电压源电流源（精选9篇）
电压源电流源 篇1
电流源的用途很多,压控电流源因设计简单,调试方便而得到广泛应用。
压控电流源有多种实现方法。文献[1]和文献[2]采用运算放大器做输出,得到的输出电流小;文献[3]是一种比较复杂的应用;文献[4]用于蓄电池恒流充电;文献[5]采用脉宽调制控制器实现了开关恒流源。
本文采用运算放大器作为恒流元件,克服了文献[1]和文献[2]的不足,由单片机通过DA进行控制,通过A/D采样进行比较,以得到精度高、电路稳定的闭环恒流控制。
1 电压控制电流源的原理设计与分析
1.1 电路原理
电路如图1所示,根据理想运算放大器“虚短”和“虚断”的原理,可以得到:
当R>>R0、RL时,有如下近似等式:
即输出电流IL与输入电压vi成线性关系。
1.2 改进后的电路
图1所示电路要求R>>R0、RL时,(4)式才满足。将电路进行如图2所示的改进。由于理想运算放大器的输入阻抗为无限大,所以,流过电阻R0和RL的电流相等,可以得到:
由于vi是反向输入,当vi>0时,则v0′<0,IL的电流方向如图所示;当vi=0时,有v0′=v0,则流过电阻R0的电流为0。但当VDD较大时(VDD>v0),IL≠0,互相矛盾,所以要求必须vi>0。对于实际的运算放大器,当vi=0时,有v0′≠v0,且0
设运算放大器最大的输出为v0′=Vom,最大负输出为v0′=-Vom,则对应的输入电压分别为:
即:当vimin≤vi≤vimax时,才存在(6)式的线性关系。
1.3 进一步扩充电流后的电路
由于运算放大器的电流输出能力很小,一般为20m A~40m A,因此当实际应用电流比较大时,要对电路进行扩流,如图3所示。
同理,可以得到:
式中VEB是三极管发射结电压。所以,对应的输入电压范围是:
根据三极管的电流原理,设三极管的电流放大倍数为β,有:
由于受到电源VDD的限制,最大输出电流ILmax要满足:
因此在实际应用时,要根据输出电流的大小,按照(13)式、(14)式和(15)式的要求,选择合适的电阻R0、Rb和电源电压,以保证控制电压在合理的范围。
2 电压控制电流源的应用
图4所示为电池充电器中充电及控制电路的原理框图。单片机采用AT89C52,AD采用MAX195,DA采用DAC1232,采样放大是用OP177对采样电阻RS(100mΩ)上的小信号进行差分放大,负载电阻就是电池组,扩流三极管采用TIP127,压控电流源内的运算放大器采用TL082,以保证有足够大的输入阻抗。通过单片机进行置数,得到所需要的充电电流。对电流采样放大后进行比较,若电流偏大,则压控电压控制减1个LSB;若电流偏小,则加1个LSB,以实现稳定电流的闭环控制。在F3.4设备中,电流的范围是0.1m A~400m A,误差小于2%,满足了实际需要。
压控电流源的实现有很多种方法,本文所介绍的电路结构简单,理论分析明确。文中详细介绍了输出电流与输入电压的控制关系及动态范围,这对实际应用非常有帮助,这一点在充电电池的化成设备中得到了验证。
摘要：基于运算放大器原理,介绍了一种电压控制电流源的设计,分析了控制电压的输入范围和电流的输出范围,用三极管进行扩流,以满足不同的应用要求。该电路结构简单、性能稳定、可控性好、线性度高、成本低廉。最后给出了电池充电电路的应用实例。
关键词：压控电流源,运算放大器,电池,充电
参考文献
[1]钱如竹.用运算放大器构成压控电流源的研究[J].电测与仪表,2002,39(4).
[2]李盛峰,姚若河,李斌.基于AT89C51的电流源设计[J].电子设计应用,2007(3).
[3]郭继昌,李香萍,张宏涛.基于单片机控制的恒流源的设计[J].电子测量与仪器学报,2000,114(12).
[4]尉广军,朱宇虹.几种恒流源电路的设计[J].电子与自动化,2000(1).
[5]尉广军,朱宇虹,姚志敏.关于蓄电池充电器中的恒流源电路设计[J].河北工业科技,2000(4).
电压源电流源 篇2
①了解电源的形成过程。
②掌握恒定电场和恒定电流的形成过程 教学重点、难点
1、理解电源的形成过程及电流的产生。
2、会灵活运用公式计算电流的大小。
自主学习:阅读课本电源完成一下问题
根据教材图2.1－1，（如图所示）回答以下问题 分别带正、负电荷的A、B两个导体球，它们的周围存在电场
如果用一条导线R将它们连接起来，分析A、B周围的电场、A、B之间的电势差会发生什么变化？最后，A、B两个导体球会达到什么状态？R中出现了怎样的电流？
提出问题：如果在AB之间接上一个装置P，它能把经过R流到A的电子取走，补充给B，使AB始终保持一定数量的正、负电荷，情况会怎样呢？
总结归纳：
一、电源
电源的定义：
自我检测：如图验电器A带负电，验电器B不带电，用导体棒连接A、B的瞬间，下列叙述中错误的是（）
A、有瞬时电流形成，方向由A到B B、A、B两端的电势不相等
C、导体棒内的电场强度不等于零 D、导体棒内的自由电荷受电场力作用做定向移动
自主学习:看课本恒定电流一段回答：
二．恒定电流 1．恒定电场 一个完整的电路是由几部分组成的？ 恒定电场： 2．电流强度（平时我们习惯称为电流）
（1）电流的定义： 符号（2）电流的定义式是 单位：
（3）电流（有或无）方向；在电路中规定与 移动的方向相同，与 移动的方向相反；是（标量不是矢量）。（金属中，能够移动的是。所以，金属中的电流的方向与电子移动的方向。）（4）产生电流的条件
①必须有能够 的电荷－－自由电荷；②导体两端。（5）物理意义表示 的物理量。1A的物理意义是什么？
（6）恒定电流恒定电流：恒定电场中的电流是恒定不变的，称为恒定电流（为什么？）定义： 注意问题：
（1）电解液中正、负离子定向移动的方向虽然相反，但正、负离子定向移动形成的电流方向是相同的，此时Iq
中，q为正电荷总电荷量和负电荷总电荷量的绝对值之和。t(2)电流虽然有大小和方向，但不是矢量
合作探究 讲解提高：
电流的微观表达式：（注意每个字母的含义）
自查反馈： 对于电流你学会了哪些知识？ 当堂训练：
1.形成持续电流的条件是（）A.只要有电压加在物体的两端B.必须保持导体两端有电压 C.只在导体两端瞬时加电压 D.只要有大量的自由电荷 2.以下说法正确的是（）
