负载功率

负载功率（共7篇）

负载功率 篇1

设计目的是检测中功率直流感性负载电路的电流, 并对电路进行处理和控制。在中功率直流感性负载电路的设计中, 电压的检测和控制相对于电流的检测和控制要更简单。对电压的检测可在电路的任何地方进行, 且不会对电路性能产生明显影响。因检测电流必须时引入测量电流的传感器, 传感器的引入会使电路性能受到影响。但有时若要得到电流值, 或电流所反映的物理量, 需根据具体电路, 选择合适的电流检测方案, 并进行正确的电路设计。本文针对中功率直流感性负载电路提出了一种结构简单、测量准确且运行稳定的电路。

1 几种直流电流测量电路

1.1 电阻检测

如图1所示, 在理想状态下, 待测电流I流过检测电阻R时, 有

当电阻一定时, 电压U的变化可反映电流I的变化。可通过测量电阻两端的电压计算出流经电阻的电流。需说明的是, 检测电阻的引入会导致增加额外的功耗。而文中希望由其引起的功耗尽可能小, 电阻的功耗为

为尽量减小功耗, 在保证测量精度的情况下, 应尽量减小电阻R的值。

此外, 为减小检测电阻的寄生效应, 在电阻选择时应注意选择寄生电感小的电阻。PCB设计时, 应尽量缩短导带的距离;导带走线时应该尽量宽和直, 可用地线包围导带[2]。由欧姆定率可知, 在电阻阻值一定时, 电压U正比于电流I, 选择合适的检测电阻十分重要。

在选择电阻时, 应使电阻阻值尽量小, 寄生电感小、温度系数低, 要有足够的功率容量和温度余量[2]。检测电阻的实现方式众多, 可采用现有的成品电阻或PCB铺铜所形成的电阻等。不同的检测方式, 电路的设计也不同, 由于检测电阻直接引入了损耗, 限制了其应用。从目前的应用情况来看, 电阻检测主要应用在中、小功率场合。

1.2 霍尔传感器检测

霍尔效应是电磁效应的一种, 当电流垂直于外磁场通过导体时, 在导体垂直于磁场和电流方向的两个端面之间会出现电势差, 这一现象就是霍尔效应[6], 这个电势差也被称为霍尔电势差。

霍尔电势差和磁场的关系如下

式中, UH是霍尔电势差;B是磁场强度;I是传感器中流过的电流;n是单位体积内的载流子数量;q是单个载流子所带的电荷量;d是极板厚度。所以, 若能测出因霍尔电势差, 就能算出对应的磁场强度。

通电导体周围会产生磁场, 直流电流会产生稳恒磁场[6], 无限长直导线的电流和磁场的关系为

其中, B为产生的磁场强度;U0为真空中的磁导率;I为导线中流过的电流;r为到导线的轴线的距离。由式 (3) 可知, 距离一定时, 磁场强度与电流成正比, 所以若能测出导体产生的磁场强度, 即可算出通过导体的电流。由于日常生活中电磁干扰源较多[7], 若待测电流过小, 就会导致信噪比过小, 甚至噪声会超过信号本身。所以, 目前这种方案用于中小功率电路仍较为困难。

1.3 MOSFET检测

随着集成电路制造技术的快速发展, MOSFET的制造工艺越来越高, 将其作为电流检测的手段也得到了广泛应用。MOSFET在饱和导通时具有电阻特性。当VGS大于开启电压RON时, MOSFET导通, 漏极源极电阻RDS为恒定值, 且较小[4]。已知MOSFET的等效电阻RDS, 可通过检测MOSFET漏源之间的电压来检测开关电流, 典型的MOSFET电流检测电路如图2所示。

这种技术理论并未引入任何额外的功率损耗, 不会影响芯片的效率, 因而具有一定的实用性。但该技术存在检测精度过低的缺点: (1) MOSFET的RDS本身就是非线性的。 (2) MOSFET的RDS具有较大的正温度系数[2]。同时, 导通电阻的大小与驱动电压密切相关, 由于分立器件的离散性, 最终获得的信号电压将存在较大误差。为克服这些因素的影响, 电路设计将变得复杂, 这限制了单个MOSFET作为电流检测器件的应用。

2 综合比较

综合以上3种方案, 对于本文所述的中功率感性负载直流电流测量而言, 一般常用的直流电机电流在安培级别, 磁检测对于安培量级的电流检测, 容易受到其他因素的干扰, 误差相对较大, 故并不适合。MOSFET检测的电路较为复杂, 对制造工艺要求较高, 且成本偏高, 而使用电阻检测精度则较高, 且电路相对简单、稳定性较好。其应用实例电路如图3所示。

这是一个比较通用的电路模型, 主控制器MSP430F169通过内部A/D模块对MAX9918的输出端进行实时采样, 来监控中功率直流电机M的工作电流, 在发现异常时根据实际应用的需要, 对电机控制器进行控制, 来改变直流电机M的工作状态, 整个系统形成闭环控制。

此方案所用的运放为MAX9918, 这款芯片是笔者经过很多次的测试, 挑选出的一款性能较好的电流型运放, 得到的效果也比较理想。

MAX99183的主要参数如下:输入共模电压范围-20~75 V;输入失调电压400μV;增益误差0.6%;单向或双向电流检测, 单电源供电4.5~5.5 V;电源电流1 m A;关断电流0.5μA, 满摆幅输出;汽车级温度范围-40~+125℃[6]。

3 应用举例

3.1 直流电机防过载

直流电动机在电流小于额定电流时, 线圈未到达磁饱和, 其扭矩跟输入电流的关系为

式中, K是机械常数。在转速小于额定转速以前, 转矩的大小只与电流有关, 与转速无关。因此, 转矩与电流成正比。只需测得直流电机的工作电流, 便可已知其当前的输出力矩, 当电机电流超过额定值, 则说明电机处于过载状态, 处理器将检测到这一信号, 从而及时对电机进行相应的控制, 防止电机因长时间过载过载而被烧坏。

3.2 无传感器车窗防夹手方案

以前汽车普遍采用手摇曲柄的方式使车窗玻璃上升或下降, 现如今轿车多安装了电动车窗。电动车窗的运用, 一方面减轻了驾驶员和乘客的劳动强度, 操作方便;另一方面由于电动车窗的上升速度较快, 容易造成夹伤乘客的事故。汽车电动窗具备防夹功能已是一种趋势。当车窗上升遇到人体某些部位时可自动后退到底, 从而可避免事故的发生。大多车窗防夹是通过霍尔传感器判断玻璃位置, 若在玻璃上升过程中, 有异物阻挡玻璃上升, 电动窗马上停止上升, 立刻下降到底, 实现防夹功能。但对于某些老车型, 虽有电动车窗但不带有防夹功能。重新安装传感器会改变车门的机械结构和车身的电路结构, 费时费力[1]。

若利用本文提出的中功率感性负载直流电流检测方法, 只需在原有电动机的供电电路中增加一个0.01Ω的电阻, 就可实现无传感器方式的汽车车窗防夹手的方案。该种方案无需改变车窗原有结构, 故较为方便。对于一个12 V, 1.5 A的直流电机而言, 增加这样一个电阻会增加22.5 m W的额外功耗, 电机本身的功耗为18 W, 再加上电路其他部分的原有功耗, 整个电路增加了<0.125%的功耗, 因此是可以接受的。

