开关驱动器论文

开关驱动器论文（精选7篇）

开关驱动器论文 篇1

0 引言

根据有关统计数据,在伺服系统中,伺服驱动器发生故障的概率达到了故障全部概率的31%[1]。在伺服驱动器的常见故障中,有一类是“功率主电路开关管开路故障”。当发生开路故障的某个开关管不影响伺服电机启动时,伺服驱动器仍然能够驱动电机运行,这种故障就显得非常隐蔽。因此对此类故障进行识别就非常重要。根据主电路输出的电流信号对其进行故障诊断已经成为人们常用的一种方法[2,3,4]。本文采用TMS320LF2407A DSP作为核心处理器,设计出了伺服驱动器功率开关管故障检测仪。

1 主要硬件电路设计

本文所测试的某型伺服驱动器输出三相电流的检测可以用LEM公司的HX-25P型电流传感器,该电流传感器的原边额定电流为±25A,原边电流最大测量范围为±75A,供电电压均为±15V,副边输出额定电压均为±4V,副边输出的最大电压均为±12V。以伺服驱动器的U相电流为例,其检测电路如图1所示。

由于电流传感器输出信号U传的范围为-12V～+12V,而TMS320LF2407A DSP的ADC模块所能转换的电压范围为单极性的0V～3.3V,因此必须对要采集的电流传感器的输出信号U传进行调理,其调理电路如图2所示。

根据图2中电路的工作原理,有

代入式(1)中并化简,得到

在式(2)中,令,得R35=2.125kΩ,且有:

此时当U传=-12V～+12V时,iU=0.0616V～3.1384V。即通过调节可调电位器R35使R35=2.125kΩ,可使得最终送入DSP ADC模块进行A/D转换的电压范围为iU=0.0616V～3.1384V,满足0V～3.3V的要求。

其它两路电流信号的检测与调理电路与伺服驱动器输出U相电流的检测与调理电路相同,不再赘述。最终的检测结果将通过LCD液晶显示器显示。

2 基于小波分析的故障特征提取方法

信号的小波多分辨分析的基本算法是著名的“Mallat塔形算法”。当伺服驱动器功率变换主电路中的不同功率开关管发生开路故障时,其输出的故障电流信号将包含不同的谐波成分,因此伺服驱动器输出的故障电流信号经小波分解后在各频带上的投影是不同的。所以可以通过对伺服驱动器的输出电流信号进行正交小波分解,得到分解后各尺度空间的信号能量,然后将这些能量按尺度大小排列成的向量作为故障特征向量,这样的分析方法称为频带能量分析法[5]。采用频带能量分析法从伺服驱动器输出电流信号中提取故障特征向量的具体步骤为:

(1)将相电流信号进行N层小波分解,得到各层共N个小波系数序列{dj,k,j=1,2…,N}。

(2)求各层小波系数序列的能量。设Ej为第j层小波系数序列{dj,k,j=1,2…,N}的能量,有

式中,dj,k为第j层小波系数序列中的第k个分量,n为第j层小波系数序列中分量的个数。

(3)特征向量的构成。按尺度顺序,以各层小波系数序列的能量为元素得到一组与电流信号对应的序列{Ej,j=1,2…,N},则可由此确定与能量序列对应的故障特征向量u=(E1,E2…,EN)。

(4)归一化处理。为了给数据运算和分析带来方便,对故障特征向量进行归一化处理,即:

利用故障特征向量u軈即可对伺服驱动器功率主电路的不同工作状态进行确定,从而实现其故障模式的识别。

3 主要软件设计

3.1 电流信号采集子程序

检测仪通过对电流信号进行离散小波变换以实现主电路中功率开关管开路故障的诊断,而要进行离散小波变换的数据个数必须是2n(n∈N+)个,考虑到DSP内部存储器的容量大小及小波变换运算量的大小,决定对每相电流采样256个数据点后再对其处理。

3.2 故障特征提取子程序

检测仪采用基于小波分析的方法从采集到的电流信号中提取功率开关管故障特征向量。目前尚没有一个公认的原则来选择小波基函数及最佳小波基,实际中可采用试验比较的办法来选择。通过多次尝试,采用db3小波对电流信号进行5层分解可以提取出反映功率变换主电路工作状态的故障特征向量,且运算量适当,易于实现。故障特征向量提取子程序如图4所示。

4 实验结果与结论

通过拔掉在实际伺服驱动器驱动板电路中用于传递主电路功率开关管控制信号的光耦,来模拟功率开关管的开路故障状态。并在不同的状态下,使伺服驱动器运行,使用所设计的检测仪对伺服驱动器进行测试。通过CCS2000软件的变量观察窗口可观察到在伺服驱动器功率变换主电路正常工作、A相上桥臂开关管V1发生开路故障、A相下桥臂开关管V4发生开路故障这3种工作状态下对A相电电流处理后得到的归一化后的故障特征向量如表1所示。

由表1可知,在主电路3种不同工作状态下,3个不同的故障特征向量的部分分量之间存在着显著的差别,检测仪正是利用这些差别对伺服驱动器功率主电路的不同工作状态进行确定,从而实现故障诊断。通过实验,说明了小波多分辨率分析用于检测伺服驱动器功率主电路开关管开路故障的有效性和可行性。

摘要：以TMS320LF2407A DSP作为核心处理器,设计了一种基于电机电流信号分析法的伺服驱动器功率开关管故障检测仪。该检测仪使用了小波多分辨率分析的方法从伺服驱动器的输出电流信号中提取开关管开路故障特征向量。实验结果表明了所设计检测仪的可行性和有效性。

关键词：伺服驱动器,功率开关管,小波多分辨率,故障特征

参考文献

[1]Li Baoan,Fan Ju,Liu Chou Kee.ATE Applied into FaultModeling and Fault Diagnosis of AC Servo Motor PWM DriverSystem[C].IEEE Autotestcon,September 2005:478-482.

