电子负载（通用9篇）
电子负载 篇1
0前言
在产品测试中,经常需要接入负载,以便测试产品的负载能力等。通常,使用一些静态负载,如电阻、电阻箱、滑动变阻器等,而且往往还需要有多种不同的功率和阻值,这样会使得测试过程变得复杂繁琐,增加测试成本。电子负载可以模拟真实环境中的负载(用电器),相对于传统负载,电子负载由于体积小、功耗低、精度高、阻值可调范围大等优点[1],逐渐成为电子制造和应用领域中使用比较广泛的一种测试设备。国内对电子负载的研究从20世纪90年代开始,对它的关注度和研究成果呈不断上升趋势,这正是由于电子负载相对于其它同类测试仪器具有的优势性。
文章研究的直流电子负载系统以ARM单片机作为控制核心,大功率双极型晶体管作为等效电阻的产生母体[2]。软件上,采用了PID算法,使得等效电阻的精度和稳定性得以提高[3];硬件电路采用了PWM,通过积分来输出所需要的控制电压,替代了D/A转换器,从而降低了系统成本。由于高性能的ARM单片机的采用,使得可控制的电学量更加丰富,除了恒定阻值外还可以有恒定电流、恒定电压、恒定功率等工作模式,而且ARM单片机较快的运算处理速度也使得系统最终的模拟量更加稳定。同时,人机交流操作界面采用了LCD屏,使得用户的操作更加便利,可显示的数据更加丰富。
1 实现原理
电子负载的原理是通过控制功率晶体管的导通程度来产生等效电阻。
图1所示为双极型晶体管的输出特性曲线。从图中可以看出,晶体管工作在放大区域时,集电极电流Ic可直接由基极电流Ib控制而改变,与集电极和发射极之间的电压几乎无关。当晶体管集电极的电流变化时,其集电极和发射极之间的等效电阻可随着集电极电流的变化而变化[4],即控制双极型晶体管的基极电流可控制其集电极和发射极之间的等效电阻:R=(Vce)/(Ic)。
图1双极型晶体管输出电流-电压特性曲线
当待测设备接入系统时,通过检测负载电流和待测设备的输出电压,就可以知道此时的晶体管等效电阻。随着基极电流的改变,其集电极和发射极之间的等效电阻也随之而变,这是系统工作在恒阻模式下的工作原理。当系统工作在恒压模式下时,通过电压检测得到输出电压。由于双极型晶体管的基极电流可以控制系统的等效电阻,就可以通过与待测设备内部电阻的分压,改变待测设备的输出电压,所以随着基极电流的改变,其待测设备的输出电压随之而变。当系统工作在其它工作模式时,其工作原理与恒阻、恒压工作模式类似。
2 系统实现
构成一个完整的系统除了需要产生等效电阻的母体晶体管外,还需要相应的晶体管驱动模块、电压与电流检测电路、异常检测模块、LCD显示模块、按键操作模块等。图2所示的是系统构成框图。
接口部分的电路如图3所示。其中IN是输入接入;Vsout是电压检测输出;PWM是控制输入。
电压检测是经过R2和R3电阻分压后由Vsout输出,R1是测流电阻。将电压的检测接在R1之后,可以提高电流的检测精度,同时,由于R1上的压降很小,所以不影响电压检测的精度。如果要消除R1上压降引起的误差,由于负载电流I和R1已知,就可以在软件上进行补偿。
电流检测选用了MAX4080高侧电流检测电路。MAX4080作为高度集成的简单、精确和紧凑的电流检测芯片,具有测流精度高(满刻度0.1%)、电压范围宽(4.5V至76V)、功耗低(仅需电源电流75?A)、放大倍数可选等特点。还可在-40℃至+125℃温度范围内工作和具有宽的共模输入范围[5]。因此,适合系统作为电流的检测。
晶体管驱动电路包括放大电路和数模转换电路。放大电路主要由Q1、Q3两个三极管组成。Q3主要起放大作用,而Q1通过图3中的接法,起到开关作用,以避免当PWM输出低电平时,外接电源电压直接接入到Q2双极型晶体管的基极。数模转换是通过一个电容和一个电感对PWM积分来实现,相较于采用D/A转换电路降低了系统的成本,同时不失控制精度。PWM的脉冲波经过三极管放大后进入由电感和电容构成的积分电路,将PWM的输出转换为直流电压,最终驱动晶体管工作。
晶体管选用工作在放大区域的双极型晶体管,型号为2SD1047,该晶体管具有最高可承受140V的电压,最大可得到12A的电流,最高可在150℃环境下工作等特色,完全满足系统的需求[6]。
D1是保护稳压管, 在输入电压异常时保护后续电路。
3 控制实现
直流电子负载需要较高的精度,控制功率晶体管的导通程度也需要一个不断变化的调节过程。传统的调节方法多采用运放或比较器组成的反馈电路来实现。比较器通过比较设定值与测量值,将比较后的输出作用于功率晶体管。这样组成的反馈系统误差很大、精度低[7]。为了能更好地稳定等效电阻的值,软件中采用了PID控制算法,简化了电路,降低了成本,精度更高,更易操作实现。PID就是对输入偏差进行比例(P)、积分(I)和微分(D)运算,运算的叠加结果去控制执行机构。通过调节这三个系数,则可以得到最终适应本系统的控制算法[8]。
以恒阻模式为例,单片机根据检测到的电压与电流值算出实际的等效电阻值,然后与设定值相比较得到误差值,对误差值进行PID运算得到PWM输出的占空比来控制晶体管的等效电阻。系统是闭环的。逻辑框图如图4所示。
类似地,也适合其它工作模式的控制。
4 结论
利用双极型晶体管的特性构成的电子负载成本低、精度高、稳定性好、易控制,在电子制造和应用领域具有很大优势。系统选用的型号为2SD1047的双极型晶体管,由于其本身存在可承受和可调节最高的电压电流范围,所以对系统所能模拟的范围和所能接入的待测设备有一定的限制,即所谓的正常工作的条件。
系统采用PWM输出而不是选用D/A转换器输出,简化了电路,降低了系统的成本。而利用PID控制算法,在简化了电路,降低了系统成本的同时,增强了系统控制精度和抗干扰能力,提高了系统的可靠性。
对于输出电压较低的待测设备,经过分压电路后得到的值会更低,使得电压检测精度低。可以通过在系统后端接入可编程增益放大器改变这一不足,同时可以让系统的适应性得以提高。
电子负载 篇2
负载均衡器可以根据实际的响应时间制定优先级交付决策，从而实现高性能、智能化流量管理，达到最佳的服务器群性能。采用第七层应用控制还可以减少通信高峰期的错误讯息，因为差错控制和流量管理技术可以侦测到一些错误信息，并透明地将会话重定向到另一个服务器，使用户顺利地进行使用。例如，服务器A不可用或者数据库出现错误，错误信息将会返回到负载均衡器上，然后会将客户的访问指向服务器B或者将消息重放到其他数据库中去，整个过程对用户是透明的。
目前，许多厂商推出了专用于平衡服务器负载的负载均衡器。目前负载均衡器生产商有：Intel、Alteon Web、Arrow Point(已被思科并购)、Coyote Point、F5 Networks、Foundry Networks、HydraWeb以及 RADWare等。
负载均衡器的形式多种多样，作为启动器，它以各种形式和大小出现。一些厂商，如Alteon、ArrowPoint，将负载均衡器集成到交换设备中，置于服务器与Inte.net链接之间;而另外一些厂商，如Coyote Point、F5 Networks 以及HydraWeb，则运用两块网络适配器将这一功能集成到PC中，其中一块连接到前端止于Web服务器的Hub上，另一块通过路由器或其他设备连接到Internet上。一旦负载均衡设备检测到所管理的每台服务器承载的负荷量，它会按照一定的算法来分配通信。Arrow Point公司的CS-100、F5的 Big/ip、以及Coyote Point公司的均衡器都支持循环均衡功能。其处理方法是，均衡器同时向所有可用服务器以命令序列方式发送相同数量的请求。Alteon的AceSwitch 180、Coyote Point的均衡器、F5 Networks的Big/ip以及RADWare的Web服务定向器支持这样一种均衡方法:它能以最小的TCP链接将请求发送到服务器。Arrow Point的CS-100还支持静态负荷均衡选项，这就是说，为服务器分配请求是建立在事先已指定负荷量的基础之上的。
举个简单例子，使用Pentium300的机器应比Pentium200承载更多的请求，
由于采用了负载均衡技术，自动故障恢复得以实现，服务的时间可以延长，24×7可靠性和持续运行成为可能。另外，负载均衡器一般也支持路径外返回模式，即绕过流量分配器，为那些焦急等待大量数据文件请求响应的客户提供更快的响应时间。