3.3 动车组自动门防卡死

我国高速轨道交通事业发展迅速, 动车组已成为人们生活中重要的交通工具之一, 自动门是动车组车身的一个重要部分, 随着动车组智能控制技术的发展, 自动门控制系统已经被逐渐推广应用, 而真正投入使用后会存在着乘客的身体或者行李物品被门夹住的隐患, 这样会导致自动门被卡死而无法正常关闭, 产生安全隐患。

在这种情况下, 如果运用中功率感性负载直流电流检测方法, 可以实时监测自动门的受力情况, 若阻力突然增大, 说明有物体阻挡了门的运动, 控制器控制电机停止[3], 然后反转一段距离, 这样便可有效避免意外的发生。需注意的是, 直流电机的启动电流较大, 假设不加以考虑, 就会影响整个系统的稳定性。要避免启动电流的干扰, 需在处理器编程时考虑进去, 可通过软件延时跳过电机启动的阶段。

4 结束语

介绍了目前功率电路中常用的电流检测方式, 并给出了不同应用电路实例, 比较了不同检测方法的优缺点, 并对其中较优的方案进行了具体说明, 举出了几种应用实例, 同时指出了在应用过程中需注意的问题。

参考文献

[1]刘晓明, 邵亚辉, 吴浩威, 等.无传感器汽车车窗防夹设计[J].微电机, 2007, 40 (4) :48-50.

[2]尹华, 吴限, 冉建桥.功率电路电流检测方法及其应用[J].微电子学, 2004, 34 (2) :131-134.

[3]满红, 梁迎春, 冀勇钢, 等.自动控制原理[M].北京:清华大学出版社, 2011.

[4]康华光, 陈大钦, 张林.电子技术基础模拟部分[M].5版.北京:高等教育出版社, 2011.

[5]李瀚荪.电路分析基础[M].4版.北京:高等教育出版社, 2011.

[6]吴铁山, 卢金军, 杨正波.新编大学物理[M].武汉:武汉大学出版社, 2011.

[7]何宏, 张宝峰, 张大建, 等.电磁兼容与电磁干扰[M].北京:国防工业出版社, 2007.

[8]美信半导体.MAX9918数据手册[M].加利福尼亚:美信半导体, 2013.

负载功率 篇2

作为铜及铜合金重要的制造设备之一,工频感应加热炉广泛应用于上引法熔炼、合金熔混以及型材热挤压的预加热等工艺场合。目前,为避免因集肤效应而使待加热工件温升不均匀,避免感应器三相电流之间电磁相互干扰,单台炉体均设计为单相工频供电,负荷从几十kW至数百kW不等,功率因数介于0.2~0.5之间,三相供电更多设计采用电容、电抗进行功率分配,图1为某公司多台套感应加热设备中的一台型材挤压机附属800kW工频感应预加热炉的供电主电路。

这种功率分配方式的优点相比较目前日趋流行的采用电力电子器件设计单相负荷三相交-直-交供电或者交-交供电,首先,技术上较为成熟,依据电工理论(见图1),当炉体电流经过电容C5~C11补偿后,如cosφ2=1,且电流I2,C1~C4提供的平衡电容电流IC2以及L1~C4提供的平衡电抗电流IL2满足${\rm I}{}_2=\sqrt{3}{\rm I}{}_{\text{C}2}=\sqrt{3}{\rm I}{}_{\text{L}2}$时,三相功率分配即可平衡,同时不会产生高次谐波;其次,由于无需调频,控制电路简单,维护成本低。其缺点如下。

1)随着炉内金属温度或成分的变化,图1中I1,cosφ1均会发生波动,如KM2~KM13不能及时调整起、停组合,三相功率分配不可能平衡,且电源每相进线电流与相电压之间的夹角或正或负。

2)主回路单纯采用接触器控制,由于电容电压以及电感电流的不可突变性,供电起、停时会引发很大的电弧以及电压闪变,既造成该接触器触头更换频繁,又危及同一电网下的其它设备。

3)为节能降耗,如使用目前市面上的无功功率自动补偿设备进行就地或集中补偿,由于它们一般都设计为检测某相或某两相电压与电流的相位差而形成投切判据,以控制补偿电容的投切量,很有可能由于该设备的某相进线电流超前相电压一个夹角致使电压升高,引发电网危害。

鉴于上述情况,本文介绍一种改造完成并正投入使用的PLC自动调节三相功率分配方案。在充分利用设备原有电容器、电抗器的基础上,主回路中增加部分电力电子器件形成无触点开关,实现零电压起动、零电流停止;控制回路中增加S7-200,快速、准确地调节电源三相供电的功率分配。

1 就地调节的主回路设计

目前,低压回路用于无功功率调节的方法主要区分于TCR(thyristor controlled reactor)及TSC(thyristor switched capacitor),前者通过调节双向晶闸管的触发角,连续调节流过电抗器的电流,调节从电网吸收的无功功率。后者通过控制双向晶闸管导通与否,使电容器接入电网或从电网断开,依据功率因数的大小断续调节无功功率[1]。

比较上述两种方法,TCR虽可连续调节,但会产生新的谐波污染,需要增加滤波装置。TSC虽为断续调节,但对于功率因数变化不甚剧烈的负荷,如采用周波控制,通过设定晶闸管的通、断周期为0.5s或1s,因为一个工频周期为20ms,最小的调节容量可达最小电容器容量的1/25或1/50,基本可以认为是无级调节。另外,不会产生通常意义上的谐波污染[2]。

本文介绍的改造实践类似于TSC,主回路如图2所示,进线上2只反并联的晶闸管在供电开始时零电压启动。供电结束时零电流停止,避免电网电压闪变及强烈电弧;补偿电容分为固定部分C11、可变部分C7~C10、可调部分C6;平衡电容同样分为固定部分C1、可变部分C2~C4、可调部分C5;平衡电抗并联调节电容,分为可变部分C12~C14、可调部分C15。所有可变电容采用二进制配置,可调电容的大小为二进制中最小的电容量,以利于PLC软件实现。

2 三相调节中电容、电抗投入量的计算

考虑到感应炉熔炼或加热期间,感应电流变化的速率较慢,图2中电容、电感的各项参数在一定时期内较为稳定,同时为避免闭环控制可能引发的投、切振荡,系统设计采用开环控制。PLC依据感应炉电流有效值I1,cosφ1计算补偿电容,平衡电容、平衡电抗的投切量,在Q1,Q2没有触发信号时调节KM2~KM13的起、停组合,在Q1,Q2有触发信号时控制可调电容C5,C6,C15周期为1s内的投、切占空比。另外,为避免由于电容失效或其它因素造成的三相功率分配严重不平衡,设计采样并计算经补偿后的炉体电流有效值I2、平衡电容电流有效值IC2、平衡电抗电流有效值IL2,当无法满足${\rm I}{}_2=\sqrt{3}{\rm I}{}_{\text{C}2}=\sqrt{3}{\rm I}{}_{\text{L}2}$且超限时发出报警信号,提示进行必要的维修。

3 电压、电流有效值测量

鉴于工程实际中的电网电压存在波形畸变以及因感应炉磁路饱和而引发感应电流波形畸变,如单纯采用面积法求电压、电流有效值往往存在很大误差,另外,考虑到本系统中补偿电容、平衡电抗、平衡电容等的投切量只与炉体基波电流有效值,基波电压、电流的相角差有关,系统在兼顾PLC存储空间以及用户程序长短的基础上,设计采用一种有别于快速傅立叶变换FFT的算法求取电压、电流的基波分量A1,B1,进而计算有效值、相角差[3]。