A.导体中的电流是正电荷的定向移动形成的 B.电荷定向移动的速率等于电流的传导速率 C.单位时间内通过导体横截面的电荷数越多电流越大
D.导体中越粗的地方单位时间内通过导体横截面的电荷数越多电流越大
3.某电解池，如果在1s内共有5×10个二价正离子和1×10个一价负离子通过面积为0.1m的某截面，那么通过这个截面的电流是（A.0 B.0.8A
C.1.6A
D.3.2A
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19)4.我国北京正负电子对撞机的储存环是周长为240 m的近似圆形轨道，电子电荷量e=1.6×10C，在整个环中运行的电子数目为5×10，设电子的速度是3×10 m/s，则环中的电流是：（）
A．10mA B．1mA C．0.1mA D．0.01mA 5．如图所示，a、b两导体板组成一电容器，电容为C，带电荷量为q，然后用一根虚线所示的导线连接，以下说法中正确的是（）
电压源电流源 篇3
关键词：带隙；电压基准；多输出；低功耗；亚阈值
中图分类号：TN432 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2015）27-0007-02
1 电路原理图及原理分析
总电路设计原理图，如图1所示。
一般来说，带隙基准产生基准电压是基于两种电压之和：一个二极管电压和一个适当系数的PTAT电压。PTAT电压是与绝对温度成正比的电压。基准电压可以表示为公式（1）：
VREF=VD+KPTAT·UT （1）
式中，热电压UT的值为（k·T/q），其中k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，q是电子电荷量。热电压通常是由两个双极晶体管的基极-发射极电压的差值产生。
常数KPTAT是与温度无关（在一阶情况下）的增益因子。由于（1）式中VD为负温度系数的电压，因此调整KPTAT到合适值便可达到合适的温度补偿的目的。KPTAT的值约为10，通常是由具有同样温度系数的两个电阻的比值决定的。
通常在CMOS工艺中，（1）式中的VD是由寄生的纵向或横向双极性晶体管实现的。但是一些标准的数字CMOS工艺的器件库中并没有这些特性的器件可供使用。一种PN结的替代的实现方法是利用P衬底的CMOS工艺实现的。该MOS管的栅、源、漏端被连载一起作为阳极，而N阱则作为阴极。对于一个357 nA的电流来说，该管的VGB有一个负的温度系数，约为-1.69 mV/℃。（本电路中，电流取值并不为357 nA，故其负温度系数也并不等于-1.69 mV/℃，设计过程中有其仿真结果。）
如上文所言，ΔVD可以用来产生热电压UT。而一种替代的方法是，可以用两个工作在亚阈值的两个MOS管的栅源电压差来产生UT。对于工作在亚阈值晶体管，若其漏源电压（VDS）大于0.1 V，则其漏源电流（IDS）由公式（2）给出：
IDS=2mμ0COXSU 2T·exp[（VGS-VT）/m·UT]（2）
式中，S=（W/L）是晶体管的宽长比；
m是亚阈值斜率因子；
μ是有效沟道迁移率；
COX是单位面积的栅氧电容。
正如寄生三极管可以产生的热电压UT，亚阈值电流与栅源电压的指数关系也可以被用来产生UT。一个自级联复合晶体管的Δ VGS由公式（3）给出：
Δ VGS=VGSM1-VGSM2=VDS1
=n·UT·ln[（nM2·IDS1）/（SM1·IDS2）（3）
可以发现，公式（3）表现出PTAT的特性，两个器件必须工作在亚阈值区。
我们的初始电路设计如图1所示。正如传统的带隙基准一样：一个二极管电压加上了一个合适系数的PTAT电压。
晶体管M1、M2、M11和M12用来产生带隙基准的偏置电流（IBIAS）。令SM1=SM2=SM3，偏置电流由公式（4）给出：
IBIAS=（VGSM11-VGSM12）/RPTAT （4）
对于我们的电路而言，我们选择了357 nA的偏置电流，这要求RPTAT约为100 kΩ。这个电阻可以用一个工作在深三极管区的MOS管替代。
输出电压VREF由公式（5）给出：
VREF =VD14+VDS7+VDS9 （5）
通过M4、M5、M6的电流分别为：（S4/S2）·IBIAS、（S5/S2）·IBIAS 和（S6/S2）·IBIAS。
当体效应可以忽略时，用公式（3）和电流镜的各晶体管的尺寸比，公式（5）可以被写为式（6）：
VREF =VD14+
UT·n·ln（6）
通过公式（6）我们发现，通过M4～M10合适的尺寸选择，可以对VREF进行合意的温度补偿。
在公式（6）中，将VREF对温度T求导，令其等于0，我们可以得到公式（7）：
TCVD /（TCUT）=ln（7）
在电路进行仿真后，我们发现其功率超过指标，为了降低功率，我们要降低管子的电流，这又造成了输出很难维持在1.5 V，于是我们在提供负温度系数的管子（M14）上，叠加了一个电阻，以提高输出电压。
电路采用1.8 V的电源电压。
如总电路图中的M13，在我们选取的电流下，其栅极电压呈现负的温度系数，同时，在其至上叠加的电阻的压降呈正温度系数，两者叠加后，再加上M7～M10组成的电路网络上的正温度系数的电压，最后调节参数，即得到较好的主输出1.5 V。
在实现了1.5 V（Vref）的基准输出后，我们用其分压实现1.1 V（Vref11）与0.9 V（Vref09）输出，由于本基准不是利用基准电路流过电阻生成的，所以用电阻网络分压会对前级电路造成影响，使输出不准确。
在分压网络中，采用了PMOS Cascode 结构的源极跟随器，隔离对前级输出的影响，并进行电压跟随与分压，而M01、M02、M03三个管子构成启动电路。
2 电路设计指标总览
电路设计指标总览，见表1。
参考文献：
[1] 毕查德·拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].西安：西安交通大学出版社，2002.
[2] C.J.Fayomi，G.Wirth，H.Achigui，etc.Sub 1 V CMOS Bandgap references design techniques：a surVey[J].Urnal of Analog Integrated Circuits and Signal Processing，2010，（62）.
