可编程电压源（共4篇）
可编程电压源 篇1
0 引 言
可编程电源指某些功能或参数可以通过计算机软件编程进行控制的电源。可编程电源的实现方法有很多种[1,2,3,4]。其中, 现场可编程门阵列 (Field Programmable Gate Array, FPGA) 具有性能好, 规模大, 可重复编程, 开发投资小等优点。随着微电子技术的发展, FPGA的成本不断下降, 正逐渐成为各种电子产品不可或缺的重要部件[5,6]。由于FPGA有着如此众多的优点, 因此系统采用FPGA作为控制芯片, 实现可编程电压源系统, 为需要可调电压源的电子产品提供高精度、高可靠性的电压。
1 系统设计
采用Altera公司Cyclone系列EP1C6Q240C8为控制芯片。通过Altera的IP工具MegaWizard管理器定制LPM_ROM宏功能模块[7], 用.mif格式文件存放产生电压的数据;利用硬件描述语言 (HDL) 设计分频电路、地址发生器或数据计数器等控制电路。地址发生器对ROM进行数据读取。ROM中各单元的数据经串/并转换电路, 在DAC控制电路的作用下, 串行数据从高位到低位读入数/模转换器中, 数/模转换器出来的模拟电压信号经过运算放大器放大后, 得到所需的模拟电压。系统框图如图1所示。
根据项目需求, 定制10 b×32 Word的LPM_ROM。可以产生32路1 024阶可调的电压。此外, 可以根据需要定制不同的位宽, 不同单元数的LPM_ROM宏功能模块, 可以产生符合精度要求的多通道电压。
2 控制电路设计
2.1 分频电路模块
开发板提供的系统时钟为50 MHz, 系统的时钟信号通过分频模块进行分频, 将分频后的时钟信号分别提供给控制电路模块、地址发生器和并/串转换电路作为时钟控制信号。该模块部分VHDL源程序如下:
程序中, duty为控制占空比的参数;count为控制分频的参数。通过改变duty和count两个参数, 得到占空比及分频数可调的时钟信号, 极为方便。
2.2 其他模块的实现
其他控制模块包括地址发生器、DAC控制电路、并/串转换电路。存储数据中只读存储器ROM是通过QuartusⅡ软件中Mega Wizard Plug-In Manager命令定制元件的。地址发生器产生地址信号addr_rom和读使能信号clk_rom, 对ROM中的数据进行读取。读取到的数据data为并行数据, 由于采用的是串行数据输入的数/摸转换器, 所以要进行并/串转换。data并行数据在load使能信号的作用下, 赋植给寄存器data_q, 经并/串转换电路对data_q进行从高位到低位的并/串转换。在DAC控制电路产生读数据信号clk_dac和片选信号cs_dac的作用下, 转换电路的输出信号从高位到低位串行读入数/模转换器DAC中。完整程序如下:
2.3 程序仿真
在QuartusⅡ软件中, 用原理图的方式把上面两个程序例化成工程。图2为例化后的结果。
ROM中的数据采用.mif格式进行存储。ROM中存储的数据如图3所示。
对工程进行全编译, 用启动仿真器对工程进行功能仿真。仿真结果如图4所示。从仿真结果可以看出, din_dac输出的数据与ROM内写入的数据完全一致。clk_dac和cs_dac也完全满足数/模转换器所需的控制信号。
3 数/模转换器和运算放大器的设计
采用TI公司的TLC5615[9]和OPA551[10]分别作为数/模转换器和运算放大器。TLC5615是10位电压输出型数/模转换器, 其转换输出如式 (1) 所示。
undefined
从式 (1) 可看出, 数/模转换输出由参考电压VREFIN和输入数据Code决定, 输出精度达到1/1 024, 因此可以达到很高的调压精度。
两款元器件均采用DIP封装形式, 可以即插即用, 加上价格不高, 特别适合用来实验。数/模转换器和运算放大器的硬件连接原理图如图5所示。OPA采用同相输入, 放大后的输出电压值为:
undefined
通过改变R3和R2的值, 在输入不变的条件下便可改变输出电压。
4 实验结果
取Vref=2.16 V, R1=2.5 kΩ, R2=3 kΩ, R3=15 kΩ, V+=30 V。V-=-30 V, ROM中的数据如图6所示。
实验只用到ROM的30个单元数据, 即只产生30路可编程电压。把.sof文件加载到FPGA中。实验结果在示波器显示如图7所示。
图7中上边曲线为放大后的电压, 下面曲线为数/模转换输出的电压。根据式 (1) 算出数/模转换器的输出电压最大值Vmax=4.315 V, 测得值为4.32 V。根据式 (2) 算出Vmax=25.89 V, 测得值为26.0 V。图7中各阶输出电压均与图6中数据相对应。实际测试结果与理论计算相吻合。实验表明, 系统的精度高, 稳定性强。
5 结 语
利用FPGA可以方便定制IP核, 可重复编程, 可在线调试的诸多优点, 改变ROM的地址单元数及各单元数据以及改变分频模块的参数, 极其方便地产生所需的可编程多路电压。通过实验表明, 系统产生的电压稳定, 精度高, 可调范围大 (0～26 V) , 适合为电子元件或者对多像素的元件提供电源。此外, 本文给出了完整的程序代码、原理图参数, 具有一定的工程参考价值。
摘要：介绍一种基于FPGA的可编程电压源系统的设计与实现。采用FPGA为控制芯片, 应用QuartusⅡ软件和硬件描述语言为工具, 通过数/模转换和运放把数字信号转换成模拟电压信号。实验表明, 该系统操作灵活方便, 稳定性强, 调压精度高, 电压可调范围大 (026 V) , 具有很好的实用性和工程参考价值。
关键词：FPGA,可编程电压源,DAC,OPA
参考文献
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基准电压源 篇2
基准电压源是指被用作电压参考的高精度、高稳定度的电压源, 要求其能克服工艺、电源、温度以及负载变化而保持稳定, 并能在标准工艺下制造。能产生基准源的技术很多, 如带隙基准源、稳压管、VBE基准源、热电压VT基准源以及利用MOS工艺中增强型MOS管和耗尽型MOS管之间的阈值电压差产生基准电压的技术等。理想的带隙基准电压源电路的输出电压几乎不受温度变化、工艺变化、电源电压波动等因素的影响。
鉴于产生稳定电压的基准模拟的重要性和广泛应用, 以及对性能的高要求, 国内外对带隙基准电压源做了大量的研究, 主要集中在以下几个方面:
1 低温度系数
温度系数用于表征基准电压源随温度的电压变化, 由于晶体管BE结正向导通电压VBE随温度变化的非线性, 传统带隙基准源的温度特性已无法满足更高精度和稳定性的需求。从一阶线性补偿到曲率补偿如二阶, 三阶补偿, 指数补偿, 对数补偿 (亚阈值电路) 等。而且补偿方式众多, 如电流相减补偿法, 电压叠加补偿法, 利用不同质电阻上电压降的叠加实现温度系数的曲率补偿, 阶段性电流模式补偿等, 可获得最好温度系数达到几个ppm/℃。
2 高电源抑制比
在开关电源芯片工作过程中开关的通断产生大量的高频噪声, 这会对输出电压产生不利的影响, 基准电压源应该在较宽范围内具有良好的电源抑制比性能。为了提高电源抑制比性能, 目前的研究主要有以下四种方法:
1) 使用内部校准过电压基准电压源产生的核心电路部分提供供电电压或电流;2) 增加共源共栅器件隔离电源电压和基准电压源产生核心电路部分;3) 提高运算放大器的增益和电源抑制比;4) 将电源电压波动馈送到基准电路的反馈环路中, 通过反馈环路来提高电源抑制比。