[2]宋彦兵,方瑞明,卢小芬,刘杰.基于改进的MCSA法的变频电机转子故障诊断[J].电机与控制应,2009,36(3):38-42.

[3]刘曼兰,呼向东,崔淑梅.永磁直流电机故障诊断中电流信号分析与处理[J].哈尔滨工业大学学报,2005,37(6):836-838.

[4]杨瑞坤,马瑞卿.基于ADuC812的航空无刷直流电机电子保护装置[J].机电一体化,2009,(2):61-64.

[5]虞和济.基于神经网络的故障智能诊断[M].北京:冶金工业出版社,2000,5.

开关驱动器论文 篇2

光开关是光系统和网络的关键元件,在全光网络中可以实现全光层的路由选择、波长选择、交叉连接以及自愈保护功能。光开关的主要性能指标有插入损耗,隔离度,消光比,偏振敏感性,开关时间,开关规模及开关尺寸等[1],不同领域对光开关的要求也各不相同,为满足不同场合的需求,各种不同交换原理和实现技术的光开关被广泛提出,有利用电磁铁或步进电机驱动光纤、棱镜或反射镜等光学元件实现光路转换的机械式光开关[2,3,4];还有利用磁光效应、电光效应或声光效应实现光路的转换的固体光开关[5,6,7]。目前又出现应用于超高速光通信领域的全光超快光开关[8]。静电驱动微反射镜型光开关由于具有结构简单,无干扰,重复性好,易于集成和微平面加工等优点,与其他光开关相比具有很强的竞争力,成为研究的热点。

介绍了一种采用体硅微机械加工技术制作的光开关,对光开关的悬臂驱动结构进行了改进,提出了微反射镜与扭臂平行的驱动结构,相比传统的扭臂与反射镜垂直的结构,不仅提高了器件的集成度,增大开关的性能,而且使微反射镜的面积不受悬臂长度的限制,采用该结构光开关,成功制作了集成度较高的8×8光开关阵列驱动结构。

1 光开关原理

微反射镜型的二维光开关的工作原理如图1所示,当没有施加驱动时,微反射镜处在光通路上,入射光被反射镜反射后改变方向进入到镜面同一侧的光路中,这是开关的反射状态(a),此时要求微反射镜的尺寸足够大,能够尽可能将光全部反射回接收光纤中;当施加驱动电压时,微反射镜在驱动力的作用下,微反射镜向下移动完全移开光通路,入射光沿直线传播进入到前方的光路中,这是开关的直通状态(b),此时,要求在驱动力作用下,微反射镜能够完全移开光通路。因此,在满足光开关微反射镜尺度要求的前提条件下,采用合理的驱动结构,有效地降低驱动电压是设计光开关的关键。

(a) 反射状态 (b) 直通状态

2 悬臂驱动结构

图2是传统的扭臂与微反射镜垂直的开关结构示意图,采用静电驱动的方式实现开关状态。微反射镜大多是依据硅的结晶学特性,采用各向异性湿法腐蚀技术制作,无论是在(100)硅片或者(110)硅片上采用湿法腐蚀制作微反射镜,都存在严重的凸角削角现象,实际腐蚀后得到的微反射镜尺寸与原先的掩模版图设计尺寸相差较远,如果微反射镜尺寸不足够大会严重降低光开关的损耗,所以在掩模版图设计时需要考虑适当地加大反射镜尺寸或者采取相应的凸角补偿措施,而增加反射镜的尺寸,势必需要延长悬臂的长度,从而增加了光开关的驱动电压,另一方面,由于削角现象的影响,微反射镜的中心位置与悬臂末端有一定的距离,在驱动悬臂结构偏转的过程中,微反射镜的偏移距离小于悬臂末端的偏移距离,在直通状态,要使反射镜完全移开光路,则需要更高的驱动电压。

对图2所示的光开关驱动结构进行改进,现提出如图3所示的光开关悬臂驱动结构,在该结构中扭臂与微反射镜平行。微反射镜位于悬臂的末端,这样,在驱动过程中,微反射镜偏移距离一定的情况下,与图2结构相比,驱动电压较小,并且可以适当地增大悬臂宽度以增加反射镜的尺寸,而不影响光开关的驱动电压。为避免悬臂过大引起自重变形,还可以适当地改进悬臂的结构以减少重力力矩带来的影响。与图2结构相比,该结构具有结构紧凑,驱动电压低,反射镜尺寸大等优点,能够有效提高光开关的性能。

3 阵列光开关悬臂驱动结构

依据(110)硅片的结晶学特点,采用湿法腐蚀技术可以制作出垂直性高、光滑性好的反射镜,(110)硅片适合于制作光开关微反射镜阵列,采用所设计的悬臂驱动结构,成功制作了结构紧凑的8×8阵列光开关,如图4,单元光开关尺寸约为2.2 mm×1.8 mm ,整个阵列芯片面积为2.4 cm×2.4 cm。微反射镜尺寸较大,单面面积为180 μm×600 μm,位于悬臂的末端,保证了在开关驱动时有较大的位移。采用倾斜下电极结构驱动时,驱动电压为 65 V的情况下实现了微反射镜180 μm的大位移。