总之，如果负载均衡需求简单，也就是说，只是接近于通过所有服务器的“共享”级水平，并且网络环境也只是由低速LAN组成，则不需要太高级的均衡产品。同样的，若是静态内容传输，则只要具备循环分配功能的负载均衡器也就可以了。
在最新的负载均衡产品中，智能化越来越明显。一些智能化的负载均衡器能够侦测到像数据库错误、服务器不可用等信息，从而采取措施使会话恢复和重定向服务器，使电子商务能够得以顺利进行。多址负载均衡器可以对客户发来的访问请求进行解析，计算出最佳地址，然后将该地址返回客户，使客户自动连接到对其请求来说最佳的数据中心。
典型产品：Intel网擎负载均衡器
负载均衡服务具体分为本地负载均衡服务和远程负载均衡服务。英特尔公司的网擎(Intel NetStructure)7170网络应用负载均衡器，可应用于本地负载均衡服务。该设备能够平衡服务器群中所有的服务器和应用之间的通信负载，根据实时响应时间进行判断，将任务交由负载最轻的服务器来处理，以实现真正的智能通信管理和优秀的服务器群性能。服务器故障切换和多重冗余特性可以让通信绕过故障点, 从而使用户站点始终保持运行和可访问性。并且，每次提供负载均衡服务后，7170网络应用负载均衡器都有记录，每天都会自动生成一个报告，客户通过这一报告还能了解流量的分布情况。
英特尔网擎系列中的7190多址负载均衡器可用于远程负载均衡服务。这一设备针对拥有多个网站地址的企业进行专门设计，能够根据单个URL地址将通信路由到方便可用的站点，从而实现广域网范围的负载平衡。为了提高响应速度，7190采用 “快速响应模式”，使所有的站点都能对同一用户的访问请求作出响应，响应最快的站点将接受并完成这一访问任务，而不是在发生用户请求时计算“最快”的路由因而产生额外的延迟时间。管理员可以采用这种模式确保很短的服务器响应时间，也可以选择对用户满意度产生更大影响的其他算法。系统在后台收集多站点状态信息，如服务器响应时间、通信量、本地系统状态，从而使7190能够立即确定每个数据中心的状态，并将访问导向最佳站点。
(责任编辑：铭铭 mingming_ky#126.com TEL：（010）－68476636)
原文转自：www.ltesting.net
关于直流电子负载的研究 篇3
负载检测是电源、通信、蓄电池、能源等领域的重要环节。传统的测试电源负载常将电阻、电感、电容等进行串并联组合来模拟实际负载情况, 这种方法的缺点是负载形式单一, 负载大小不能进行连续调节, 且占用较大的安装空间, 电能损耗量大。直流电子负载利用功率场效应管、绝缘栅双极型晶体管 (I G B T) 等功率半导体电子元件吸收电能并将电能消耗掉, 实现了负载参数可调的功能, 并具有很高的精度和稳定性, 在测试电源设备方面得到了广泛的应用。
1. 系统组成和几种工作模式的原理
如下图所示, 系统以AVR ATmega64单片机微处理器作为控制核心, 外围配置有检测电路、检测显示设备、键盘输入控制设备、功率控制单元等组成。
该系统的键盘控制输入部分可以根据检测需要设定参数, 选择是恒流、恒压、恒阻或者是恒功率等工作模式。其中恒流模式是通过键盘编程设置电流值, 使得流过电子负载的电流保持恒定不变, 不随电压的变化而变化。系统工作于恒压模式时, 流入电子负载的电流依据所设定的负载电压而定, 此时负载电流将会增加, 直到负载电压等于设定值为止, 在此之后, 电子负载的电压保持不变。恒阻模式, 这种模式下, 流入电子负载的电流依据键盘输入的电阻值和电压值大小来确定, 此时的电子负载就相当于一个固定电阻, 流过电子负载的电流与输入电压成正比, 比值为键盘设定的电阻值, 保持不变。在恒功率模式下, 流过电子负载的负载电流依据键盘所设定的负载功率的大小而定, 此时负载电流与输入电压乘积等于负载功率的设定值, 即负载功率保持设定值不变。
2. 系统硬件设计
该系统的硬件设计采用的技术方案为“PIC单片机处理器控制核心+电力电子功率器件+通信监控”。系统设计除了AVR ATmega64单片机控制模块的设计外还有采样电路的设计、显示模块的设计、键盘输入电路的设计、电源电路的设计、保护电路的设计以及通信电路的设计, 各模块分别设计, 然后连接组合, 使得系统运行稳定, 易于检查维修与升级。下面对几个重要模块的设计做一介绍:
2.1 A/D采样电路
在系统的检查和测量环节中, 需要使负载准确地工作在不同的模式下, 这时在设计时就要对电源的输出电压和MOS管的电流进行实时采样。采样过程电路需要使得电子负载的输入电压与A/D采样端的输入电压信号一致, 这就需要先进行分压设计。设计时首先将采样电路进行分压, 用采样电阻将电流信号转换为电压信号, 然后再进行档位切换, 经过积分运算后用ATmega64自带的具有10位精度的逐次逼近型A/D对采样电压信号进行A/D采集。这样的设计既可满足采样要求, 又可以简化电路。
2.2 键盘编程电路
系统的键盘编程电路可以设计5个按键来供工作人员操作。这5个按键分别为“恒流模式”、“恒压模式”、“恒阻模式”、“恒功率模式”、“OK”、“右移”、“+”、“—”。
开机进入系统后首先按键从四种模式中选择一种, 然后点击“OK”, 系统自动进入参数设置界面, 然后用“右移”键将光标停留在需要设置的参数上面, 再用“+”或“—”按键进行参数设定, 设定完成后按下“OK”, 系统就退出设定状态, 自动进入工作状态。系统的键盘编程电路设计方便了工作人员对系统的调节控制。
2.3 显示模块
本系统选用的显示模块为LCD, 型号为NHDC12864MZ-NSW-BTW, 这款LCD可以显示汉字, 字符和图形, 还可以实现屏幕的滚动和翻页, 具有功耗低、体积小、易编程操作的优点。在编程设计时应先对显示区域进行规划, 然后再进行编程驱动。本系统中采用分页显示的思路, 将显示界面分为三页进行设计, 即模式界面、参数设置界面和测量结果显示界面。这种设计方法不但轻松地实现了显示功能, 还具有可以与按键同步、调试简单的优点。
2.4 通信模块
为了在系统运行时可以在上位机上进行实时监测, 需要将电子负载和电脑连接起来。该系统在信息传递时采用RS485串行通信方式, RS485为半双工通信方式, 具有可长距离传输信号 (可达1200m) 、多站传输、抗噪声干扰强等优点。系统选用美信公司的MAX485收发芯片, 将芯片的R1OUT引脚和T1IN引脚与ATmega64的RXD引脚和TXD引脚相连, 将传输过来的数据用于上位机电子负载工作曲线的绘制和系统运行状态监测。
3. 系统软件设计
在系统的软件设计中, 将采集回来的电压数据和电流数据经AVR ATmega64单片机的A/D转换接口进入微处理器, 再与预先设定的数值进行比较, 最后按照键盘输入的功率进行控制, 将参数显示到LCD12864显示模块上, 并将数据通过串口发送到上位机进行实时监测。
系统程序中设定了四个工作模式的数据采集函数集、LCD12864显示函数集、串口发送数据函数集和中断服务函数等, 供主函数的调用。主程序开始执行时先对数据采集模块、LCD显示模块、A/D采集模块、通信模块等各个模块进行初始化, 然后再依据选择顺序执行, 以下为主程序的流程图, 可以清晰、有条理地理清系统运行流程。
4. 上位机监控系统
系统的上位机监控系统在设计时可采用功能强大又易于操作的VB语言, 用MSComm控件设计了串口通信程序, 采集由下位机ATmega64发送来的数据, 并将数据用于实时监控界面图表的绘制, 便于工作人员进行调整。
5. 结语
本文系统以AVR ATmega64单片机为控制核心, 给出了可以在恒流、恒压、恒阻和恒功率四种工作模式下工作的多功能直流电子负载设计方案。系统可以实现对被测直流电源和一些功率电子元器件的特性进行测试, 希望能为电子负载的设计人员提供参考。
参考文献
[1]马榈, 刘圆圆, 瞿文龙.一种双向DC/D C变换器的稳态特性分析[J].电力电子术, 2007, 41 (5) :15—18
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[5]赵文峰.直流大电流标准及检定系统[J].宇航计测技术, 2002 (10) :45-46.
