扩展输出电压论文

扩展输出电压论文（精选6篇）

扩展输出电压论文 篇1

摘要：CW7800系列稳压器是常用的三端固定输出稳压器, 也可以用于组成输出电压可调电路。探讨了CW7800系列三端集成稳压器扩展输出电压用法中容易引起误解的两个基本问题:输出电压的调节范围问题和调节电阻的选择问题。从理论分析和Multisim仿真两个方面对电路进行了推导和模拟, 所得结论对实际电路设计和实验教学都具有一定的指导意义。

关键词：三端集成稳压器,扩展输出电压,Multisim仿真

0引言

集成稳压器是指将不稳定的直流电压变为稳定的直流电压的集成电路。由于集成稳压器具有稳压精度高、工作稳定可靠、外围电路简单、体积小、重量轻等显箸优点, 在各种电源电路中得到了普遍的应用。在电子制作中应用较多的是三端固定输出稳压器。

CW7800系列集成稳压器是常用的固定输出电压的稳压器, 利用CW7800系列固定输出稳压器也可以组成电压可调电路, 许多参考资料上都给出了用其扩展输出电压的具体电路, 但由于使用者对三端固定输出稳压器的应用条件了解的不够确切, 在理论学习和实际使用中对输出电压的调节范围和调节电阻的选择往往无法确定。本文就这两个问题进行了一些探讨。

1CW7800系列三端集成稳压器的输出电压及其稳压条件

当负载满足稳压器的输出功率要求时, CW7800集成稳压器的输出电压可表示为:

undefined

。 (1)

其中:U13是三端集成稳压器的输入电压, 即输入端1和公共端3之间的电压;U23是集成稳压器的输出电压, 即输出端2和公共端3之间的电压;UW是稳压器正常稳压时2端和3端之间的输出电压;Ud是保持稳压输出所要求的最小输入输出压差, 典型值为3V。

所以, 要使三端集成稳压器能正常稳压, 必须保证输入电压至少比输出电压大3V。

2输出电压的调节范围

2.1 问题的提出

图1为一种利用三端稳压器构成的输出电压可调的稳压电路。图中稳压器公共端的电流为IW, 典型值为4.3mA, 实际器件可达8mA左右。电阻R1上的电压为稳压器的输出电压UW, 输出电压等于R1上电压与R2上电压之和, 所以输出电压为:

undefined。

即undefined。 (2)

改变R2的大小可以调节输出电压UO。当R2=0时, 输出电压最小, UOmin=UW;随着电阻R2的增大, UO在增大。那么, 可调的最大输出电压值是多少?是否由R2与R1的比值任意确定?

2.2 问题释疑

如图1所示, 稳压电路的输入电压等于集成稳压器1端和3端间的输入电压U13与电阻R2上的电压之和, 即:

UI=U13+UR2 。 (3)

则 UR2=UI-U13 。 (4)

所以, 输出电压:

UO=U23+UR2=U23+UI-U13=UI- (U13-U23) 。 (5)

为了保证集成稳压器能正常稳压, 要求U13-U23≥3V, 所以输出电压:

UO≤UI-3V 。 (6)

由式 (6) 得可调的最大输出电压UOmax=UI-3V。所以当输入电压UI确定时, 输出电压的最大调节范围为UW～ (UI-3V) 。

设输入电压UI=11V, CW7800的输出电压UW=5V, 则输出电压的最大可调范围为5V～8V, 而不是由R2与R1的比值任意确定。

若将R1、R2数值固定, 该电路就得到固定抬高输出电压。如果将R1或R2换成可调电阻, 便可得到输出电压可调的稳压电路。

然而由于静态电流IW比较大, 且随负载及输入电压的变化而变化, 因此影响了输出电压的稳定性。因此, 实用电路中常用电压跟随器将稳压器与取样电阻隔离, 见图2。

同理, 可求出当输入电压确定时输出电压的最大可调范围为:

undefined。 (7)

3调节电阻的选择

3.1 问题的提出

由式 (2) 可知, 调节电阻R2就可调整输出电压。又因为UI=U13+UR2, 但在调整电阻R2的同时也改变了加在集成稳压器1端和3端之间的输入电压。那么调节电阻R2的选择是否有限制呢?

