负载开关论文（精选4篇）
负载开关论文 篇1
0 引言
负载开关是一种通用功率开关器件,过去主要应用于工业控制及汽车工业等[1]。近年来,开发出很多便携式电子产品,如手机、数码相机、Mp3和MP4等,负载开关又在这些领域应用广泛[2]。关于负载开关的软启动设计[3,4]、短路保护设计[5]和电流限制设计[6]等已有相关研究,且主要是定性分析。近年来,FAI RCHILD公司、ANALOGIC TECH公司和MICREL公司等相继开发出多种新型负载开关。这些研究主要集中在小电流低电压负载的应用,大部分工作电压为1. 2 ~ 5. 5 V,只有少数工作电压为3 ~ 13 V。如果要求工作电压18 ~ 36 V,工作电流≥5 A,则较难找到合适的现成产品。本文将负载开关应用于高压大电流负载,且通过理论分析和软件仿真给出关键参数选取原则,研究结果可作为高压大功率负载开关的设计参考。
1 负载开关冲击电流产生分析
功率MOSFET是一种具有良好开关特性的器件: 导通时其导通电阻Rds( on)很小; 在关断时其漏电流Idss很小。另外,它的耐压范围很宽,从几十V到几百V,漏极电流范围宽,从几A到几十A,所以非常适合做大电流负载开关[7]。
所设计的负载开关用于控制DC /DC变换器,一般DC /DC变换器前面都会有容量很大的滤波电容,由于负载开关导通电阻很小,若滤波电容的等效串联电阻( ESR) 很小,则在开关闭合瞬间就会产生很大的冲击电流[8,9]。如果冲击电流超过MOSFET的极限脉冲漏电流IDM,则有可能把MOS管烧坏[10],冲击电流形成示意图如图1所示。
DC / DC变换器前面的滤波电容等效为一个大容量电容Co,MOS管导通瞬间电源电压Vin通过负载开关向电容Co充电,产生一个很大的冲击电流。冲击电流的大小与负载开关的导通电阻、电容Co的等效串联电阻( ESR) 以及电源电压Vin有关。假设电容Co的等效串联电阻为Resr= 100 mΩ,为了提高效率,使用低导 通电阻的MOS管,其Rds( on)=40 mΩ,工作电压为Vin= 28 V,则峰值脉冲电流为Ip= Vin/[Rds( on)+ Resr]= 28 V/[100 mΩ + 40 mΩ]= 200 A,这样大的冲击电流有可能损坏MOS管。
2 负载开关缓启动电路设计
MOS管的导通电阻很小,它引起的压降和输入电压相比可以忽略[11],可通过延长负载开关电路米勒平台的时间来限制输入浪涌电流[12]。基于MOS的负载开关缓启动电路如图2所示。
MOS管V5在DC /DC电源模块的负电压输入端,加电瞬间,DC /DC电源模块的 - Vin电平和 +Vin电平相等,然后控制电路按一定的速率将 - Vin降到负电压。当TTL高电平加在光耦V1上时,光耦导通,进而三极管V2导通,然后输入电压通过电阻R4和R5分压后加载到MOS管栅极并导通,进而给DC / DC电源模块供电。电阻R4和电容C2共同决定了MOS管导通快慢,同时决定导通瞬间冲击电流大小。稳压管V3用来限制MOS管栅源电压以免被击穿。电容C3为滤波电容及DC /DC电源模块内部电容总和,C3容量远远大于电容C1和C2,故加电瞬间输入电压大部分加在C1和C2上,C1和C2分压来保证开机瞬间C1两端电压小于MOS管开启电压。当MOS管导通后,R6用于把C1上的电荷泄放掉,保证下次MOS导通时C1两端电压不超过MOS管开启电压。
3 仿真分析
为验证主电路工作原理及工作特性,利用Saber2007对基于MOS的负载开关缓启动电路工作过程进行仿真。
关键参数选取原则及具体参数选择如下:
Ciss为MOS管输入电容,此参数可在器件资料中查询到。为保证电容C2起主要作用,C2可按式( 1) 选择:
R8为阻尼电阻,可按照式( 2) 选择:
Vmax为输入电压最大值,电容C1为保证开机瞬间MOS的栅源电压小于栅极开启电压,可按照式( 3) 选择:
稳压管V3用来限制MOS管栅源电压以免MOS管被击穿,V3稳定电压一般选择12 V。
MOS管选择: 电源的额定输入电压为28 V,考虑裕量选择Vds≥60 V。开关控制的负载电流为Io,则MOS管的漏极电流Id≥2Io,比如实际中Io= 3 A,则Id≥6 A。漏源导通电阻Rds( on) 应该越小越好,才能减小它在导通状态下的损耗。选择MOS管V5为IRF1310N,导通电阻只有36 mΩ,导通损耗比较小。
除去R4和C2之外的其他关键参数确认: 等效电容C3= 200μF,R5= 24 kΩ,R6= 1 kΩ,R7= 10Ω。
假设Io= 3 A,无电容C2时冲击电流Ip波形如图3所示。
在仿真中,R4= 0. 3 kΩ,对电容C2分别为20 n F、170 n F、320 n F和470 n F时进行电路扫描分析,固定R4扫描C2时冲击电流波形如图4所示。
固定C2= 0. 01μF,电阻分别 为0. 4 kΩ,3. 6 kΩ,6. 8 kΩ和10 kΩ时进行电路扫描分析,固定C2扫描R4时冲击电流波形如图5所示。
从仿真结果可以看出,单独增大R4或者单独增大C2都能够起到降低冲击电流的作用。但是C2太大会造成关断延迟时间太长,MOS管发热太多,综合考虑我们选择电容C2= 0. 01μF。电阻R4由于取值稍大不影响关断延迟,可以选择R4= 30 kΩ。根据式( 2) 选择R8= 510Ω,根据式( 3) 选择C1= 1μF。
4 结束语
负载开关的结构并不复杂,应用元器件不多,即使用分立元器件组成,其占PCB面积也不大。MOS管有导通阻抗低和驱动简单的特点,在周围加上少量元器件就可以构成缓启动电路,故可根据使用要求自行设计。借助软件仿真能够更有效地指导设计工作。基于MOS的负载开关一般应用于小功率负载,但是如果参数选择合理,负载开关完全可以适应大功率的应用。
NF1-32负载型组合开关 篇2
关键词：NF1-32,组合开关,模数化,储能
0 引言
随着我国工业的迅速发展,组合开关的品种规格日益增加,产品体积和操作行程越来越小,控制电流不断增大,结构上向全封闭发展以避免空气尘埃进入触点间影响触点的可靠导电,机械和电气寿命要求也在逐步提高。但是,目前大量生产和使用的却是20世纪七八十年代统一设计的产品,其主要性能指标与国外还有一定差距。基于社会发展的需求和实际产品现状,开发新一代的组合开关势在必行。
1 NF1-32负载型组合开关的适用范围
NF1-32负载型组合开关适用于交流50Hz(或60Hz),690V及以下电压等级的电气线路,用于控制主回路、辅助回路、三相电机和其它负载,起到手动隔离的作用。该开关使用类别为AC-22A、AC-23A,符合IEC 60947-3和GB 14048.3标准。
2 工作原理
NF1-32负载型组合开关主要结构如图1所示。开关在自由位置时处于闭合状态,一旦需要进行电路切断或出现紧急情况时,通过旋转手柄对储能机构进行储能,当储能机构到达一定位置时,进行能量释放。释放的能量再传递给执行机构,执行机构迅速动作使接触系统分离,以达到分断电路的目的。当开关重新合闸时,储能机构复位,接触系统在反力弹簧的推动下重新闭合。
NF1-32负载型组合开关的主要性能指标见表
3 NF1-32负载型组合开关特点
NF1-32负载型组合开关具有以下特点:
(1)产品安装便捷。传统组合开关安装方式单一,只能采用面板或螺钉安装。NF1-32负载型组合开关提供2种安装方式(如图2、图3所示),可满足各种场合需求。
(2)功能扩展快捷。该开关带有功能扩展槽,可根据实际需求选用相应模块,从而实现快速升级。如:3 P+N、信号灯隔离指示等,如图4所示。
(3)分断速度快,燃弧时间短。该开关执行部分采用圆柱凸轮对接触系统进行接通与分断,该凸轮行程曲线如图5所示。
由图5可知,接触系统的动作行程方程式由两部分组成(假设操作速度恒定),即:
式中,S1、S2为动作行程;K1、K2为曲线斜率;θ为圆柱凸轮旋转角度。
对式(1)、式(2)求导,得:
由速度V=dS/dt可知,接触系统在区间①、②时的速度分别为:
由于斜率K2远远大于斜率K1,因此组合开关在进行分断时速度急剧增加,从而可有效地减少燃弧时间,提高开关分断能力。
(4)该开关采用插入锁扣方式(如图6所示)进行上下模块连接,使产品结构更加紧凑。
(5)产品采用模数化设计,可以方便地与其它产品配合安装,其外形尺寸如图7所示。
4 结束语
负载开关论文 篇3
关键词：双电源,无负载切换,自动转换开关,可靠性,安全性
1 引言
ATSE的全称为自动转换开关电器,是Automatic transfer switching equipment的缩写。ATSE主要用于紧急供电系统,其作用是将负载电路从一个电源自动换接至另一个(备用)电源的开关电器,以确保重要负荷连续、可靠运行。ATSE常常应用在重要的用电场所,因此其产品可靠性尤为重要。自动转换开关电器的转换一旦失败,其电源间的短路或重要负荷断电(甚至短暂停电),其后果都是严重的,这不仅仅会带来经济损失(使生产停顿、金融瘫痪),也可能造成社会问题(使人的生命处于危险之中)。因此,工业发达国家都把自动转换开关电器的生产、使用列为重点产品加以限制与规范。
ATSE是国家规范要求应用的一种保证供电连续性、可靠性的电器设备。它目前越来越广泛地应用于高层建筑、公共建筑、工厂、医院等,已成为配电系统中一种极其重要的设备。从实际使用角度出发,合理选用ATSE是一个需要综合考虑的问题。
选用ATSE时,需要考虑多方面的因素:设备的安全性、可靠性;设备的使用寿命;设备维护的成本,设备维护时对用户正常用电的影响;设备的转换动作时间等。
在对产品设计的跟踪调查中,研究人员发现:为保证ATSE正常工作,对其持续维护的工作,是一个很难解决的问题。各种带负载切换型的ATSE (例如双断路器型、双负荷开关型、单臂双掷型、双接触器型等),每3个月需要让备用触头工作0.5 h,以破除触头氧化层。但很少有单位能长期坚持这项工作,物业公司的变换,也可能使这项工作停顿。而在像地下室这样的工作环境,触头氧化问题会直接影响ATSE的安全使用和寿命。
时下,市面上出现了一款全新的ATSE,即CATSN系列无负载切换型自动转换开关,解决了双电源切换开关领域内一直认为是无法解决的触头氧化问题。
2 无负载切换型自动切换开关电器(CATSN)
2.1 无负载切换型自动切换开关电器(CATSN)的工作原理
无负载切换型自动切换开关电器(CATSN),是一种与其他双电源切换设备工作原理完全不同的新型设备。它由转换开关、机械机构、控制器和断路器或负荷开关组成。其工作原理是:先让断路器或负荷开关断开负载电路,再让转换开关在无负载情况下进行电源切换,切换完成后再合上断路器或负荷开关。这种切换方式曾长期运用在高压换闸操作中。采用这种方式转换电源时,转换开关处于无负载、无电流的状态,因此转换触头不存在电弧方面的问题,可以对其进行密封、涂抹导电润滑脂等处理,因而很好地解决了触头氧化问题(其他各种类型的双电源切换开关均为带负载切换型,转换触头必须具备分断电弧的能力,且备用电源侧的触头因长期处于打开状态,必然会导致触头氧化问题,影响设备使用安全)。
2.2 无负载切换型自动切换开关电器(CATSN)的优势
无负载切换型自动切换开关电器(CATSN)很好地解决了触头氧化的问题,因而在实际使用过程中,具有以下几点优势。
2.2.1 安全性、可靠性
CATSN的产品既不存在两路电源之间发生物理性短路的可能(双断路器型、双负荷开关型),也不存在两路电源间发生电弧性断路的可能(单臂双掷型)。同时,不会发生触头氧化问题(触头被氧化,产生氧化物,接触电阻增加,一旦投入使用,触头温度增高易造成开关烧毁甚至爆炸,俗称“开关放炮”,若由此造成供电中断,轻则影响生产和生活,重则造成重大事故)。出于对触头的保护,行业内对ATSE的做法是定期(3个月)做转换实验,烧触头30 min,破除触头的氧化层。但是真正能做到定期保养触头的用户却少之又少,这无疑给ATSE设备留下安全隐患。
