可与上位机进行联网和通讯。并且不产生谐波, 不用考虑与系统发生谐振的可能性, 在使用现场谐波复杂的情况下, 设备仍可安全正常运行。还能就地补偿、稳定系统电压、抑制电压闪变, 改善电能质量。自身功耗低, 发热量小, 节能效果明显。可以多台并联使用, 整体结构设计合理, 符合相关行业标准。保护措施齐全, 自动化程度高, 能在外部故障或停电时自动退出工作, 送电后能自动恢复运行, 整套设备设有过压、欠压、过流等保护。
ASVG、TSVG技术解决0.4k V补偿难题
近年, 我国在消谐动态补偿领域技术长足进步, 处于前沿领先地位, 并且各大院校研发成果也十分卓著。其中以ASVG及TSVG技术的研发与应用尤为突出。
ASVG动态无功功率发生电源是一种新型可连续调节的双向补偿电源。通过系统电压US和ASVG输出电压U进行大小比较, 来提供感性无功或者容性无功功率。该装置主电路采用IGBT的智能模块构成电压型逆变器。装置与系统锁定相位, 并采用优化特定消谐技术, 输出优质的正弦电压和电流。还具有专门处理外挂键盘输入、数据显示查询及与上位机通信功能。在装置的控制策略上, 采用电流间接控制和基于自适应的自校正非线性PID调节法, 以满足装置稳定性的要求。该技术无需电容和电感来产生无功功率, 通过整流和逆变来实现双向动态无功功率的连续调节, 可实现功率因数全程近于1, 同时有节能、稳压和增容的作用, 既提高电网的稳定性, 又抑制系统振荡。并且具有产品体积小, 成本低, 响应速度快的特点。
TSVG动态无功功率发生电源可以实现补偿和消谐的双重功能, 采用大功率IGBT组成的逆变器进行容性、感性无功功率双向连续调节, 可实现功率因数全程接近于1。其控制系统采用美国西屋技术, 能实现ASVG与TSC有机结合, 形成大容量、连续型无功功率补偿装置, 既功能全面, 又降低成本。TSVG动态无功功率发生电源, 在原理上创新性地克服了传统无功补偿装置容易与系统发生串联或并联谐振的缺点, 彻底解决了在谐波环境下进行无功功率补偿的难题, 是无功功率补偿的更新换代产品。而且TSVG设备体积小, 成本低, 响应速度快, 功耗小, 可广泛应用各种负荷。
为了更好地解决谐波问题可在负载侧 (如空调配电屏) 同时配置相应容量的TAPF (电力有源滤波和无功综合补偿装置) , 实现动态无功补偿和有源滤波等综合功能。补偿和滤波同时进行, 可保证最佳补偿滤波效果和供电系统运行的安全稳定。
基站亟待小型化补偿装置
负载特性模拟 篇7
近年来,随着中国经济与社会的快速发展,大型生产设备和设备单机容量不断增加,动力设施和装备出现重大突破。很多企业日耗电量巨大,负荷呈非线性和冲击性,引发了多种电能质量问题,主要包括功率因数低、谐波含量高、三相不平衡、功率冲击、电压闪变和电压波动[1]。因此在电力系统运行中,谐波的抑制、无功功率的补偿、改善电能质量、提高功率因数和减少电能损耗已成为电力系统中的一个重要研究课题[2]。
有源滤波器APF(active power filter)是一种用于抑制动态谐波和补偿无功功率的电力电子设备。它可以有效地克服传统的无源滤波的缺点,对不同幅值和频率的谐波进行补偿,在谐波抑制方面有着广阔的应用前景[3]。因此,本文提出对有源滤波器采取一种新的控制方式可提升系统电能质量,即直接控制电源电流方式。
1 直接控制电流的APF主回路、补偿原理以及控制技术
1.1 APF主回路
有源滤波器的实质就是一个波形发生器,可以产生任意波形。通过一定的谐波检测单元计算负荷侧的谐波电流,然后依此为依据提供补偿电流,消除谐波电流,从而达到补偿的目的。经过补偿后的系统电流接近于理想的正弦波形。
采用直接控制电源电流的方式,实际上和传统的控制方式是等效的,与传统的APF系统相比省去了复杂的谐波、无功的检测单元及相应的硬件电路[4,5]。APF主回路原理如图1所示。
目前,大多数有源滤波器都需要检测谐波和无功电流,将检测的结果作为补偿的依据,然后通过有源滤波器提供补偿电流ic消除非线性负载造成的无功和谐波电流。
设电源电流为is,负载电流为iL,则补偿电流ic应满足:
ic=iL-is 。 (1)
1.2APF补偿原理
APF控制系统结构图如图2所示。