3.2 问题的释疑

由式 (3) 可知, 当R2=0时, 加在稳压器输入端1和公共端3之间的电压U13=UI, 随着R2的增大, R2两端的电压随之增加, 使得U13随之减小, 为保证稳压器能正常稳压, U13≥UW+3V, 所以电阻R2两端的电压应满足:

UR2≤UI- (UW+3V) 。 (8)

又因为

undefined。 (9)

故可推得调节电阻的选择范围为:

undefined。 (10)

设UI=11V, UW=5V, R1=470Ω, IW=5mA, 可得调节电阻的选择范围为:0≤R2≤191.8Ω。所以调节电阻的选择也是受限制的, 否则电路就达不到稳压的目的。

利用Multisim软件对图1所示电路仿真可进一步证明所得结论的正确性。如图3所示为调节电阻R2=120Ω时的输出电压波形, 输出电压扩展为UO=6.847V, 观察输出电压UO波形, 其纹波电压很小。利用傅立叶分析方法, 可以得到相应的频谱图, 其仿真分析的结果见图4。从图4中可以看出, 基波分量的幅值很小, 为UOlm=10.65mV, 电路的稳压性能较好。

图5为调节电阻R2=220Ω时的输出电压波形, 输出电压UO≈UI。利用Multisim中的傅立叶分析方法, 可以得到相应的频谱图, 仿真分析的结果见图6。图6中基波分量的幅值UOlm=1.83V, 集成稳压器不满足稳压的条件, 已经不能稳压。

4结束语

通过对CW7800系列三端集成稳压器扩展输出电压电路进行理论分析、实验验证和Multisim仿真, 解决了如何确定输出电压的调节范围和怎样选择调节电阻的问题, 所得结论对实际电路设计和实验教学都具有一定的指导意义。

参考文献

[1]童诗白, 华成英.模拟电子技术基础[M].第3版.北京:高等教育出版社, 2001.

[2]李哲英, 骆丽, 李金平.模拟电子线路分析与Multisim仿真[M].北京:机械工业出版社, 2008.

[3]彭日知.直流稳定电源[M].北京:高等教育出版社, 1983.

[4]何希才.稳压电源电路的设计与应用[M].北京:中国电力出版社, 2006.

扩展输出电压论文 篇2

半导体变流技术作为新兴的绿色高新技术在工农业生产中已得到甚为广泛的应用。经过几十年的不断发展,变流控制装置因集成了电子技术、PLC控制、PC控制、电气自动控制技术亦得到了飞速的发展。其中晶闸管变流装置在众多的变流装置中因具有高电压、大电流、高功率的特点受到用户的广泛青睐。上海海得控制系统股份南京分公司代理的施耐德电气公司、ABB等公司的ATS38、ATS48等系列智能型软启动器装置和浙江大学方圆科技公司的DKSZ-1变流装置等均采用了晶闸管作为可控型主器件。在这类装置中,晶闸管一般都采用了触发移相控制,而控制的关键就在于改变触发控制角α从而改变装置的输出电压ud,而α角与触发器电路的控制电压UK之间又有着密切关系。笔者通过正确揭示出控制电压UK与输出电压ud的关系,从而利于整个晶闸管变流装置实现自动化智能型控制。下面就以DKSZ-1电机自动控制装置为例来揭示触发器电路分别为锯齿波触发电路、KJZ6集成六脉冲触发器电路时,α、UK及Ud(ud的平均值)三者之间的关系。

1 锯齿波触发电路

电路原理图如图1所示。

根据电工学叠加定理:

式(1)中K1、K2、K3为叠加等效系数分别为:K1=R8//R9/(R7+R8//R9),K2=R7//R8/(R9+R7//R8),K3=R7//R9/(R8+R7//R9);Ic为恒流源电流,Ic≈V9/(R4+R3);t为C2充电时间;Ub为偏移电压;UK为控制电压,即图中UC。

V4管基极电压ub4=0.7V时,是产生触发脉冲时刻,该时刻对应的时间为t,由ωt=α+π/6可知,t=(α+π/6)/ω,ω为电源角频率。

(1)当UK=0时,对应产生触发脉冲的时间为tmax,触发控制角为αmax。由ωtmax=αmax+π/6知tmax=(αmax+π/6)/ω。

由式(1)可得到式(2):

由式(2)可知:

注意:需要说明的是在装置中,若控制电压UK为正给定(即UK>0),则αmax为变流装置α移相范围中的最大值;若UK为正负给定(即UK既可大于0,也可小于0),则αmax为变流装置α移相范围中的中间值。如DKSZ-1装置既可用于整流,也可用于有源逆变,α理论移相范围为0~π(实际装置为10°~160°),故UK正负给定时,αmax=π/2,只有正给定时αmax=π(实际装置中αmax=160°)。

(2)当UK≠0时,对应产生触发脉冲的时间为t,触发控制角为α,则t=(α+π/6)/ω。把式(3)代入式(1),令ub4=0.7V,则可得式(4)。

化简式(4)可得式(5):

由式(5)可知:

相同条件下,要得到同一α角,电源频率f增加,则UK下降;

