电压源型论文

电压源型论文（精选7篇）

电压源型论文 篇1

0 引言

电压源型变换器(VSC)能实现AC-DC、DC-AC可逆变换,其直流侧电压可控、交流侧功率因数可调,在变速恒频风力发电机、四象限运行变频器、光伏并网发电系统[1]、静止无功补偿以及有源滤波器[2]等众多领域都有广泛的应用。由于VSC直接与电网相连,电网状态会直接影响VSC的运行性能。实际电网中往往存在三相电压不对称,若VSC设计时对此未曾考虑,很小的不平衡(负序)电压将导致直流母线二倍频波动,直流侧电压和交流侧电流的低次谐波幅值及相应损耗增大,从而影响直流母线电容的使用寿命以及电能质量,危及整个电力系统运行的稳定性和安全性[3]。

因此,近年来VSC的运行研究已从理想电网状态深化到非理想电网状态,其中不平衡电网电压条件下VSC控制策略已得到了充分研究[4,5,6],但计及电网不平衡影响的变换器设计还少有文献提及。

在VSC电路中,作为储能元件的直流母线电容容量直接影响直流电压的静态稳定性,但过大的电容值会增加无功损耗并使成本增加;进线电感用以实现AC-DC变换中的升压(boost)功能,其电感的选值需同时考虑电流谐波的抑制以及电流跟随性[7]。文献[7,8]提出了平衡电网条件下VSC的进线电感及直流母线电容数值计算的解析表达式。文献[9]采用LCL滤波器替代单L滤波器以达到减小电感值的目的,但其设计相对复杂,且因是一个二阶系统存在谐振问题, 设计不当可能会引起系统的不稳定[10]。文献[11]研究了电网电压不平衡对直流侧电流的影响,但仅给出了仿真波形。

针对该问题的研究现状,本文将在电网电压平衡时VSC参数设计的基础上[7,8],首先导出电网电压不平衡度与相电压跌落深度的关系,进而提出电网电压不平衡条件下VSC参数选取的解析表达式,为VSC参数选择提供一种有用的工程实用方法。

1 电网电压平衡条件下VSC进线电感及直流母线电容的设计

VSC主电路拓扑图如图1所示。通过6个绝缘栅双极晶体管(IGBT)开关导通时间的脉宽调制(PWM)来实现AC-DC、DC-AC的可逆变换,直流母线电压恒定的保持以及电网电流波形和输入功率因数的控制。

文献[8]对平衡电网情况下的电容设计进行了研究,从VSC抗扰动性方面考虑,给出了满足直流母线电压稳定的最小电容值的解析表达式:

$C{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}EV{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }(V{}_{\text{d}\text{c}}+\sqrt{3}E)}(1)$

式中:E为相电压峰值;PN为VSC额定功率;ΔVmax为直流母线电压允许的最大脉动峰值,一般为5%额定直流母线电压。

电感的选取不仅影响器件损耗,更重要的是影响输入电网的电流质量。从限制电网谐波以及开关谐波方面考虑,进线电感下限值须满足[7]:

$L{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{(2V{}_{\text{d}\text{c}}-3E){\rm T}{}_{\text{s}}E}{2V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}i}(2)$

式中:Ts为开关周期;Δi为最大允许电流脉动峰值,一般取额定电流的15%～25%。

定义η=Δi/I,其中I为额定相电流。则根据功率与额定相电流的关系,式(2)可表示成:

$L{}_{\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(2V{}_{\text{d}\text{c}}-3E){\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }(3)$

另外从电流跟随性考虑,进线电感上限值须满足[7]:

$L{}_{\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}}{8\text{π}{\rm P}{}_{\text{Ν}}f}(4)$

式中:f为电网频率。

2 电网电压不平衡条件下VSC参数设计

由式(1)、式(3)、式(4)可知,电容及电感的取值除了与VSC的容量、直流母线电压有关外,还与相电压的幅值有关。当电网电压存在不平衡时,往往有一相或多相电压幅值、相位发生不对称。为使导出的参数设计方法具有普遍性,本文将以不对称程度最严重的相电压对变换器参数的影响来进行分析。三相电网电压的不平衡程度可用不平衡度δ来衡量:

$\delta =\frac{E{}_{-}}{E{}_{+}}(5)$

式中:E+和E-分别为电网电压正序和负序分量。

考虑到C和L的设计取值基于三相相电压,所以有必要导出不平衡度与相电压跌落深度的关系。

2.1 电网电压不平衡度与相电压跌落深度间关系

根据电网故障类型,电网电压不平衡可分为单相电压幅值不对称、两相电压幅值不对称、两相电压幅值和相位不对称等3种,其相位图见附录A[12]。

假设A相为单相电压不对称时的故障相(其三相电压表达式见附录A表A1),按恒功率变换原则将三相(abc)变量变换到静止两相(αβ)坐标系后,根据T/4延时方法[13,14]可得αβ坐标系中电网电压的正、负序分量,然后再通过相应的正、反转同步速Park变换即可得电网电压的正、负序分量分别为:

$E{}_{+}=\sqrt{\frac{2}{3}}E\frac{p{}_v+2}{2}(6)$

$E{}_{-}=\sqrt{\frac{2}{3}}E\frac{p{}_v-1}{2}(7)$

式中:pv为电网相电压跌落深度。

将式(6)和式(7)代入式(5),可得单相电压不对称情况下相电压跌落深度与不平衡度的关系为:

$p{}_v=\frac{1-2\delta }{1+\delta }(8)$

同样可分别求得两相电压不对称及两相电压幅值、相位不对称情况下,相电压跌落深度与不平衡度的关系为:

$p{}_v=\frac{1-\delta }{1+2\delta }(9)$

$p{}_v=\frac{1}{1+\delta }\sqrt{\frac{3-2\delta -\delta {}^2}{3}}(10)$

2.2 VSC进线电感与直流母线电容设计

基于以上分析,分别将式(8)—式(10)乘以相电压峰值后代入式(1)、式(3)、式(4)中,即可得单相电压不对称、两相电压不对称以及两相电压幅值、相位不对称时直流母线电容下限值及进线电感上、下限值的解析表达式为:

$\{\begin{array}{l}C{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}(1-2\delta )EV{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )+\sqrt{3}E(1-2\delta )]}\\ L{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}(1-2\delta )}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+\delta )}\\ L{}_{1\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(1-2\delta ){}^2{\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )-3E(1-2\delta )}{(1+\delta ){}^3}\end{array}(11)$

$\{\begin{array}{l}C{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{\sqrt{3}E(1-\delta )V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+2\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+2\delta )+\sqrt{3}E(1-\delta )]}\\ L{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{3EV{}_{\text{d}\text{c}}(1-\delta )}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+2\delta )}\\ L{}_{2\text{Φ}\text{Ν}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{3E{}^2(1-\delta ){}^2{\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+2\delta )-3E(1-\delta )}{(1+2\delta ){}^3}\end{array}(12)$

$\{\begin{array}{l}C{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{4L{\rm P}{}_{\text{Ν}}^2}{E\sqrt{3-2\delta -\delta {}^2}V{}_{\text{d}\text{c}}\text{Δ}V{}_{\max }}\cdot \\ \frac{(1+\delta ){}^2}{[V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )+E\sqrt{3-2\delta -\delta {}^2}〗}\\ L{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{u}\text{p}\text{p}\text{e}\text{r}}=\frac{EV{}_{\text{d}\text{c}}\sqrt{3(3-2\delta -\delta {}^2)}}{8\text{π}f{\rm P}{}_{\text{Ν}}(1+\delta )}\\ L{}_{2\text{Φ}{}_{-}\text{l}\text{o}\text{w}\text{e}\text{r}}=\frac{E{}^2(3-2\delta -\delta {}^2){\rm T}{}_{\text{s}}}{4V{}_{\text{d}\text{c}}{\rm P}{}_{\text{Ν}}\eta }\cdot \\ \frac{[2V{}_{\text{d}\text{c}}(1+\delta )-\sqrt{3(3-2\delta -\delta {}^2)}E]}{(1+\delta ){}^3}\end{array}(13)$