电压源电流源 篇4
Z源网络的概念问世以来,对于基于该阻抗网络构建的能量变换器的研究蓬勃发展,并且不断取得了新的突破和完善。其中,所研究的大部分电路拓扑是基于Z源逆变器;由于Z源逆变器弥补了传统电压源逆变器(VSI)或电流源逆变器(CSI)的不足,在传统正弦波脉宽调制SPWM(或者空间矢量脉宽调制SVPWM)输出零电压状态(或者零电压矢量)中加入直通零矢量,在不影响输出电压的同时取得了升压的效果。但是,Z源网络在获得青睐的同时也暴露出固有的局限性,在设计以之为基础的功率变流设备的时候,也需要将这些局限性考虑在内,通过其他途径的改进减小对系统的影响。文中将介绍几种多Z源拓扑,并且将其与多电平逆变技术结合,从而弥补Z源逆变器电流应力过大的缺陷。
1 Z源网络工作原理及其局限性
Z源阻抗网络由两个电感,两个电容组成。在应用于DC-AC变换时,以单相VSI为例,结构见图1。
VSI的SPWM或者SVPWM控制在一个开关周期内都存在电压零矢量状态,即对负载输出电压为零;Z源通过在这个状态下加入直通电压零矢量(逆变桥至少一个桥臂上下功率开关管同时导通)使电压非零矢量状态下逆变桥直流输入电压上升。在一定电压和功率等级下,若阻抗网络的L、C参数设计合理,Z源网络在VSI的一个开关周期中将只存在有源状态和直通状态[1]。设开关周期为T,直通时间为T0,有源状态的时间为T1,则T1+T0=T。稳态时,由于对称,UC1=UC2=UC,则:UC=T1U0/(T1-T0),Uim=2UC-U0=TU0/(T-2T0)[2]。
其中Uim为逆变器直流侧电压峰值,当T0在(0～0.5)T范围内变化时,理论上Uim/U0为1～∞。
固然Z源逆变器较传统逆变器取得了更好的升压性能,却也存在局限性,比较突出的如下:
(1)在对Z源L、C参数有特殊要求,或者为了节省成本、减小装置体积和重量的情况下,必须减小电感L的值;而当电感值小于某一临界,会导致在有源状态下直流电源流入Z源网络的电流断续,导致二极管截止。又或者当Z源逆变器由满负荷运行突然降低到轻载运行,会导致逆变器直流输入电压不稳定,微观出现电压跌落,宏观无限增大,严重影响逆变器输入电压的质量[3]。
(2)Z源逆变器直通零矢量状态虽然对于输出电压的波形没有任何影响,但对于功率器件电流应力参数的选择提出了更高的要求。对图1单相Z源VSI直通状态进行分析(三相系统分析类似)。
1.1 单桥臂直通开关管的电流应力
假设由V1和V2所在的桥臂直通,逆变器等效如图2所示。
可以得到开关管电流应力istress=2IL+iload。
1.2 双桥臂直通开关管的电流应力
设直通状态时,两个桥臂都直通,逆变器等效如图3所示。
设流过两个桥臂上部开关管的电流分别为ia和ib。根据叠加定理分别考虑iload=0和2IL=0两种情况,可得:
同理可得
可以得到开关管电流应力
不论哪种直通方式,开关管的电流应力同时与负载电流和直通状态下Z源电感L上的电流有关。而直通时电感L上的电流纹波与T0和UC分别成正比关系,可以得出结论,若要减小功率开关管的电流应力,可在满足技术指标的前提下减小直通时间或者降低UC。
2 利用Z源串联减小电流纹波
在不增加电感值的前提下,只能减小T0或UC以求得电流纹波的下降。实际应用中一般对VSI的输出电压等级做了要求,再区分各个功率等级,所以当直流电源电压U0,VSI输出电压,逆变器控制策略一定时,单Z源情况下式(1)中B可以确定,则T0唯一确定,其中M为调制系数,B为Z源升压因子,uacm为逆变器交流侧电压峰值。
uacm/U0=MB(1)
若减小U0,势必要增加M,同时M与T0/T的最大值有约束条件,单相VSI改进PWM控制[4]中M+(T0/T)max=1,增加M的同时降低Z源的升压潜力;而且在某些应用场合,直流电源等级不能随意提高。
通过将两个Z源串联的方法可以使以上问题得以改善。如图4所示,电路由两个Z源(Z源1和Z源2)串联组成。V2管的通断使Z源1的工作状态在有源和直通状态下切换,Z源2的工作状态切换由VSI完成。设Z源1和Z源2直通占空比分别为D1和D2,可得VSI直流侧输入电压同时设等效单Z源直通占空比为D,欲取得相同升压倍数则应,得:
由式(2)可知,若D较大,合理分配D1与D2可以达到同样的升压倍数,并且D1与D2均小于D。同时,由于D2远小于D,VSI调制系数M得以增大,由式(1)知可以降低U0或D。仅有Z源两电感电流流进VSI开关管,其平均值和纹波都较小,电流应力得以降低。在低电感值,升压倍数要求较高以及轻载条件下效果明显。
3 高功率等级下减小VSI电流应力的措施
在电感值较大且要求大功率运行的应用场合,电感电流纹波已经不是导致电流应力增大的主要原因。若负载为感性且感抗较大,在VSI直通零状态下,负载电流可近似为不变;Z源电感电流也近似为不变(忽略电流纹波)。同样以单Z源单相VSI为例,如图1所示,在任意开关周期内,可以认为流入电容的电流近似为零,则流入VSI的电流与流过电感L1的电流平均值相等。由于负载电流除去高频谐波外近似为正弦波,故L1电流为2倍基波频率半波振动,峰值为负载电流峰值与有源状态下向C2充电电流之和(暂且忽略纹波电流),故若取单桥臂直通,若取双桥臂直通,为电流峰值。可知,在大功率应用条件下,VSI开关管电流应力很大。
直通状态下Z源电感电流与负载电流分流将大大降低VSI电流应力。如图5所示,在VSI直流输入端并接一功率开关管V2,控制其在有源状态关断,直通状态下导通,而VSI各桥臂开关管采用上下互补控制信号。因为在不接V2的Z源VSI逆变系统中运用改进SPWM调制产生的直通零矢量都位于传统零矢量状态时间段内,所以若在该直通时间段内导通V2,而VSI部分保持传统零矢量状态可以取得同样的升压效果,并且不影响VSI输出电压波形,流过V2的电流等于2IL1(应力介于传统双桥臂直通和单桥臂直通之间),VSI各开关管电流为iload。增加一个开关管但全面降低VSI所有开关管的电流应力到传统VSI的水平。
4 Z源多电平技术
通过多电平逆变技术,可以降低功率开关管的电压应力,减少输出电压谐波。在Z源逆变系统中应用多电平,在输出电压等级一定的情况下,可以通过保持升压倍数不变,降低直流电源电压或者保持直流电源不变,降低升压倍数来降低Z源电感电流纹波,降低由其带来的开关管电流应力。
Z源级联多电平逆变结构又可以分为直流侧级联Z源逆变器(dc-link-cascaded Z-source inverter),双Z源逆变器(dual Z-source inverter)[5]。这里介绍双Z源输出2-H/2-H桥级联结构,如图6所示,两个2-H桥级联输出电压为uload。以单相并网逆变器为例,要求开环电压uloadm=220×2 V≈311 V,uloadm为电压峰值,两个Z源直通占空比分别为D1、D2,采用载波相移改进SPWM调制方法,则有:
电源电压一般为定值,取独立电源电压都为50 V。则取D1=D2=0.4可满足上式,由于每个Z源直流电源电压减半,电感纹波电流减小。同样,若取直流电源大于50 V,则可以降低D1、D2,同样能减小纹波电流。uload为三电平波形,减少了输出电压谐波。同时,每个桥开关管电压应力大为降低。
多Z源级联结构适合有充足小电压独立直流电源的情况。只有一个独立直流电源时,往往需要接变压器进行电压级联输出。
5 仿真结果
利用MATLAB/SIMULINK软件进行仿真试验,以验证以上的分析结论。
5.1 大功率传统单Z源VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。逆变桥IGBT电压应力为500 V,电流应力分为单桥臂直通和双桥臂直通两种情况,如图7所示,可以直观地看出其由负载电流和电感电流合成。
5.2 大功率单Z源并联分流功率管VSI
直流电源U0=100 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D=0.4,M=0.6。通过改进SPWM调制产生直通信号控制分流功率管V2通断,VSI各桥臂开关管控制信号由与改进SPWM同频率同相位同幅值的载波和调制波进行传统SPWM调制产生,同一桥臂上下控制信号互补。可见IGBT桥各个开关管电流如图8 a)所示等于负载电流,分流管电流如图8 b)所示为Z源电感电流的两倍(单桥臂直通)。
5.3 Z源串联多电平VSI
直流电源U01=U02=50 V,开关频率f=12.8 k Hz,负载为电感和电阻串联,L=5 m H,R=80Ω,D1=D2=0.4,M=0.6。采用载波相移改进SPWM调制方法,即两个2-H桥的载波信号交错开T/4,T为开关周期。如图9、图10所示,IGBT电压应力为250 V,电流应力(此为单桥臂直通)也为图7的一半。
6 结语
为了弥补Z源逆变器的缺陷,文中提出了一些改进措施。通过Z源串联,Z源输出接分流开关管,引入Z源级联结构等,都可以降低逆变桥开关管的电流应力和电压应力;其中前三种可以大大降低不同工作情况下开关管的电流应力,Z源级联大大降低电压应力。与此同时,在Z源级联方面还需要做更多的研究工作,包括多Z源级联多电平逆变系统的拓扑结构和调制方法,以提高大电压高功率等级条件下Z源逆变器的应用能力,降低成本,提高利用率。
参考文献
[1]Rajakaruna S,Jayawickrama Y R L.Designing Impedance Network of Z-Source Inverters[J].IEEE Transactions on Industry Application,2004,22(4).