四种负载均衡技术 篇4
负载均衡实现的几种方法有：
■基于DNS的负载均衡，它是通过DNS服务中的随机名字解析来实现的，但不能够按照Web服务器的处理能力分配负载，无法完全解决现在网络中面临的问题：如单点故障问题，服务器资源不够用问题等。
■如果是基于IIS，Windows 2003 Server本身就带了负载均衡服务，但这一服务也只是轮流分配，可能会造成额外的网络问题。
■软件方式，通过一台负载均衡服务器进行，上面安装软件。这种方式比较灵活，成本相对也较低。但是软件负载均衡解决方案缺点比较多，因为每台服务器上安装额外的软件运行会消耗系统不定量的资源，越是功能强大的模块，消耗得越多，所以当连接请求特别大的时候，软件本身会成为服务器工作成败的一个关键;软件可扩展性并不是很好，受到操作系统的限制。
■硬件方式，通过专门的负载均衡设备实现。直接在服务器和外部网络间安装负载均衡设备，这种设备我们通常称之为负载均衡器，对于流量的分配可以有多种策略，但基本上都是应用无关的，独立于操作系统。这种方式往往适合大流量、简单应用。
一般而言，硬件负载均衡在功能、性能上优于软件方式。因为它能有效地解决数据流量过大、网络负荷过重的问题。硬件方式更适用于大量设备、大访问量、简单应用。
由上图所示，通过应用负载均衡机，使应用服务超过了一台服务器只能为有限用户提供服务的限制，可以利用多台服务器同时为大量用户提供服务，
当某台服务器出现故障时，负载均衡服务器会自动进行检测并停止将服务请求分发至该服务器，而由其他工作正常的服务器继续提供服务，从而保证了服务的可靠性。由于专门的设备完成专门的任务，独立于操作系统，整体性能得到大量提高，加上多样化的负载均衡策略，智能化的流量管理，可达到最佳的负载均衡需求。
根据图中所示高并发连接数的要求，选用梭子鱼负载均衡机340型号的路由模式进行安装，并采用2台梭子鱼340型号的负载均衡机进行堆叠部署，两台梭子鱼负载均衡机互为备份，并采用“心跳”技术实时监控伙伴设备是否实时可用，以提供秒级的故障切换，从而在负载均衡的同时，最大程度地提高web服务系统的高可用性和可靠性。
梭子鱼负载均衡机结合快速稳定的4层负载均衡解决方案，配置千兆网口和内置IPS功能，提供：
- TCP / UDP服务负载均衡
- IP保持或者不间断服务
- 服务失败自动恢复服务器机制
- 所有负载均衡服务均加载负载入侵检测功能
- 通过web界面操作，无比方便
- 兼具速度、可信度和良好的支持
- 最低端的型号都能够支持100个后端服务器
- 不按照许可证点数收费
- 开放的API支持，对ISP特别有价值
除了强大的负载均衡功能之外，梭子鱼负载均衡机还内置入侵检测(IPS)系统。即使有人已经设法突破了现有的安全防护设施，梭子鱼内嵌IPS功能也可以防止客户的价值不菲的服务器遭受系统漏洞的攻击。梭子鱼负载均衡最好的性能是能够在短短几分钟内完成安装并运行，不需要花费昂贵的实施顾问费用。
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一种直流电子负载的设计 篇5
关键词：直流电子负载,恒流恒压模式,蜂鸣器报警系统
0 引言
在电源、通信、蓄电池、能源等领域中, 需要使用一些静态负载, 通常采用电阻、电容、电感等或将它们的串并联组合来模拟实际负载情况, 其缺点是负载占用较大的空间、精度差、形势单一且负载大小不能进行连续调节。直流电子负载的基本原理是利用功率场效应管 (MOS) , 绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 等功率半导体电子元件吸收电能并消耗电能。依靠功率半导体器件作为载体, 实现了负载参数可调的功能, 具有体积小和很高的调节精度和稳定性, 能很好地模拟实际的负载, 在电源设备测试中得到了广泛的应用。本文针对传统负载的弊病, 提出了以STC12C5A60S2微控制器为核心, 尽可能通过软件替代硬件, 使其具有硬件结构简单、功能强、控制灵活的特点。
1 系统整体方案设计
基于单片机控制的直流电子负载系统结构框如图1所示:
本系统由以下部分组成:核心控制电路 (单片机) 、电子负载电路、采样电路、LCD显示电路和电源电路。
该系统方案的整体结构简易明了, 将恒压电流、恒流电路有机的结合在了一起, 并接入电子开关, 操作时只需通过电子开关对模式进行手动切换, 以STC12C5A60S2单片机为控制核心, 通过程序实现恒压恒流值的调节、端口电压的采集及显示等核心功能。硬件电路中含有的运算放大器具有很大的电源电压抑制化, 可以大大减小输出端的纹波电压。
2 硬件电路设计
本智能控制系统由以下部分组成:核心控制电路 (单片机) 、功率控制电路、采样电路、运放比较电路、LCD显示电路和电源电路。
2.1 核心控制电路设计
采用STC12C5A60S2单片机作为核心控制单元, STC12C5A60S2系列单片机是宏晶科技生产的单时钟、机器周期 (1T) 的单片机, 是高速、低功耗、超强抗干扰的新一代单片机。内部集成MAX810专用复位电路, 2路PWM, 8路高速10位A/D转换 (250K/S) , 包含8位A/D、D/A转换功能, 精确度高。通过软件编程可以实现对电压、电流预设置、A/D采样比较、D/A输出、LCD显示等多种功能, 并且外围电路简单, 控制效果好。
2.2 功率控制电路
选用N沟道增强型MOS管作为功率管。功率MOS管具有正温度系数, 当结温升高时通态电阻增大, 导通电阻小, 自带保护二极管, 有自限流作用, 噪声系数小, 所以功率MOS管热稳定性好。
2.3 恒压电路设计
选用运放OP07, 该运放器是一种低噪声, 低输入失调电, 低输入偏置电流, 开环增益高, 稳定度很高的双极性运算放大器。在反馈电路中加入电阻, 使得取样电阻上的电流可以微调, 实现输出电流与理论值相同, 大大提高了输出电流的精度, 又由于运放的同相输入端的信号来自与数模转换模块的运放输出, 稳定度很高。
恒压电路原理图如图2所示:
选用运放OP07, 将同相输入端与输出端采用正反馈电路, 在反馈电路中加入电阻R2, R3与R4并联实现分压。使得取样电阻上的电压稳定, 实现输出电压与理论值相同。又由于运放的反相输入端的信号来自于单片机的输出, 稳定度与精度均很高。
2.4 恒流电路设计
选用运放OP07, 该运放具有低噪声特点, 低输入偏置电流, 开环增益高, 是稳定度很高的双极性运算放大器。该方案优于以上两个方案, 故采用此方案。
恒流电路原理图如图3所示:
选用运放OP07, 将反相输入端与输出端采用负反馈电路, 运放的同相输入端的信号来自于单片机的输出, 稳定度与精度均很高。图5中输出端取样电阻为2欧大功率电阻, 受热情况下其阻值改变不大。通过单片机设定负载参数。测试点的电流恒满足表达式:Itest=U/R1, 其中U为采样电压。
2.5 LCD显示电路设计
传统设计方案:选用LED数码管显示, LED是笔划显示方式, 虽然直观性好, 视角大, 但是该方式只能显示特定汉字和数字, 若进行多位显示, 需要多个数码管, 功耗较大, 体积大。
本设计方案:选用LCD12864液晶显示, LCD是点阵式的显示, 可以有汉字、数字、波形等多种方式显示, 灵活性大, 且同一界面可以同时显示电压、电流、功率等多种参数, 并且功耗低, 体积小。
2.6 电源电路设计
变压器通过整流、滤波、稳压产生所需电压。图4中电路提供的±15V, ±12V电源主要用于运放电路, +5V电源用于单片机、液晶显示、键盘。
3 系统软件设计及流程
此设计使用低功耗单片机STC12C5A60S2, 利用该单片机通过程序可以实现以下三个功能:
(1) 设定恒压、恒流运行模式及参数。通过键盘设定以步进方式设置预设值送给单片机, 单片机通过D/A (DAC0832) 将数字量转换成相应的模拟量输出给硬件电路, 以提供所需电压, 并在LCD液晶上显示DA步进值。
(2) 采样输出电压、电流并在LCD液晶上显示。单片机通过A/D (ADC0832) 对等效负载的电压和电流进行采样, 将采集回来的数值在单片机内部进行处理后送液晶屏进行电压、电流的显示。
(3) 当电流大于3A时, 单片机就会启动过流提示, 蜂鸣器发出报警信号, 在恒流模式下减小DA输出电压以减小电路电流, 实现过载保护。
系统程序流程图如图5所示。
参考文献
[1]阎石.数字电子技术基础[M].高等教育出版社, 2003.