根据式(11)—式(13),可绘出直流母线电容、进线电感与不平衡度以及系统有功功率间的关系,如图2—图4所示。图中,ELL为线电压有效值。

由图2可知,进线电感上、下限值均随着系统有功功率的增大而大幅度减小;随着不平衡度的增大,上限值减小而下限值基本保持不变。对于给定的VSC有功功率,进线电感选择范围见图3。显然,3种不平衡状态中,单相幅值不对称的电感选择区域随着不平衡度的增大而迅速减小。图4给出了电容下限值的选取依据。在不平衡度与系统有功功率相同情况下,单相幅值不对称时所需电容下限值最大。为了保证系统能在任何不平衡程度下都能正常运行,VSC参数选取应以单相幅值不对称来考虑。

3 仿真结果

为验证上述分析的正确性,构建了一个500 kW的VSC仿真模型。其中,电网电压取690 V(线电压有效值),直流母线电压为1 050 V。文献[15]明确指出电网电压中允许最大不平衡度为4%的小值稳态不平衡情况,为留一定裕度,本文假设发生了不平衡度为10%的较严重故障。根据式(1)、式(3)、式(4)、式(11)设计出如表1所示的电感、电容参数用于仿真系统。

根据表1,考虑到不平衡度增大后L上限值会大幅度减小,为留有一定裕度选择,L取0.5 mH,电容取7.5 mF。为通过仿真考核系统参数设计的准确性,另选一组不考虑不平衡度的参数,L取0.5 mH,C取4.8 mF。

设VSC采用基于传统比例—积分(PI)调节器的空间电压脉宽调制(SVPWM)矢量控制,采样频率为10 kHz,开关频率为5 kHz, 仿真结果如图5—图7所示。图中,THD为总谐波畸变率。

比较图5—图7中的波形可以发现,在相同控制策略下,考虑电网电压不平衡影响时选取的系统参数可使直流母线电压二倍频波动幅值从1.5%降低至1.0%;在发生电网电压不平衡的过程中,直流母线电压的动态响应更迅速,同时还在一定程度上抑制了电流谐波。因此,考虑电网电压不平衡选择出的VSC参数可增强系统稳定性、提高系统动态性能、减小电网电流谐波。

4 结论

1)在电网电压不平衡条件下,传统VSC参数选择方法不再适用,参数选择的偏差会影响系统运行稳态性能和动态响应速度,恶化电网电流谐波性能。

2)为保证VSC在任何不平衡条件下都正常运行,VSC参数选取应以单相幅值不对称来考虑。

3)本文导出的VSC进线电感、直流母线电容解析计算方法,可使参数选取范围更精准。当电网电压不平衡、采用相同控制策略的情况下,使用优化参数的VSC可明显增强系统的稳定性,提高动态性能,减小输入电网的电流谐波。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

电压源型论文 篇2

关键词：PWM,整流器,功率因数,解耦控制,能量回馈

0 引言

采用半控型器件晶闸管进行有源逆变,虽然实现了能量的再生利用,但由于晶闸管采取相控方式,运行过程中,网侧电流含有大量谐波,功率因数低[1]。PWM整流器具有很多优点[2],被广泛应用于有源滤波器、超导能量存储、交流电动机驱动、高压直流输电等。大多数电压型PWM整流器具有电流反馈环,其性能取决于电流控制策略,因此电流控制策略是PWM整流器最重要的一个研究方面[3,4]。文献[5]建立了电流控制的数学模型,输入电流在静止参考坐标系下进行解耦,采用电压电流双闭环控制,内环电流解耦,外环采用简单PI调节器控制,具有较好的效果。文献[6]提出了一种适合DSP的定频SVPWM电流预测控制策略,该算法只使用DSP的一个定时器及少量存储空间即能取得很好的控制性能。

本文采用固定开关频率,电流解耦控制,并建立了三相PWM整流器系统的数学模型。系统采用电压电流双闭环控制器,电压外环采用常规PI调节器,电流内环采用神经元PI调节器。仿真和实验结果表明,系统不仅可以使能量双向流动,实现电机能量回馈,而且能够有效地降低谐波含量,实现网侧单位功率因数控制,使网侧电流连续且为正弦波。

1 三相电压型SVPWM整流器建模分析

图1给出了能量双向流动的异步电动机变频主电路,为方便分析,将三相逆变器及异步电动机用负载电阻等效代替。

图中,Rs、Ls分别为输入电阻及等效漏电感与滤波电感之和;usa、usb、usc,isa、isb、isc分别是网侧三相电压和基波电流,其表达式如下:

其中,Um、Im分别为电压、电流最大值。

设整流器调制信号大小为

其中,M为调制度(0

为进一步分析,可将图1等效成图2。在进行SVPWM整流时,可将整流器等效成3个相位互差120°、幅值相等的交流电源ura、urb和urc。图中O点为网侧电源中点,N点为整流器等效电源中点,其频率与电网频率相同,在忽略谐波的情况下,N点和O点等电位[6]。

3个等效交流电源与三相调制电压之间的关系为

其中,udc是整流器输出电压。

忽略输入电阻以及开关器件上的功率损耗,根据功率平衡,瞬时输入功率等于瞬时输出功率,有

对整流器直流侧列KCL方程得:

假设Ls是线性的,且不考虑饱和,对图2列写KVL方程可得:

其中,p为微分算子;k=a,b,c。

式(7)给出了三相静止坐标系下的数学模型,可以看出,整流器交流侧均为交流量,不便于控制系统设计。为此,将三相静止坐标系转换为以电网基波频率同步旋转的dq坐标系,从而可将三相对称交流量变换为直流量,简化系统设计[7,8]。通过Park变换并结合前面的数学模型,可得到dq坐标系下的数学模型:

从式(8)可以看出,dq坐标系下的变量仍然是相互耦合的。

若将q轴定向在电网电动势矢量E的方向上,d轴和q轴电流分量则是相互解耦的,可以实现独立控制[9,10]。d轴电流分量为有功分量,q轴电流分量为无功分量。为在动态过程中达到单位功率因数,要使电流给定值iq*=0,当PWM整流器工作在整流状态时,电流给定值id*>0,即交流侧电流矢量与E同相;当PWM整流器工作在有源逆变状态时,id*<0,即交流侧电流矢量与E反相[11]。

2 基于神经元的智能PI控制器设计

2.1 控制系统结构

SVPWM整流器控制系统框图如图3所示。图中,电压调节器的输出是id*,控制直流母线电压udc,神经元PI调节器为电流控制器,其输入是id*和iq*。

图4为控制器结构框图。其中,电压调节器采用常规PI调节器,其传递函数为GAUR(s)=KP+KI/s;GACR(s)是电流调节器的传递函数;G(s)是整流器传递函数[12],G(s)=K(1-τzs)/(1+τps),K=3RUm/(4Udc),τp=0.5RsCs,τz=Ls/Rs。