对于任意非正弦交流电压或电流信号,可列出如下傅立叶级数形式:

$x(t)={\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}{}_{[JX-*5]\max [JX*5]}}A}{}_n\cos (n\omega t)+B{}_n\sin (n\omega t)(1)$

其中$A{}_n=\frac{2}{{\rm T}}$∫${}_0^{{\rm T}}$x(t)cos(nωt)dt

$B{}_n=\frac{2}{{\rm T}}$∫${}_0^{{\rm T}}$x(t)sin(nωt)dt

对式(1)离散化后,可得如下形式:

$x(k\tau )={\displaystyle \sum _{n=1}^{{\rm N}}A}{}_n\cos (nk\omega \tau )+B{}_n\sin (nk\omega \tau )(2)$

式中:k=0,1,2,…,N-1,N为一个周期内的采样个数;τ=T/N;

$\begin{array}{l}A{}_n=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}x}(i\tau )\cos (n\omega i\tau )\\ B{}_n=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}x}(i\tau )\sin (n\omega i\tau )\end{array}$

由式(2)可得基波信号表达式为

x1(kτ)=A1cos(ωkτ)+B1sin(ωkτ) (3)

$\begin{array}{l}\text{其}\text{中}A{}_1=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}x}(i\tau )\cos (\omega i\tau )\\ B{}_1=\frac{2}{{\rm N}}{\displaystyle \sum _{i=0}^{{\rm N}-1}x}(i\tau )\sin (\omega i\tau )\end{array}$

如果x(iτ)为电压采样值,A1,B1为电压的基波分量系数,最大值$U{}_{\text{m}}=\sqrt{A{}_1^2+B{}_1^2}$,初相位φu=arctan(-B1/A1);如果x(iτ)为电流采样值,A1,B1则为电流的基波分量系数,最大值${\rm I}{}_{\text{m}}=\sqrt{A{}_1^2+B{}_1^2}$,初相位φi=arctan(-B1/A1),相位差φ=φu-φi。

本系统设计每个信号周期内固定采样128点,同时考虑到电网电压由于负荷变化,周期经常不严格等于20ms。为适应这种现状且顾及PLC用户程序的长短,设计外围电路实现电压频率检测及倍频化[4]。电压、电流信号经过低通滤波处理后,由电压比较器LM393实现过零检测且转换为方波信号,再由CMOS锁相环芯片CD4046、分频芯片CD4040以及整形芯片74HC123等进行锁相且128倍频,之后,加到PLC的数字输入端I0.0。PLC进行上升沿检测以控制A/D转换的采样时刻,保证每个电压信号周期准确、均匀地采样128点。

由于每个信号内周期固定采样128点,角频率ω=2π/T, 采样周期τ=T/128,ωτ=2π/128,A1,B1式中的cos(ωiτ),sin(ωiτ)只与采样序号有关。另外,为减少A1,B1计算过程中的乘法次数,减少cos(ωiτ),sin(ωiτ)存储空间,依据三角函数公式sin(2π-ωiτ)=-sin(ωiτ), cos(2π-ωiτ)=cos(ωiτ),sin(π∓ωiτ)=±sin(ωiτ),cos(π∓ωiτ)=-cos(ωiτ),cos(2π)=sin(π/2)=1,cosπ=sin(3π/2)=-1,cos(π/2)=cos(3π/2)=sin(2π)=sinπ=0等,将一周期内采样得到的数据分为4块,用式(4)、式(5)进行计算,相比较FFT蝶形算法,乘法次数、cos(ωiτ)、sin(ωiτ)存储空间没有增加,程序却更为简洁,利于PLC实现。

$\begin{array}{l}A{}_1=\frac{2}{{\rm N}}\{{\displaystyle \sum _{i=0}^{31}\{}[x(i\tau )+x((128-i)\tau )-x((64-i)\tau )-\\ x((64+i)\tau )]\cos \frac{2i\text{π}}{128}\}-x(128\tau )+x(64\tau )\}(4)\end{array}$

$\begin{array}{l}B{}_1=\frac{2}{{\rm N}}\{{\displaystyle \sum _{i=0}^{31}\{}[x(i\tau )-x((128-i)\tau )+x((64-i)\tau )-\\ x((64+i)\tau )]\sin \frac{2i\text{π}}{128}\}+x(32\tau )-x(96\tau )\}(5)\end{array}$

4 PLC硬件、软件设计

如图2所示,本系统主电路中含有很多接触器,存在很多开关量输入、输出信号,如采用单片机搭建控制系统需要诸多不同芯片组成外围电路以完成开关量的输入、输出,且可扩展性差。由此,系统选用西门子S7-200系列PLC中的CPU224(14点开关量输入,10点开关量输出),扩展一片EM223数字量I/O模块(8点开关量输入,8点开关量输出)以及2片EM231模拟量输入模块(4路模拟量输入),如图3所示。

图3中fS为频率输入信号;SB0为急停按钮;SB1为停止按钮;SB2为启动按钮;M1~M11为接触器启动与否输入信号;S1~S8为初始值设定开关;S0为转换开关;Q0.0~Q0.4为晶闸管控制用输入晶体管,晶闸管两端残压的检测由外围电路完成,以减少PLC的编程量,同时也提高电压过零检测的实时性;K6~K16为接触器控制用固态继电器线圈;U1,I1,I2,IC2,IL2则为电压、电流信号的变送电路,变换由互感器得出的电压、电流信号为PLC可接受的模拟信号。

用户程序设计方面包括主程序;有功功率、cosφ计算子程序;电容器投切子程序;电压、电流基波分量A1,B1测量子程序以及晶闸管周波触发中断服务程序等。主程序框图如图4所示。

5 结语

作为一类重要的加热设备,工频感应炉为很多铜加工企业的超级负荷,以本系统所在厂家为例,每月耗电量大致为50万kW·h,其中感应炉消耗就达45万kW·h,感应炉功率因数的大小、三相功率分配平衡与否直接关系着线损的高低,零线电流的大小,电网电压的不平衡度等等。改造前,电容投、切采用继电器-接触器手动控制,由于操作工责任心等方面的问题,电源三相进线电流有效值经常相差甚远,且多次发生电容因夜间电压过高而爆裂的设备事故。系统改造并投入运行以来,单位产量月能耗平均下降5%,设备故障率也大幅下降。

如前文所述,考虑到本系统现场运行工况条件,设备可靠性以及其它方面的因素,设计采用PLC进行控制,为此,如借鉴本系统用于其它设备控制的设计,存在以下有待改进的方面。

1)本次系统改造过程中,由于炉温已采用模糊控制,考虑到PLC存储器容量的限制以及用户程序的复杂程度,三相功率分配设计使用开环控制加越限报警的形式,控制精度还有很大的上升空间。

2)为避免中断过于频繁以及中断服务程序过于冗长以引发PLC可能扫描超时,同时考虑到温控类负荷的大惯性,本系统设计子程序检测电压、电流信号并且计算有效值、cosφ等,严格意义上讲不能实时跟踪电压、电流的变化以控制电容器的切换。

参考文献

[1]王兆安,黄俊.电力电子技术.北京:机械工业出版社,2002.

