可编程增益放大（共7篇）
可编程增益放大 篇1
0 引言
可变增益放大器（VGA）作为一个重要的模拟电路模块，在医疗设备、无线通信设备、助听设备以及磁盘驱动等设备中有着广泛应用[1]。可变增益放大器根据增益控制信号为模拟信号还是数字信号，可以分为模拟信号控制的可变增益放大器和数字可编程增益放大器（PGA）。随着现代集成电路的发展，越来越注重于依靠数字电路高集成度、低功耗的特点来辅助设计模拟电路，所以PGA逐渐成为了可变增益放大器的主流研究方向。本文在介绍可变增益放大器工作原理的基础之上，基于TSMC 130 nm CMOS工艺设计了一种低功耗可变增益放大器，并提取寄生参数进行了后仿真验证，结果显示该PGA在1.2 V电源电压下消耗400μA电流，实现增益调节范围为0～40 dB，增益连续，线性度OIP3为18.84 dB，性能良好。
1 PGA工作原理
PGA基本结构可以分为开环结构和闭环结构两种，开环结构典型方法如图1(a）所示，通过可编程源极退化电阻实现增益变化，这种结构功耗低，但线性度较差。闭环结构典型方法如图1(b）所示，通过可编程反馈电阻网络实现增益变化，这种结构功耗较大，但线性度较好。
2 低功耗恒定带宽PGA的设计
2.1 PGA架构的选择
恒定带宽PGA电路架构如图2所示，电路主要由3个跨导级Gm单元和电流衰减器Aii构成，图2电路增益和带宽可以表示为：
从式（1）、式（2）中可以看出，如果保持Gm2恒定，通过改变Aii来实现增益变化的情况下，PGA的带宽可以保持恒定[2]。假设Gm1=kGm2,Gm3=NGm2,Aii的变化范围为[-1,+1]则增益变化范围可以表示为：
2.2 电路与版图设计
PGA往往处于链路最后一级，为提高电路线性度需要设计高线性度Gm单元，本文所设计的高线性度跨导单元如图3所示。
电路在传统源极退化的基础之上引入晶体管M3、M4，分别与晶体管M1、M2构成局部负反馈，使输入管的源极输出阻抗由。其中T为环路增益，所以Gm的表达式为：
从式（4）可以看出，局部负反馈使得等效跨导能更加有效提高电路线性度[3]。
图4所示为电流衰减器电路结构，通过差分对重新分配跨导级输出的电流，通过加载在栅极的Vctrl电平实现压控衰减电流的功能[4]。
电路完整结构如图5所示，基于TSMC 130 nm工艺的版图设计[5]如图6所示。
3 后仿真结构与分析
首先使用Assure的寄生参数提取工具RCX提取版图寄生参数，然后将得到的网表文件导入原理图网表中，最后对添加了寄生参数的原理图进行后仿真验证。PGA在不同增益下的幅频特性如图7所示，整个可变增益放大器实现了从0.112～40.118 dB的增益调节范围，-3 dB带宽为8 MHz，带内增益平坦，体现出良好的频率特性。
图8所示为PGA线性度仿真曲线，OIP3达到18.84 dB，线性度良好。
4 结语
本文基于TSMC 130 nm CMOS工艺设计了一种低功耗恒定带宽PGA电路，并进行了版图设计和后仿真验证，充分考虑了实际流片后存在的寄生问题，结果显示本文所设计的可变增益放大器实现了0～40 dB的增益调节范围，线性度良好，OIP3达到18.84 dB，在1.2 V电源电压下，电流消耗仅为400μA。
参考文献
[1]CHEN Z,ZHENG Y,CHOONG F C,et al.A low-power variable-gain amplifier with improved linearity:analysis and design[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I,2012,59(10):2176-2185.
[2]ONET R,NEAG M,KOVACS I,et al.Compact Variable Gain Amplifier for a multistandard WLAN/Wi MAX/LTE receiver[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I,2014,61(1):247-257.
[3]MOSTAFA M A I,EMBABI S H K,ELMALA M.A 60 d B246 MHz CMOS variable gain amplifier for subsampling GSM receivers[J].IEEE Transactions on Very Large Scale Integration(VLSI)Systems,2003,11(5):535-538.
[4]GUO Chun-bing,LUONG H C.A 70 MHz 70 d B-gain VGA with automatic continuous-time offset cancellation[J/OL].[2009-09-25].http://www.bbs.eetop.cn/threa...1-1.html.
[5]SAINT C,SAINT J.集成电路掩模设计:基础版图技术[M].北京:清华大学出版社,2006.
[6]刘丰华.低噪声放大器的两种设计方法[J].现代电子技术,2011,34(4):129-131.