[2]Peng Fangzheng.Z-Source Inverter[J].IEEE Transactions on Industry Application,2003,39(2).
[3]Ding Xinping,Qian Zhaoming,Yang Shuitao,Cui Bin,Peng Fangzheng.A High-Performance Z-Source Inverter Operating with Small Inductor at Wide-Range Load[J].Applied Power Electronics Conference APEC2007-Twenty Second Annual IEEE,2007:615-620.
[4]Poh Chiang Loh,Mahinda Vilathgamuwa,Yue Sen Lai.Pulse-Width Modulation of Z-Source Inverters[J].IEEE Transactions on Industry Application,2004,17(2).
电压源电流源 篇5
关键词：Howland电流源,正反馈,压控电流源,Multisim
电流源常常用于测试其他设备,用以驱动电流传感器或其他器材,提供二晶体管或三极管的偏置,或者设定测试条件[1]。直流电流源还可以精确测量低电阻阻值。电流源在各个领域的广泛使用激发起人们对恒流源的研究更加深入化和多样化。恒流源在加速器中的使用是加速器结构改善的一个标志[2]。因此如何提高电流源的精度和拓展其应用电路,一直是专业人士热衷的研究课题。本文设计了一种基于Howland电流源电路和V/转换电路(即其延拓电路)的组合式精密压控电流源。先通过仿真手段研究Howland电流源电路及其变形电路的互补组合式的电流特性,再使用通用集成运算放大器和电阻构建压控电流源的实验测试电路,并给出精度、输出阻抗以及频率响应特性等实验测试结果。
1 Howland电流源的电压/电流转换特性
设集成运放为理想运放,并根据集成运放虚短和虚断的理论,在图1中若取则有
图1所示电路不仅引入了负反馈,同时也引入了正反馈。若负载减小,因电路内阻的存在,一方面Io将增大,另一方面Up将下降,进而使Uo下降,Io将随之减小。从而使得Io仅受UI控制,与负载无关,达到稳流目的。
在Multisim10.0的环境下对Howland电流源电路进行仿真,测试实际搭建的电路(测试过程中集成运放均用的是UA741CN),得到输入电压和输出电流的对应关系,如表1所示。
2 Howland电流源延拓电路即(V/I转换电路)
Howland电流源电路虽然结构简单,但是输入和输出反相,不能满足设计需要。为解决这个问题,将其延拓即得图2所示的V/I转换电路。
设集成运放为理想运放,在图2中,A1、A2均引入了负反馈,前者构成同相求和运算电路,后者构成电压跟随器。根据虚短、虚断原理,若取R1=R2=R3=R4=R,则有:输出电流与Howland电流源仅相差一个负号。
仿真及实测得到的输入电压和输出电流的对应关系,如表2所示。
表1和表2均表明仿真效果很好,但实际电路的效果并不理想,输出电流的精度较差。这是因为仿真过程中数据是理论值,运放参数被理想化,而实际的运放都不理想,Avd、Rid、KCMR并非无穷大,Rod也不为零,故Io和Ui的关系不能严格满足理论公式。所以仅有单纯的Howland电流源电路或V/I转换电路并不能构成精密压控电流源。
3 高精度压控电流源
3.1 理论分析及仿真
由本文1、2节看出:Howland电流源和V/I转换电路仿真时的绝对误差在μA级,但实际电路的绝对误差则接近m A级,基本不能满足应用需求。故两个电路在实际的高精度压控电流源中都不实用。
为了提高输出精度,本文引入误差补偿的思想。通过对比、分析上文得到的数据,将Howland电流源作为误差补充电路引入到V/I转换电路中,得到图3所示高精度压控电流源电路。该电路极大地改善了电路的精度,使实际输出电流的绝对误差达到μA级。其中VREF为基准电压,作为Howland电流源的压控端,输出一个小电流用以补偿核心电路的误差。在实际电路中R0、R、R7均要求为精密电阻。其余阻值要匹配,否则会带来很大的误差[3]。
在Multisim10.0的环境下对高精度电流源电路仿真,对Ui进行参数扫描分析得到表3所示结果。
表3中数据表明图3电路极大的提高了输出精度,表明该电路理论上可行。
对图3电路进行交流分析可知,该高精度电流源具有较好的频率响应,图4给出了其频率响应曲线,包括有幅度频率响应和相位频率响应。由图可见,电路的上限截止频率达到600 k Hz,优于运算放大器的单位增益带宽积。当采用CB工艺实现单片集成时,电路的性能会更好[4]。
3.2 高精度压控电流源实际测试
测试图3电路时使输入电压Ui在0~15 V之间变化,调节VREF的输入电压(为负),使输出电流精确跟随Ui变化,达到精确压控目的。记录下对应的VREF值,得到数据如表4所示。通过数据处理后发现,当Ui在0~9.5 V变化时,在保证电压精密控制Io的前提下,VREF和Ui的关系为线性关系:VREF=-0.103 4Ui-0.006 8 V,其中Ui≤9.50 V,线性拟合度R2=0.999 4。
VREF和Ui之间存在极好的线性关系,故在Ui和VREF之间引入反相比例运算电路,如图5所示。不仅很好地解决了Ui与误差补偿电路的基准电压VREF之间的关系,而且简化了控制方式,在输入控制电压的同时引入补偿电压,使电路仅需要一个控制信号即Ui,真正做到了压控电流源的设计目的。其中Rf为电位器,用以调节Ui和VREF之间的比例关系。
测试图5电路时先将Ui设置在中间值,如4 V,调节Rf使输出电流值与Ui精确对应,接着调节Ui在0~15 V之间变化,记录VREF和Io的值,如表5所示。在较小量程内(如0.1 m A~7 m A)绝对误差可以限定在10μA以内;当Ui在0~11 V变化时,绝对误差可以保证在50μA以内,电路具有很好的输出精度。
表6所示为对电路进行带载能力和频率响应测试,证明该电流源具有一定的带载能力。
从图6可知电路频率特性较好,上限截至频率为53k Hz。基本可以用在低频测试环境中。当频率要求比较高时,集成运放可以改为宽带集成运放。
本文巧妙运用Howland电流源电路及其延拓电路,构建压控电流源,使电流源性能显著提高。由于图5电路继承了运算放大器的优良性能,使该电流源具有精度高,输出阻抗高,频率响应好等特点。在兼有Howland电流源主要特征的同时,对其进行了改进和补充,使其性能更优。该电路可以应用在仪表放大器电流传输器、浮置阻抗变换器、高性能模拟放大器等电路的设计中,由于电路结构简单,易于集成化,集成后的性能将更加优越,应用前景广阔。
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基准电压源 篇6