[2]罗安.电网谐波治理和无功补偿技术及装备.北京:中国电力出版社,2006.

[3]吴湘淇.信号、系统与信号处理.北京:电子工业出版社,1999.

负载功率 篇3

按GB/T 6971-2007《饲料粉碎机试验方法》标准，饲料粉碎机试验过程中控制的负载功率(即输入功率)按下式计算：

式中:P2——电机平均输出功率, (k W) ;

P1——电机输入功率, (kW) ;

P——电机标定功率, (kW) ;

β——电机负荷程度, (%) ;

η——电机标定效率, (%) 。

试验过程中, 电机负载功率的控制尤为关键, 最理想的喂料结果就是保持电机负荷程度为100%, 即电机达到满负荷工作, 根据常用Y系列电机的技术数据, 如表1所示, 则可计算出电机满负荷工作时的负载功率。由于实际操作过程中喂料并非绝对均匀, 电机负荷程度也不能始终保持在100%, 因此, 按GB/T 6971-2007的要求, 只要电机的平均负荷程度满足β=85%～110%之间即可。

将公式 (1) 代入 (2) , 得负载功率 (即输入功率) P1为:

通过公式 (3) , 当电机负荷程度β=100%时, 计算得出满载时负载功率P1", 当电机的平均负荷程度在β=85%～110%之间时, 计算得出电机负载功率的控制范围为P1", 常用Y系列电机负载功率的控制范围计算结果如表2所示。

负载功率 篇4

1 基本原理

1.1 系统原理

在该电子模拟功率负载系统中, 主要由电压型PWM整流器、谐振式全桥DC/DC变换器、被测试直流电源组和输出EMC组成。其中, 被测试电源组能直接从工业电网中吸取交流电能, 低压直流输出一般为50 V左右, 并以此作为本系统的功率负载输入。在电子模拟负载方面, 由谐振式全桥DC/DC变换器、输出EMC和电压PWM整流器共同实现, 通过这种方式可转变以往的能耗负载模式。同时, 在该低压电力的运行中, 依靠谐振式全桥DC/DC变换器升压、滤波, 并最终转变为电压更高的直流。通过应用PWN方式, 能在系统逆变的基础上将系统中电压较高的电流转变为工频交流电, 之后反馈至工业电网中, 从而实现电流的循环。

1.2 谐振变换器电路

系统谐振变换器的电路原理如图1所示。

在图1中, 由内部继承的二极管和功率开关T1~T4共同组成了全桥开关变换器。其中, T1和T3组成了超前桥臂, T2和T4组成了滞后桥臂, 开关管T1~T4在外接电容和寄生电容的共同作用下谐振, 并以此实现零电压软开关功能;C为隔直电容, 可避免系统中的电压器直流出现偏磁, 其会将所检测到的电流与系统指令电流比较, 如果获得了误差信号, 则会以PI的方式输出, 并由改进后的系统生成触发脉冲。该系统以恒流的方式控制, 有利于考核直流电源组的负载情况, 有利于工作人员在根据系统实际功率操作多个负载模块。隔离高频变压器在实际应用中会传输高压电, 在采用软开关的情况下, 如果电压为500V, 则其峰值会达到900 V。根据此情况, 如果应用该负载, 则需要保证其具有更为可靠、安全的特征。为了保障系统的稳定运行, 将系统的整流装置中分为了两部分, 并以串联的方式连接。此外, 为了避免系统出现触点电流过冲的情况, 采取DSP系统控制的方式控制系统低压直流输入一侧装置的工作时序, 从而使其具有更高的应用稳定性。

1.3 控制策略

对于由全桥变换器控制的系统而言, 其一般分为有限双极性、双极性和移项控制等控制方式。其中, 有限双极性控制方式能使一对开关管变为0电流状态, 并能在同一时间内使另一对开关管变为0电压, 从而可有效避免电流出现拖尾现象。

双极性控制方式具有的功率开关一般处于应开关状态, 在实际应用中的电压峰值、电流峰值均较高, 对安全工作区具有较高的要求, 且开关损耗较大, 因此, 对提升开关频率起到了一定的限制作用。

在功率开关管方面, 移相控制无论是在控制方式, 还是在拓扑结构方面均非常简单:其具有恒定的开关频率, 这对滤波器的应用设计具有积极的意义;可使开关管的电压变为0, 从而在降低开关损耗的基础上提升开关效。由于该器件中的电流和电压值较小, 最终选用了移相方式。

在实际应用中, 该系统的每一个桥臂开关管都会以180°的形式导通, 两桥臂间的导通角具有一个相位的差异, 即移相角, 能通过调整该移相角调节系统输出电压。当开关管关闭时, 系统变压器中的电流会以并联的方式对开关管进行电容充电, 同时, 另一个桥臂会向系统中已经开通的开关管以并联的方式放电。当开关管关闭, 电容电压已冲入直流电压时, 系统开关管会以0电压的方式开通;当根据实际情况需要关闭时, 又会因系统中并联电容的存在而以0电压的方式关闭。

2 参数设计

2.1 死区时间

在系统设计中, 要想实现开关管的0电压启动功能, 足够的能量是非常关键的因素之一, 从而实现同一桥臂外部并联电容的充电和放电操作。如果先设定C1=C3=Clead和C2=C4=Clag, 则可了解需要实现的功能。因此, 该部分参数必须满足以下公式:

在对系统开关管进行关断操作时, 要保证死区时间为开关管关断下降时间的3倍以上, 并根据不同开关管各自的寄生电容选择并联电容值。

2.2 开关频率

对于该变换器的谐振参数参数而言, 其功率负载的整体效率与变换器开关频率、变压器漏感之间有着较为密切的联系, 因此, 需要做好变压器的设计工作。当频率较高时, 为了在实际应用中减少集肤效应造成的影响, 需要使用直径较窄的导线并以多股并绕的方式设置。此外, 为了使系统具有更高的应用效率, 应尽可能选择损耗较低的非晶材料。其中, 占空比的丢失值为:

该占空比主要由变压器漏感和变压器变比等参数确定。为了保障其在实际运行中具有更大的负载范围, 应将谐振变换器的开关频率选为60 k Hz。

3 结束语

本文对谐振变换器在电子模拟功率负载中的应用进行了研究, 在设计了电路、控制策略的同时, 也确定了部分参数, 具有较高的参考价值。

参考文献

[1]陈红新, 刘建, 蒋世全, 等.串—串补偿松耦合全桥谐振变换器[J].电力电子技术, 2009 (10) :73-76.

