光纤电流

光纤电流（精选8篇）

光纤电流 篇1

1 引言

与传统的电磁式电流传感器相比, 光学电流传感器具有抗电磁干扰能力强, 绝缘性强、频带宽和动态范围大等特点, 受到了广泛的关注。其中, 将GMM与FBG结合作为传感器对电流进行检测的方案具有线性度好, 可远程操控等优点, 具有重要的应用价值[1,2,3,4]。本文设计了一种GMM-FBG结构的电流传感器, 利用MI对FBG波长信息进行解调, 实现对交流电流信号的检测。

2 原理

系统基本原理图如图1 (1) 所示, 被测交流电通过汇流排而产生的磁场作用于GMM上, GMM产生的磁致伸缩效应引起FBG波长的动态变化, 由解调装置转化为电平信号, 从而探知电流信息。

已知电流与磁场强度成线性关系, 且永磁体使得GMM工作在线性区, 因此在环境温度不变的情况下, FBG受到的轴向应变和待测电流i也是线性关系。则FBG中心波长漂移与i间的关系:

式中C为常数。所以通过测量FBG中心波长的漂移量, 可实现交变电流的测量。由图1 (1) 可知, FBG反射回的光经环行器后进入MI, 得到干涉信号为:

其中, I1和I2分别是干涉仪两臂光强;R1和R2分别是两干涉臂端面反射率。n是光纤折射率, l是臂长差, 是干涉谱初始相位。当汇流排通过测交流电时, 会改变, 同时MI干涉谱的相位也相应变化:

因此, 通过光电转化 (PD) 输出的电压值可计算出交流电流大小。

3 实验结果和分析

3.1 系统设计

传感实验装置由宽带光源ASE、传感系统、解调系统和数据采集系统组成, 如图1 (1) 所示。ASE平坦区波长范围为1535nm~1565nm。汇流排作为激励源, 硅钢片对磁场回路进行限制。为避免GMM发生倍频且工作在线性区, 核心传感部件中加入可提供直流偏置磁场的永磁体。如图1 (2) 所示, FBG通过永磁体中的光纤毛细管埋入GMM中, 两端用环氧树脂胶将FBG与传感基座固定, 避免核心传感部件的封装会对FBG栅区产生影响。解调部分的MI则由一个2×2单模光纤耦合器与微位移器构成。

3.2 实验结果分析

将交流电流的幅值从100A到2000A逐渐增大, 从图2可知PD输出的电压信号和待测电流幅值进行线性拟合后, 得到线性相关性为99.91%。

由于以上实验数据均建立在系统不受周围环境温度影响的基础上, 因此在下一步工作中, 我们将增加一个参考的光纤光栅抵消温度的影响。

4 结语

在本文中, 设计了一种基于GMM-FBG结构的便于封装的光纤电流传感器。实验结果表明, 在电流幅值为100A~2000A时, 传感器输出信号值与被测交流电间成线性关系。该电流传感系统结构简单, 易于封装, 并具有成本低, 方便实现与调试的优点。

参考文献

[1]余有龙, 叶红安, 刘治国.光纤光栅电流传感器[J].光学学报, 2001, 21 (05) :586-588.

[2]Klaus Bohnert, Philippe Gabus, Jürgen Nehring, et al.Fiber-Optic Current Sensor for Electro-winning of Metals[J].Journal of Lightwave Technology, 2007, 25 (11) :3602-3609.

[3]刘杰, 赵洪, 王鹏.基于DFB激光器解调技术的光学电流互感器[J].光电子-激光, 2011, 22 (12) :1789-1792.

[4]熊燕玲, 赵洪, 张剑.基于光纤光栅的光学电流互感器[J].光学学报, 2010, 30 (04) :949-953.

光纤电流 篇2

关键词： 电力系统； 数字式； 全光纤； 保偏光纤； 电流互感器； MATLAB仿真

中图分类号： TB 971文献标识码： Adoi： 10.3969

引言随着电力系统的不断发展，对互感器的要求越来越高，而传统的电磁式电流互感器在运行中渐渐暴露出一些严重的缺点，已经很难满足数字化电站的要求。目前的市场情况是，电力系统广泛采用的仍是电磁式电流互感器，它有以下特点：（1）一次绕组中的电流完全取决于被测电路的一次电流大小而与二次电流无关；（2）它的二次绕组与测量仪表、继电器等的电流线圈串联。由于测量仪表和继电器等的电流线圈阻抗都很小，因此它的正常工作状态接近于短路；（3）它在运行中不允许二次侧开路。如果二次侧开路，则二次电流值为零，这时电流互感器的一次电流全部用来励磁，铁芯中的磁通密度将会大幅度增加，从而引起铁芯中的有功损耗增大、铁芯过热，最终导致电流互感器损坏。同时由于铁芯磁通密度剧烈增加，故互感器的二次绕组中的感应电压峰值可达到数千伏之高[1]。如此高的电压必将对设备绝缘和运行人员的安全都造成危险。为了有效防止电流互感器的二次侧开路，对运行中的电流互感器，当需要拆开所连接的仪表和继电器时，必须先短接其二次绕组，进行泄放电。上述电磁式电流互感器的特点表明：传统式电流互感器绝缘结构复杂、尺寸大、运行成本高、造价高，最重要的是测量准确度无法保证。因此，研究新型的数字全光纤式电流互感器以取代传统电磁式电流互感器已成为社会发展的一个必然趋势，所研究的系统是基于法拉第效应偏振态调制的全光纤电流检测系统，采用的传感元件为保偏光纤制作的电流传感头。1全光纤电流互感器系统原理目前光纤系统主要选用半导体光源，其主要原因是：半导体光源的发光波长在光纤的低损耗窗口中传输，电流注入发光可以进行强度调制；光源体积小，发光面积可以与光纤纤芯匹配，从而提高光源与光纤的耦合效率；可靠性高，高温下可以连续工作；响应速度快，光束的相干性好，适合于高速率、大容量的光纤系统；具有结构紧凑、重量轻、使用方便、工作寿命长，单色性好等优点。全光纤电流互感器是基于法拉第效应偏振态调制的原理来实现对电流的测量的[2]，系统结构框图如图1所示。工作时光源发出的光经过耦合器后由光纤偏振器起偏，起偏之后进入图1全光纤电流互感器的系统框图

Fig.1The system block diagram of the

allfiber current transformer传感光纤即保偏光纤之中。保偏光纤缠绕在通过大电流的导线周围，由于传输中的大电流产生磁场，以及保偏光纤中的法拉第磁光效应偏振态调制作用，偏振光的偏振态发生改变，携带偏振态信息的偏振光经过检偏器之后，进入光电探测器。光电探测器接收到的是电流信号，需要再通过转换电路转换成电压信号，鉴于光电探测器接收到的信号只有微安数量级，所以还必须进行信号放大与电路调理，最终经过比例因子转换得到光纤电流互感器的电流信息。2全光纤电流互感器系统建模对利用保偏光纤作为大电流传感头的全光纤电流检测系统进行琼斯矩阵分析[3]，可以得到：E=J′AJ′FEin（1）假设检偏器与实验室坐标系的夹角为γ，则检偏器渥拉斯顿棱镜的Jones矩阵为：J′A=cosγsinγ

光纤电流差动保护联调方案 篇3

近年来,随着通信技术的发展和光缆的使用,光纤分相电流差动保护作为线路的主保护之一得到了越来越广泛的应用。而且这种保护在超高压线路的各种保护中,具有原理简单,不受系统振荡、线路串补电容、平行互感、系统非全相、单侧电源等方式的影响,动作速度快,选择性好,能可靠地反应线路上各种类型故障等突出优点。

目前由于时间、地域、通信等条件限制,继电人员常常无法密切配合进行两侧纵联差动保护功能联调,造成联调项目简化,甚至省略的现象时有发生,这样极为不利于继电人员对保护功能的细致了解,因此本文将结合南瑞RCS-931和四方CSC-103型光纤差动保护装置简要说明两侧差动保护联调的试验步骤。

1 光纤分相电流差动保护基本原理

光纤分相电流差动保护借助于线路光纤通道,实时地向对侧传递采样数据,各侧保护利用本侧和对侧电流数据按相进行差动电流计算。

动作电流(差动电流)为:

制动电流为:Ires=︱IM-IN︱

比例制动特性动作方程为:

式中:IM、IN分别为线路两侧同名相相电流,并以由母线流向线路为正方向;ICD为差动保护动作门槛;K为比例制动系数,一般K<1。

线路内部故障时,两侧电流相位相同,动作电流远大于制动电流,保护动作;线路正常运行或区外故障时,两侧电流相位反向,动作电流为零,远小于制动电流,保护不动作。

南瑞公司的RCS-931采用此种动作特性,四方公司的CSC-103采用双斜率制动特性,如图1,可以保证在小电流时有较高的灵敏度,而在电流大时具有较高的可靠性,即区外故障时因CT特性恶化或饱和产生传变误差,此时采用较高斜率的制动特性更为可靠[1]。

2 光纤通道联调

将保护使用的光纤通道连接可靠,通道调试好后保护装置没有“通道异常”告警,装置面板上“通道异常”或“通道告警”灯应不亮。

2.1 检查两侧电流及差流

由于线路两侧CT变比可能不同,保护装置需要人为设定变比系数或补偿系数,使理想状态下两侧的二次电流在区外故障和正常运行时大小一致,差流为零。

假设M侧保护的“CT补偿系数”定值整定为km,二次额定电流为Inm,N侧保护的“CT补偿系数”定值整定为kn,二次额定电流为Inn,若在M侧加电流IM,N侧显示的对侧电流为IM×km×Inn/kn×Inm,若在N侧加电流IN,N侧显示的对侧电流为IN×kn×Inm/km×Inn。南瑞RCS-931和四方CSC-103通常设CT一次额定电流大的装置系数为1,小的一侧装置系数整定为其CT一次额定电流除以对侧一次额定电流。

2.2 模拟线路空充时故障或空载时发生故障

差动保护只有在两侧压板都处于投入状态时才能动作,两侧压板互为闭锁。同时在正常运行情况下,只有两侧起动元件均起动,两侧差动继电器都动作的条件下才能出口跳闸,而且每一侧差动继电器动作后都要向对侧发一个允许信号。可存在如果线路充电时故障,开关断开侧电流起动元件不动作,开关合闸侧差动保护也就无法动作的情况,因此就产生了通过开关跳闸位置起动使差动保护动作的功能,跳位起动方式如图2。

试验方法就是N侧开关在分闸位置,M侧开关在合闸位置,两侧主保护压板均投入,在M侧模拟各种故障,故障电流大于差动保护定值,M侧差动保护动作,N侧不动作。

2.3 模拟弱馈功能

当线路一侧为弱电源侧或无电源侧,内部短路时流过无电源侧的电流可能很小,因此其起动元件可能不动作。保护装置不能向对侧发送允许信号,导致电源侧差动保护拒动。为此,南瑞RCS-931和四方CSC-103都采用使用单端电压量进行辅助判别来解决这个问题,弱馈起动方式如图3[2]。

试验方法是两侧开关均在合闸位置,主保护压板均投入,在N侧加小于60%Un,在M侧模拟各种故障,故障电流大于差动保护定值,两侧差动保护均动作跳闸。这种判据可以减少PT断线对差动保护的影响,即使当弱馈侧PT断线,也不会因无法起动而闭锁差动保护[3]。

2.4 远方跳闸功能

母线故障及开关与CT之间故障时,两侧电流方向相反,差流很小,差动保护不动作,为使对侧保护快速跳闸,只有在故障侧起动元件起动情况下,向对侧传送母差、失灵等保护的动作信号,驱动对侧保护永跳。

试验方法是使M侧开关在合闸位置,“远跳受本侧控制”或“远跳受起动元件控制”控制字置0,在N侧使保护装置只要有远跳开入,M侧保护就能跳闸;在M侧将“远跳受本侧控制”或“远跳受起动元件控制”控制字置1,在N侧使保护装置有远跳开入的同时,只有使M侧装置起动,M侧保护才能跳闸。

3 需要注意的问题

保护装置定检时,两侧保护都处于PT断线状态,如果在光纤通道正常的情况下试验差动功能,恰巧此时对侧差动保护也投入,而且对侧保护没有跳位开入,若本侧加入大于差动保护定值的故障电流,则与弱馈故障的情况一致,就会使对侧保护动作,如果对侧开关确实在合闸位置,就可能使对侧开关跳闸,同理本侧开关也可能被对侧跳开,这可能会损伤人身或设备,应该避免发生。因此在保护定检前,一定要做好这方面的安全措施,就是断开光纤通道,防止弱馈起动或远跳起动造成开关误跳闸。

4 结论

各型号的光纤电流差动保护有各自的特点,通过联调试验能更好地掌握各型号光纤差动保护的性能,因此这方面的试验也不容忽视。

参考文献

[1]廖晓玉,臧睿,胡家跃.光纤电流差动保护及整定计算[J].继电器,2006,34(21):9-13.LIAO Xiao-yu,ZANG Rui,HU Jia-yue.Line Fiber Optical Differential Protection and Its Setting Calculation[J].Relay,2006,34(21):9-13.

[2]王尔寒,王强,路光辉,等.浅析电压量在高压线路光纤差动保护中的作用[J].继电器,2004,32(23):66-76.WANG Er-han,WANG Qiang,LU Guang-hui,et al.Brief Analysis of Voltage Effect on HV Differential Protection Based on Optical Fiber[J].Relay,2004,32(23):66-76.

全光纤电流互感器控制电路设计 篇4

目前检测和控制电路实现主要有两种方案,一种是以数字信号处理芯片(DSP)为核心[4,5],由于DSP的速度越来越快,使得DSP成为很多数据处理和信号检测方案的首选,但在时序控制方面是其瓶颈,由于时序控制精度和速度直接影响光纤电流互感器的检测精度,所以该方案控制精度提高有限;另一种是以现场可编程门阵列(FPGA ) 和DSP为核心器件[6,7], 结合两者的优点, 利用FPGA来完成系统时序控制,DSP实现各种数字信号处理算法,虽然可以获得非常高的控制精度,但系统结构相对复杂, 可靠性下降。 随着FPGA技术的发展,FPGA不仅被用来进行精密时序控制,而且可以实现复杂数字信号处理功能。 本文利用FPGA来实现精密时序控制的同时,实现非常复杂的信号处理算法,并以FPGA为核心器件完成光纤电流互感器信号检测和控制电路设计,利用该电路控制光纤电流互感器传感头进行电流测试和标定。 试验结果表明,系统控制精度达到0.2 S级测量准确度的要求。

1 全光纤电流互感器信号检测与控制原理

全光纤电流传感技术是利用法拉第效应来实现电流检测的, 当一束线偏振光通过处于磁场中的物质时,该偏振光的振动面会发生一定的旋转,从而可通过对此旋转角的测量来获得磁场及产生磁场的电流的信息,其中振动面的旋转角可由式(1)得出:

式中:Φ 为磁致法拉第偏转角;V为光纤的Verdet常数;H为磁场强度;l为光与磁场之间相互作用的距离。

法拉第效应的本质为磁致圆双折射, 其解释是:线偏振光可以分解为两束旋向相反的圆偏振光(左旋和右旋), 外加磁场使得物质对这两束正交圆偏振光的折射率产生差别, 导致它们在物质中的传播速度不再一致,这两束圆偏振光在传播一段距离后会产生一定相位差△ØS, 使对应的线偏振光的偏振面发生旋转, 通过测量该相位差就可以获得磁场及产生磁场的电流信息,同时已证明该相位差 △ØS和法拉第旋转角 Φ 之间的关系为△ØS=2 Φ 。

若光路围绕通电导体闭合,且当磁场H仅由穿过传感光纤圈的导体中的电流I产生时,可利用式(1)和安培环路定律得:

式中:△ØS为磁致法拉第相位差;V为光纤的Verdet常数;N为光束环绕导体的次数;n为传感光纤圈中导体的根数;I为单根导体上通过的电流。

由此可看出, 两束正交圆偏振光受法拉第效应后产生的相位差大小与光束环绕导体的次数和穿过传感光纤圈的总电流大小成正比。 由于光束绕导体的次数已知,所以只要测出 △ØS, 即可计算出待测电流的大小。

2 信号检测与控制电路实现

信号检测与控制电路的总体框图如图1 所示。 光纤传感头将携带有相位差信息的光信号输入到光电探测器(相位差与光电探测器输出信号幅度成正比),光电探测器输出的电压信号首先进行隔直处理,再经过放大和滤波后,经A/D(模数转换器)转换为数字信号,然后送入基于FPGA的数字信号处理单元。 在FPGA内进行数据解调、积分和滤波处理,并由阶梯波生成算法计算出阶梯波台阶高度,之后该阶梯波与固定周期调制方波在时序控制单元控制下叠加,再经FPGA控制的D/A(数模转换器)转换后形成模拟电压波形,驱动相位调制器,至此完成系统的一次闭环反馈。 此外,阶梯波台阶高度数据经数字滤波后由异步串行收发器(UART)传输到控制计算机, 由于该阶梯台阶高度与待测电流大小有关,上层软件通过简单处理就可以得出被测电流大小。 整个系统的时序控制由FPGA内完成, 且要求方波调制、A/D采集、数字阶梯波反馈、数据输出等的时序控制具有严格的同步关系。