采用共源共栅电流镜能有效地避免普通电流镜因沟道调制效应带来的电源依赖性, 从而提高了电路的电源抑制比PSRR。使用无运算放大器的负反馈结构的带隙基准技术, 在1MHz的电源抑制比是-40d B。这些电路都能大幅度提高低频时的电源抑制比。但当工作频率升高时, 基准电压的电源抑制比会有很大的降低, 这将限制对电源电压高频噪声的抗干扰能力, 所以提高高频电源抑制比也是得到了很多的重视, 采用全差分结构可以显著改善PSRR, 在500KHz为-90d B。另一方面通过对基准电路高频简化结构的电源抑制比传输函数的分析, 加入频率补偿电路, 实现零极点的相消, 达到扩展频带的作用。
3 低工作电压
近年来, 便携式电子产品的快速发展使得对低压低功耗带隙基准源的需求大大增加, 同时也对基准源的设计提出了更高的要求。为了缩小电池尺寸和延长电池寿命, 需要基准电压源电路工作在2V以下的电压和A量级的静态电流下, 同时还要保证较高的电路性能, 如低温漂、高电源抑制比等。实际中很多基准电压源的工作电压无法降低主要是受使用的运算放大器的影响, 主要解决方法有使用互阻抗运算放大器使工作电压达到1.2V, 或避免使用运算放大器改用单输入放大器。
4 低功耗
低功耗设计已经成为电子产品设计的主流, 基准电压源也存在这种趋势。工作在亚阈值的CMOS基准电压源利用两个MOS管栅极源极电压差的正温度系数来与BE结负温度系数相抵消, 虽然可以降低功耗, 但由于这对工艺的控制精度提出了很高的要求, 由此带来的温度系数往往是不理想。另外, 避免使用运算放大器不仅在低压工作上, 而且对低功耗也有着重要的指导意义。
基准电压源主要有齐纳二极管、隐埋齐纳二极管和带隙基准电压源三种分类, 它们都可以设计成两端并联式电路或者三端串联式电路。
齐纳二极管优化工作在反偏击穿区域, 因为击穿电压相对比较稳定, 可以通过一定的反向电流驱动产生稳定的基准源。它的特点是输入范围宽, 为2V到200V。它们还具有很宽范围的功率, 从几个毫瓦到几瓦。精确度达不到高精度应用的要求, 静态电流较大 (1~10m A) 。齐纳基准源的另一个问题是它的输出阻抗, 内部非零阻抗将导致基准电压随负载电流的变化而发生变化, 选择低输出阻抗的齐纳基准源将减小这一效应。此外, 它的长期稳定性比较差。
埋入型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管, 这是因为采用了植入硅表面以下的结构。除了具有输入电压范围宽的特点, 精度比常规齐纳二极管的基准源提高很多, 但部分器件不能吸入电流。
带隙基准电压源包括双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源。带隙基准电压源的性能较其他基准有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小, 可获得1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙机理上, 因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低, 能保持很小的温度系数而且具有长期稳定性。同时, 带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小, 电源电压抑制比较大, 输出基准电压受电源电压的影响很小。
各种基准源由于特点不同而应用在不同的场合。齐纳二极管、隐埋齐纳二极管的基准电压较高, 适用在电源电压较高且对功耗要求不高的系统中, 比如稳压器。带隙基准电压源由于它的优越性能而获得广泛的使用, 模拟数据转换器 (ADC) , 数模转换器 (DAC) , 温度传感器, 通信电路等都会用到它。
摘要：基准电压源是模拟集成电路中的基本单元, 它在SOC、ADC、DAC、传感器和通信电路以及存储器等领域有着广泛的应用。基准源的目的是向后续电路提供稳定的、不随外界因素 (主要是电源电压和环境温度) 影响的电压。本文主要介绍了基准电压源的研究现状及分类应用。
关键词：带隙基准,曲线补偿,低功耗,温度系数