负载功率 篇5

1 三相桥式全控整流电路

三相桥式全控整流电路[1],是为了在合闸时可控桥有输出电流或有间断电流时能继续工作,保证每一相有两个晶闸管能同时导通,同时脉冲宽度应>60°,或者采用间隔为60°的双脉冲触发也可以达到目的。晶闸管触发次序依次为VT1→VT2→VT3→VT4→ VT5→VT6,相位依次差60°。共阴极VT2,VT4,VT6和共阳极VT1,VT3,VT5,它们组成了电源系统对负载供电的6条整流回路,各整流回路的交流电源电压为两元件所在相间的线电压。

2 三相全控整流电路的建模与仿真

在Simulink环境下,运用Power System的各种元件模型建立了三相桥式全控整流电路的仿真模型[2,3]。参数设置为:三相交流电压源的相电压幅值为$220\sqrt{2}\text{V}$,频率50 Hz,初相位分别为0°,-120°,120°。电阻为1 Ω,电感值取0.02 H。同步6脉冲触发器采用双脉冲触发,频率50 Hz,触发宽度10°。触发角可以设置为0°,30°,60°和90°。具体仿真模型如图2所示[2]。

开始仿真的时间是0 s,结束时间为0.1 s。数值运算采用ode23tb,将误差设置为1e-3。各模块的参数设置好后开始仿真[3,4,5,6]。

3 理论分析

三相桥式整流电路在电感性负载忽略换相和电流脉动时的交流侧电压和电流,其电流为正负半周各120°的方波,三相电流波形相同,且依次相差120°,其有效值与直流电流的关系同样可将电流波形分解为傅里叶级数。以a相电流为例,将电流负,正两半波之间的中点作为横坐标轴的原点,有

$i{}_a=\frac{2\sqrt{3}}{\text{π}}{\rm I}{}_d(\sin \omega t-\frac{1}{5}\sin 5\omega t-\frac{1}{7}sin7\omega t+\frac{1}{11}\sin 11\omega t+\frac{1}{13}\sin 13\omega t-\frac{1}{17}\sin 17\omega t-\frac{1}{19}\sin \omega t+\cdots )=\frac{2\sqrt{3}}{\text{π}}{\rm I}{}_d\sin \omega t+\frac{2\sqrt{3}}{\text{π}}{\rm I}{}_d{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}n=6k\pm 1\\ k=1,2,3,\cdots \end{array}}}(-1){}^k\frac{1}{n}\sin \omega t=\sqrt{2}{\rm I}{}_1\sin \omega t+\frac{2\sqrt{3}}{\text{π}}{\rm I}{}_d{\displaystyle \sum _{\begin{array}{l}n=6k\pm 1\\ k=1,2,3,\cdots \end{array}}}(-1){}^k\sqrt{2}{\rm I}{}_n\sin n\omega t(1)$

由式(1)可得,电流基波和各次谐波有效值分别为

${\rm I}{}_1=\frac{\sqrt{6}}{\text{π}}{\rm I}{}_d,{\rm I}{}_n=\frac{\sqrt{6}}{n\text{π}}{\rm I}{}_d,n=6k\pm 1,k=1,2,3,\cdots (2)$

由此可知,交流侧电流中仅含有6k±1(k为正整数)次谐波,各次谐波有效值与谐波次数成正比,且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。

功率因数用于衡量输入有功功率与视在功率的比值,其中P,S都不是基波分量,而是所有电压电流的直流分量和各次谐波分量所做的功。

$\text{Ρ}\text{F}=\frac{{\rm P}}{S}=\frac{{\displaystyle \int {\rm P}}\text{d}t}{U{\rm I}}=\frac{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}}u}\cdot i\text{d}t}{\sqrt{{\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}}u}{}^{2}i\text{d}t\cdot {\displaystyle {\int }_0^{{\rm T}}i}{}^2\text{d}t}}=\frac{{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }U}{}_k\cdot {\rm I}{}_k\cdot \cos \theta {}_k}{{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }U}{}_k^2\cdot {\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }{\rm I}}{}_k^2}(3)$

当输入电压波形不失真时,式(3)可以简化成式(4)

$\text{Ρ}\text{F}=\frac{{\rm I}{}_1\cos \theta {}_1}{{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }{\rm I}}{}_k^2}=\frac{\cos \theta {}_1}{\sqrt{1+\text{Τ}\text{Η}\text{D}{}^2}}=\mu \cdot \lambda (4)$

其中,$\mu =\frac{{\rm I}{}_1}{{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }{\rm I}}{}_k^2}$为基波系数;λ=cosθ1为基波位移系数;$\text{Τ}\text{Η}\text{D}=\frac{{\displaystyle \sum _{k=1}^{\infty }{\rm I}}{}_k}{{\rm I}{}_1}\times 100\%$为失真系数。

4 仿真分析

交流侧谐波电流的检测可以通过Powergui模块实现。打开FFT Analysis工具选项,输入选择的变量三相电源a相电流;开始时间设置为0.04 s,频率50 Hz,显示设置为Bar(relative to fundamental),得到FFT窗口如图5所示。由图可知,三相全控整流电路交流侧电流谐波含有次数为6k±1(k为正整数)。其中,基波电流的幅值534.2 A,总谐波畸变率为31%。再将显示设置为List(relative to fundamental),就可以观察到具体各次谐波分量含有率。

根据文献[4]建立功率因数测量模块。THD模块测量a相电流谐波总畸变率。两个Fourier模块分别测量出a相电压和基波电流的相位。Gain模块参数设置为pi/π目的在于将角度转变为弧度。模块中的频率都设置为50 Hz。其他参数设置与上述相同。当逐次改变触发角α的角度时,即分别为30°,60°,90°时观察其功率因数的仿真结果。

从图6可知,当达到稳定状态后功率因数仿真值和理论值二者的差距很小,可以忽略。

5 结束语

本文采用Matlab/Simulink对三相全控整流电路进行仿真,验证了实验模型的正确性。可以看出,利用仿真可以使复杂的计算过程和参数调试变得简单直观。利用所建模型对三相全控整流阻感负载的谐波和功率因数进行仿真分析,为下一步的谐波抑制和无功功率补偿的研究提供基础。

摘要：通过对Matlab的Simulink建立三相全控整流的仿真模型进行动态仿真。阻感负载整流电路作为电力电子装置输入端电路之一,是电力系统中的主要谐波源。从工程实际出发,忽略换相过程和直流侧电流脉动,对阻感负载三相桥式全控整流电路的功率因数和谐波情况进行动态仿真。仿真结果证实了模型的正确性,可以看出仿真使复杂的计算变得简单、直观。

关键词：三相全控整流,Simulink,动态仿真,谐波,功率因数

参考文献

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[5]黄江波.基于Matlab的三相桥式全控整流电路的仿真研究[J].现代电子技术,2010(8):210-212.

负载功率 篇6

旋臂式离心机的机械部分主要由机座、传动支承、主轴、转臂、吊篮和模型箱等组成。运行时,驱动系统驱动主轴和固定在其上的所有部件按预先设定的运行曲线转动,实现对放置于模型箱中的实验模型的离心加载,同时转动部件带动机室中的空气做随流运动。

旋臂式离心机的负载指其驱动系统电动机驱动离心机运行过程中需要承担的载荷,不仅包括试验模型,还包括旋臂等其他所有依靠电动机驱动而旋转的部件。离心机的负载转矩就是其驱动系统电动机需要克服的负载转矩,包括负载受到的气体阻力矩、惯性力矩和摩擦阻力矩。与之相应,负载功率就是其驱动系统电动机克服负载转矩的功率,包括气动功率、惯性功率和摩擦功率。为了达到规定能力,离心机的驱动系统电动机提供的最大转矩不能小于最大负载转矩,提供的额定功率不能小于离心机的额定负载功率[1]。在现有的旋臂式离心机的研制中,在确定驱动系统电动机的额定指标时,直接将最大负载功率作为电动机的最大功率,而忽略了负载转矩对电动机最大转矩的要求[2,3,4]。对于静态旋臂式离心机而言,由于其最大负载功率是最大负载转矩与离心机最大转速之积,所以按最大负载功率选定的电动机,自然满足最大负载转矩不大于电动机最大转矩的要求[5,6]。但对于动态旋臂式离心机,由于惯性转矩与气动转矩相比可能会很大,因此离心机稳定运行时的最大气动功率对应的最大气动转矩可能比离心机加速过程中的总负载转矩小很多,这时就不能忽略负载转矩不大于电动机最大转矩的要求。如果忽略的话,就不可避免地会导致驱动系统的能力达不到预定的要求,出现所选电动机无法启动离心机的问题。而另一方面,为了避免无法启动问题的出现,在以前的研制中就尽量将电动机额定功率值取得很大,如直接将最大气动功率、最大惯性功率和摩察功率之和作为总负载功率,而其中的最大惯性功率由最大负载转矩与离心机最大转速相乘得到。这样虽然解决了“无法启动”的问题,但不可避免地带来了所选电动机能力过大的浪费。