2.1 前置放大及滤波电路

由于光电探测器输出信号比较弱,而且含有较高频率的噪声信息,需要对其进行放大和滤波处理后才能进行后续的A/D转换量化为数字信号。 因此前置放大及滤波电路对有用信号的放大和对噪声抑制能力会影响后续测量精度。 前置放大电路采用差分运放AD8130,该芯片具有非常高的共模抑制比,特别适用于微弱信号放大中需要低噪声、 低谐波失真和高共模抑制比的应用中。 光电探测器输出的交流有效方波信号频率为200 kHz左右, 为保证该方波信号无失真通过后端滤波电路,滤波电路的高频截止频率必须以不损失20 倍的方波基频信号的谐波设计,同时为避免高频噪声进入后端采样量化模块, 高频截止带宽不能太宽, 本设计中采用4 MHz带宽的 π 型滤波器实现前端滤波。

2.2 数据采集电路

为保证0.2S级(即千分之二)测量准确度,A/D转换位数需要达到10 位以上。 此外,为保证对200 kHz方波信号每个周期高低电平采样次数,从而可以通过累加求平均来提高采样精度,需要在每个周期内方波高低电平分别进行20 次以上采样后求平均, 这就要求模数转换器采样率大于8 MS/s。 设计中保留一定余量采用量化位数14 位、采样率20 MS/s的模数转换器AD9248。 该芯片采用多级的带有输出错误纠正逻辑的差分流水线结构,集成了两个高性能采样保持放大器和一个基准电压源,只需要提供控制时钟,其转换数据在7 个时钟之后自动出现在数据端口,用于精密时序控制场合非常方便。

2.3 FPGA控制电路

FPGA是光纤电流互感器控制电路实现信号检测与闭环控制的核心。 如图1 所示,其主要功能是负责生成整个控制系统的控制时序; 完成A/D采集控制及数据读取、存储;对采集到的数字信号按预定的解调和积分算法进行处理,将处理后的数据在发送到阶梯波生成算法的同时, 经滤波处理之后传到UART串口控制模块,完成与计算机的数据通信;此外还要将阶梯波生成算法产生的数据与方波数据叠加后控制D/A转换器输出相应的模拟信号。FPGA控制时序如图2 所示,电路上电复位后, FPGA程序加载并对外围A/D、D/A及其他程控电路及接口初始化;FPGA内部时序控制模块产生周期5 μs的调制方波, 该调制方波通过D/A控制接口输出到D/A产生同样周期的模拟方波信号并控制后端光调制器上产生±π/2 的相移, 确保前端光纤传感部分的相位检测灵敏度最高;模数转换器前端输入信号是含有相位差信息的交流信号,该信号的高低电平差值与相位差成正比,通过检测该信号的高低电平差值就可以间接获得当前相位差值,从而根据前面所述理论获得对应电流大小,该信号周期与方波周期一致。FPGA通过时序控制单元控制A/D转换器在每个方波周期内对该信号高电平和低电平分别进行多次采样求平均后相减,获得该信号的解调信息即相位信息。 由于前端光纤传感部分的相位差为0 时表明实现一次闭环控制,因此,上述解调出的相位信息需要经过阶梯波生成算法将相位差信息转换为阶梯波台阶数据, 再经过后端200 kHz固定方波和数字阶梯波叠加生成模块将该台阶数据与方波数据累加输出到D/A转换器,D/A转换器输出模拟信号驱动控制相位调制器产生抵消上述检测到的相位差信息,形成一次闭环控制。 该处设计时应设计阶梯波累加判别程序,当阶梯波累加数据值超过驱动相位调制器产生2π 相移时, 应该减去相位调制器产生2π 相移所对应值后再累加。 由于该阶梯波台阶的高度反映了被测电流引起的相位差值,所以该值与被测电流也成线性关系,可将该值经数字平滑滤波后由FPGA内部设计的UART通信接口传输到上层控制界面用于计算当前被测电流的大小。

2.4 数模转换及驱动电路

该部分功能是把200 kHz固定方波和数字阶梯波叠加生成模块所输出的数字信号转变为模拟电压信号,经过功率驱动部分的放大和幅度调节控制相位调制器(在D/A满量程输出时, 产生的模拟电压值为相位控制器半波电压的两倍), 从而在光纤传感环中产生一个附加的反馈相移, 抵消掉本次闭环控制周期内检测到的相位差。 D/A选择主要考虑模拟信号输出建立时间、增益误差、输出线性度以及分辨率几个指标。 D/A输出信号建立时间不仅对闭环控制带宽具有重要影响,而且当其建立时间较长时,会对输出阶梯波台阶的前、后沿影响很大, 导致模数转换器前端输入信号的尖峰脉冲拉长,而有效采样时间窗口变短,因此建立时间越短越好。 D/A的增益误差和输出线性度决定了输出模拟信号的误差和线性度,而模拟信号的误差和线性度施加在相位调制器上后或直接影响反馈相位的控制误差,因此需选择增益误差和输出线性度小的模数转换器。 D/A的分辨率直接决定相位控制的最小分辨精度, 其分辨率最好大于A/D的分辨率。 设计中采用16 位的高速D/A芯片AD9726 实现该模数转换功能。 由于该芯片为电流型输出,所以后端采用高速运放AD811 实现电流输出转电压输出和电压幅度放大功能。

3 实验验证及讨论

为验证上述控制电路性能,结合前端光纤电流传感头模块搭建了全光纤电流互感器装置。 同时,采用大电流发生器(交流,有效值0~5 000 A,50 Hz)作为测试电流源,并以0.01 级(误差低于0.01%)的标准电流互感器为基准,按照国标要求,搭建了一套准确度校检系统,以之校检该全光纤电流互感器的测量准确度,从而验证上述控制电路的指标和功能。 图3 是上层控制界面通过串口获得的50 Hz交流电信号的截图, 可见通过上述控制电路可以有效解调出50 Hz交流电信号的周期和幅度信息,从而实现对光纤传感头的闭环控制功能。

在本控制电路基础上搭建的全光纤电流互感器装置样机额定一次电流值Ipr设定为100 A~4 000 A, 根据国标要求,在Ipr的1%~120%范围内,实测电流值i测的测量误差如表1 所示, 其中标准电流值i标指0.01 级标准电流互感器对待测电流进行检测得到的电流值(有效值,与真实值之间的误差低于0.01%),单位为A;样机解调信号的数字输出指样机对待测电流进行解调后输出的数字量;样机解调出的电流值i解, 指样机解调信号的数字输出乘以一个固定变比得到的数值,表征解调输出的电流值(有效值),单位为A;电流误差为i标和i解之间的误差。

根据表1 的数据, 可得到全量程范围内的误差曲线,如图4 所示。 可以直观看出在全量程范围内的实测误差均满足0.2 S级测量准确度的要求。 即设计的电路完成了对光纤传感头的闭环控制和测试数据解调。

本文初步研究了用于全光纤电流互感器的闭环检测控制电路,基于单片FPGA实现信号采集、数据输出以及与计算机通信等控制和数据解调、积分滤波、阶梯波产生等算法,完成了对光纤电流互感器传感头输出信号的检测以及闭环控制。 该控制电路具有结构简单、集成度高、闭环控制速度快、控制精度高等特点,为研制满足电力电网测试需求的全光纤电流互感器奠定了基础。此外, 基于该控制电路研制的全光纤电流互感器样机,经测试, 其额定一次电流100 A~4 000 A范围内均实现了0.2 S级测量准确度, 初步满足电力电网对电流互感器测量准确度的要求。

摘要：论述了全光纤电流互感器检测和控制原理,以单片FPGA为控制核心设计了全光纤电流互感器信号检测与控制硬件电路,并对关键部件指标和检测控制方法进行了分析和讨论。结合前端光纤电流传感头搭建了全光纤电流互感器装置。经实验测试,其在额定一次电流100 A4 000 A范围内均实现了0.2 S级测量准确度,满足电力电网对电流互感器测量准确度的要求。