可变增益放大器的设计 篇2
伴随着计算机科学与技术迅猛的发展, 使用数字电路进行信号处理的优势也更加突出。为了充分发挥和利用数字电路在信号处理上的强大功能, 工程中可以先把模拟信号按比例转换成数字信号, 然后利用数字电路对该信号进行处理, 之后再输出处理过的模拟信号。放大功能是模拟信号处理电路中最常用到的, 它是通过放大器电路实现的, 大多数模拟电子系统中都应用了不同类型的放大电路。放大电路也是构成其他模拟电路的基本单元电路, 如滤波、振荡、稳压等功能电路。本文以放大器为研究核心, 讨论数字和模拟电路组成智能控制放大器增益的系统。
2 可控放大器理论与功能
目前实现可变增益放大器的方法有多种, 常用的方法是采用普通带宽放大器构成的放大电路, 而AGC (Auto Gain Control) 部分则是采用分立元件构成的, 利用反馈的方法改变放大器的增益。同时采用场效应管作为AGC的控制端可实现高频率和噪声低的放大效果, 但是这种放大器的精确增益控制受限于温度和电源的漂移影响, 很难实现稳定性。为实现放大器的可编程控制, 则需采用控制电压与增益成线性关系的可编程放大器, 放大器AD603的增益可通过编程控制。AD603是一款低噪声、温度稳定性高的可编程控制增益的放大器, 其增益与单片机的控制字成线性关系, 因此能实现可变增益控制放大器。
放大器的性能指标:.a放大器输入正弦信号电压为10mV, 电压增益为0～60dB, 步进10dB, 通频带为100Hz～40kHz。b.低通滤波器-3dB截止频率fc在1kHz～20kHz范围内可调, 调节的频率步进为1kHz, 2fc处放大器与滤波器的总电压增益不大于30dB, RL=1k。c.高通滤波器-3dB截止频率fc在1kHz～20kHz范围内可调, 调节的频率步进为1kHz, 0.5fc处放大器与滤波器的总电压增益不大于30dB, RL=1k。d.带通滤波器中心频率50kHz, 通频带10KHz, 40～60KHz可调, 调节的频率步进为2kHz。在40KHz和60KHz频率处, 要求放大器与带通滤波器的总电压增益不大于45dB。可变增益放大器系统主要由三部分组成, 分别为程控放大器部分、程控滤波器部分、控制部分。
3 程控放大器设计
3.1 放大器设计。
为实现系统中可变增益达到60dB的要求, 程控放大器部分采用两级AD603放大实现。AD603主要有精密无缘输入衰减器、增益控制电路、固定增益放大器组成。通过控制电压的变化控制衰减器对输入信号的衰减, 经衰减的信号通过固定增益放大器输出实现增益的变化, 放大器增益的调整与放大器自身的电压无关, 增益控制部分输入阻抗很高, 输入电流很小, 所以片内控制电路对控制电压的外电路影响很小, 放大器的工作模式是通过设置VOUT和FDBK确定的。当VOUT和FDBK短接时, AD603的增益为40Vg+10, 增益范围在-10～30dB之间;当VOUT和FDBK断开时, 其增益为40Vg+30, 增益范围为10～50dB;如果在VOUT和FDBK接电阻, 其增益范围将处于上述两者之间。该系统中采用VOUT和FDBK相连, AD603的增益范围为-10～30dB, 其带宽为90MHz, 那么设置两级放大器, 则增益范围为-20～60dB。AD603的增益与控制电压成线性关系, 其增益控制输入电压为-500mV～+500mV, 增益调节范围为40dB, 那么增益步进1dB, 则控制电压需增大:
由于是两级放大器, 那么增益步进1dB, 控制电压应为12.5mV。
AD603的输入阻抗比较小, 一般只有100Ω, 为提高系统的输入阻抗那么需要增加缓冲级来提高输入阻抗, 但是一般的前级放大器会影响电路的噪声, 为减少电路噪声, 前级放大采用视频放大器AD818作为驱动, 设置前级放大器的增益为1。另为提高带负载能力, 则AD603后增加一级AD818提高系统的输出阻抗。
3.2 滤波器设计。
控滤波器采用MAX262实现放大输出的高通、低通、带通滤波。滤波器的中心频率f0、品质因数Q和滤波器工作方式可以通过编程控制。
3.3 控制电路设计。
单片机通过DAC0832输出控制电压。在系统中需要转换7个数字量实现0、10、20、30、40、50、60dB的增益控制, 而DAC0832输出的是电流, 所以在数模转换器的后面加放大器实现输出电压。AD603的控制端电压范围为-500mV～+500mV, 在系统中控制电压为-250mV时才能实现放大器增益为0dB, 而DAC0832不能实现输出电压由负到正的转换, 所以在输出端增加一个加法电路。
DAC0832的电流输出为:
DAC0832的电压输出为:
加法器运算公式为:
当
其中V1=Vout, V2=250mV, 这样可以实现0dB放大。
4 结果分析
宽带放大器的总增益为0～60dB, 因此抗干扰措施必须要做的好, 才能避免自激和减少噪声。设计中采用了如下方法:
4.1 在电源端并接0.1uf的电容避免电源的高频干扰, 并接2200uf的电容避免低频干扰。
4.2 所有信号耦合用电解电容两端并接高频瓷片电容, 以避免高频增益下降。
4.3 构建闭路环, 整个运放用较粗的地线包围, 可吸收高频信号, 以减少噪声。
4.4 供电部分采用三端集成稳压芯片, 减少电压不稳定带来的噪声影响。
5 结论
可变增益放大器作为现代电子和信息工业的基本元器件, 也作为现代自动化控制家电、手机等领域重要的部分, 有着它独有的特点, 其可编程控制实现不同增益的改变和高低带通的频率输出, 是现代电子向前发展的主要方向。从长远角度考虑, 自动化控制技术也是经久不衰的。本系统的设计特点总结如下:
5.1可编程芯片的应用, 自动化控制由之前的机械式控制向现在的软件化控制, 机械化控制系统复杂、功能简单、可移植性差。而软件化具有操作简便、易于编程、易于移植、功能丰富等特点。例如可编程放大器AD603和可编程滤波器MAX262的应用尤为体现易于编程控制的特点;
5.2在了解该放大器系统控制要求的基础上, 详细阐述了各硬件模块的选用, 模块化的设计可以减少设计的工序、提高工作效率、提高设计的成功率。
参考文献
[1]张成鹤, 王平.用MAX264设计通用有源滤波器[J].电子产品世界, 2002 (8) :48-50.
[2]彭龙新, 蒋幼泉, 林金庭, 魏同立.1～7GHz全单片低噪声放大器[J].固体电子学研究与进展, 2003.23.3.
[3]黄煜梅, 叶菁华, 朱臻, 洪志良.2.4GHz、增益可控的CMOS低噪声放大器[J].固体电子学研究与进展, 2004, 4.
[4]方磊, 陈邦媛.级联型低噪声放大器设计和优化的研究[J].电路与系统学报;2003, 4.