4 结论

介绍了基于微反射镜型的光开关扭臂驱动结构,提出了一种反射镜和扭臂相平行的悬臂驱动结构,该结构克服了增大微反射尺寸会引起驱动电压增高的问题,使微反射镜的面积不受悬臂长度的限制,在驱动电压作用下,微反射镜具有较大位移。相比传统的反射镜与扭臂垂直的驱动结构具有微反射镜尺寸大,驱动电压低等优点,并且器件结构紧凑,便于集成。采用该种结构成功制作了集成度较高的8×8阵列光开关悬臂驱动结构,单面微反射镜尺寸达到180 μm×600 μm,采用倾斜下电极驱动时,在65 V的驱动电压下实现了反射镜180 μm大位移。可见,使用该种悬臂驱动结构能够有效地提高光开关性能,增大器件的集成度。

参考文献

[1]刘文芹.MEMS光开关研究.传感器世界,2005;4:30—34

[2]肖清明.机械式1×2,2×2光开关.光纤通讯技术,2002;(3):151—154

[3]Cochran K R,Fan L,DeVoe D L,High-power optical microswitch based on direct fiber actuation.Sensors and Actuators A,2005;119:512—519

[4]Maekoba H,Helin P,Reyne G,et al,Self-aligned vertical mirror and V-grooves applied to an optical-switch:modeling and optimization of bi-stable operation by electromagnetic actuation,Sensors and Actuators A,2001;87:172—178

[5]肖立峰,刘迎,王启樟,等.集成光学声光光开关的研究.中国激光,2005;32(8):1073—1076

[6]Noh Youngouk,Lee Hyungjong,Won Yonghyub,et al.Polymer waveguide thermo-optic switches with-70dB optical crosstalk.Optics Communications,2006;258:18—22

[7]Yeo Dongmin,Shin Sangyung.Polymer-silica hybrid1×2thermo-optic switch with low crosstalk.Optics Communications,2006;267:388—393

开关驱动器论文 篇3

当前,由于能源和环境问题,电动汽车受到广泛的重视,电动车行业具有非常大的发展前景。相对于其他电机而言,开关磁阻电机(SRM)具有结构简单、成本低、效率高、启动转矩大、启动电流小、适用于频繁的起停、调速性能好等优点,被越来越广泛应用在电动车的驱动中[1,2,3,4,5,6,7]。

近年来,许多文献都在电动车驱动用SRM方面做出了一系列的研究。文献[2]利用转速、母线电压以及给定转矩来查询电流环给定、开通角和关断角的查表法来提高启动转矩和电机的效率。但是此方法需要建立大量准确的数据表格,增加了计算量和复杂程度。文献[3]通过在线仿真得出效率最高时的开通角和关断角。文献[4]在文献[3]的基础上,结合电流滞环控制,采用电流和转速双闭环策略来提高低速启动的转矩和电机的效率。文献[6]首先来建立一个数据表,利用绕组电流、转子位置查询磁链和转矩,然后结合转矩分配函数来抑制转矩脉动、提高电机的运行效率。尽管在抑制转矩脉动和提高电机效率上已经提出了许多方法,但是电动车快速启动的问题还没有得到很好的解决,并且这些方法都是采用固定开通角和关断角进行控制,其效率相对而言较低。针对这一问题,本文对SRM的驱动策略提出了进一步的优化和改进。

2 SRM驱动系统的优势

2.1 SRM 原理

SRM的运转过程遵循“磁阻最小原理”,即磁通总是沿磁阻最小的路径闭合。当定子的某相绕组通电时,会产生一定走向的磁场,从而产生切向磁拉力,带动相离最近的转子极旋转到转子轴线与定子极轴线相重合的位置。根据转子运动特性,当SRM的绕组按照一定顺序通电时,所产生的磁场就会使电机按照一定的方向进行旋转运动;按照一定方式改变SRM的绕组通电顺序,电机又会按照相反的方向进行运转。

SRM的电磁转矩可以通过其磁共能(WC)对转子位置角(θ)的偏导数进行求得,即:

其中

式中:Wc(i，θ)为绕组的磁共能。

尽管该数学模型从理论上能够完整并准确地描述SRM的电磁及力学的关系,但由于磁路的非线性,该模型的计算变得十分困难。在本文的转矩计算分析中,假设不计磁路的饱和影响、绕组的电感与电流大小无关等因素,将电机模型理想线性化,从而可以得到电磁转矩方程为

从式(2)可以得出电磁转矩的大小与电流的平方成正比,所以SRM在电流较小的时候就可以产生较大的电磁转矩;当转子初始位置在电感上升区(d L/dθ> 0)时,给定子绕组通电,绕组电流会产生正向转矩(电动转矩);当转子初始位置在电感下降区(d L/dθ< 0)时,给定子绕组通电,绕组电流会产生反向转矩(制动转矩)。

2.2 SRM 与其他驱动电机的对比

电动汽车的驱动系统主要由控制器、电动机、电池管理系统3大部分组成,其中驱动电机的选择是至关重要的环节。目前市场上电动车驱动电机的性能比较结果如表1所示。

由表1可以看出,SRM具有可靠性高、效率高、启动转矩大和启动电流小等优势,更符合车用电机启动迅速和节能的要求。当然SRM也有一些不足之处,主要是存在转矩脉动,振动和噪声比一般电机大一些。但是由于电动车的运行路况比较复杂,电动车运行过程中就会产生颠簸和噪声,所以SRM的转矩脉动和噪声也就可以忽略不计。

3 驱动策略

电动车用SRM的驱动系统采用双闭环控制策略:SRM的启动采用电流和加速度双闭环控制策略;在正常调速过程中,采用电流和转速双闭环控制策略。具体的控制框图如图1所示。