参考文献
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可编程电压源 篇3
基准电压源模块因其输出稳定, 与电源电压、温度等变化无关, 广泛应用于模拟和数模混合电路中, 例如A/D, D/A转换器, 逆变器等[1]。应用于高压逆变器中的基准电压源, 为其他模块提供偏置电流和作为比较器等的基准电压使用, 对此要求其在温度和电压变化的时候仍能保持其输出电压稳定, 否则会引起电路出现逻辑混乱, 使系统不能正常工作, 甚至发生过压击穿等事故。 这样在高压中低频环境下需要一个有良好温度系数和高电源电压抑制比的基准电压源的重要性就不言而喻。
传统的基准电压源在0~70 ℃的温度范围内产生温度系数为1×10-4/°C的基准电压, 电压抑制比在-80~-70 d B, 且随着频率升高在103Hz左右迅速下降, 难以达到逆变器电路要求。本文采用无锡上华1 μm、700 V高压CMOS工艺进行设计与仿真, 通过推导分析基准电压源电压抑制比的影响因数, 对核心电路进行了改进并设计了一个高开环放大倍数, 高电源抑制比的放大器, 以减小温度系数并提高基准电压源的电压抑制比。此基准电压源的温度系数达到8 ppm/℃, 交流低频电压抑制比达到-112 d B, 并在中高频都能保持较高的电压抑制比。
1改进的基准电压源电路
利用双极晶体管Vbe电压的负温度系数和不同电流密度偏置下两个双极晶体管电压差Vbe产生的正温度系数特性, 可以获得零温度系数基准电压[2]。如图1所示, 是经过改进的带隙基准电压源核心电路。使用两个双极晶体管并联来消除放大器失配的影响, 用共源共栅电流源来保持每个支路的电流有相同的温度系数, 并且利用共源共栅的电压屏蔽特性来解决因MOS管沟道长度调制所产生的对电源电压的依赖性[2,3]。
如图1所示, 放大器工作在深度负反馈下, 以保持Va和Vb相等, 即Va= Vb, 同时Va= 2Vbe, Vb= 2Vbe3+ IR2, 可得到:
式中:IS= AE× JC;AE为发射极面积, JC为集电极电流密度。
当T=300K时, 此时, 令双极晶体管Q3, Q4的发射极面积为Q1, Q2的N倍, I1, I2的电流为I3, I4的M倍, 再适当选取R1, R2的值, 使则可得到零温度系数输出电压Vref。
2 电源电压抑制比分析
启动电路和偏置电路对基准电压源的电源抑制比不产生影响, 电源电压抑制比只与放大器和带隙基准核心电路有关, 对于这两部分的结构如图2所示。
其中, A1 (s) 为放大器输入到输出的传递函数, 即放大器的开环放大倍数, V1为放大器的输出, Add (s) 为电源电压对放大器输出V1的传递函数, A2_va (s) , A2_vref (s) 分别为放大器的输出V1到端点a, Vref的传递函数, Add_va (s) , Add_vref (s) 为其相对应电源电压Vdd到a, Vref端的传递函数, A3 (s) 为Vref端到b的传递函数。
由式 (4) ~式 (7) 可推导出,
下面分析带隙基准核心电路, 双极晶体管交流接地, 可得到, A2_va (s) =0, Add_va (s) =0, 在低频下,
所以,
想要得到高电压抑制比的带隙基准电压源, 除调整带隙基准核心电路器件参数外, 还需要设计高开环增益、高电压抑制比的放大器, 即A1 (0) 要大, Add (0) 要小。
3带隙基准源设计