相同条件下,要得到同一α角,电容C2增加,则UK下降(但C2不可太大,否则放电过程时间延长,锯齿波波形差);

相同条件下,要得到同一α角,充电恒流Ic增加,则UK上升(但Ic增加,一方面锯齿波斜率增大,α对UK的变化灵敏度小,另一方面使α不易达到αmax)。

2 KJZ6型集成六脉冲触发电路

该集成六脉冲触发电路是由3块KJ004、1块KJ041与1块KJ042集成组合而来。在这样的电路中寻找到控制电压UK与输出电压ud之间的关系,可以方便我们建立直流电机闭环调速和过电流保护系统,要确定这个关系,我们首先要了解一下KJ004集成触发器电路(如图2所示)。

图2中±15V电源、R6、R23、RP1、C1构成电容负反馈锯齿波形成环节。当V4导通时,C1通过V4(c、e)、VD3构成迅速放电电路;当V4截止时,由±15V电源、R6、R23、RP1、C1构成电容负反馈锯齿波形成环节。C1两端电压呈线性增长,锯齿波斜率由通过R23、RP1的充电电流IC1和电容C1来决定。在每个半波C1开始充电时,两端有1V左右电压,故uC1=(Ic/C1)*t+1,Ic≈15/(R23+RP1),与锯齿波触发电路同理,可得到控制电压UK与α的关系。只要把前面式(3)右端0.7V改为0.7-K1再代入式(4),式(4)中等式左端加K1,其它推导过程同上,最后式(4)整理后,就得到与上述式(5)一样的结果。此时式中K1=R21//R27/(R24+R21//R27);K2=R24//R27/(R21+R24//R27);K3=R21//R24/(R27+R21//R24)。

3 α与整流装置输出电压平均值Ud的关系

我们以四种常见的整流电路为例。列表分析如下:

注:式中U2是整流变压器二次侧相电压有效值。

通过上述分析,我们可以很方便得到晶闸管变流装置控制电压与输出电压之间的关系,为变流装置实现过流保护和闭环自动控制提供了一个平台。通过总结上述关系,希望能为广大从事电气工程技术开发、电气设备维修人员以及变流技术开发应用的爱好者提供有益的参考。

摘要：晶闸管变流装置通过改变触发控制角α从而改变装置的输出电压,而α角与触发器电路的控制电压之间有着密切关系。正确分析与揭示控制电压与输出电压的关系,能为变流装置实现过流保护和闭环自动控制提供一个平台。

关键词：晶闸管变流装置,触发控制角,输出电压,控制电压

参考文献

[1]刘丽萍,刘广孚.DKSZ-1型电机控制系统实验装置的改进[J].实验室研究与探索,1998,17(2):65-66,69.

[2]申伯虎.晶闸管变流装置触发脉冲与主电路电压的同步问题的研究[J].邵阳学院学报,2003,2(5):53-54.

扩展输出电压论文 篇3

UPS是变配电站的重要设备,其核心是逆变器。设计逆变器时,低通滤波器截止频率ωc的选择非常关键,ωc过大,滤波器输出将含有大量谐波;ωc过小,将导致系统的功率密度下降、成本增加。在确定ωc时需考虑功率变换器输出端的谐波分量,而调制方式、载波比、调制比、开关时间、死区效应和死区补偿效果等都将影响频谱的分布。文献[1-12]、注(1)从调制方式、载波比和调制比出发,为得到输出谐波的表达式和相应频谱图做出了贡献。文献[3,5-6]从死区效应出发定量地指出了IGBT的压降和开关时间对输出谐波分量的影响。文献[8-9]对多电平输出时的谐波分量进行了研究。但现行开关变换器输出的谐波分析[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14]都是从PWM的基本原理出发,根据调制波的奇偶性和对称性在一个调制波周期内建立数学模型,不仅适用范围小,且表达式和频谱图均未考虑死区补偿未到位的状态。死区设置是桥式开关变换器所必需的,死区补偿是改善输出波形的常用策略,然而,由于种种原因,理论上的措施往往难以充分落实,补偿不到位的现象经常发生,但对其所造成的影响现有文献却均未涉及。

本文强调开关变换器的死区效应和逆变器的死区补偿效果,用双重傅里叶分解来分析桥式变换器的输出谐波,将其表达式可视化后与仿真和实验波形进行了相互验证。

1 无死区时SPWM波的谐波分析

图1为逆变器的桥式功率变换器,它由直流电源、左桥臂(VT1/VT2)和右桥臂(VT3/VT4)构成。输出电压uAB为左桥臂电压uAO和右桥臂电压uBO之差,令电流方向由A B为正。图2为产生SPWM波的示意图。调制波(正弦波)us和载波(三角波)uc的数学表达分别见式(1)和式(2)。