光纤电流 篇5

电力系统一次设备的暂态电压电流测量,是电力系统调试试验的常规测试项目。一般情况下,暂态过程中电压和电流的变化速率要远大于稳态状态。在暂态的极端条件下,电压电流的高频频率可达到100 MHz(特快速暂态过电压VFTO)。因此要求测试设备具备测量响应快,测量准确度高,测量频带宽,抗干扰性强,现场安装使用方便等特点。在超高压和特高压电网中,暂态电压测量一般是通过电容式套管末屏进行,电流测量是通过一次设备电流互感器进行。这种常规测试方法的优点是利用了一次设备,接线比较简单,工作量小。但它的缺点也很明显:1)测量点受一次设备位置限制。目前除变压器和电抗器套管有电容式套管外,GIS、断路器、SF6电流互感器、隔离开关均没有电容式套管,电压测量点较少,不易满足测量需要;2)测量频带受一次设备的限制。电容式套管末屏频率响应在1 MHz以内,普通电流互感器在1 kHz以内;3)常规测量二次信号传输采用屏蔽电缆,测量抗干扰性能低,并对频率较高的信号衰减较大。

经过理论研究和试验验证,研制出了光纤式电压电流组合测量系统(简称光纤系统),具有测量性能优良、测量技术指标高、抗干扰性能强和使用方便等优点,可用于电力系统各种暂态过程的电压电流测量。

1 系统原理

系统原理见图1。整套测量系统分为3部分:前端机(电压、电流传感器,模数采集变换,电源,光电变换及通讯模块,光电开关);终端机(光电变换及通讯模块,电磁波同步触发器,光电遥控开关,计算机系统)和防雨光缆。前端机放置在被测带电体上,与被测带电体等电位。终端机放置在地面。前端机与终端机采用防雨光缆连接,测量控制均在终端机上进行。

基本原理:被测电压电流信号分别由电压传感器和电流传感器接收并转换,转换后的信号送至高速模数采集变换器,将模拟电压电流信号转换为数字信号,数字信号经光电变换及通讯模块通过光缆传送到地面,光信号经地面的光电变换及通讯模块转成电信号,电信号送至计算机进行处理、显示、存储。

2 系统研制

2.1 电压传感器

电压传感器是决定测量电压性能参数的关键元件,在综合调研目前国内多种电压测量设备的原理的基础上,开发设计出一种倒置式电容分压器,其基本原理见图2。

图2中A、B为1对金属极板,极板A与高压导体等电位,极板B放置在极板A表面附近。在高压导体附近放置1对AB金属极板后,A、B极板形成电容C2,B极板与地面形成电容C1,C1与C2组成1个电容分压器,其中电容量C2>>C1测量电容C2的电压,通过计算即可得到高压导体的对地电压[1]。

2.2 电流传感器

电流传感器是决定测量电流性能参数的关键部件,选用罗氏线圈作电流传感器。罗氏线圈测量电流原理图见图3。

罗氏线圈测量电流的原理是利用被测电流产生的磁场在线圈内感应的电压来测量电流,其一次侧为单根载流导体,二次侧为罗氏线圈[2,3],如图3。罗氏线圈的输出电压为:

式中:M为测量线圈与置于其中载流导体之间的互感。

2.3 电磁波同步触发器

电磁波同步触发器是用于模数采集器外部触发的装置。为弥补传统采集器内部触发性能不足的问题,设计研发电磁波同步触发器[4]。基本原理见图4。

3 性能试验

3.1 电压测量频率特性试验

测量频率特性是外接1个电容器[5,6,7],此电容器与光纤电压测量系统的电容探头(图2中的C2)组成1个电容式分压器,测量原理图见图5,测量数据见表1。

图中:U1为输入电压;U2为光纤电压测量系统测量电压;C1为外接电容器;C2为电容探头电容器。

在输入电压频率从50 Hz到1 MHz变化范围内,其变比相对误差为1.9%。

3.2 电压测量暂态特性

图6为电压测量暂态特性现场试验图。暂态特性测量原理见图7。

测量前K处于断开测量状态,电源通过电阻器对C1、C2充电,测量时闭合K,使U1产生1个下降陡波,用示波器记录U1波形,用光纤电压测量系统记录U2波形。暂态波形见图8。

从图8可以看出,U2虽然与U1波形上基本保持一致,但它的波形下降时间小于2ns。由于下降陡波是用简易方法产生的波形,其下降时间只能达到2 ns以内,从记录的U2波形观看,U2波形没有出现陡度降低现象,所以其系统暂态特性要优于2 ns。

3.3 工频电压波形试验

将前端机安放在绝缘支架上,给前端机外壳施加工频电压,测量系统工频电压现场试验见图9;测量的波形见图10。

3.4 雷电冲击电压和操作冲击电压波形试验

安装及加压方式同工频电压波形试验,雷电冲击电压波形试验施加1.2/50μs标准雷电冲击电压,图1 1是由光纤系统测量的波形;操作冲击电压波形试验施加200/1 000μs标准操作冲击电压,图12是由光纤系统测量的波形。

330 kV正极性雷电冲击波形

3.5 操作电压冲击波线性度试验

测量系统的测量线性特性是一项比较重要的特性[8,9,10],测量仪器的线性度越高,其测量结果的误差就越小。为此,在试验室用分压器方式和光纤系统同时对操作冲击波进行了对比试验,测量数据见表2。

根据表2的测量数据分析得出,在电压288 kV～507 kV范围内,线性误差为2.4%。

3.6 工频电流测试

对罗氏电流传感器进行了工频电流测试,测试结果见表3。

电流测量线性误差≤0.4%,符合产品±1%的技术要求。

3.7 电流测量抗干扰性能试验

电流测量抗干扰性能试验是在220 kV GIS隔离开关分合小电容试验过程中进行,试验现场见图13。试验方法是采用高压导线穿过和旁路2种方式,由电流测量数据判断测量系统的抗干扰性能。测量系统现场试验见图13,测量系统抗干扰试验原理见图14。

图14中C的电容量为120 pF,K为GIS中的隔离开关。电源电压为80 kV,隔离开关合闸,导线穿过及旁路罗氏线圈的波形分别见图15、16。

图15合闸脉冲峰值电流约为300 A(理论峰值最大为1 000 A),暂态频率为10 MHz。

4 测量系统的校准

光纤系统测量的准确度是其测量的基础,为此委托西安高压电器研究院对测量系统准确度进行了校验。校验结果为:在施加290～1 100 V标准雷电冲击电压时,测量误差≤1.6%;在施加8/20μs、2.7～11.14 kA冲击电流时,测量误差≤2.1%;在施加工频电流1 000～8 000 A时,测量误差≤1.3%;光纤系统综合测量误差≤3%,精度满足GB/T-16927.2,中对测量系统的要求。

5 结论

(1)光纤系统的电压测量采用宽频带电压和电流传感器、一体化结构设计及数字光纤技术,实现了电力暂态过程电压电流同时测量记录。

(2)光纤系统现场测试结果表明,光纤系统满足设计要求:电压测量范围为5 kV及以上,电压测量带宽50 Hz～250 MHz,电压测量响应时间≤2 ns,电流测量范围为0～12 kA,电流测量带宽0.4 Hz～10 MHz。测试系统稳定、抗干扰性强、测量波形数据准确,系统安装使用方便。

(3)经权威机构西安高压电器研究院校准,光纤系统测量波形数据准确度达到设计要求,测量综合误差≤3%,满足现场测量需要。

参考文献

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光纤电流 篇6

在变电站中,保护与计量装置需要对变电站的实时信息进行分析与处理,它要求这些实时信息量必须是同步的,不同步的数据会给计量保护装置的判断带来影响,严重的甚至会造成保护装置的误动或拒动,也会导致测控装置和电度表等设备计量错误。传统的电磁式电流互感器输出的是连续的模拟量,各个模拟量之间基本同步。而对于电子式电流互感器和Sagnac型光纤电流互感器来说,它们输出的是离散的数字量,由此引入了电流互感器的数据同步问题。

Sagnac型光纤电流互感器是目前光纤电流互感器的主流方案,与电子式和传统的电磁式电流互感器相比,它在高电压大电流测量领域中具有明显优势,包括体积小、重量轻、绝缘成本低,安装方便,测量准确度高,频响范围宽,动态范围大,抗干扰能力强等。因此,对Sagnac型光纤电流互感器数据同步的研究具有重要意义。目前,国内外[1,2,3,4,5,6]的相关研究主要集中在电子式互感器的数据同步问题上,而针对Sagnac型光纤电流互感器数据同步问题的研究鲜有报道。

本文基于Sagnac型光纤电流互感器数字闭环信号检测原理,确定了适用其数据同步的方法,兼顾测量精度和实时性,提出了高采样率的线性插值同步技术,并对其进行了误差的理论和仿真分析。