可编程增益放大 篇3
关键词：有源负载,差分式放大电路,共模电压增益
集成运算放大器以其具有高增益、高共模抑制比和低漂移等诸多优点广泛用于模拟信号的放大与处理电路中。而运算放大器的高共模抑制比主要取决于构成其第一级的差分式放大电路, 该电路通常是带有源负载的差分式放大电路, 因此弄清楚有源负载差分式放大电路的共模增益, 对理解运放高共模抑制比有极大帮助。由于带有源负载的差分式放大电路分析相对复杂, 所以国内多数教材少有涉及[1,5], 只有个别教材含有这部分内容[6], 且重点讨论的是差模增益, 采用的方法是简化的单边小信号等效电路分析法 (半电路法) , 对共模增益关注不够, 读者不太理解高共模抑制比是如何获得的。因此, 本文对有源负载差分式放大电路的共模增益进行了较详细地分析, 以便说明运算放大器具有高共模抑制比的缘由, 以期对学习这部分内容的读者有所帮助。鉴于MOS工艺已成为半导体器件的主流工艺, 所以这里仅以MOS管构成的差分式放大电路为例进行分析, BJT差分式放大电路的分析与此类似。
1 共模增益
MOS管构成的一种典型的差分式放大电路如图1所示, 该电路也称为带有源负载的源极耦合CMOS差分式放大电路。其中T1、T2是差分对管, T3和T4组成的镜像电流源作为T1、T2的漏极有源负载。由于T1、T2是NMOS管, T3、T4是PMOS管, 所以电路也称为CMOS (Complementary MOS) 差分式放大电路。图1虚线框中所示的T5~T8组成另一组直流镜像电流源, 它为差分式放大电路提供静态偏置, 由T8漏极看进去的电阻为电流源的动态电阻ro (=rce8) , 其中T5~T7用来建立基准电流IREF。
当输入共模信号时, 图1电路的完整小信号等效电路如图2所示, 有vi1=vi2=vic。可列出d1 (d3) 、d2 (d4) 和s1 (s2) 3个节点的KCL
电路对称情况下有vgs1=vgs2=vic-vs, vgs4=vgs3, rds1=rds2, rds3=rds4, 并且假设gm1=gm2=gm3=gm4=gm, 可得共模电压增益
尽管式 (1) 分子乘积项中第一部分很小, 但它对共模电压增益起着决定性作用, 所以不能将其简单近似为0。根据式 (2) , 式 (1) 可近似为
如果继续有gmrds2>>1, 则式 (3) 可进一步近似为
由此可见, 增大源极电流源的动态电阻ro, 将减小共模电压增益, 这与基本差分式放大电路 (漏极是电阻负载) 的影响趋势是一致的。
2 仿真验证
为简单起见, 图1电路中MOS管T1~T4、T8相关参数取值相同, 如表1所示。调整T5~T7相关参数, 设置电路静态工作点如表2所示, 在此静态工作点下进行电路仿真 (MOSFET采用Level=1模型) 。
输入共模电压时的PSpice仿真结果如图3所示, 得到共模电压增益Avc2≈-5.96×10-4。由表2第一组静态工作点下的gm和rds2值可知满足gmrds2>>1, 所以按照式 (4) 计算得Avc2≈-5.92×10-4, 与仿真结果一致, 而且获得小于10-3的共模增益也非常容易。说明该电路不仅可以获得比基本差分式放大电路 (漏极带电阻) 更高的差模增益[6], 而且也有更低的共模增益, 也就意味着它很容易获得高共模抑制比。
3 结束语
本文通过完整的小信号等效电路, 在电路对称情况下, 推导出带有源负载的源极耦合CMOS差分式放大电路的共模电压增益表达式, 进而在满足 (1/gm) 远小于rds2、rds4、ro和gmrds2>>1条件下, 得到其近似的表达式 (4) 。通过PSpice仿真, 验证了式 (4) 的正确性。
也可用本文类似的方法分析带有源负载的BJT差分式放大电路的共模电压增益。
参考文献
[1]华成英.模拟电子技术基础.[M].第四版.北京:高等教育出版社, 2006.
[2]郑家龙, 陈隆道, 蔡忠法.集成电子技术基础教程 (上册) [M].第二版.北京:高等教育出版社, 2008.
[3]杨栓科.模拟电子技术基础[M].第2版.北京:高等教育出版社, 2010.
[4]王淑娟, 蔡惟铮, 齐明.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社, 2009.
可编程增益放大 篇4
随着多媒体传输业务的飞速发展,对骨干网和城域网的通信容量提出了更高的要求,为了应对大容量通信系统的需求,目前可采用的方法主要有三种:第一种采用密集波分复用(DWDM)技术,让有限的频带能够传输更多频率的信号,如可以将现在信道间隔从几百GHz减少到100GHz、50GHz,甚至25GHz;第二种采用增加单信道通信速率的办法,如将目前的2.5Gb/s、10Gb/s提高到40Gb/s;第三种采用扩展通信带宽方法,即光纤通信频带由目前的C波段向S波段和L波段扩展,甚至覆盖整个1 200~1 600nm波段,这样一来就可以更加有效地利用光纤的整个低损耗波段。当然,也可以将三种办法同时使用,使通信容量得到最大程度增加。由于光纤拉曼放大器对提高通信容量的三种方法都能发挥极其重要作用[1,2,3],因此使它成为了下一代光通信技术发展备受关注的器件。
光纤拉曼放大器的实用化强烈的依赖于两个因素:大功率泵浦源和足够平坦的增益谱。随着大功率激光器制作工艺的日趋成熟,增益谱的平坦特性便成为了光纤拉曼放大器设计中考虑的首要问题[3,4]。目前实现光纤拉曼放大器的增益平坦主要有两种选择,第一种是采用多个不同波长的半导体激光器作为泵浦源,通过优化各个泵浦波的波长及功率来实现宽带、增益平坦的光纤拉曼放大器,这是目前国内外普遍采用的方法[2,3,4,5,6],也是光纤拉曼放大器的优点之一;第二种方法则是先采用单个高功率泵浦源(如光纤激光器,目前其成本已和多对半导体激光器及多波泵浦时所需要的消偏合波器成本总和相当,甚至更低)进行泵浦,结合光纤拉曼增益谱固有的宽带特性,利用一个合适的宽带增益平坦滤波器实现增益平坦[7]。在实际工程运用中,两种方案各有所长。本文采用单个波长高功率光纤拉曼激光器作为泵浦源,用啁啾布拉格光纤光栅作为增益平坦滤波器,然后用两种不同的光源作为信号源分别对光纤拉曼放大器进行增益平坦化实验研究。