2.2 基于神经元的PI调节器设计

在负载为逆变器电动机时,可能出现由吸收功率到回馈功率的变化,从而引起直流母线电压、电流的波动,其中电流波动更大[13]。在传统双闭环控制系统中,电流环的控制对象校正为典型Ⅰ型系统,跟随性能良好,但抗干扰性能差;电压环的控制对象校正为典型II型系统,抗干扰性能好,但超调量较大。本文将神经元引入电流环控制,实时改变调节器结构和参数,进一步提高系统动态性能。

文献[14]提出了一种神经元模型及控制算法。模型如图5所示。

图5中,xi(t)为神经元的第i个输入状态;wi(t)为xi(t)的权系数;pi(t)为权系数的调整规则,由式(9)中第二式学习策略确定;K为神经元增益(K>0);d为待定系数(d>0);E为被控对象。其具体控制算法如下:

转换器的输入为反映受控对象及受控指标等的状态量,如设定值r(t)、输出y(t)等;转换器的输出为神经元学习控制所需要的状态,如设定值r(t)、误差e(t)、误差变化率Δe(t)等。

PI调节器根据系统的误差,利用比例、积分计算出控制量进行控制。调节器中加入积分作用可以消除系统的稳态误差,但积分作用过大会导致系统动态响应速度过慢;在没有积分作用的情况下,比例作用增加会加快系统的响应速度,但会使系统稳定性变差[15]。因此,对这2个作用进行权衡是使调节器达到满意控制效果的关键。变结构PI控制系统框图如图6所示。

输出控制量为

其中,α(t)是KP、KI的调整系数,离散化后使用增量式控制量为

其中,K′I=KITsam,Tsam为控制周期;u(k)为u(t)的第k个采样值。

式(9)取二维,则有

令

即当误差较小时,取消比例控制,单独由积分环节构成调节器。令神经元输入状态为

由式(11)—(14)可得:

本文将神经元控制与变结构PI控制相结合,利用神经元在线调整PI调节器的KP、KI参数,建立了神经元变结构PI调节器,见图7。

由图7可以看出,PI调节器的比例、积分系数可以由神经元在线调整,通过在线学习,自适应神经元可以根据被控对象的动态特性调整PI调节器的各个参数。选择神经元的输入状态为

PI调节器参数调整策略为

该神经元的在线学习策略为

3 仿真及实验结果

为验证控制策略可行性和性能,在MATLAB/Simulink中搭建了系统仿真模型,仿真参数为:交流侧相电压220 V,频率50 Hz;Ls=8 m H;直流母线电压350 V;滤波电容2 200μF/450 V;开关频率12.8 k Hz。

图8给出了整流状态a相电压电流波形,由图可以看出,电流为正弦波,与电压波形同相,功率因数为1,且电流谐波很小。

图9和图10给出了分别采用常规PI调节器与本文所提出的神经元PI调节器时,电路由整流突然变换到逆变状态时a相的电压及电流波形。对比两图可知,在电路状态发生变化时,采用本文控制策略,电流变化过程比较平滑,过渡时间较短。

图11和图12分别给出了实验时(负载为三相SVPWM逆变电路及三相异步电动机)电路处于整流和逆变2种状态时的电压、电流波形。由图可以看出,无论在整流还是逆变状态,网侧都接近单位功率因数,且谐波小,电流波形接近正弦波,基本无畸变。

4 结论

电压源型论文 篇3

随着电力电子技术的发展,AC/DC变换器即整流器已被广泛应用于微电子电源供电,电池管理系统,电机驱动等场合。传统的整流器由二极管或晶闸管组成,二极管整流器可以实现电流的交直流变换,晶闸管整流器则可以用来控制能量的传输。然而,这一类整流器会产生大量的谐波和无功功率,对电网造成污染。虽然有源电力滤波器等装置可以减小网侧电流谐波,但是这种方法会使整流装置的体积和成本大大增加。针对上述不足,PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进,用全控型功率开关管取代了半控型功率开关管或二极管,以PWM斩控整流取代了相控或不控整流。因此,PWM整流器可以取得以下优良性能:1)输入电流高度正弦化,即网侧电流为正弦波;2)输入功率因数可调,既可运行于单位功率因数,也可完成无功补偿,实现了网侧功率因数控制(如单位功率因数控制);3)能量可在交流侧、直流侧间双向流动,实现了电能的双向传输;4)具有较快的动态响应。PWM整流器可分为单相、三相,电压源型、电流源型等,其中,三相电压源型PWM整流器应用最为广泛[1]。

本文对三相电压源型PWM整流器的工作原理进行了简单描述,并且基于整流器网侧电流矢量推导出同步旋转坐标系下系统的数学模型。通过对数学模型的变换和化简,给出一种电流前馈解耦控制算法。基于这种算法,本文对PWM整流器电流前馈解耦的电流内环和电压外环的设计进行了详细的描述。在双环控制算法的基础上,基于TI公司的数字信号处理器TMS320LF2407A建立了PWM整流器的数字化实验系统。通过实验波形得到的结果表明:在前馈解耦控制算法下,整流器能获得单位功率因数的正弦输入电流、稳定的直流输出电压和快速的动态响应。

2 PWM整流器的数学模型

三相PWM电压源型整流器交流侧采用三相对称的无中线连接方式,用6个功率开关管构成,如图1所示。

它适用于三相电网平衡的系统,是一种最常用的PWM整流器。利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对PWM整流器建立一般数学描述,可以得到电压源型PWM整流器的数学模型为

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式中,sa,sb,sc为a,b,c三相功率开关管的开关函数,定义如下:

通过等量变换,可以将电流矢量I从三相静止坐标系(a,b,c)上变换到两相同步旋转坐标系(d,q)上,如图2所示。

根据图2可以求得两者的变换关系如下,

以其中的a相为例,将ia=idsin θ+iqcos θ代入undefined,得到电压源型PWM整流器在两相同步旋转坐标系(d,q)的数学模型[3]为

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3 PWM整流器前馈解耦控制策略

由式(4)可以看出,整流器相与相之间存在强耦合作用,给控制系统的设计造成一定困难。为此,需要采用前馈解耦控制[4]。在稳态时,同步旋转坐标系(d,q)上的电流id,iq为一个恒定不变的常量,所以其导数为0。忽略网侧等效电阻后,可将式(4)简化为

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在式(5)的基础上,加入电流id,iq的前馈环节,通过PI调节器进行控制,可得到(d,q)坐标系上的电压ud和uq改进的表达式为

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式中:KP,KI分别为电流内环比例和积分调节增益;i*d,i*q分别为电流指令值。

将式(6)带入式(4),并进行简化,可以得到PWM整流器在两相同步旋转坐标系(d,q)上实现电流前馈解耦后的数学模型为

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通过式(7)可以看出,基于电流前馈的控制算法使得电流id,iq的控制互不影响,式中的电流指令值i*d和i*q分别为系统输入有功电流和无功电流。这样就可以实现PWM整流器网侧有功和无功分量无耦合、独立控制,即实现了电流内环的解耦控制,从而降低了控制系统设计的难度,便于电流调节器的设计。基于以上的公式推导,可以得到三相PWM整流器电流内环的控制模型如图3所示。

4 基于DSP的控制系统设计

三相电压源型PWM整流器一般采用电压控制外环和电流控制内环的双闭环控制方法。电压外环的作用是维持直流母线电压的恒定,根据直流电压Vdc的大小决定PWM整流器输出功率的大小和方向,输出为电流的给定信号。电流内环的作用是使整流器的实际输入电流能够跟踪电流给定,实现单位功率因数控制。