3.1 启动控制策略

由于路况复杂,电动车启动时负载变化特别大,普通的线性叠加给定转速的软启动策略不能满足不同路况下快速启动的要求。针对这一问题,本文提出了基于加速度反馈的启动策略,其控制流程图如图2所示。

在定时器中断中进行加速度计算,并采集启动初时加速度的数值。判断是否过流,如果是,保护动作;否则继续判断是否处在启动状态。如果SRM不在启动过程,直接进入电流和转速双闭环进行控制;否则,进入启动程序。为了使SRM具有快速的启动性能,在启动过程中采用电流和加速度双闭环控制,用给定加速度与实际加速度的差值作为加速度外环的输入,然后经过PI调节后作为电流内环的电流给定。在电流内环中,电流斩波限值是根据初始加速度的大小进行调节,这样既能保证启动转矩,又能防止电流峰值过大、造成电能的浪费。SRM启动结束后,采用电流和速度双闭环控制,电机进入正常的调速过程。

3.2 节能控制策略

为了提高车用SRM的效率,使其在节能上更具有优势,本文主要从两个方面进行控制:控制电流斩波的限值和进行自适应的角度控制。

当电机启动运行时,电压不变,旋转电动势引起的压降小,电感上升期的时间长,这时候di/dt的值比较大,为了防止电流峰值过大和增大启动转矩,采用单限幅电流斩波控制,限值设为额定电流的2.5倍,启动结束后再降斩波限值设置为额定电流的2倍。具体斩波思路是:设置一个电流上限值iref,当实际电流i > iref时,关断功率开关;当实际电流i < iref时,则开通功率开关。如此通过控制功率开关的关断,使得实际电流在给定电流附近上下浮动,从而获得足够的启动转矩。具体的理想相电流斩波波形如图3所示。

为了满足车用SRM省电的性能要求和保证程序简单可靠的运行,本文对角度控制进一步的优化控制。SRM电机正常运行时,相电流是在图4中θ1到θ3这段电感最小区域迅速建立的,在这一段的开通角计算公式为

式中:Lmin为最小电感;U为直流母线电压;ω为实际转速;i为实际电流。

令θadv代表着角度控制中开通角的变化量,为了计算方便和简化模型,用电流环的给定值icmd代替实际电流,其公式为

在负载一定和母线电压一定的情况下,SRM的绕组电流与转速成正比的关系,再结合式(4)可得,当在负载和母线电压一定的前提下,转速最大时,绕组电流最大,此时对应的θadv应该最大,反之对应的θadv最小,从而可将绕组电流和实际转速看成一个整体,建立一个线性模型:

经过试验总结出SRM额定负载下开通角变化量的最大值θmax和最小值θmin,带入到式(5)求得斜率K和常数b,再根据实时监测到的转速和电流环给定,进一步求得开通角,计算公式为

4 驱动系统的实现

4.1 硬件电路

本系统采用DSPIC作为主控芯片,处理各种输入信号、输出PWM控制功率电路、响应各种保护信号,其硬件如图5所示。

4.2 软件设计

本文采用C语言进行编写,实现以下功能:实现正转、反转、停车功能;能够在0~2 800 r/min内任意调速;实现欠压过流等保护功能。软件程序主要由主程序和中断服务程序组成。主程序主要完成系统初始化、转速计算、堵转检测、欠压检测和键盘扫描等功能;中断程序主要完成位置信号捕获、加速度计算、A/D采集、速度显示、确定换相逻辑、双闭环调节等功能。具体的程序流程设计如图6所示。

5 实验与测试

对开发的一台额定电压60 V、额定功率4k W、额定转速2 800 r/min的12/8极SRM进行了试验。

电机的目标转速为电机的额定转速2 800r/min,在不同的启动策略下,测试了电机的转速曲线,基于加速度反馈启动控制方式和普通软启方式的转速变化曲线如图7所示。

从图7中可以看出,在基于加速度反馈启动策略的条件下,电机启动快速平稳,启动转速的超调量小,未超过5%。而在普通软启方式的情况下,电机启动较缓慢、超调量大,并且调节时间长。所以,基于加速度反馈的启动策略能更好地满足车用SRM快速启动且舒适的要求。

图8是转速为1 200 r/min,负载为半载条件下测得的相电流波形,可以看出,自适应角度控制下的电流波形的峰值和电流宽度都要比固定开通角控制下的小。所以,基于自适应角度控制系统的效率更高,省电效果更明显。

最后进行了装车试验,用开发的SRM系统替代原有的60 V,4 k W直流电动机系统,用于某电动汽车驱动,并与原直流电动机驱动系统进行了对比,测试结果如表2所示。

从表2可以看出,开发的SRM系统的启动电流显然比直流电动机小,并且行驶里程比直流电动机提高了11%。装车试验充分证明,开发的SRM系统具有非常高的节电性能,适用于电动车驱动系统。

6 结论

本文针对车用SRM的驱动系统进行了理论分析,采用DSPIC为主控芯片,开发了电动车驱动控制系统,并开展了一系列的试验测试。试验结果表明,SRM采用基于加速度反馈的启动策略与电流斩波相结合的控制方式,控制方便、启动平稳快速;SRM采用自适应角度控制电动运行,在获得足够转矩的情况下,其运行效率更高,用于电动车驱动可有效提高一次充电行驶里程。