基准电压源是指被用作电压参考的高精度、高稳定度的电压源, 要求其能克服工艺、电源、温度以及负载变化而保持稳定, 并能在标准工艺下制造。能产生基准源的技术很多, 如带隙基准源、稳压管、VBE基准源、热电压VT基准源以及利用MOS工艺中增强型MOS管和耗尽型MOS管之间的阈值电压差产生基准电压的技术等。理想的带隙基准电压源电路的输出电压几乎不受温度变化、工艺变化、电源电压波动等因素的影响。
鉴于产生稳定电压的基准模拟的重要性和广泛应用, 以及对性能的高要求, 国内外对带隙基准电压源做了大量的研究, 主要集中在以下几个方面:
1 低温度系数
温度系数用于表征基准电压源随温度的电压变化, 由于晶体管BE结正向导通电压VBE随温度变化的非线性, 传统带隙基准源的温度特性已无法满足更高精度和稳定性的需求。从一阶线性补偿到曲率补偿如二阶, 三阶补偿, 指数补偿, 对数补偿 (亚阈值电路) 等。而且补偿方式众多, 如电流相减补偿法, 电压叠加补偿法, 利用不同质电阻上电压降的叠加实现温度系数的曲率补偿, 阶段性电流模式补偿等, 可获得最好温度系数达到几个ppm/℃。
2 高电源抑制比
在开关电源芯片工作过程中开关的通断产生大量的高频噪声, 这会对输出电压产生不利的影响, 基准电压源应该在较宽范围内具有良好的电源抑制比性能。为了提高电源抑制比性能, 目前的研究主要有以下四种方法:
1) 使用内部校准过电压基准电压源产生的核心电路部分提供供电电压或电流;2) 增加共源共栅器件隔离电源电压和基准电压源产生核心电路部分;3) 提高运算放大器的增益和电源抑制比;4) 将电源电压波动馈送到基准电路的反馈环路中, 通过反馈环路来提高电源抑制比。
采用共源共栅电流镜能有效地避免普通电流镜因沟道调制效应带来的电源依赖性, 从而提高了电路的电源抑制比PSRR。使用无运算放大器的负反馈结构的带隙基准技术, 在1MHz的电源抑制比是-40d B。这些电路都能大幅度提高低频时的电源抑制比。但当工作频率升高时, 基准电压的电源抑制比会有很大的降低, 这将限制对电源电压高频噪声的抗干扰能力, 所以提高高频电源抑制比也是得到了很多的重视, 采用全差分结构可以显著改善PSRR, 在500KHz为-90d B。另一方面通过对基准电路高频简化结构的电源抑制比传输函数的分析, 加入频率补偿电路, 实现零极点的相消, 达到扩展频带的作用。
3 低工作电压
近年来, 便携式电子产品的快速发展使得对低压低功耗带隙基准源的需求大大增加, 同时也对基准源的设计提出了更高的要求。为了缩小电池尺寸和延长电池寿命, 需要基准电压源电路工作在2V以下的电压和A量级的静态电流下, 同时还要保证较高的电路性能, 如低温漂、高电源抑制比等。实际中很多基准电压源的工作电压无法降低主要是受使用的运算放大器的影响, 主要解决方法有使用互阻抗运算放大器使工作电压达到1.2V, 或避免使用运算放大器改用单输入放大器。
4 低功耗
低功耗设计已经成为电子产品设计的主流, 基准电压源也存在这种趋势。工作在亚阈值的CMOS基准电压源利用两个MOS管栅极源极电压差的正温度系数来与BE结负温度系数相抵消, 虽然可以降低功耗, 但由于这对工艺的控制精度提出了很高的要求, 由此带来的温度系数往往是不理想。另外, 避免使用运算放大器不仅在低压工作上, 而且对低功耗也有着重要的指导意义。
基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源三种分类, 它们都可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路。
齐纳二极管优化工作在反偏击穿区域, 因为击穿电压相对比较稳定, 可以通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准源。它的特点是输入范围宽, 为2V到200V。它们还具有很宽范围的功率, 从几个毫瓦到几瓦。精确度达不到高精度应用的要求, 静态电流较大 (1~10m A) 。齐纳基准源的另一个问题是它的输出阻抗, 内部非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化, 选择低输出阻抗的齐纳基准源将减小这一效应。此外, 它的长期稳定性比较差。
埋入型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管, 这是因为采用了植入硅表面以下的结构。除了具有输入电压范围宽的特点, 精度比常规齐纳二极管的基准源提高很多, 但部分器件不能吸入电流。
带隙基准电压源包括双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源。带隙基准电压源的性能较其他基准有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小, 可获得1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙机理上, 因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低, 能保持很小的温度系数而且具有长期稳定性。同时, 带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小, 电源电压抑制比较大, 输出基准电压受电源电压的影响很小。
各种基准源由于特点不同而应用在不同的场合。齐纳二极管、隐埋齐纳二极管的基准电压较高, 适用在电源电压较高且对功耗要求不高的系统中, 比如稳压器。带隙基准电压源由于它的优越性能而获得广泛的使用, 模拟数据转换器 (ADC) , 数模转换器 (DAC) , 温度传感器, 通信电路等都会用到它。
摘要：基准电压源是模拟集成电路中的基本单元, 它在SOC、ADC、DAC、传感器和通信电路以及存储器等领域有着广泛的应用。基准源的目的是向后续电路提供稳定的、不随外界因素 (主要是电源电压和环境温度) 影响的电压。本文主要介绍了基准电压源的研究现状及分类应用。
关键词：带隙基准,曲线补偿,低功耗,温度系数
参考文献
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电压源电流源 篇7
关键词：纯MOS结构,和式电流,阈值电压,温度系数
基准电压源是集成电路中的重要模块,广泛应用于各种模拟、数字、数模混合电路中,特别是在A/D、D/A转换等系统中,其稳定性与准确性直接影响整个系统的精度。传统电压基准源通常采用“带隙”技术。由于双极性晶体管的Vbe具有负温度特性,而工作在不同电流密度下的Vbe之差则具有正温度特性,两者相互补偿可得到与温度无关的输出电压[1]。