2 实验装置及结果
实验装置如图1所示,其中信号源由平坦型宽带ASE光源+波分复用仿真器(WDM-Emulator)组成,光谱范围为1 528~1 565nm;光源的总输出光功率以及功率不平坦度分别为10m W和1.5d B;所使用波分复用仿真器包含两个相互匹配并且可以进行温度调节的法布里-珀罗干涉滤波器(Fabry-Perot interferometer filter),输出的光信号动态范围可以达40d B以上,单信道波的带宽为1.62 GHz,信号间的频率间隔为100GHz,共有46波长信号。泵浦源采用波长为1 455nm的光纤拉曼激光器,频带宽度为0.067nm,输出功率为1 200m W。泵浦信号耦合器采用FWDM,该耦合器对于1 500~1 600nm的信号光损耗为0.7 d B左右,对于泵浦源的耦合损耗为0.8 d B左右。增益介质由50 km G652光纤(标准单模光纤)+5 km DCF(色散补偿光纤)组成,增益平坦滤波器(GFF)采用啁啾布拉格光栅(CFBG)滤波器。实验所采用的光谱分析仪(OSA)的总光谱范围为600~1 700nm,光谱分辨率和动态范围分别为1pm和50d B,泵浦方式采用后向泵浦,泵浦源通过泵浦信号耦合器先进入50km的G652光纤,然后再进入5km的DCF。其初始的输出信号光谱(没有加泵浦及增益平坦滤波器之前的光谱)如图2所示。
图3是经过光纤拉曼放大器放大以后的输出信号光谱(此时未加增益平坦滤波器)。由图2和图3对比可以看出,所有输出信号光均被同时放大,但是由于拉曼增益系数在不同的频移位置大小不同,导致处在光纤拉曼放大器增益带宽范围之内的信号光增益大小不一,其中开关增益的最大值出现在波长为1 555nm的位置(该波长和泵浦源波长刚好相差100nm,这个波长差也正好和泵浦光频率下移13.2THz的频率位置相对应),其开关增益可以高达30d B。由于DWDM系统对光纤拉曼放大器开关增益谱的不平坦度有严格要求(尤其是对于超长距离超大容量光纤通信系统,该要求更加严格,本来平坦的信号光如果经过多级增益谱不平坦的放大器级联放大以后,整个信号谱将会变得非常的不平坦,这样就很容易使功率过小的信号光被湮没在噪声当中,而功率过大的信号光则可能会产生非线性失真),因此需要采用宽带平坦滤波器对单泵浦的光纤拉曼放大器进行平坦滤波。
对于宽带平坦滤波器,一般来说可以有三种选择,分别是啁啾布拉格光纤光栅、长周期光纤光栅及薄膜滤波器。对于这三种滤波器,如果单从宽带滤波角度考虑,长周期光纤光栅是最理想的选择,但可惜的是长周期光纤光栅作为宽带滤波器时尺寸太大很难进行封装并且有较明显的温漂效应;而对于薄膜滤波器而言,其插入损耗相对较大,且存在较大的误差函数[8],因此本实验最终选择啁啾布拉格光纤光栅作为光纤拉曼放大器的增益平坦滤波器。啁啾布拉格光纤光栅可以等价为一系列具有不同周期但长度相同的均匀型布拉格光纤光栅的组合,每一段被视为均匀型光栅的传输特性可以用一个矩阵Fi来表示[9]:
其中:i代表第i段被分隔的啁啾布拉格光纤光栅,∆L代表啁啾布拉格光纤光栅被平均分隔以后每一小段光纤光栅的长度,γ=ki2-σˆ2,ki、σˆi分别代表第i段光栅的耦合系数和自耦合系数,定义如下:
在上述等式当中,δneff代表每段光纤光栅折射率的空间变化,ν代表折射率变化的条纹可见度,dφ/d2z描述光栅的啁啾程度。经过前后两小段光纤光栅的反射谱和透射谱振幅之间的关系如下:
其中Ri和Si分别代表前向传输和后向传输的光模式振幅。若已知各段光纤光栅的输出特性矩阵,就可以在输出端获得啁啾布拉格光纤光栅的输出振幅:
在设计增益平坦滤波器的时候,有如下重要因素需要考虑:1)确定拉曼放大器的增益谱平坦化的目标带宽、基准增益值及平坦度;2)根据目标带宽和基准增益值设计出目标损耗谱;3)根据目标损耗谱和所要求的最小不平坦度设计增益平坦滤波器(该平坦度必须满足波分复用系统的要求)。
实验所得到的最终增益平坦滤波效果如图4所示,该光纤拉曼放大器在波长范围为1 528nm到1 565nm之内的平均开关增益大小为15.5d B,增益不平坦度为±0.6d B,所测得的放大器噪声指数均小于-2d B。其中,最大开关增益出现在第36信道,该信道的中心波长为1 555.157nm,开关增益大小为16.4d B;最小开关增益则出现在第20信道,该信道的中心波长为1 543.336nm,开关增益大小为15.2d B。由于本实验所感兴趣的光纤拉曼放大器带宽范围为1 519~1 574nm(共55nm),但是上述实验装置中所使用的宽带ASE光源总共只有37nm(1 528~1 565nm),因此为了能够测量整个55nm范围内的光纤拉曼放大器开关增益和噪声指数谱,本实验还采用了另外一套实验装置,如图5所示。
该实验装置中,信号源改为由四个通道的外腔可调谐式半导体激光器组成,每个信道波长调谐的范围为80nm,总的光谱调谐范围为1 440~1 600nm,输出功率调谐范围为-7d Bm到3d Bm,信号的光谱带宽<100MHz,信噪比优于45d B,信号源采用FWDM进行信号合波输出。实验时,每个信道的输出功率大小为-5d Bm,泵浦源输出同样为1200m W。这套实验装置的最终测量结果如图6及图7所示,其中图6为光纤拉曼放大器的初始信号开关增益大小以及噪声指数大小,图7为光纤拉曼放大器在加增益平坦滤波器前、后的信号开关增益谱比较。结果显示,该光纤拉曼放大器在55nm的带宽范围内(1 519nm~1 574nm),开关增益可以达到15.2d B,不平坦度可以控制在±0.8d B之内,并且所有信道的噪声指数均低于-1.8d B。
3 讨论