1 Sagnac型光纤电流互感器的工作原理及其数据同步的方法

1.1 Sagnac型光纤电流互感器的工作原理

Sagnac型光纤电流互感器[7,8,9]在物理机理上基于Faraday磁光效应和Ampere定律,其原理图如图1所示。光源发出的光经耦合器后由光纤偏振器起偏变为线偏光。偏振器尾纤与相位调制器尾纤以45熔接,线偏光以45注入保偏光纤,分别沿其X轴和Y轴传输。这两个正交模式的线偏光经过相位调制器和1/4波片后,分别变为左旋和右旋的圆偏光,并进入传感光纤。在磁场作用下,两束圆偏光之间产生与被测电流成正比的相位差。经镜面反射后,两束圆偏光的偏振模式互换并再次穿过传感光纤,由于Faraday效应,两束光之间的相位差加倍。两束圆偏光再次通过1/4波片变为线偏振光,并且模式互换。两正交模式的线偏光在起偏器处发生干涉,最后携带相位信息的光经光电探测器转变为电信号传入信号处理器实现电流检测。

Sagnac型光纤电流互感器借鉴数字闭环光纤陀螺技术,采用数字闭环信号检测方式[7,9],如图1所示,它可以概括为方波调制、数字相关解调和阶梯波反馈。

在Sagnac型光纤电流互感器中,光电探测器的输出电压是微伏级的微弱信息,而噪声一般是毫伏量级的,因此必须应用微弱信号检测的方法提取信号。磁场引起的Faraday相移与被测电流成正比,而探测器的输出响应是Faraday相移的余弦函数,由于余弦函数在零相位时斜率为零,对微小相位差反应不灵敏,故直接提取有用的相位信息比较困难。利用方波调制技术使相差信息产生π/2偏置,使系统工作在灵敏度最高的区域。同时通过调制,在频域上将输出信号频谱由低频区迁移到高频区,避开低频区的1/f噪声,减小了低频噪声的影响。

光电探测器输出的有用信息淹没于强噪声中,利用信号和噪声不相关的特点,应用数字相关解调技术可以实现噪声中电流信号的有效提取,消除模拟电路长期漂移的影响。

Sagnac型光纤电流互感器采用数字闭环检测方式,其原理是在光路中引入相位反馈控制元件,通过在两束干涉的光波之间引入非互易相移来补偿Faraday相移,使两束光之间相位差始终控制在零位,通过测量满足这一条件所引入的非互易相移作为互感器的输出。这个引入的非互易相移通过阶梯波反馈产生,这样既保证了输出灵敏度最大,也保证了输出与输入的线性关系,减小了系统输出的非线性误差,理论上消除了光功率对互感器变比的影响,有效地提高了互感器的测量准确度,增大了动态测量范围。

方波调制产生的π/2偏置与阶梯波反馈产生的非互易性相移均由相位调制器实现。两束干涉光在光纤环路进行传输,不同时刻受到的调制深度不同。相位调制器的作用相当于一个延迟器,延迟时间为,即光纤延迟线的渡越时间,由延迟光缆和传感光纤的长度决定,由此Sagnac型光纤电流互感器的数据更新特点为每隔一个时间产生一个测量值,即在的整数倍时刻产生测量值。

1.2 Sagnac型光纤电流互感器数据同步方法

IEC60044-8标准[10]中规定了电流互感器数据同步的两种方法:脉冲同步法[4]和插值同步法[11]。脉冲同步法是指各间隔的合并单元都接收统一的时钟脉冲信号,然后将其倍频产生同步采样信号,控制各采集器进行同步采样,实现合并单元对互感器数据的同步接收。插值同步法是指利用计算的方法得到各路在同一时刻的数据,其实现过程为:各互感器等时间间隔地输出数据,合并单元接收数据并记录其到来的时刻及各路数据之间的时间差,然后利用插值法计算出各路测量量在同一时刻的数据。

根据Sagnac型光纤电流互感器的信号检测原理可得,它不适合采用脉冲同步法实现数据同步,而只适合使用插值法。原因有两个:第一,不同互感器的一般不同,若采用脉冲同步法,同步脉冲到来时各路输出的数据不一定是同一时刻的。如图2(a)所示,黑点代表产生测量值的时刻,线段长度代表间隔,画圈的点表示在当前采样时刻采样所得到的数据。当同步脉冲在图中时刻到来时,所得到的数据显然不在同一时刻。第二,即使是相同的,不能确保各路采集到的第一个数据是同一时刻的,也就不能保证后面由同步脉冲采集的数据是同一时刻的,如图2(b)所示。因此,Sagnac型光纤电流互感器数据同步的方法只适合使用插值法。

插值同步法实现简单,但它存在方法误差,此误差不影响同步精度,但影响信号的准确度,即存在幅值和相位误差。影响插值误差的因素主要有两个:一是采样率,二是插值方法。不同的插值方法有不同的精度、计算量、可靠性与应用范围。文献[5]提出采用线性插值法进行同步,并选取24点/周波的采样率对误差进行了定量分析,得出结论为:利用线性插值时建议提高采样率,且它不适用于要求包含高次谐波的电量的二次设备。文献[6]提出采用二次插值法进行同步,并选取48点/周波的采样率对误差进行了定量分析,得出结论为:二次插值法在高次谐波同步方面相对线性插值法精度更高。由于合并单元要同时处理最多达12路数据[10],对实时性要求较高,同时,提高采样率可减小插值误差,根据IEC61850-9-1标准[12]的规定,采样率主要有48、80、96和200点/周波这几种,故本文选取最高的采样率200点/周波,并采用线性插值法进行分析。

2 线性插值数据同步的原理及误差分析

合并单元对接收到的各路的每个数据进行时间标记,然后在各路每两个相邻的数据之间选择适当的插值参考时刻并固定插值间隔,利用线性插值法将各路数据变换为该参考时刻下的计算值,将新得到的各路数据传输至二次设备进行计量和保护。

线性插值的原理如图3所示,其数学模型[13]可以表述为:已知函数i(t)在区间[t0,t1]上的离散点[t0,i(t0)]、[t1,i(t1)],用Lagrange插值多项式

作为i(t)的近似,现在要分析其误差,由Lagrange插值误差公式知

式中:R(t)为线性插值误差式;i"(ξ)为i(t)的二阶导数i"(t)在区间[t0,t1]上的某个值ξ处的值,ξ∈[t0,t1]。

i(t)表示电力系统实际电流波形,在理想稳态下,电流中只有基波;在暂态下,电流除了含有基波外,还含有直流与谐波分量,统一的表达式通常可以表示为直流分量与各次谐波(含基波)的叠加,表达式可写为

式中:In、ɸn分别为基波与各次谐波的幅值和初相角;I0为直流分量;ω为基波角频率ω=2πf=100π;n为谐波次数,对于基波n=1;t1-t0=0.02/N,N为每周期采样点数。进一步推导可得

由于ɸn与t无关,可取为任意值,故有

经计算可得,|(t-t0)(t-t1)|在t=(t0+t1)/2处取得最大值为(1/4)T2,其中T=t1-t0=0.02/N,故可得R(t)的最大值为

由式(6)可得如下结论:

1)误差中不含直流分量,原电流中的直流分量不会引起插值误差;

2)线性插值误差是各次谐波(含基波)误差的线性组合,越高次的谐波对误差的贡献率越大;

3)对于不同的采样间隔,不同次数的谐波,最大误差如表1所示。

由表1可得,采样率越高,线性插值法的插值误差越小,即提高采样率,可提高插值精度。当采样率相同时,线性插值法的插值精度比二次插值法低,但是考虑实时性,线性插值法比二次插值法计算量小,实时性好。利用Matlab软件对线性插值法和二次插值法的实时性进行了定量分析,并进行比较,具体条件为:设信号为

f(t)=sin(100πt+0.1)+0.2sin(200πt+0.2)+0.1sin(300πt+0.3)

分别以80、96和200点/周波的采样率对以上信号采样一个周期,再分别使用两种插值方法进行插值计算,测量各次计算使用的时间,如表2所示,由结果可得,线性插值法比二次插值法计算速度快,实时性好。因此,以满足IEC60044标准对互感器精度的要求[10]为基础,综合考虑插值精度和实时性的因素,本文采用基于200点/周波采样率的线性插值法。

3 线性插值算法的仿真与分析

本文以Matlab为工具,对该线性插值同步算法进行了仿真验证,本文采用200点/周波的采样频率,针对系统的不同运行状态,对最大插值误差、各次谐波的幅值及其相位误差进行了仿真计算。

3.1 最大插值误差

在稳态状态下,设电流为i(t)=Isin(100πt(10)),考虑最大误差的情况,即插值点在每两个采样点的中间处。仿真条件为:以1°为步长,在为0°~15°的16个初相角下,计算每个采样间隔(插值区间)内的最大插值误差,将16种初相角下各区间的最大误差依次罗列,如图4所示,稳态的最大插值误差大约为0.012%I,与理论分析一致。