从图2可知,采用直接控制电源电流的有源滤波器,补偿电流设定值i*的幅值Im是由直流侧电容电压的设定值与实际值的ΔUC差值,通过PI控制器调节后获得;补偿电流设定值i*s是PI控制器输出的Im乘以和系统电源相位相同的单位正弦信号得到的,然后将补偿指令电流的设定值i*s和电源电流的实际值is的差值Δis作为滞环比较的输入信号。
式中:Vsa、Vsb、Vsc为三相电网电压的相电压;Vm为峰值电压。
式中:Im为基波有功电流的有效值;i*sa、i*sb、i*sc为三相电流的设定值。
1.3APF控制技术
电流补偿控制技术常用的方法有滞环电流控制和三角波调制控制。滞环电流控制是一种非线性闭环电流控制方法,其利用滞环比较器形成一个以给定电流为中心的滞环或者死区,用反馈电流与给定电流的滞环比较误差控制逆变器的开关。滞环电流控制中电流反馈的存在加快了动态响应速度,增强了抑制环内扰动的能力,控制精度较高。
本文采用的控制方法为滞环比较控制方式中的定时控制电流跟踪方式,定时控制电流跟踪控制方式的原理图如图 3所示。
2三相不平衡时APF
电力系统不平衡是由于系统三相负载不对称引起的,由此产生的不平衡电流对系统的影响很大,而传统的瞬时对称分量变化是将任意一组不对称的三相分量分解为3组对称的相量。对于三相不对称性负载,包括线性负载和非线性负载,根据瞬时对称分量分解,可以分解为各次电流的正序、负序和零序对称分量。针对传统方法的复杂性,本文采用直接控制电源电流方式的APF对三相三线系统不平衡情况进行了补偿。由于本系统采用的是三相三线结构,这样在负载不平衡时,零序电流无法通过,因此,在分析时,忽略零序电流对系统的影响。而直接控制电源电流方式,则不需要检测无功电流,因为在APF进行滤波和补偿无功的时,直流侧电容和电网电流存在能量的交换,所以,电容电压和电容电流具有下面的动态关系:
根据能量的平衡可知,通过PI调节后得到有功电流Im为
根据式(4)得到的有功电流的参考值i*sa、i*sb、i*sc、is,可得到无功电流的参考值i*q为
。 (7)
3仿真分析
根据上述分析,对直接控制电源电流方式的有源滤波器在Matlab/Simulink环境下进行了仿真,其中仿真系统的基本参数:系统电源电压为us=220 V,直流侧电容C=3 300 uF,电容电压的设定值为UCref=750 V,滞环比较器的环宽为1 A。
系统在t=0.05 s时投入有源滤波器,投入前,A相的电压电流曲线如图4 a所示,投入后,A相的电压电流波形如图4 b所示。通过对比可知,采用直接控制电源电流方式,谐波抑制和无功补偿的效果非常理想,完全满足要求。
投入有源滤波器前,三相电压电流曲线如图5 a所示。由图5 a可以明显的看出,三相存在严重的不平衡现象并且含有大量的谐波,投入有源滤波器后,三相电压电流曲线如图5 b所示。通过对比可知,采用直接控制电源电流方式的APF,可以使三相平衡,并且可以补偿无功,滤除谐波。
图6 为电源电流控制的APF的三相过渡过程。由图6可知,此种有源滤波器在启动时的过渡过程比较平稳,没有大的波动,并且系统达到稳定的时间较快。
图7为直流侧电容电压的波动曲线,由图7可知,采用普通PI调节,系统稳定到额定电压值750 V需要约0.5 s,超调量约50 V,电压波动不大,系统的响应速度较快,超调量较小。
4结论
针对传统APF复杂的谐波和无功检测单元,本文采用了结构简单的电源电流控制的APF,通过Matlab/Simulink环境下仿真表明,采用不检测谐波的APF同样能达到滤除谐波、补偿无功的目的。通过仿真对比可知,采用PI控制的有源滤波器响应速度加快,超调量减小,鲁棒性强。特别是在三相不平衡的条件下,可以较为准确的对三相进行补偿,使三相达到平衡状态,并且使系统迅速的达到稳定状态。
摘要：介绍了应用于三相三线制系统的有源滤波器的结构,采用直接控制电源电流的方式的无功谐波检测方法,分析了此种控制方式的有源滤波器的基本原理,并且在Matlab/Simulink环境下进行了仿真,证明了在三相负载不平衡的情况下,此种控制方法的有效性和良好的补偿性。
关键词：有源滤波器,不平衡负载,PI控制
参考文献
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