4.1 电流环设计

为了实现输入功率因数为1,令图3中无功电流分量i*q=0,将式(7)进行拉氏变换,得到电流解耦后的系统内环传递函数框图如图4所示。

图4中Gid(s)为电流PI调节器的传递函数,1/(R+sL)为控制模型的传递函数。由式(6)可知,Gid(s)=KP+(KI/s),从而得到电流内环的闭环传递函数GC_id(s)为

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如果选取合适的电流调节器参数,使得KP=KI(L/R)=KITid,式(8)可以化简为

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式中:Tid为此惯性环节的时间常数。

由式(9)可以看出,经过前馈解耦后的电流内环闭环传递函数可以作为一阶惯性环节,因此可以按典型Ⅰ型系统进行设计。

4.2 电压环设计

对于电压外环的设计,可按图5所示的电压环控制系统框图得到。

电压环PI调节器传递函数 GV(s)=KVP+KVI/s,电流内环传递函数GC_id(s)由式(9)给出。忽略负载扰动,可以得到整个双环控制系统的开环传递函数为[5]

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考虑到电压外环的主要作用是抑制三相PWM整流器直流母线电压的波动,故系统整定时,应着重考虑电压环的抗扰动性能,因此可以按照典型Ⅱ型系统设计电压调节器。

经过电流内环和电压外环的设计,得到基于前馈解耦的PWM整流器双环控制系统框图如图6所示。

4.3 控制系统DSP实现

控制系统主要采用TI公司生产的TMS-320LF2407A数字信号处理DSP芯片进行设计,TMS320LF2407A是TI公司专门为控制应用而设计的,片上集成了高性能的DSP处理器和丰富的外围设备。根据前文所述的控制算法和图6所示的控制系统框图,可以将PWM整流器DSP控制实现框图表示为图7。

从图7可以看出,采用TMS320LF2407作为PWM整流器的控制芯片,由于其含有丰富的片内外设,大大简化了硬件电路的设计,这也使得硬件电路和控制策略的修改非常方便。整个系统的软件采用模块化设计,通过调用子程序和接受、处理各种中断来完成PWM整流器的控制,其软件模块示意图如图8所示。其中电压外环算法在定时器2的下溢中断服务程序中完成;电流内环算法在定时器1的下溢中断服务程序中完成。

5 实验结果及结论

根据前文所述的方法,在构建的DSP数字化实验平台上对PWM整流器前馈解耦控制进行实验验证,取交流输入电压有效值为200 V,直流给定输出为450 V, 电感 L=30 mH, 直流侧电容C=1 120 μF,负载RL=650 Ω。电压环的PI参数设置为:KVP=0.02,KVI=0.05 ;电流环PI调节器的参数设置为:KP=0.06,KI=0.05。电压环采样频率为1 kHz,电流环采样频率为5 kHz。得到实验结果如图9～图11所示。

图9是主电路中所有IGBT均关断的情况下(由二极管整流)的直流母线电压和输入相电流波形。从图9中可以看出,相电流含有较多的低次谐波,对电网产生了很严重的谐波污染。

图10是启动和停止PWM控制的动态波形,其中上半部分波形为直流母线电压(启动后,直流母线电压稳定在450 V),其中下半部分波形为相电流。可以看出,直流母线电压和相电流具有良好的动态性能。

图11是启动PWM控制之后的相电压和相电流的波形,可以看出,相电压和相电流同相位,电流正弦度较好,达到了单位功率因数的设计要求。

6 结论

本文描述了两相同步旋转坐标系(d,q)上PWM整流器的数学模型,并针对两相电流id,iq之间存在的耦合关系提出一种新型的前馈解耦控制算法,然后在此算法基础上设计了PWM整流器的双环控制系统。通过对电流环的控制,可以实现网侧电流正弦化,并且可以实现单位功率因数控制;通过对电压环的控制,可以实现直流侧电压迅速稳定。系统的双环控制由所构建的DSP数字化实验平台实现,实验结果证明该PWM整流器具有良好的动态性能。

参考文献

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电压源型论文 篇4

电压源型PWM逆变器(VSI)广泛应用于交流电机调速系统中,但为避免同一桥臂的开关器件发生直通短路,必须插入死区时间。死区时间和开关器件的非理想特性导致逆变器输出电压波形产生畸变,降低了基波幅值,这种影响称为死区效应。死区效应会导致电动机低次谐波含量和电机的谐波损耗增加,在低频运行以及高载波频率时,会使电机电磁转矩发生较大脉动,严重地影响了系统的运行性能。

PWM逆变器的死区效应受到普遍关注,有关死区补偿的研究也在广泛展开[1,2,3,4,5,6]。通常逆变器的死区效应补偿是通过加上一个补偿电压来实现的,补偿电压的极性由负载电流极性决定,因此电流极性检测是死区效应补偿的关键,电流极性检测不准确导致电压误补偿,特别是电机在低速低电流运行时,由于零电流钳位现象的存在,使电流极性检测可能出现多个零点。另外,功率开关器件的寄生电容对器件的开通和关断也有影响,寄生电容的存在相当于减小了死区时间,应对补偿电压进行调整。文献[6]提出了一种消除零电流钳位现象和功率开关器件寄生电容影响的补偿方法,首先计算出补偿电压的大小,然后再校正补偿电压的极性,该方法对消除零电流钳位现象和减小电流脉动很有效。但该方法是对补偿电压的极性进行校正,补偿电压的大小随电流的变化而变化,使得极性校正时的参考量为变化量。本文对文献[6]提出的死区补偿方法进行了改进,改进后的死区补偿方法是:首先对电流极性进行校正,然后再计算补偿电压的大小,这样电流极性校正时的参考量与补偿电压大小无关,为恒定值。

2 死区效应分析及补偿电压

以逆变器三相桥臂的A相桥臂为例分析死区时间、开通关断时间和管压降对输出电压的影响,且定义电流极性由逆变器流向负载为正。图1(a)为逆变器a相桥臂,正电流时,器件T1开通时电流流经T1,输出电压UAN为Udc-VS,在T1关断及死区时间期间电流经二极管D4续流,输出电压UAN为-VD。图1(b)给出了a相驱动信号和输出电压,其中a、b图分别为开关器件T1、T4的理想驱动信号，c、d 图为加入死区时间后的驱动 信号，e图为理想输出电压波形，f 图为加入死区 时间后的输出电压波形，g 图为考虑开关器件开 通和关断时间(ton，toff)的影响后的输出电压的波 形，h 图为开关器件和二极管管压降 (VS，VD)的 输出电压波形，综合上述各因素，逆变器输出电 压实际脉宽与理想脉宽的误差时间(即死区补偿 时间)为：

其中:Td、ton、toff、Von、Udc和TS分别是死区时间、功率开关器件的开通时间、关断时间、平均导通压降、直流电压和开关周期。平均导通压降

实际输出电压波形和误差电压波形如图i和j所示。同理图2分析了当电流极性为负时(ia<0)的情况。

由此可见:当电流为正方向时,输出电压正脉宽变窄,输出电压值比期望值低;当电流为负方向时,输出电压负脉宽变窄,输出电压值比期望值高。即电流为正时,等效于少了若干正电压脉冲,电流为负时,等效于少了若干负电压脉冲。可见误差电压波形是由负载电流极性决定的一系列脉冲。为了补偿逆变器的非线性特性,需要给指令电压加上一个补偿电压,把误差电压平均到一个开关期得a相的补偿电压为:

同理 b，c 相的补偿电压分别为：

3 零电流钳位效应的补偿

在死区时间内，电流只能通过二极管续流，无 论电流为何方向，其数值都有减小的趋势。若在死区时间开始时，电流减小为零，如图 3 所示，在接下 来的死区时间内，由于续流二极管反向阻断，使电 流钳位在零点，故称为零电流钳位现象。零电流钳 位现象使电流极性检测时可能出现多个零点，导 致误补偿，影响了补偿的精度。