在暂态状态下,设电流为

i(t)=Isin(100πt+α)+0.3Isin(200πt+α)+0.1Isin(300πt+α)+0.1Isin(400πt+α)

在相同的仿真条件下得到的最大插值误差如图5所示,最大插值误差小于0.05%I,而理论计算最大误差为0.058%I,与理论分析吻合。

3.2 幅值、相位误差

上一节对经过线性插值所得的新序列的最大插值误差进行了定量分析,本节将对基波与谐波的幅值、相位误差进行定量分析,在实际工程中,它们是计量保护设备最关心的内容。

IEC60044-8标准提供了几种进行幅值、相位误差分析的方法:数字桥法、傅里叶变换法及数字量同步检测算法。本文采用较为常用的离散傅里叶变换法进行误差分析,设i1(t n)为电流采样的原序列,2i(n)为i1(t n)经过线性插值后得到的新序列,按下式进行离散傅里叶变换。

式中:n为采集数据的计数;tn为数据采样时刻;f为待测的频率。由式(7)、式(8)可得频率为f的谐波的幅值误差和相位误差为

在稳态条件下,设电流波形为i(t)=Isin(100πt(10)),仿真条件为:以1为步长,在为0°~15°的16个初相角下,对每种情况做插值,插值点位置选取在每两个离散点之间的16等分的等分点上,共计15个位置,由此共得到240个算例,罗列出幅值误差与相位差如图6所示。稳态下幅值误差小于0.014%,相位误差小于0.12'。IEC60044标准规定,0.2级电流互感器在稳态下幅值误差在0.2%之间,相位误差在10'之间,可见,在稳态情况下,该插值算法对电流互感器本身精度的影响很小。

在暂态情况下,设电流波形为

i(t)=Isin(100πt+α)+0.3Isin(200πt+α)0.1Isin(300πt+α)+0.1Isin(400πt+α)

采用相同的仿真条件可得暂态下基波及各次谐波的幅值误差与相位差,分别如图7(a)~图7(d)所示。暂态下基波幅值误差小于0.014%,相位误差小于0.12';二次谐波幅值误差小于0.06%,相位误差小于0.4';三次谐波幅值误差小于0.15%,相位误差小于1.2';四次谐波幅值误差小于0.2%,相位误差小于1.2'。IEC60044标准规定,0.2级电流互感器在暂态下2~4次谐波幅值误差在2%之间,相位误差在±2°之间,可见,在暂态情况下,该插值算法对电流互感器本身精度的影响也很小。

4 结论

本文介绍了互感器数据同步的方法,根据Sagnac型光纤电流互感器的工作原理,确定了其数据同步的方法,并对该数据同步方法进行了理论分析和仿真试验,主要得到了以下结论:

(1)Sagnac型光纤电流互感器不适合采用脉冲同步法实现数据同步,而只适合采用插值同步法。

(2)线性插值误差是各次谐波(含基波)误差的线性组合,越高次的谐波对误差的贡献率越大,原电流中的直流分量不会引起插值误差。

(3)通过对基于200点/周波采样率的线性插值法的仿真分析可得,在稳态下,幅值误差小于0.014%,相位误差小于0.12';在暂态下,基波及2~4次谐波的幅值误差均小于0.2%,相位误差均小于1.2'。以上误差均远远小于IEC60044-8标准规定的0.2级电流互感器的误差限值,此算法不会影响电流互感器的精度。

摘要：针对Sagnac型光纤电流互感器进行了数据同步方法的研究。根据Sagnac型光纤电流互感器数字闭环信号检测原理,确定了基于插值的数据同步方法。为了提高测量精度和实时性,提出了基于高采样率的线性插值的数据同步技术,并对其误差进行了理论与仿真分析。结果表明,采样率为200点/周波的线性插值法能够实现互感器的数据同步,并且其稳态下的幅值、相位误差分别小于0.014%、0.12′,暂态下的幅值、相位误差分别小于0.2%、1.2′,均远远低于IEC60044-8标准规定的0.2级电流互感器的误差限值,因此该算法不影响电流互感器的精度。

光纤电流 篇7

关键词：光纤,电流差动保护,调试

1 光纤电流差动保护的原理

光纤电流差动保护原理是基于基尔霍夫电流第一定律, 利用光纤作为数据传输通道将所保护的输电线路一侧的电流值传送至另一侧, 然后保护装置通过计算线路两侧的电流值来判断是否发生了故障。可以说在理想状态下 (即不考虑输电线路的分布电容、电导以及并联电抗器等因素的影响) , 电流差动保护对任何线路故障的检测都有效。由于电流差动保护所需要传输的信息量很大, 包括了电流的幅值以及相位等信息, 因此其对数据传输通道的要求较高。而光纤具有抗电磁干扰性能良好以及数据传输量大等优点, 正好可以满足上述要求。图1是光纤电流差动保护原理图, 定义从母线流向本保护线路的方向为电流正方向, 则动作电流Id=|IM+IN|, 制动电流Ir=|IM-IN|。

比例制动特性方程为:

Id>Iqd (1)

Id>K×Ir (2)

式中, Iqd为差动继电器的启动电流;K为比率制动系数。

若动作电流同时满足上述方程, 则差动保护动作切除故障[1]。

图2是比率制动特性图, 若输电线路内部发生故障, 则Id很大, 而Ir却很小, 工作点处于动作区内, 保护动作;如果输电线路外部发生故障, 则流过该输电线路的Id很小, 而Ir却很大, 工作点处于非动作区, 保护不动作。

2 光纤电流差动保护的优点及存在的缺陷

2.1 光纤电流差动保护的优点

光纤电流差动保护具有以下优点:以基尔霍夫定律为基础, 原理简单且具备天然的选相功能;能够迅速对故障进行响应并将其快速切除;能够自动适应系统运行方式的变化, 不会受到振荡的影响;PT断线不会对其造成影响。此外, 光纤电流差动保护还不受功率逆向的影响, 适用于短线路和串补线路。

2.2 光纤电流差动保护存在的缺陷

光纤电流差动保护存在的缺陷主要有:其对于光纤传输通道有很强的依赖性, 不仅要求传输不能中断, 还要求很低的误码率;此外, 不同的光纤差动保护所需要的通道也不同, 只能和相同型号的光纤差动保护构成整套保护。

虽然光纤电流差动保护存在一定的缺陷, 但其所具有的种种优点使其在输电线路保护领域有着极为广泛的应用。

3 光纤电流差动保护对光纤通道的要求

光纤传输通道对于光纤电流差动保护极为重要, 电流信息的传输是完全依赖光纤通道来进行的, 因此光纤传输通道的安全性和可靠性就显得尤为重要。由于纵差保护一般都是用作高压输电线路的主保护, 而光纤传输通道在纤芯受潮或断芯等故障情况下会导致传输数据出现大量误码甚至传输中断, 为了保证高压输电线路和电网的安全稳定运行, 必须确保纵差保护不会因为光纤传输通道问题而退出运行。因此, 为纵差保护配置备用光纤通道是十分有必要的。在进行电力通信工程的设计时, 无论是采用复用光纤通道还是专用光纤通道, 都要考虑光纤通道的双重化配置, 所敷设的光缆要预留一定的备用纤芯。如果采用普通光缆则要求敷设2根光缆, 且2根光缆最好要分开2个管道敷设;而采用OPWG光缆, 由于其安全性较高, 所以可以只配置1根光缆, 但要增加备用纤芯, 以确保通道的冗余。在确定备用通道所需纤芯数时, 应按100%后备考虑, 即1根工作纤芯就要同时配置1根备用纤芯[2]。

4 光纤电流差动保护运行维护中的注意事项

对于采用复用PCM通道的光纤电流差动保护, 其与复用PCM之间并无直接联系。正常运行情况下, 可通过环路试验来检查保护装置与光电转换接口之间光纤连接的完好性;可通过光纤网管系统来对PCM设备进行实时检查。但是当光纤转换接口—数字配线架—复用PCM之间的连接出现问题而导致光纤通道告警或者保护退出运行时, 由于运行维护人员缺乏处理故障的经验和有效的检测手段, 往往难以及时发现问题, 使得电流差动保护无法恢复正常运行, 从而影响到电网的安全与稳定。而对于专用光纤通道, 其也会存在断芯、光纤受潮、熔纤工艺不良、接头松动或积灰导致损耗增大等问题, 这些都是运行维护过程中容易忽视的地方。例如, 在实际现场敷设光缆时, 需要经过光缆终端箱, 通过熔纤工序和尾纤熔接在一起, 再和光纤跳线与保护的光纤接口连接。但在实际操作过程中, 往往在熔纤后是将工作通道和备用通道的尾纤都捆放在一起, 需要哪个通道就将哪个通道的尾纤接至保护装置。这种做法容易导致尾纤折断, 并混淆通道, 在操作上也十分不方便, 需要予以纠正[3]。