[2]华成英, 童诗白.模拟电子技术基础[M].高等教育出版社.
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简易直流电子负载的设计分析 篇6
关键词：直流电子负载,电路模块设计,软件设计,MSP430
在电路中, 负载是指用来吸收电源供应器输出的电能量的装置, 它将电源供应器输出的电能量吸收并转化为其他形式的能量储存或消耗掉。负载的种类较多, 但根据其在电路中表现的特性可分为阻性负载、容性负载、感性负载和混合性负载。在实验室, 通常采用电阻、电容、电感等或它们的串并联组合, 作为负载模拟真实的负载情况。而直流电子负载用途较为广泛, 可用于检测直流电源的电源稳定性、负载稳定性、输出电压调整和瞬态特性等参数。电子负载的种类是多种多样的, 选择适合的电子负载是电源类研发或者生产中一个重要的方面, 针对设计要求, 综合考虑多方面因素, 我们设计了一个符合应用要求的直流电子负载。
1 设计要求
本设计要制作一台恒流 (CC) 工作模式的简易直流电子负载。其工作原理示意如图1所示。
其基本要求为: (1) 恒流 (CC) 工作模式的电流设置范围为100m A~1000m A, 设置分辨率为10m A, 设置精度为±1%。还要求CC工作模式具有开路设置, 相当于设置的电流值为零。 (2) 在恒流 (CC) 工作模式下, 当电子负载两端电压变化10V时, 要求输出电流变化的绝对值小于变化前电流值的1%。具有过压保护功能, 过压阈值电压为18V±0.2V。 (3) 能实时测量并数字显示电子负载两端的电压, 电压测量精度为± (0.02%+0.02%FS) , 分辨力为1m V。 (4) 能实时测量并数字显示流过电子负载的电流, 电流测量精度为± (0.1%+0.1%FS) , 分辨力为1m A。 (5) 具有直流稳压电源负载调整率自动测量功能, 测量范围为0.1%~19.9%, 测量精度为±1%。为方便, 本题要求被测直流稳压电源的输出电压在10V以内。
2 设计方案
本系统主要由主控器系统、采样系统、恒流控制系统等组成, 下面主要论证主控器和A/D转换器的选择。
2.1 主控器选择
有类似文章介绍用80C51单片机, 因其价格便宜, 应用范围广, 备受使用者欢迎。但由于仿真器占用单片机串口及定时器, 用于PC通讯, 故不支持串口及定时器的仿真功能, 同时也不能进行在线仿真。而MSP430与51单片机相比其优势在于MSP430为16位单片机, I/O口明显增多, 且功耗低、同时具有16个外部中断。若采用纯硬件方式控制设计电路, 电压、电流预设置通过调节电位器实现, 电流、电压取样反馈值送入比较电路, 实现恒压、恒流和恒阻的功能, 电路相对比较复杂, 且可实现的功能有限, 在短时间内制作会比较粗糙, 工作量较大, 所以最终采用MSP430单片机。
2.2 A/D、D/A转换器选择
采用MSP430单片机内置A/D转换器, 该转换器虽然只有12位, 精度虽然不如ADS1115模数转换器等16位转换器, 但使用方便, 功耗低, 且能满足精度要求, 故采用此方案。
3 系统硬件设计
3.1 整体电路框 (见图2)
3.2 采样电路设计
采样电路中以通用运算放大器OP07为主芯片, 设计工作量小, 电路简单, 调试方便, 性能稳定, 完全满足设计要求。其电路如图2所示。在设计中, 被测电源中的场效应管 (IRF151) 的选择十分重要, 它必须有足够小的RDS, 动态压降还要求尽量小, 还要有足够高的工作频率。另外, 它的温度系数是否较低、是否有内部保护、输入电阻是否高、是否有较高的源极、漏极击穿电压等, 这些都是设计者要考虑的要点。具体电路如图3所示。
3.4 过压保护电路设计
过压保护是防止被测电源电压过高时损坏直流电子负载进而设计的模块, 电路如图4所示。
4 系统软件设计
系统软件设计采用C语言, 对MSP430单片机进行编程实现各项功能。程序在Windows环境下采用IAR Embedded Workbench软件编写, 可以实现检测电源性能、电路过压保护、屏幕显示等功能。主程序主要起到一个决策功能, 决定某一时刻各子模块该如何运转。电源检测各种功能的实现主要通过调用A/D, D/A, 电路过压保护等多个功能子程序完成。限于篇幅, 在这里只介绍主程序流程如图5所示。
5 系统测试
在电路各个模块完整的制作完成后, 首先检查硬件电路是否连接有错误, 虚焊等。若无误, 则在不加测试电源的情况下, 对各个模块的主要部件进行测试, 如单片机对D/A的控制是否正常, 运算放大器是否按照制定的放大倍数或要求进行工作, 康铜丝的采样点电压接入运放后是否能够按照要求进行放大, 采样模块的A/D是否能够正常的进行工作, 显示模块是否能够正常显示等。当通过上面的测试后, 接入电源。但是在接入之前, 首先需要对单片机进行工作模式的设定。当电源在初次接入时, 电压值应该设定的很小, 不妨从2V开始调节, 与此同时, 还要考虑串联限流电阻, 为了确保电路的安全, 初次接入时应先选取2欧电阻进行测试。在测试过程中, 尽量保证电源电压与D/A输出模拟电压相近, 避免两者偏差过大。若在测试过程中出现异常, 务必首先切断电源开关。
6 设计总结
在直流电子负载系统的整个制作过程中, 笔者遇到了很多软、硬件上的困难。首先是恒流的控制的精度性问题, 电流采样的精确性等。这个问题带来了很大的困扰也花费了大量的时间。主要表现为MOSFET烧了不少, 恒流调节电路工作不稳定等等。最后通过老师的指导以及设计团队成员的团结合作, 终于将问题一一解决。在这个过程中, 笔者体会到了完成整个设计与制作的困难和艰辛, 也感受到了指导老师给予我们的关怀和团队之间共同的坚持与努力。
虽然本系统基本可以达到设计的要求, 但在其他一些方面, 还存在着提升的空间, 如在系统中增加语音提示输入、输出超限报警等功能, 有待继续完善。
参考文献
[1.谢自美.电子线路设计·调试[M].3版.武汉:华中科技大学出版社, 2006.