本文中零电流钳位现象是通过把a-b-c坐标系中表示电流极性的符号函数转化到γ-δ坐标系[2]中,根据γ轴函数sγ的信息检测出来,然后对电流极性进行校正。对永磁同步电机γ-δ坐标系定义如图4所示,其中a-b-c坐标系是三相静止坐标系,abc轴分别为三相定子绕组轴线方向;d-q坐标系是两相转子坐标系,d轴是永磁体磁场方向,q轴为超前d轴90°方向;γ-δ坐标系是两相同步旋转坐标系,δ轴定义为电流矢量方向,γ轴在滞后δ轴90°方向。γ-δ坐标系的空间位置角用θc表示:

其中:Φ是电流矢量与q轴的夹角

把a-b-c坐标系中表示电流极性的符号函数变换到同步旋转的γ-δ坐标系中

其中

表1列出γ-δ坐标系中sγ和sδ的理论值。

由理论分析及仿真结果,如图5所示,可知sγ是频率为基频6倍的锯齿波,其理论幅值为:sγamp=32,sδ是脉动直流量。当某相发生零电流钳位现象时,sγ的幅值会超过其理论幅值,因此零电流钳位现象可由γ轴的函数sγ与其理论幅值sγamp比较而检测出来,然后对电流极性进行校正。

电流极性校正算法如下:

(1)把符号函数sgn(ia)、sgn(ib)、sgn(ic)变换到同步旋转的γ-δ坐标系中;

(2)γ轴的函数sγ与其理论幅值sγamp相比较;

(3)如果sγsγamp,则比较相电流|ia|、|ib|、|ic|的大小;

(4)改变相电流最小相电流的极性。

电流极性校正后,根据式(2)、(3)、(4)可计算出补偿电压的大小。

4 功率开关器件寄生电容影响的补偿

功率开关器件寄生电容对逆变器输出电压脉冲上升和下降时间的影响,文献[6]中作了详细分析。由文献[6]可知逆变器输出电压脉冲上升和下降时间随相电流瞬时值变化而变化,输出电压下降时间取决于正电流的大小,电流越小下降时间越长;输出电压的上升时间与负电流的大小有关,电流绝对值越小,上升时间越长;当相电流数值大于1.4A(不同器件该数值略有不同)时,寄生电容的影响基本可以忽略。因此寄生电容的影响在电流小于1.4A时,相当于减小了死区时间对输出电压的影响,所以在死区补偿时应对补偿电压可根据相电流的大小进行调整。图 6 给出了本文所用功率 开关器件 IRF840al 的寄生电容引起的开通和关断 延时的等效时间 tetr与相电流瞬时值的对应关系， 这一特性存储在表格中备查，用来调整补偿电压。 调整后的补偿电压为：

5 死区补偿仿真结果及分析

为了体现功率开关器件的非线性特性,本文采用IRF840al的spice模型构建逆变器仿真系统,利用MATLAB和Pspice仿真工具对PMSM矢量控制系统进行了死区补偿仿真研究,图7所示为控制系统原理图,表2中给出了系统仿真用电机参数及控制参数。

在转速为300r/min,负载为额定负载的0.5倍的情况下进行仿真,仿真结果如图8所示。图8包括无死区补偿、平均电压直接补偿、电流极性校正补偿、电流极性校正及补偿电压大小调整补偿(目标补偿)四种情况下的电流和补偿电压仿真波形。

无死区补偿时(图a),定子相电流畸变和零电流钳位现象明显,d轴电流脉动较大。平均电压直接补偿时(图b),相电流波形得到了改善,但仍然存在零电流钳位现象,d轴电流仍然脉动较大,sγ的最大值超过其理论幅值sramp,这说明在电机低速轻载运行时，平均电压直接补偿方法未能达到 较好的补偿效果。对电流极性校正后再进行补偿 时(图 c)，相电流波形进一步得到改善，基本消 除了零电流钳位现象，d 轴电流脉动减轻，sγ的最 大值为其理论幅值 sramp。对电流极性校正后算出的补偿电压又通过查表进行大小调整后补偿时 (图 d)，相电流波形最好，无明显畸变，d 轴电流 脉动最轻。由仿真结果可以看出，采用这种死区 补偿方法在电机低速轻载运行时，是明显有效 的。

6 结束语

本文首先对死区时间的存在及功率开关器件本身的非线性特性对电压电流的影响,给出了补偿措施,并利用MATLAB/Simulink和Pspice仿真工具对PMSM矢量控制系统进行了仿真,对仿真结果进行了分析,结果证明补偿措施完全正确,尤其是在电机低速轻载运行时,对电流波形的改善非常有效。

摘要：针对电压源型PWM逆变器的死区效应,提出了一种减小零电流钳位和寄生电容影响的死区补偿方法。分析了因死区时间和开关器件的非理想特性引起的误差电压,对因零电流钳位造成的电流极性检测不准进行了校正,并根据功率开关器件寄生电容引起的导通和关断延时,对补偿电压大小进行了调整。仿真结果证明,该补偿方法有效改善了电机的电流波形,提高了逆变器的输出性能。

关键词：死区补偿,电压源型PWM逆变器,永磁同步电动机,仿真

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电压源型论文 篇5

近年来,新能源发电、微网、高压直流(HVDC)输电等交直流混合系统受到了广泛关注。在这些交直流混合系统中,通常需要电力电子换流器作为功率交换接口,起到稳定直流母线电压,降低交流电流谐波含量的作用[1,2,3]。其中,三相电压源型换流器(VSC)具有稳定性高、功率因数可控等优点,因而被广泛应用。

相较于传统的旋转电机,并网换流器对电网故障的响应大为不同。三相VSC中含有对电流处理能力较弱的半导体开关,因而需要引入附加控制来保证设备正常运行[4]。换流器控制环节的多样性及交直流混合系统中故障的多样性造成系统故障响应的复杂性。因此,三相VSC对故障的反应多种多样,且与电网结构、故障类型及位置密切相关。同时,由于正弦脉宽调制(SPWM)及控制环路引入的非线性,导致换流器容易进入非正常工作状态[5]。然而,电网对接口换流器的运行要求十分严格,例如风力发电系统中的VSC面对不同的电压跌落等级,均需保证一段时间不脱网。故而,有必要研究分析不同电网故障下的VSC响应行为。

与换流器自身引起的稳定性问题相关的研究十分广泛,如LCL滤波器[6,7,8,9]、锁相环[10,11,12]等模块的性能对系统的稳定性影响,并网换流器中的谐波及谐振现象[13,14],以及相继提出的有源阻尼控制[15,16,17]、并网电流鲁棒控制[18]、电流谐波消除策略[19]等。考虑到非理想电网情况,文献[20,21]主要基于阻抗比判据分析了交互作用对系统稳定性的影响。但是,以上研究均采用小信号建模,在系统稳态点附近进行分析,并未考虑到电网受到故障冲击时稳态点发生改变后系统的稳定性问题。

针对三相VSC在受扰情况下的运行问题,有文献对换流器受扰后的控制策略进行了研究。如考虑网侧电压出现畸变及不平衡情况,采用大信号方法建立控制环路数学模型,实现了指令电流精确控制[22];考虑电网电压不平衡情况,提出了脉宽调制(PWM)整流器功率谐振补偿控制策略[23];针对故障后引入三相电压的直流分量,研究了同步坐标锁相环中消除了直流分量影响的控制策略[24];针对三相不平衡故障,提出了三相VSC的功率改进控制方法[25]。以上研究虽对电网故障后换流器运行提出了改进措施,但未对故障下换流器的响应行为进行全面系统的分析。