为了得到高电源抑制比的带隙基准源, 设计如图3所示的带隙基准电压源电路。其中M1-M8及Q1-Q4组成带隙基准电路, M9-M32为本文设计的高开环增益、高电压抑制比的放大器。M23-M32构成运算放大器电路。为了提高增益采用两级放大。第一级为差分放大, 使用共源共栅结构作为负载来提高增益。第二级采用共源级放大以继续提高增益, 同时也扩展输出摆幅。C1为米勒电容, 它使放大器的高频极点远离主要极点, 保持放大器稳定工作, 同时引入M30进行超前补偿, 使放大器有足够的相位裕度。M9-M22构成偏置电路。因为使用共源共栅结构会限制输出摆幅, 偏置电压的设计应尽量使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区边缘, 以使输出摆幅达到最大。所以设计的偏置电路采用宽幅电流镜来替代普通的电流镜, 其提供的偏置电压能使共源共栅的每个MOS管都处于饱和区的边缘。图4中M9-M12和M20构成一个PMOS的宽幅电流源, M13-M16和M19构成一个NMOS宽幅电流源, M17, M18, M21, M22构成偏置电流环。
M33-M36构成启动电路。当电路中所有电流都为零时, M36处于截止状态, M33, M34的栅极为高电平, 使其导通, 启动电路。当电路启动后, M36导通将拉低M33, M34的栅极电压, 使它们关断, 从而不再影响电路。
如上文所述的设计可得到高开环增益的放大器, 对于高电压抑制比的设计如下。对于两级放大器的电源电压抑制比, 文献[5]给出了影响放大器电源抑制比的因素, 在低频时Add≈ 1 , 主要的影响因素为差分输入级尾电流的偏置电压Vbias随电源电压Vdd变化而引起的电流变化会使电源抑制比下降。所以在偏置电路的设计时要保证Vbias不受电源电压影响。对于偏置电路有ID15=ID16,
通过所设计的偏置电路使M16的跨导只有几何比例和R0决定, 与电源电压、工艺参数、温度等无关, 且与M16在同一个偏置网络中的所有晶体管的跨导都会保持稳定。这样对于M23的VGS就可以保持不随电源电压变化, 同时在设计时, 适当增大M23的L, 可增大M23的输出电阻, 也可有效抑制电源电压的影响, 这样可以保持尾电流不变, 解决放大器在低频时随电源变化电源抑制比降低的问题。
4电路仿真和测试
本次设计在5 V电源电压下, 利用Cadence SPEC-TRE工具对基准电压源进行电路仿真。图4是基准电压源的温度特性曲线, 在-45~100 ℃的温度范围内, 基准电压变化幅度为0.002 8 V, 温度系数为8 ppm/℃。
图5是基准电压源交流电源电压抑制比仿真曲线。 在中低频部分的电源电压抑制比可以达到-112 d B。带隙基准电压源的测试结果如表1所示。
5结语
本文使用1 μm, 700 V高压COMS工艺, 通过对基准电压源进行建模分析, 设计了一种高开环放大倍数和电源电压抑制比的放大器, 从而得到了在中低频下高电源电压抑制比的基准电压源。在5 V电源电压供电情况下, 该电路输出基准电压为2.394 V, 温度系数8 ppm/℃, 电源电压抑制比可达到-112 d B。
摘要：在此通过对带隙基准电压源电路进行建模分析, 针对逆变电路的中低频使用环境, 设计了一个应用于高压逆变器电路中的高电源电压抑制比, 低温度系数的带隙基准电压源。该电路采用1μm, 700 V高压CMOS工艺, 在5 V供电电压的基础上, 采用一阶温度补偿, 并通过设计高开环增益共源共栅两级放大器来提高电源电压抑制比, 同时使用宽幅镜像电流偏置解决因共源共栅引起的输出摆幅变小的问题。基准电压源正常输出电压为2.394 V, 温度系数为8 ppm/℃, 中低频电压抑制比均可达到-112 dB。
关键词：高电源电压抑制比,带隙基准,基准电压源,低温度系数,一阶补偿
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可编程电压源 篇4
在航空设备研究中,常需要掌握空气气流温度的变化对设备性能的影响,可编程直流电流源就是一种按照一定规律对空气温度进行加热的专用电源设备。按照电源调整方式,直流电源分为线性电源和开关电源两种。开关电源以其功耗低、轻型化、稳压稳流范围宽且电路形式灵活多样等优点,业已成为大功率电源的首选,在电力系统、军事装备、仪器仪表与通讯设备等领域获得了广泛应用[1,2,3]。