摘要：研究了电动车驱动用开关磁阻电机的快速启动和节能控制策略。采用基于加速度反馈的启动策略,在启动过程中,实时检测电机的加速度,通过电流和加速度双闭环调节,实现快速启动的目标。同时,根据初始加速度的大小来判断重载程度,以确定相应的电流斩波限值,既满足启动要求,又防止电流峰值过大。在正常调速过程中,采用自适应开通角控制,达到节能的目的。将一台4kW 12/8极开关磁阻电机替代原直流电动机,用于某电动车驱动,试验结果表明:提出的控制策略在工程实践中是可行的,能够使电动车快速启动,高效运行,一次充电行驶里程提高11%。

开关驱动器论文 篇4

但是脉冲功率开关技术有如下特点:运行电压高(数k V到数百k V)、导通时间短、峰值功率大、高频连续开关工作。单管IGBT耐压和通流能力有限,在脉冲功率固态开关中多以串并联形式应用,如果单管IGBT的耐压为1 200 V,在几十k V的调制器中就需要100~200级单管串联才能实现,为了减少由于PCB布局产生的开关驱动延时,各级单管就近单独配驱动电路,驱动电路采用光信号接收器直接接收开关信号。

由于固态开关悬浮于高电压上,驱动电路的低压电源必须做到隔离,常规设计一般采用隔离变压器,但是隔离变压器工作频率低,副绕组数量少,导致体积大线路复杂,当固态开关使用多级IGBT串联实现时,大量使用隔离变压器会影响整个PCB的体积和分布参数[2]。

如何设计出体积小、精度高的多路驱动电源,是目前脉冲功率固态开关隔离驱动电源需解决的问题。本文介绍了电流母线形式和串联谐振逆变方法隔离驱动电源的设计方法,研制出几百路输出为DC 20 V、总功率约500 W的驱动电源样机,运行良好。

1 总体设计

本文所述高压隔离驱动电源采用电流母线的形式,系统原理框图如图1所示。

系统组成分为输入电路、串联谐振主回路、控制电路、采样电路、输出隔离变压器、全桥整流电路。

电流母线流过高频交流电源,从环形磁芯中穿过构成变压器初级,环形磁芯上缠绕几组相同匝数的次级线圈经整流后形成一路隔离电源,多个环形磁芯串在一起在次级实现多路的隔离驱动电源,后接驱动板控制固态开关通断。电流母线采用耐高压电缆,与磁芯的绝缘材料共同实现电位隔离。

变压器初级采用高频交流逆变电源,提高频率可以减小变压器体积,但同时也可能增加开关损耗,因此主回路加入谐振网络改善输出电流波形,改变回路阻抗性质,为开关管提供软开关条件[3],变压器次级有若干路绕组,各输出经各自整流电路后为固态开关供电。

采样电路将电流信号送至控制电路,构成输出逆变输出反馈;控制电路产生高频驱动信号,并根据电流反馈闭锁或使能驱动信号。

2 主电路

本文设计的隔离驱动电源采用半桥串联谐振逆变电路,主回路如图2所示。

前端直流电源采用AC 220 V整流滤波而来,中间加软启电路,防止上电瞬间电容充电电流过大;C1,C2为分压电容,并联相同的分压电阻,稳态时两端电压相同,中点电压为E/2。

Q1,Q2为IGBT,选用半桥模块,分别反并联二极管D1,D2;LS和CS分别为谐振电感和谐振电容;直流输入电压经半桥逆变成方波;LS和CS构成串联谐振实现开关管Q1和Q2的软开关,减少开关损耗[3,4,5]。

半桥串联谐振逆变电路相比全桥电路相比,减少了开关管的数目,同时IGBT承受的电压应力小,整个电路结构简单,容易控制。

后端为电流母线穿过数个磁环,形成1个变压器,电流母线做原边,每个磁环上绕适当的匝数作为副边,副边电流经过整流滤波就可以成为1组隔离驱动电源。该变压器设计原理与LLC串联谐振变压器相同,根据变压器副边侧每一路驱动电源的输出电压和变压器原边侧直流母线电压的比值,初步设计变压器原副边匝比,根据输出功率和输出电压确定负载等效阻抗,初步确定变压器原副边电流;变压器副边输出后接全桥整流电路及滤波电路,输出所需驱动电源。

由于采用了高压原边电缆和高压磁环,驱动电源能够实现固态开关和驱动电源的高压隔离。

3 控制电路

控制芯片采用Motorola公司的高性能谐振控制芯片MC33067,驱动控制电路如图3所示。

芯片管脚12和管脚14分别为两路输出信号,产生IGBT门极驱动信号,分别为主电路上下桥臂的驱动,为避免上下桥臂直通,两路驱动信号应设置死区时间Td,Td由芯片16脚外接的定时电阻RT和定时电容CT计算确定:

驱动信号频率可以通过调整串接于芯片管脚3和管脚6之间的调频电阻RVFO进行调节,其实质是改变流经RVFO的电流大小;芯片管脚9为使能端,低电平时芯片无输出,此管脚可作为保护端口。

芯片管脚12和管脚14输出驱动信号后各自经过与门输出,电压反馈信号VF和参考电压VREF构成比较电路,连同后端晶体管T1和T2构成反馈控制回路,当VF>VREF时比较电路输出为低电平,T1工作于截止区,T2工作于饱和区,驱动信号与门的输入经二极管和T2被拉至低电平,驱动电路无驱动信号输出,串联谐振逆变回路内部能量振荡衰减,当VF<VREF时正好相反,T1工作于饱和区,T2工作于截止区,串联谐振逆变电路正常运行,这样形成一个闭环,可以实现输出电压“自停自补”,为避免比较器频繁翻转,调节反馈电阻构成所需滞环,根据后端调制器固态开关驱动所需电源电压设定参考电压值VREF,能够得到稳定输出电压。