本文基于典型微网结构模型,将其他负载及电源等效为恒定功率负载,重点研究微网中三相VSC耐受电网故障冲击的能力。首先,分析了交流侧故障时VSC的不稳定瞬态响应现象;然后,应用平均模型及李雅普诺夫稳定性分析法,揭示了换流器受扰失稳原因,并给出了换流器能够耐受电网故障冲击关键参数的范围;最后,通过系统逐周期仿真验证了理论计算的准确性。

1 三相VSC故障响应

典型微网结构如图1所示。微网系统中存在3种典型的故障,即故障1所代表的公共电网电压暂降,故障2所代表的传输线路故障以及故障3代表的分布式电源或其他设备上的故障,而这些点的故障又包含单相接地故障、两相接地故障、三相接地故障及相间故障。

电网对故障状态下的换流器有并网要求,即要保证换流器在规定时间能不脱网运行。例如在风力发电系统中规定了换流器并网导则,针对不同电压跌落深度(10%~100%),换流器需要保持数百至数千毫秒的不脱网运行。

本文建立了图1所示的微网模型,其中三相VSC的电路参数和控制参数如下:额定功率为100 k W,直流母线电压为1 200 V,开关频率为10 k Hz,滤波电感为2 m H,直流母线电容为2.35 m F;kvp=3,kvi,ki,kii=20。采用典型的三相VSC电路拓扑及其电压电流双环控制框图如图2(a)和(b)所示,其中gv和gI分别为电压和电流控制函数,本文主要针对故障1处的三相电压暂降故障予以分析。

在MATLAB/Simulink中建立仿真模型,t=0.5s时,故障1处发生瞬态三相接地故障,网侧电压跌落至正常运行状况下的60%,故障持续时间50 ms,仿真结果如图3所示。可以观察到故障发生时,直流侧电压大幅跌落,交流侧电流突增到800 A左右。系统不再保持单位功率因数运行,从交流系统吸收大量无功功率。由仿真可知,系统在故障后经历灾难性分岔[5]的非线性行为且进入了非正常运行模式。同时可以发现,如果没有额外控制环节,系统无法自动回到稳定运行状态。换流器无法承受该种程度的故障。

2 系统稳定性分析

本节在合理进行系统降阶基础上,基于李雅普诺夫稳定性判据,得出系统失稳条件,再对系统故障后的时域响应进行分析。

采用开关平均模型,根据同步旋转坐标函数,将VSC转化到dq旋转坐标系下,其方程如下:

式中:ωl=2πfl,为电网频率的角频率;vsd和vsq分别为dq坐标系下换流器并网点处电压;vkd和vkq分别为dq坐标系下换流器桥臂中点电压。

深度过调制状态下的内环电流id和iq将由文献[5]中的方程id=hd(id,ref)及iq=hq(id,ref)给出,可以得到内环电流的表达式如下:

可以看出,实际内环电流是一个分段连续函数。在电流指令较小时,实际电流可以跟随指令电流;在电流指令较大时,实际电流无法跟随指令电流,而呈现复杂的函数关系,这也将引起控制器的失稳。

由功率平衡方程可以得出稳态下的电流转移方程。在此,系统损耗等效为电感串联电阻上的损耗:

根据式(4)、式(5)及式(7)可以得到不同电压跌落深度下所对应的输出电流io与参考电流id,ref传输方程,该方程也表现出分段连续性:输出电流io首先随参考电流id,ref的增大而线性增大,在达到电流临界值后,电流传输特性进入非线性区域。电网电压跌落一方面影响了临界电流id,critical的大小,可判断系统稳定与否;另一方面在不同电网电压跌落深度时换流器瞬态响应有所不同[26]。

在研究线性定常系统时,已有许多判据如代数稳定判据、奈奎斯特稳定判据等可用来判定系统的稳定性。李雅普诺夫稳定性理论能同时适用于分析线性系统和非线性系统、定常系统和时变系统的稳定性,是更为一般的稳定性分析方法。通常根据系统的复杂程度可将李雅普诺夫稳定性分析方法分为第一法与第二法。对于阶数较低的非线性系统,采用第二法不容易寻找其标量V函数,故而常常采用第一法,通过构建系统状态方程,求解平衡点处的雅可比矩阵,并根据线性化后的特征根对系统稳定性进行判定。

随着参考电流id,ref的增加,输出电流io具有非线性运行特性,且电压外环阶数较低。因此,可采用李雅普诺夫分析方法第一法,利用特征根轨迹对系统稳定性进行判断。

根据图2(b)所示的控制框图,可知电流参考值由以下方程给出:

式中:kp和ki分别为比例和积分系数。

令

有

根据式(3)和式(7)所示方程可以将电压环状态方程整理为:

其中xT=[ev,x1],uT=[Vdc,ref,vsd,vsq],状态方程如下:

其静态工作点为:

式中:Id,ref为id,ref的幅值;kvi为电压环积分系数。

平衡点附近的雅可比矩阵即为:

式中:kvp为电压环比例系数。

系统的特征根可以根据方程求出,则有

由此,可以得出外环电压特征方程的根轨迹图(见图4),且不同电压跌落深度有着相同的根轨迹趋势。如图4所示,根轨迹在原点处分裂为两个相反方向的实根,右半平面的实根显示外环电压在此条件下不能稳定工作。

当换流器经历灾难性分岔,其静态工作点发生改变。在经历灾难性分岔前,即id,ref<id,critical时,特征方程能满足条件Re|λ|<0,系统稳定运行;而经历灾难性分岔后,即id,ref>id,critical时,系统出现右半平面实根,系统失稳。因此,当经历灾难性分岔后,系统将从稳定运行转变为不稳定运行。

当故障1点出现三相接地故障时,并网点侧电压vsd在随网侧电压成比例跌落后会继续降低至极小值,其具体过程如下。

1)vsd随网侧电压跌落,造成输入侧功率不足,根据式(6)所示功率平衡方程,直流侧电压vdc随vsd的降低而降低。

2)参考电流id,ref与直流电压vdc成反比,其关系式可由式(8)所示电压外环控制方程反映,故而id,ref幅值增大。

3)由图2(b)所示的控制框图可以得到控制信号方程:

上述方程显示,vsd降低后,id,ref的减小进一步降低了控制电压的幅值,vd*减小。

4)线性调节时,控制电压即为换流器桥臂中点电压:vkd=vd*,vkd减小。

5)根据换流器模型方程:

其中,换流器滤波电阻Rs很小,其影响可忽略不计;vsd降低后,桥臂中点电压与q轴电流成正比,即iq将从0变为负值,其数值迅速减小,但无功电流幅值快速增大。

6)交流电流在线路阻抗Rl+jωLl上产生的压降可表示为:

则iq幅值增大导致线路上的压降增大。

7)由于电源侧电压幅值不变,则线路上分压增多导致公共连接点(PCC)电压,即vsd继续降低,形成正反馈。该故障过程由图5所示。

由于电压电流环积分影响,故障后,并网侧电压vsd迅速减小至极小值(可视作0)。故障出现后,并网侧电压vsd的降低造成有功功率损失,无法满足负载的功率需求,则电容上的能量会被消耗以补充这种损失。可以列出电容上的能量方程为:

式中:Vdc0为故障发生时刻t0的直流电压幅值;Vdc1为故障结束时刻t1的直流电压幅值;Eloss为有功功率损失对故障时间的积累。

根据以上故障过程分析,可知并网侧电压vsd会在极短时间内降至接近0。为了简化计算,可将其视作在t0瞬间降至0,则能量损失可以表示为:

其中并网侧电压vsd及d轴电流均为故障发生时刻t0的电压、电流,即其值为稳态时的幅值。

根据电容上的全响应方程,有

联立式(22)—式(24)可以得出故障时间内vdc随时间的变换函数。

则根据式(12)可以得出参考电流在故障时间段随时间的变换函数:

由此,可以计算出故障后,即t1时刻,换流器参考电流id,ref(t1)的值。比较id,ref(t1)与临界电流id,critical的大小,即可判断t1时刻系统是否稳定。

3 故障耐受能力评估

为对换流器在电网故障后的响应行为进行系统认知,可对三相VSC自身参数对其故障耐受的影响予以分析。以故障深度为60%,故障持续时间为50 ms的电网故障为例,根据式(17)、式(24)和式(25)及仿真验证,得出不同坐标下变流器系统稳定区域如图6所示。其中计算结果由星号表示,仿真结果由曲线给出。

图6中稳定区域表示该范围内的设计参数能使变流器耐受故障深度为60%、故障持续时间为50 ms的三相短路故障,变流器器件及控制环均能运行,并在故障结束后对电网恢复稳定运行提供支撑。

不稳定区域则代表该范围的设计参数不耐受该故障,变流器在经历灾难性分岔后系统失稳并无法在故障结束后自动恢复。

可以发现,换流器负载RL及直流母线电容C的增加有利于三相VSC耐受电网电压跌落冲击,而电网阻抗Rs与电压环比例系数kvp的减小有利于三相VSC耐受电网电压跌落冲击。另外,通过对电流环进行限幅,可以避免电流指令到达临界点,但换流器动态特性也因此受限。

4 结语

电压源型论文 篇6

关键词：PWM整流器,锁相环,双闭环,功率因数

0 引言

PWM整流器目前应用极为广泛, 传统的二极管整流的功率因数较低, 产生大量无功功率, 谐波污染严重。PWM整流器具有能量可双向流动、输入功率因数可控等优点, 在风电变流器、有源电力滤波和大容量传动领域得到了广泛应用[1]。

电压型PWM整流器分为间接电流控制和直接电流控制2种。直接电流控制动态性能好, 因此被较多采用。本文设计了电流电压的双闭环控制, 将锁相环技术[2]应用在PWM整流器中, 以DSP TMS320F2812为核心, 采用直接电流控制策略, 通过实验验证了理论的正确性, 具有一定实用价值。

1 三相电压源型PWM整流器的基本原理

三相电压源型PWM整流器的拓扑结构如图1所示[3]。三相VSR在三相静止坐标系下的方程为:

式中, va、vb、vc为交流侧电压源;La、Lb、Lc为交流侧电感;sa、sb、sc为二值开关函数, 其值为0表示下管开通, 上管关闭;值为1表示上管开通, 下管关闭。

通过坐标变换, 将三相静止坐标系变换成两相同步旋转坐标系 (d, q) , 数学模型如下:

2 锁相环控制原理

实际的电网电压并非始终是平衡的, 因为一些原因会使其发生畸变, 输入电压会有较小变化, 可以采用锁相环技术锁定电压的相位与频率。对uq控制, 使其接近为0, 可以时刻判断电网角度。三相输入电压为:

式中, vm为输入电压幅值;ω为电网电压的基波频率。

当电压未发生畸变时, 经过锁相环控制的相位角输出相位角与同步变压器输出的相位角是一样的。同步电源经由矢量变换可得到uq为0。当电网受到干扰时, uq会发生偏移, 从而不等于0。uq经过滤波以后的相位误差再经过PI调节器可得一个偏差频率, 将偏差频率加在50 Hz的电网工频上, 经过积分环节可得到需要的相位角输出。把输出的相位角与同步变压器的电网角度相比, 如果偏差很小, 即认为锁定了电网角度。当电网畸变时, 电压矢量会有较小的偏移角度, 可以新建立一个同步旋转坐标轴, 将其与原来的坐标轴比较, 新的同步坐标轴也偏移了相同角度, 原来的坐标轴进行旋转, 把坐标轴定向在新坐标系的d轴, 可得uq等于0。应用锁相环后两坐标之间的关系如图2所示。

3 双闭环控制系统的设计

在PWM整流器设计中使用最大的是双闭环控制, 本系统采用电压外环和电流内环的双闭环[4]。电压外环可以跟踪给定电压。电流内环根据电压输出的电流指令来控制电流, 可以实现单位功率因数控制。

3.1 电流内环设计

由公式 (2) 可得, 三相VSR在d、q坐标系中的数学模型为:

式中, vd、vq为网侧电动势的d、q分量;ud、uq为交流侧电压的d、q分量;p为微分算子。使电网电动势矢量与d轴重合, 则其q轴分量为0。2个电流内环相互对称, 以id为对象来讨论电流控制器的设计。已解耦的电流内环结构图如图3所示。

其中, Ts是电流采样的周期, KPWM是桥路PWM的等效增益。设计电流调节器时希望电流无静差且在突加扰动时无过大的超调。按典Ⅰ型设计电流PI调节器, 其开环传递函数为

由典Ⅰ型系统的参数整定关系, 取阻尼比ξ=0.707, 1.5TsKi PKPWMudc/Rτi=0.5, 有:

电流内环传递函数为Wci (s) =1/ (1+3Tss) 。

3.2 电压外环设计

考虑电压环的抗扰动性, 采用PI调节器, 按典Ⅱ型设计电压调节器。电压外环结构图如图4所示。

系统采用0.75mcosθ的环节代替负载波动, 考虑稳定性, 用最大增益0.75代替该环节, 把电流内环等效时间常数3Ts与电压采样小惯性时间常数τv合并, 忽略负载电流iL的扰动。电压环简化结构框图如图5所示。

由电压环简化结构图可得电压环的开环传递函数为:

电压环中频宽为hv=Tv/Tev, 根据典Ⅱ型系统的整定关系, 取hv=Tv/Tev=5, 可以得到Kv=4C/5 (τv+3Ts) , Tv=5Tev=5 (τv+3Ts) 。

4 实验研究

系统的主控制芯片采用TI公司的32位定点DSP TMS320F2812, 芯片片内有2个事件管理器、6路PWM和12位ADC等[5]。为验证设计的准确性, 搭建三相VSR整流器, 实验参数如下:交流侧输入相电压为220 V, 直流母线电容为4 700μF, 直流侧输出电压为650 V, 开关频率8 k Hz, 交流侧电感为1.2 m H。实验结果如图6、图7所示。

5 结语

本文首先分析了三相PWM电压型整流器的原理和数学模型, 介绍了锁相环技术在整流器中的具体应用, 给出了电压和电流的双闭环控制系统的设计, 采用直接电流的控制策略和SVPWM算法, 并利用DSP TMS320F2812实现数字化控制。通过实验表明, 三相VSR能实现高功率因数运行, 输入电流电压正弦化, 具有很好的静动态特性和实用价值。

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电压源型论文 篇7

在电力电子系统中包括无源元件、二极管、晶闸管和其它固态开关。因此当这些开关在控制器的作用下作为时间的函数开和关的时候，电路的拓扑结构就会发生变化。通常不可能也不需要把这些电路状态(电压和电流)用时间的闭环函数来表示。但是通过计算机仿真可以模拟类似的电路。