本实验虽然采用了两种完全不同的信号源,但是从最后结果来看,第一,在相同的波段范围内(1 528~1 565nm)几乎获得了完全相同的开关增益和噪声指数,说明实验所设计的光纤拉曼放大器对信号各异及大小不同的信号均能进行有效放大。第二,由于泵浦光功率较大,该方案不适合采用前向泵浦方式进行放大,因此实验采用后向泵浦[10],以避免信号产生非线性失真;另外,实验将色散补偿光纤放置于普通单模光纤前端也是为了防止高增益的色散补偿光纤在强泵浦情况下令信号产生失真。第三,在使用增益平坦滤波器时,不能简单地将其直接放到光纤拉曼放大器的输出端,这主要是因为该方案采用的是啁啾布拉格光纤光栅;当用它进行滤波时,所滤光谱实际上已变成和信号光方向相反的反射光谱,这些反射光谱很可能会对前向传输的信号光以及背向泵浦的泵浦源产生潜在的影响,并且可能会带来其它噪声,因此设计时在泵浦源和增益平坦滤波器之间增加了一个光隔离器(如图1和图5所示),将反向传输的光谱进行隔离。第四,该方案虽然采用单泵浦的方式,在一定程度上限制了其有效平坦增益带宽的进一步增加,但是该方案在55nm带宽范围内,具有15.2d B平坦增益的效果,相比许多多泵浦的方案(如文献[3]采用了4个半导体激光器作为泵浦源(总功率约为600m W)在35nm(1 530~1 565nm)范围内实现了10d B左右的平坦增益;文献[4]采用了4个半导体激光器(总功率为560m W)作为泵浦源在40nm(1 525~1 565 nm)范围内仅实现了6.5 d B左右的平坦增益;文献[5]采用了2个大功率的半导体激光器(总功率为800 m W)作为泵浦源在34nm(1 530~1564nm)范围内实现了13d B左右的平坦增益),仍具有较大的优势。第五,对于多泵浦方案而言,增益谱的平坦是由所有泵浦源所决定的,只要其中一个泵浦源发生问题,整个增益谱就会受到影响而变得不平坦,而对于单泵浦的光纤拉曼放大器而言就没有该问题存在。当然如果需要带宽(60nm以上)更宽的拉曼放大器,多泵浦方案是必然的选择,但即便如此也要综合考虑如何解决多泵浦结构复杂性所带来的不稳定因素。
4 结论
本文采用了单波长、高功率的光纤拉曼激光器作为泵浦源,啁啾布拉格光纤光栅作为增益平坦滤波器,两种不同的光源作为信号源分别对光纤拉曼放大器进行了增益平坦化实验研究,最终获得了平坦增益带宽为55nm(1 519~1 574nm)、平均开关增益大小为15.2d B、增益不平坦度为±0.8d B的宽带光纤拉曼放大器,通过实验研究表明,该方案为带宽低于60nm的光纤拉曼放大器的增益平坦化设计提供了一种较好的选择。
参考文献
[1]Islam Mohammmed N.Raman Amplifier for Telecommunications[J].IEEE Journal of Selected Topics in Quantum Electronics,2002,8(3):548-559.
[2]刘红林,张在宣,庄松林,等.用打靶法求解双向泵浦的拉曼放大器传输方程[J].光电工程,2004,31(12):46-49.LIU Hong-lin,ZHANG Zai-xuan,ZHUANG Song-lin,et al.Solving the propagation equation of bi-direction pumped fiber amplifier with shooting mehtod[J].Opto-Electronic Engineering,2004,31(12):46-49.
[3]YANG Tao-tao,YIN Xin-da,He Wan-hui,et al.Gain Spectrum of Raman Fiber Amplifier[J].Acta Optica Sinica,2002,22(11):1336-1339.
[4]忻向军,余重秀,李安检.一种简单实用的调节RFA增益平坦的方法[J].光通信研究,2004,122(2):61-63.XIN Xiang-jun,YU Chong-xiu,LI An-jian.A Simple and Practical Method for Adjusting the Gain Flatness of Raman Fiber Amplifier[J].Study on Optical Communications,2004,122(2):61-63.
[5]段云锋,吕福云,王健,等.反向抽运分布式光纤拉曼放大器的实验研究[J].中国激光,2005,32(11):1499-1502.DUAN Yun-feng,LU Fu-yun,WANG Jian,et al.Experimental Study of the Backward-Pumped Distributed Raman Fiber Amplifier[J].Chiese Journal of Lasers,2005,32(11):1499-1502.
[6]Perlin V,Winful H.Optimal design of flat-gain wide-band fiber Raman amplifier[J].IEEE J.Lightwave Tech,2002,20(2):250-254.
[7]DAI Bi-zhi,ZHANG Zai-xuan,LI Chen-xia,et al.Design of S-Band Gain Flattened Distributed Fiber Raman Amplifier With Chirped Fiber Bragg Grating Filter[J].Optoelectronics Letters,2006,2(1):9-11.
[8]HUANG Li-qun,WANG Li,WANG Zhi,et al.Design on gain-flattening filters of L-band EDFAs[J].Chinese Journal of Laser,2004,31(7):829-832.
[9]Ricard Feced,Michalis N Zervas,Muriel M A.An efficient inverse scattering algorithm for nonuniform fiber Bragg gratings[J].IEEE J.Quantum Electron,1999,35(8):1105-1115.