令调制比M=Us/Uc,载波比N=ωc/ωs,X=ωct,Y=ωst+φ,在一个载波周期内可有

2kπ-0.5π≤ωct≤2kπ+1.5π

图2中us和uc的交点为

左桥臂A点的电压波形函数可以表示为

设m为相对于载波的谐波次数,n为相对于调制波的谐波次数,则uAO的双重傅里叶表达式为

从而可得到uAO的傅里叶级数:

同理,右桥臂B点电压uBO的表达式为

滤波器的输入为uAB:

其中,基波幅值为

谐波幅值为

谐波频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…),其频谱见图3,仿真见图4、图5。图中可见:数学分析与仿真相吻合;无低频谐波分量。

2 有死区时SPWM波的谐波分析

2.1 无补偿

如图1所示,在同一桥臂的两开关管均处于死区时段时,当A、B端空载或接有纯阻负载(特殊情况),二极管无续流,此时A点电压uAO1,B点电压uBO1,A、B间的电压为uAB1;当负载为感性或容性负载(一般情况),由于死区和续流二极管的存在,桥臂间依然存在脉冲输出,即续流脉冲。对于本文的逆变系统,当i<0时,左桥臂续正向脉冲,右桥臂续负向脉冲;i>0时,左桥臂续负向脉冲,右桥臂续正向脉冲。因而,死区效应即为一系列的畸变脉冲uD1,可等价为一矩形波的偏差电压,其间关系见图6(uD1,2为左桥臂续流脉冲,uD3,4为右桥臂续流脉冲),数学上表示为

条件与前文相同时,可推导得到uAO1、uBO1和uAB1的数学表达式,见式(9)和式(10)。

续流脉冲与电流的方向有关,当i>0时有

负载功率因数常小于1,当负载功率因数为cosφ时,

当电压与电流同相即负载功率因数为1时,则

m=0;n=1,3,…,谐波幅值为

m=2,4,…;n=1,3,…,谐波幅值为

m=2,4,…;n=0,2,…,谐波幅值为

其频谱见图7,仿真见图8,在功率为6 k V·A的逆变器样机上测得的频谱见图9。图中可见:数学分析、仿真和实验所得结果在高频段均基本吻合。

调整仿真频谱的坐标,可观察到输出所含谐波的低频成分,见图10。与图8对比,当M=0.92,E=100 V,Δt=2μs,ωc=1M0E 0-004π×E22π,基波幅值为

仿真值为86.89V,两值接近。图10显示,当无死区补偿或死区补偿不充分时,输出将含有频率为150 Hz、250 Hz、350 Hz等低频谐波。图11和12分别为频谱随死区时间和调制比的变化关系图,两者比较可知,调制比对频谱的影响更大。

2.2 有补偿

本文采用电流反馈补偿法,调制波usp为

补偿后谐波分析同前文中的死区效应分析步骤相似。

以滤波器输出电压与电流同相位为例,逆变桥的输出电压uAB3为

时,输出电压中所含频率为(m N±n)ωs(其中m=0;n=1,3,5,…或m=2,4,…;n=0,2,4,…)的谐波将被消除,从而实现补偿。补偿后,逆变桥的输出电压uAB4为

基波幅值Uf4=ME;输出含有频率为(m N±n)ωs(m=2,4,…;n=1,3,…)的谐波,幅值。仿真频谱见图13、图14。

死区影响充分补偿后,H桥输出电压中含有的低频谐波可被消除,在设计逆变器用低通滤波器时可以提高截止频率ωc,达到减小体积提高整机功率密度的目的。此研究结果已被投入工程实践[15,16,17]。

补偿不充分时,由式(17)可见,因,H桥输出电压中仍然存在着对输出波形有重要影响的低频3次谐波。

3 结论

a.采用死区补偿措施后,基波幅值得到补偿,且因设置死区而产生的谐波均得到抑制。

b.采用死区补偿措施后,逆变桥的输出频谱与理想无死区时一致。

c.采用死区补偿措施后,基波相位不变,而谐波相位均相对理想无死区时有所滞后。

一种输出电压可调的逆变电源设计 篇4

逆变电源有很多种类,但大部分逆变电源的输出电压都是固定的。典型的如车载逆变器,输出电压为110V或220V。在很多场合下,当要求逆变电源的输出电压可变时,普通逆变器无法满足使用要求。针对这种情况,本文设计了一款输出电压可调的逆变电源,以满足不同的应用场合。