[2]曹磊.MSP430单片机c程序设计与实践[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2007.
电子负载 篇7
1 单相交流电子负载拓扑结构
如图1所示,单相交流电子负载的拓扑结构基础是电压型PWM整流器(Voltage Source Rectifer,VSR)。其中L为等值电感,可作为临时储能元件传递能量,也可抑制高次谐波电流;VT1—VT4是全控型开关器件;电容C为直流侧母线稳压电容,起稳压和滤波作用。直流母线电压UDC必须大于交流电源电压峰值,PWM整流器才能正常工作[3,4]。
本文采用响应速度快、鲁棒性好的滞环控制方式[4,5]。滞环控制的优点是硬件电路简单、电流响应速度快和不需要载波等。其控制方式为:用测得的实际电流与给定电流做差,其差值作为滞环比较器的输入信号;用滞环比较器的输出信号来控制开关器件的通断,从而使实际电流跟随给定电流,模拟任意负载。
2 电感参数L的选取
本文主要分析双极性滞环控制下电感参数的选取。
2.1 快速跟踪给定电流
单相交流电子负载交流侧矢量图如图2所示。其中A,B,C,D分别表示系统工作于纯电感、纯电阻、纯电容和恒负阻状态,A∧B,B∧C,C∧D,D∧A分别表示系统工作于阻感、阻容、能馈阻容和能馈阻感状态。
根据余弦定理,有
可解得:
式中:φ表示系统功率因数角,Usm表示交流电源电压峰值,Im表示交流侧基波电流峰值,Uabm表示交流侧基波电压峰值。
式中:M表示PWM相电压最大利用率[6]。
将式(4)代入式(3)中得到:
由图2知,若系统工作于阻感状态,有0≤θ≤90°和0≤φ≤90°;系统工作于阻容状态时,有90°≤θ≤180°和0≤φ≤﹣90°;系统工作于能馈状态D点时,有θ=270°和φ=﹣180°。
根据以上分析可知,当系统模拟线性负载时,只有系统工作于C点,即纯电容状态,电感值的上限才取最小值,此时应满足:
当系统处在能量回馈单元,即工作于恒负阻时,其理想状况下应该工作于D点,此时电感应满足:
综上:当系统模拟线性负载时,用公式(6)来确定电感参数选取范围的上限;当系统模拟恒负阻时,用公式(7)来确定电感参数选取范围的上限。
2.2 器件的开关频率限制和抑制谐波电流
在选取电感参数时,还要考虑到器件的开关频率限制和抑制谐波电流。滞环控制电流波形如图3所示。图中i*为给定电流,i为实际电流,Iω为滞环宽度。
2.2.1 器件的开关频率限制
由于器件的开关频率远大于给定电流的频率,因此在一个开关周期内,给定电流值可近似看成不变[7]。若不考虑直流电压的波动,即直流电压维持在UDC。
当0≤t≤t1时,VT2(VD2)、VT3(VD3)导通,电流i从i￣*0.5Iω上升到i*+0.5Iω,电流变化量为Iω,有:
当t1≤t≤t2时,VT1(VD1)、VT4(VD4)导通,电流i从i*+0.5Iω下降到i￣*0.5Iω,电流变化量为﹣Iω,有:
器件的开关周期:
由式(8)、式(9)、式(10)可得:
则器件的开关频率为:
由于Us=Usmsin(ωt)是一个变量,所以器件的开关频率f不是一个定值。器件的开关频率最大值为:
设所采用的开关器件的最高频率为F,则fmax≤F,得到:
2.2.2 抑制谐波电流
电感具有抑制谐波电流的作用。在正弦波电流峰值附近,电流脉动幅度最大,此处电感值应足够大[8]。
由式(11)得:
式中:Iω为电流变化量。
根据抑制峰值电流谐波的要求,若谐波电流允许的最大脉动幅值为△Imax,则电感L的取值应大于式(15)右端最大值。由2.2.1对器件的开关频率限制分析知,器件的开关周期T不是一个定值。当Us=0时,UDC2_Us2最大,有:
综上:由式(14)和式(17)知,电感参数选取范围的下限应由式(14)确定,考虑到抑制谐波电流,电感L的取值应尽量大。
2.3 电感的选取
电感参数L的选取应综合考虑以上3方面因素。当系统模拟线性负荷时,取式(6)、式(14)的交集得出电感L的选取范围;当系统模拟恒负阻时,取式(7)、式(14)的交集得出电感的选取范围,且电感L的取值应尽量大。
3 仿真实验
在Matlab/Simulin K环境中搭建仿真实验平台。本实验中设定输入交流电源电压有效值为115V,频率为200Hz,直流母线电压为400V,输入电流最大值Im=25A,器件的开关频率为20KHz,滞环宽度Iω=2A。当系统模拟线性负荷时,取式(6)和式(14)的交集,得到电感L的选取范围:5m H≤L≤7.6m H;当系统模拟恒负阻时,取式(7)和式(14)的交集,得出电感L的选取范围:5m H≤L≤11.6m H。实验以模拟阻容性负载Z=5﹣j5Ω和恒负阻Z=﹣6.5Ω为例,L分别取1m H,7m H,10m H和2m H,10m H,15m H得出各自电感电流的仿真波形,如图4—9所示。
从以上图中可知:当电感L取值比规定范围小时,电感电流存在很大的谐波;当电感L取值比规定范围大时,实际电流不能快速跟踪给定电流;只有当电感L在规定范围内取值时,才能够实现快速跟踪给定电流和有效抑制谐波电流。
4 结语
本文对单相交流电子负载的拓扑结构及滞环控制原理进行了简单的介绍,重点分析了交流侧电感参数的选取依据。通过建立数学模型,从快速跟踪给定电流、器件的开关频率限制和抑制谐波电流3方面综合分析,得出了电感参数的选取范围。最后通过进行仿真实验,证明了理论分析与实验结果的一致性,由此证明了本文所述方法的正确性与可行性。
摘要：文章对电路拓扑结构为电压型PWM的整流器采用滞环电流控制的单相交流电子负载,目前其交流侧电感参数的选取缺乏相关理论基础。文中先对快速跟踪给定电流进行单独分析,得出电感参数选取范围的上限;再对器件的开关频率限制和抑制谐波电流进行综合分析比较,得出电感参数选取范围的下限,最终确定出交流侧电感参数的选取范围。最后通过在Matlab/Simulink中进行仿真实验,验证了该电感选取方案的可行性,具有一定的实用性。
关键词：PWM整流器,电子负载,电感参数
参考文献
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[7]王雷.能量回馈型交流电子负载变换器研究[D].南京:南京航空航天大学,2008.