另外,CATSN增加了一些提高设备运行安全性和可靠性的设计。其中之一是自投不自复的复位按钮,使设备不会在电网扰动、控制器扰动的情况下,开关出现不可控的自复转换,影响用户用电。
综合来看,CATSN系列无负载切换型自动切换开关具有更高的安全性、可靠性。
2.2.2 使用寿命大大延长
由于触头氧化问题,带负载切换的ATSE的常闭开关使用寿命相对较长;而其常开开关使用2年后就需要更换,特别是在环境差的地方,像地下室、窖井、矿井、化工、盐雾环境,常开开关触头氧化问题特别突出,触头被氧化,电弧会使开关更易、更早出现熔焊、粘连等问题,缩短ATSE的使用寿命。
CATSN的转换开关触头是无弧、涂油、密封的,不存在氧化问题。它的使用寿命比常闭开关的使用寿命还长,所以整体设备使用寿命大大延长。
需要说明的是,ATSE的控制器寿命与电子行业的发展水平相关,CATSN的控制器与其他厂商生产的控制器并无本质区别。控制器的使用寿命一般为5～10年左右,即可拆换。
2.2.3 维护成本低,而且维护时可以不用转换断电
对双电源转换开关的维护,主要是维护触头和控制器。出于对触头的保护,行业内做法是定期(3个月)做转换实验,烧触头30 min,破除触头的氧化层。控制器的维护需要切换开关有切换动作,要从一路电源转换到另一路电源。这给维护工作人员带来较大的工作量,而且很难坚持。
CATSN无需定期保养触头,只需定期(3个月)对控制器检查维护,如果切换电源,必然会给用户用电带来影响,所以CATSN可以不对电源进行切换,而只需按一下控制器复位键,确定控制器在正常工作即可。
2.2.4 合理的转换动作时间
CATSN为了提高设备安全性而增加了转换步骤,无疑使转换动作时间增加,其转换动作时间在1～4s之间。要达到更短的转换时间,就需增加其电机的功率和提高转速。但电源的切换速度并非越快越好,须综合考虑以下几点:
(1)电弧的可靠熄灭时间为120 ms,转换时间小于这个时间肯定是不安全的。两路电源间在电弧没完全熄灭时切换,将出现电弧短路的安全问题,会引发短路事故。
(2)对于感性负载,若电源切换速度太快,当ATSE从常用电源切换到备用电源时,负载会产生反电势,此反电势和备用电源电势叠加在一起,有可能产生大的冲击电流,使负载设备受到极大的机械应力,同时造成熔断器熔断或断路器脱扣。
(3)停电后,控制器还需要一段时间确认故障。若电源电压有短暂的波动,切换时间太短会使切换开关来回切换,影响正常供电。
(4)大多数设备断电10 ms就要重新启动。例如,电脑断电10 ms就需重新启动、高压钠灯断电3.6 ms就会熄灭。目前,双电源切换开关的最快切换时间是80～100 ms,这个切换速度大多数设备仍然会断电并重新启动。也就是说,超过10 ms的转换速度,对负载设备效果一样,都需要重新启动才能正常工作。
新的《民用建筑电气设计规范》JGJ 16-2008中,对双电源切换时间的规定:ATSE的转换动作时间,应满足负荷允许的最大断电时间的要求;疏散照明切换时间不应大于5 s,备用照明切换时间不应大于5 s,金融商业交易场所切换时间不应大于1.5 s;消防电梯、排烟系统、中央监控系统、火灾报警及灭火系统自动恢复供电时间不大于15 s;安全照明切换时间不应大于0.25 s。
3 结语
CATSN无负载切换型自动转换开关,以其全新的技术,攻破了双电源转换开关领域内多年一直认为无法攻克的技术难关,可为广大用户提供更安全、可靠的用电环境;其具有较低的维护成本和超长的使用寿命等优点,必将引领双电源切换开关电器领域的新一轮技术革新。
参考文献
[1]陈改.自动转换开关电器的选用[J].建筑电气,2005(3).