加工成本低、周期短等特点使CMOS工艺逐渐成为电路设计中的主流。由于寄生纵向晶体管无法在CMOS工艺中实现,有些学者提出了纯MOS管的电压基准源设计方案:利用MOS管的亚阈值区工作原理设计基准[2];利用载流子与阈值电压在不同温度下的特性设计基准[3];利用NMOS、PMOS管不同阈值电压设计基准[4]等,但它们存在温度性能较差或电源电压调整率较大的缺陷。本文在分析文献[4]基本原理的基础上,发现电路中的电流源是影响电压基准源的重要因素,针对温度系数和输出电压变化率性能矛盾,设计了一种和式电流并将它作为基于阈值电压差电路中的电流源,在得到良好的输出电压变化率的同时,提高了电压基准源的温度性能。
1 基本原理
实现一个电压基准,首先需要找到一个稳定的电压单元。例如,二极管电压基准电路中的齐纳击穿和带隙电压。在CMOS工艺中,阈值电压就是一个稳定的电压单元。阈值电压的特性依赖加工过程,且对环境温度的变化敏感,因此,需要找一个相对的量值来抵消这些变化。而PMOS与NMOS的阈值电压变化趋势相同,可以通过两者相减的方式得到一个稳定的电压。
图1为基于阈值电压差的电压基准电路原理图,输出电压基准Vref为P管与N管栅源电压VGS之差:
对于CMOS器件,阈值电压VTH与载流子迁移率μ是受温度影响的主要参量。阈值电压与环境温度有近似线性的关系[5]:
其中,VTH(T0)为温度T0时的阈值电压;αvt是阈值电压的温度系数,其值介于1 mV/℃到4 mV/℃之间,且P管大于N管。载流子迁移率与温度的关系:
式中,μ(T0)为温度T0时的载流子迁移率,且m的值介于1~2.5之间[5]。将(2)、(3)式代入(1)式,(W/L)N和(W/L)P取适当值,令(1)式对温度的导数为零,便能得到与温度无关的输出电压。同时,由于(1)式中各参数均与电源电压无关,输出电压不随电源电压变化而变化,因此,理论上这种电路结构可以实现电压基准源。然而,图(1)中的Ia、Ib为理想电流源,既与环境温度无关,又不随电源电压变化而变化,而在实际应用中电流源的实现通常既是电源电压的函数,又与温度相关。本文通过不同性质电流相加的形式,设计了一种与电源电压无关,与环境温度成反比的和式电流,得到了一种同时具有低温度系数和低输出电压变化率电压基准源。
2 新型CMOS电压基准电路
该电路由和式电流模块与核心模块组成。为防止电路在零稳定点而不能正常工作,还应加入启动电路。许多论文中都有关于启动电路的详尽描述,这里不再进行讨论。
2.1 设计思路
由于无法同时调和温度性能和电压输出变化率这对矛盾,所以必须以其中一个作为改进方向。(1)式中除电流外均与电源电压无关,而对温度而言,除电流外,阈值电压VTH和载流子迁移率μ都是温度的函数。显然,选择减少电源电压对输出的影响作为和式电流的改进目标,即能满足对输出电压变化率的设计需要,同时还能兼顾电路对温度性能的要求。反之,若将温度性能做为改进对象,电路可以得到较好的温度性能,但是电源电压对输出电压的影响却不可控。实验证明,在相同的电源电压工作范围内后者的输出电压变化率为前者的十几倍,而且温度系数提高并不明显。根据以上分析可得,一个与电源电压无关的恒流源,虽然其与环境温度的关系待定,但都可利用此关系在一定程度上优化文献[4]的设计(文献[4]中忽略了温度变化对电流的影响)。
由于简单偏置电路的电流与电源电压成正比,且根据MOS管栅源电压几乎不随电源电压变化的特性可以得到一个不随电源电压变化的电流,则通过此两者相减容易得到一个与电源电压成反比的电流,再将其与偏置电路电流按一定比例相加,即可实现一种与电源电压无关的电流设计。在此基础上,可具体解析得到该和式电流与环境温度的函数关系式,然后对(1)式中的参数进行合理设置,从而改善电路的温度性能。
2.2 电源电压对输出的影响
图2为本文所设计的新型CMOS电压基准整体电路图。如图所示,和式电流模块中,自举偏置电路(由MOS管P3、P4、N3、N4和电阻R2构成)产生偏置电流。当电源电压变化时,沟道调制效应是影响输出电流的主要因素[6]。忽略体效应,只考虑沟道调制效应,流经P3的电流:
式中,λ为沟道长度调制系数。且电源电压可表示为N3和P3管的VDS之和:
栅源电压几乎不随电源电压变化而变化,忽略电源电压对栅源电压的影响,且(5)式中其他参数均与电源电压无关,偏置电流与电源电压可以表述为线性关系。I1与I3是偏置电路的镜像电流,设:
式中,IA0为电源电压V0时流过P2的电流,a为漏电流的电压系数。同时,栅源电压不变使流经电阻R1的电流IR1不变,因此流经P7的电流可表示为:
式中,IB0=IR1-IA0,又I3、I4分别与I1、I2对应成比例,得到和式电流I5:
式中K1、K2分别为P5、P8对P2、P7宽长比比值。取K1、K2的值相等,即可得与电源电压无关的和式电流。同理,P5、P8与P6、P9的宽长比对应相等,流经N5的电流与I5成正比,因而(1)式中电流与电源电压无关,得到了与电源电压无关的输出电压。
2.3 环境温度对输出的影响
自举偏置电路产生PTAT电流[7],流经P2的电流可表示为:
式中,IT0表示温度T0时的电流值,a为漏电流的温度系数。考虑环境温度对N1管的栅源电压影响:
式(10)中IP1、μn、VTH都是温度的函数,且
式中,K3为P1管对P2管的宽长比。将(11)、(2)、(3)式代入(10)式,令其对温度求导可得:
可在某极点温度TS得到栅源电压的最大值。当温度高于TS时,栅源电压随温度升高而下降,其特性可近似为线性变化。栅源电压可表示为:
式中,VGSTS表示环境温度TS时的栅源电压,β为栅源电压的温度系数。比较温度变化对栅源电压和电阻的影响,后者随温度的变化可忽略。和式电流I5可表示为:
同理,(1)式中的电流Ia、Ib与I5成正比,即与环境温度成反比。将(14)、(2)、(3)式代入(1)式中,得到输出电压对温度T的导数:
式中A、B分别表示为Ia、Ib应对I5的比例系数。因而,同时考虑MOS管长宽比和电流Ia、Ib的设置,才能得到较好的温度性能。
3 仿真与分析
在0.6μm CMOS工艺下,采用Hspice软件进行仿真,得出:在25℃下对电源电压在2.8 V~5.5 V的范围内进行直流扫描,基准电压曲线如图3所示。在3 V电源电压下对温度在-30℃~80℃的范围内进行直流扫描,基准电压曲线如图4所示。环境温度25℃、电源电压为3 V时,输出基准电压为283.5 mV。基准电压不到300 mV,可使用比例放大器进行适当放大,以满足不同需要。
由于和式电流模块中得到与电源电压成反比的部分拉高了工作电源电压值,但电源电压能在宽范围(2.8 V~
5.5 V)内工作,且输出电压波动小于3 mV,得到输出电压变化率1.11 mV/V,满足实际应用需求。
温度系数是电压基准源最主要的参数指标。由图4可以看出,环境温度20℃~30℃时的温度系数约为零,而且有较好的对称性。且在温度-30℃~80℃的范围内,温度系数为41.5 ppm/℃,较文献[4]有了很大改进。