电子负载 篇8
(1) 测试工作在上位机集中进行,通过自动测试降低测试人员劳动强度,减少冗余人员,提高测试效率;
(2) 便于及时、准确、全面直观、高效、连续地反映电源测试状态,利于科学管理;
(3) 远程监控可长期保存大量工作数据,并以此为依据进行科学的测试分析。
目前,传统电子负载通常利用RS232,RS485或CAN等总线进行网络通讯。但这些网络的有效半径较短,并且孤立于Internet网络以外,无法采用现代化网络管理实现大范围高效率的远程监控。针对以上不足,文中采用三星公司高性能的ARM处理器S3C2440作为核心,开发了基于以太网电子负载监控系统,对于实现电源设备远程自动化测试有着重要意义。
1 监控系统的总体结构
电子负载监控系统是一个以ARM为核心的通讯网络。系统结构,如图1所示。
ARM在以太网通讯中作为服务器端构成网络上的一个节点,具有独立的IP地址,上位机作为客户端通过对不同IP地址的访问实现与网络上不同节点的ARM服务器通讯,连接或监控某个节点上的电子负载。上位机通过以太网发送给负载的控制命令由ARM网络控制器接收,再通过ARM网络控制器由RS232总线发送给电子负载。电子负载根据接收到的控制命令将被测电源的各种数据和负载工作的各个参数通过RS232总线上传给ARM。ARM将来自负载的数据采用TCP/IP协议通过以太网上传给上位机,ARM可以通过扩张串口连接多个负载,同时通过路由器扩展网络,实现多个ARM系统并行工作,提高整个监控系统的负载能力。
2 ARM网络控制器硬件设计
ARM系统硬件部分采用三星公司的ARM芯片S3C2440,S3C2440基于32 bit ARM920T内核,标称工作频率为400 MHz,配置一片64 MBytes Nand-Flash和两片32 MBtyes SDRAM,网络芯片采用DM9000A,配置了MAX3232扩展串口与电子负载进行连接。结构图,如图2所示。
3 ARM网络控制器软件设计
ARM嵌入式网络控制器的操作系统采用Windows CE 5.0,Windows CE 5.0是一个32位、多线程、多任务的操作系统,同时也是模块型的操作系统[3],可选择、组合和配置Windows CE 5.0的模块和组件来创建用户版的操作系统。Windows CE 5.0通过中断嵌套与优先级处理机制满足了测控系统的实时性要求,同时具有类似于桌面系统的人机界面和应用程序开发工具。
在Windows CE 5.0的开发中。有两个重要的方面,一是内核定制,二是应用程序的开发[4]。
3.1 Windows CE内核定制
由于应用环境的多样性,需要对Windows CE系统做不同的内核定制。采用微软公司的Platform Builder集成开发环境,针对电子负载网络监控的特点,添加、删除和修改某些系统模块,包括添加串口通信支持,以太网通讯支持,ActiveSync支持(软件调试时的通信支持)等。此外,注册表模式修改为HIVE模式,使掉电后数据的存放到Flash中保存实现程序的自启动,参数掉电保存等功能。
3.2 ARM端通讯软件开发
ARM网络控制器作为负载和上位机连接的桥梁,实现RS232总线和以太网的互联完成电子负载的远程网络监控功能。因此,ARM端通讯软件功能包括:与多个电子负载的串行通信;与上位机基于TCP/IP协议的通信,提供可视化界面显示当前网络连接参数和状态,用户可以通过触摸屏设置网络连接参数如波特率和IP地址等,系统提供连接日志供用户查阅。其中的核心功能是实现RS232总线和以太网的通讯互联,互联模块采用多线程的调用方式,保证了系统通讯的实时性。
通讯帧格式定义为长度26位,格式为:同步头,负载地址,命令字,4~25 bit为相关信息内容,校验码。
(1) 同步头为 AAH,占1 bit;
(2) 负载地址范围为 0~FE,占1 bit,确定该帧发送的目标负载或接收源负载;
(3) 命令字占1 bit,标示了该帧的功能;
(4) 4~25 bit为命令参数和反馈参数。
套接字即Socket是支持TCP/IP协议的网络通信的基本操作单元。通过Socket编程,可以方便的访问TCP/IP开发以太网通讯程序。Embedded VC++中基于TCP的Socket编程的服务器端程序工作流程如下:
(1) 创建套接字Socket();
(2) 将套接字绑定到一个本地地址和端口上bind();
(3) 将套接字设置为监听模式,接收上位机的请求(listen);
(4) 等待上位机请求,当请求到来后,接受连接请求,返回一个新的对应于此次连接的套接字accept();
(5) 用返回的套接字于上位机进行通信(send/recv);
(6) 关闭套接字。
串口通讯在Windows CE环境下与桌面Windows环境下类似,通过CreateFile函数打开串口,ReadFile和WriteFile函数读写串口数据[5]。
修改注册表使ARM系统上电后自动运行通讯软件:首先进行串口和以太网的初始化,对每个串口创建单独的接收线程和发送线程,Socket监听到上位机连接后,创建与上位机连接的数据收发线程。当串口的接收线程接收到数据时,触发相应的回调函数,调用Socket的发送线程把数据发送给上位机。当上位机发送数据给ARM服务器时,Socket的接收线程触发相应的回调函数,根据帧中负载地址,调用对应的串口发送线程向指定的目标负载转发数据。工作流程,如图3所示。
用户界面提供了各项通讯参数设置,服务器控制,系统连接状态显示,日志记录显示功能。使用Embedded VC++中的Remote Zoomin抓取的软件界面,如图4所示。
4 上位机监控软件设计
上位机监控软件采用Delphi作为开发环境,控制电子负载在不同的工作模式下运行如恒电流模式,恒电阻模式,恒功率模式等。依据电子负载的实时反馈数据,将整个工作过程中负载的电压、电流、功率等参数的变化以图像、文本等多种形式显示和记录,同时对负载瞬态运行数据进行综合分析,计算相关的性能指标。上位机作为监控网络中的客户端,采用Internet Direct(Indy)控件,Indy是一组开放源代码的Internet组件,采用阻塞通讯方式,为避免通讯环节中阻塞主线程工作,所以创建单独的接收线程实现网络通讯,软件工作流程,如图5所示。
上位机在初始化过程中按照设置的IP地址和端口范围对网络进行扫描,得到网络中ARM服务器的运行状态,将可用ARM服务器IP地址和端口返回。用户选择可用的目标ARM服务器完成负载监控系统的网络连接,实现上位机对负载的监控。上位机监控软件按照设定时间间隔向目标负载发送控制命令,如状态参数查询命令,负载接收到命令后发送返回数据,监控软件根据返回数据得到负载当前运行状态信息。
上位机监控软件采用多页面,对每个负载动态生成单独的监控界面,保证系统资源的有效利用。保留公共控制区域负载全局运行状态的显示和全局控制功能按钮,便于对全体负载运行状态进行观察并且完成多负载同步操作。监控软件工作状态,如图6所示。
5 结束语
文中提出了一种基于ARM的电子负载网络监控系统,给出了系统软硬件的结构,充分利用以太网的优势,实现灵活、可靠的通讯。本系统可以完成对整个电子负载系统的运行监控,弥补了当前市场上电子负载监控系统的不足。本系统已成功应用于某科研单位电源实验室的电源测试系统中,与传统系统相比,扩展了监控范围,提高了电源测试效率。
摘要：设计了一种基于ARM的电子负载网络监控系统。给出了以三星S3C2440为核心的嵌入式系统硬件结构和组成,以Windows CE作为嵌入式系统软件平台,采用Embedded VC++开发了可视化的通讯控制软件,实现了RS232总线与以太网的互联。上位机采用Delphi作为开发工具设计了电子负载监控软件,实现了远程监控,多负载控制,数据采集分析等功能。
关键词：ARM,电子负载,Windows CE,网络监控
参考文献
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[4]林蕃,段建民.基于Windows CE的温度测控系统设计与实现[J].机械设计与制造,2008(10):184-186.