PWM控制是开关电源的主要控制方式,通过调节开关器件的导通占空比可以方便实现输出电压或电流的精细调整[4,5,6,7]。文献[8]基于滞环PWM控制设计了一种用作扰动源的可控电流源,但滞环控制存在开关频率不固定、谐波难于滤除的缺点。文献[9]设计了一种宽输出范围的LLC谐振电流源变换器,需要精确的元件参数匹配。文献[10]设计了一种用于高饱和磁铁测磁的可编程电源,可编程输出所需电流波形,但其硬件系统复杂,且未对控制系统设计进行介绍。
本文设计了一种两路独立输出的可编程直流电流源,其输出电流的幅值和脉动形状可以按照设定参数连续调节。本电源采用整流与直流调制两级结构,并在输出电流外环的基础上引入滤波电感电流作为内环,形成一种双电流环控制策略,提高了输出电流的跟踪控制速度和平稳性,样机实验验证了电路拓扑及其控制策略的正确有效性。
2 系统设计
根据大功率可编程直流电流源系统的设计要求,电源系统主要由可编程电源主体和上位机监控系统两部分组成,电源输出电流的波形和参数由上位机设定,同时上位机实现电源输出电流的实时监测。输出电流由直流和交流两部分构成,直流部分的幅值连续可调; 交流部分的幅值不超过直流部分,波形形状可选为正弦波、三角波和方波,频率和幅值连续可调。
2. 1 系统结构与工作原理
图1 为直流电源系统的结构框图。网侧采用三绕组变压器构成12 脉波整流,有利于减小电网谐波[11]。电网电压经过降压、二极管整流和电容滤波后变为稳定直流电,作为后级斩波电路的直流输入,斩波控制电路通过串口通信接收来自上位机的电流参考信号,经过电流反馈控制和PWM调制输出期望的脉动直流电流波形。
2. 2 参数设计
2. 2. 1 变压器
为减小网侧谐波,变压器绕组采用 Δ/Δ/Y接线[12]。根据要求,直流电源的最高输出电压为60V,考虑到功率开关管约2V的压降和最大占空比为0. 9,则可求得BUCK电路的最小直流输入电压为69V。
考虑到电网电压 ± 10% 的波动,按照三相二极管桥式整流电路的输入输出电压关系,则变压器二次侧线电压有效值应取56V。因此,变压器额定电压比为380V/56V/56V。
2. 2. 2 滤波器
直流电压经斩波控制后通过LC滤波电路滤波。根据负载要求,直流电流的脉动频率为0. 01 ~30Hz,取变换器开关频率fs为5k Hz,则可保证在30Hz下每个脉动周期有不少于160 个点的平滑波形。根据纯阻性负载、额定工作电流IN= 220A、单路功率11k W的条件,可得负载等效电阻R =0. 23Ω。
为提高工作效率,本BUCK变换器工作在连续导通模式( CCM) 下,为此要求输出滤波电感( 图1中L1和L2) 满足下式要求[13]:
式中,D为开关占空比。在开关频率fs= 5k Hz、典型占空比D = 0. 5、负载电阻R = 0. 23Ω 的情况下,计算可得电感应不小于0. 012m H,实际系统中选取0. 1m H /220A电抗器。
为了限制输出电压的脉动峰峰值,输出滤波电容( 图1 中C3和C4) 应满足[13]:
式中,σ为输出电压允许纹波系数(在纯电阻负载下也为输出电流的纹波系数)。在典型占空比D=0.5、纹波系数σ=2%的情况下,计算可得最小电容为1250μF,实际系统选取1500μF/250V电容器。
3 系统建模
由实际系统简化可得系统控制结构框图,如图2所示。系统由BUCK变换器③、控制器②和包含输出滤波器在内的被控对象①三部分组成,其中,R=0.23Ω,L=0.1m H,C=1500μF。
根据线性系统理论,可得被控对象1的传递函数为:
将实际系统参数带入式( 3) ,可知被控对象的二阶传递函数为:
显然这是一个具有一对共轭复根的二阶振荡环节,即
式中,a = - 1450; b = 2136; K = 2. 9 × 107。在简化分析中,上述二阶振荡环节可等效为如下双惯性环节:
图3 给出了简化前后的传递函数伯德图。可以看出,上述等效在 ω = 2582rad /s附近有一定误差,且幅值误差在该点最大、但相位相同。因此,在设计调节器时对式( 3) 所示被控对象做等效处理,不会对系统稳定性和快速性产生明显影响。
对于控制器部分②,本系统采用PI调节规律[14],其传递函数为:
BUCK变换器③虽为系统中的非线性环节,根据采样控制理论中的面积等效原理:冲量相等而面积不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时其效果基本相同,变换器可以等效为一个受控电压源[15],其传递函数为:
式中,D( s) 为数字控制器输出的占空比。
4 控制模式与参数设计
4. 1 单电流环控制模式
按照传统反馈控制系统的设计方法,可编程电源可以采用输出电流反馈的单闭环控制系统结构,如图4 所示。
根据控制框图,不难写出单电流环控制模式下系统的开环传递函数为:
取 τi= 1 /2582,则可将式( 6) 系统等效化为典型Ⅰ型系统,根据工程最佳设计方法,计算可得Kp= 0. 002。将实际参数代入式( 6) ,可得单电流环控制模式下系统开环传递函数为:
图5 给出了整定后系统开环传递函数的幅频和相频特性曲线。可以看出,单电流环控制模式下,由于系统特征频率的限制,系统快速性和稳定性矛盾突出。
4. 2 双电流环控制模式
针对单电流环控制无法解决系统快速性与稳定性之间矛盾的问题,本文提出采用双电流环控制模式,即引入滤波电感电流反馈作为控制内环、输出电流作为控制外环的双闭环控制模式。双电流环控制模式下系统控制框图如图6 所示。
4. 2. 1 电流内环调节器设计
由图6 可得,双电流环控制模式下电感电流内环的开环传递函数为:
与式( 6) 对比可以看出,双电流环控制模式在ω = 1 / ( RC) 处多了一个零点,拓宽了系统带宽,增强了系统稳定性。代入实际参数可得:
同样地,根据二阶振荡环节的等效模型,可将式( 8) 等效为:
根据零极点对消原则,取 τi2= 1 /2582; 取内环开环截止角频率 ωc2= ωs/5 ( ωs为开关角频率) ,则可得Kp2= 0. 007。将上述参数代入式( 8 ) ,可得电流内环开环传递函数为:
图7 为内环整定后的幅频和相频特性曲线。可以看出,电流内环的穿越频率为6240rad /s,相角裕度为71°,稳定性较好。
内环PI参数整定后,电流内环的闭环传递函数为:
利用等效模型,简化后可得:
4. 2. 2 电流外环调节器设计
根据图6,可写出电流外环开环传递函数为:
根据去大惯性环节原则,取1 /τi1= 3584; 取电流外环截止频率 ωc1= ωs/10,则可求出Kp1= 0. 9。将上述PI参数带入式( 9) 可得:
图8 为外环的幅频和相频特性曲线,比较图5与图8 可以看出,双电流环控制模式相对于单电流环,低频段增益增大,因此跟踪精度更高; 系统截止频率增大,响应速度更快; 稳定裕度增大,稳定性增强。
5 实验结果分析
本文开发了双路11k W的特种可编程直流电流源装置,功率管选用英飞凌FF450R06ME3 型IGBT,数字控制器采用TI公司TMS320F28335DSP,IGBT开关频率5k Hz,输出滤波电感0. 1m H,输出滤波电容1500μF,负载电阻0. 23Ω。
图9 给出了在平均电流100A、调制电流25A、调制频率10Hz、脉动波形为方波的条件下分别采用电流单闭环与双闭环控制时的输出电流波形。可以看出,采用双电流环控制模式时,输出电流调节时间明显缩短,振荡显著减小。
图10 给出了在平均电流100A、调制电流25A、调制频率10Hz的条件下采用双闭环控制时的输出电流波形。可以看出,输出电流可以根据需要输出方波、三角波和正弦波等不同脉动波形的电流,满足生产工艺对电源的要求。
6 结论