1 主拓扑电路设计

主拓扑电路拓扑结构如图1所示。直流电压输入经C1滤波以后,由L1、Q5、D1和C2组成的Boost电路进行升压。当Q1导通时,由L1存储PV1输入能量,D1截止,负载端能量有电容器C2供给;当(Q1关断时,由于电感L1电流不能反向,因而电感储存能量通过二极管向C3释放。由Q1、Q2、Q3和Q4等四个MOSET组成逆变桥,利用DSP产生SPWM信号驱动四个MOSFET输出交流电压。L2为滤波电感,C3为滤波电容。

2 控制电路设计

CPU电路采用TMS320F28035做主控芯片,控制电路如图2所示。控制电路包括信号采样、功率器件驱动、复位和键盘显示等部分。PWM1A、PWM1B、PWM2A、PWM2B为单相逆变桥驱动信号,PWM3A为Boost电路驱动信号。

交流采样电路如图3所示。AMC1200是一款电容式隔离放大器,具备4000V的电压隔离等级。电路中,光耦初级2、3脚输入电压范围为±200mV,增益为8db,对应光耦输出电压为±2V。按输入电压600V对应200mV输出电压,根据分压公式

计算得分压比为600/0.20=3000,取取电阻值R1=2.88M,R2=4.8K。R3-R6为比例电阻,这里是1:1倍的放大。在U3B的反相端接入参考电压1.65V,目的是为了将±1.6V电压转换为0-3.2V的电压,便于DSP进行信号采样。输出二极管为起到保护DSP采样端口的作用,防止由于采样信号高于3.6V而损坏DSP端口。

图4交流电流采样电路,TBC系列高精度霍尔电流传感器的初、次级之间是绝缘的,无位置误差,能真正测量分辨1000:1,用单、三相精密测量直流、交流和脉冲电流。

图5为SiC MOSFET驱动电路,隔离光耦U5型号为ACPL4800,根据数据手册推荐供电范围为4.5-20V,故设计由稳压管D1、三极管Q1和电阻R1组成的18V稳压电路。驱动芯片采用IXDN609,供电范围为4.5-35V,峰值驱动电流为9A,满足驱动要求。

在图6过电流保护电路中,I＿A为电流采样,VREF为设定的最大峰值保护电流值。当电流采样值高于设定值时,比较器TLV3502输出高电平,经过或门LVCG332之后,进入触发器的CLK端。由于CLK的作用,输出端为低电平,使DSP关闭PWM输出,起到了保护作用。LED为保护指示灯,正常工作时,该指示灯点亮,便于硬件电路调试。

3 样机与实验

根据以上论述,制作一台逆变电源样机,工作频率为50HZ,输出电压范围为0-500V,输出电流为2A。主电路MOSFET型号为SCH2080KE,二极管型号为SCH2080KE。L1为50uH,C3为1uF。控制方式为开环控制,逆变桥输出电压由TMS320F28035通过改变SPWM的载波比来调节输出电压。

图7为逆变电源在启动时的输出电压为120V波形。由于软件中增加了软启动环节,所以启动过程中,未出现电压过冲,启动过度过程平滑。

图8为输出电压波形。可以看到输出电压为227V,电压波形良好,无畸变,输出频率为50HZ。

4 结论

通过逆变电源的输出波形可以看出,输出频率和输出电压均满足设计要求。这种逆变电源电路结构简单、控制容易,适用于对中小功率逆变电源要求输出电压可调的各种应用中。

摘要：在许多工业应用场合,需要使用具备输出交流电压可调的逆变电源。针对这种需求,设计了一款可以调整输出电压的逆变电源,该装置采用DSP进行电压控制,输出为正弦波。最后制作了一台1kW电源样机,输出波形在阻性负载下无畸变,满足设计要求。

关键词：逆变,DSP,采样,驱动,SVPWM

参考文献

[1]王其英.高频机型.UPS技术及应用[M].北京:中国电力出版社,2011.

[2]徐德鸿.电力电子系统建模及控制[M].北京:机械工业出版社,2006.

[3]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2006.

[4]徐科军,陶维青,汪海宁.DSP及其电气与自动化工程应用[M].北京:北京航空航天大学出版社,2010.

扩展输出电压论文 篇5

关键词：矢量变频器,逆变器,谐波

0绪论

高速电主轴的电路结构与感应电动机相类似, 通过电机理论可知, 感应电动机的定子绕组通入三相工频交流电压为正弦波电压时, 不存在其它次谐波, 电动机很少受到谐波干扰, 若高速电主轴直接利用三相交流电压, 调速非常困难, 必须采用变频调速控制, 当使用变频器驱动高速电主轴完成主轴转速调节时, 变频器的输出电压是PWM波形, 由傅里叶级数得知, 其中包含有各阶次的谐波, 这将对高速电主轴产生异步寄生转矩和同步寄生转矩等影响, 由于谐波电流的影响, 高速电主轴的能量损耗将增加。同时, 当定子谐波磁场和不同次数的转子感应电流相互作用时会产生脉动转矩, 这些脉动转矩的平均值为零, 除了产生寄生转矩和脉动转矩外, 由于高次谐波的出现引起了谐波电流, 这些谐波电流将引起额外的损耗, 主要有定子铜损耗和转子铜损耗, 如果谐波含量过高, 将会直接导致高速电主轴的工作效率降低, 电主轴的温度升高过快, 还有产生振动和噪声问题等。