[2]宋光振,汉军.建筑电气设计中自动转换开关电器(ATSE)的选择与应用[J].电气应用,2010(7).
[3]张忠利.自动转换开关电器(ATSE)的选用及应用[J].电气技术, 2007(2).
负载开关论文 篇4
在LCDTV及笔记本电脑的主板上,不同电压的多路电源在做时序的切换。此外,这些电源通常后面带有较大的电容,可限制电容在充电过程中产生的浪涌电流,以保护后面所带的负载芯片的安全。因此,在这些不同电压的多路电源主回路中通常插入由功率MOS管分立元件组成的负载开关电路。在这个电路中,功率MOS管有很长一段时间工作于VGS转折电压以下的RDS(ON)为负温度系数的区域,因此要优化相关外围电路元件参数的选择。
1 分立元件组成的负载开关电路及工作原理
分立元件组成的负载开关电路原理如图1所示,C1=0.1μF,C2=0.1μF,R2=100 kΩ。图1(a)中,当Q2导通时,Vin通过C1、R2充电,VGS的电压(即C1的电压)降低。当降低到功率MOS管的阈值电压时,MOS开通,ID电流从0增加,VGS增加到米勒平台电压时,保持不变。此时,ID电流也保持不变,一段时间后,米勒电容的电荷放电完成,然后反向充电,VGS增加,此时功率MOS管基本完全导通,VDS缓慢地随VGS降到最小值;Q2关断时,C1通过R1、D1放电,过程与上述的充电基本相同。
图1(b)中,开通过程充电回路为C1、R2//R1,放电回路为C1、R1。图1(a)的充放电的电阻是独立的,因此可以方便地选择相关的值。图1(b)中,充电回路的电阻为R2和R1并联值,因此参数的计算较复杂,主要应用于高输入电压值的电路中,通过R1和R2分压设定最大的G极电压值。
2 负温度系数局部过热
在开通过程中,VGS的电压从阈值电压增加到米勒平台电压的时间与G极的充电电流、输入电容相关;米勒平台的时间与G极的充电电流、米勒电容相关。这两个时间段内都会产生开关损耗,导致功率MOS管的温度升高。MOS管为A04407A的阈值电压到米勒平台电压的时间为2.5 ms,米勒平台电压的时间约为21 ms,在这种控制输入的浪涌电流的应用中,要求功率MOS管有相当长的一段时间内工作于放大区,也就是从导通到米勒平台结束的时间内,功率MOS管都工作于放大区。
由于功率MOS管的传输特性和温度对其传输特性的影响,VGS有一个转折电压,在开通的过程中,RDS(on)从负温度系数区域向正温度系数区域跨越,而在关断过程中,RDS(on)从正温度系数区域向负温度系数区域跨越。事实上,在功率MOS管内部,由大量的晶胞并联而成,各个晶胞单元的RDS(on)在开关过程中,动态的跨越负温度系数区域的时候,会产生局部过热。当某个区域单元的温度较高时,其导通压降降低,周边的电流都会汇聚在这个区域,产生电流的涌聚,也就产生部分区域热点。一些大电流的应用要求小的导通电阻,而MOS管的晶胞单元密度高,各个单元的距离更小。另外,由于硅片单元特性及结构不一致性、封装时硅片与框架焊接结面局部的空隙,容易形成局部的大电流的单元(即热点),其自身的温度增加,同时也使其邻近的单元的温度增加[3]。
AO4407A的数据表转折电压大于5V,在转折点处,器件的增益与温度无关,温度系数为0,AO4407A用于负载开关。米勒平台电压约为3V,低于5V,这表明功率MOS强迫工作于线性模式(即放大区)时,其RDS(on)工作于负温度系数区。
当内部产生热不平衡时,局部温度升高,导致这些区域的VGS降低。而流过这些区域单元的电流却进一步增加,使功耗增加,进而促使温度又进一步上升。其温度上升取决于功率脉冲电流的持续时间、散热条件和功率MOS单元的设计特性,热失衡导致大电流集中到一个局部区域,形成熔丝效应,产生局部热点,最后导致这些区域单元的栅极失控,功率MOS内部寄生的三极导通,从而损坏器件。
3 设计参数优化及器件选择
3.1 封装及热阻的影响