与文献中提到的电压基准电路的主要指标进行比较,结果如表1所示。
比较结果表明,本文的电路实现结构能够在较宽的范围内工作,且同时满足对低温度系数和低输出电压变化率的要求。
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电压源电流源 篇8
基准电压源模块因其输出稳定, 与电源电压、温度等变化无关, 广泛应用于模拟和数模混合电路中, 例如A/D, D/A转换器, 逆变器等[1]。应用于高压逆变器中的基准电压源, 为其他模块提供偏置电流和作为比较器等的基准电压使用, 对此要求其在温度和电压变化的时候仍能保持其输出电压稳定, 否则会引起电路出现逻辑混乱, 使系统不能正常工作, 甚至发生过压击穿等事故。 这样在高压中低频环境下需要一个有良好温度系数和高电源电压抑制比的基准电压源的重要性就不言而喻。
传统的基准电压源在0~70 ℃的温度范围内产生温度系数为1×10-4/°C的基准电压, 电压抑制比在-80~-70 d B, 且随着频率升高在103Hz左右迅速下降, 难以达到逆变器电路要求。本文采用无锡上华1 μm、700 V高压CMOS工艺进行设计与仿真, 通过推导分析基准电压源电压抑制比的影响因数, 对核心电路进行了改进并设计了一个高开环放大倍数, 高电源抑制比的放大器, 以减小温度系数并提高基准电压源的电压抑制比。此基准电压源的温度系数达到8 ppm/℃, 交流低频电压抑制比达到-112 d B, 并在中高频都能保持较高的电压抑制比。
1改进的基准电压源电路
利用双极晶体管Vbe电压的负温度系数和不同电流密度偏置下两个双极晶体管电压差Vbe产生的正温度系数特性, 可以获得零温度系数基准电压[2]。如图1所示, 是经过改进的带隙基准电压源核心电路。使用两个双极晶体管并联来消除放大器失配的影响, 用共源共栅电流源来保持每个支路的电流有相同的温度系数, 并且利用共源共栅的电压屏蔽特性来解决因MOS管沟道长度调制所产生的对电源电压的依赖性[2,3]。
如图1所示, 放大器工作在深度负反馈下, 以保持Va和Vb相等, 即Va= Vb, 同时Va= 2Vbe, Vb= 2Vbe3+ IR2, 可得到:
式中:IS= AE× JC;AE为发射极面积, JC为集电极电流密度。
当T=300K时, 此时, 令双极晶体管Q3, Q4的发射极面积为Q1, Q2的N倍, I1, I2的电流为I3, I4的M倍, 再适当选取R1, R2的值, 使则可得到零温度系数输出电压Vref。
2 电源电压抑制比分析
启动电路和偏置电路对基准电压源的电源抑制比不产生影响, 电源电压抑制比只与放大器和带隙基准核心电路有关, 对于这两部分的结构如图2所示。
其中, A1 (s) 为放大器输入到输出的传递函数, 即放大器的开环放大倍数, V1为放大器的输出, Add (s) 为电源电压对放大器输出V1的传递函数, A2_va (s) , A2_vref (s) 分别为放大器的输出V1到端点a, Vref的传递函数, Add_va (s) , Add_vref (s) 为其相对应电源电压Vdd到a, Vref端的传递函数, A3 (s) 为Vref端到b的传递函数。
由式 (4) ~式 (7) 可推导出,
下面分析带隙基准核心电路, 双极晶体管交流接地, 可得到, A2_va (s) =0, Add_va (s) =0, 在低频下,
所以,
想要得到高电压抑制比的带隙基准电压源, 除调整带隙基准核心电路器件参数外, 还需要设计高开环增益、高电压抑制比的放大器, 即A1 (0) 要大, Add (0) 要小。
3带隙基准源设计
为了得到高电源抑制比的带隙基准源, 设计如图3所示的带隙基准电压源电路。其中M1-M8及Q1-Q4组成带隙基准电路, M9-M32为本文设计的高开环增益、高电压抑制比的放大器。M23-M32构成运算放大器电路。为了提高增益采用两级放大。第一级为差分放大, 使用共源共栅结构作为负载来提高增益。第二级采用共源级放大以继续提高增益, 同时也扩展输出摆幅。C1为米勒电容, 它使放大器的高频极点远离主要极点, 保持放大器稳定工作, 同时引入M30进行超前补偿, 使放大器有足够的相位裕度。M9-M22构成偏置电路。因为使用共源共栅结构会限制输出摆幅, 偏置电压的设计应尽量使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区边缘, 以使输出摆幅达到最大。所以设计的偏置电路采用宽幅电流镜来替代普通的电流镜, 其提供的偏置电压能使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区的边缘。图4中M9-M12和M20构成一个PMOS的宽幅电流源, M13-M16和M19构成一个NMOS宽幅电流源, M17, M18, M21, M22构成偏置电流环。
M33-M36构成启动电路。当电路中所有电流都为零时, M36处于截止状态, M33, M34的栅极为高电平, 使其导通, 启动电路。当电路启动后, M36导通将拉低M33, M34的栅极电压, 使它们关断, 从而不再影响电路。
如上文所述的设计可得到高开环增益的放大器, 对于高电压抑制比的设计如下。对于两级放大器的电源电压抑制比, 文献[5]给出了影响放大器电源抑制比的因素, 在低频时Add≈ 1 , 主要的影响因素为差分输入级尾电流的偏置电压Vbias随电源电压Vdd变化而引起的电流变化会使电源抑制比下降。所以在偏置电路的设计时要保证Vbias不受电源电压影响。对于偏置电路有ID15=ID16,
通过所设计的偏置电路使M16的跨导只有几何比例和R0决定, 与电源电压、工艺参数、温度等无关, 且与M16在同一个偏置网络中的所有晶体管的跨导都会保持稳定。这样对于M23的VGS就可以保持不随电源电压变化, 同时在设计时, 适当增大M23的L, 可增大M23的输出电阻, 也可有效抑制电源电压的影响, 这样可以保持尾电流不变, 解决放大器在低频时随电源变化电源抑制比降低的问题。
4电路仿真和测试
本次设计在5 V电源电压下, 利用Cadence SPEC-TRE工具对基准电压源进行电路仿真。图4是基准电压源的温度特性曲线, 在-45~100 ℃的温度范围内, 基准电压变化幅度为0.002 8 V, 温度系数为8 ppm/℃。
图5是基准电压源交流电源电压抑制比仿真曲线。 在中低频部分的电源电压抑制比可以达到-112 d B。带隙基准电压源的测试结果如表1所示。
5结语
本文使用1 μm, 700 V高压COMS工艺, 通过对基准电压源进行建模分析, 设计了一种高开环放大倍数和电源电压抑制比的放大器, 从而得到了在中低频下高电源电压抑制比的基准电压源。在5 V电源电压供电情况下, 该电路输出基准电压为2.394 V, 温度系数8 ppm/℃, 电源电压抑制比可达到-112 d B。