1 DTC-SVPWM矢量变频器输出电压谐波分析

基于DTC-SVPWM矢量变频器的逆变器采用电压空间矢量调制控制方法, 在一个PWM周期内, 非零电压空间矢量和零电压矢量相互组合, 合成参考电压矢量, 对逆变器各桥臂开关进行导通和关断控制, 使逆变器输出的PWM波近似为正弦波, 控制系统中以电主轴转速和转矩为被控对象, 引入了转速和转矩负反馈, 使变频器的性能提高, 转速和转矩的波动小, 但变频器的输出电压仍为PWM波, 输出电压波形如图1所示。

从图1中看到, 电压空间矢量调制方式变频器输出电压波形与恒定压频比变频器的输出波形相似, 采用SVPWM控制方式变频器输出电压中包含有多次谐波, 谐波分析时, 载波频率关取2550Hz, 调制深度m为0.8, 傅里叶变换的最高分析频率为11 KHz, 基波电压频率为50Hz, 归一化计算后, 得到各次谐波幅值分布。其谐波分布与使用双极性SPWM控制逆变器输出电压谐波分布相类似, 都是成簇分布。载波频率整数倍附近的谐波簇变宽, 但是谐波的幅值降低, 变频器输出的基波电压大约为424V, 总谐波畸变率为76.75%。

2 谐波抑制策略

如果谐波含量过大可能会降低高速电主轴的效率, 增加能量损耗等, 进而对变频器的输出电压进行了傅里叶分析, 得出了采用脉宽调制技术的变频器输出电压谐波分布情况, 为了尽量减小电压谐波对高速电主轴的影响, 必须采取一些谐波抑制策略。

前面通过改变脉宽调制过程中的载波比和调制深度可以改变变频器输出电压谐波簇的位置, 通过增大载波比值, 使最低次谐波的次数远离基波, 降低调制深度, 谐波幅值最大的谐波频率远离基波, 并且总谐波畸变率降低, 但是并不能完全消除谐波, 通过图1知道, 在低次数谐波中, 恒定压频比变频器输出电压中5次谐波的幅值较大, 而矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些次数确定的谐波可以采用带阻滤波器进行滤波。

带阻滤波器也称为陷波器, 能够通过大部分的频率值, 只有位于阻带频率内的信号会被严重衰减, 它相当于一个低通滤波器和高通滤波器的叠加组合, 位于阻带两侧频率内的信号会通过陷波器, 利用陷波器的这种特性, 可以消除逆变器输出电压中的指定次谐波或者谐波带, 从而减小输出电压谐波对高速电主轴的影响。

自适应滤波器是参数可调节能够根据对象自适应变化的时变滤波器, 自适应滤波器可分为自适应有限长冲击响应滤波器和自适应无限长冲击响应滤波器, 图2所示为一个多输入自适应滤波器, 其结构一般由滤波子系统和自适应算法两部分组成, 滤波子系统根据滤波对象不同其系统结构个不行同, 自适应算法就是根据使某个预先确定的准则或者目标函数最小化而自动调整滤波子系统参数的方法目前国外己经将自适应算法应用在电力系统谐波的研究与分析之中。

自适应噪声对消系统是自适应滤波的一种变形, 图2中用自适应滤波器的输出W (n) 逼近噪声信号V (n) , 这种结构能够将被噪声污染的信号与参考信号相抵消, 从而得到原始信号。图2中, X (n) 是原始信号, V (n) 是噪声信号, W (n) 是参考输入信号。

根据最小均方算法, 自适应滤波器的输出信号W (n) 和噪声信号V (n) 的均方差最小, 则e (n) 是原始输入信号X (n) 的最佳估计。

变频器输出电压为PWM波, 可以看做是多个正弦波的叠加, 正弦波的基础频率为50Hz, 在前面分析中, 除谐波簇分布外, 基于恒定压频比的变频器输出电压5次谐波幅值较大, 矢量变频器的17次谐波幅值较大, 对于这些单个的谐波, 在载波频率改变时, 这种谐波的次数也会改变, 如果采用时不变单一谐波滤波器滤波, 当载波频率改变时就不能够起到滤波的作用, 采用自适应滤波可以解决这一问题。依据自适应噪声对消原理和带阻滤波器的特性, 设计能消除指定次谐波的自适应陷波器, 自适应算法为最小均方 (LMS) 算法, 这种陷波器结构具有很窄的阻带, 能够消除特定频率的谐波接近于理想滤波器, 其中心频率能够跟随谐波变化。假设待消除的谐波次数为k, 通过前面对变频器输出电压谐波的分析可得知当改变载波频率时幅值较大的谐波次数, 必是第次谐波的相角, A是k次谐波的幅值, w和Wz是权系数, 由自适应算法给出并调整其值的大小。