计算机仿真通常用来研究分析新电路的性能，以加深对电路的理解。由于使用计算机仿真比在实验室的硬件面包板上更容易获得某个参数对系统性能的影响，所以在工业上这种仿真可以缩短整个设计过程。仿真被用来计算电路波形、系统的动态和稳态性能，以及不同元件的电压和电流额定值。值得注意的是在电力电子领域信号级的计算机仿真和在实验室中用硬件样机来证明概念是互补的。也就是说不能认为计算机仿真可以代替硬件(面包板)样机。

对开关型电力变换器的研究[1,2,3,4,5,6]表明传递函数和开关函数的概念对于变换器的研究和性能优化都是一个强有力的工具，这些变换器包括电压源型逆变器、电流源型逆变器(CSI)以及可控PWM整流器(CR)等。事实证明这种技术对谐波分析和系统仿真都是非常有好处的。它允许将变换器模拟为一个连接输入和输出端口的多端口电路，其中包括电压控制电压源和电流控制电流源等。控制这些电源的信号为由PWM技术和变换器运行模式所确定的两级或三级开关函数。

本文以电压源型逆变器为例，通过对其性能的分析，建立了基于两级开关函数的三相电压源型逆变器的PSPICE仿真模型，给出了VSI在SPWM控制方案下的详细模型，并通过仿真计算验证了这种方法在谐波分析中的作用以及所提出模型的有效性。

1 不同级别的电力电子系统仿真

在电力电子系统的计算机仿真中非常关键的几个因素如下：

1)包括二极管和晶闸管在内的固态开关，当它们从一个状态向另一个状态转换时呈现出极端的非线性。仿真程序应该以合适的方式表示这些状态的转换。

2)仿真也许需要很长时间。对于系统中的不同部分的响应时间，即时间常数，可能会相差几个数量级。例如，在电机驱动的例子中，半导体开关具有毫秒级甚至更小的开关时间，然而机械时间常数或电机和负载的响应时间是秒一级甚至分钟级的数量级。这就需要仿真要以很小的时间步长来进行以得到能代表最小时间常数的分辨率的精度，例如开关。因此，在同一仿真中，最大的仿真时间通常很长并且由最大的时间常数决定。

3)并不是总需要精确模型。这对电力半导体器件尤其正确。

4)有时即使是只对稳态波形感兴趣，但由于在仿真开始时电路的初始状态是未知的，也会导致仿真时间过长。

上述因素要求进行仿真前仔细地分析仿真的目的。通常，不需要仿真系统的所有细节(至少在仿真之初是这样，但也许在最后一步需要这些细节)。原因是细节导致仿真时间过长，仿真的输出结果会很多，以致掩盖了我们感兴趣的问题。由于这些原因，最好的仿真是用最简单的仿真来达到仿真的目的。也就是说，必须简化系统来达到仿真的目的。

电力电子系统的计算机仿真主要包括下面两个等级[2]：

1）在开关级和电路级的变换器仿真

微观模型通常被用在开关电路的仿真分析中，例如电力开关、驱动器或缓冲电路的仿真中，用来研究开关的损耗。并且可以用在参数调整和系统应用的仿真中。在微观模型中二极管、双极型场效应管以及其它普通开关都被描述成非线性可控电源，其中包括指数函数。因此会导致执行时间长、产生大量的数据(在数值积分中需要小的时间步长)并且偶尔会发生收敛问题。

2）系统级的仿真

系统级仿真关心的是如何验证变换器的设计和进行性能分析。在这一级仿真中不需要变换器开关的精确模型。取而代之的是每个变换器都可以模拟成一个多端口网络。这个多端口网络的传递函数可以用PSPICE中的受控源很容易实现仿真。

2 逆变器模型的建立

三相逆变器的拓扑结构如图1所示，其中dV为逆变器的直流输入电压：

2.1 传递函数

电压源型逆变器的解析模型可以由通用逆变器的传递函数导出。逆变器作为非线性网路有三个端口：直流、交流和控制端口。直流和交流端口根据运行模式可以是逆变器的输入或输出。而控制端口则只包含逆变器的输入。传递函数表示直流输入输出和交流输入/输出变量间的瞬时关系。

2.2 开关函数

施加给控制端口的信号是两级开关函数，用来产生VSI的交流单臂输出。使用开关函数的概念需要假设逆变器中没有损耗和寄生的无功元件。两级开关函数的波形如图1。

2.3 电压源型逆变器的模型

在VSI中输出电压等于瞬时输入电压与开关函数的乘积，输入电流等于瞬时输出线电流与开关函数的乘积。这两个过程可以用下面的向量解析表达式来表示：

交流输出：vˆo(t)=vi(t)⋅sˆf(t)(1)

(t)是瞬时三相输出电压向量;(t)是三相瞬时输出线电流的向量;是一个对于变换器的每个桥臂都包含两级开关函数的向量。同样，和分别是瞬时输入电压和电流(直流量)。

3 逆变器模型的仿真实现

由受控电压源和受控电流源构成的VSI宏观模型如图2所示。

使用PSPICE中的ABM选项，逆变器的宏观模型如图3所示，受控源用E和G模块来实现。

在这个模型中，由一个5 kHz的正弦脉宽调制器来产生一个三相两级的开关函数，PSPICE仿真模型如图4所示。调制度和频率可通过调节电压源的幅值和频率来改变。逆变器直流输入电压dV=400 V，连接电感La=Lb=Lc=16 m H。图5给出了逆变器输入和输出波形的仿真结果。

图6给出了逆变器输出线电流的傅里叶分析结果，在仿真过程中可以测得线电流基波和主要谐波分量的数值如表1。

大于7次以上的谐波幅值非常小，在计算谐波畸变率时可以忽略。通过计算得到谐波畸变率THDi%小于5.4%。因此，可以用上述基于开关函数的逆变器的宏观模型取代实际的电子器件进行电路性能的仿真分析。如果需要进一步减小谐波畸变率，可以采取滤波等方式改善输出的波形。

4 结论

为了优化运行时间和内存，以及在三相逆变器电路的计算机仿真中减少收敛问题，必须针对不同的仿真目的使用恰当的仿真模型。本文针对标准的三相电压源逆变器的系统级仿真提出了仿真模型，并通过谐波分析证明了该模型的使用不影响仿真结果的精度。所提出的模型当逆变器系统中有反馈控制时同样有效。

参考文献

[1]Wiechmann E P,Ziogas P D,Stefanovic V R.Gener-alized Functional Model for Three Phase PWM Inverter/rectifier Converters[A].In:IEEE IAS’86[C].1986.984-993.

[2]Salazar L,Joos G.PSPICE Simulation of Three-Phase Inverters by Means of Switching Functions[J].IEEE Trans on Power Electronics,1994,9(1):35-42.

[3]李勋,杨荫福,陈坚.基于SPWM控制的UPFC开关函数模型[J].电力系统自动化,2003,27(9):37-40.LI Xun,YANG Yin-fu,CHEN Jian.Switching Function Mathematical Model of UPFC based on SPWM Control[J].Automation of Electric Power Systems,2003,27(9):37-40.

[4]李裕能.开关函数法用于变流装置的谐波分析[J].电网技术,2000,24(6):18-20,49.LI Yu-neng.Harmonics Analysis of Applying Switching Function Method to Current Converter[J].Power System Technology,2000,24(6):18-20,49.

[5]郑超,周孝信,李若梅.新型高压直流输电的开关函数建模与分析[J].电力系统自动化,2005,29(8):32-35.ZHENG Chao,ZHOU Xiao-xin,LI Ruo-mei.Modeling and Analysis for VSC-HVDC Using Switching Function[J].Automation of Electric Power Systems,2005,29(8):32-35.