本研究建立了按照旋臂式离心机的运行曲线,计算离心机最大总负载转矩和最大总负载功率的公式,在此基础上提出了计算驱动电动机额定功率的方法。通过算例比较了本研究方法和以前方法的计算结果,表明按本研究方法选择的电动机,既能够避免不必要的浪费,又能够使离心机达到预定的工作要求。

1 旋臂式离心机的负载转矩和负载功率

1.1负载转矩

对于机室没有开通风口的旋臂式离心机,文献[7]推导出了风阻功率即气动功率的解析计算公式。对于机室开有通风口的旋臂式离心机,在文献[7]的基础上,文献[8]近似忽略进、出风口气流对随流气体流场的影响,但考虑负载将从进风口进入的气体加速到整体随流速度过程中负载受到的附加气动力矩作用,推导出了随流比方程和气动力矩Mw分别为:

$\frac{1-\alpha }{1-\alpha -C{}_1}(1-\alpha ){}^2={\rm K}\alpha {}^2$ (1)

${\rm M}{}_w=\frac{\rho {\rm K}}{2}\alpha {}^2\omega {}^2\psi +\frac{\rho }{2}\alpha {}^2\omega A{}_{1}R{}_1^{2}V{}_0$ (2)

式中:α—随流比;C1—负载运动过程中,背风面气体流入“即时空区”时气体微团之间的摩擦发热功率与总气动功率之比;ρ—机室内气体的密度,常温常压下为1.295 kg/m3;ω—转速;A1,R1—分别是出风口中心的面积和径向位置;V0—出风口气体流出速度。

且:

K=2CfR5(πηH/R+0.4π-0.5A1R${}_1^3$/R5-0.5A2R${}_2^3$/R5)/ψ (3)

ψ=∫${}_{r{}_0}^{L{}_{{}_1}}$[Cm(r)h(r)+Cf 0(r)2b(r)]r3dr+

∫${}_{r{}_0}^{L{}_{{}_2}}$[C′m(r)h′(r)+C′f 0(r)2b′(r)]r3dr (4)

式中:Cf—气体与机室平板形壁面的摩擦阻力系数;R,H—圆柱形机室的内半径和高度;η—机室圆弧形侧壁的摩擦阻力修正系数;A2,R2—分别是进风口中心的面积和径向位置;Cm(r),C′m(r)—分别是工作臂负载和配重臂负载在径向位置r处的绕流阻力系数;Cf0,C′f0—分别是气体与工作臂顺风面和配重臂顺风面的摩擦阻力系数,其计算方法可参见文献[9];h(r),h′(r)—分别是径向位置r处工作臂和配重臂沿轴向的尺寸,即高度;2b(r),2b′(r)—分别是径向位置r处工作臂和配重臂上、下顺风面沿环向切向的尺寸之和,即上、下顺风面的宽度之和;r0—转轴半径;L1,L2—分别是工作臂和配重臂的总长度。

由式(1)求出α后,即可由式(2)求出Mw。

在离心机加速和减速过程中,离心机负载受到的惯性力矩Mi为:

${\rm M}{}_i=J\dot{\text{ω}}$ (5)

式中:J—负载的转动惯量。

本研究将负载与支座的所有摩擦接触部位等效简化为一个内、外半径分别为Rin和Rout的圆环,所有接触摩擦力等效为均匀施加在该圆环面上重力产生的摩擦力,通过等效摩擦系数来实现等效,则负载受到的摩擦力矩Mf为:

${\rm M}{}_f=\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e$ (6)

式中:ml—负载的质量,g—重力加速度,fe—接触面间的等效摩擦系数,它与转速ω有关,在给定ω的情况下,它随时间的变化关系可具体确定。

至此,可求出机室开有通风口的旋臂式离心机的总负载力矩为:

${\rm M}{}_l=\frac{\rho {\rm K}}{2}\alpha {}^2\omega {}^2\psi +\frac{\rho }{2}\alpha {}^2\omega A{}_{1}R{}_1^{2}V{}_0+J\dot{\omega }+\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e$ (7)

本研究设在t=tM时刻总负载转矩满足条件$\frac{\partial {\rm M}{}_l}{\partial t}(t{}_{{\rm M}})=0$,则可求得最大总负载转矩为:

$\begin{array}{l}{\rm M}{}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}=\frac{\rho {\rm K}{}_2}{2}[\alpha (t{}_{{\rm M}})]{}^2[\omega (t{}_{{\rm M}})]{}^2\psi +\\ \frac{\rho }{2}[\alpha (t{}_{{\rm M}})]{}^2\omega (t{}_{{\rm M}})A{}_{1}R{}_1^{2}V{}_0+J\dot{\omega }(t{}_{{\rm M}})+\\ \frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e(t{}_{{\rm M}})(8)\end{array}$

其中,tM由将式(7)代入$\frac{\partial {\rm M}{}_l}{\partial t}(t{}_{{\rm M}})=0$求出。

本研究将上述各式中的A1和A2取为零,即得到机室没有开通风口的旋臂式离心机的总负载力矩为:

${\rm M}{}_l=\frac{\rho {\rm K}}{2}\alpha {}^2\omega {}^2\psi +J\dot{\omega }+\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e$ (9)

相应地,其最大总负载力矩为:

$\begin{array}{l}{\rm M}{}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}=\frac{\rho {\rm K}}{2}[\alpha (t{}_{{\rm M}})]{}^2[\omega (t{}_{{\rm M}})]{}^2\psi +J\dot{\omega }(t{}_{{\rm M}})+\\ \frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e(t{}_{{\rm M}})(10)\end{array}$

在给定离心机运行曲线即负载的离心加速度-时间曲线(a～t曲线)后,就可由式(8)或式(10)求出最大负载转矩,从而依此确定电动机必须提供的最大转矩。

1.2负载功率

由式(9)可导得机室开有通风口时,离心机的总负载功率为:

${\rm N}{}_l=\frac{\rho {\rm K}}{2}\alpha {}^2\omega {}^3\psi +\frac{\rho }{2}\alpha {}^2\omega {}^{2}A{}_{1}R{}_1^{2}V{}_0+J\dot{\omega }\omega +\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e\omega (11)$

类似地,本研究设在t=tN时刻总负载功率满足条件$\frac{\partial {\rm N}{}_l}{\partial t}(t{}_{{\rm N}})=0$,则可求得最大总负载功率为:

$\begin{array}{l}{\rm N}{}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}=\frac{\rho {\rm K}}{2}[\alpha (t{}_{{\rm N}})]{}^2[\omega (t{}_{{\rm N}})]{}^3\psi +\\ \frac{\rho }{2}[\alpha (t{}_{{\rm N}})]{}^2[\omega (t{}_{{\rm N}})]{}^{2}A{}_{1}R{}_1^{2}V{}_0+\\ J\dot{\omega }(t{}_{{\rm N}})\omega (t{}_{{\rm N}})+\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e\omega (t{}_{{\rm N}})(12)\end{array}$

同样,由式(10)可导得机室没有开通风口时,离心机的总负载功率为:

${\rm N}{}_l=\frac{\rho {\rm K}}{2}\alpha {}^2\omega {}^3\psi +J\dot{\omega }\omega +\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e\omega$ (13)

类似地,本研究可求得最大总负载功率为:

$\begin{array}{l}{\rm N}{}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}=\frac{\rho {\rm K}}{2}[\alpha (t{}_{{\rm N}})]{}^2[\omega (t{}_{{\rm N}})]{}^3\psi +J\dot{\omega }(t{}_{{\rm N}})\omega (t{}_{{\rm N}})+\\ L\frac{2m{}_l\text{g}(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^3-r{}_{\text{i}\text{n}}^3)}{3(r{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}^2-r{}_{\text{i}\text{n}}^2)}f{}_e(t{}_{{\rm N}})\omega (t{}_{{\rm N}})(14)\end{array}$

1.3确定驱动系统电动机额定指标的方法

本研究以三相异步电动机为例来说明确定驱动系统电动机额定指标的方法。为了叙述方便,忽略驱动系统中的减速器环节。

电动机的第1个基本指标是额定转矩MmotorN或最大转矩Mmotormax,这里,额定转矩与最大转矩的对应关系由电动机的机械特性确定[10],与之相应,电动机满足正常工作要求的第1个基本条件是Mmotormax≥Mlmax。因此,本研究根据由式(8)或式(10)求出的最大总负载转矩Mlmax,可以确定离心机驱动系统电动机的最大转矩Mmotormax,再利用所要求的过载系数λ,就可以确定电动机的额定转矩MmotorN,即:

MmotorN=Mmotormax/λ (15)

电动机的第2个基本指标是额定功率NmotorN,同样与之相应,电动机满足正常工作要求的第2个基本条件是NmotorN≥NlN。这里NlN是额定负载功率,对于离心机,可取NlN=Nlmax。

由于要同时满足上述两个条件,电动机才能按预定要求正常工作,因此建立同时满足这两个条件的一个关系式。为此,首先按离心机的运行曲线确定其稳定运行的转速ωlmax,由此确定电动机的额定转速ωmotorN=ωlmax。再由NmotorN=MmotorNωmotorN确定电动机的额定功率NmotorN,即:

${\rm N}{}_{\text{m}\text{o}\text{t}\text{o}\text{r}\text{Ν}}\ge \frac{{\rm M}{}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}\omega {}_{l\text{m}\text{a}\text{x}}}{\lambda }$ (16)

显然由式(15)确定的电动机额定功率NmotorN不小于Nlmax,且转矩条件Mmotormax≥Mlmax,能够得到满足。该式就是依据离心机负载转矩和转速计算其驱动系统电动机额定功率的公式,与之相应的方法就是确定电动机额定功率的方法。

值得一提的是,商用电动机给出的是额定转速和额定功率,因此在选择电动机时,要先确定额定转速,再由公式(16)确定额定功率。

2 解析算例与分析

作为算例,本研究计算一台机室没有开通风口的旋臂式动态离心机的负载力矩和负载功率及其驱动系统电动机的额定转矩和额定功率。该离心机的转动惯量J=30×104 kg·m2,根据运行曲线,加速过程分为4个阶段,各阶段的转速-时间关系为:

首先计算摩擦转矩和摩擦功率。由于缺乏支撑部件与旋转部件之间的摩擦力作用关系,但考虑到摩擦转矩和摩擦功率与总负载转矩和总负载功率相比都分别较小,因此本研究采用近似方法计算摩擦转矩和摩擦功率。假设支撑部件与旋转部件之间的总摩擦力矩在离心机加速、平稳运行和减速过程中都保持不变,摩擦功率按离心机以最大转速平稳运行时总负载功率的7%计算,则由气动功率公式计算得到Nw=93.0 kW,而此时惯性功率Ni=0,因此摩擦功率约为Nf=7.0 kW,对应的摩擦力矩为Mf=1.155 kN·m[11,12]。

然后计算总负载转矩和总负载功率。由阶段函数式(17)可确定,式(9)在t=3.272 s时有最大值1 353.0 kN·m,式(13)在t=5.921 s时有最大值1 928.9 kW。即该动态离心机的最大总负载转矩Mlmax=1 353.0 kN·m,最大总负载功率Nlmax=1 928.9 kW。

最后计算电动机额定转矩和额定功率。考虑到该离心机的动态实验要求,参考文献[5],取过载系数λ=2.2,且已知离心机的最大转速ωmax=6.062/s,从而由式(15)计算得到电动机的额定转矩MmotorN=615.0 kN·m,由式(16)计算得到额定功率NmotorN=3 728.1 kW。

事实上,若直接取离心机最大总负载功率Nlmax=1 928.9 kW作为电动机额定功率NmotorN=1 928.9 kW,就会出现以前出现过的离心机不能按预定运行曲线工作的情况,因为在转速较大时电动机轴输出的转矩就不满足条件Mmotormax≥Mlmax;若直接将离心机最大负载转矩与最大转速之积Mlmaxωmax=8 201.9 kN·m作为电动机额定功率,又会导致“大马拉小车”的浪费。因此,按本研究中的方法确定电动机的额定指标来选择的电动机,既能够避免不必要的浪费,又能够使离心机达到预定的工作要求。而以前直接用最大总负载功率或最大负载转矩与最大转速之积来作为电动机额定指标的方法都是不合理的。

3 结束语

本研究介绍了确定旋臂式离心机中驱动电机的额定功率的方法。在现有计算旋臂式离心机气动功率公式的基础上,针对机室没有开通风口和开有通风口的旋臂式离心机,分析了作用于负载的总转矩和由负载消耗的总功率,然后建立了按照旋臂式离心机的运行曲线,计算离心机总负载功率、最大总负载转矩和总负载转矩、最大总负载功率的公式。在此基础上建立了同时满足功率和转矩要求的驱动电机的额定功率计算公式,基于该公式提出了确定离心机驱动电机额定功率的方法。最后给出了一台机室没有开通风口的旋臂式动态离心机的计算实例,结果表明按本研究方法选择的电动机,既能够避免不必要的浪费,又能够使离心机达到预定的工作要求。

参考文献

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负载功率 篇7

在LCDTV及笔记本电脑的主板上,不同电压的多路电源在做时序的切换。此外,这些电源通常后面带有较大的电容,可限制电容在充电过程中产生的浪涌电流,以保护后面所带的负载芯片的安全。因此,在这些不同电压的多路电源主回路中通常插入由功率MOS管分立元件组成的负载开关电路。在这个电路中,功率MOS管有很长一段时间工作于VGS转折电压以下的RDS(ON)为负温度系数的区域,因此要优化相关外围电路元件参数的选择。