根据自适应噪声对消原理可知, 误差信号。是输入信号 (n) 的最优估计, 也就是经过滤除第k次谐波后的变频器输出电压信号, 滤波器中k的值由信号处理器根据载波频率计算得出。对于这种单一谐波, 即使载波频率改变, 自适应陷波器通过自适应调整参数也可以将其滤除, 使输出电压中不在包含该次谐波, 从而达到良好的滤波效果。假设待消除的谐波频率是基波频率的5倍, 也就是5次谐波, 对自适应陷波器进行仿真分析, 滤波器的输入信号选择基波和5次谐波信号的叠加。

仿真后, 自适应陷波器的输出信号在起始时, 自适应滤波器的输出和混有5次谐波的叠加信号波形相同, 随着迭代次数增加, 滤波器的输出信号逐渐逼近原始基波信号, 消除了5次谐波, 在自适应陷波器器滤波开始时, 误差较大, 这是因为要对权系数进行最大调整, 迭代次数增加后, 误差变小, 最后误差的绝对值小于1, 在设计滤波器时要设定权系数初始值, 当误差为零时, 权系数重新调整为初始值, 造成误差曲线成正弦振荡波形。

从自适应陷波器的仿真波形图中看出, 对于指定次数的谐波, 陷波器对其进行滤波, 滤波的误差在允许的结果范围内, 但对于待滤除谐波的次数和相角需要有处理器预先给定, 所以要对输出电压的波形进行谐波分析。

3 结束语

变频器输出电压谐波对高速电主轴的影响, 主要包括异步寄生转矩、同步寄生转矩和脉动转矩, 谐波电压也会导致高速电主轴各种损耗增加, 降低主轴的工作效率, 为了减小或者消除变频器驱动电主轴时谐波电压的影响, 因此, 需要通过合理的选取载波频率和调制深度来降低总谐波畸变率, 改变谐波簇分布, 提高直流电压利用率, 自适应滤波是一种智能滤波方式, 通过这种滤波方式可以消除确定次数的谐波, 减少变频器电压低频段中谐波对高频电主轴的影响。

参考文献

[1]熊万里, 等.液体动静压电主轴关键技术综述[J].机械工程学报, 2009, 45 (9) :1-13.

[2]杨贵杰, 秦冬冬.高速电主轴的关键技术及发展趋势[J].伺服控制, 2009 (2) :32-35.

[3]艾兴.高速切削加工技术[M].北京:国防工业出版社, 2003:45-46, 51-52.

[4]王占奎.我国变频器的发展态势[[J].机械制造与自动化, 2006, 35 (1) :145-148.

扩展输出电压论文 篇6

太阳能电池阵列-蓄电池组联合电源是现在广泛使用的空间电源系统。太阳能阵列-蓄电池组电源系统由给整个系统供电的太阳电池阵列（主电源）、蓄电池组（储能单元）和功率调节单元（Power Conditioning U n i t,P C U）组成，而卫星的功率调节单元是整个卫星电源系统能量调节的中枢部分[1]。PCU是航天器的动力核心，为航天器中所有用电设备提供所需电能，维持航天器的能量平衡。PCU一般由分流调节器（Shunt Regulator,SR），蓄电池充电调节器（Battery Charge Regulator,BCR），蓄电池放电调节器（Battery Discharge Regulator,BDR）三部分构成[2,3,4]。BCR是母线至蓄电池的充电通路，作用为在太阳能阵列产生功率大于所有负载所需总的功率时，为蓄电池充电以存贮电能。因此，电池充电器调节器设计的优劣直接影响电源系统储能蓄电池的使用寿命。

单向DC-DC变换器硬件电路简单，控制简单，能够减弱电池的退化程度。非隔离型拓扑相对结构简单、体积小、重量轻、功率密度大，通常情况下，开关管的数量也少，效率也会相对提高。航天器电源系统中，升压型DC-DC拓扑用于电池放电调节器，而降压型DC-DC拓扑用于电池充电调节器[5]。综上所述，本文将针对单向、非隔离、降压型拓扑做主要研究分析。