电流采样电路如图4所示。

流经电流母线的交流电经互感器,在互感器副边形成与互感器原副边匝比有关的交流电流,经整流桥整流后在电阻R1上形成电压信号,再经后端分压电路形成采样信号VF+和VF-送至差分放大电路,选取电阻R4,R5,R6,R7阻值相同,输出电压信号VF大小由下式计算:

4 样机试验

本样机为某固态开关调制器提供数百路高压隔离驱动电源,总功率约500 W,输出电压DC 20 V。

样机结构设计分为两部分:高频辅电单元和高压隔离单元。高频辅电单元包括整流、高频逆变和采样控制;高压隔离单元包括隔高压直流母线、隔离变压器和全桥整流。

高频辅电单元输出高频交流直接接入高压隔离单元的电流母线,电流母线采用硅橡胶高压电缆,环形磁芯外套以环氧树脂材料的护罩,保证高压电位隔离,全桥整流滤波后作为驱动电源。

高频串联谐振逆变电源输入单相交流电压,磁芯选用高磁密度、矫顽力小以及损耗小的非晶软磁材料,需要几十个磁环,根据输入输出电压关系,磁环原副边匝比n=N2/N1=8。

串联谐振逆变主回路开关管选用BSM100GB120DN2半桥模块,耐压1 200 V,谐振电感LS=53μH,谐振电容CS=450 n F,主回路谐振频率,对串联谐振逆变电路分析可知,当开关频率时,主回路谐振电流断续[6],开关管为零电流开通,零电流/零电压关断,开关损耗低且干扰小,电路具有电流源性质,因此控制电路频率电阻RVFO=6.2 kΩ,开关频率fs=15.8 k Hz,死区电阻RT=3 kΩ,死区电容CT=10 n F,由式(2)计算得出死区时间Td=10.44μs。

IGBT两端电压和电流波形如图5所示,电流断续,开关管工作于软开关状态。

图6为闭环控制自停自补测试波形,波形①为IGBT上桥臂驱动信号波形,由图可见正常工作时驱动信号周期性间断封锁,例如在t1到t2时刻,驱动信号停止输出;波形②为主回路电流波形,在主回路IGBT驱动信号存在时,主回路串联谐振,变压器原边流过高频交流电,IGBT驱动封锁后,串联谐振主回路无电流;波形③为每一路变压器副边整流滤波后电压波形,在t1时刻,电流采样回路VF>VREF,驱动信号被封锁,谐振电流中断,输出电压开始降低,到t2时刻,电流采样回路VF<VREF,驱动信号恢复,谐振电流恢复,输出电压开始逐渐增长,如此滞环控制实现自停自补,输出电压被稳定在设计值,滞环的宽度决定了输出电压的纹波大小。

交流输入额定AC 220 V时,控制电路自停自补时间为460μs,高压隔离电源每一路输出为20.64 V,直流纹波电压为0.8 V,示波器测得波形如图7所示。

实验输出结果证明了设计的科学性及有效性,达到了设计目的。

5 结论

经过样机试验验证,本文设计的驱动电源运行稳定,实现了高压隔离、体积轻巧、功耗小,可实现多路输出,且一致性好、精度高、误差小,控制简单方便。在基于多级IGBT串并联的脉冲功率高压固态开关应用中,是较为理想的高压隔离驱动电源。

参考文献

[1]郑建毅,何闻.脉冲功率技术的研究现状和发展趋势综述[J].机电工程,2008,25(4):1-4.

[2]余琳.用于高压脉冲电场杀菌的IGBT串联型高压脉冲发生器研究[D].杭州:浙江大学,2012.

[3]陆治国,余昌斌.新型LLC谐振变换器的分析与设计[J].电气应用,2008,27(1):65-68.

[4]胡先东,高俊宁,葛立峰.半桥LLC谐振变换器的参数优化设计[J].电力电子技术,2013,47(7):101-103.

[5]唐瑶,王志强,李国峰.基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计[J].电力电子技术,2012,46(4):4-7.

开关驱动器论文 篇5

2001年起, 中纺锐力公司连续承担国家“863”计划节能与新能源电动汽车重大专项“EQ6110HEV混合动力城市公交车用电机及控制系统”、“EQ6110HEV混合动力城市公交车用电机及控制系统的产业化”、“车用开关磁阻驱动电机系统”、“DCM机电耦合动力传动装置关键技术开发”等课题, 在课题负责人高超教授、闫志平高工带领下, 成功开发出50/100KW强混合、35/60KW中混合用电机系统等产品。承担的课题均顺利通过国家验收, 各项技术性能指标达到或超过课题合同要求, 其中电机噪声指标取得了突破性进展, 电动汽车用电机产品的产业化工作在“863”团队中起到了积极示范作用。公司配置了国内生产SRD的第一条组装流水线, 并于2008年通过了汽车行业TS16949认证, 年生产能力可达3000套。2004年以来, 该公司向东风电动汽车股份有限公司提供了50套产品, 在武汉市公交510、599、585路示范运营。

公司自主研制生产的SRD系统适合于电动车辆的驱动电机, 电机结构简单结实、高启动转矩、低启动电流, 高效区宽, 具有完全对称的四象限可逆调速性能, 同时拥有极快的动态响应时间。车用电机系统包括一台电动机和一个控制器, 具有电动和发电两种运行方式以及转矩和转速两种给定方式;有较宽的转速范围、较高的效率和较轻的重量。产品主要技术参数为:额定电动功率为35KW、峰值功率60KW、峰值发电功率50KW, 转速范围0～7000rpm, 额定电源为直流336V, 系统额定效率不低于88%, 电动机重量140kg, 控制器重量35kg, 通讯方式为CAN总线, 数字参数设置。