电子负载 篇9
电力电子负载(power electronics load)[1-3]是一种利用变流器模拟特定负载端口电压电流特性从而考核电源性能的负载模拟装置。因其特性灵活、绿色节能,被广泛应用于多种电源的功率考核和性能测试。但目前其模拟对象仅限于电阻、电感等常规负载,多用于直流或正弦波交流电源的老化考核;而不能模拟电机类负载,用于电机供电电源,如软启动器、变频器、微型网络等的性能测试。 这是因为: 1电机是一种高阶、非线性、动态、时变负载,相对于电阻、电感等常规负载,端口电压电流特性非常复杂;2当供电电源为软启动器或变频器时,电机端口电压为交流斩波或脉宽调制(PWM)波,其检测与锁相远复杂于常规电子负载中正弦量,这不仅增加了电机建模计算的难度,给模拟变换器的电流跟踪控制也带来巨大挑战。
本文将实时数字仿真(real-time digital simulation,RTDS)[4-5]技术引入电力电子负载中, 利用RTDS技术进行电机模型实时仿真,求出电机实际接入时的电流状态,并控制功率变换器输出相应端口电流,从而构造出与实际电机具有相同端口电压电流特性的模拟电机,简称为电机模拟器(motor simulator)。鉴于RTDS系统昂贵,采用了将电机模型实时仿真单元嵌入常规微控制器中的方案,利用常规信号处理器进行实时仿真和控制。为在有限计算能力下获得高仿真精度,对电机模型和求解过程进行了优化选择。针对系统中端口电压实时锁相困难问题,建立了两相静止坐标系下五阶数学模型;推导出数值求解的收敛域;对比多种数值计算方法的计算量及计算精度,最终选用两步亚当斯法求解电机模型。仿真和实验结果表明,电机模型实时仿真单元可准确计算出电机各状态量,功率变换器能准确跟踪电流指令,从而模拟出实际电机的端口电压电流特性。相对于由电机及其机械负载构成的交流传动实验平台[6-8],电机模拟器结构简单、 成本低廉,不仅可灵活模拟出各种工况下的电机端口特性,还能灵活修改电机参数、电机类型和机械负载模型,从而全面测试电机供电电源性能。
1电机模拟器的工作原理及其系统结构
1.1电机模拟器工作原理
电机既是电力系统中的主要功率负荷,又是各类电机驱动器的被控对象。在实验室条件下,为测试电机运行对供电网络的影响或电机驱动器在各种电机运行工况下的控制性能,一般采用由电机及其机械负载构成的交流传动试验平台,如图1(a)所示,系统结构复杂、成本高、控制困难、效率低。
实际上,进行电机供电电源测试时不以机电能量转换为目标,而是关注各种工况下的电机端口特性。此时可将电机视为一种电气负载,从而像模拟电阻、电感类负载一样,模拟其端口电压电流特性。 由于电机供电电源通常为电压源,电机模拟的重点就是模拟出相应端口电流,此时从端口看,接入电机模拟器与接入实际电机等效。
电机模拟器实质是一种半实物仿真(hardware in-the-loop,HIL)系统[9],只是常规HIL系统中接入的硬件是控制器而电机模拟系统是将电机供电电源的功率电路及其控制器整体接入,将电机及机械负载采用实时数学模型来表示并利用功率变换器作为接口单元实现“硬件实物”和“数学模型”间的匹配连接。因为回路中电压、电流包含实际功率,故又称为功率型半实物仿真系统(power-level hardware in-the-loop,PHIL),以区别于常规只包含信号级半实物仿真系统(signal-level hardware in-the-loop, SHIL)。
1.2电机模拟器工作原理
基于上述分析,本文以应用最广泛的三相鼠笼电机为对象构造了一套电机模拟系统,如图1(b)所示。系统由变换器及其数字控制系统构成。其中主电路部分包括:1三相电网;2并网变换器;3直流母线;4模拟变换器;5被试电机供电电源。相对于图1(a)所示的电力传动系统,该方案减少了2台同轴电机。
数字控制系统由一块数字控制器TMS320F2812为核心,主要包括功能单元:6电压采样器,对端口电压特别是高频PWM波电压进行滤波采样;7电机模型实时仿真器;8编码器,将仿真计算的转速位置信息编码输出;9模拟侧电流控制器;10并网控制器。
电机模拟器首先利用电压采样单元检测端口电压中有效信息,再利用实时仿真器计算出实际电机在上述端电压作用下时的端口电流状态,然后将上述电流作为模拟变换器的电流指令并控制变换器实际输出上述电流。而并网变换器负责将模拟变换器从被试电机供电电源中吸收的电能回馈电网以实现绿色节能并维持直流母线电压;同时如有需要,还可将转速位置信息编码输出给电机驱动控制器以实现闭环。
其中端电压实时检测是整个电机模拟的起点。 因电机是阻感性负载,其电流对电压响应是低通环节,对高频量具有自然衰减作用,故只需准确提取其低频有效信息。当端电压是正弦波或晶闸管相控波形时,常规采样系统能满足要求;而当端口电压为PWM波时,采用基于时域积分的单周采样法提取其有效量,即利用带复位积分器对端电压进行一定时间内的时域积分,然后再采样其时域平均值,这种方法不仅可准确提取任意波形的时域平均值,而且延时很小。
2电机模型实时仿真
电机模拟器能否模拟出电机端口特性,关键之一是获得待模拟电机在供电电源作用下的端口电流实时状态,这就需要利用实时仿真技术求解电机模型。此过程面临3个问题:1计算收敛性,数值计算过程不能发散;2计算准确性,各电机工况下的计算运行工作点和实际电机一致;3计算可行性,计算量必须在微处理器可承受的范围内。当将电机模型实时仿真单元嵌入在常规微处理器中实现时,由于其计算能力有限,还需执行实时控制,能提供给实时仿真的计算量将更加有限。
2.1实时仿真和实时控制的计算量分析
当将变换器实时控制和模型实时仿真单元集中于单块微处理器时,设仿真步长为h,每步运算执行时间为ts,实时控制周期为T,控制程序最大执行时间为tc。当实时仿真和实时控制独立运行时,在一个控制周期内仿真和控制程序的最大执行时间为:
式中:[]表示向上取整,如[2.5]=3,[2]=2。
为确保控制程序和仿真程序实时执行,必须保证tall≤T,这是系统运行的基本要求。由式(1)可知,数字控制器的实时计算量主要取决于以下几点。
1)实时控制程序的执行时间tc,包括相应的采样、锁相、坐标变换、闭环控制、调制等时间。
2)每步仿真的计算时间ts,与选用的电机数学模型、输入量检测和变换、数值计算方法密切相关。
3)仿真步长h的大小。
为不影响电机模拟的实时性,需合理选择电机模型、数值计算方法和计算步长,以在有限的微处理器计算能力下获得足够的精确。
2.2适于电机模拟系统的电机模型
在负载模拟系统中,电机作为模拟对象,其模型参数必然已知,本文也正是基于这一基本前提。为重点阐述电机模拟的原理及可行性,在建模时采用了忽略磁链饱和或参数变化的简化数学模型;但若要考虑上述因素,只需在建模时采用更精确的数学模型,而这是所有数字仿真技术的共性。
作为供电电源,特别是电机驱动器的负载,电机状态由供电电源控制,端口电压的频率、相位、相序都可能快速、非周期性变化,导致电机模拟系统中锁相可能非常困难。且此时不是以电机的解耦控制为目标,旋转坐标系下电机模型优势不再存在;而αβ 坐标系下不需锁相和旋转坐标变换并可减少仿真单元的计算量。因此本文在αβ坐标系下,选用角速度 ωr、转子磁链ψrα和ψrβ、定子电流isα和isβ为状态变量,得到五阶电机动态数学模型[10]:
式中:np为极对数;J为转动惯量;Lm为定转子互感;Lr为转子电感;Rr为转子电阻;Tr=Lr/Rr,为转子时间常数;Ls为定子电感;Rs为定子电阻;σ=1 -Lm2/(LsLr),为漏磁系数;TL为负载转矩。
可见,电机是以端口电压usα,usβ和负载转矩TL为输入的高阶非线性系统,通过实时检测端口电压和给定负载转矩,就可确定电机的实时状态量。相对于传统同步坐标系下的数学模型,该模型不再需要实时锁相,特别适合于相位信息不一定明晰的电机模拟系统。
2.3电机模型数值计算的稳定性与收敛域
选定电机数学模型后,需利用数值积分方法求解上述微分方程组,以获得电流指令和转速信息,这涉及数值计算方法和步长的选取。如果方法和步长选择不当,即使连续系统稳定收敛,数值计算过程也可能不稳定。
通常数值计算稳定性判据为步长h与特征根λ 的乘积λh位于收敛域内[11]。而式(2)所示电机模型为高阶非线性微分方程组不存在常系数矩阵,不过由于电机机械时间常数远大于电磁时间常数,在电磁计算时可将转速视为常量,即不考虑式(2)中转速方程,得到四阶常系数线性方程组,其系数矩阵为:
系数矩阵A的特征方程为:
其特征根为λ=x+i y,代入式(4)可得其取值范围为:
式中:B=Rs/Ls+Rr/Lr。
根据上述特征根范围可以确定两点:1特征根实部是负数,说明连续域中电机模型是稳定收敛的; 2特征根的取值与电机结构参数和转速密切相关, 但变化范围有限。
由此可以确定特定数值计算方法下的仿真步长收敛范围,如采用欧拉法求解电机模型时要求:
2.4电机模型数值计算的准确性
由式(6)确定的步长能保证数值计算过程收敛却不足以保证结果准确,特别是对式(2)的高阶、强耦合、交流系统而言。如采用最简单的欧拉法,对一台10kW鼠笼机在50 Hz,380V下空载启动过程进行数值计算,分别选用10μs和100μs仿真步长, 得到的计算结果如图2(a)所示。将电机参数代入式(6)可知上述步长均位于收敛域内,但100μs步长下计算出运行点,特别是空载稳态运行点严重偏离实际;即使步长减小到10μs仍存在明显误差。 因此,为确保计算精度必须选用更小步长,这成倍增加了仿真单元计算量,可能导致实时仿真难以实现。
数值积分一般包括微分量计算和积分迭代2个过程,对式(2)所示电机模型而言,电机实时仿真中最消耗计算资源的是微分量计算。在常用数值计算方法中只有亚当斯法和欧拉法每步只执行一次微分量运算,前者仅在迭代时增加少量加法运算但精度却比后者高出一个数量级以上,利用两步亚当斯法求解电机模型时的数值计算公式如下:
式中:Fk表示k时刻的微分量;xk表示k时刻的状态量。
分别选用100μs和10μs步长,利用式(7)对电机空载启动过程进行数值计算得到端口电流Ia如图2(b)所示。可见两步亚当斯法在较大步长下就可准确计算出电机状态,100μs步长下计算精度已足够高,因此更适合于在常规控制器中执行电机模型实时仿真,能在较小计算量下获得高计算精度。
3电机模拟器的仿真验证
本文构造了图3所示电机模拟器控制系统,其中模拟侧电机模型实时仿真和电流闭环控制均是基于αβ坐标系而并网侧基于同步dq坐标系。图中: SVPWM表示空间矢量脉宽调制。
为验证电机模拟方案可行性,按图1(a)所示结构在MATLAB/Simulink中构建了上述系统,采用C_Function模拟数字信号处理器(DSP)中断程序实现电机模型仿真和功率变换器实时控制;同时为检验其模拟准确性,选择Simulink中电力系统模块(power system blockset,PSB)下三相异步电机模块同步仿真并作为基准。
在电机端口电压为108V三相正弦时(频率为50Hz),对其空载启动和突加负载过程进行模拟, 仿真结果如图4所示。从图4(a)和图4(b)中可以看出,在空载启动和负载突加这两种典型工况下,电机模拟器都能准确模拟出电机的端口电流特性。在相同的端电压和机械负载作用下,无论是动态响应过程还是稳态运行点,电机模拟器的端口电流及转速都与PSB中电机模块基本一致,从而使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一样的端口电压电流特性。
4实验验证
在理论分析和仿真研究的基础上,本文研制了一台10kW电机模拟器实验样机。因电机供电电源各式各样,既有三相正弦的电网或逆变电压源,也有PWM波电压的变频器,还可能为晶闸管相控软启动器,本实验采用工频正弦电压源代替。控制系统以一块TMS320F2812为核心,集成了电机模型实时仿真、模拟变换器控制、并网变换器控制、上位机通信等功能,实时仿真单元端口电压由采样单元检测,机械负载转矩由上位机串口通信数字设定。
4.1 DSP中嵌入电机实时仿真单元的实验验证
系统开关频率为9.6kHz,对应控制周期为104μs。在这104μs中断时间内需完成网侧变换器控制、电机模型实时仿真及模拟侧变换器实时控制。为验证控制器TMS320F2812的运算能力是否能够满足系统实时仿真和实时控制的需要,首先测试了整个数字控制系统执行时间,得到各功能单元运行时间如表1所示。由此可知,并网控制程序历时36.2μs而电机实时仿真及模拟控制历时34.4μs,合计70.6μs时间占中断周期的70%。其中执行时间较长的单元为电压、电流AD转换和SVPWM,而嵌入的电机模型实时仿真单元计算时间为4.8μs,仅占据了整个104μs中断时间的4.7%,没有显著增加微处理器的负担。这一方面是因为在程序实现上对计算过程进行优化设计,另一方面也是源于Adams法计算量本身就小。执行时间结果表明,经过合理选择数值计算方法、计算步长、优化程序计算流程,常规控制器DSP完全可以满足整个电机模拟系统的实时仿真和实时控制运算需要。
4.2模拟电机空载启动和负载突加的实验
样机端口接入108V(线电压)的三相正弦电压(频率为50Hz),于t1时刻开启电机模拟功能,进行模拟电机空载启动的实验。样机中电机模型实时仿真和电流控制都基于αβ坐标系,但由于电机暂态过程一般需持续较多基波周期,在此时间段内交变的电压、电流不便于观测分析,为更清晰展示电机模拟的整个过渡过程,将电压和电流量变换到dq坐标系下进行输出。实验系统中,只有端口电压、电流可直接测量,实时仿真所得的转速信息、指令电流和坐标变换后的电压、电流量经DSP的DA口输出。模拟电机空载启动实验波形如图5(a)所示。
从图5(a)可以看出:在电机模拟功能开启之前,虽然端口已有电压,但端口电流很小,几乎可以忽略;在t1时刻投入模拟功能后,端口迅速出现较大启动冲击电流,输入电压也被拉低,电机加速直至升到同步速附近,电流才平滑减小。在同步旋转dq坐标下,按照电网电压d轴定向时,有功电流分量Id和无功电流Iq迅速增加后振荡衰减,其中Id回归至零值而Iq回归至较小负值,与电机的空载运行状态相符。对比图4(a)中电机启动和稳态运行时电流指令和实际端口电流ia的放大波形可知,功率变换器能够实时准确跟踪电机模型实时仿真单元输出的电流指令,仅在稳态电流偏小时才存在着较大的跟踪误差。
对比图5(a)实验与图4(a)仿真的电机启动过程,输入电压基本相同时,样机模拟出的端口电流、 计算转速与仿真中各量的数值和变化趋势都基本一致。但实验中启动过程稍长需350ms,而仿真中仅为300 ms;冲击电流偏小,样机中电流ia最大为8.7A,而仿真中达到10.5A。这是由于实验中供电电源具有较大的内阻抗,从图5(a)中uab和usd, usq波形可以看出,在负载电流较大时端口电压下降明显。
当电机空载启动进入稳态运行时,维持输入电压不变,通过上位机增大机械负载转矩给定值,得到模拟电机机械负载突加时的实验波形,如图5(b)所示。在负载转矩突加时,电机模拟器的端口电流ia平稳增加,转速nr下降,在旋转坐标系下,无功电流iq基本不变,有功电流id缓缓增加。
综合电机空载启动和突加负载两种典型工况, 将电机模拟器样机实验结果与Simulink/PSB中的仿真结果进行对比可知,电机模型实时仿真单元能准确获知电机在端口电压、转矩作用下的实时状态, 功率变换器能准确跟踪实时仿真单元计算出的电流指令,使得电机模拟器具有与实际电机几乎完全一致的端口特性,从而实现了对电机的模拟。
5结论
1)通过实时检测端口输入电压和给定负载转矩,并进行电机模型实时仿真,可以准确计算出待模拟电机在这些输入下的电机各状态量。
2)以电机模型仿真中的端口电流为指令,对功率变换器进行直接电流控制,可准确跟踪电流指令, 从而生成与电机实际接入时一样的端口电流。
3)将电机模型实时仿真单元嵌入以常规微处理器TMS320F2812为核心的数字控制系统中是可行的,其能满足实时仿真和实时控制的要求。
综上所述,利用电力电子负载来模拟电机端口特性的方案可行有效,不仅可用于电力系统动模实验,还能用于各类电机驱动器的性能测试。
摘要：针对电机驱动器的性能测试和功率考核需求,提出一种利用电力电子负载模拟电机端口特性的负载模拟系统,可取代交流传动试验平台用于各类电机供电电源的性能测试。采用实时数字仿真技术获得电机实际接入时的端口电流状态,并控制功率变换器准确跟踪上述电流,使变流器具有与实际电机相同的端口电压电流特性。在电机空载启动和突加机械负载两种典型工况下进行了模拟,仿真和实验结果表明,电机模拟器具有与实际电机一致的端口特性,从而验证了所提方案的有效性。