1 分立元件组成的负载开关电路及工作原理

分立元件组成的负载开关电路原理如图1所示,C1=0.1μF,C2=0.1μF,R2=100 kΩ。图1(a)中,当Q2导通时,Vin通过C1、R2充电,VGS的电压(即C1的电压)降低。当降低到功率MOS管的阈值电压时,MOS开通,ID电流从0增加,VGS增加到米勒平台电压时,保持不变。此时,ID电流也保持不变,一段时间后,米勒电容的电荷放电完成,然后反向充电,VGS增加,此时功率MOS管基本完全导通,VDS缓慢地随VGS降到最小值;Q2关断时,C1通过R1、D1放电,过程与上述的充电基本相同。

图1(b)中,开通过程充电回路为C1、R2//R1,放电回路为C1、R1。图1(a)的充放电的电阻是独立的,因此可以方便地选择相关的值。图1(b)中,充电回路的电阻为R2和R1并联值,因此参数的计算较复杂,主要应用于高输入电压值的电路中,通过R1和R2分压设定最大的G极电压值。

2 负温度系数局部过热

在开通过程中,VGS的电压从阈值电压增加到米勒平台电压的时间与G极的充电电流、输入电容相关;米勒平台的时间与G极的充电电流、米勒电容相关。这两个时间段内都会产生开关损耗,导致功率MOS管的温度升高。MOS管为A04407A的阈值电压到米勒平台电压的时间为2.5 ms,米勒平台电压的时间约为21 ms,在这种控制输入的浪涌电流的应用中,要求功率MOS管有相当长的一段时间内工作于放大区,也就是从导通到米勒平台结束的时间内,功率MOS管都工作于放大区。

由于功率MOS管的传输特性和温度对其传输特性的影响,VGS有一个转折电压,在开通的过程中,RDS(on)从负温度系数区域向正温度系数区域跨越,而在关断过程中,RDS(on)从正温度系数区域向负温度系数区域跨越。事实上,在功率MOS管内部,由大量的晶胞并联而成,各个晶胞单元的RDS(on)在开关过程中,动态的跨越负温度系数区域的时候,会产生局部过热。当某个区域单元的温度较高时,其导通压降降低,周边的电流都会汇聚在这个区域,产生电流的涌聚,也就产生部分区域热点。一些大电流的应用要求小的导通电阻,而MOS管的晶胞单元密度高,各个单元的距离更小。另外,由于硅片单元特性及结构不一致性、封装时硅片与框架焊接结面局部的空隙,容易形成局部的大电流的单元(即热点),其自身的温度增加,同时也使其邻近的单元的温度增加[3]。

AO4407A的数据表转折电压大于5V,在转折点处,器件的增益与温度无关,温度系数为0,AO4407A用于负载开关。米勒平台电压约为3V,低于5V,这表明功率MOS强迫工作于线性模式(即放大区)时,其RDS(on)工作于负温度系数区。

当内部产生热不平衡时,局部温度升高,导致这些区域的VGS降低。而流过这些区域单元的电流却进一步增加,使功耗增加,进而促使温度又进一步上升。其温度上升取决于功率脉冲电流的持续时间、散热条件和功率MOS单元的设计特性,热失衡导致大电流集中到一个局部区域,形成熔丝效应,产生局部热点,最后导致这些区域单元的栅极失控,功率MOS内部寄生的三极导通,从而损坏器件。

3 设计参数优化及器件选择

3.1 封装及热阻的影响

基于图1(a)的电路图,以AO4407A和AOD413A做对比实验,输入电压为12 V,两个元件的参数如表1所示。AO4407A的封装为S08,AOD413A封装为T0252。AOD413A的封装体积大,其热阻小,允许耗散的功率大。由于C1远大于两个元件的输入电容,C2远大于两个元件的米勒电容,因此在电路中,元件本身的输入电容和米勒电容可以忽略。如果外部的元件参数相同,在电路中用A04407A和AOD413A,则两者基本上具有相同的米勒平台的时间,如图2(a)、(b)所示。

为了对比AOD413A和A04407A抗热冲击的能力,延长米勒平台的时间到2.5 s,即将R2的电阻增大到910 kΩ,C2电容增大到3.1μF。在此条件下做对比实验,A04407A的电路开关1～2次就损坏了,因A04407A的热阻较高为40℃/W。而AOD413A的电路开关多次,仍然可以正常工作。因为AOD413A具有较低的热阻(25℃/W)和较大的耗散功率,因此,在较长的米勒平台的时间内产生的热量可以充分的消散,局部过热产生的热不平衡的影响减小。G极的串联电阻和米勒电容增加,除了米勒平台的时间增加,同时,输入浪涌电流的峰值也大幅度降低,输入浪涌电流的峰值越小,对系统的冲击就越小。但带来的问题是功率MOS管的热损耗增加,也增大了损坏的可能性。实验波形如图2(c)、(d)所示。

3.2 阈值电压的影响

通常对于功率MOS管,不同的阈值电压对应于不同的转折电压,阈值电压越低,转折电压也越低。选用AO4403和AO4407A作对比实验,均为S08封装,阈值电压不同,两个MOS管具体的参数如表2所示。输入电压为12 V,R2=100 kΩ,C2=1μF,可以看到两者具有相同的2.7 A浪涌电流,AO4403的米勒平台时间约为124 ms,米勒平台电压为-1 V;AO4407A的米勒平台时间约为164 ms,米勒平台电压为-3.6 V。因此,同样的外部参数,由于AO4403具有低阈值电压,米勒平台时间短,使得开通过程中产生的损耗减小,从而减小了系统的热不平衡,提高了系统的可靠性。实验波形如图2(e)、(f)所示。

基于电路图1(b)进一步做实验,输入电压为12 V,使用A04449参数,R1=47 kΩ,R2=15 kΩ,对应于不同的C1和CO的实验结果如表3所示。输出的电容越大,浪涌电流也越大。为了达到同样限定的浪涌电流值,使用C1的电容值越大,浪涌电流越小,但消耗的功率增加,功率MOS管的温升也增加,使MOS管内部晶胞单元的热不平衡越大,也越容易损坏管子。

(1)功率MOS管导通电阻的温度系数对应的VGS有一个转折电压,在转折电压以下,为负温度系数,无法自动平衡均流;在转折电压以上,为正温度系数,可以自动平衡均流。

(2)功率MOS管在开关的过程中要跨越正温度系数和负温度系数区,并在米勒平台处产生较大的开关损耗。

(3)负载开关电路通过增加米勒电容或输入电容延长米勒平台时间来抑止浪涌电流,电容值越大、浪涌电流越小、开关损耗越大。由于米勒平台处为负温度系数,因此也越容易形成局部的热点损坏。

(4)减小输出电容,提高功率MOS管的散热能力(更大的封装),选用低阈值电压,可以提高系统的可靠性。

摘要：介绍了功率MOS管导通电阻的正温度系数和负温度系数的双重特性以及相对应的VCS的转折电压,负载开关电路通过延长米勒平台的时间来限制输入浪涌电流的工作特点。分析了由于米勒平台工作于负温度系数区域,产生的开关损耗导致局部热不平衡从而形成局部热点的原因。实验结果表明,减小输出电容、提高功率MOS管的散热能力,可以提高系统的可靠性。

关键词：浪涌电流,温度系数,局部热点,米勒平台,负载开关

参考文献

[1]刘松.理解功率MOSFET的开关损耗[J].今日电子,2009 (10):52-55.

[2]刘松.理解功率MOSFET的RDS(ON)温度系数特性[J]今日电子,2009(11):25-26.