其电动机为三相12/8极结构, 自然冷却, IP54密封, H级绝缘。采用钢板焊接整体式降噪结构, 配合课题开发的专利技术——减振安装装置, 大大降低了在车辆应用中的噪声水平。控制器采用TI公司DSP芯片进行全数字控制, 采用了多种现代控制策略和控制方式, 系统最高效率超过90%, 高效区超过80%;低速输出转矩和高速输出功率充分保证;动态调速时间≤200ms, 能够满足车辆自动换档要求。用户界面丰富, 有100多个可调参数满足不同用户要求;并通过上位机简化软件参数管理工作。具有CAN总线、RS485通讯口, 便于同整车控制系统接口。控制器结构采用减振安装, 电路全部采用三防结构, 能够适应车辆恶劣的环境应用, 提高了产品可靠性和耐久性。

开关驱动器论文 篇6

织机主传动系统分为直接式和间接式两大类。间接式传动方式是电动机通过摩擦离合器传动织机主轴, 离合器与制动器配对使用。通常, 电动机总是在回转, 通过操纵离合器与制动器的接合和脱离来控制织机的启动或制动。间接传动方式, 在织机启动时, 一直在转动的电动机和离合器的转子以及皮带轮储蓄着较大的动能, 可以加快织机的启动过程, 因此对电动机的起动力矩没有特殊的要求, 织机通常采用此类传动方式。但是离合器和刹车片的磨损以及皮带打滑都会使织机起、停性能逐渐变差, 而且要定期更换维修, 成本较高。并且间接传动采用的电机在织机停机时, 依然保持空转, 增加了能耗。

直接式传动方式, 其驱动电动机是和织机直接联动的, 电动机与主轴之间的传动链上不存在离合器, 机构简化, 当织机停机时, 电动机停止转动, 避免了电动机的空转。直接式传动方式要求电动机具有超强的起动力矩, 以实现织机迅速启动、确保第一次打纬具有充足的打纬力, 避免织物出现开车痕。由于织机直接主传动方式对驱动电机的起动和制动性能要求很高, 一般难以满足, 织机通常采用间接式传动方式。目前, 国际上先进的织机采用直接主传动方式。

天津工业大学电工电能新技术天津市重点实验室, 针对织机直接主传动的电机驱动问题, 开发研制了具有超强起动和制动性能的开关磁阻电机驱动系统 (SRD) 。该系统包括:开关磁阻电机、功率变换器、控制器和位置检测部分。电机采用三相12/8极结构的开关磁阻电机, 控制器采用DSP (信号处理器) 为核心的全数字控制系统。通过优化设计和优化控制, 实现了对电机的超强起动和制动, 并具有运行可靠、控制灵活、调速范围宽的特点。而且, 由于其具有良好的调速性能, 因而, 在织机慢速寻纬时, 可代替慢速寻纬专用小电机, 而由此电机带动织机进行慢速寻纬运动, 省去了慢速寻纬专用电机。

图1为开发研制的具有超强的起动和制动性能以及宽速范围调速的开关磁阻电机驱动系统, 电机为5.5KW开关磁阻电机。该系统可在0.1秒内带载起动, 能够满足织机主轴直接驱动的要求。图2为带载 (负载为18.5Nm) 起动和制动运行时的电机转速实测波形。

为了实现实时在线监测开关磁阻电机驱动系统的运行状况, 又开发研制了实时在线检测系统, 能实现对开关磁阻电机驱动系统的转速、电流、电压、转矩、功率、位置等变量的实时在线检测, 各变量的运行状态可同步在上位机上实时动态显示。

开关驱动器论文 篇7

开关磁阻驱动系统由开关磁阻电机和控制器组成,开关磁阻电机型号KSM,型号设计说明如图4。

控制器型号KSC,型号设计说明如图5。

KSM电机的安装尺寸与相同机座号和铁芯长度的Y2系列交流异步电机的安装尺寸相同,与Y2交流异步电机的安装方法也相同,可以与现用电机互换。

7 控制接口设计

电机与控制器接口如图6、图7。图6是电机端接线口,图7是控制器端接线口。

当电机工作在制动状态时,电机发出的电将回馈到控制器的电容上,但必须通过电阻放掉。电阻的阻值和功率可根据制动功率的大小进行选择。将电阻接至控制器的放电电阻端子上即可。

控制器与电机间的每一相连接可选用2芯屏蔽电缆,屏蔽层应良好接地。电缆内的2根导线最好绞合在一起,以减少电磁辐射。电缆的导线截面积可与三相输入电缆相同,若电缆长度超过20m,应适当增大导线的截面积。控制器主控板控制口,如图8所示。内部控制有电机角位移检测信号接口(XB2位置信号接口)和电机电流检测接口(XS3电流传感器),外部控制有开关量输入、模拟量输入和通讯接口,还设置有开关量输出接口。

(1)反馈控制

系统可以工作在闭环状态,可根据反馈自动调节电机的转速。反馈量由被控系统通过相应的传感器提供。反馈量的设定通过模拟量输入端子XS7的5、6脚(AI2)进行设定。控制器有两种信号接口:0V～10V电压信号及4(0)mA～20mA电流信号。如果反馈信号类型为0V～10V电压信号,则反馈量的设定也为0V～10V;若反馈信号为4(0)mA～20mA,0V对应0mA,10V对应20mA。电压信号接至模拟量输入端子XS7的1、2脚(AI0),电流信号接至XS7的3、4脚(AI1)。至于采用哪一路信号作为反馈量,可通过参数F034进行确定。