1 原理与设计

Superbuck变换器由于输入滤波电感的存在，具有输入输出电流均连续的特点，而且动态和静态特性都类似于传统Buck变换器。通过把输入和输出电感耦合到一起，调整耦合系数，可以得到理想的“零纹波”输入条件，进一步减小对输入端的影响，提高变换器的功率密度[6,7,8,9,10,11,12,13]。本文确定耦合电感Superbuck为电池充电调节器的拓扑。

本文选用阶段充电法，即先恒流后恒压的充电方式来实现电池充电调节器的宽范围电压输出。选取平均电流模式控制方式，在恒流充电阶段，仅电流内环工作，控制平均电感电流，使变换器工作在电流源状态；恒压充电阶段，利用平均电流模式的双环控制特点，使变换器工作在电压源状态。具体恒流恒压转换控制电路如图1所示。

电池负载下，可以把电池等效为可变电阻Ro，忽略计生参数，耦合电感的Superbuck输出电流到控制的传递函数的分子为：

避免右平面出现零点的条件为，在大占空比工作状态下，电感参数可能无法满足上述条件，很容易出现右半平面零点。所以考虑在电容C1两端并联加入阻尼网络，避免右半平面零点的出现，如图2所示[14]。

1.1 输入零纹波条件

根据开关导通或关断期间的电感微分方程，可得到电感纹波大小：

由式(2)可知，当M=L2，即时，变换器的电流输入纹波为零，考虑计生参数时，为了获得较理想的零输入纹波条件，应使L1远大于L2。电感L1（耦合系数）对电路影响下文会继续分析[6,7]。

1.2 阻尼参数计算

控制到输出电流的传递函数为：

其中：

加入阻尼网络的Superbuck变换器控制到输出电流的传递函数分子为：

根据劳斯-赫尔维茨判据，没有右半平面零点的充分必要条件为：

通过两个合理假设条件Cd>>C1,Rd<<Ro，得到阻尼参数的约束条件：

在占空比D=0.9情况下，根据表1参数，图3是不加阻尼网络时控制到输出电流的传递函数Bode图，可以看出，由于右半平面谐振零点的出现，产生了180°的滞后相位，相位角从360°下降到-90°。本文选择阻尼网络参数Cd=30uF,Rd=1.5Ω，能够达到良好的阻尼效果，避免右半平面零点的的出现，并且得到Superbuck变换器控制到输出电流的传递函数，Bod图如图4所示，虽然加入阻尼网络的Superbuck变换器为五阶系统，可是最终表现为类似于基本Buck变换器的二阶系统特性，成功避免了由右半平面谐振零点的出现。

由式(3)，相同参数下，在确定L2=M电感值后，不同电感L1值，即不同的电感耦合系数k，对控制到输出电流的传递函数Gid谐振零点也有影响，图5所示为电感L1分别取L1=200u H,250u H,300u H时的Gid的Bode图。

从Bode图可以看出，输出电流到控制变量传递函数Gid的谐振零点确实受耦合系数影响，使阻尼网络的效果减弱。上文提到，阻尼参数相同时，选择L1越大，即耦合系数越小，输入电流纹波越小。所以，在电感L2=M的取值确定后，电感L1的选取，即电感耦合系数应该结合实际折中考虑。本文选择L1=200uH，即耦合电感的耦合系数进行研究。

在输出电压60V时，设计控制器参数，使其在该点达到最佳补偿效果，并在其他工作点也能使系统稳定。补偿后的电流环Bode图如图6所示。同理，电压源输出时，针对半载情况进行补偿。

2 实验结果

在先恒流后恒压充电方法中，电池充电器主要作为电流源工作在恒流充电阶段，因此本文主要对电流源工作的耦合电感Superbuck电路进行测试。

在输入电压100V，图7分别为在输出负载电压10V、30V、60V、90V下测得的实验波形，其中2通道为输出电压，3通道为输出电流，4通道为输入电流。

由实验波形可知，变换器在输出负载电压10V、输出负载电压30V、60V、90V均能够稳定工作。电感L1电流纹波很小，考虑到寄生参数的原因与理论计算的零输入纹波状态相近，电感L2上纹波也在要求范围之内。虽然在低压情况，输出电流有波动，可是在容许范围之内，变换器实现了宽范围输出电压。

进入恒压充电模式后，电池充电电流会减小的非常快，即输出负载功率等级下降的非常迅速，要求变换器具有快速的动态响应，而且能在不同输出功率等级下都稳定运行。本文在输出电压95V，输出电流7A，功率650W状态下，进行实验。测得波形如图8所示，其中2通道为输出电压，3通道为输出电流，4通道为输入电流。

平均电流控制模式下，变换器能够稳定工作，输出和输入电感电流纹波足够小，与仿真结果一致，符合本文对电池充电调节器的要求。

3 结论