可编程增益放大 篇5
运算放大器是许多模拟系统和混合信号系统中的一个重要部分。高的直流增益无疑是运算放大器重要的设计指标。由于运算放大器一般用来实现一个反馈系统,其开环直流增益的大小决定了使用运算放大器的反馈系统的精度[1]。在现代CMOS模拟电路中,低压差线性稳压器(LDO)的设计中,要求运算放大器有高的直流增益来减小其静态误差[2]。折叠式共源共栅结构可以提供高的增益,大的输出电压摆幅,好的频率特性,而且功耗比较低。
本文根据设计要求,设计了一种采用增益提高技术的两级放大器:第一级为在差分输入单端输出的折叠式共源共栅放大器中采用增益提高技术的低电压电流镜,以达到高增益且可提供适当摆幅,第二级采用共源极电路结构以增大输出摆幅[1],同时提供适当的增益。在放大器的两级之间,采用改善零点频率的密勒补偿技术来使电路达到稳定。经过Cadence spectre软件仿真显示,该结构直流增益达到了125.8 d B,相位裕度达到了61.2°。
1 运算放大器的设计
本文所设计的电路是在采用折叠式共源共栅结构的两级放大器中,采用增益提高技术的低电压电流镜来得到高增益。
增益提高技术利用反馈技术来提高信号通路上的输出阻抗,可以通过如图1所示的结构来说明。该结构通过电流电压反馈来控制M4源端的电压,使其保持恒定值,由于放大器M6的作用,输出电压的变化对M2漏端电压的影响很小[3]。通过M2的电流变得恒定,从而产生更高的输出阻抗。由小信号电路分析可知,该电路的输出阻抗与传统的共源共栅结构相比,增加了A1倍。其输出阻抗表达式为:
2 总电路结构
图2为运算放大器的总电路结构:第一级采用PMOS管作为输入管的折叠式共源共栅结构,并且在其增益提高级采用了增益提高技术来提高输出阻抗,进而提高增益。第二级采用简单的共源级的典型结构输出,以提供最大的输出摆幅[4]。为使电路达到稳定,在增益提高级与输出之间采用了改善零点频率的密勒补偿。电路的静态工作条件由偏置电路提供。
2.1 输入级电路结构设计
在两级运算放大器的设计中,第一级提供高增益;而在单级放大器中,折叠式共源共栅和套筒式共源共栅均可提供很高的增益。折叠式共源共栅运放与套筒式结构相比,电压的输出摆幅较大些,而且在应用方面输入输出可以短接,实现单位增益缓冲器;其次,折叠式共源共栅结构的输入共模范围大,输入共模电平[1]可以接近VDD(NMOS作输入管)或GND(PMOS作输入管)。若采用NMOS管作为输入管,由于电子比空穴迁移率大,能得到更大的增益,但其折叠点有很大的寄生电容,影响了运放的速度,所以可采用PMOS管作为输入管来提高主放大器的频率特性。本文设计的差分输入单端输出的折叠式共源共栅结构如图3所示,其中M1,M2,M5,M6构成折叠式差分电路;M3,M4构成差分电路的偏置电流源;M19构成差分输入的尾电流源;M7,M8,M9,M10构成共源共栅电路;M13,M14,M15,M16,M17,M18构成增益提高电路[5],来提高第一级的输出电阻。Vbias1,Vbias2,Vbias3提供增益提高级的直流偏置电压。在第一级PMOS差分输入的折叠式共源共栅中,增益提高技术的增益为:
第一级输出电阻为:
运放第一级的增益为:Av1=Gm⋅Rout,Gm为输入差分管的跨导。
2.2 输出级电路结构设计
第二级采用电流源负载的[3]共源级电路,不仅可以提供很大的电压增益,还可以提供大的输出摆幅。在本文的设计中,如图4所示,M11作为第二级的输入管,M12管提供偏置电流,其偏置电压由Vbias3提供。其增益为:
输出摆幅为:VDD-|VOD11|-VOD12,其中VOD11,VOD12为M11,M12的过驱动电压。
2.3 偏置电路结构的设计
图5是本文所设计的偏置电路[4],Vbias1为图3中输入管的尾电流源M19提供直流偏置电压,Vbias2为图3中M5,M6,M7,M8,M15,M16提供直流偏置电压,Vbias3为M3,M4,M12提供直流偏置电压。M20,M21构成电流镜,理想电流源通过电流镜将电流Iref按管子的宽长比镜像到M21管,从而产生电路所需要的直流偏置电压。
2.4 运算放大器整体电路结构
图6为本文所设计的运算放大器的整体电路。各个端口定义为:VDD为工作电压;GND为电源地;Vin1为正相输入端;Vin2为反相输入端;Vout为输出端;电阻Rm=1 kΩ,电容Cm=4 p F。Iref为10μA的电流源[4]。为了使在闭环电路中反馈运算放大器的输入端的信号幅度和相位不使该信号在环路中产生振荡,在电路的增益提高级和输出级之间添加了密勒补偿电容和补偿电阻。电路的第一级为采用增益提高技术的共源共栅结构,其输出电阻很大,所以主极点在第一级的输出端。采用密勒补偿电容Cm把主极点向低频移动,非主极点向高频移动[6]来实现极点分离。采用补偿电阻Rm来改善零点的频率,从而使运算放大器达到稳定。表1为整个运算放大器的各个管子的尺寸参数。
3 电路仿真结果
采用Cadence公司的仿真工具spectre,仿真模型采用Chartered 0.35μm,3.3 V工艺BSIM3V3模型对所设计的运算放大器进行了仿真。增益和相位仿真结果如图7所示,增益为125.8 d B,增益带宽积为2.43 MHz,相位裕度为61.2°。
在仿真过程中,对CMRR的仿真[7]采用了简化的仿真办法,仿真的是实际数据的倒数。从图8中可以看出,低频共模抑制比(CMRR)为96.3 d B。
表2为所设计的运算放大器与其他两级运算放大器性能的比较。
4 结论
本文采用Cadence公司的仿真工具spectre,仿真模型采用chartered 0.35μm工艺对所设计的采用增益提高技术的折叠式共源共栅两级放大器进行了DC,AC及瞬态分析,仿真结果表明,本文所设计的两级运算放大器具有125.8 dB的直流开环增益,与采用类似技术的其他放大器相比,其增益可达到最大。在1 p F的负载电容条件下,运放的单位增益带宽积为2.43 MHz,相位裕度为61.2°,共模抑制比96.3 dB,使电路达到了稳定状态,并且模拟结果达到了预期的效果。
摘要：基于chartered 0.35μm工艺,采用PMOS管作为输入管的折叠式共源共栅结构,设计了一种采用增益提高技术的两级运算放大器。利用Cadence公司的spectre对电路进行仿真,该电路在3.3 V电源电压下具有125.8 dB的直流开环增益,2.43 MHz的单位增益带宽,61.2°的相位裕度,96.3 dB的共模抑制比。
关键词：折叠式共源共栅,增益提高技术,运算放大器,低电压电流镜
参考文献
[1]毕查德.拉扎维.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿,程军,张瑞智,等译.西安:西安交通大学出版社,2003.
[2]成东波,孙玲玲,洪慧.一种采用增益增强技术的全差分运放设计和实现[J].电子器件,2010,33(6):704-707.
[3]罗广孝,吴军军.一种高增益CMOS两级运算放大器的设计[J].山西电子技术,2008(1):55-57.