(2)模拟量转速设定

当系统工作在开环状态时,转速可通过模拟量输入端子XS7的5、6脚(AI2)进行设定。信号类型为0V～10V,0V对应最低转速,10V对应最高转速。最低转速由参数F010进行设定,最高转速由参数F009进行设定。

(3)外部控制

当控制器成为柜体中的一个组件时,为方便操作,可以通过外部按钮控制电机的正启、反启与停止。XS8的1、2脚(DI0)为电机正启按钮输入,3、4脚(DI1)为电机反启按钮输入,5、6脚(DI2)为电机停机按钮输入。所有开关量的输入都经过了光电隔离,因此,需为开关量输入提供1路直流24V电源。

(4)通信控制

控制器具有RS-232通讯口,XS5为RS-232通讯接口,其中1脚为+5V电源的正端,2脚为数据接收(RXD),3脚为数据发送(TXD),4脚为参考电平(GND)。一般串行通讯只需3条线,即收(RXD)、发(TXD)、地(GND)。通讯距离<10m选用普通3芯通讯线缆,>10m选用带屏蔽层的3芯通讯电缆。

8 比较优势

2005年以来,开关磁阻电机及其数控系统在螺旋压力机、曲柄压力机和液压系统及液压机上获得广泛应用,应用证明,KSC相比传统交流或直流电机,在具备频繁瞬时大范围速降性能的同时,还具有下述优势:

(1)系统效率高

系统在其宽广的运行范围内,整体效率比其他系统高出至少10%。在低转速及非额定负载下高效率则更加明显。

(2)运行速度范围宽

系统在零到最高转速的转速范围内均可带负荷长期运转,电机及控制器的温升均低于工作在额定负载时的温升。

(3)无过冲启动电流

系统具有软启动特性,电机启动过程绝无普通交流电机正常启动电流大于额定电流5～7倍的现象,而是启动电流平滑增加至所需的电流。设定的电机启动时间越长,启动电流越小。

(4)高启动转矩,低启动电流

系统启动转矩达到额定转矩的150%时,启动电流仅为额定电流的30%。

(5)可频繁启停及正反转切换

电机可频繁启动和停止,频繁正反转切换。在有制动单元及制动功率满足时间要求的情况下,启停及正反转切换可达1000次/h以上。

(6)三相输入电源缺相或控制器输出缺相不烧电机

三相输入电源缺相,KSC电机或者欠功率运行或者停机,不会烧毁电机和控制器。

电机输入缺相只会导致电机输出功率减小,或者有可能导致电机无法启动。

(7)过载能力强

电机过载能力强,当负载远大于额定负载时,转速会下降,保持最大输出功率,不会出现过流现象。当负载恢复正常时,转速恢复到设定转速。

(8)功率器件控制错误不会引起短路

系统的上下桥臂功率器件和电机的绕组串联,不存在发生功率器件控制错误导致短路而烧毁的现象,如图9所示。变频器的主电路原理图如图10所示,上下桥臂直接串联,存在由于干扰或导通错误导致母线直接短路的可能性。

(9)可靠性高

由于电机的转子无绕组和鼠笼条,电机可高速运转而不变形,机械强度和可靠性均高于其他类型电机。定子线圈嵌装容易,端部短而牢固,热耗大部分在定子,易于散热冷却。转子无永磁体,可允许高温升。

(10)功率因数高

普通交流电机空载时功率因数为0.2～0.4,满载时为0.86～0.89;而KSC系统的功率因数空载时可达0.995,满载时可达0.98。

9 结束语

交流和直流电机因基于定子、转子两个磁场相互作用原理,其转子或有绕组、导体或有永磁体,其电机原理及其结构和控制不能满足频繁瞬时大范围速降的要求。开关磁阻电机以基本原理不同于传统电机的优势,彻底解决了传统电机的技术难题。

开关磁阻电机及其数控系统基于定子单个磁场原理,转子无磁场,具备频繁瞬时大范围速降的电机原理条件;转子上既无绕组、导体也无永磁体,具备频繁瞬时大范围速降的结构条件;KSC是由嵌入式微处理器、大规模数字模拟器件、电力电子功率器件及KSC电机共同组成的新型驱动系统,KSC电机的转向与相绕组的电流方向无关,只取决于相绕组通电的顺序,具备频繁瞬时大范围速降和换向的控制条件。

开关磁阻电机及其数控系统性能指标比交流电机系统及直流电机系统都要好,是一种新颖的、高性价比的、具有典型机电一体化结构的数控驱动系统。KSC系统具有结构简单、工作可靠、强度高、高效节能、调速精度高、启动电流小、可频繁正反转运行等优点,尤其是瞬时速降性能特别好,特别适合曲柄压力机、螺旋压力机、液压系统及液压机的工作特性需求,是压力机的理想驱动系统。开关磁阻电机及其数控系统将促使压力机产生巨大的进步与发展。

参考文献

[1]苏旭辉,卫华,李志敏.6RA70全数字直流调速装置在机械压力机上的设计与应用[J].锻压装备与制造技术,2009,44(3):44-45.

[2]鲁洁.第九届中国国际机床工具展览会(CIMES2008)锻压展品专题报道.锻压装备与制造技术,2008,43(5):2-4.

[3]赵婷婷,贾明全.开关磁阻数控压力机开发与应用[J].锻压装备与制造技术,2007,42(3):31-33.

[4]赵婷婷,王浩.多击式电动螺旋压力机结构方案分析与能耗实验研究[J].锻压技术,2009,34(5):112-115.