5 光纤电流差动保护的现场调试

高压输电线路的光纤电流差动保护现场调试工作一直以来难度都比较大, 输电线路两端的距离使得两侧保护不能调用相位处于同一基准的试验电源, 所以难以定量模拟分析线路区内及区外故障。因此, 调试过程中一般都是定性做故障的跳闸试验, 由断路器的跳闸来判断保护是否正确动作[4]。

(1) 在图1的M侧光纤电流差动保护加入三相电流并让N侧保护接收, 如果接收所显示的三相电流有效值处于误差范围以内, 则停止继续加电流;然后再换由N侧加电流, 由M侧接收并查看电流有效值是否符合要求。 (2) 将图1中M侧的断路器合闸, 而N侧断路器则处于分闸位置, 然后往M侧光纤差动电流保护中加入模拟的故障电流信号, 使得其保护动作并造成M侧断路器跳闸;再把M侧和N侧的断路器都合上, 并往N侧PT的二次回路中加入正常电压, 往M侧光纤差动电流保护中加入模拟的故障电流, M侧保护装置应动作但断路器不跳闸;继续保持M侧及N侧断路器处于合闸状态, 然后在N侧将PT二次回路所加的电压去掉, 并向其发送PT断线信号, 同时在M侧光纤差动电流保护中加入模拟的故障电流, 使得保护动作且M侧和N侧的断路器都跳闸。上述调试步骤都完成后再换由N侧重复进行, 直到断路器动作都正确无误, 才结束对光纤电流差动保护的调试。

6 结语

作为在高压输电线路主保护中有着广泛应用的保护装置, 光纤电流差动保护以基尔霍夫电流定律为基础, 能够有效而可靠地对区内和区外故障进行判断, 快速响应并将故障切除。而在实际的运行维护与调试过程中, 继保人员除了要集中精力做好保护装置本身的运维及调试之外, 还要积极与通信系统专业进行沟通与对接, 充分认识到光纤传输通道的安全对保证光纤电流差动保护可靠运行的重要意义, 要重视光纤通道以及备用通道的日常检修工作, 以保证电网的安全稳定运行。

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光纤电流 篇8

关键词：全光纤电流互感器,分布参数模型,偏心问题,比差

0 引言

随着智能电网的发展, 传输线路的电压等级不断提高, 电磁式电流互感器已经不能满足要求[1,2], 发展新型电流互感器迫在眉睫。全光纤电流互感器 (all-fiber optic current transformer, FOCT) [3,4,5,6,7]是基于Sagnac干涉法的一种新型电流互感器, 其将光作为一种载体, 将被测电流的信息通过传感光纤感应到光信号中, 再通过信号处理解调出来, 这种方法克服了传统电磁式互感器的种种弊端, 具有动态范围宽、绝缘性能好、测量精度高等优点[8,9]。

FOCT安装时会尽量使导线位于传感环中心, 然而由于种种原因也会发生导体偏心问题。文献[10]表明互感器安装位置不对或者一次母线发生偏移就会发生偏心问题。文献[11]指出由于电磁式互感器铁心环直径较大, 实际穿过的电流导体容易偏离环心, FOCT与电磁式互感器结构类似, 这种装配误差也会存在于FOCT中。偏心问题实质就是被测导体偏离圆心, 造成其产生的磁场不均匀地作用在FOCT传感环上, 而使得比差变化的现象。FOCT具有完全闭环结构, 传统理论认为其不会受到偏心问题的影响, 然而实际中FOCT也存在该问题。目前FOCT受被测导体偏心影响的机理尚未明确。通常FOCT采用集中参数模型分析相关问题, 而集中参数模型是理想化的模型, 不适用于研究参数不均匀的情况, 为了便于分析偏心问题产生的原因, 就需要从离散角度出发, 从根源上来分析该问题。由此本文提出了FOCT传感环的分布参数模型, 并且基于该分布参数模型对FOCT受被测导体偏心影响的机理进行了推导, 该机理揭示了传感光纤中的线性双折射和传感环上不均匀磁场的共同作用是造成FOCT会受被测导体偏心影响的原因, 进一步分析了被测导体偏心对FOCT测量准确度的影响, 得出偏心问题只会影响FOCT的比差, 而不会影响FOCT的线性度的结论, 通过偏心实验验证了所提理论和所得结论的正确性。

1 反射式Sagnac光纤电流互感器原理

反射式Sagnac光纤电流互感器[12,13,14,15,16]是一种对称互易结构的光纤互感器, 能够有效降低温度、震动等外界因素对测量结果的影响, 提高测量系统的稳定性和测量结果的准确度。其结构原理如图1所示, 其中A/D表示模数转换, D/A表示数模转换。

由SLD光源发出的光经过耦合器后, 通过光纤偏振器起偏, 形成线偏振光。线偏振光再以45°平均注入保偏光纤的x轴和y轴传输。通过保偏光纤传输到相位调制器进行初始相位调制后, 再传输到λ/4波片。当这两束正交模式的线偏振光通过λ/4波片后, x轴和y轴的线偏振光就分别转变为左旋和右旋的圆偏振光, 进入传感光纤。由于传输电流产生磁场的法拉第效应, 这两束圆偏振光以不同的速度传输, 产生相位差。两束圆偏振光由反射镜反射后, 两束圆偏振光的偏振模式互换 (即左旋光变为右旋光, 右旋光变为左旋光) , 第二次穿过传感光纤, 并和电流产生的磁场再次发生相互作用, 使产生的相位差加倍。经过λ/4波片再把含有法拉第效应的两束圆偏振光转变回模式互换了的正交线偏振光 (原来的x轴线偏振光转换到y轴, y轴线偏振光转换到x轴) 。通过相位调制器进行二次相位调制后, 传输到偏振器使两束模式正交的线偏振光干涉。最后, 干涉光传输到光电转换器, 进行信号采集, 并转换为电信号进行处理。

理想的反射式Sagnac光纤电流互感器的信号输出为:

式中:φ为法拉第旋转角;N为传感光纤缠绕的圈数;V为Verdet常数;I为被测电流瞬时值。

2 FOCT分布参数模型

由于目前光纤制造工艺的缺陷, 传感光纤都会存在线性双折射的问题, 所以带有线性双折射的传感光纤集中参数琼斯矩阵为[17]:

式中:, 其中δ为由光纤中总线性双折射引起的相位差 (光纤中总线性双折射主要由光纤固有线性双折射和由于温度、外力等外部原因引起的暂态双折射构成) 。

由式 (2) 得出FOCT传感环集中参数模型为:

集中参数模型实质是一种理想模型, 只有当传感环的线性双折射和法拉第旋转角处处均匀相等时, 式 (3) 才成立。

被测导体在安装时发生偏心或者传感环相对于被测导体发生较大的振动位移而引起的传感环各点磁场不均匀的现象, 会进一步引起比差偏移等问题。如果依然采用集中参数模型就很难准确分析出造成偏心问题的机理过程和得到准确的结果, 这时就需要利用传感环的分布参数模型从微观角度来分析。

2.1 传感环分布参数模型

将传感环的N圈传感光纤平均分解为n段, (n→∞) , 如图2所示。

根据式 (2) 得出每一小段的琼斯矩阵变为:

式中:φk为每一小段光纤的法拉第旋转角;δk为每一小段光纤中线性双折射引起的相位差;

一般光纤的Verdet常数V非常小[18], 而线性双折射引起的相位差远大于法拉第旋转角, 所以可以近似认为:

再考虑到法拉第旋光元件划分足够细时, 每段的相位差接近于无穷小, 故

于是, 每一段传感光纤的琼斯矩阵元素可近似为:

FOCT与光学晶体结构电流互感器传感部分的机理相同, 传感材料的琼斯矩阵表达式也相同。不同的是FOCT是通过入射光路和反射光路往返两次传感, 而光学晶体结构电流互感器只有入射光路, 没有反射光路, 所以文献[18]提出的光学晶体电流互感器传感部分的分布参数模型可以等效为FOCT传感部分的入射光路琼斯矩阵:

与入射光路推导类似, 通过反射镜返回的传感环反射光路琼斯矩阵为:

于是有:

式 (12) 和式 (16) 分别为FOCT入射光路和反射光路的分布参数模型, 该模型揭示了磁场或总线性双折射的分布特性变化都会对FOCT产生相应的影响。偏心问题主要研究的是磁场在传感光纤上分布特性的问题, 因此假设传感光纤各点总线性双折射均匀一致。由于光纤制造技术的先进性, 光纤中固有线性双折射不均匀程度很低, 可以合理近似认为光纤各处固有线性双折射大小一致;FOCT传感部分金属外壳的保护作用, 温度、外力所引入的暂态线性双折射在光纤中分布也是均匀的。综合以上两点考虑, 这种假设也是合理的。因此, 定义δ0为传感光纤单位长度上线性双折射引起的相位差, 将分布参数模型式 (12) 和式 (16) 简化得:

式中:D=δ0L, D1=δ0 (L-2x) , D2=δ0 (2x-L) , 其中L入射光路全长, L=2πrN, r为光纤环半径;x为左右旋圆偏振光沿着光纤从入射点传感到反射镜之前, 左右旋圆偏振光在传感光纤中传输的距离。

所以FOCT传感环的分布琼斯矩阵即为:

式中:D3=δ0 (L-x) 。

需要指出的是, 式 (19) 成立的前提是光纤各点线性双折射一致性较好, 所以对于研究不均匀分布磁场问题较为适用。

当传感环上参数处处均匀相等时, δ=Lδ0, H (x) =I/2πr, 所以有

此时式 (19) 变为:

可以看出, 当传感环各参数均匀时, 式 (21) 与式 (3) 相同, 即分布参数模型和集中参数模型相等, 验证了所提出的分布参数模型的正确性。

当传感环上各点的磁场和线性双折射都均匀相等时, 集中参数模型和分布参数模型近似相等, 都能够精确地描述法拉第旋光元件的光学变换性质;但当传感环上各点的磁场不再均匀相等或者光纤各点线性双折射有差异时, 集中参数模型就不能准确描述法拉第旋光元件的光学变换性质, 而分布参数模型能够从微观的角度来分析, 依然可以准确地描述变换性质, 此时只有分布参数模型较为适用。

2.2 基于分布参数模型的信号输出

当采用传感环的分布参数模型时, N圈传感环输出光强为:

式中:k (x) =cos ( (L-x) δ0) 。

经过信号处理后, FOCT输出信号为:

由安培环路定则和法拉第磁致旋光效应可知:

则

由上式可知, 当不含线性双折射时, 式 (23) 等于式 (1) , 光纤环上各点磁场即使不均匀对最后的结果也无影响;当含有线性双折射时, 此时输出信号已经不是严格意义上的法拉第旋转角积分, 而是传感环各点法拉第旋转角被加权之后再积分, 而加权系数k (x) 与传感环上的位置有关, 所以最终输出的结果就与磁场在传感环上的分布特性密切相关。

3 FOCT的偏心机理研究

3.1 被测导体位于传感环圆心

当被测导线位于传感环正中心时, 传感环上的磁场处处均匀且相等, 此时有

式中:IA0为当导线位于传感环圆心时的电流传感值。

将式 (26) 代入式 (25) 得:

式中:K1为互感器灵敏度。

由此得到互感器的标准比差为:

式中:I0为标准电流值。

3.2 被测导体偏离传感环圆心

当被测导体偏离传感环圆心时, 即传感环上各点磁场不均匀相等, 如图3所示。

此时传感环单位长度的磁场可以等价为一个位于圆心的被测导线产生的磁场和一个不均匀磁场之和, 即

式中:η (x) 为导线偏心度。

由偏心磁场可以推导出:

式中:θ1为偏心角度;d为偏心距离。

L由仿真计算可知, , 将式 (30) 代入式 (23) 得:

式中:K1′=4V/2πr;K2为偏心系数。

3.3 被测导体偏心对互感器的影响分析

被测导体发生偏心时, 最直观的是会造成比差偏移的问题, 将式 (27) 代入式 (31) 得:

式中:εδ=K1′K2/K1, 为在有线性双折射情况下的偏心比差。

将式 (34) 代入式 (29) , 得到偏心情况下互感器的比差为:

一般εδ和ε0为10-3以下的数量级, 所以有

由式 (36) 可以看出, 当被测导线偏离圆心时, 比差相当于在标准比差ε0的基础上叠加一个偏心比差εδ, 因此偏心只会影响FOCT比差的大小, 不会影响互感器的线性度。对于选定好的FOCT, 其光纤环半径r和Verdet常数V为定值, 偏心比差εδ只与导线偏心度η (x) 和线性双折射引起的相位差δ0有关。

4 仿真分析

令光纤环半径r=0.1m, 偏转角度θ1=0°, δ0=0.6rad/m, 逐步改变偏心距离, 由式 (32) 和式 (36) 可得偏心距离对偏心比差影响的仿真曲线, 如图4所示。

令偏心距离d=0.02m, 其他条件不变, 逐步改变线性双折射引起的相位差δ0的大小, 可得线性双折射对偏心比差影响的仿真曲线, 如图5所示。

由图4和图5可知:当δ0=0时, 即没有线性双折射, 偏心比差εδ=0, 偏心对FOCT无影响;当d=0时, 即不发生偏心, 偏心比差εδ=0, 偏心对FOCT无影响;当δ0≠0且d≠0时, 即存在线性双折射的同时发生偏心, 偏心对FOCT有影响。随着偏心距离d的增大, 偏心比差越大, 偏心影响越严重, 偏心距离与偏心比差成正比;随着线性双折射δ0的变化, 偏心比差也随之而改变。因此, 传感环上的不均匀磁场和传感环中的线性双折射的共同作用是造成偏心现象的根源。

5 试验验证

偏心问题的产生主要是线性双折射和被测导体偏心共同作用的结果。因此, 主要通过线性双折射试验和偏心试验来验证这一理论。

5.1 偏心试验

在室温23.8℃情况下, 先将被测导线置于传感环正中心, 再将FOCT在额定电流600 A进行标定, 最后使被测导体逐步偏离圆心来产生不均匀磁场, 偏心试验系统如附录A图A1所示。

被测导体位于传感环中心和被测导体逐步偏离圆心时, 分别施加5%, 20%, 40%, 60%, 80%, 100%, 120%的额定电流, 测得FOCT比差曲线如图6所示。

由图6可以看出, FOCT会受到偏心导体的影响, 比差等于在标准比差基础上叠加一个偏心比差, 使得FOCT的比差发生偏移, 但是FOCT的线性度几乎不受影响, 试验结果与理论分析一致。

在施加100%额定电流的情况下, 先将被测导体放置于传感环圆心, 测得标准比差为0.013%, 再通过逐渐改变被测导线偏离圆心的距离, 得到被测导体偏心时的比差, 其测量结果如图7所示。

由图7可以看出, 偏离程度越大, 传感环上各点磁场越不均匀, 比差也就越大, 偏心对测量结果的影响也就越严重, 比差与偏心距离近似成正比, 试验结果与仿真结果相吻合。在被测导体偏离传感环3cm范围内, 互感器依然可以达到0.2级。

5.2 温度试验

由于FOCT的线性双折射与温度密切相关, 其变化主要由温度引起, 所以通过改变试验温度来改变线性双折射对偏心比差的影响。

将FOCT置于温控箱中, 使被测导线偏离圆心2cm, 设置变温范围为-10~70℃, 每升温5℃, 保温1h来确保传感环受热均匀。保温1h后, 向FOCT施加600A额定电流, 在每个温度节点测得温度偏心对比差的影响曲线, 如图8所示。

由图8可以看出, FOCT偏心比差随着温度升高时而变化, 说明线性双折射不但是FOCT偏心问题产生的根源之一, 而且其变化会对FOCT偏心比差产生影响。

6 结语

本文建立的FOCT传感环分布参数模型, 对于分析不均匀磁场, 可以较准确地描述法拉第旋光元件的光学变换性质和机理过程。通过传感环分布参数模型提出了FOCT被测导体偏心问题的产生机理, 该机理揭示了FOCT会受被测导体偏心影响的根源是传感光纤中存在线性双折射。当被测导体发生偏心, 线性双折射与传感环上的不均匀磁场同时作用, 就会发生比差偏移的现象。通过实验验证了所提理论的正确性, 同时表明被测导体偏心只会影响到FOCT的比差, 而不会影响FOCT的线性度, 偏心比差相当于在原来正常比差的基础上叠加一个小的偏心比差。

本文通过建立FOCT的分布参数模型揭示了其受到偏心影响的机理, 尚未对偏心影响的具体规律进行深入探讨。偏心影响应当包含两个维度的问题, 即偏心距离的大小和偏心角度, 这需要进一步的深入研究。