[4]朱志鼎,彭晓宏,吕本强,等.高性能折叠式共源共栅运算放大器的设计[J].微电子学,2012,42(2):146-149.
[5]SANSEN W M C.模拟集成电路设计精粹[M].陈莹梅,译.北京:清华大学出版社,2008.
[6]王学权,梁齐.一种带增益提高技术的高增益CMOS运算放大器的设计[J].现代电子技术,2006,29(12):148-150.
可编程增益放大 篇6
关键词：掺铒光纤放大器,增益,饵光纤长度,泵浦光功率
1 引言
掺铒光纤放大器的信号增益谱很宽, 具有较高的饱和输出功率和较低的噪声, 所需泵浦功率低, 因此, 是最具吸引力, 也是最成熟的光纤放大器。掺铒光纤放大器 (EDFA) 主要由掺铒光纤、泵浦光源、波分复用器、光隔离器及光滤波器等组成[1]。
2 EDFA系统模型设计
Opti System (光通信系统设计软件) , 有一个基于实际光纤通讯系统模型的系统级模拟器, 在系统中分别搭建正向、反向、双向3种泵浦结构的EDFA (见图1) 系统模型, 对常用的980nm和1480nm泵浦源工作波长进行仿真分析。
模型中连续激光器的参数为f=193.1THz, P=-20d Bm;泵浦激光器的参数波长设置为980nm和1480nm, 掺铒光纤长度为5M和4.5M。
光放大器的增益特性表示了光放大器的放大能力, EDFA的增益通常为15~40d B, 增益的大小与多种因素有关, 如光纤长度、泵浦光功率以及光纤中掺铒浓度。增益G定义为输出功率与输入功率之比, 表达式为:
式中, G为增益, d B;Pout、Pin分别表示放大器输出端与输入端的连续信号功率。
增益系数是指从泵浦光源输入1m W泵浦光功率通过光纤放大器所获得的增益, 表达式为:
式中, g (z) 为增益系数, d Bm W;g0是由泵浦强度确定的小信号增益系数, 由于增益饱和现象, 随着信号功率的增加, 增益系数下降;I、P分别为光强和光功率;Is、Ps分别为饱和光强和饱和光功率, 是表明增益物质特性的量, 与掺杂系数、荧光时间和跃迁截面有关[2]。
3 EDFA掺饵光纤长度对增益特性的影响
仿真系统设置掺铒光纤的长度在3~20m连续变化, 测得980nm泵浦EDFA增益随光纤长度的变化曲线如图2所示, 1480nm的泵浦曲线类似。
仿真结果表明:铒光纤长度在3~20m变化时, EDFA增益存在峰值。初始时增益随掺铒光纤长度的增加而上升, 但当光纤超过一定长度后, 增益反而逐渐下降, 可知存在一个最佳增益的最佳长度, 980nm泵浦的最佳光纤长度是8m, 1480nm泵浦的最佳光纤长度是10m, 。
3种泵浦方式的增益比较:当光纤长度为3m时, 3种泵浦方式的增益基本相同。当光纤长度增加时, 双向泵浦方式的增益最高, 正向泵浦方式的增益次之, 反向泵浦方式的增益最低。
2种泵浦波长增益特性比较:当光纤长度为3m时, 980nm泵浦EDFA的增益较1480nm泵浦EDFA的增益大10d B;当光纤长度增加时, 1480nm泵浦EDFA获得的最大增益较980nm泵浦EDFA获得的最大增益平均大4d B, 且增益下降较缓慢。
原因分析:当掺铒光纤超过一定长度后, 增益将下降, 原因是EDFA依靠泵浦光激发基态粒子到上能级, 通过受激辐射实现信号放大, 当泵浦光沿掺铒光纤传输时, 将因受激辐射而不断衰减, 导致反转粒子数不断减少。
4 EDFA泵浦光功率对增益特性的影响
设定系统中泵浦激光器的泵浦光功率在5~40d Bm变化, 测得泵浦波长为980nm和1480nm EDFA的增益随泵浦光功率变化的曲线。结果表明:EDFA增益可达到一个最大值。初始时增益随泵浦光功率的增加而上升, 但当泵浦光功率增加到一定值后, 增益最终趋于饱和。
3种泵浦方式的增益比较:光功率为8d Bm时, 正向和反向泵浦方式开始有正增益, 双向泵浦方式的增益较前两者大很多, 当泵浦光功率增加时, 双向泵浦方式的增益最高, 正向泵浦方式的增益次之, 反向泵浦方式的增益最低。
2种泵浦波长增益特性比较:当泵浦光功率为8d Bm时, 正、反向泵浦的增益基本相同, 双向980nm泵浦EDFA的增益较1480nm泵浦EDFA的增益大6d B;当泵浦光功率增加时, 正、反、双向980nm泵浦EDFA获得的最大增益较1480nm泵浦EDFA获得的最大增益大16d B。
原因分析:增益饱和的原因是当接入泵浦光功率后输入信号光将得到放大, 同时也产生部分放大自发辐射光, 2种光都消耗上能级上的铒离子;当泵浦光功率足够大, 而信号光与放大自发辐射光很弱时, 上下能级的粒子数反转度很高, 并可认为沿掺铒光纤长度方向上的上能级粒子数保持不变, 放大器的增益将达到很高的值, 但当泵浦光功率达到一定值后, 增益将趋于饱和。
5 结论
考虑光纤长度时, 要获得较大的增益, 应选择长10m的1480nm双向泵浦EDFA, 可获得的增益为40d B。但应注意, 因为还涉及其他特性, 如噪声特性等, 这一长度只能是最大增益长度, 而不是掺铒光纤的最佳长度。最佳长度是指在给定泵浦光和信号光功率下, 保证掺铒光纤全程粒子数反转并对信号光进行放大的最佳掺铒光纤长度。考虑到泵浦光功率时, 要获得较大增益, 应选择泵浦光功率为40d B的980nm双向泵浦EDFA, 可获得的增益为45d B。
参考文献
[1]张明德, 孙小菡.光纤通信原理与系统 (第3版) [M].南京:东南大学出版社, 2003.