摘要：在此通过对带隙基准电压源电路进行建模分析, 针对逆变电路的中低频使用环境, 设计了一个应用于高压逆变器电路中的高电源电压抑制比, 低温度系数的带隙基准电压源。该电路采用1μm, 700 V高压CMOS工艺, 在5 V供电电压的基础上, 采用一阶温度补偿, 并通过设计高开环增益共源共栅两级放大器来提高电源电压抑制比, 同时使用宽幅镜像电流偏置解决因共源共栅引起的输出摆幅变小的问题。基准电压源正常输出电压为2.394 V, 温度系数为8 ppm/℃, 中低频电压抑制比均可达到-112 dB。
关键词：高电源电压抑制比,带隙基准,基准电压源,低温度系数,一阶补偿
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电压源电流源 篇9
1电流舵DAC
传统的二进制电流源DAC结构简单, 但需要较大的晶体管尺寸来满足匹配要求, 且代码从011… 111跳变到100 …000时会产生很大的毛刺能量, 在高速高精度DAC设计中受到限制, 因此, 分段电流舵DAC结构成为目前的首选, 对于一个N位的分段结构DAC其结构如图1: 输入数字代码 ( D0D1…Dn － 1) 低位段 ( 设为i位) 控制二进制权值电流源, 高位段采用温度计码电流源阵列实现, 先通过二进制- 温度计译码器转换成温度计码, 通过锁存器同步开关各电流源, 锁存器的输出信号经过限幅电路降低电流源的开关毛刺, 高、低位段的电流源采用差分输出分别连接到In和Ip节点。对应电流源阵列由2N － i- 1个大小相等 ( 2iLSB) 的电流源组成。由于电流源单元晶体管间尺寸失配, 生产工艺的离子注入浓度的变化, 电路工作中温度变化以及电路节点工作电压的变化等, 引起电流源晶体管间阈值电压失配, 晶体管单位面积栅氧化层电容失配和电流镜晶体管衬底偏置电压不一致, 造成比例缩放的电流镜公式不再严格成立; 同时电流源开关控制信号引起的毛刺 ( glitch) , 外部时钟信号在各个电流源单元之间的时钟偏移等也严重限制了DAC的动态性能。
因此, 对于高速高精度电流的舵DAC, 为了得到好的动态性能, 必须对高权值控制的电流源阵列采用必要的措施。
2自补偿算法
采用合理的选取算法, 高位段的电流源阵列中各个电流源的失配产生的误差可以白噪声化, 从而提高系统的动态性能。传统的方法总是从最低地址开始选取, 以3位数字代码为例, 假设输入数字代码分别为5, 7, 4, 则传统方法选取的电流源分别为 ( I1, I2, I3, I4, I5) , ( I1, I2, I3, I4, I5, I6, I7) , 和 ( I1, I2, I3, I4 ) , 传统方法会造成部分电流源重复选取 ( 如I1) , 而另外一部分却很少使用的情况 ( 如I7) 。 对于一些全随机的选取方法, 由于每次开关的电流源数目过多, 会产生过多的毛刺。
本算法不增加开关毛刺的情况下, 增大选取随机性。
( 1) 增加一个随机数发生器, 当随机数R1为 “1”时, 电流源的选取从上一选取的最高地址开始向低位地址进行选取, 如选取到最低位地址以后, 电流源单元数目还少于需要选取的数目, 则从最高位地址开始往低位地址方向选取合适数目的电流源。 当随机数为“0”时, 从上次所选取的最低位地址开始往高位地址进行选取, 当一直选到最高位地址都不能满足所需电流源数目时, 接着从最低地址开始往高位选取。在以上每次选取中都将所选电流源的最高位地址和最低位地址寄存下来, 用于下次选用。
( 2) 当高位段电流源输入数字代码为全“0”或全“1”这种特殊代码时, 下一个周期电流源选取从任何地方开始不增加开关毛刺 ( 增加随机数寄存器R2决定起点位置) 。
( 3) 芯片开始工作时从最低地址开始选取。为了说明算法, 假设输入数字代码为序列5, 7, 4, 2, 6, 1, 3, 5, 对应随机数R1分别为1, 0, 1, 1, 1, 0, 0, 1, R2在第三个周期为3。在第一周期从最小地址开始选取, 第二个周期选取对应7个电流源, 第三周期选取起点随机决定, 然后由R1寄存器决定起点位置, 从本周期开始, 依次选取 ( I3, I4, I5, I6) , ( I3, I4) , ( I3, I4, I5, I6, I7, I1) , ( I1) , ( I6, I7, I1) 和 ( I6, I7, I1, I2, I3) , 本算法和传统算法电流源的选取对照如图3.
3电路实现
针对14位200 MHz电流舵DAC应用, 对上述算法进行了实现, 整个算法的实现模块如图4: 输入数字代码的地位段采用二进制码直接控制电流源开关, 高位段代码与随机数寄存器R1以及地址寄存器输出的起点, 终点地址一起完成算法 ( 1) 的地址计算; 利用R2寄存器的输出通过近似方法产生算法 ( 2) 的地址计算; 这两种地址的输出通过特殊代码 ( 全“0”或全“1”) 判断模块的输出进行选择。
在对系统进行硬件描述和仿真的基础上, 采用SMIC0. 13 μm CMOS工艺对算法系统进行综合, 具体指标如下: 面积: 0. 01 mm2, 功耗0. 47 m W, 速度: 250 MHz。采用二级流水线情况下: 面积: 0. 024 mm2, 功耗1. 2 m W, 速度: 400 MHz。完全满足14位200 MHz电流舵DAC设计要求。
4仿真验证与结论
对本算法进行Verilog-AMS建模并应用到14位200 MHz电流舵DAC电路中, 当电流源失配在 ( - 0. 05LSB, 0. 05LSB) 随机分配, 开关毛刺噪声在 ( 0 1 /2000LSB) 随机分配时, 采用本算法的模型频谱如图5, 同时对三种模型进行了10次模型仿真, 传统算法、全随机算法和本算法的SFDR均值分别为77. 2 d B、83. 2 d B和94. 8 d B。通过观察各次仿真的SFDR数据可知, 全随机选取算法性能与开关毛刺相关性很大, 在较小毛刺的情况下, 性能优于传统方法, 但是全随机选取和传统选取方法性能都不如本算法。
本文对应用于电流舵DAC的一种高随机性、低电流源开关活性的电流源选取算法进行研究, 结果表明采用本算法14位200 MHz电流舵DAC SFDR能达到90 d B以上, 而且为全数字电路实现, 功耗、 面积小时钟频率完全达到高速设计的要求。
摘要：对高速高精度电流舵模数转换器 (DAC) 的非理想因素影响进行消除已经成为研究热点。提出了一种基于“方向随机”和“特定代码随机”的电流源单元动态随机选取算法, 并采用SMIC0.13μm CMOS工艺实现, 具有较优的功耗、面积和速度指标。最终对算法建立Verilog-A电路级模型并应用在14位200 MHz电流舵DAC上, 仿真表明SFDR达到90 dB以上。
关键词：电流舵,失配,开关毛刺,随机选取
参考文献
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