基于图1(a)的电路图,以AO4407A和AOD413A做对比实验,输入电压为12 V,两个元件的参数如表1所示。AO4407A的封装为S08,AOD413A封装为T0252。AOD413A的封装体积大,其热阻小,允许耗散的功率大。由于C1远大于两个元件的输入电容,C2远大于两个元件的米勒电容,因此在电路中,元件本身的输入电容和米勒电容可以忽略。如果外部的元件参数相同,在电路中用A04407A和AOD413A,则两者基本上具有相同的米勒平台的时间,如图2(a)、(b)所示。
为了对比AOD413A和A04407A抗热冲击的能力,延长米勒平台的时间到2.5 s,即将R2的电阻增大到910 kΩ,C2电容增大到3.1μF。在此条件下做对比实验,A04407A的电路开关1～2次就损坏了,因A04407A的热阻较高为40℃/W。而AOD413A的电路开关多次,仍然可以正常工作。因为AOD413A具有较低的热阻(25℃/W)和较大的耗散功率,因此,在较长的米勒平台的时间内产生的热量可以充分的消散,局部过热产生的热不平衡的影响减小。G极的串联电阻和米勒电容增加,除了米勒平台的时间增加,同时,输入浪涌电流的峰值也大幅度降低,输入浪涌电流的峰值越小,对系统的冲击就越小。但带来的问题是功率MOS管的热损耗增加,也增大了损坏的可能性。实验波形如图2(c)、(d)所示。
3.2 阈值电压的影响
通常对于功率MOS管,不同的阈值电压对应于不同的转折电压,阈值电压越低,转折电压也越低。选用AO4403和AO4407A作对比实验,均为S08封装,阈值电压不同,两个MOS管具体的参数如表2所示。输入电压为12 V,R2=100 kΩ,C2=1μF,可以看到两者具有相同的2.7 A浪涌电流,AO4403的米勒平台时间约为124 ms,米勒平台电压为-1 V;AO4407A的米勒平台时间约为164 ms,米勒平台电压为-3.6 V。因此,同样的外部参数,由于AO4403具有低阈值电压,米勒平台时间短,使得开通过程中产生的损耗减小,从而减小了系统的热不平衡,提高了系统的可靠性。实验波形如图2(e)、(f)所示。
基于电路图1(b)进一步做实验,输入电压为12 V,使用A04449参数,R1=47 kΩ,R2=15 kΩ,对应于不同的C1和CO的实验结果如表3所示。输出的电容越大,浪涌电流也越大。为了达到同样限定的浪涌电流值,使用C1的电容值越大,浪涌电流越小,但消耗的功率增加,功率MOS管的温升也增加,使MOS管内部晶胞单元的热不平衡越大,也越容易损坏管子。
(1)功率MOS管导通电阻的温度系数对应的VGS有一个转折电压,在转折电压以下,为负温度系数,无法自动平衡均流;在转折电压以上,为正温度系数,可以自动平衡均流。
(2)功率MOS管在开关的过程中要跨越正温度系数和负温度系数区,并在米勒平台处产生较大的开关损耗。
(3)负载开关电路通过增加米勒电容或输入电容延长米勒平台时间来抑止浪涌电流,电容值越大、浪涌电流越小、开关损耗越大。由于米勒平台处为负温度系数,因此也越容易形成局部的热点损坏。
(4)减小输出电容,提高功率MOS管的散热能力(更大的封装),选用低阈值电压,可以提高系统的可靠性。
摘要：介绍了功率MOS管导通电阻的正温度系数和负温度系数的双重特性以及相对应的VCS的转折电压,负载开关电路通过延长米勒平台的时间来限制输入浪涌电流的工作特点。分析了由于米勒平台工作于负温度系数区域,产生的开关损耗导致局部热不平衡从而形成局部热点的原因。实验结果表明,减小输出电容、提高功率MOS管的散热能力,可以提高系统的可靠性。
关键词：浪涌电流,温度系数,局部热点,米勒平台,负载开关
参考文献
[1]刘松.理解功率MOSFET的开关损耗[J].今日电子,2009 (10):52-55.
[2]刘松.理解功率MOSFET的RDS(ON)温度系数特性[J]今日电子,2009(11):25-26.