可编程增益放大 篇7
1.1 试验检测装置的制作
试验检测装置的构成为四部分, 即GPC-3030D型直流电源、双踪示波器、高频信号发生器以及1A9故障电路板, 具体连线图如图2所示。
其中, GPC-3030D型直流电源有2路输出电源, 一是输出电源调整到正28V, 连接到1A9的E5端, 主要负责工作电压;二是输出电源调整为负4.6V并连接到1A9的E8和E9端口, 主要负责控制光电耦合器U1及U2的负电压。将前者的负极与后者的正极连接, 同时连接到1A9的E2、E4及E7端。此外, 连接到1A9E8和E9端口的负电压信号可以实现基于高前阴流以及高末栅流呈现正关系之上形成的负控制电压信号的模拟;双踪示波器的CH1端连接到1A9板的电阻R6, CH2端连接到1A9板的射频输出端J2, 即连接到1A9的E1端;高频信号发生器的作用就是对频率合成器输出的射频信号进行模拟, 并与1A9E3端连接。
1.2 试验检测过程
1) 试验射频激励信号选择高频信号发生器形成的高频频率为15MHz的单音信号, 合理调控信号发生器的幅度旋钮, 让输出射频信号电平达到0.5V, 接着再经由Q9射频插头将其与1A9输入端J1相连接。
2) 在1A9的E6与E7端连接滑动电位器, 对射频增益控制人工手段控制电位器进行模拟, 并沿顺时针方向做一定调整, 确保接近电阻值达到最大化。
3) 分别借助双踪示波器的CH1通道和CH2通道对1A9电路电阻R6上端输出信号波形以及J2端输出信号波形进行检测。
4) 把1A9的E8和E9端分别连接到基于GPC-3030D直流电源之上模拟形成的负控制电压信号, 根据情况调控电压范围, 将其控制在-6VDC-0VDC。如果没有异常, 控制电压就应高于4.6VDC[1]。利用双踪示波器屏幕对信号发生器输出高频信号波形实时有效监测, 基于PIN二极管影响之下, 当信号幅度逐渐减小的时候, 光电耦合器二极管就会发光, 三极管会导通, Q2偏置和输出电流会增大, Q1偏置和输出电压uce都会剑减小[2]。经由双踪示波器屏幕能直接看到高频信号逐渐降低直到消失不见, 这个时候通过Q3输入的射频电压会逐渐降低, Q3和Q4的射频输出电压均会下降, 进而直接削弱射频激励。
2 故障分析与处理
2.1 故障现象
发射机具体运行过程中, 如果射频增益控制电路出现异常就会对发射机载波电平造成直接影响, 使其出现不稳定性。例如, 断激信号或是激励信号过大, 使发射机多次出现过量负荷现象, 造成发射机高前级表值以及高末级表值出现不稳定性, 影响发射机运行。
2.2 故障电路分析与处理
电路正常的时候, 从1A9的1PS6TB2-6引进与高前阴流成正比关系的控制电压, 和高末栅流成正比关系的控制电压从1A9的1PS5TB1-10引进, 且两组直流电压信号都是负, 分别连接到光电耦合器的U1与U2发光二极管的负极。当射频激励信号偏大的时候, 高前阴流会增加, 高末栅流也会增加, 引发1PS6TB2-6和1PS5TB1-10负直流电压也随之提升, 进而强化U1以及U2的发光强度、强化三极管导通以及减小输出电压。Q1和Q2偏置分别下降和上升, 输出电流增加, Q3输进射频电压降低, Q3和Q4射频输出均降低, 进而使激励信号降低;反之亦是如此。
在PIN二极管的CR1有损坏情况时, 受Q2发射极电流变化作用, 其射频阻抗力会逐渐丧失。如果光电耦合器的U1与U2有损坏情况, 会使三极管的Q1与Q2丧失正常偏置, 造成CR1工作出现异常。如果PIN二极管不具备控制作用了, 原本通过信号输入端J1输进的高频信号就会经由Q3和Q4放大输出, 引发射频激励信号变大, 导致发射机多次出现过量负荷现象, 影响其正常运作。倘若三极管Q3、Q4有损坏情况或1A9输出电路断开, 会出现断激问题, 对发射机正常、稳定运作造成影响。
在具体工作中, 倘若1A9板有损坏情况, 就要及时用三通把射频增益控制电路的输进和输出端进行短接, 根据对应载波频率, 对射频激励电平作出一定调整, 保障发射机运行稳定、正常。等到播音间隙的时候再进行更换。
2.3 1A9板元器件损坏分析及处理
利用试验检测里双踪示波器, 观察高频信号有没有消失, 以此为依据判定射频增益放大器1A9板上的元器件有没有损坏。倘若在屏幕上能看到高频信号逐步减小直至消失, 就表示PIN二极管以及三极管Q1/Q2和光电耦合器的U1和U2等元器件没有损坏。也可以先调换U1和U2两个元器件, 如果在示波器屏幕上没有看到高频信号逐渐减小直至消失的情况, 还可以通过三用表对PIN二极管进行检查, 假如正反方向电阻出现异常现象, 就要更换PIN二极管;假如电阻R6上端连接的屏幕上能看到高频信号逐渐降低直至消失, 但射频增益放大器仍然运转异常, 就要检查三极管Q3和Q4是否存在异常, 如果有异常就要及时更换。
如果判断出1A9板上元器件有损坏情况, 就要及时更换损坏器件, 但在更换的时候要注意四个问题:1) 使用吸锡泵时, 不能让烙铁头和印刷电路板的铜触点接触太久, 因为接触时间久容易使铜触点脱落, 造成印刷电路板失去作用。2) 在进行二极管和放大管焊接的时候, 要用镊子夹住焊脚, 避免元器件长时间跟高温电烙铁头接触, 损坏元器件。3) 电解电容要弄清正极和负极。4) 在对4N26光电耦合器进行安装的时候要插对管脚, 找准安插标志, 避免出现IC片插反的情况。
3 结论
本文基于DF100A型100k W短波发射机之上自行设计射频增益控制放大器 (1A9) 试验检测装置, 目的是为了快速、准确检测出1A9板元器件的故障问题。这种便捷的检测方法为维护工作提供了很多方便, 也为短波发射机的安全、稳定、高效播出提供了有效保障。
参考文献
[1]勾建国, 刘学伟.DF100A型短波发射机宽放电流异常故障分析及处理[J].电子世界, 2014 (1) :51-52.